JP2018078699A - ワイヤレス受電装置およびその制御方法、受電制御回路、電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】受電装置の動作を安定化する。【解決手段】受電装置３００は、ワイヤレス送電装置からの電力信号Ｓ２を受ける。受信アンテナ３０１は、電力信号を受ける受信コイルＬｓを含む。整流回路３０４は、受信アンテナ３０１に流れる交流電流ＩＡＣを整流し、整流回路３０４の出力は平滑キャパシタ３０６により平滑化される。過電圧検出回路３１６は、平滑キャパシタ３０６に生ずる整流電圧ＶＲＥＣＴを過電圧しきい値ＶＯＶＰと比較する。変調器３１０は、受信アンテナ３０１の並列共振周波数を変化させる。放電回路３３０は、イネーブル状態、ディセーブル状態が切りかえ可能であり、変調器３１０による通信期間中にイネーブル状態となり平滑キャパシタ３０６の電荷を放電する。【選択図】図２

Description

本発明は、ワイヤレス給電技術に関する。

近年、電子機器に電力を供給するために、無接点電力伝送（非接触給電、ワイヤレス給電ともいう）が普及し始めている。異なるメーカーの製品間の相互利用を促進するために、ＷＰＣ（Wireless Power Consortium）が組織され、ＷＰＣにより国際標準規格であるＱｉ（チー）規格が策定された。

図１は、Ｑｉ規格に対応したワイヤレス給電システム１００の構成を示す図である。給電システム１００は、送電装置２００（ＴＸ、Power Transmitter）と受電装置３００（ＲＸ、Power Receiver）と、を備える。受電装置３００は、携帯電話端末、スマートホン、オーディオプレイヤ、ゲーム機器、タブレット端末などの電子機器に搭載される。

送電装置２００は、送信アンテナ２０１、インバータ２０４、コントローラ２０６、復調器２０８を備える。送信アンテナ２０１は、送信コイル（１次コイル）２０２および共振キャパシタ２０３を含む。インバータ２０４は、Ｈブリッジ回路（フルブリッジ回路）あるいはハーフブリッジ回路を含み、送信コイル２０２に駆動信号Ｓ１、具体的にはパルス信号を印加し、送信コイル２０２に流れる駆動電流により、送信コイル２０２に電磁界の電力信号Ｓ２を発生させる。コントローラ２０６は、送電装置２００全体を統括的に制御するものであり、具体的には、インバータ２０４のスイッチング周波数、スイッチングのデューティ比、位相、あるいはインバータへの供給電圧Ｖ_ＤＣを制御することにより、送信電力を変化させる。コントローラ２０６は、ロジック回路やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアで実装してもよいし、マイコン、ＣＰＵ（Central Processing Unit）とソフトウェアプログラムの組み合わせで実装してもよい。

Ｑｉ規格では、送電装置２００と受電装置３００の間で通信プロトコルが定められており、受電装置３００から送電装置２００に対して、制御データＳ３を伝達可能となっている。この制御データＳ３は、後方散乱変調（Backscatter modulation）を利用して、ＡＭ（Amplitude Modulation）変調された形で、受信コイル３０２（２次コイル）から送信コイル２０２に送信される。この制御データＳ３には、たとえば、受電装置３００に対する電力供給量を指示する電力制御データ（パケットともいう）、受電装置３００の固有の情報を示すデータなどが含まれる。復調器２０８は、送信コイル２０２の電流あるいは電圧に含まれる制御データＳ３を復調する。コントローラ２０６は、復調された制御データＳ３に含まれる電力制御データにもとづいて、インバータ２０４を制御する。

受電装置３００は、受信コイル３０２、整流回路３０４、平滑キャパシタ３０６、電源回路３０８、変調器３１０、復調器３１２、コントローラ３１４を備える。受信コイル３０２は、送信コイル２０２からの電力信号Ｓ２を受信するとともに、制御データＳ３を送信コイル２０２に対して送信する。整流回路３０４および平滑キャパシタ３０６は、電力信号Ｓ２に応じて受信コイル３０２に誘起される電流Ｓ４を整流・平滑化し、直流電圧Ｖ_ＲＥＣＴに変換する。電源回路３０８は、直流電圧Ｖ_ＲＥＣＴを安定化し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。出力電圧Ｖ_ＯＵＴは図示しない負荷回路に供給される。

コントローラ３１４は、たとえばマイクロコントローラやＣＰＵであり、ソフトウェアプログラムを実行し、Ｑｉ規格に準拠した給電をサポートする。たとえばコントローラ３１４は、受電装置３００が受けている電力供給量をモニタし、それに応じて、電力供給量を指示する電力制御データ（コントロールエラー値）を生成する。変調器３１０は、電力制御データを含む制御データＳ３にもとづいて受信アンテナ３０１の並列共振周波数を変化させることにより、送信コイル２０２のコイル電流およびコイル電圧を変化させ、情報を送信する。

Ｑｉ規格では、送電装置２００から受電装置３００に対しても、制御データＳ５を伝達可能となっている。この制御データＳ５は、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）により電力信号Ｓ２に重畳され、送信コイル２０２から受信コイル３０２に送信される。この制御データＳ５は、アクナリッジ（ＡＣＫ）信号、非アクナリッジ（ＮＡＫ）信号などを含みうる。

ＦＳＫの変調器２２０は、コントローラ２０６に内蔵されており、送信すべきデータに応じて、インバータ２０４のスイッチング周波数を変化させる。受電装置３００側の復調器３１２は、ＦＳＫされた制御データ（ＦＳＫ信号ともいう）Ｓ５を復調する。以上が給電システム１００の構成である。

特開２０１６−１１９７５９号公報

同期整流型の整流回路３０４は、トランジスタを用いて構成される。この場合、ＲＥＣＴピン（端子）の整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが、トランジスタの耐圧を超えないように配慮する必要があり、そのために過電圧保護回路が設けられる。たとえばトランジスタの耐圧が２０Ｖである場合、１６Ｖ付近に過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰを設定しておき、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰを超えると保護が働く。

本発明者らは、この過電圧保護について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。変調器３１０が受信アンテナ３０１の並列共振周波数を変化させると、それに応じて整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが周期的に跳ね上がる。

Ｑｉ規格は、その策定当初は、５Ｗ以下の給電をターゲットとしていたが（ローパワー）、その後、５〜１５Ｗの給電が可能な規格（ミディアムパワー）が策定された。ローパワーでは、定常状態における整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴは５〜７Ｖ程度と低いため、過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰ（＝１６Ｖ）に対するヘッドルームが十分に大きく、変調器３１０の変調によって整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが跳ね上がっても、過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰを超えることは希である。

一方、ミディアムパワーでは、定常状態における整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴはローパワーに比べて高くなるため（たとえば１２〜１４Ｖ程度）、過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰ（＝１６Ｖ）に対するヘッドルームが小さくなる。したがって変調器３１０の変調によって整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが跳ね上がると過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰを超え、動作が不安定になる。

なおこの問題は、Ｑｉ規格のみでなく、ＰＭＡ（Power Matters Alliance）が策定した規格（以下、ＰＭＡ規格）に準拠あるいは対応する給電システムにおいても発生しうる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、動作が安定化された受電装置の提供にある。

本発明のある態様は、ワイヤレス送電装置からの電力信号を受けるワイヤレス受電装置に関する。ワイヤレス受電装置は、電力信号を受ける受信コイルを含む受信アンテナと、受信アンテナに流れる交流電流を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑化する平滑キャパシタと、平滑キャパシタに生ずる整流電圧を過電圧しきい値と比較する過電圧検出回路と、受信アンテナの並列共振周波数を変化させる変調器と、イネーブル状態、ディセーブル状態が切りかえ可能であり、変調器による通信期間中にイネーブル状態となり平滑キャパシタの電荷を放電する放電回路と、を備える。

この態様によると、変調器の動作期間中に、放電回路によって平滑キャパシタの電荷を放電することにより、変調動作に起因する整流電圧の跳ね上がりを抑制できる。これにより、過電圧保護の誤動作により回路動作が不安定になるのを防止できる。

ワイヤレス受電装置は、変調器および放電回路を連動して制御するメインコントローラをさらに備えてもよい。メインコントローラはマイクロコントローラあるいはＣＰＵであってもよい。

放電回路は、イネーブル状態において、間欠的に放電電流を発生してもよい。放電電流を間欠的なパルスとすることにより、そのオン時間（デューティ比）にもとづいて、放電電荷量を決定できる。

放電回路が生成する放電電流は、変調器のスイッチング動作と同期してもよい。変調器のスイッチングによって、パルス状の電流が平滑キャパシタに流れ込むタイミングで、パルス状の放電電流を発生することにより、それらが相殺しあい、整流電圧の跳ね上がりをより効果的に抑制できる。

放電回路は、変調器による通信期間中、整流電圧が過電圧しきい値より低く規定されるサブしきい値を超えるときに、固定的に放電電流を発生してもよい。
間欠的な放電電流を発生させてもなお、整流電圧の跳ね上がりの抑制が不足する場合に、放電電流を定常的（直流的）に発生させることにより、放電電流の実効量を増加させ、整流電圧の上昇を確実に抑制できる。

ワイヤレス受電装置は、平滑キャパシタの電圧を受ける電源回路をさらに備えてもよい。電源回路に流れる電流が所定のしきい値より大きいとき、放電回路はディセーブル状態となってもよい。
電源回路に流れる電流が大きくなるにしたがって、変調器の動作にともなう整流電圧の跳ね上がりは問題となりにくくなる。このような状況では放電回路をディセーブル状態とすることで、無駄な電力消費を抑制できる。

放電回路は、整流回路の出力と接地の間に設けられた放電トランジスタを含んでもよい。放電トランジスタの状態に応じて、放電回路のイネーブル、ディセーブルを切りかえることができる。また放電トランジスタをスイッチングすることで間欠的なパルス状の放電電流を生成できる。

放電回路は、整流回路の出力と接地の間に、放電トランジスタと直列に設けられた放電抵抗をさらに含んでもよい。放電抵抗の抵抗値にもとづいて、放電電荷量（放電速度）を決めることができる。

ワイヤレス受電装置は、過電圧検出回路が過電圧状態を検出すると、受信アンテナの並列共振周波数をシフトさせるクランプ回路をさらに備えてもよい。これにより、整流電圧の上昇を抑制できる。

ワイヤレス受電装置は、Ｑｉ規格およびＰＭＡ規格の少なくとも一方に対応してもよい。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、上述のいずれかのワイヤレス受電装置を備えてもよい。

本発明の別の態様は、ワイヤレス受電装置に使用される受電制御回路に関する。この受電制御回路は、ワイヤレス送電装置からの電力信号を受ける受信アンテナと接続される第１交流入力ピンおよび第２交流入力ピンと、平滑キャパシタが外付けされる整流ピンと、入力側が第１交流入力ピンおよび第２交流入力ピンと接続され、出力側が整流ピンと接続される整流回路と、整流ピンの整流電圧を過電圧しきい値と比較する過電圧検出回路と、外付けのキャパシタを介して受信アンテナの一端と接続される第１通信ピンと、外付けのキャパシタを介して受信アンテナの他端と接続される第２通信ピンと、第１通信ピンと接地の間に設けられる第１変調用トランジスタと、第２通信ピンと接地の間に設けられる第２変調用トランジスタと、第１変調用トランジスタおよび第２変調用トランジスタをスイッチングすることにより受信アンテナからワイヤレス送電装置にパケットを送信するとともに、パケットの送信期間中に、整流ピンと接地の間に設けられる放電回路を動作させて、整流ピンに接続される平滑キャパシタの電荷を放電するメインコントローラと、を備える。

放電回路は、受電制御回路の外部に設けられる放電トランジスタを含んでもよい。受電制御回路は、放電トランジスタの制御端子と接続されるコントロールピンをさらに備えてもよい。

受電制御回路は、放電回路を形成する放電トランジスタを内蔵してもよい。放電トランジスタを内蔵することで、ピン数および実装面積を減らすことができる。

放電回路は、整流ピンと接地の間に、放電トランジスタと直列に設けられる放電抵抗を含んでもよい。

メインコントローラは、放電回路の動作期間中、放電トランジスタをスイッチングしてもよい。メインコントローラは、第１変調用トランジスタおよび第２変調用トランジスタと同期して、放電トランジスタをスイッチングしてもよい。

メインコントローラは、パケットの送信期間中に整流電圧が過電圧しきい値より低く規定されるサブしきい値を超えるときに、放電トランジスタを固定的にオンしてもよい。

整流電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータをさらに備えてもよい。メインコントローラはＡ／Ｄコンバータからのデジタル値をサブしきい値と比較してもよい。

受電制御回路は、平滑キャパシタの電圧を受ける電源回路をさらに備えてもよい。メインコントローラは、電源回路に流れる電流が所定のしきい値より大きいとき、放電回路をディセーブル状態としてもよい。

受電制御回路は、Ｑｉ規格およびＰＭＡ規格の少なくとも一方に対応してもよい。

受電制御回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本発明の別の態様は、ワイヤレス受電装置に関する。ワイヤレス受電装置は上述のいずれかの受電制御回路を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、ワイヤレス受電装置の動作を安定化できる。

Ｑｉ規格に対応したワイヤレス給電システムの構成を示す図である。 実施の形態に係る受電装置を備える電子機器の回路図である。 図３（ａ）は、従来の受電装置の動作波形図であり、図３（ｂ）、（ｃ）は、図２の受電装置の動作波形図である。 図４（ａ）は、受電装置において生ずる別の問題を説明する図であり、図４（ｂ）は、実施の形態に係る受電装置の動作波形図である。 受電装置における放電回路の制御のフローチャートである。 受電装置の具体的な構成例を示す図である。 受電装置を備える電子機器の斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図２は、実施の形態に係る受電装置３００を備える電子機器５００の回路図である。電子機器５００は、受電装置３００に加えて、再充電可能なバッテリ（二次電池）５０２および充電回路５０４を備える。受電装置３００は、図示しない送電装置から電力信号Ｓ２を受け、所定の電圧レベルに安定化された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを発生する。充電回路５０４は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを受け、バッテリ５０２を充電する。バッテリ５０２はリチウムイオン電池、リチウムイオンポリマー電池、ニッケル水素電池、ニッケルカドミウム電池等が例示されるがその限りでない。

受電装置３００は、主として、受信アンテナ３０１、整流回路３０４、平滑キャパシタ３０６、電源回路３０８、変調器３１０、復調器３１２、過電圧検出回路３１６、メインコントローラ３２０および放電回路３３０を備える。

受信アンテナ３０１は、受信コイルＬ_Ｓ、直列共振キャパシタＣ_Ｓ、並列共振キャパシタＣ_ｄを含む。受信アンテナ３０１の両端は整流回路３０４の入力側と接続される。整流回路３０４は、受信アンテナ３０１に流れる電流Ｉ_ＡＣを全波整流し、平滑キャパシタ３０６に供給する。電源回路３０８は、平滑キャパシタ３０６に生ずる直流電圧（整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴ）を受け、所定の電圧レベルに安定化された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。

変調器３１０は、受信アンテナ３０１の並列共振周波数をシフトするＡＭ変調器である。また復調器３１２は、受信アンテナ３０１の両端の電圧にもとづいて、電力信号Ｓ２の周波数を検出するＦＳＫ復調器である。

メインコントローラ３２０は、マイクロコントローラあるいはＣＰＵであり、その主たる機能は、Ｑｉ規格および／またはＰＭＡ規格に関するさまざまな信号処理である。メインコントローラ３２０の機能としては、（i）受電装置３００の受信電力の計算、（ii）整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴと目標値（ＤＰ：Desired Point）との誤差を示すコントロールエラー（ＣＥ）パケットの生成、（iii）変調器３１０を制御するためのＡＭ変調信号Ｓ_１０の生成などが例示される。

過電圧検出回路３１６は、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴを過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰと比較する。過電圧状態（Ｖ_ＲＥＣＴ＞Ｖ_ＯＶＰ）が検出されると、過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰがアサート（たとえばハイレベル）され、過電圧保護の処理が実行され、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴの上昇が抑制される。

放電回路３３０は、平滑キャパシタ３０６の一端と接続されている。放電回路３３０はイネーブル状態、ディセーブル状態が切りかえ可能であり、イネーブル状態において平滑キャパシタ３０６の電荷を放電する。

メインコントローラ３２０は、放電回路３３０のイネーブル状態、ディセーブル状態を切りかえるための制御信号Ｓ_２０を生成する。具体的には、メインコントローラ３２０は、変調器３１０による通信期間の間、放電回路３３０をイネーブル状態とし、放電回路３３０に流れる放電電流Ｉ_ＤＩＳによって平滑キャパシタ３０６の電荷を放電させる。

以上が受電装置３００の構成である。続いてその動作を説明する。図２の受電装置３００の効果をより明確とするため、はじめに従来の受電装置の動作を説明する。

図３（ａ）は、従来の受電装置の動作波形図である。本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

時刻ｔ_０〜ｔ_１の間は、電源回路３０８は停止しており、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは０Ｖ付近である。このとき整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴは５Ｖ程度の目標電圧に安定化されている。変調器３１０が動作する通信期間Ｔ_１において、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴは受信アンテナ３０１の共振周波数のスイッチングにともなって大きく跳ね上がる。ただし、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴは過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰより低いレンジを維持しており、過電圧保護はかからない。

時刻ｔ_１において、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴの目標値が上昇する。整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが１２Ｖより高い電圧レベルに到達すると、時刻ｔ_２に電源回路３０８の動作が開始し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが１２Ｖに安定化される。

ここで通信期間Ｔ_２において、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが跳ね上がると、過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰを超え、過電圧保護がかかる。過電圧保護がかかると、ＡＭ変調がかからなくなり通信不能となって、回路動作が不安定となる。

続いて図２の受電装置３００の動作を説明する。図３（ｂ）は、図２の受電装置３００の動作波形図である。

時刻ｔ_０〜ｔ_１の間は、電源回路３０８は停止しており、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは０Ｖ付近である。このとき整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴは５Ｖ程度の目標電圧に安定化されている。ＡＭ変調による通信期間Ｔ_１において、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴは受信アンテナ３０１の共振周波数のスイッチングにともなって大きく跳ね上がる。

時刻ｔ_１において、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴの目標値が上昇する。整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが１２Ｖより高い電圧レベルに到達すると、時刻ｔ_２に電源回路３０８の動作が開始し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが１２Ｖに安定化される。

通信期間Ｔ_２における整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴの跳ね上がりは、整流回路３０４から平滑キャパシタ３０６に、パルス状の電流が過剰に供給されることにより発生する。そこでこの通信期間Ｔ_２において放電回路３３０がイネーブル状態ＥＮとなる。これにより平滑キャパシタ３０６に流れ込む過剰な電流が、放電回路３３０に流れる。これにより、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴの跳ね上がりが抑制され、過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰを超えるのを防止できる。

時刻ｔ_０〜ｔ_１の間の、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴのベースラインが５Ｖ程度と低い状態では、通信期間Ｔ_１が発生しても、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴのピークは過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰより低いレンジを維持している。したがって、時刻ｔ_０〜ｔ_１の間は、通信期間Ｔ_１にかかわらず、放電回路３３０をディセーブル状態ＤＩＳとしておくことが好ましい。これにより、放電回路３３０において無駄な電力が消費されるのを防止できる。

放電回路３３０はそのイネーブル状態において間欠的な放電電流Ｉ_ＤＩＳを発生させる。これにより、放電電流Ｉ_ＤＩＳのデューティ比に応じて、放電電流Ｉ_ＤＩＳの実効量を変化させることができる。

一例として、放電回路３３０が生成する放電電流Ｉ_ＤＩＳは、変調器３１０のスイッチング動作と同期していてもよい。図３（ｃ）は、ＡＭ変調に起因する電流Ｉ_ＡＭと放電電流Ｉ_ＤＩＳを示す波形図である。変調器３１０のスイッチングによって、パルス状の電流Ｉ_ＡＭが発生する。このパルス状の電流Ｉ_ＡＭが平滑キャパシタ３０６に流れ込むタイミングにあわせて、パルス状の放電電流Ｉ_ＤＩＳを発生することにより、それらが相殺しあい、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴの跳ね上がりをより効果的に抑制できる。

さらにメインコントローラ３２０は、ＡＭ変調信号Ｓ_１０にもとづいて、放電回路３３０の制御信号Ｓ_２０を生成することができるため、制御を簡素化できるという利点もある。

続いて受電装置３００のさらなる特徴を説明する。図４（ａ）は、受電装置において生ずる別の問題を説明する図である。放電回路３３０によって通信期間中に放電回路３３０をイネーブル状態としてもなお、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰを超える場合がある。このような状態が発生すると、ＡＭ変調が不能となるため、受電装置３００から送電装置に制御データＳ３を送信できなくなり、送電装置側においてタイムアウトが発生し、給電が停止してしまう。給電が停止すると、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴはゼロとなる。

この問題を解決するために、過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰより低いサブしきい値Ｖ_ＴＨが規定される。たとえばＶ_ＯＶＰ＝１６Ｖに対して、Ｖ_ＴＨ＝１３Ｖ程度が好ましい。

放電回路３３０は、変調器３１０による通信期間中、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴがサブしきい値Ｖ_ＴＨを超えるときに、固定的に放電電流Ｉ_ＤＩＳを発生する。図４（ｂ）は、実施の形態に係る受電装置３００の動作波形図である。時刻ｔ_０より前では、ＡＭ変調と同期してパルス状の放電電流Ｉ_ＤＩＳが生成される。時刻ｔ_０に整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが上昇し、サブしきい値Ｖ_ＴＨを超えると、放電電流Ｉ_ＤＩＳが直流電流（デューティ比１００％）に切りかえられる。これにより平滑キャパシタ３０６が大きな電流で放電され、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが低下する。時刻ｔ_１に整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴがサブしきい値Ｖ_ＴＨを下回ると、ＡＭ変調と同期した間欠的な放電電流Ｉ_ＤＩＳが生成される。

この処理により、送電装置側においてタイムアウトする前に、制御パケットＳ３を送電装置に送信できるため、給電停止を防止できる。

平滑キャパシタ３０６から電源回路３０８に対して、大きな負荷電流Ｉ_ＬＯＡＤが供給される状態では、ＡＭ変調にともなう電流Ｉ_ＡＭの影響は小さくなり、放電回路３３０がディセーブル状態であっても過電圧状態Ｖ_ＲＥＣＴ＞Ｖ_ＯＶＰは発生しにくい。そこで電源回路３０８に流れる電流Ｉ_ＬＯＡＤが所定のしきい値Ｉ_ＴＨより大きいときには、通信期間中においても、放電回路３３０をディセーブル状態とすることが好ましい。これにより、放電回路３３０による無駄な電力消費を抑制できる。なお負荷電流Ｉ_ＬＯＡＤは、電源回路３０８の入力電流あるいは出力電流にもとづいて検出できる。

図５は、受電装置３００における放電回路３３０の制御のフローチャートである。ステップＳ１００において、Ｉ_ＬＯＡＤ＞Ｉ_ＴＨであるとき（Ｓ１００のＮ）、放電回路３３０はディセーブル状態となり、放電電流Ｉ_ＤＩＳはゼロである（Ｓ１１０）。

Ｉ_ＬＯＡＤ＜Ｉ_ＴＨであるとき（Ｓ１００のＹ）、通信期間か否かが判定される（Ｓ１０２）。通信期間中でない場合（Ｓ１０２のＮ）、放電回路３３０はディセーブル状態となり、放電電流はゼロである（Ｓ１１０）。

通信期間中である場合（Ｓ１０２のＹ）、放電回路３３０はイネーブル状態となる。そしてＶ_ＲＥＣＴ＜Ｖ_ＴＨであれば（Ｓ１０４のＹ）、ＡＭ変調と同期したパルス状の放電電流Ｉ_ＤＩＳが生成される。Ｖ_ＲＥＣＴ＞Ｖ_ＴＨであれば（Ｓ１０４のＮ）、直流の固定的な放電電流Ｉ_ＤＩＳが生成される（Ｓ１０８）。

なお、図５のフローチャートの各処理の順序は、処理に矛盾や支障がない範囲において入れかえてもよい。

本発明は、図２のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。

図６は、受電装置３００の具体的な構成例を示す図である。受電装置３００は、受信アンテナ３０１、平滑キャパシタ３０６、放電回路３３０および受信制御ＩＣ４００を備える。受信制御ＩＣ４００は、図２の整流回路３０４、電源回路３０８、変調器３１０、復調器３１２、過電圧検出回路３１６メインコントローラ３２０を集積化した機能ＩＣ（Integrated Circuit）である。

受信アンテナ３０１の両端は、受信制御ＩＣ４００の第１交流（ＡＣ１）ピンおよび第２交流（ＡＣ２）ピンと接続されている。受信制御ＩＣ４００の整流（ＲＥＣＴ）ピンには、容量の大きな平滑キャパシタ３０６が接続される。

受信制御ＩＣ４００は、整流回路４１０、電源回路４２０、過電圧検出回路４３０、メインコントローラ４４０、復調回路４５０、Ａ／Ｄコンバータ４６０を備える。

整流回路４１０は、その入力側がＡＣ１ピンおよびＡＣ２ピンを介して受信アンテナ３０１と接続されており、その出力側がＲＥＣＴピンを介して平滑キャパシタ３０６と接続される。整流回路４１０は、受信アンテナ３０１に流れる交流電流Ｉ_ＡＣを整流し、平滑キャパシタ３０６に供給する。整流回路４１０は図２の整流回路３０４に対応する。

本実施の形態において整流回路４１０は同期整流回路であり、Ｈブリッジ回路４１２および同期整流コントローラ４１４を含む。同期整流コントローラ４１４は、交流電流Ｉ_ＡＣと同期して、Ｈブリッジ回路４１２の４個のトランジスタＭ_１１〜Ｍ_１４を制御する。Ｈブリッジ回路４１２はディスクリート素子を用いて受信制御ＩＣ４００の外側に形成してもよい。

復調回路４５０は、図２の復調器３１２に対応しており、ＡＣ１ピンおよびＡＣ２ピンに生ずる電圧にもとづいて、電力信号Ｓ２に重畳されたＦＳＫ信号を復調する。同期整流コントローラ４１４や復調回路４５０の構成、制御方式は公知技術を用いればよい。

電源回路４２０は、ＲＥＣＴピンの整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴを受け、所定の電圧レベルに安定化してＯＵＴピンから出力する。電源回路４２０は、図２の電源回路３０８に対応する。Ｑｉ規格のローパワーにおいてＶ_ＲＥＣＴは５Ｖ程度に設定され、Ｑｉ規格のミディアムパワーにおいてＶ_ＲＥＣＴは１２Ｖ程度に設定することができる。電源回路４２０はたとえばリニアレギュレータすなわちＬＤＯ（Low Drop Output）である。なお電源回路４２０をＤＣ／ＤＣコンバータで構成してもよい。

過電圧検出回路４３０は、ＲＥＣＴピンの整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴを、過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰと比較し、Ｖ_ＲＥＣＴ＞Ｖ_ＯＶＰの過電圧状態を検出すると、過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰをアサート（たとえばハイレベル）する。過電圧検出回路４３０は、図２の過電圧検出回路３１６に対応する。

Ａ／Ｄコンバータ４６０は、ＲＥＣＴピンの整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴ、ＯＵＴピンの出力電圧Ｖ_ＯＵＴ、電源回路４２０に流れる負荷電流Ｉ_ＬＯＡＤそれぞれの検出値をデジタル信号に変換する。デジタル信号は、メインコントローラ４４０に入力される。

トランジスタＭ_２１，Ｍ_２２は、キャパシタＣ_２１，Ｃ_２２とともに変調器（図２の変調器３１０）を構成する。キャパシタＣ_２１は通信ピンＣＯＭ１と受信アンテナ３０１の一端（ＡＣ１ピン）の間に設けられ、キャパシタＣ_２２は通信ピンＣＯＭ２と受信アンテナ３０１の他端（ＡＣ２ピン）の間に設けられる。トランジスタＭ_２１，Ｍ_２２を送信すべきパケットに応じてスイッチングすることにより、受信アンテナ３０１の並列共振周波数が変化し、ＡＭ変調された信号が受信アンテナ３０１から送信される。

放電回路３３０は、ＲＥＣＴピン、すなわち平滑キャパシタ３０６の一端と接続されている。放電回路３３０はイネーブル状態、ディセーブル状態が切りかえ可能であり、イネーブル状態において平滑キャパシタ３０６の電荷を放電する。

放電回路３３０は、その限りではないが、たとえば直列に接続される放電トランジスタ３３２および放電抵抗３３４を含む。放電トランジスタ３３２の固定的なオン、あるいは間欠的なオンは、放電回路３３０のイネーブル状態に対応する。放電回路３３０のイネーブル状態において、平滑キャパシタ３０６は、平滑キャパシタ３０６の容量値と放電回路３３０の抵抗値で決まる時定数にしたがって放電される。したがって放電抵抗３３４の抵抗値は、適切な放電速度が得られるように決めればよく、具体的には、変調器による通信に起因して整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが過電圧しきい値Ｖ_ＯＶＰを超えないように定めればよい。たとえば放電抵抗３３４の抵抗値は、数十Ωから数百Ωのオーダーとすることができ、たとえば５０〜３００Ω程度としてもよい。これにより、無駄な消費電力を抑えつつも、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴの跳ね上がりを抑制できる。

トランジスタＭ_３１，Ｍ_３２および外付けのキャパシタＣ_３１，Ｃ_３２は、クランプ回路を形成している。このクランプ回路は、過電圧状態を解消するために使用される。メインコントローラ４４０は、過電圧検出信号Ｓ_ＯＶＰがアサートされると、制御信号Ｓ_１１をアサート（ハイレベル）し、トランジスタＭ_３１，Ｍ_３２をオンする。これにより受信アンテナ３０１の並列共振周波数がシフトし、非同調状態となり、整流回路４１０から平滑キャパシタ３０６に供給される電流が減少し、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴの上昇が抑制される。

メインコントローラ４４０は、Ａ／Ｄコンバータ４６０よりデジタル値に変換された整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴをサブしきい値Ｖ_ＴＨと比較し、図５のステップＳ１０４の判定を行う。またメインコントローラ４４０は、この整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴが目標値ＤＰ（Desired Point）を比較し、Ｖ_ＲＥＣＴがＤＰに近づくように、ＣＥ（Control Error）パケットを生成し、変調器のトランジスタＭ_２１，Ｍ_２２を変調する。
ＣＥパケットの生成等のために従来から内蔵されるＡ／Ｄコンバータを利用して、図５のステップＳ１０４の処理を行うことにより、ステップＳ１０４の比較のための電圧コンパレータが不要となり、回路面積を小さくできる。

メインコントローラ４４０はコントロールピン（ＩＯ）を介して、放電回路３３０の放電トランジスタ３３２の制御端子（ゲート）と接続される。メインコントローラ４４０は、ＩＯピンから放電トランジスタ３３２のゲートに、パルス状の、あるいはハイレベルの制御信号Ｓ_２０を出力し、放電トランジスタ３３２をスイッチングあるいは固定的にオンさせ、放電回路３３０をイネーブル化する。

以上が受信制御ＩＣ４００の構成例である。この受信制御ＩＣ４００によれば、受電装置３００の動作を安定化できる。

（用途）
受電装置３００の用途を説明する。図７は、受電装置３００を備える電子機器５００の斜視図である。電子機器５００は、携帯電話端末、ラップトップコンピュータ、スマートホン、タブレット端末、ポータブルオーディオプレイヤ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラなどであり、バッテリ駆動型のデバイスである。電子機器５００は、受電装置３００に加えて、再充電可能なバッテリ５０２、充電回路５０４を備える。充電回路５０４は、受電装置３００が生成する出力電圧Ｖ_ＯＵＴを受け、バッテリ５０２を充電する。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。これらの実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第１変形例）
実施の形態では、通信期間中の放電回路３３０のイネーブル状態において、パルス状の放電電流Ｉ_ＤＩＳを生成したがその限りではなく、直流の放電電流Ｉ_ＤＩＳを生成してもよい。この場合、図５のフローチャートにおいて、ステップＳ１０８の放電電流Ｉ_ＤＩＳとステップＳ１０６の放電電流Ｉ_ＤＩＳはいずれも直流電流となるが、この場合には、ステップＳ１０８の電流量を、ステップＳ１０６の電流量より大きくしてもよい。

また通信期間中の放電回路３３０のイネーブル状態において、パルス状の放電電流Ｉ_ＤＩＳを生成する場合に、放電電流Ｉ_ＤＩＳを変調器のスイッチングに対して所定の遅延時間（位相差）でスイッチングしてもよい。この場合、遅延時間を最適化することで、整流電圧Ｖ_ＲＥＣＴの跳ね上がりをさらに小さくできる。

（第２変形例）
放電回路３３０の構成は図６のそれには限定されない。たとえば放電トランジスタ３３２のオン抵抗を適切に設計可能である場合には、放電抵抗３３４を省略してもよい。あるいは放電回路３３０は、オン、オフが切りかえ可能な定電流源で構成してもよい。

（第３変形例）
実施の形態では、Ｑｉ規格に対応するワイヤレス送電装置について説明したが、本発明はそれに限定されず、ＰＭＡ規格や、将来策定されるであろう規格に対応する受電装置３００にも適用しうる。

（第４変形例）
図６では、メインコントローラ４４０が変調器３１０（トランジスタＭ_２１，Ｍ_２２）と放電回路３３０（放電トランジスタ３３２）を両方制御することとしたが、その限りではなく、別々のハードウェアによって、変調器と放電回路３３０を制御してもよい。

（第５変形例）
図６の受電装置３００では、過電圧状態が検出されると、クランプ回路（Ｍ_３１，Ｍ_３２，Ｃ_３１，Ｃ_３２）によって過電圧保護をかけたが、過電圧保護の方法は特に限定されない。

（第６変形例）
実施の形態で説明した各信号のハイレベル、ローレベルの割り当ては例示に過ぎず、当業者によれば、容易に変更することができる。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１００…給電システム、２００…送電装置、２０１…送信アンテナ、２０２…送信コイル、２０３…共振キャパシタ、２０４…インバータ、２０６…コントローラ、２０８…復調器、３００…受電装置、３０１…受信アンテナ、３０２…受信コイル、３０４…整流回路、３０６…平滑キャパシタ、３０８…電源回路、３１０…変調器、３１２…復調器、３１４…コントローラ、３１６…過電圧検出回路、３２０…メインコントローラ、３３０…放電回路、３３２…放電トランジスタ、３３４…放電抵抗、４００…受信制御ＩＣ、４１０…整流回路、４１２…Ｈブリッジ回路、４１４…同期整流コントローラ、４２０…電源回路、４３０…過電圧検出回路、４４０…メインコントローラ、４５０…復調回路、４６０…Ａ／Ｄコンバータ、５００…電子機器、５０２…バッテリ、５０４…充電回路。

Claims (24)

1. ワイヤレス送電装置からの電力信号を受けるワイヤレス受電装置であって、
   前記電力信号を受ける受信コイルを含む受信アンテナと、
   前記受信アンテナに流れる交流電流を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力を平滑化する平滑キャパシタと、
   前記平滑キャパシタに生ずる整流電圧を過電圧しきい値と比較する過電圧検出回路と、
   前記受信アンテナの並列共振周波数を変化させる変調器と、
   イネーブル状態、ディセーブル状態が切りかえ可能であり、前記変調器による通信期間中に前記イネーブル状態となり前記平滑キャパシタの電荷を放電する放電回路と、
   を備えることを特徴とするワイヤレス受電装置。
2. 前記変調器および前記放電回路を連動して制御するメインコントローラをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス受電装置。
3. 前記放電回路は、前記イネーブル状態において、間欠的に放電電流を発生することを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス受電装置。
4. 前記放電回路が生成する前記放電電流は、前記変調器のスイッチング動作と同期していることを特徴とする請求項３に記載のワイヤレス受電装置。
5. 前記放電回路は、前記変調器による前記通信期間中、前記整流電圧が前記過電圧しきい値より低く規定されるサブしきい値を超えるときに、固定的に前記放電電流を発生することを特徴とする請求項３または４に記載のワイヤレス受電装置。
6. 前記平滑キャパシタの電圧を受ける電源回路をさらに備え、
   前記電源回路に流れる電流が所定のしきい値より大きいとき、前記放電回路はディセーブル状態となることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
7. 前記放電回路は、前記整流回路の出力と接地の間に設けられた放電トランジスタを含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
8. 前記放電回路は、前記整流回路の出力と接地の間に、前記放電トランジスタと直列に設けられた放電抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項７に記載のワイヤレス受電装置。
9. 前記過電圧検出回路が過電圧状態を検出すると、前記受信アンテナの並列共振周波数をシフトさせるクランプ回路をさらに備えることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
10. Ｑｉ規格およびＰＭＡ規格の少なくとも一方に対応することを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。
11. 請求項１から１０のいずれかに記載のワイヤレス受電装置を備えることを特徴とする電子機器。
12. ワイヤレス受電装置に使用される受電制御回路であって、
    ワイヤレス送電装置からの電力信号を受ける受信アンテナと接続される第１交流入力ピンおよび第２交流入力ピンと、
    平滑キャパシタが外付けされる整流ピンと、
    入力側が前記第１交流入力ピンおよび前記第２交流入力ピンと接続され、出力側が前記整流ピンと接続される整流回路と、
    前記整流ピンの整流電圧を過電圧しきい値と比較する過電圧検出回路と、
    外付けのキャパシタを介して前記受信アンテナの一端と接続される第１通信ピンと、
    外付けのキャパシタを介して前記受信アンテナの他端と接続される第２通信ピンと、
    前記第１通信ピンと接地の間に設けられる第１変調用トランジスタと、
    前記第２通信ピンと接地の間に設けられる第２変調用トランジスタと、
    前記第１変調用トランジスタおよび前記第２変調用トランジスタをスイッチングすることにより前記受信アンテナから前記ワイヤレス送電装置にパケットを送信するとともに、前記パケットの送信期間中に、前記整流ピンと接地の間に設けられる放電回路を動作させて、前記整流ピンに接続される平滑キャパシタの電荷を放電するメインコントローラと、
    を備えることを特徴とする受電制御回路。
13. 前記放電回路は、前記受電制御回路の外部に設けられる放電トランジスタを含み、
    前記受電制御回路は、前記放電トランジスタの制御端子と接続されるコントロールピンをさらに備えることを特徴とする請求項１２に記載の受電制御回路。
14. 前記放電回路を形成する放電トランジスタを内蔵することを特徴とする請求項１２に記載の受電制御回路。
15. 前記放電回路は、前記整流ピンと前記接地の間に、前記放電トランジスタと直列に設けられる放電抵抗を含むことを特徴とする請求項１３または１４に記載の受電制御回路。
16. 前記メインコントローラは、前記放電回路の動作期間中、前記放電トランジスタをスイッチングすることを特徴とする請求項１３から１５のいずれかに記載の受電制御回路。
17. 前記メインコントローラは、前記第１変調用トランジスタおよび前記第２変調用トランジスタと同期して、前記放電トランジスタをスイッチングすることを特徴とする請求項１６に記載の受電制御回路。
18. 前記メインコントローラは、前記パケットの送信期間中に前記整流電圧が前記過電圧しきい値より低く規定されるサブしきい値を超えるときに、前記放電トランジスタを固定的にオンすることを特徴とする請求項１６または１７に記載の受電制御回路。
19. 前記整流電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータをさらに備え、
    前記メインコントローラは前記Ａ／Ｄコンバータからの前記デジタル値を前記サブしきい値と比較することを特徴とする請求項１８に記載の受電制御回路。
20. 前記平滑キャパシタの電圧を受ける電源回路をさらに備え、
    前記メインコントローラは、前記電源回路に流れる電流が所定のしきい値より大きいとき、前記放電回路をディセーブル状態とすることを特徴とする請求項１２から１９のいずれかに記載の受電制御回路。
21. Ｑｉ規格およびＰＭＡ規格の少なくとも一方に対応することを特徴とする請求項１２から２０のいずれかに記載の受電制御回路。
22. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１２から２１のいずれかに記載の受電制御回路。
23. 請求項１２から２２のいずれかに記載の受電制御回路を備えることを特徴とするワイヤレス受電装置。
24. ワイヤレス送電装置からの電力信号を受信するワイヤレス受電装置の制御方法であって、
    受信コイルを含む受信アンテナによって前記電力信号を受信するステップと、
    整流回路によって、前記受信アンテナに流れる交流電流を整流するステップと、
    平滑キャパシタが前記整流回路の出力を平滑化するステップと、
    前記平滑キャパシタに生ずる整流電圧を過電圧しきい値と比較するステップと、
    変調信号に応じて前記受信アンテナの並列共振周波数を変化させるステップと、
    前記変調信号と同期して、前記平滑キャパシタの電荷を放電するステップと、
    を備えることを特徴とする制御方法。

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