JP6926935B2 - 電動機制御装置 - Google Patents

Description

本明細書は、非通電相の固定子巻線に生じる誘起電圧に基づいて、固定子に対する可動子の位置を推定する制御装置を具備する電動機制御装置に関する技術を開示する。

特許文献１には、誘起電圧に重畳する高周波ノイズによって位置検出タイミングに誤差が生じるので、位置検出において所定のサンプリング禁止期間を設けることが開示されている。また、特許文献１には、サンプリング禁止期間は、センサレス駆動におけるＰＷＭ最低オン幅であるため、最低デューティが制限され、起動時から最低デューティ幅を確保した高いデューティを与えた場合に、過度な電圧による起動不良、過電流、過電流に伴う永久磁石の減磁が生じる可能性があることが開示されている。

このような課題に対して、特許文献１に記載のモータ駆動装置は、ＰＷＭのオンデューティが所定値以下になると、所定のＰＷＭオン幅を確保しつつキャリア周波数を変更する。これにより、特許文献１に記載の発明は、必要最小限のＰＷＭオン幅を確保して、起動直後の低速時、低負荷時などでＰＷＭデューティが小さい状態においても、位置検出を可能にしようとしている。

特開２０１４−１８０１４９号公報

しかしながら、特許文献１に記載の発明は、キャリア周波数を変更することにより上述した課題を解決しようとするので、キャリア周波数が可聴周波数帯域に設定される可能性がある。この場合、モータ駆動装置の駆動時に異音（騒音）が生じ、防音対策などが必要になる可能性がある。

このような事情に鑑みて、本明細書は、起動直後などの電動機の駆動回転数が比較的低回転数において、誘起電圧に重畳する高周波ノイズに起因する可動子の位置推定精度の低下を抑制することが可能な電動機制御装置を開示する。

本明細書は、電力変換器と制御装置とを具備する電動機制御装置を開示する。前記電力変換器は、電源の正極側に接続されている正極側スイッチング素子と前記電源の負極側に接続されている負極側スイッチング素子とが直列接続されている一対のスイッチング素子を複数備える。前記電力変換器は、前記複数の一対のスイッチング素子を構成する前記複数の正極側スイッチング素子および前記複数の負極側スイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して、固定子と可動子とを備える電動機に対して前記変換された前記交流電力を出力する。前記制御装置は、前記固定子の非通電相の固定子巻線に生じる誘起電圧に基づいて、前記固定子に対する前記可動子の位置を推定して、前記推定された前記可動子の推定位置に基づいて前記複数の正極側スイッチング素子および前記複数の負極側スイッチング素子を前記開閉制御する。
通電相の前記一対のスイッチング素子を構成しパルス幅変調制御される前記正極側スイッチング素子を第一正極側スイッチング素子とし、前記通電相の前記一対のスイッチング素子を構成し前記パルス幅変調制御される前記負極側スイッチング素子を第一負極側スイッチング素子とする。このとき、前記制御装置は、前記第一正極側スイッチング素子が開状態に制御されるとき、および、前記第一負極側スイッチング素子が閉状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる前記誘起電圧がゼロ電圧で一定の状態から増加状態に移行する増加開始タイミング、および、当該誘起電圧が減少状態から前記ゼロ電圧で一定の状態に移行するゼロ電圧到達タイミングの両方を前記可動子の前記推定位置の基準位置である第一基準位置として検出し、前記第一基準位置から前記可動子の前記推定位置を算出する第一推定位置算出部を備える。

第一正極側スイッチング素子が開状態に制御されるとき、および、第一負極側スイッチング素子が閉状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる誘起電圧には、高周波ノイズの重畳が少ない。第一推定位置算出部は、上記の制御状態において生じる誘起電圧に基づいて、可動子の推定位置の基準位置である第一基準位置を検出し、第一基準位置から可動子の推定位置を算出する。よって、上記の電動機制御装置は、起動直後などの電動機の駆動回転数が比較的低回転数において、誘起電圧に重畳する高周波ノイズに起因する可動子の位置推定精度の低下を抑制することができる。

第一実施形態に係り、電動機制御装置１０の一例を示す構成図である。 可動子５２の一例を示す構成図である。 制御装置６０の一例を示す構成図である。 各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧の状態制御の一例を示す図である。 各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧波形の一例を示す図である。 誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）に高周波ノイズが重畳する要因を説明するための模式図である。 第一正極側スイッチング素子（Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）が閉状態に制御され、かつ、第一負極側スイッチング素子（Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）が開状態に制御される制御状態のときの誘起電圧を電圧源で模擬した模式図である。 第一正極側スイッチング素子（Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）が開状態に制御され、かつ、第一負極側スイッチング素子（Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）が閉状態に制御される制御状態のときの誘起電圧を電圧源で模擬した模式図である。 図７Ａおよび図７Ｂに示す制御状態において生じる誘起電圧のシミュレーション結果の一例を示す図である。 Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧波形の一例を示す図である。 制御装置６０の制御ブロックの一例を示す図である。 変形形態に係り、入力電圧減衰回路８４が設けられている第一基準位置検出器８１の一例を示す構成図である。 第二実施形態に係り、電動機制御装置１０の一例を示す構成図である。 第二実施形態に係り、制御装置６０の制御ブロックの一例を示す図である。 第三実施形態に係り、電動機制御装置１０の一例を示す構成図である。

本明細書では、実施形態が図面に基づいて説明されている。なお、図面は、各実施形態について、共通する箇所には共通の符号が付されており、本明細書では、重複する説明が省略されている。また、一の実施形態で記述されていることは、適宜、他の実施形態についても適用することができる。

＜第一実施形態＞
（電動機制御装置１０の概略構成）
図１に示すように、本実施形態の電力変換システムは、電動機制御装置１０と、電源２０と、平滑コンデンサ３０とを備える。また、電動機制御装置１０は、電力変換器４０と、制御装置６０とを備える。なお、電力変換器４０には、電動機５０が電気的に接続されている。

電源２０は、直流電力を出力する。電源２０は、直流電力を出力することができれば良く、限定されない。電源２０は、例えば、鉛蓄電池（バッテリ）、リチウムイオン電池、発電装置（例えば、燃料電池）などを用いることができる。また、電源２０は、公知の交流発電機などを用いて、直流電力を生成することもできる。この場合、電源２０は、公知の整流回路および平滑回路などを用いて、交流発電機が出力する交流電力を整流し平滑して、直流電力を生成することができる。

また、電源２０は、例えば、公知の昇圧コンバータなどを用いて、低電圧の直流電力を昇圧することもできる。この場合、電源２０は、例えば、公知の昇圧型チョッパコンバータなどの非絶縁型の昇圧コンバータを用いることができる。また、電源２０は、例えば、公知のフライバック型コンバータ、フォワード型コンバータなどの絶縁型の昇圧コンバータを用いることもできる。

平滑コンデンサ３０は、電源２０から出力される直流電力を平滑する。電源２０の正極側２０ｐは、平滑コンデンサ３０の正極側３０ｐと接続されている。電源２０の負極側２０ｎは、平滑コンデンサ３０の負極側３０ｎと接続されており、パワーグランド（電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位）と接続されている。平滑コンデンサ３０は、例えば、電解コンデンサを用いることができる。電源２０から供給される直流電力は、平滑コンデンサ３０によって平滑されてリップルが低減される。

電力変換器４０は、複数（本実施形態では、六つ）のスイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して、固定子５１と可動子５２とを備える電動機５０に対して変換された交流電力を出力する。本実施形態では、直流電力は、電源２０から出力され、平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力をいう。図１に示すように、複数（六つ）のスイッチング素子は、複数（三つ）の一対のスイッチング素子４１がフルブリッジ接続されて構成されている。複数（三つ）の一対のスイッチング素子４１の各々は、電源２０の正極側２０ｐに接続されている正極側スイッチング素子４ｘｐと、電源２０の負極側２０ｎに接続されている負極側スイッチング素子４ｘｎとが直列接続されている。正極側スイッチング素子４ｘｐと負極側スイッチング素子４ｘｎとの接続部位を接続部４２ｘとする。なお、本実施形態の電力変換器４０は、三相の電力変換器であり、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかである。例えば、正極側スイッチング素子４ｕｐは、Ｕ相の正極側スイッチング素子を示しており、負極側スイッチング素子４ｕｎは、Ｕ相の負極側スイッチング素子を示している。また、接続部４２ｕは、Ｕ相の接続部を示している。

正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、公知の電力用スイッチング素子を用いることができる。正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、例えば、公知の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることができる。

図１に示すように、複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御端子４ｇと、入力端子４ｄと、出力端子４ｓと、還流ダイオード４ｒとを備えている。例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）では、制御端子４ｇは、ゲート端子に相当し、入力端子４ｄは、ドレイン端子に相当し、出力端子４ｓは、ソース端子に相当する。絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）では、制御端子４ｇは、ゲート端子に相当し、入力端子４ｄは、コレクタ端子に相当し、出力端子４ｓは、エミッタ端子に相当する。制御端子４ｇは、駆動回路６２を介して、制御装置６０と接続されている。複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御装置６０から出力される駆動信号に基づいて開閉制御される。

制御端子４ｇと出力端子４ｓとの間の電圧を制御電圧とする。例えば、制御電圧がローレベル（所定電圧値以下の状態）のときには、入力端子４ｄと出力端子４ｓとの間が電気的に遮断された開状態に制御される。一方、制御電圧がハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときには、入力端子４ｄと出力端子４ｓとの間が電気的に導通された閉状態に制御される。

還流ダイオード４ｒは、例えば、正極側スイッチング素子４ｘｐのボディダイオード（寄生ダイオード）を用いることができる。また、ボディダイオードの代わりに、還流ダイオードを別途設けて、入力端子４ｄと出力端子４ｓとの間に並列接続することもできる。還流ダイオード４ｒは、正極側スイッチング素子４ｘｐが開状態のときに、出力端子４ｓ側から入力端子４ｄ側に向かう電流経路を形成する。これにより、正極側スイッチング素子４ｘｐの開閉に伴って生じる逆電流から正極側スイッチング素子４ｘｐを保護することができる。

複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐについて上述したことは、複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎについても同様に言える。制御装置６０は、電力変換器４０の複数（三つ）の一対のスイッチング素子４１を構成する複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎを開閉制御する。

例えば、電力変換器４０は、制御装置６０の指令に基づいて、複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐのうちの一の正極側スイッチング素子４ｘｐと、複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎのうちの一の負極側スイッチング素子４ｘｎとが閉状態に制御され、他のスイッチング素子が開状態に制御される。閉状態に制御される一の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび一の負極側スイッチング素子４ｘｎの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）は、異なる。制御装置６０が閉状態に制御するスイッチング素子の組み合わせを順に変更することにより、電力変換器４０は、電源２０から出力される直流電力を交流電力に変換することができる。

図１に示すように、Ｘ相の一対のスイッチング素子４１の接続部４２ｘと、Ｘ相の固定子巻線５１ｃ（Ｘ相コイル５１ｘ）との間は、Ｘ相電力ライン４４ｘによって接続されている。既述したように、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかであり、Ｘは、Ｕ、Ｖ、Ｗのうちのいずれかである。例えば、Ｕ相電力ライン４４ｕは、Ｕ相の一対のスイッチング素子４１の接続部４２ｕと、Ｕ相の固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ）との間を接続している。Ｘ相電力ライン４４ｘは、公知の電力線を用いることができる。電力変換器４０は、接続部４２ｘおよびＸ相電力ライン４４ｘを介して、電動機５０に対して、変換された交流電力を出力する。

電動機５０は、固定子５１と可動子５２とを備えている。本実施形態の電動機５０は、固定子５１および可動子５２が同軸に配設されるラジアル空隙型の円筒状電動機である。なお、電動機５０は、アキシャル空隙型の円筒状電動機であっても良い。また、電動機５０は、固定子５１および可動子５２が直線上に配設され、可動子５２が固定子５１に対して直線上に移動するリニア型電動機であっても良い。さらに、電動機５０は、可動子５２が、固定子５１の内方に設けられるインナー型の電動機であっても良く、可動子５２が、固定子５１の外方に設けられるアウター型の電動機であっても良い。

固定子５１は、複数のスロットが形成されている固定子鉄心（図示略）と、固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）とを備えている。固定子鉄心は、薄板状の電磁鋼板（例えば、ケイ素鋼板）が軸線方向に複数積層されて形成されている。複数のスロットには、固定子巻線５１ｃが巻装されている。固定子巻線５１ｃは、銅などの導体（コイル）が巻き回されて形成されており、導体表面がエナメルなどの絶縁層で被覆されている。固定子巻線５１ｃの断面形状は、限定されるものではなく、任意の断面形状とすることができる。例えば、固定子巻線５１ｃは、断面円形状の丸線、断面多角形状の角線などの種々の断面形状の導体（コイル）を用いることができる。また、固定子巻線５１ｃは、複数のより細いコイル素線を組み合わせた並列細線を用いることもできる。並列細線を用いる場合、単線の場合と比べて固定子巻線５１ｃに発生する渦電流損が低減され、電動機５０の効率が向上する。また、コイル成形に要する力を低減することができるので、コイルの成形性が向上してコイル製作が容易になる。

固定子巻線５１ｃは、分布巻（例えば、同心巻、波巻、重ね巻）または集中巻などの公知の方法で巻装することができる。また、図１に示すように、固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）は、Ｙ結線で接続することができる。同図では、中性点を中性点５１ｎで示している。なお、Ｘ相の固定子巻線５１ｃ（Ｘ相コイル５１ｘ）と接続される相端子をＸ相端子４３ｘで示している。ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかであり、Ｘは、Ｕ、Ｖ、Ｗのうちのいずれかである。例えば、Ｕ相端子４３ｕは、Ｕ相の固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ）と接続される。また、固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）は、Δ結線で接続することもできる。

図２に示すように、可動子５２は、可動子鉄心５２ａと、複数（本実施形態では、八つ）の永久磁石５２ｂと、シャフト５２ｃとを備えている。同図は、可動子５２の軸線方向（同図の紙面垂直方向）視の模式図であり、これらの配置を模式的に示している。可動子鉄心５２ａは、薄板状の電磁鋼板（例えば、ケイ素鋼板）が軸線方向に複数積層されて円柱状に形成されている。可動子鉄心５２ａには、シャフト５２ｃが設けられており、シャフト５２ｃは、可動子鉄心５２ａの軸心を軸線方向に沿って貫通している。シャフト５２ｃの軸線方向両端部は、ベアリングなどの軸受部材（図示略）によって、回転可能に支持されている。

可動子鉄心５２ａには、複数（八つ）の永久磁石５２ｂが埋設されている。具体的には、可動子鉄心５２ａには、周方向に等間隔で、複数の磁石収容部が設けられている。複数の磁石収容部には、所定磁極対分（本実施形態では四磁極対分であり、八つ）の永久磁石５２ｂが埋設されている。複数（八つ）の永久磁石５２ｂは、例えば、公知のフェライト系磁石や希土類系磁石を用いることができる。複数（八つ）の永久磁石５２ｂの製法は、限定されない。複数（八つ）の永久磁石５２ｂは、例えば、樹脂ボンド磁石や焼結磁石を用いることができる。樹脂ボンド磁石は、例えば、フェライト系の原料磁石粉末と樹脂などを混合して、射出成形などによって可動子鉄心５２ａに鋳込み形成することができる。焼結磁石は、例えば、希土類系の原料磁石粉末を磁界中で加圧成形して、高温で焼き固めて形成することができる。なお、複数（八つ）の永久磁石５２ｂの各々の配置は、限定されるものではなく、例えば、軸線方向視において、Ｖ字状に配置することもできる。また、固定子５１のスロット数および可動子５２の磁極数は、限定されない。さらに、可動子５２は、可動子鉄心５２ａの表面（外周表面）に複数（八つ）の永久磁石５２ｂを設ける表面磁石形とすることもできる。

制御装置６０は、電力変換器４０を含む電力変換システムを制御する。また、制御装置６０は、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって、電力変換器４０の複数（三つ）の一対のスイッチング素子４１を構成する複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎを開閉制御する。図３に示すように、制御装置６０は、公知の中央演算装置６０ａと、記憶装置６０ｂと、入出力インターフェース６０ｃとを備えており、これらは、バス６０ｄを介して接続されている。

中央演算装置６０ａは、ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔであり、種々の演算処理を行うことができる。記憶装置６０ｂは、第一記憶装置６０ｂ１および第二記憶装置６０ｂ２を備えている。第一記憶装置６０ｂ１は、読み出しおよび書き込み可能な揮発性の記憶装置（ＲＡＭ：Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）であり、第二記憶装置６０ｂ２は、読み出し専用の不揮発性の記憶装置（ＲＯＭ：Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）である。

また、図１に示すように、制御装置６０は、直流電圧検出器６１と、駆動回路６２と、第一基準位置検出器８１と、第二基準位置検出器８２と、入力電圧減衰回路８４と、クランプ回路８５とを備えている。直流電圧検出器６１は、電力変換器４０に入力される直流電力（平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力）の直流電圧Ｖｄｃを検出する。具体的には、直流電圧検出器６１は、例えば、抵抗値が既知の複数の抵抗器によって当該直流電圧を分圧して、分圧された直流電圧を制御装置６０に出力する。制御装置６０は、公知のＡ／Ｄ変換器（図示略）などによって分圧された直流電圧を知得し、電力変換器４０に入力される直流電力（平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力）の直流電圧Ｖｄｃを知得することができる。駆動回路６２は、制御装置６０から出力される駆動信号を増幅する駆動回路であり、例えば、公知のドライバ回路を用いることができる。

第一基準位置検出器８１および第二基準位置検出器８２は、固定子５１に対する可動子５２の位置を推定する際の基準位置を検出する。入力電圧減衰回路８４は、相電圧を入力電圧として許容される許容電圧に減衰させる。クランプ回路８５は、相電圧が入力電圧として許容される許容電圧のときに相電圧を入力可能にし、相電圧が許容電圧を超えているときに相電圧を入力不可能にする。これらの詳細は、後述する。なお、制御装置６０は、上述した検出器以外にも種々の検出器を設けることができる。例えば、制御装置６０は、電力変換器４０から出力される出力電流を検出する電流検出器を設けることができる。この場合、制御装置６０は、出力電流の経時変化に基づいて、基準位置を検出することもできる。

図３に示す中央演算装置６０ａは、第二記憶装置６０ｂ２に記憶されている電力変換器４０の制御プログラムを第一記憶装置６０ｂ１に読み出して、制御プログラムを実行する。また、上述した検出値などは、絶縁部（図示略）および入出力インターフェース６０ｃを介して、制御装置６０に入力される。中央演算装置６０ａは、入出力インターフェース６０ｃ、絶縁部（図示略）および図１に示す駆動回路６２を介して、電力変換器４０の各スイッチング素子に開閉信号を出力して、電力変換器４０を開閉制御する。なお、絶縁部は、制御装置６０を含む低電圧側の回路と、電源２０を含む高電圧側の回路とを電気的に絶縁する。絶縁部は、例えば、公知のフォトカプラなどを用いることができる。

（センサレス制御）
制御装置６０は、固定子５１の非通電相の固定子巻線５１ｃに生じる誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に基づいて、固定子５１に対する可動子５２の位置を推定する。そして、制御装置６０は、推定された可動子５２の推定位置に基づいて、電力変換器４０の複数（三つ）の一対のスイッチング素子４１を構成する複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎを開閉制御する。

図１に示す複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎの各々は、開状態または閉状態に制御される。これにより、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧は、三つの状態を採り得る。具体的には、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐが閉状態に制御され、かつ、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎが開状態に制御されるときに、Ｕ相端子４３ｕは、電源２０から出力された直流電圧Ｖｄｃに拘束される。また、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐが開状態に制御され、かつ、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎが閉状態に制御されるときに、Ｕ相端子４３ｕは、ゼロ電圧に拘束される。さらに、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐおよびＵ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの両方が開状態に制御されるときに、Ｕ相端子４３ｕは、ハイインピーダンス状態になる。

ハイインピーダンス状態のＵ相端子４３ｕには、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる。Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉは、通電相の固定子巻線５１ｃ（この場合、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）に、可動子磁極（可動子５２の永久磁石５２ｂ）の磁束が鎖交することによって発生する。したがって、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉは、通電相の固定子巻線５１ｃ（Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）と可動子５２との相対的な位置関係に基づいて変化し、固定子５１に対する可動子５２の位置を推定する際の指標になる。上述したことは、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗの電圧についても同様に言え、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗの電圧は、三つの状態を採り得る。

図４は、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧の状態制御の一例を示している。同図に示すように、制御装置６０は、期間Ｔ１〜期間Ｔ６に分けて、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧の状態制御を行う。同図は、期間Ｔ１〜期間Ｔ６のそれぞれの期間における各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧の状態を示している。具体的には、「Ｈｉ−Ｚ」は、ハイインピーダンス状態を示し、「Ｌ」は、ゼロ電圧に拘束される状態を示し、「ＰＷＭ」は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される状態を示している。

例えば、期間Ｔ１のＵ相の欄は、「Ｈｉ−Ｚ」であり、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐおよびＵ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの両方が開状態に制御される。これにより、Ｕ相端子４３ｕは、ハイインピーダンス状態になる。また、期間Ｔ１のＶ相の欄は、「Ｌ」であり、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐが開状態に制御され、かつ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎが閉状態に制御される。これにより、Ｖ相端子４３ｖは、ゼロ電圧に拘束される状態になる。

さらに、期間Ｔ１のＷ相の欄は、「ＰＷＭ」であり、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐおよび負極側スイッチング素子４ｗｎが所定のキャリア周波数およびデューティ比でパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される。これにより、Ｗ相端子４３ｗは、直流電圧Ｖｄｃに拘束される状態と、ゼロ電圧に拘束される状態とが交互に繰り返される。期間Ｔ１は、Ｕ相の非通電期間であり、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる。

次に、期間Ｔ２のＵ相の欄は、「ＰＷＭ」であり、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐおよび負極側スイッチング素子４ｕｎが所定のキャリア周波数およびデューティ比でパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される。これにより、Ｕ相端子４３ｕは、直流電圧Ｖｄｃに拘束される状態と、ゼロ電圧に拘束される状態とが交互に繰り返される。また、期間Ｔ２のＶ相の欄は、「Ｌ」であり、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐが開状態に制御され、かつ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎが閉状態に制御される。これにより、Ｖ相端子４３ｖは、ゼロ電圧に拘束される状態になる。さらに、期間Ｔ２のＷ相の欄は、「Ｈｉ−Ｚ」であり、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐおよびＷ相の負極側スイッチング素子４ｗｎの両方が開状態に制御される。これにより、Ｗ相端子４３ｗは、ハイインピーダンス状態になる。期間Ｔ２は、Ｗ相の非通電期間であり、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉが生じる。

期間Ｔ３〜期間Ｔ６についても同様であり、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧の状態が、順に変更される。また、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）が生じる相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖ、Ｗ相端子４３ｗ）が、順に変更される。なお、期間Ｔ１〜期間Ｔ６の状態制御は、繰り返される。また、期間Ｔ１〜期間Ｔ６の各々の期間は、電気角６０°に相当し、期間Ｔ１から始まり期間Ｔ６を経て再び期間Ｔ１の状態になるまでの期間は、電気角の一周期（３６０°）に相当する。

図５は、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）に発生する電圧波形の一例を示している。図４に示すように、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）の電圧が状態制御されると、図５に示す電圧波形が発生する。図５の横軸は共通であり、可動子５２の位置を示している。また、期間Ｔ１〜期間Ｔ６は、図４に示す期間に対応している。波形Ｌ１１は、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧波形の一例を示している。同様に、波形Ｌ１２は、Ｖ相端子４３ｖに発生する電圧波形の一例を示している。波形Ｌ１３は、Ｗ相端子４３ｗに発生する電圧波形の一例を示している。

波形Ｌ１１に示すように、期間Ｔ２および期間Ｔ３は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される通電期間であり、期間Ｔ５および期間Ｔ６は、ゼロ電圧に拘束される通電期間である。また、期間Ｔ１および期間Ｔ４は、非通電期間であり、期間Ｔ１における電圧が次第に増加する電圧波形および期間Ｔ４における電圧が次第に減少する電圧波形は、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉを示している。波形Ｌ１２および波形Ｌ１３についても、通電期間（非通電期間）が異なる点を除いて、波形Ｌ１１と同様に電圧波形が変化する。

タイミングＰＭ１〜タイミングＰＭ６は、順に、３０°、９０°、１５０°、２１０°、２７０°および３３０°の可動子５２の位置（いずれも電気角）を示しており、基準位置に相当する。タイミングＰＭ１は、期間Ｔ１において、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、基準電圧（例えば、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）に到達するタイミングである。タイミングＰＭ４は、期間Ｔ４において、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、基準電圧に到達するタイミングである。

上述したことは、Ｖ相およびＷ相についても同様に言える。タイミングＰＭ３は、期間Ｔ３におけるＶ相端子４３ｖに発生する電圧（Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ）に関し、タイミングＰＭ６は、期間Ｔ６におけるＶ相端子４３ｖに発生する電圧（Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉ）に関する。タイミングＰＭ２は、期間Ｔ２におけるＷ相端子４３ｗに発生する電圧（Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に関し、タイミングＰＭ５は、期間Ｔ５におけるＷ相端子４３ｗに発生する電圧（Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に関する。

制御装置６０は、基準位置（タイミングＰＭ１〜タイミングＰＭ６）に基づいて、固定子５１に対する可動子５２の位置（例えば、電気角１°ピッチの可動子５２の位置）を推定することができる。また、制御装置６０は、基準位置（タイミングＰＭ１〜タイミングＰＭ６）の発生間隔から可動子５２の速度（回転数）を推定することもできる。なお、各相の相端子（Ｕ相端子４３ｕ、Ｖ相端子４３ｖおよびＷ相端子４３ｗ）には、複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎの開閉に伴う逆起電力Ｚが発生する。逆起電力Ｚは、期間Ｔ１〜期間Ｔ６の各期間の境界において重畳される。図５では、逆起電力Ｚは、所定の時間幅をもって記載されているが、実際には瞬間的な波形である。制御装置６０は、逆起電力Ｚに基づいて、通電期間（非通電期間）の始点および終点を知得することができる。

図６は、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）に高周波ノイズが重畳する要因を説明するための模式図である。同図は、図１に示す電源２０、複数（三つ）の一対のスイッチング素子４１を構成する複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎ、並びに、固定子５１の固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖおよびＷ相コイル５１ｗ）を抜き出した模式図である。同図では、正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、開閉状態がスイッチを用いて模式的に示されている。また、同図は、図４および図５の期間Ｔ１における各スイッチング素子の開閉状態の一例を示している。

期間Ｔ１では、Ｕ相の正極側スイッチング素子４ｕｐおよびＵ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの両方が開状態に制御される。また、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐが開状態に制御され、かつ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎが閉状態に制御される。さらに、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐおよび負極側スイッチング素子４ｗｎがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される。期間Ｔ１は、Ｕ相の非通電期間であり、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉが生じる。

ここで、非通電相の複数（二つ）のスイッチング素子（一つの正極側スイッチング素子４ｘｐおよび一つの負極側スイッチング素子４ｘｎ）と、非通電相の固定子巻線５１ｃとを接続する電力ラインを非通電相電力ラインとする。期間Ｔ１では、非通電相は、Ｕ相であり、Ｕ相の一対のスイッチング素子４１の接続部４２ｕとＵ相の固定子巻線５１ｃ（Ｕ相コイル５１ｕ）とを接続するＵ相電力ライン４４ｕが、非通電相電力ラインに相当する。また、同図では、非通電相電力ライン（Ｕ相電力ライン４４ｕ）と電源２０の正極側２０ｐとの間の寄生容量をＵ相正極側寄生容量４Ｃｕｐで示している。同様に、非通電相電力ライン（Ｕ相電力ライン４４ｕ）と電源２０の負極側２０ｎとの間の寄生容量をＵ相負極側寄生容量４Ｃｕｎで示している。

期間Ｔ１では、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐおよび負極側スイッチング素子４ｗｎがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される。その結果、Ｗ相端子４３ｗは、直流電圧Ｖｄｃに拘束される状態と、ゼロ電圧に拘束される状態とが交互に繰り返される。この際、第一電流と第二電流とが共振（並列共振）する共振現象が生じる。第一電流は、Ｕ相コイル５１ｕ、Ｕ相正極側寄生容量４Ｃｕｐ、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ、Ｗ相コイル５１ｗを順に通って、Ｕ相コイル５１ｕに戻る電流をいう。第二電流は、Ｕ相コイル５１ｕ、Ｕ相負極側寄生容量４Ｃｕｎ、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎ、Ｖ相コイル５１ｖを順に通って、Ｕ相コイル５１ｕに戻る電流をいう。第一電流と第二電流との共振（並列共振）は、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに高周波ノイズを重畳する。具体的には、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御により開状態から閉状態に切り替えられると、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ（図５の期間Ｔ１における複数の矩形波のうちの一つの矩形波に相当）の立ち上がり時に、スパイクノイズが生じる。

Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）と、基準電圧（例えば、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）との大小比較により、可動子５２の基準位置を検出しようとすると、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに重畳する高周波ノイズによって、基準位置を誤検出する可能性がある。具体的には、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに高周波ノイズが重畳し、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉのピーク値が直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧を超えると、制御装置６０は、図５に示す基準位置（タイミングＰＭ１）を誤検出する可能性がある。よって、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御により開状態から閉状態に切り替えられてから、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉに重畳する高周波ノイズが収束するまでの所定期間が経過した後に、可動子５２の基準位置の検出を開始する方法が考えられる。上述したことは、期間Ｔ４においても同様に言える。また、上述したことは、Ｖ相およびＷ相についても同様に言える。

しかしながら、上述した方法では、上述した所定期間よりも短いパルス幅を採用するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御が困難である。そのため、上述した所定期間がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御における最小のデューティ比になる。一般に、電動機５０の負荷トルクが同じ場合、電動機５０の駆動回転数が低下する程、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御におけるデューティ比は、小さく設定される。よって、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズによりデューティ比が制限されると、電動機５０の最低駆動回転数などが制約を受ける可能性がある。また、特許文献１に記載の発明のように、キャリア周波数を変更すると、キャリア周波数が可聴周波数帯域に設定される可能性がある。この場合、電力変換器４０の駆動時に異音（騒音）が生じ、防音対策などが必要になる可能性がある。そこで、本明細書は、起動直後などの電動機５０の駆動回転数が比較的低回転数において、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）に重畳する高周波ノイズに起因する可動子５２の位置推定精度の低下を抑制する新たな方法を開示する。

（高周波ノイズの影響が少ない制御状態）
通電相の一対のスイッチング素子４１を構成し、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される正極側スイッチング素子４ｘｐを第一正極側スイッチング素子とする。例えば、図６に示す制御状態では、第一正極側スイッチング素子は、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐである。また、通電相の一対のスイッチング素子４１を構成し、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御される負極側スイッチング素子４ｘｎを第一負極側スイッチング素子とする。例えば、図６に示す制御状態では、第一負極側スイッチング素子は、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎである。

図７Ａは、第一正極側スイッチング素子（Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）が閉状態に制御され、かつ、第一負極側スイッチング素子（Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）が開状態に制御される制御状態のときの誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）を模式的に示している。図７Ｂは、第一正極側スイッチング素子（Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）が開状態に制御され、かつ、第一負極側スイッチング素子（Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）が閉状態に制御される制御状態のときの誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）を模式的に示している。これらの図は、図６と同様に図示されているが、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉ）が交流の電圧源で模擬されている点で異なる。また、これらの図では、Ｕ相正極側寄生容量４ＣｕｐおよびＵ相負極側寄生容量４Ｃｕｎの記載が省略されている。

なお、本実施形態の制御装置６０は、図７Ａに示す制御状態と図７Ｂに示す制御状態とを交互に繰り返す相補パルス幅変調制御（相補ＰＷＭ制御）を行う。相補パルス幅変調制御（相補ＰＷＭ制御）は、同期整流ともいう。また、これらの制御状態の移行時には、第一正極側スイッチング素子（Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）および第一負極側スイッチング素子（Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）の両方が開状態に制御されるデッドタイムが設けられている。これにより、これらのスイッチング素子間の短絡が防止されている。

図８は、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ、Ｖ相の誘起電圧ＶｖｉおよびＷ相の誘起電圧Ｖｗｉの順に、位相が１２０°（電気角）ずつ遅れる交流の電圧源を用いて、図７Ａおよび図７Ｂに示す制御状態において生じる誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）をシミュレーションしたシミュレーション結果の一例を示している。縦軸は、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の大きさ（振幅）を示し、横軸は、可動子５２の位置（電気角）を示している。波形Ｌ２１は、図７Ａに示す制御状態において生じる誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の電圧波形を、直線で近似した近似直線を示している。波形Ｌ２２は、図７Ｂに示す制御状態において生じる誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の電圧波形を、直線で近似した近似直線を示している。

波形Ｌ２１に示すように、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、一定の割合で増加し、可動子５２の位置が３０°（電気角）のときに、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、基準電圧（例えば、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）に到達する（タイミングＰ１１）。誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が基準電圧に到達した後も、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、一定の割合で増加し続けている。波形Ｌ２２に示すように、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、一定の割合で増加し、可動子５２の位置が３０°（電気角）のときに、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、ゼロ電圧に到達する（タイミングＰ１２）。誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）がゼロ電圧に到達した後も、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、一定の割合で増加し続けている。

このように、図７Ａに示す制御状態において生じる誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、基準電圧に到達するタイミングＰ１１と、図７Ｂに示す制御状態において生じる誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、ゼロ電圧に到達するタイミングＰ１２とは、一致している。タイミングＰ１１は、図５に示すタイミングＰＭ１であり、既述したように、並列共振に伴う高周波ノイズによって、基準位置（タイミングＰ１１）を誤検出する可能性がある。一方、タイミングＰ１２では、並列共振が生じ難いので、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）には高周波ノイズの重畳が少なく、基準位置（タイミングＰ１２）を誤検出する可能性は低い。

図９は、Ｕ相端子４３ｕに発生する電圧波形の一例を示している。同図は、図５の期間Ｔ１〜期間Ｔ４のＵ相端子４３ｕに発生する電圧波形を抜き出し、説明の便宜上、拡大した拡大図である。図９に示す波形Ｌ３１は、図５に示す波形Ｌ１１に相当する。また、同図では、図８に示す波形Ｌ２１および波形Ｌ２２が併記されている。既述したように、第一正極側スイッチング素子（Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）および第一負極側スイッチング素子（Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）は、相補パルス幅変調制御（相補ＰＷＭ制御）される。よって、実際の誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の波形は、波形Ｌ２１上の電圧と、波形Ｌ２２上の電圧とが交互に繰り返され、図９に示す電圧波形になる。

なお、実際のスイッチング素子は、図１に示す還流ダイオード４ｒを備えている。よって、図８に示す波形Ｌ２２のように、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が負極性になることはなく、図９に示すように、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が負極性になる期間は、ゼロ電圧で一定の状態になる。これは、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が負極性になる期間では、Ｕ相の負極側スイッチング素子４ｕｎの還流ダイオード４ｒを介した電流経路が形成され、複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎが全て短絡した状態が生じることによる。

期間Ｔ１の誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）について上述したことは、期間Ｔ４の誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）についても同様に言える。同図では、波形Ｌ２３および波形Ｌ２４が併記されている。波形Ｌ２３は、第一正極側スイッチング素子（この場合、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐ）が閉状態に制御され、かつ、第一負極側スイッチング素子（この場合、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎ）が開状態に制御される制御状態において生じる誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の電圧波形を、直線で近似した近似直線を示している。波形Ｌ２４は、第一正極側スイッチング素子（この場合、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐ）が開状態に制御され、かつ、第一負極側スイッチング素子（この場合、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎ）が閉状態に制御される制御状態において生じる誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）の電圧波形を、直線で近似した近似直線を示している。

波形Ｌ２３に示すように、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、一定の割合で減少し、可動子５２の位置が２１０°（電気角）のときに、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、基準電圧（例えば、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧）に到達する（タイミングＰ１３）。誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が基準電圧に到達した後も、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、一定の割合で減少し続けている。また、波形Ｌ２４に示すように、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、一定の割合で減少し、可動子５２の位置が２１０°（電気角）のときに、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、ゼロ電圧に到達する（タイミングＰ１４）。誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）がゼロ電圧に到達した後は、誘起電圧（Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）は、ゼロ電圧で一定の状態になっている。

図５から明らかなように、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉについて上述したことは、Ｖ相の誘起電圧Ｖｖｉについても同様に言える。また、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉについて上述したことは、Ｗ相の誘起電圧Ｖｗｉについても同様に言える。よって、第一正極側スイッチング素子が開状態に制御され、かつ、第一負極側スイッチング素子が閉状態に制御されるときに生じる誘起電圧が、ゼロ電圧で一定の状態から増加状態に移行する増加開始タイミング（例えば、図９に示すタイミングＰ１２）を検出することにより、高周波ノイズによる影響を受けることなく、基準位置（この場合、電気角３０°の位置）を検出することができる。また、第一正極側スイッチング素子が開状態に制御され、かつ、第一負極側スイッチング素子が閉状態に制御されるときに生じる誘起電圧が、減少状態からゼロ電圧で一定の状態に移行するゼロ電圧到達タイミング（例えば、図９に示すタイミングＰ１４）を検出することにより、高周波ノイズによる影響を受けることなく、基準位置（この場合、電気角２１０°の位置）を検出することができる。

なお、本明細書では、第一正極側スイッチング素子および第一負極側スイッチング素子の両方がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される相補パルス幅変調制御（相補ＰＷＭ制御）を例に説明されている。しかしながら、本明細書で記載されている事項は、第一正極側スイッチング素子および第一負極側スイッチング素子のうちの一方のスイッチング素子のみがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される場合についても同様に適用することができる。

（制御ブロックと基準位置の検出）
図１０に示すように、本実施形態の制御装置６０は、制御ブロックとして捉えると、第一推定位置算出部７１と、第二推定位置算出部７２と、切り替え部７３とを備えている。また、図１に示すように、本実施形態の制御装置６０は、第一基準位置検出器８１と、第二基準位置検出器８２と、入力電圧減衰回路８４と、クランプ回路８５とを備えている。

第一推定位置算出部７１は、増加開始タイミング（例えば、図９に示すタイミングＰ１２）およびゼロ電圧到達タイミング（例えば、図９に示すタイミングＰ１４）の両方を可動子５２の推定位置の基準位置である第一基準位置ＰＲ１として検出し、第一基準位置ＰＲ１から可動子５２の推定位置を算出する。増加開始タイミング（例えば、タイミングＰ１２）は、第一正極側スイッチング素子（この場合、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）が開状態に制御されるとき、および、第一負極側スイッチング素子（この場合、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）が閉状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる誘起電圧（この場合、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、ゼロ電圧で一定の状態から増加状態に移行するタイミングをいう。

ゼロ電圧到達タイミング（例えば、タイミングＰ１４）は、第一正極側スイッチング素子（この場合、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐ）が開状態に制御されるとき、および、第一負極側スイッチング素子（この場合、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎ）が閉状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる誘起電圧（この場合、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、減少状態からゼロ電圧で一定の状態に移行するタイミングをいう。

これにより、第一推定位置算出部７１は、高周波ノイズによる影響を受けることなく、第一基準位置ＰＲ１を検出することができる。また、第一推定位置算出部７１は、第一基準位置ＰＲ１から可動子５２の推定位置（例えば、電気角１°ピッチの可動子５２の位置）を算出（推定）することができる。さらに、第一推定位置算出部７１は、第一基準位置ＰＲ１の発生間隔から可動子５２の速度（回転数）を算出（推定）することもできる。

第一推定位置算出部７１は、第一基準位置ＰＲ１を検出することができれば良く、その構成は、限定されないが、制御装置６０は、第一基準位置検出器８１を備えると好適である。また、制御装置６０は、クランプ回路８５を備えると好適である。図１に示すように、第一基準位置検出器８１は、電圧比較部８１ａを備えており、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧とゼロ電圧との大小比較により、第一基準位置ＰＲ１を検出する。具体的には、Ｕ相の電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）は、クランプ回路８５を介してＵ相端子４３ｕと接続されている。また、Ｕ相の電圧比較部８１ａの反転入力端子（マイナス端子）は、パワーグランド（電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位であり、ゼロ電圧）と接続されている。

例えば、図９に示す期間Ｔ１において、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）がゼロ電圧の場合、Ｕ相の電圧比較部８１ａは、ローレベル（所定電圧値以下の状態）を出力する。期間Ｔ１において、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）がゼロ電圧と比べて大きくなると、Ｕ相の電圧比較部８１ａは、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）を出力する。これにより、第一推定位置算出部７１は、増加開始タイミング（例えば、タイミングＰ１２）を知得することができる。

また、図９に示す期間Ｔ４において、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）がゼロ電圧と比べて大きい場合、Ｕ相の電圧比較部８１ａは、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）を出力する。期間Ｔ４において、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）がゼロ電圧に到達すると、Ｕ相の電圧比較部８１ａは、ローレベル（所定電圧値以下の状態）を出力する。これにより、第一推定位置算出部７１は、ゼロ電圧到達タイミング（例えば、タイミングＰ１４）を知得することができる。図１に示すように、電圧比較部８１ａは、Ｖ相およびＷ相についても同様の構成を備えている。第一推定位置算出部７１は、Ｖ相およびＷ相についても同様にして、増加開始タイミングおよびゼロ電圧到達タイミングを知得することができる。

電動機５０の駆動回転数が高くなる程、誘起電圧の大きさ（振幅）は大きくなる。そのため、誘起電圧の大きさ（振幅）が過大になっても、第一基準位置検出器８１の入力耐圧（本実施形態では、電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）の耐圧）を超えないように、相電圧（誘起電圧）を入力電圧として許容される許容電圧に減衰させることが考えられる。

図１１は、変形形態に係り、入力電圧減衰回路８４が設けられている第一基準位置検出器８１の構成例を示している。入力電圧減衰回路８４は、相電圧を入力電圧として許容される許容電圧に減衰させる。本変形形態では、許容電圧は、第一基準位置検出器８１の入力耐圧（電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）の耐圧）より小さく設定される。許容電圧は、後述する第二基準位置検出器８２または第三基準位置検出器８３において、入力電圧減衰回路８４を設ける場合も同様の基準で設定することができる。また、許容電圧は、クランプ回路８５を設ける場合も同様の基準で設定することができる。

入力電圧減衰回路８４は、相電圧を入力電圧として許容される許容電圧に減衰させることができれば良く、その構成は、限定されないが、入力電圧減衰回路８４は、第一抵抗器８４ａと、第二抵抗器８４ｂとを備えていると好適である。具体的には、Ｕ相の第一抵抗器８４ａの一端側は、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）と接続されており、Ｕ相の第一抵抗器８４ａの他端側は、Ｕ相の第二抵抗器８４ｂの一端側と接続されている。Ｕ相の第二抵抗器８４ｂの他端側は、電源２０の負極側２０ｎのパワーグランド（電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位）と接続されている。

入力電圧減衰回路８４は、第一抵抗器８４ａおよび第二抵抗器８４ｂによって、相電圧を分圧することができる。分圧比は、第一抵抗器８４ａおよび第二抵抗器８４ｂの抵抗値によって設定することができる。入力電圧減衰回路８４は、第一基準位置検出器８１の電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）に、第一抵抗器８４ａおよび第二抵抗器８４ｂによって分圧された相電圧を出力することにより、相電圧を許容電圧に減衰させることができる。入力電圧減衰回路８４は、Ｖ相およびＷ相についても同様の構成を備えている。入力電圧減衰回路８４は、Ｖ相およびＷ相についても同様にして、相電圧を許容電圧に減衰させることができる。

逆に、電動機５０の駆動回転数が低くなる程、誘起電圧の大きさ（振幅）は小さくなる。このとき、入力電圧減衰回路８４によって相電圧（誘起電圧）を減衰させると、第一推定位置算出部７１は、第一基準位置ＰＲ１の検出が困難になり、電動機５０の最低駆動回転数が高くなる可能性がある。そこで、図１に示すように、制御装置６０は、クランプ回路８５を備えると好適である。

クランプ回路８５は、相電圧が入力電圧として許容される許容電圧のときに相電圧を入力可能にし、相電圧が許容電圧を超えているときに相電圧を入力不可能にする。クランプ回路８５は、相電圧に応じて相電圧を入力可能または入力不可能にすることができれば良く、その構成は、限定されないが、クランプ回路８５は、クランプ電圧生成部８５ａと、クランプ用スイッチング素子８５ｂとを具備すると好適である。クランプ電圧生成部８５ａは、許容電圧のクランプ電圧を生成する。クランプ電圧生成部８５ａは、例えば、直流電源を用いることができる。また、クランプ電圧生成部８５ａは、例えば、直流電圧Ｖｄｃを複数の抵抗器によって分圧して、クランプ電圧を生成することもできる。

クランプ用スイッチング素子８５ｂは、クランプ電圧生成部８５ａによって生成されたクランプ電圧が入力される制御端子４ｇと、相電圧が入力される入力端子４ｄと、相電圧が出力される出力端子４ｓとを備えている。具体的には、Ｕ相の制御端子４ｇは、クランプ電圧生成部８５ａの正極側８５ａｐと接続されている。クランプ電圧生成部８５ａの負極側８５ａｎは、パワーグランド（電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位）と接続されている。Ｕ相の入力端子４ｄは、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）と接続されており、Ｕ相の出力端子４ｓは、抵抗器８５ｃを介して、パワーグランドと接続されている。Ｕ相の電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）は、Ｕ相の出力端子４ｓと抵抗器８５ｃとの間に接続されている。

クランプ用スイッチング素子８５ｂの制御端子４ｇには、クランプ電圧生成部８５ａによって生成されたクランプ電圧が印加されている。よって、相電圧がゼロ電圧の場合、クランプ用スイッチング素子８５ｂは、閉状態に制御され、入力端子４ｄおよび出力端子４ｓは、同電位（この場合、ゼロ電圧）になる。このとき、電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）は、相電圧（ゼロ電圧）が入力可能になっている。相電圧の上昇に伴い、入力端子４ｄおよび出力端子４ｓの電位は上昇する。このときも、電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）は、相電圧が入力可能になっている。相電圧がクランプ電圧以上になると、クランプ用スイッチング素子８５ｂは、開状態に制御される。その結果、電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）は、相電圧（ゼロ電圧）が入力不可能になる。クランプ回路８５は、Ｖ相およびＷ相についても同様の構成を備えている。クランプ回路８５は、Ｖ相およびＷ相についても同様にして、相電圧に応じて相電圧を入力可能または入力不可能にすることができる。

このように、クランプ回路８５は、相電圧がクランプ電圧より小さいときにクランプ用スイッチング素子８５ｂが閉状態に制御されて相電圧を入力可能にし、相電圧がクランプ電圧以上のときにクランプ用スイッチング素子８５ｂが開状態に制御されて相電圧を入力不可能にすると好適である。これにより、第一基準位置検出器８１は、相電圧（誘起電圧）を減衰させることなく、第一基準位置ＰＲ１を検出することができる。よって、本実施形態の電動機制御装置１０は、相電圧（誘起電圧）を減衰させる場合と比べて、電動機５０の最低駆動回転数を低下させることができる。

一般に、電動機５０の負荷トルクが同じ場合、電動機５０の駆動回転数が高くなる程、第一正極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される際のデューティ比は、大きく設定される。換言すれば、このとき、第一正極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）が開状態に制御される期間は、短くなる。同様に、電動機５０の負荷トルクが同じ場合、電動機５０の駆動回転数が高くなる程、第一負極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御される際のデューティ比は、小さく設定される。換言すれば、このとき、第一負極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）が閉状態に制御される期間は、短くなる。いずれの場合も、第一推定位置算出部７１は、第一基準位置ＰＲ１の検出が困難になり、電動機５０の最高駆動回転数が低くなる可能性がある。そこで、図１０に示すように、制御装置６０は、第二推定位置算出部７２を備えると好適である。

第二推定位置算出部７２は、基準電圧到達タイミング（例えば、図９に示すタイミングＰ１１およびタイミングＰ１３）を可動子５２の推定位置の基準位置である第二基準位置ＰＲ２として検出し、第二基準位置ＰＲ２から可動子５２の推定位置を算出する。基準電圧到達タイミング（例えば、タイミングＰ１１）は、第一正極側スイッチング素子（この場合、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）が閉状態に制御されるとき、および、第一負極側スイッチング素子（この場合、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）が開状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる誘起電圧（この場合、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、基準電圧に到達するタイミングをいう。

また、基準電圧到達タイミング（例えば、タイミングＰ１３）は、第一正極側スイッチング素子（この場合、Ｖ相の正極側スイッチング素子４ｖｐ）が閉状態に制御されるとき、および、第一負極側スイッチング素子（この場合、Ｖ相の負極側スイッチング素子４ｖｎ）が開状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる誘起電圧（この場合、Ｕ相の誘起電圧Ｖｕｉ）が、基準電圧に到達するタイミングをいう。いずれの場合も、基準電圧は、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧Ｖｄｃに基づいて設定される。例えば、既述した入力電圧減衰回路８４が設けられない場合、基準電圧は、例えば、直流電圧Ｖｄｃの１／２の電圧に設定することができる。入力電圧減衰回路８４が設けられる場合、入力電圧減衰回路８４の減衰率と同じ比率で、入力電圧減衰回路８４が設けられない場合の基準電圧を減衰した電圧を、この場合の基準電圧として設定することができる。

これにより、制御装置６０は、第二推定位置算出部７２を具備しない場合と比べて、電動機５０の最高駆動回転数の低下を抑制することができる。また、第二推定位置算出部７２は、第二基準位置ＰＲ２から可動子５２の推定位置（例えば、電気角１°ピッチの可動子５２の位置）を算出（推定）することができる。さらに、第二推定位置算出部７２は、第二基準位置ＰＲ２の発生間隔から可動子５２の速度（回転数）を算出（推定）することもできる。

第二推定位置算出部７２は、第二基準位置ＰＲ２を検出することができれば良く、その構成は、限定されないが、制御装置６０は、第二基準位置検出器８２を備えると好適である。また、制御装置６０は、既述した入力電圧減衰回路８４を備えると好適である。図１に示すように、第二基準位置検出器８２は、電圧比較部８２ａと基準電圧生成部８２ｂとを備えており、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧と基準電圧との大小比較により、第二基準位置ＰＲ２を検出する。

具体的には、Ｕ相の電圧比較部８２ａの非反転入力端子（プラス端子）は、入力電圧減衰回路８４を介してＵ相端子４３ｕと接続されている。また、Ｕ相の電圧比較部８２ａの反転入力端子（マイナス端子）は、基準電圧生成部８２ｂの出力部８２ｂ３と接続されている。基準電圧生成部８２ｂは、第一抵抗器８２ｂ１と、第二抵抗器８２ｂ２とを備えており、入力電圧減衰回路８４によって減衰された直流電圧Ｖｄｃを分圧して基準電圧を生成する。具体的には、第一抵抗器８２ｂ１の一端側は、入力電圧減衰回路８４を介して電源２０の正極側２０ｐと接続されており、第一抵抗器８２ｂ１の他端側は、第二抵抗器８２ｂ２の一端側と接続されている。第二抵抗器８２ｂ２の他端側は、電源２０の負極側２０ｎのパワーグランド（電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位）と接続されている。第一抵抗器８２ｂ１および第二抵抗器８２ｂ２は、抵抗値が同一に設定されており、第一抵抗器８２ｂ１と第二抵抗器８２ｂ２との間に設けられる出力部８２ｂ３には、基準電圧が生成される。

例えば、図９に示す期間Ｔ１において、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）が基準電圧より小さい場合、Ｕ相の電圧比較部８２ａは、ローレベル（所定電圧値以下の状態）を出力する。期間Ｔ１において、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）が基準電圧に到達し基準電圧より大きくなると、Ｕ相の電圧比較部８２ａは、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）を出力する。これにより、第二推定位置算出部７２は、基準電圧到達タイミングを知得することができる。

また、図９に示す期間Ｔ４において、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）が基準電圧と比べて大きい場合、Ｕ相の電圧比較部８２ａは、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）を出力する。期間Ｔ４において、Ｕ相端子４３ｕ（Ｕ相の相電圧）が基準電圧に到達し基準電圧より小さくなると、Ｕ相の電圧比較部８２ａは、ローレベル（所定電圧値以下の状態）を出力する。これにより、第二推定位置算出部７２は、基準電圧到達タイミングを知得することができる。第二基準位置検出器８２は、Ｖ相およびＷ相についても同様の構成を備えている。第二推定位置算出部７２は、Ｖ相およびＷ相についても同様にして、基準電圧到達タイミングを知得することができる。

なお、制御装置６０は、既述した入力電圧減衰回路８４を備えている。よって、電動機５０の駆動回転数が高くなり、誘起電圧の大きさ（振幅）が過大になっても、第二基準位置検出器８２の入力耐圧（本実施形態では、電圧比較部８２ａの非反転入力端子（プラス端子）の耐圧）を超えないように、入力される相電圧（誘起電圧）は、許容電圧に減衰されている。上述したことは、基準電圧についても同様に言える。

本実施形態の制御装置６０は、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出、および、第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出の両方を行うことができる。そのため、制御装置６０は、検出方法を切り替える必要があり、図１０に示すように、制御装置６０は、切り替え部７３を備えている。切り替え部７３は、第一正極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）のデューティ比が所定閾値を超える開期間低下状態、および、第一負極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）のデューティ比が所定閾値より小さくなる閉期間低下状態のうちの少なくとも一方の状態が成立するときに、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出に切り替える。

所定閾値は、例えば、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出が不可能になる第一正極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）のデューティ比より小さいデューティ比に設定することができる。換言すれば、所定閾値は、例えば、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出が不可能になる第一負極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）のデューティ比より大きいデューティ比に設定することができる。これにより、制御装置６０は、電動機５０の駆動状態に応じて、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出に切り替えることができ、広範囲な駆動条件で安定して可動子５２の位置推定を行うことができる。

また、切り替え部７３は、第一基準位置検出器８１によって検出された第一基準位置ＰＲ１と、第二基準位置検出器８２によって検出された第二基準位置ＰＲ２とをデューティ比に応じて選択して基準位置とすると好適である。基準位置を選択する際のデューティ比は、第一正極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）、および、第一負極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）のうちの少なくとも一方のスイッチング素子のデューティ比を用いることができる。これにより、切り替え部７３は、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から、第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出へ、容易に切り替えることができる。

＜第二実施形態＞
本実施形態は、制御装置６０が、第一基準位置検出器８１および第二基準位置検出器８２の代わりに第三基準位置検出器８３を備える点で、第一実施形態と異なる。本実施形態では、第一実施形態と異なる点が中心に説明されている。

図１２に示すように、制御装置６０は、第三基準位置検出器８３を備えている。第三基準位置検出器８３は、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧とゼロ電圧との大小比較による第一基準位置ＰＲ１の検出と、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧と基準電圧との大小比較による第二基準位置ＰＲ２の検出とを切り替え可能な基準位置検出器である。第三基準位置検出器８３は、第一基準位置ＰＲ１の検出と、第二基準位置ＰＲ２の検出とを切り替え可能であれば良く、その構成は、限定されない。本実施形態の第三基準位置検出器８３は、電圧比較部８３ａと、基準電圧生成部８３ｂと、選択部８３ｃとを備えており、第一基準位置ＰＲ１の検出と、第二基準位置ＰＲ２の検出とを切り替え可能になっている。具体的には、Ｕ相の電圧比較部８３ａの非反転入力端子（プラス端子）は、入力電圧減衰回路８４を介してＵ相端子４３ｕと接続されている。また、Ｕ相の電圧比較部８３ａの反転入力端子（マイナス端子）は、基準電圧生成部８３ｂによって生成された基準電圧とゼロ電圧とが、選択部８３ｃによって選択されて入力される。第三基準位置検出器８３は、Ｖ相およびＷ相についても同様の構成を備えている。

基準電圧生成部８３ｂは、第一実施形態で既述した基準電圧生成部８２ｂと同様の構成を備えており、入力電圧減衰回路８４によって減衰された直流電圧Ｖｄｃを分圧して基準電圧を生成する。第一抵抗器８３ｂ１は、第一抵抗器８２ｂ１に対応し、第二抵抗器８３ｂ２は、第二抵抗器８２ｂ２に対応し、出力部８３ｂ３は、出力部８２ｂ３に対応する。選択部８３ｃは、基準電圧選択用スイッチング素子８３ｃ１と、ゼロ電圧選択用スイッチング素子８３ｃ２と、否定論理素子８３ｃ３とを備えている。

基準電圧選択用スイッチング素子８３ｃ１およびゼロ電圧選択用スイッチング素子８３ｃ２は、制御端子４ｇと、入力端子４ｄと、出力端子４ｓとをそれぞれ備えている。基準電圧選択用スイッチング素子８３ｃ１の入力端子４ｄは、基準電圧生成部８３ｂの出力部８３ｂ３と接続されており、出力端子４ｓは、各相の電圧比較部８３ａの反転入力端子（マイナス端子）と接続されている。ゼロ電圧選択用スイッチング素子８３ｃ２の入力端子４ｄは、パワーグランド（電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位であり、ゼロ電圧）と接続されており、出力端子４ｓは、各相の電圧比較部８３ａの反転入力端子（マイナス端子）と接続されている。基準電圧選択用スイッチング素子８３ｃ１の制御端子４ｇは、切り替え部７３から送出される切り替え信号ＳＩＧが入力可能になっている。ゼロ電圧選択用スイッチング素子８３ｃ２の制御端子４ｇは、上記の切り替え信号ＳＩＧが、否定論理素子８３ｃ３を介して入力可能になっている。

切り替え部７３は、第一正極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）のデューティ比が所定閾値を超える開期間低下状態、および、第一負極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）のデューティ比が所定閾値より小さくなる閉期間低下状態のうちの少なくとも一方の状態が成立するときに、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出に切り替える。所定閾値は、第一実施形態で既述した基準と同様の基準で設定することができる。

図１２および図１３に示すように、本実施形態の切り替え部７３は、第三基準位置検出器８３に対して、第一基準位置ＰＲ１の検出と第二基準位置ＰＲ２の検出とをデューティ比に応じて切り替える切り替え信号ＳＩＧを送出する。基準位置を切り替える際のデューティ比は、第一実施形態と同様に、第一正極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の正極側スイッチング素子４ｗｐ）、および、第一負極側スイッチング素子（例えば、Ｗ相の負極側スイッチング素子４ｗｎ）のうちの少なくとも一方のスイッチング素子のデューティ比を用いることができる。

切り替え信号ＳＩＧがローレベル（所定電圧値以下の状態）のときには、基準電圧選択用スイッチング素子８３ｃ１の制御端子４ｇは、ローレベル（所定電圧値以下の状態）になり、基準電圧選択用スイッチング素子８３ｃ１は、開状態に制御される。このとき、ゼロ電圧選択用スイッチング素子８３ｃ２の制御端子４ｇは、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）になり、ゼロ電圧選択用スイッチング素子８３ｃ２は、閉状態に制御される。よって、切り替え信号ＳＩＧがローレベル（所定電圧値以下の状態）のときには、各相の電圧比較部８３ａの反転入力端子（マイナス端子）には、ゼロ電圧が入力される。つまり、第三基準位置検出器８３は、第一基準位置ＰＲ１の検出を行うことができる。

一方、切り替え信号ＳＩＧがハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときには、基準電圧選択用スイッチング素子８３ｃ１の制御端子４ｇは、ハイレベル（所定電圧値を超えている状態）になり、基準電圧選択用スイッチング素子８３ｃ１は、閉状態に制御される。このとき、ゼロ電圧選択用スイッチング素子８３ｃ２の制御端子４ｇは、ローレベル（所定電圧値以下の状態）になり、ゼロ電圧選択用スイッチング素子８３ｃ２は、開状態に制御される。よって、切り替え信号ＳＩＧがハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときには、各相の電圧比較部８３ａの反転入力端子（マイナス端子）には、基準電圧生成部８３ｂによって生成された基準電圧が入力される。つまり、第三基準位置検出器８３は、第二基準位置ＰＲ２の検出を行うことができる。

このように、第三基準位置検出器８３は、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧とゼロ電圧との大小比較による第一基準位置ＰＲ１の検出と、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧と基準電圧との大小比較による第二基準位置ＰＲ２の検出とを切り替え可能である。よって、制御装置６０は、電動機５０の駆動状態に応じて、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出に切り替えることができ、広範囲な駆動条件で安定して可動子５２の位置推定を行うことができる。また、切り替え部７３は、切り替え信号ＳＩＧによって、第一基準位置ＰＲ１の検出と第二基準位置ＰＲ２の検出とを容易に切り替えることができる。

なお、制御装置６０は、第一実施形態で既述した入力電圧減衰回路８４を備えている。よって、電動機５０の駆動回転数が高くなり、誘起電圧の大きさ（振幅）が過大になっても、第三基準位置検出器８３の入力耐圧（本実施形態では、電圧比較部８３ａの非反転入力端子（プラス端子）の耐圧）を超えないように、入力される相電圧（誘起電圧）は、許容電圧に減衰されている。上述したことは、基準電圧についても同様に言える。

＜第三実施形態＞
本実施形態は、クランプ回路８５の代わりに入力電圧減衰回路８４が第一基準位置検出器８１に設けられている点で、第一実施形態と異なる。本実施形態では、第一実施形態と異なる点が中心に説明されている。

図１４に示すように、本実施形態では、クランプ回路８５の代わりに入力電圧減衰回路８４が第一基準位置検出器８１に設けられている。そのため、第一基準位置検出器８１の電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）および第二基準位置検出器８２の電圧比較部８２ａの非反転入力端子（プラス端子）の両方に、入力電圧減衰回路８４の第一抵抗器８４ａおよび第二抵抗器８４ｂによって分圧された相電圧が出力される。一方、第一基準位置検出器８１の電圧比較部８１ａの反転入力端子（マイナス端子）には、ゼロ電圧が入力される。第二基準位置検出器８２の電圧比較部８２ａの反転入力端子（マイナス端子）には、基準電圧生成部８２ｂによって生成された基準電圧が入力される。

本実施形態においても、制御装置６０は、電動機５０の駆動状態に応じて、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出に切り替えることができ、広範囲な駆動条件で安定して可動子５２の位置推定を行うことができる。また、切り替え部７３は、第一基準位置検出器８１によって検出された第一基準位置ＰＲ１と、第二基準位置検出器８２によって検出された第二基準位置ＰＲ２とをデューティ比に応じて選択して基準位置とすると好適である。これにより、切り替え部７３は、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から、第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出へ、容易に切り替えることができる。

なお、制御装置６０は、第一実施形態で既述した入力電圧減衰回路８４を備えている。よって、電動機５０の駆動回転数が高くなり、誘起電圧の大きさ（振幅）が過大になっても、第一基準位置検出器８１および第二基準位置検出器８２の入力耐圧（本実施形態では、電圧比較部８１ａの非反転入力端子（プラス端子）および電圧比較部８２ａの非反転入力端子（プラス端子）の耐圧）を超えないように、入力される相電圧（誘起電圧）は、許容電圧に減衰されている。上述したことは、基準電圧についても同様に言える。

＜効果の一例＞
様相１に係る電動機制御装置１０によれば、制御装置６０は、第一推定位置算出部７１を備える。第一推定位置算出部７１は、増加開始タイミングおよびゼロ電圧到達タイミングの両方を可動子５２の推定位置の基準位置である第一基準位置ＰＲ１として検出し、第一基準位置ＰＲ１から可動子５２の推定位置を算出する。増加開始タイミングは、第一正極側スイッチング素子が開状態に制御されるとき、および、第一負極側スイッチング素子が閉状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる誘起電圧が、ゼロ電圧で一定の状態から増加状態に移行するタイミングをいう。ゼロ電圧到達タイミングは、第一正極側スイッチング素子が開状態に制御されるとき、および、第一負極側スイッチング素子が閉状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる誘起電圧が、減少状態からゼロ電圧で一定の状態に移行するタイミングをいう。
第一正極側スイッチング素子が開状態に制御されるとき、および、第一負極側スイッチング素子が閉状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる誘起電圧には、高周波ノイズの重畳が少ない。第一推定位置算出部７１は、上記の制御状態において生じる誘起電圧に基づいて、可動子５２の推定位置の基準位置である第一基準位置ＰＲ１を検出し、第一基準位置ＰＲ１から可動子５２の推定位置を算出する。よって、様相１に係る電動機制御装置１０は、起動直後などの電動機５０の駆動回転数が比較的低回転数において、誘起電圧に重畳する高周波ノイズに起因する可動子５２の位置推定精度の低下を抑制することができる。

様相２に係る電動機制御装置１０によれば、様相１に係る電動機制御装置１０において、制御装置６０は、第一基準位置検出器８１を備える。第一基準位置検出器８１は、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧とゼロ電圧との大小比較により、第一基準位置ＰＲ１を検出する。
様相２に係る電動機制御装置１０によれば、増加開始タイミングおよびゼロ電圧到達タイミングの知得が容易であり、第一基準位置ＰＲ１の検出が容易である。

様相３に係る電動機制御装置１０によれば、様相１に係る電動機制御装置１０において、制御装置６０は、第二推定位置算出部７２と、切り替え部７３とを備える。第二推定位置算出部７２は、基準電圧到達タイミングを可動子５２の推定位置の基準位置である第二基準位置ＰＲ２として検出し、第二基準位置ＰＲ２から可動子５２の推定位置を算出する。基準電圧到達タイミングは、第一正極側スイッチング素子が閉状態に制御されるとき、および、第一負極側スイッチング素子が開状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる誘起電圧が、基準電圧に到達するタイミングをいう。基準電圧は、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧Ｖｄｃに基づいて設定される。切り替え部７３は、第一正極側スイッチング素子のデューティ比が所定閾値を超える開期間低下状態、および、第一負極側スイッチング素子のデューティ比が所定閾値より小さくなる閉期間低下状態のうちの少なくとも一方の状態が成立するときに、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出に切り替える。
様相３に係る電動機制御装置１０によれば、制御装置６０は、第二推定位置算出部７２を具備しない場合と比べて、電動機５０の最高駆動回転数の低下を抑制することができる。また、制御装置６０は、電動機５０の駆動状態に応じて、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出に切り替えることができ、広範囲な駆動条件で安定して可動子５２の位置推定を行うことができる。

様相４に係る電動機制御装置１０によれば、様相３に係る電動機制御装置１０において、制御装置６０は、第一基準位置検出器８１と、第二基準位置検出器８２とを備える。第一基準位置検出器８１は、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧とゼロ電圧との大小比較により、第一基準位置ＰＲ１を検出する。第二基準位置検出器８２は、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧と基準電圧との大小比較により、第二基準位置ＰＲ２を検出する。切り替え部７３は、第一基準位置検出器８１によって検出された第一基準位置ＰＲ１と、第二基準位置検出器８２によって検出された第二基準位置ＰＲ２とをデューティ比に応じて選択して基準位置とする。
様相４に係る電動機制御装置１０によれば、切り替え部７３は、第一推定位置算出部７１による第一基準位置ＰＲ１の検出から、第二推定位置算出部７２による第二基準位置ＰＲ２の検出へ、容易に切り替えることができる。

様相５に係る電動機制御装置１０によれば、様相３に係る電動機制御装置１０において、制御装置６０は、第三基準位置検出器８３を備える。第三基準位置検出器８３は、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧とゼロ電圧との大小比較による第一基準位置ＰＲ１の検出と、非通電相の固定子巻線５１ｃの相電圧と基準電圧との大小比較による第二基準位置ＰＲ２の検出とを切り替え可能である。切り替え部７３は、第三基準位置検出器８３に対して、第一基準位置ＰＲ１の検出と第二基準位置ＰＲ２の検出とをデューティ比に応じて切り替える切り替え信号ＳＩＧを送出する。
様相５に係る電動機制御装置１０によれば、切り替え部７３は、切り替え信号ＳＩＧによって、第一基準位置ＰＲ１の検出と第二基準位置ＰＲ２の検出とを容易に切り替えることができる。

様相６に係る電動機制御装置１０によれば、様相２、様相４および様相５のうちのいずれか一つの様相に係る電動機制御装置１０において、制御装置６０は、入力電圧減衰回路８４を備える。入力電圧減衰回路８４は、相電圧を入力電圧として許容される許容電圧に減衰させる。
様相６に係る電動機制御装置１０によれば、電動機５０の駆動回転数が高くなり、誘起電圧の大きさ（振幅）が過大になっても、第一基準位置検出器８１、第二基準位置検出器８２および第三基準位置検出器８３のうちの少なくとも一つの基準位置検出器を高電圧から保護することができる。

様相７に係る電動機制御装置１０によれば、様相２、様相４および様相５のうちのいずれか一つの様相に係る電動機制御装置１０において、制御装置６０は、クランプ回路８５を備える。クランプ回路８５は、相電圧が入力電圧として許容される許容電圧のときに相電圧を入力可能にし、相電圧が許容電圧を超えているときに相電圧を入力不可能にする。
様相７に係る電動機制御装置１０によれば、電動機５０の駆動回転数が高くなり、誘起電圧の大きさ（振幅）が過大になっても、第一基準位置検出器８１、第二基準位置検出器８２および第三基準位置検出器８３のうちの少なくとも一つの基準位置検出器を高電圧から保護することができる。

様相８に係る電動機制御装置１０によれば、様相７に係る電動機制御装置１０において、クランプ回路８５は、クランプ電圧生成部８５ａと、クランプ用スイッチング素子８５ｂとを具備する。クランプ電圧生成部８５ａは、許容電圧のクランプ電圧を生成する。クランプ用スイッチング素子８５ｂは、クランプ電圧生成部８５ａによって生成されたクランプ電圧が入力される制御端子４ｇと、相電圧が入力される入力端子４ｄと、相電圧が出力される出力端子４ｓとを備える。クランプ回路８５は、相電圧がクランプ電圧より小さいときにクランプ用スイッチング素子８５ｂが閉状態に制御されて相電圧を入力可能にし、相電圧がクランプ電圧以上のときにクランプ用スイッチング素子８５ｂが開状態に制御されて相電圧を入力不可能にする。
様相８に係る電動機制御装置１０によれば、相電圧（誘起電圧）を減衰させることなく、基準位置を検出することができる。よって、様相８に係る電動機制御装置１０は、相電圧（誘起電圧）を減衰させる場合と比べて、電動機５０の最低駆動回転数を低下させることができる。

＜その他＞
実施形態は、上記し且つ図面に示した実施形態のみに限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更して実施することができる。

＜付記項＞
本明細書に記載されている事項は、電動機制御装置１０の制御方法として、捉えることもできる。第一推定位置算出工程は、第一推定位置算出部７１が行う制御に対応する。第二推定位置算出工程は、第二推定位置算出部７２が行う制御に対応する。切り替え工程は、切り替え部７３が行う制御に対応する。電動機制御装置１０の制御方法においても、電動機制御装置１０について既述した作用効果と同様の作用効果を得ることができる。

（付記項１）
電源の正極側に接続されている正極側スイッチング素子と前記電源の負極側に接続されている負極側スイッチング素子とが直列接続されている一対のスイッチング素子を複数備え、前記複数の一対のスイッチング素子を構成する前記複数の正極側スイッチング素子および前記複数の負極側スイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して、固定子と可動子とを備える電動機に対して前記変換された前記交流電力を出力する電力変換器と、
前記固定子の非通電相の固定子巻線に生じる誘起電圧に基づいて、前記固定子に対する前記可動子の位置を推定して、前記推定された前記可動子の推定位置に基づいて前記複数の正極側スイッチング素子および前記複数の負極側スイッチング素子を前記開閉制御する制御装置と、
を具備する電動機制御装置の制御方法であって、
通電相の前記一対のスイッチング素子を構成しパルス幅変調制御される前記正極側スイッチング素子を第一正極側スイッチング素子とし、前記通電相の前記一対のスイッチング素子を構成し前記パルス幅変調制御される前記負極側スイッチング素子を第一負極側スイッチング素子とするとき、
前記第一正極側スイッチング素子が開状態に制御されるとき、および、前記第一負極側スイッチング素子が閉状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる前記誘起電圧がゼロ電圧で一定の状態から増加状態に移行する増加開始タイミング、および、当該誘起電圧が減少状態から前記ゼロ電圧で一定の状態に移行するゼロ電圧到達タイミングの両方を前記可動子の前記推定位置の基準位置である第一基準位置として検出し、前記第一基準位置から前記可動子の前記推定位置を算出する第一推定位置算出工程を備える電動機制御装置の制御方法。

（付記項２）
前記第一正極側スイッチング素子が閉状態に制御されるとき、および、前記第一負極側スイッチング素子が開状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる前記誘起電圧が、前記電力変換器に入力される前記直流電力の直流電圧に基づいて設定される基準電圧に到達する基準電圧到達タイミングを前記可動子の前記推定位置の基準位置である第二基準位置として検出し、前記第二基準位置から前記可動子の前記推定位置を算出する第二推定位置算出工程と、
前記第一正極側スイッチング素子のデューティ比が所定閾値を超える開期間低下状態、および、前記第一負極側スイッチング素子のデューティ比が前記所定閾値より小さくなる閉期間低下状態のうちの少なくとも一方の状態が成立するときに、前記第一推定位置算出工程による前記第一基準位置の検出から前記第二推定位置算出工程による前記第二基準位置の検出に切り替える切り替え工程と、
を備える付記項１に記載の電動機制御装置の制御方法。

（付記項３）
前記制御装置は、前記非通電相の前記固定子巻線の相電圧と前記ゼロ電圧との大小比較により前記第一基準位置を検出する第一基準位置検出器と、前記非通電相の前記固定子巻線の前記相電圧と前記基準電圧との大小比較により前記第二基準位置を検出する第二基準位置検出器とを備え、
前記切り替え工程は、前記第一基準位置検出器によって検出された前記第一基準位置と、前記第二基準位置検出器によって検出された前記第二基準位置とをデューティ比に応じて選択して前記基準位置とする付記項２に記載の電動機制御装置の制御方法。

（付記項４）
前記制御装置は、前記非通電相の前記固定子巻線の相電圧と前記ゼロ電圧との大小比較による前記第一基準位置の検出と、前記非通電相の前記固定子巻線の前記相電圧と前記基準電圧との大小比較による前記第二基準位置の検出とを切り替え可能な第三基準位置検出器を備え、
前記切り替え工程は、前記第三基準位置検出器に対して、前記第一基準位置の検出と前記第二基準位置の検出とをデューティ比に応じて切り替える切り替え信号を送出する付記項２に記載の電動機制御装置の制御方法。

１０：電動機制御装置、２０：電源、２０ｐ：正極側、２０ｎ：負極側、
４０：電力変換器、４１：一対のスイッチング素子、
４ｘｐ：正極側スイッチング素子、４ｘｎ：負極側スイッチング素子、
５０：電動機、
５１：固定子、５１ｃ：固定子巻線、５２：可動子、
６０：制御装置、
７１：第一推定位置算出部、７２：第二推定位置算出部、７３：切り替え部、
８１：第一基準位置検出器、８２：第二基準位置検出器、８３：第三基準位置検出器、
８４：入力電圧減衰回路、８５：クランプ回路、
８５ａ：クランプ電圧生成部、８５ｂ：クランプ用スイッチング素子、
ＰＲ１：第一基準位置、ＰＲ２：第二基準位置、
Ｖｘｉ：誘起電圧。
但し、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかである。

Claims (8)

1. 電源の正極側に接続されている正極側スイッチング素子と前記電源の負極側に接続されている負極側スイッチング素子とが直列接続されている一対のスイッチング素子を複数備え、前記複数の一対のスイッチング素子を構成する前記複数の正極側スイッチング素子および前記複数の負極側スイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して、固定子と可動子とを備える電動機に対して前記変換された前記交流電力を出力する電力変換器と、
   前記固定子の非通電相の固定子巻線に生じる誘起電圧に基づいて、前記固定子に対する前記可動子の位置を推定して、前記推定された前記可動子の推定位置に基づいて前記複数の正極側スイッチング素子および前記複数の負極側スイッチング素子を前記開閉制御する制御装置と、
   を具備し、
   通電相の前記一対のスイッチング素子を構成しパルス幅変調制御される前記正極側スイッチング素子を第一正極側スイッチング素子とし、前記通電相の前記一対のスイッチング素子を構成し前記パルス幅変調制御される前記負極側スイッチング素子を第一負極側スイッチング素子とするとき、
   前記制御装置は、前記第一正極側スイッチング素子が開状態に制御されるとき、および、前記第一負極側スイッチング素子が閉状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる前記誘起電圧がゼロ電圧で一定の状態から増加状態に移行する増加開始タイミング、および、当該誘起電圧が減少状態から前記ゼロ電圧で一定の状態に移行するゼロ電圧到達タイミングの両方を前記可動子の前記推定位置の基準位置である第一基準位置として検出し、前記第一基準位置から前記可動子の前記推定位置を算出する第一推定位置算出部を備える電動機制御装置。
2. 前記制御装置は、前記非通電相の前記固定子巻線の相電圧と前記ゼロ電圧との大小比較により、前記第一基準位置を検出する第一基準位置検出器を備える請求項１に記載の電動機制御装置。
3. 前記制御装置は、前記第一正極側スイッチング素子が閉状態に制御されるとき、および、前記第一負極側スイッチング素子が開状態に制御されるときのうちの少なくとも一方の制御状態のときに生じる前記誘起電圧が、前記電力変換器に入力される前記直流電力の直流電圧に基づいて設定される基準電圧に到達する基準電圧到達タイミングを前記可動子の前記推定位置の基準位置である第二基準位置として検出し、前記第二基準位置から前記可動子の前記推定位置を算出する第二推定位置算出部と、
   前記第一正極側スイッチング素子のデューティ比が所定閾値を超える開期間低下状態、および、前記第一負極側スイッチング素子のデューティ比が前記所定閾値より小さくなる閉期間低下状態のうちの少なくとも一方の状態が成立するときに、前記第一推定位置算出部による前記第一基準位置の検出から前記第二推定位置算出部による前記第二基準位置の検出に切り替える切り替え部と、
   を備える請求項１に記載の電動機制御装置。
4. 前記制御装置は、前記非通電相の前記固定子巻線の相電圧と前記ゼロ電圧との大小比較により前記第一基準位置を検出する第一基準位置検出器と、前記非通電相の前記固定子巻線の前記相電圧と前記基準電圧との大小比較により前記第二基準位置を検出する第二基準位置検出器とを備え、
   前記切り替え部は、前記第一基準位置検出器によって検出された前記第一基準位置と、前記第二基準位置検出器によって検出された前記第二基準位置とをデューティ比に応じて選択して前記基準位置とする請求項３に記載の電動機制御装置。
5. 前記制御装置は、前記非通電相の前記固定子巻線の相電圧と前記ゼロ電圧との大小比較による前記第一基準位置の検出と、前記非通電相の前記固定子巻線の前記相電圧と前記基準電圧との大小比較による前記第二基準位置の検出とを切り替え可能な第三基準位置検出器を備え、
   前記切り替え部は、前記第三基準位置検出器に対して、前記第一基準位置の検出と前記第二基準位置の検出とをデューティ比に応じて切り替える切り替え信号を送出する請求項３に記載の電動機制御装置。
6. 前記制御装置は、前記相電圧を入力電圧として許容される許容電圧に減衰させる入力電圧減衰回路を備える請求項２、請求項４および請求項５のうちのいずれか一項に記載の電動機制御装置。
7. 前記制御装置は、前記相電圧が入力電圧として許容される許容電圧のときに前記相電圧を入力可能にし、前記相電圧が前記許容電圧を超えているときに前記相電圧を入力不可能にするクランプ回路を備える請求項２、請求項４および請求項５のうちのいずれか一項に記載の電動機制御装置。
8. 前記クランプ回路は、前記許容電圧のクランプ電圧を生成するクランプ電圧生成部と、
   前記クランプ電圧生成部によって生成された前記クランプ電圧が入力される制御端子と前記相電圧が入力される入力端子と前記相電圧が出力される出力端子とを備えるクランプ用スイッチング素子と、
   を具備し、
   前記相電圧が前記クランプ電圧より小さいときに前記クランプ用スイッチング素子が閉状態に制御されて前記相電圧を入力可能にし、前記相電圧が前記クランプ電圧以上のときに前記クランプ用スイッチング素子が開状態に制御されて前記相電圧を入力不可能にする請求項７に記載の電動機制御装置。

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