JP2018107905A - 電動機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】誘起電圧に重畳する高周波ノイズを低減可能な電動機制御装置を提供する。【解決手段】電動機制御装置１０は、直流電力供給部７０，７０ｕ，７０ｖ，７０ｗを備える。直流電力供給部７０，７０ｕ，７０ｖ，７０ｗは、複数のスイッチング素子のうちの非通電相の複数のスイッチング素子と、非通電相の固定子巻線５１ｃとを電気的に接続する非通電相電力ライン４４ｃに対して、誘起電圧に重畳する高周波ノイズを低減可能な直流電力である第一直流電力を供給する。【選択図】 図１

Description

本発明は、非通電相の固定子巻線に生じる誘起電圧に基づいて、固定子に対する可動子の位置を推定する制御装置を備える電動機制御装置に関する。

上記発明の一例として、特許文献１に記載の発明が挙げられる。特許文献１には、誘起電圧に重畳する高周波ノイズによって位置検出タイミングに誤差が生じるので、位置検出において、所定のサンプリング禁止期間を設けることが開示されている。また、特許文献１には、サンプリング禁止期間は、センサレス駆動におけるＰＷＭ最低オン幅であるため、最低デューティが制限され、起動時から最低デューティ幅を確保した高いデューティを与えた場合に、過度な電圧による起動不良、過電流、過電流に伴う永久磁石の減磁が生じる可能性があることが開示されている。

このような課題に対して、特許文献１に記載のモータ駆動装置は、パルス幅変調によるオンデューティが所定値以下になると、所定のＰＷＭオン幅を確保しつつキャリア周波数を変更する。これにより、特許文献１に記載の発明は、必要最小限のＰＷＭオン幅を確保して、起動直後や低速時、低負荷時などでＰＷＭデューティが小さい状態においても、位置検出を可能にしようとしている。

特開２０１４−１８０１４９号公報

しかしながら、特許文献１に記載の発明は、誘起電圧に重畳する高周波ノイズ自体を低減しようとするものではない。本発明は、このような事情に鑑みて為されたものであり、誘起電圧に重畳する高周波ノイズを低減可能な電動機制御装置を提供することを課題とする。

本発明に係る電動機制御装置は、複数のスイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して、固定子と可動子とを備える電動機に対して前記変換された前記交流電力を出力する電力変換器と、前記固定子の非通電相の固定子巻線に生じる誘起電圧に基づいて、前記固定子に対する前記可動子の位置を推定して、前記推定された前記可動子の前記位置に基づいて前記複数のスイッチング素子の各々を前記開閉制御する制御装置と、を具備する電動機制御装置であって、前記複数のスイッチング素子のうちの前記非通電相の複数のスイッチング素子と前記非通電相の前記固定子巻線とを電気的に接続する非通電相電力ラインに対して、前記誘起電圧に重畳する高周波ノイズを低減可能な直流電力である第一直流電力を供給する直流電力供給部を備える。

本発明に係る電動機制御装置によれば、電力変換器と制御装置とを具備する電動機制御装置において、直流電力供給部を備える。直流電力供給部は、複数のスイッチング素子のうちの非通電相の複数のスイッチング素子と非通電相の固定子巻線とを電気的に接続する非通電相電力ラインに対して、誘起電圧に重畳する高周波ノイズを低減可能な直流電力である第一直流電力を供給する。これにより、本発明に係る電動機制御装置は、誘起電圧に重畳する高周波ノイズの要因となる電流共振を軽減して、高周波ノイズを低減することができる。そのため、本発明に係る電動機制御装置は、誘起電圧に重畳する高周波ノイズに起因する可動子の位置推定精度の低下を抑制することができる。

電動機制御装置１０の一例を示す構成図である。 可動子５２の一例を示す構成図である。 制御装置６０の一例を示す構成図である。 各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧の状態制御の一例を示す図である。 参考形態に係り、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧波形の一例を示す図である。 参考形態に係り、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）に高周波ノイズが重畳する要因を説明するための図である。 誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）に重畳する高周波ノイズを低減する原理を説明するための図である。 第一直流電力Ｐ１を供給するタイミングの一例を示す図である。 図８に示す制御によってＵ相端子４３ｕに発生する電圧波形の一例を示す図である。

＜電力変換システム１の概要＞
図１に示すように、本実施形態の電力変換システム１は、電動機制御装置１０と、直流電源２０と、平滑コンデンサ３０とを備える。また、電動機制御装置１０は、電力変換器４０と、制御装置６０と、直流電力供給部７０とを備える。なお、電力変換器４０には、電動機５０が電気的に接続されている。

（直流電源２０）
直流電源２０は、直流電力を出力する。直流電源２０は、直流電力を出力することができれば良く、限定されない。直流電源２０は、例えば、鉛蓄電池（バッテリ）、リチウムイオン電池、発電装置（例えば、燃料電池）などを用いることができる。また、直流電源２０は、公知の交流発電機などを用いて、直流電力を生成することもできる。この場合、直流電源２０は、公知の整流回路および平滑回路などを用いて、交流発電機が出力する交流電力を整流し平滑して、直流電力を生成することができる。

また、直流電源２０は、例えば、公知の昇圧コンバータなどを用いて、低電圧の直流電力を昇圧することもできる。この場合、直流電源２０は、例えば、公知の昇圧型チョッパコンバータなどの非絶縁型の昇圧コンバータを用いることができる。また、直流電源２０は、例えば、公知のフライバック型コンバータ、フォワード型コンバータなどの絶縁型の昇圧コンバータを用いることもできる。

（平滑コンデンサ３０）
平滑コンデンサ３０は、直流電源２０から出力された直流電力を平滑する。直流電源２０の正極側２０ｐは、平滑コンデンサ３０の正極側３０ｐと接続されている。直流電源２０の負極側２０ｎは、平滑コンデンサ３０の負極側３０ｎと接続されており、パワーグランド（直流電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位）と接続されている。平滑コンデンサ３０は、例えば、電解コンデンサを用いることができる。直流電源２０から供給された直流電力は、平滑コンデンサ３０によって平滑されてリップルが低減される。

（電力変換器４０）
電力変換器４０は、複数（本実施形態では、六つ）のスイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して、固定子５１と可動子５２とを備える電動機５０に対して変換された交流電力を出力する。本実施形態では、直流電力は、直流電源２０から出力され、平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力である。図１に示すように、複数（六つ）のスイッチング素子は、複数（三つ）の一対のスイッチング素子４１がフルブリッジ接続されて構成されている。複数（三つ）の一対のスイッチング素子４１の各々は、直流電源２０の正極側２０ｐに接続される正極側スイッチング素子４ｘｐと、直流電源２０の負極側２０ｎに接続される負極側スイッチング素子４ｘｎとが接続部４２ｘを介して電気的に直列接続されている。なお、本実施形態の電力変換器４０は、三相の電力変換器であり、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかである。例えば、正極側スイッチング素子４ｕｐは、Ｕ相の正極側スイッチング素子を示しており、負極側スイッチング素子４ｕｎは、Ｕ相の負極側スイッチング素子を示している。また、接続部４２ｕは、Ｕ相の接続部を示している。

正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、公知の電力用スイッチング素子を用いることができる。正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、例えば、公知の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることができる。

図１に示すように、複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御端子４ｇと、入力端子４ｃと、出力端子４ｅと、還流ダイオード４ｄとを備えている。例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）では、制御端子４ｇは、ゲート端子に相当し、入力端子４ｃは、コレクタ端子に相当し、出力端子４ｅは、エミッタ端子に相当する。制御端子４ｇは、駆動回路６２を介して、制御装置６０と接続されている。複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御装置６０から出力される駆動信号に基づいて開閉制御される。

制御端子４ｇと出力端子４ｅとの間の電圧を制御電圧とする。例えば、制御電圧がローレベル（所定電圧値以下の状態）のときには、入力端子４ｃと出力端子４ｅとの間が電気的に遮断された開状態に制御される。一方、制御電圧がハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときには、入力端子４ｃと出力端子４ｅとの間が電気的に導通された閉状態に制御される。

還流ダイオード４ｄは、例えば、スイッチング素子のボディダイオード（寄生ダイオード）を用いることができる。また、ボディダイオードの代わりに、還流ダイオードを別途設けて、入力端子４ｃと出力端子４ｅとの間に並列接続することもできる。還流ダイオード４ｄは、スイッチング素子が開状態のときに、出力端子４ｅ側から入力端子４ｃ側に向かう電流経路を形成する。これにより、スイッチング素子の開閉に伴って生じる逆電流から当該スイッチング素子を保護することができる。

複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐについて上述したことは、複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎについても同様に言える。制御装置６０は、電力変換器４０の複数（六つ）のスイッチング素子（複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ）の各々を開閉制御する。

例えば、電力変換器４０は、制御装置６０の指令に基づいて、複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐのうちの一の正極側スイッチング素子４ｘｐと、複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎのうちの一の負極側スイッチング素子４ｘｎとが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御される。閉状態に制御される一の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび一の負極側スイッチング素子４ｘｎの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）は、異なる。制御装置６０が閉状態に制御するスイッチング素子の組み合わせを順に変更することにより、電力変換器４０は、直流電源２０から出力された直流電力を交流電力に変換することができる。

図１に示すように、Ｘ相の一対のスイッチング素子４１の接続部４２ｘと、Ｘ相の固定子巻線５１ｃ（Ｘ相コイル５１ｘ）との間は、Ｘ相電力ライン４４ｘによって電気的に接続されている。なお、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかであり、Ｘは、Ｕ、Ｖ、Ｗのうちのいずれかである。例えば、Ｕ相電力ライン４４ｕは、Ｕ相の一対のスイッチング素子４１の接続部４２ｕと、Ｕ相の固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ）との間を電気的に接続している。Ｘ相電力ライン４４ｘは、公知の電力線を用いることができる。電力変換器４０は、接続部４２ｘおよびＸ相電力ライン４４ｘを介して、電動機５０に対して、変換された交流電力を出力する。

（電動機５０）
電動機５０は、固定子５１と可動子５２とを備えている。本実施形態の電動機５０は、固定子５１および可動子５２が同軸に配設されるラジアル空隙型の円筒状電動機である。なお、電動機５０は、アキシャル空隙型の円筒状電動機であっても良い。また、電動機５０は、固定子５１および可動子５２が直線上に配設され、可動子５２が固定子５１に対して直線上に移動するリニア型電動機であっても良い。さらに、電動機５０は、可動子５２が、固定子５１の内方に設けられるインナー型の電動機であっても良く、可動子５２が、固定子５１の外方に設けられるアウター型の電動機であっても良い。

固定子５１は、複数のスロットが形成されている固定子鉄心（図示略）と、固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）とを備えている。固定子鉄心は、薄板状の電磁鋼板（例えば、ケイ素鋼板）が軸線方向に複数積層されて形成されている。複数のスロットには、固定子巻線５１ｃが巻装される。固定子巻線５１ｃは、銅などの導体（コイル）が巻き回されて形成されており、導体表面がエナメルなどの絶縁層で被覆されている。固定子巻線５１ｃの断面形状は、限定されるものではなく、任意の断面形状とすることができる。例えば、固定子巻線５１ｃは、断面円形状の丸線、断面多角形状の角線などの種々の断面形状の導体（コイル）を用いることができる。また、固定子巻線５１ｃは、複数のより細いコイル素線を組み合わせた並列細線を用いることもできる。並列細線を用いる場合、単線の場合と比べて固定子巻線５１ｃに発生する渦電流損が低減され、電動機５０の効率が向上する。また、コイル成形に要する力を低減することができるので、コイルの成形性が向上してコイル製作が容易になる。

固定子巻線５１ｃは、分布巻（例えば、同心巻、波巻、重ね巻など）または集中巻などの公知の方法で巻装することができる。また、図１に示すように、固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）は、Ｙ結線で接続することができる。同図では、中性点を中性点５１ｎで示している。なお、Ｘ相の固定子巻線５１ｃ（Ｘ相コイル５１ｘ）と電気的に接続される相端子をＸ相端子４３ｘで示している。ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかであり、Ｘは、Ｕ、Ｖ、Ｗのうちのいずれかである。例えば、Ｕ相端子４３ｕは、Ｕ相の固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ）と電気的に接続される。また、固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）は、Δ結線で接続することもできる。

図２に示すように、可動子５２は、可動子鉄心５２ａと、複数（本実施形態では、八つ）の永久磁石５２ｂと、シャフト５２ｃとを備えている。同図は、可動子５２の軸線方向（同図の紙面垂直方向）視の模式図であり、これらの配置を模式的に示している。可動子鉄心５２ａは、薄板状の電磁鋼板（例えば、ケイ素鋼板）が軸線方向に複数積層されて円柱状に形成されている。可動子鉄心５２ａには、シャフト５２ｃが設けられており、シャフト５２ｃは、可動子鉄心５２ａの軸心を軸線方向に沿って貫通している。シャフト５２ｃの軸線方向両端部は、ベアリングなどの軸受部材（図示略）によって、回転可能に支持されている。

可動子鉄心５２ａには、複数（八つ）の永久磁石５２ｂが埋設されている。具体的には、可動子鉄心５２ａには、周方向に等間隔で、複数の磁石収容部が設けられている。複数の磁石収容部には、所定磁極対分（本実施形態では四磁極対分であり、八つ）の永久磁石５２ｂが埋設されている。複数（八つ）の永久磁石５２ｂは、例えば、公知のフェライト系磁石や希土類系磁石を用いることができる。複数（八つ）の永久磁石５２ｂの製法は、限定されない。複数（八つ）の永久磁石５２ｂは、例えば、樹脂ボンド磁石や焼結磁石を用いることができる。樹脂ボンド磁石は、例えば、フェライト系の原料磁石粉末と樹脂などを混合して、射出成形などによって可動子鉄心５２ａに鋳込み形成することができる。焼結磁石は、例えば、希土類系の原料磁石粉末を磁界中で加圧成形して、高温で焼き固めて形成することができる。なお、固定子５１のスロット数および可動子５２の磁極数は、限定されない。また、可動子５２は、可動子鉄心５２ａの表面（外周表面）に複数（八つ）の永久磁石５２ｂを設ける表面磁石形とすることもできる。

（制御装置６０）
制御装置６０は、電力変換器４０を含む電力変換システム１を制御する。また、制御装置６０は、例えば、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって、電力変換器４０の複数（六つ）のスイッチング素子（複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ）の各々を開閉制御することができる。図３に示すように、制御装置６０は、公知の中央演算装置６０ａ、記憶装置６０ｂおよび入出力インターフェース６０ｃを備えており、これらは、バス６０ｄを介して接続されている。

中央演算装置６０ａは、ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔであり、種々の演算処理を行うことができる。記憶装置６０ｂは、第一記憶装置６０ｂ１および第二記憶装置６０ｂ２を備えている。第一記憶装置６０ｂ１は、読み出しおよび書き込み可能な揮発性の記憶装置（ＲＡＭ：Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）であり、第二記憶装置６０ｂ２は、読み出し専用の不揮発性の記憶装置（ＲＯＭ：Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）である。

また、図１に示すように、制御装置６０は、直流電圧検出器６１と、駆動回路６２と、位置検出器６３とを備えている。直流電圧検出器６１は、電力変換器４０に入力される直流電力（平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力）の直流電圧Ｖｄｃを検出する。具体的には、直流電圧検出器６１は、例えば、抵抗値が既知の複数の抵抗器によって当該直流電圧を分圧して、分圧された直流電圧を制御装置６０に出力する。制御装置６０は、公知のＡ／Ｄ変換器（図示略）などによって分圧された直流電圧を知得し、電力変換器４０に入力される直流電力（平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力）の直流電圧Ｖｄｃを知得することができる。駆動回路６２は、制御装置６０から出力される駆動信号を増幅する駆動回路であり、例えば、公知のドライバ回路を用いることができる。

位置検出器６３は、非通電相の固定子巻線５１ｃと電気的に接続される相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖ、Ｗ相端子４３ｗ）の電圧と、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧Ｖｄｃに基づいて設定される基準電圧との大小比較により、固定子５１に対する可動子５２の位置の基準になる基準位置を検出する。本実施形態では、固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）がＹ結線で接続されている。そのため、例えば、通電相の固定子巻線５１ｃがＶ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗのときに、非通電相の固定子巻線５１ｃは、Ｕ相コイル５１ｕになる。後述するように、通電相および非通電相の固定子巻線５１ｃは、電気角６０°単位で、順に切り替わる。また、本実施形態では、基準電圧は、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧に設定されている。

図１に示すように、位置検出器６３は、基準電圧生成部６３ａと、相端子電圧出力部６３ｂと、電圧比較部６３ｃとを備えている。基準電圧生成部６３ａは、第一抵抗器６３ａ１と、第二抵抗器６３ａ２とを備えており、直流電圧Ｖｄｃを分圧して基準電圧を生成する。具体的には、第一抵抗器６３ａ１の一端側は、直流電源２０の正極側２０ｐと接続されており、第一抵抗器６３ａ１の他端側は、第二抵抗器６３ａ２の一端側と接続されている。第二抵抗器６３ａ２の他端側は、直流電源２０の負極側２０ｎのパワーグランド（直流電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位）と接続されている。第一抵抗器６３ａ１および第二抵抗器６３ａ２は、抵抗値が同一に設定されており、第一抵抗器６３ａ１と第二抵抗器６３ａ２との接続点６３ｐには、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧が生成される。

相端子電圧出力部６３ｂは、第一抵抗器６３ｂ１と、第二抵抗器６３ｂ２とを備えており、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧を分圧した電圧を出力する。具体的には、Ｕ相の第一抵抗器６３ｂ１の一端側は、Ｕ相電力ライン４４ｕと接続されており、Ｕ相の第一抵抗器６３ｂ１の他端側は、Ｕ相の第二抵抗器６３ｂ２の一端側と接続されている。Ｕ相の第二抵抗器６３ｂ２の他端側は、直流電源２０の負極側２０ｎのパワーグランドと接続されている。相端子電圧出力部６３ｂは、Ｖ相電力ライン４４ｖとパワーグランドとの間においても同様の構成を備えており、Ｗ相電力ライン４４ｗとパワーグランドとの間においても同様の構成を備えている。

電圧比較部６３ｃは、基準電圧生成部６３ａによって生成された基準電圧と、相端子電圧出力部６３ｂから出力された電圧（相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧を分圧した電圧）とを大小比較する。具体的には、Ｕ相の第一抵抗器６３ｂ１と第二抵抗器６３ｂ２との接続点６３ｑは、Ｕ相の電圧比較部６３ｃの非反転入力端子（プラス端子）と接続されている。また、基準電圧生成部６３ａの第一抵抗器６３ａ１と第二抵抗器６３ａ２との接続点６３ｐは、Ｕ相の電圧比較部６３ｃの反転入力端子（マイナス端子）と接続されている。Ｕ相の接続点６３ｑの電圧が接続点６３ｐの電圧と比べて小さい場合、Ｕ相の電圧比較部６３ｃは、ローレベル（所定電圧値以下の状態）を出力する。一方、Ｕ相の接続点６３ｑの電圧が接続点６３ｐの電圧と比べて大きい場合、Ｕ相の電圧比較部６３ｃは、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）を出力する。電圧比較部６３ｃは、Ｖ相およびＷ相についても同様の構成を備えている。

後述するように、可動子５２の位置に応じて、非通電相が順に切り替わる。位置検出器６３は、非通電相の電圧比較部６３ｃの出力変化によって、固定子５１に対する可動子５２の位置の基準になる基準位置を検出することができる。基準位置は、電気角６０°ピッチの可動子５２の位置をいい、ゼロクロス位置ともいう。なお、制御装置６０は、上述した検出器以外にも種々の検出器を設けることができる。例えば、制御装置６０は、電力変換器４０から出力される出力電流を検出する電流検出器を設けることができる。この場合、位置検出器６３は、出力電流の経時変化に基づいて、基準位置を検出することもできる。

図３に示す中央演算装置６０ａは、第二記憶装置６０ｂ２に記憶されている電力変換器４０の制御プログラムを第一記憶装置６０ｂ１に読み出して、制御プログラムを実行する。また、上述した検出値などは、絶縁部（図示略）および入出力インターフェース６０ｃを介して、制御装置６０に入力される。中央演算装置６０ａは、入出力インターフェース６０ｃ、絶縁部（図示略）および図１に示す駆動回路６２を介して、電力変換器４０の各スイッチング素子に開閉信号を出力して、電力変換器４０を開閉制御する。なお、絶縁部は、制御装置６０を含む低電圧側の回路と、直流電源２０を含む高電圧側の回路とを電気的に絶縁する。絶縁部は、例えば、公知のフォトカプラなどを用いることができる。

（センサレス制御）
制御装置６０は、固定子５１の非通電相の固定子巻線５１ｃに生じる誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に基づいて、固定子５１に対する可動子５２の位置を推定する。そして、制御装置６０は、推定された可動子５２の位置に基づいて、複数（六つ）のスイッチング素子（複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ）の各々を開閉制御する。

図１に示す複数（六つ）のスイッチング素子（複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ）の各々は、開状態または閉状態に制御される。これにより、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧は、三つの状態を採り得る。具体的には、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐが閉状態に制御され、かつ、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎが開状態に制御されるときに、Ｕ相端子４３ｕは、直流電源２０から出力された直流電圧Ｖｄｃに拘束される。また、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐが開状態に制御され、かつ、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎが閉状態に制御されるときに、Ｕ相端子４３ｕは、ゼロ電圧に拘束される。さらに、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐおよびＵ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの両方が開状態に制御されるときに、Ｕ相端子４３ｕは、ハイインピーダンス状態になる。

ハイインピーダンス状態のＵ相端子４３ｕには、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる。Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉは、通電相の固定子巻線５１ｃ（この場合、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）に、可動子磁極（可動子５２の複数（八つ）の永久磁石５２ｂ）の磁束が鎖交することによって発生する。したがって、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉは、通電相の固定子巻線５１ｃ（Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）と可動子５２との相対的な位置関係に基づいて変化し、固定子５１に対する可動子５２の位置を推定する際の指標になる。上述したことは、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗの電圧についても同様に言え、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗの電圧は、三つの状態を採り得る。

図４は、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧の状態制御の一例を示している。同図に示すように、制御装置６０は、期間Ｔ１〜期間Ｔ６に分けて、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧の状態制御を行う。同図は、期間Ｔ１〜期間Ｔ６のそれぞれの期間における各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧の状態を示している。具体的には、「Ｈｉ−Ｚ」は、ハイインピーダンス状態を示し、「Ｌ」は、ゼロ電圧に拘束される状態を示し、「ＰＷＭ」は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される状態を示している。

例えば、期間Ｔ１のＵ相の欄は、「Ｈｉ−Ｚ」であり、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐおよびＵ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの両方が開状態に制御される。これにより、Ｕ相端子４３ｕは、ハイインピーダンス状態になる。また、期間Ｔ１のＶ相の欄は、「Ｌ」であり、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐが開状態に制御され、かつ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎが閉状態に制御される。これにより、Ｖ相端子４３ｖは、ゼロ電圧に拘束される状態になる。

さらに、期間Ｔ１のＷ相の欄は、「ＰＷＭ」であり、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐが所定のキャリア周波数およびデューティ比でパルス幅変調（ＰＷＭ）制御され、かつ、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎが開状態に制御される。これにより、Ｗ相端子４３ｗは、直流電圧Ｖｄｃに拘束される状態と、ゼロ電圧に拘束される状態とが交互に繰り返される状態になる。期間Ｔ１は、Ｕ相の非通電期間であり、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる。

次に、期間Ｔ２のＵ相の欄は、「ＰＷＭ」であり、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐが所定のキャリア周波数およびデューティ比でパルス幅変調（ＰＷＭ）制御され、かつ、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎが開状態に制御される。これにより、Ｕ相端子４３ｕは、直流電圧Ｖｄｃに拘束される状態と、ゼロ電圧に拘束される状態とが交互に繰り返される状態になる。また、期間Ｔ２のＶ相の欄は、「Ｌ」であり、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐが開状態に制御され、かつ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎが閉状態に制御される。これにより、Ｖ相端子４３ｖは、ゼロ電圧に拘束される状態になる。さらに、期間Ｔ２のＷ相の欄は、「Ｈｉ−Ｚ」であり、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐおよびＷ相の負極側スイッチング素子４ｗｎの両方が開状態に制御される。これにより、Ｗ相端子４３ｗは、ハイインピーダンス状態になる。期間Ｔ２は、Ｗ相の非通電期間であり、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉが生じる。

期間Ｔ３〜期間Ｔ６についても同様であり、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧の状態が、順に変更される。また、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）が生じる相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖ、Ｗ相端子４３ｗ）が、順に変更される。なお、期間Ｔ１〜期間Ｔ６の状態制御は、繰り返される。また、期間Ｔ１〜期間Ｔ６の各々の期間は、電気角６０°に相当し、期間Ｔ１から始まり期間Ｔ６を経て再び期間Ｔ１の状態になるまでの期間は、電気角の一周期（３６０°）に相当する。

図５は、参考形態に係り、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧波形の一例を示している。図４に示すように、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧が状態制御されると、図５に示す電圧波形が発生する。図５の横軸は共通の時間軸（時刻）であり、期間Ｔ１〜期間Ｔ６は、図４に示す期間に対応している。また、波形Ｌ１１は、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧波形の一例を示している。同様に、波形Ｌ１２は、Ｖ相端子４３ｖに発生する電圧波形の一例を示している。また、波形Ｌ１３は、Ｗ相端子４３ｗに発生する電圧波形の一例を示している。

波形Ｌ１１に示すように、期間Ｔ２および期間Ｔ３は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される通電期間であり、期間Ｔ５および期間Ｔ６は、ゼロ電圧に拘束される通電期間である。また、期間Ｔ１および期間Ｔ４は、非通電期間であり、期間Ｔ１における電圧が次第に増加する電圧波形および期間Ｔ４における電圧が次第に減少する電圧波形は、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉを示している。波形Ｌ１２および波形Ｌ１３についても、通電期間（非通電期間）が異なる点を除いて、波形Ｌ１１と同様に電圧波形が変化する。

波形Ｌ１１に示すように、期間Ｔ１において、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、基準電圧（直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）と比べて小さい場合、図１に示すＵ相の接続点６３ｑの電圧は、接続点６３ｐの電圧と比べて小さくなる。この場合、Ｕ相の電圧比較部６３ｃは、ローレベル（所定電圧値以下の状態）を出力する。一方、期間Ｔ１において、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、基準電圧（直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）と比べて大きい場合、Ｕ相の接続点６３ｑの電圧が接続点６３ｐの電圧と比べて大きくなる。この場合、Ｕ相の電圧比較部６３ｃは、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）を出力する。上述したことは、期間Ｔ４においても同様に言える。

このように、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が基準電圧（直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）に対して、増加し若しくは減少することにより、Ｕ相の電圧比較部６３ｃの出力が切り替わる。図５では、Ｕ相の電圧比較部６３ｃの出力が切り替わるタイミングは、タイミングＰＭ１およびタイミングＰＭ４で示されている。上述したことは、Ｖ相およびＷ相についても同様に言える。同図では、Ｖ相の電圧比較部６３ｃの出力が切り替わるタイミングは、タイミングＰＭ３およびタイミングＰＭ６で示されている。また、Ｗ相の電圧比較部６３ｃの出力が切り替わるタイミングは、タイミングＰＭ２およびタイミングＰＭ５で示されている。

タイミングＰＭ１〜タイミングＰＭ６は、順に、３０°、９０°、１５０°、２１０°、２７０°および３３０°（いずれも電気角）の可動子５２の位置を示しており、基準位置に相当する。制御装置６０は、位置検出器６３から出力される基準位置（タイミングＰＭ１〜タイミングＰＭ６）に基づいて、固定子５１に対する可動子５２の位置（例えば、電気角１°ピッチの可動子５２の位置）を推定することができる。また、制御装置６０は、基準位置（タイミングＰＭ１〜タイミングＰＭ６）の発生間隔から可動子５２の速度（回転数）を推定することもできる。なお、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）には、複数（六つ）のスイッチング素子（複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ）の開閉に伴う逆起電力Ｚが発生する。逆起電力Ｚは、期間Ｔ１〜期間Ｔ６の各期間の境界において重畳される。図５では、逆起電力Ｚは、所定の時間幅をもって記載されているが、実際には瞬間的な波形である。制御装置６０は、逆起電力Ｚに基づいて、通電期間（非通電期間）の始点および終点を知得することができる。

図６は、参考形態に係り、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）に高周波ノイズが重畳する要因を説明するための図である。同図は、図１に示す直流電源２０、複数（六つ）のスイッチング素子（複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ）および固定子５１の固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）を抜き出した模式図である。同図では、正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、開閉状態がスイッチを用いて模式的に示されている。また、同図は、図４および図５の期間Ｔ４における各スイッチング素子の開閉状態の一例を示している。

期間Ｔ４では、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐおよびＵ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの両方が開状態に制御される。また、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐが所定のキャリア周波数およびデューティ比でパルス幅変調（ＰＷＭ）制御され、かつ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎが開状態に制御される。さらに、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐが開状態に制御され、かつ、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎが閉状態に制御される。期間Ｔ４は、Ｕ相の非通電期間であり、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる。

ここで、複数（六つ）のスイッチング素子（複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ）のうちの非通電相の複数（二つ）のスイッチング素子（一つの正極側スイッチング素子４ｘｐおよび一つの負極側スイッチング素子４ｘｎ）と、非通電相の固定子巻線５１ｃとを電気的に接続する電力ラインを非通電相電力ライン４４ｃとする。期間Ｔ４では、非通電相は、Ｕ相であり、Ｕ相の一対のスイッチング素子４１の接続部４２ｕとＵ相の固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ）とを電気的に接続するＵ相電力ライン４４ｕが、非通電相電力ライン４４ｃに相当する。また、同図では、非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）と直流電源２０の正極側２０ｐとの間の寄生容量をＵ相正極側寄生容量４Ｃｕｐで示している。同様に、非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）と直流電源２０の負極側２０ｎとの間の寄生容量をＵ相負極側寄生容量４Ｃｕｎで示している。

期間Ｔ４では、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐが所定のキャリア周波数およびデューティ比でパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される。その結果、Ｖ相端子４３ｖは、直流電圧Ｖｄｃに拘束される状態と、ゼロ電圧に拘束される状態とが交互に繰り返される状態になる。この際、第一電流と第二電流とが共振（並列共振）する共振現象が生じる。第一電流は、Ｕ相コイル５１ｕ、Ｕ相正極側寄生容量４Ｃｕｐ、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐ、Ｖ相コイル５１ｖを順に通って、Ｕ相コイル５１ｕに戻る電流をいう。第二電流は、Ｕ相コイル５１ｕ、Ｕ相負極側寄生容量４Ｃｕｎ、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ、Ｗ相コイル５１ｗを順に通って、Ｕ相コイル５１ｕに戻る電流をいう。第一電流と第二電流との共振（並列共振）は、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに高周波ノイズを重畳する。具体的には、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御により開状態から閉状態に切り替えられると、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる（図５の期間Ｔ４における複数の矩形波のうちの一つの矩形波に相当）。このときのＵ相の誘起電圧Ｖｕｉの立ち上がり時に、スパイクノイズが生じる。

既述したように、位置検出器６３は、非通電相のＵ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）と、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧Ｖｄｃに基づいて設定される基準電圧（本実施形態では、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）との大小比較により、可動子５２の基準位置を検出する。そのため、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに高周波ノイズが重畳し、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉのピーク値が直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧を超えると、制御装置６０は、図５に示す基準位置（タイミングＰＭ４）を誤検出する可能性がある。よって、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御により開状態から閉状態に切り替えられてから、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに重畳する高周波ノイズが収束するまでの所定期間が経過した後に、可動子５２の基準位置の検出を開始する手法が考えられる。上述したことは、期間Ｔ１においても同様に言える。また、上述したことは、Ｖ相およびＷ相についても同様に言える。

しかしながら、上述した手法では、上述した所定期間よりも短いパルス幅を採用するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御が困難である。そのため、上述した所定期間がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御における最小のデューティ比になる。一般に、電動機５０の負荷トルクが同じ場合、電動機５０の駆動回転数が低下する程、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御におけるデューティ比は、小さく設定される。よって、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズによりデューティ比が制限されると、電動機５０の最低回転数などが制約を受ける可能性がある。また、特許文献１に記載の発明のように、キャリア周波数を変更すると、キャリア周波数が可聴周波数帯域に設定される可能性がある。この場合、電力変換器４０の駆動時に異音（騒音）が生じ、防音対策などが必要になる。そこで、本実施形態の電動機制御装置１０は、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズ自体を低減する。

（直流電力供給部７０）
直流電力供給部７０は、非通電相電力ライン４４ｃに対して、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズを低減可能な直流電力である第一直流電力Ｐ１を供給する。これにより、本実施形態の電動機制御装置１０は、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズの要因となる電流共振（第一電流と第二電流との並列共振）を軽減して、高周波ノイズを低減する。直流電力供給部７０は、非通電相電力ライン４４ｃに対して、第一直流電力Ｐ１を供給することができれば良く、その構成は、限定されない。

図７は、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）に重畳する高周波ノイズを低減する原理を説明するための図である。図１および図７に示すように、直流電力供給部７０（直流電力供給部７０ｘ）は、直流電力生成部７１ｘと、電流制御部７２ｘと、第一スイッチング素子７３ｘと、第一スイッチング素子制御部７４ｘとを備えると好適である。既述したように、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかである。例えば、直流電力供給部７０ｕは、Ｕ相の直流電力供給部７０を示している。同様に、直流電力生成部７１ｕは、Ｕ相の直流電力生成部を示し、電流制御部７２ｕは、Ｕ相の電流制御部を示している。また、第一スイッチング素子７３ｕは、Ｕ相の第一スイッチング素子を示し、第一スイッチング素子制御部７４ｕは、Ｕ相の第一スイッチング素子制御部を示している。以下、Ｕ相を例に説明するが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。

直流電力生成部７１ｕは、第一直流電力Ｐ１を生成する。既述したように、位置検出器６３は、非通電相の固定子巻線５１ｃと電気的に接続される相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖ、Ｗ相端子４３ｗ）の電圧と、基準電圧（本実施形態では、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）との大小比較により、可動子５２の基準位置を検出する。そこで、直流電力生成部７１ｕは、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧Ｖｄｃに基づいて設定される基準電圧（本実施形態では、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）と比べて、第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１を小さく設定すると好適である。これにより、直流電力供給部７０ｕは、可動子５２の基準位置の検出に悪影響を与えることなく、第一直流電力Ｐ１を供給することができる。

また、第一直流電力Ｐ１の直流電流は、非通電相電力ライン４４ｃの寄生容量（既述した例では、Ｕ相正極側寄生容量４ＣｕｐおよびＵ相負極側寄生容量４Ｃｕｎ）に応じて、設定することができる。具体的には、図７に示す寄生容量に相当する静電容量をもつコンデンサを考える。第一直流電力Ｐ１の直流電流は、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御により閉状態に制御される期間において、当該コンデンサを充電可能な電流とすることができる。なお、寄生容量を正確に算定することは困難であるので、予め、シミュレーション、実機による検証などによって、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズの低減効果を確認して、第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１および直流電流を設定しておくと良い。

本実施形態の直流電力生成部７１ｕは、第一抵抗器７１ａと、第二抵抗器７１ｂと、コンデンサ７１ｃとを備えている。第一抵抗器７１ａの一端側は、直流電源２０の正極側２０ｐと接続されており、第一抵抗器７１ａの他端側は、第二抵抗器７１ｂの一端側と接続されている。第二抵抗器７１ｂの他端側は、直流電源２０の負極側２０ｎのパワーグランド（直流電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位）と接続されている。第一抵抗器７１ａと第二抵抗器７１ｂとの接続点７１ｐは、コンデンサ７１ｃの一端側と接続されており、コンデンサ７１ｃの他端側は、接続点７１ｑを介して、直流電源２０の負極側２０ｎのパワーグランドと接続されている。これにより、電流制御部７２ｕと接続される接続点７１ｒには、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧Ｖｄｃを分圧した直流電圧が発生する。本実施形態では、第二抵抗器７１ｂの抵抗値は、第一抵抗器７１ａの抵抗値と比べて小さく設定されている。そのため、接続点７１ｒには、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧より小さい直流電圧Ｖｕ１が出力される。このように、第一抵抗器７１ａおよび第二抵抗器７１ｂの各抵抗値を規定することによって、第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１および直流電流を設定することができる。なお、直流電力生成部７１ｕは、公知の直流電源を用いることもできる。

電流制御部７２ｕは、直流電力生成部７１ｕから非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）への電流の流出を許容し、かつ、非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）から直流電力生成部７１ｕへの電流の流入を規制する。電流制御部７２ｕは、例えば、公知の整流素子（ダイオード）を用いることができる。電流制御部７２ｕの入力端子７ａは、直流電力生成部７１ｕの接続点７１ｒと接続されており、電流制御部７２ｕの出力端子７ｋは、第一スイッチング素子７３ｕと接続されている。なお、電流制御部７２ｕがダイオードの場合、入力端子７ａは、アノード端子に相当し、出力端子７ｋは、カソード端子に相当する。

第一スイッチング素子７３ｕは、直流電力生成部７１ｕによって生成された第一直流電力Ｐ１を非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）に対して、供給可能または供給不可能にする。第一スイッチング素子７３ｕは、正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎと同様に、公知の電力用スイッチング素子を用いることができる。図１に示すように、第一スイッチング素子７３ｕは、制御端子７ｇと、入力端子７ｃと、出力端子７ｅと、還流ダイオード７ｄとを備えている。制御端子７ｇは、制御端子４ｇに対応し、入力端子７ｃは、入力端子４ｃに対応する。また、出力端子７ｅは、出力端子４ｅに対応し、還流ダイオード７ｄは、還流ダイオード４ｄに対応する。

第一スイッチング素子制御部７４ｕは、非通電相（Ｕ相）の複数（二つ）のスイッチング素子（正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｕｎ）がいずれも開状態に制御されている期間（図４および図５に示す期間Ｔ１および期間Ｔ４）に、第一スイッチング素子７３ｕを断続制御する。図７に示すように、第一スイッチング素子制御部７４ｕが第一スイッチング素子７３ｕを閉状態に制御すると、直流電力生成部７１ｕによって生成された第一直流電力Ｐ１は、電流制御部７２ｕ、第一スイッチング素子７３ｕを介して、非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）に対して、供給可能になる。一方、第一スイッチング素子制御部７４ｕが第一スイッチング素子７３ｕを開状態に制御すると、直流電力生成部７１ｕによって生成された第一直流電力Ｐ１は、非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）に対して、供給不可能になる。

このようにして、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる期間Ｔ４において、第一スイッチング素子７３ｕが断続制御され、非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）に対して、第一直流電力Ｐ１が断続供給される。これにより、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が検出される際に、図７に示す非通電相（Ｕ相）のＵ相正極側寄生容量４ＣｕｐおよびＵ相負極側寄生容量４Ｃｕｎが充電される。Ｕ相正極側寄生容量４Ｃｕｐが第一直流電力Ｐ１によって充電されることにより、Ｕ相コイル５１ｕ、Ｕ相正極側寄生容量４Ｃｕｐ、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐ、Ｖ相コイル５１ｖを順に通って、Ｕ相コイル５１ｕに戻る第一電流が減少する。同様に、Ｕ相負極側寄生容量４Ｃｕｎが第一直流電力Ｐ１によって充電されることにより、Ｕ相コイル５１ｕ、Ｕ相負極側寄生容量４Ｃｕｎ、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ、Ｗ相コイル５１ｗを順に通って、Ｕ相コイル５１ｕに戻る第二電流が減少する。その結果、第一電流と第二電流とが共振（並列共振）する共振現象の発生が抑制される。また、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに重畳する高周波ノイズ（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉの立ち上がり時に生じるスパイクノイズ）が低減する。

第一スイッチング素子制御部７４ｕは、上述した期間に、第一スイッチング素子７３ｕを断続制御することができれば良く、その構成は、限定されない。第一スイッチング素子制御部７４ｕは、通電相のスイッチング素子（図４および図５の期間Ｔ４では、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐ）がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されるときに、当該スイッチング素子の開閉制御に同期して、第一スイッチング素子７３ｕを断続制御すると好適である。

図１に示すように、本実施形態の第一スイッチング素子制御部７４ｕは、第一論理素子７４ａと、第二論理素子７４ｂとを備えている。第一論理素子７４ａおよび第二論理素子７４ｂは、公知の論理素子を用いることができる。本実施形態では、第一論理素子７４ａおよび第二論理素子７４ｂは、否定論理和を出力する論理素子を用いる。第一論理素子７４ａは、第一入力端子７ｉ１と、第二入力端子７ｉ２と、出力端子７ｏとを備えている。第一論理素子７４ａは、第一入力端子７ｉ１および第二入力端子７ｉ２の両方がローレベル（所定電圧値以下の状態）のときに、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）を出力する。一方、第一論理素子７４ａは、第一入力端子７ｉ１および第二入力端子７ｉ２のうちの少なくとも一方がハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときに、ローレベル（所定電圧値以下の状態）を出力する。上述したことは、第二論理素子７４ｂについても同様に言える。

図１に示すように、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐの制御端子４ｇは、Ｖ相の第一論理素子７４ａの第一入力端子７ｉ１およびＷ相の第一論理素子７４ａの第一入力端子７ｉ１の両方と接続されている。また、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐの制御端子４ｇは、Ｕ相の第一論理素子７４ａの第一入力端子７ｉ１およびＷ相の第一論理素子７４ａの第二入力端子７ｉ２の両方と接続されている。さらに、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐの制御端子４ｇは、Ｕ相の第一論理素子７４ａの第二入力端子７ｉ２およびＶ相の第一論理素子７４ａの第二入力端子７ｉ２の両方と接続されている。

また、Ｕ相の第二論理素子７４ｂの第一入力端子７ｉ１は、Ｕ相の第一論理素子７４ａの出力端子７ｏと接続され、Ｕ相の第二論理素子７４ｂの第二入力端子７ｉ２は、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの制御端子４ｇと接続されている。Ｕ相の第二論理素子７４ｂの出力端子７ｏは、Ｕ相の第一スイッチング素子７３ｕの制御端子７ｇと接続されている。Ｕ相の第一スイッチング素子７３ｕの入力端子７ｃは、Ｕ相の電流制御部７２ｕの出力端子７ｋと接続され、Ｕ相の第一スイッチング素子７３ｕの出力端子７ｅは、Ｕ相電力ライン４４ｕと接続されている。

さらに、Ｖ相の第二論理素子７４ｂの第一入力端子７ｉ１は、Ｖ相の第一論理素子７４ａの出力端子７ｏと接続され、Ｖ相の第二論理素子７４ｂの第二入力端子７ｉ２は、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎの制御端子４ｇと接続されている。Ｖ相の第二論理素子７４ｂの出力端子７ｏは、Ｖ相の第一スイッチング素子７３ｖの制御端子７ｇと接続されている。Ｖ相の第一スイッチング素子７３ｖの入力端子７ｃは、Ｖ相の電流制御部７２ｖの出力端子７ｋと接続され、Ｖ相の第一スイッチング素子７３ｖの出力端子７ｅは、Ｖ相電力ライン４４ｖと接続されている。

また、Ｗ相の第二論理素子７４ｂの第一入力端子７ｉ１は、Ｗ相の第一論理素子７４ａの出力端子７ｏと接続され、Ｗ相の第二論理素子７４ｂの第二入力端子７ｉ２は、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎの制御端子４ｇと接続されている。Ｗ相の第二論理素子７４ｂの出力端子７ｏは、Ｗ相の第一スイッチング素子７３ｗの制御端子７ｇと接続されている。Ｗ相の第一スイッチング素子７３ｗの入力端子７ｃは、Ｗ相の電流制御部７２ｗの出力端子７ｋと接続され、Ｗ相の第一スイッチング素子７３ｗの出力端子７ｅは、Ｗ相電力ライン４４ｗと接続されている。

図８は、第一直流電力Ｐ１を供給するタイミングの一例を示している。同図の横軸は共通の時間軸（時刻）であり、期間Ｔ１〜期間Ｔ６は、図４および図５に示す期間に対応している。また、各縦軸は、電圧を示しており、「Ｌｏ」は、ローレベル（所定電圧値以下の状態）を示し、「Ｈｉ」は、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）を示している。さらに、波形Ｌ２１は、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐの制御端子４ｇに印加される電圧波形の一例を示している。同様に、波形Ｌ２２は、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐの制御端子４ｇに印加される電圧波形の一例を示している。波形Ｌ２３は、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐの制御端子４ｇに印加される電圧波形の一例を示している。

また、波形Ｌ２４は、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの制御端子４ｇに印加される電圧波形の一例を示している。同様に、波形Ｌ２５は、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎの制御端子４ｇに印加される電圧波形の一例を示している。波形Ｌ２６は、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎの制御端子４ｇに印加される電圧波形の一例を示している。さらに、波形Ｌ２７は、Ｕ相の第一スイッチング素子７３ｕの制御端子７ｇに印加される電圧波形の一例を示している。同様に、波形Ｌ２８は、Ｖ相の第一スイッチング素子７３ｖの制御端子７ｇに印加される電圧波形の一例を示している。波形Ｌ２９は、Ｗ相の第一スイッチング素子７３ｗの制御端子７ｇに印加される電圧波形の一例を示している。

図９は、図８に示す制御によってＵ相端子４３ｕに発生する電圧波形の一例を示している。同図の横軸は時刻を示し、期間Ｔ１〜期間Ｔ６は、図４、図５および図８に示す期間に対応している。また、縦軸は、電圧を示している。波形Ｌ３１は、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧波形の一例を示している。以下、図１、図８および図９に基づいて、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる期間Ｔ１および期間Ｔ４について、詳細に説明する。Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉについて記述することは、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ（期間Ｔ３および期間Ｔ６）についても同様に言え、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ（期間Ｔ２および期間Ｔ５）についても同様に言える。

図８に示すように、期間Ｔ１では、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐおよびＵ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの両方が開状態に制御される（波形Ｌ２１および波形Ｌ２４を参照）。また、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐが開状態に制御され、かつ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎが閉状態に制御される（波形Ｌ２２および波形Ｌ２５を参照）。さらに、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐが所定のキャリア周波数およびデューティ比でパルス幅変調（ＰＷＭ）制御され、かつ、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎが開状態に制御される（波形Ｌ２３および波形Ｌ２６を参照）。期間Ｔ１は、Ｕ相の非通電期間であり、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる。

期間Ｔ１では、図１に示すＵ相の第一論理素子７４ａの第一入力端子７ｉ１は、ローレベル（所定電圧値以下の状態）になる。また、Ｕ相の第一論理素子７４ａの第二入力端子７ｉ２は、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される際のデューティ比と同じデューティ比で、ローレベル（所定電圧値以下の状態）とハイレベル（所定電圧値を超えている状態）とが繰り返される。その結果、Ｕ相の第一論理素子７４ａの出力端子７ｏは、Ｕ相の第一論理素子７４ａの第二入力端子７ｉ２の電圧波形を反転した電圧波形（ローレベル（所定電圧値以下の状態）とハイレベル（所定電圧値を超えている状態）とを反転した電圧波形）になる。

Ｕ相の第一論理素子７４ａの出力端子７ｏから出力された反転した電圧波形は、Ｕ相の第二論理素子７４ｂの第一入力端子７ｉ１に入力される。また、Ｕ相の第二論理素子７４ｂの第二入力端子７ｉ２は、ローレベル（所定電圧値以下の状態）になる。その結果、Ｕ相の第二論理素子７４ｂの出力端子７ｏは、反転した電圧波形がさらに反転されて、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される際のデューティ比と同じデューティ比で、ローレベル（所定電圧値以下の状態）とハイレベル（所定電圧値を超えている状態）とが繰り返される電圧波形を出力する。Ｕ相の第二論理素子７４ｂの出力端子７ｏから出力された電圧波形は、Ｕ相の第一スイッチング素子７３ｕの制御端子７ｇに印加される。

よって、図８に示すように、第一スイッチング素子制御部７４ｕは、通電相のスイッチング素子（期間Ｔ１では、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されるときに、当該スイッチング素子の開閉制御に同期して、第一スイッチング素子７３ｕを断続制御することができる（波形Ｌ２３および波形Ｌ２７を参照）。なお、期間Ｔ１において、Ｖ相およびＷ相の第二論理素子７４ｂの出力端子７ｏは、いずれもローレベル（所定電圧値以下の状態）になる。よって、Ｖ相の第一スイッチング素子７３ｖおよびＷ相の第一スイッチング素子７３ｗは、いずれも開状態に制御される。その結果、Ｖ相およびＷ相では、いずれも第一直流電力Ｐ１が供給されない（波形Ｌ２８および波形Ｌ２９を参照）。

このように、期間Ｔ１では、Ｕ相の直流電力供給部７０ｕが、非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）に対して、第一直流電力Ｐ１を供給する。そのため、図９に示すように、逆起電力Ｚが発生した直後から、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の矩形波のピーク値は、第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１で一定になる。その後、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１と比べて大きくなると、Ｕ相の電流制御部７２ｕの出力端子７ｋの電圧が、入力端子７ａの電圧（第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１）と比べて大きくなる。よって、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の矩形波のピーク値は、第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１に対して、上昇し始める。

そして、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の矩形波のピーク値が基準電圧（直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）と比べて大きくなると、図１に示すＵ相の電圧比較部６３ｃの出力が切り替わり、位置検出器６３は、可動子５２の電気角３０°の位置を示す基準位置（図９に示すタイミングＰＭ１）を検出する。このとき、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに重畳する高周波ノイズ（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉの立ち上がり時に生じるスパイクノイズ）は、低減されており、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに重畳する高周波ノイズに起因する可動子５２の基準位置の検出精度の低下が抑制されている。

上述したことは、期間Ｔ４についても同様に言える。図８に示すように、期間Ｔ４では、Ｕ相の直流電力供給部７０ｕが、非通電相電力ライン４４ｃ（Ｕ相電力ライン４４ｕ）に対して、第一直流電力Ｐ１を供給する。図９に示すように、期間Ｔ３から期間Ｔ４に切り替わった直後は、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１と比べて大きいので、Ｕ相の電流制御部７２ｕの出力端子７ｋの電圧が、入力端子７ａの電圧（第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１）と比べて大きくなる。よって、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の矩形波のピーク値は、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉの低下に合わせて、次第に低下する。

そして、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の矩形波のピーク値が基準電圧（直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）と比べて小さくなると、図１に示すＵ相の電圧比較部６３ｃの出力が切り替わり、位置検出器６３は、可動子５２の電気角２１０°の位置を示す基準位置（図９に示すタイミングＰＭ４）を検出する。その後、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１と比べて小さくなると、Ｕ相の電流制御部７２ｕの出力端子７ｋの電圧が、入力端子７ａの電圧（第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１）と比べて小さくなる。よって、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の矩形波のピーク値は、第一直流電力Ｐ１の直流電圧Ｖｕ１で一定になる。このとき、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに重畳する高周波ノイズ（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉの立ち上がり時に生じるスパイクノイズ）が低減されている。そのため、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の矩形波のピーク値が、図９に示すタイミングＰＭ４の付近で、再び基準電圧（直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）と比べて大きくなることを抑制することができる。つまり、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに重畳する高周波ノイズに起因する可動子５２の基準位置の検出精度の低下が抑制されている。

様相１に係る電動機制御装置１０によれば、電力変換器４０と制御装置６０とを具備する電動機制御装置１０において、直流電力供給部７０を備える。直流電力供給部７０は、複数（六つ）のスイッチング素子（複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ）のうちの非通電相の複数（二つ）のスイッチング素子（一つの正極側スイッチング素子４ｘｐおよび一つの負極側スイッチング素子４ｘｎ）と、非通電相の固定子巻線５１ｃとを電気的に接続する非通電相電力ライン４４ｃに対して、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズを低減可能な直流電力である第一直流電力Ｐ１を供給する。これにより、様相１に係る電動機制御装置１０は、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズの要因となる電流共振（第一電流と第二電流との並列共振）を軽減して、高周波ノイズを低減することができる。そのため、様相１に係る電動機制御装置１０は、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズに起因する可動子５２の位置推定精度の低下を抑制することができる。

様相２に係る電動機制御装置１０によれば、様相１に係る電動機制御装置１０において、制御装置６０は、位置検出器６３を備える。位置検出器６３は、非通電相の固定子巻線５１ｃと電気的に接続される相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖ、Ｗ相端子４３ｗ）の電圧と、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧Ｖｄｃに基づいて設定される基準電圧との大小比較により、固定子５１に対する可動子５２の位置の基準になる基準位置を検出する。また、直流電力供給部７０は、基準電圧と比べて、第一直流電力Ｐ１の直流電圧を小さく設定する。これにより、様相２に係る電動機制御装置１０は、可動子５２の基準位置の検出に悪影響を与えることなく、第一直流電力Ｐ１を供給することができる。

様相３に係る電動機制御装置１０によれば、様相１または様相２に係る電動機制御装置１０において、直流電力供給部７０（直流電力供給部７０ｘ）は、直流電力生成部７１ｘと、第一スイッチング素子７３ｘと、第一スイッチング素子制御部７４ｘとを備える。直流電力生成部７１ｘは、第一直流電力Ｐ１を生成する。第一スイッチング素子７３ｘは、直流電力生成部７１ｘによって生成された第一直流電力Ｐ１を非通電相電力ライン４４ｃに対して、供給可能または供給不可能にする。第一スイッチング素子制御部７４ｘは、非通電相の複数（二つ）のスイッチング素子（一つの正極側スイッチング素子４ｘｐおよび一つの負極側スイッチング素子４ｘｎ）がいずれも開状態に制御されている期間に、第一スイッチング素子７３ｘを断続制御する。これにより、様相３に係る電動機制御装置１０は、非通電相電力ライン４４ｃに対して、直流電力生成部７１ｘによって生成された第一直流電力Ｐ１を断続供給することができる。

様相４に係る電動機制御装置１０によれば、様相３に係る電動機制御装置１０において、第一スイッチング素子制御部７４ｘは、通電相のスイッチング素子がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されるときに、当該スイッチング素子の開閉制御に同期して、第一スイッチング素子７３ｘを断続制御する。これにより、様相４に係る電動機制御装置１０は、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）が発生するタイミングに合わせて、第一直流電力Ｐ１を断続供給することができる。

様相５に係る電動機制御装置１０によれば、様相３または様相４に係る電動機制御装置１０において、直流電力供給部７０（直流電力供給部７０ｘ）は、電流制御部７２ｘを備える。電流制御部７２ｘは、直流電力生成部７１ｘから非通電相電力ライン４４ｃへの電流の流出を許容し、かつ、非通電相電力ライン４４ｃから直流電力生成部７１ｘへの電流の流入を規制する。これにより、様相５に係る電動機制御装置１０は、第一直流電力Ｐ１を供給しつつ、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）を検出することができる。

＜その他＞
本発明は、上記し且つ図面に示した実施形態のみに限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更して実施することができる。例えば、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が増加する期間Ｔ１において、当該誘起電圧を検出する場合、直流電力供給部７０ｕは、当該誘起電圧を検出した後は、第一直流電力Ｐ１の供給を停止しても良い。逆に、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が減少する期間Ｔ４において、当該誘起電圧を検出する場合、直流電力供給部７０ｕは、当該誘起電圧を検出するまでの間は、第一直流電力Ｐ１の供給を停止しても良い。上述したことは、Ｖ相およびＷ相についても同様に言える。

また、本実施形態では、第一スイッチング素子制御部７４ｘは、第一論理素子７４ａおよび第二論理素子７４ｂで構成されているが、これに限定されない。第一スイッチング素子制御部７４ｘは、複数（六つ）のスイッチング素子（複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ）の開閉信号に合わせて、直接、第一スイッチング素子７３ｘを断続制御することもできる。さらに、本実施形態では、制御装置６０は、通電相の正極側スイッチング素子４ｘｐをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。しかしながら、制御装置６０は、通電相の負極側スイッチング素子４ｘｎをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することもできる。また、制御装置６０は、正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎの両方においてパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行う相補パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うこともできる。

さらに、本実施形態では、制御装置６０は、各相において電気角１２０°の期間、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御する１２０°通電制御を行う。しかしながら、制御装置６０は、各相において電気角１２０°よりも長い期間、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御する広角通電制御を行うこともできる。また、制御装置６０は、ベクトル制御による正弦波駆動を行うこともできる。なお、電動機制御装置１０は、例えば、ハイブリッド自動車などの車両の駆動用電動機を含む電力変換システム１に用いると好適である。

＜付記項＞
本発明は、電動機制御装置１０の制御方法として、捉えることもできる。直流電力供給工程は、直流電力供給部７０（直流電力供給部７０ｘ）が行う制御に対応する。また、直流電力生成工程は、直流電力生成部７１ｘが行う制御に対応し、電流制御工程は、電流制御部７２ｘが行う制御に対応する。第一スイッチング素子制御工程は、第一スイッチング素子制御部７４ｘが行う制御に対応する。電動機制御装置１０の制御方法においても、電動機制御装置１０について既述した作用効果と同様の作用効果を得ることができる。

（付記項１）
複数のスイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して、固定子と可動子とを備える電動機に対して前記変換された前記交流電力を出力する電力変換器と、
前記固定子の非通電相の固定子巻線に生じる誘起電圧に基づいて、前記固定子に対する前記可動子の位置を推定して、前記推定された前記可動子の前記位置に基づいて前記複数のスイッチング素子の各々を前記開閉制御する制御装置と、
を具備する電動機制御装置の制御方法であって、
前記複数のスイッチング素子のうちの前記非通電相の複数のスイッチング素子と前記非通電相の前記固定子巻線とを電気的に接続する非通電相電力ラインに対して、前記誘起電圧に重畳する高周波ノイズを低減可能な直流電力である第一直流電力を供給する直流電力供給工程を備える電動機制御装置の制御方法。

（付記項２）
前記制御装置は、前記非通電相の前記固定子巻線と電気的に接続される相端子の電圧と、前記電力変換器に入力される前記直流電力の直流電圧に基づいて設定される基準電圧との大小比較により、前記可動子の前記位置の基準になる基準位置を検出する位置検出器を備え、
前記直流電力供給工程は、前記基準電圧と比べて、前記第一直流電力の直流電圧を小さく設定する付記項１に記載の電動機制御装置の制御方法。

（付記項３）
前記直流電力供給工程は、前記第一直流電力を生成する直流電力生成工程と、
前記直流電力生成工程によって生成された前記第一直流電力を前記非通電相電力ラインに対して供給可能または供給不可能にする第一スイッチング素子を用いて、前記非通電相の複数のスイッチング素子がいずれも開状態に制御されている期間に前記第一スイッチング素子を断続制御する第一スイッチング素子制御工程と、
を備える付記項１または付記項２に記載の電動機制御装置の制御方法。

（付記項４）
前記第一スイッチング素子制御工程は、通電相のスイッチング素子がパルス幅変調制御されるときに、当該スイッチング素子の開閉制御に同期して、前記第一スイッチング素子を前記断続制御する付記項３に記載の電動機制御装置の制御方法。

（付記項５）
前記直流電力供給工程は、前記直流電力生成工程によって生成された前記第一直流電力の電流を前記非通電相電力ラインへ流出させ、かつ、前記非通電相電力ラインから流入する電流を規制する電流制御工程を備える付記項３または付記項４に記載の電動機制御装置の制御方法。

１０：電動機制御装置、
４０：電力変換器、
４ｘｐ，４ｘｎ：複数のスイッチング素子、４３ｘ：Ｘ相端子、
４４ｃ：非通電相電力ライン、
５０：電動機、
５１：固定子、５１ｃ：固定子巻線、５２：可動子、
６０：制御装置、
６３：位置検出器、
７０，７０ｘ：直流電力供給部、
７１ｘ：直流電力生成部、７２ｘ：電流制御部、
７３ｘ：第一スイッチング素子、７４ｘ：第一スイッチング素子制御部、
Ｖｄｃ：直流電圧、Ｖｕｉ，Ｖｖｉ，Ｖｗｉ：誘起電圧、Ｐ１：第一直流電力。
但し、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかであり、Ｘは、Ｕ、Ｖ、Ｗのうちのいずれかである。

Claims (5)

1. 複数のスイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して、固定子と可動子とを備える電動機に対して前記変換された前記交流電力を出力する電力変換器と、
   前記固定子の非通電相の固定子巻線に生じる誘起電圧に基づいて、前記固定子に対する前記可動子の位置を推定して、前記推定された前記可動子の前記位置に基づいて前記複数のスイッチング素子の各々を前記開閉制御する制御装置と、
   を具備する電動機制御装置であって、
   前記複数のスイッチング素子のうちの前記非通電相の複数のスイッチング素子と前記非通電相の前記固定子巻線とを電気的に接続する非通電相電力ラインに対して、前記誘起電圧に重畳する高周波ノイズを低減可能な直流電力である第一直流電力を供給する直流電力供給部を備える電動機制御装置。
2. 前記制御装置は、前記非通電相の前記固定子巻線と電気的に接続される相端子の電圧と、前記電力変換器に入力される前記直流電力の直流電圧に基づいて設定される基準電圧との大小比較により、前記可動子の前記位置の基準になる基準位置を検出する位置検出器を備え、
   前記直流電力供給部は、前記基準電圧と比べて、前記第一直流電力の直流電圧を小さく設定する請求項１に記載の電動機制御装置。
3. 前記直流電力供給部は、前記第一直流電力を生成する直流電力生成部と、
   前記直流電力生成部によって生成された前記第一直流電力を前記非通電相電力ラインに対して供給可能または供給不可能にする第一スイッチング素子と、
   前記非通電相の複数のスイッチング素子がいずれも開状態に制御されている期間に前記第一スイッチング素子を断続制御する第一スイッチング素子制御部と、
   を備える請求項１または請求項２に記載の電動機制御装置。
4. 前記第一スイッチング素子制御部は、通電相のスイッチング素子がパルス幅変調制御されるときに、当該スイッチング素子の開閉制御に同期して、前記第一スイッチング素子を前記断続制御する請求項３に記載の電動機制御装置。
5. 前記直流電力供給部は、前記直流電力生成部から前記非通電相電力ラインへの電流の流出を許容し、かつ、前記非通電相電力ラインから前記直流電力生成部への電流の流入を規制する電流制御部を備える請求項３または請求項４に記載の電動機制御装置。

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