JP2018078403A - 信号生成器 - Google Patents

Abstract

【課題】劣化の少ない広帯域の信号を生成する。
【解決手段】本発明に係る信号生成器１００は、入力信号に基づいてｎ（≧１）組のデジタル信号を生成するデジタル信号生成部と、ｎ組のデジタル信号をアナログ信号に夫々変換するｎ個のＤＡＣ１１と、２〜ｎ番目のＤＡＣによって変換されたアナログ信号とローカル信号とを乗算して得られたアナログ信号を出力する（ｎ−１）個のミキサ１２と、１番目のＤＡＣによって変換されたアナログ信号と、各ミキサから出力された（ｎ−１）個のアナログ信号とを合成して出力する合成器１３とを備え、デジタル信号生成部は、所望信号をｎ個の周波数帯域に分割したときに、ｍ（１≦ｍ≦（ｎ−１））番目の周波数帯域の信号成分と、（ｍ＋１）番目のミキサから出力されるアナログ信号に含まれるイメージ信号の逆の位相を有する信号成分とを含むデジタル信号を、ｍ番目のデジタル信号として生成することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、広帯域の信号を生成する信号生成器に関し、例えば、複数の帯域の信号から一つの広帯域の信号を生成する信号生成器に関する。

近年、光ファイバを利用した光通信の大容量化に伴い、ベースバンド信号の広帯域化が求められている。例えば、光通信において利用される光送信器では、送信対象のデータ（デジタル信号）を、デジタル・アナログコンバータ（以下、「ＤＡＣ」とも表記する。）によって広帯域のベースバンド信号（アナログ信号）に変換し、そのベースバンド信号に応じた光信号を生成して送信している。

しかしながら、ベースバンド信号の生成に利用されるＤＡＣの多くは、集積化が容易なＣＭＯＳ（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）プロセスで製造されているため、広帯域化には限界があり、光通信で求められる広帯域なベースバンド信号を生成することは容易ではなかった。

上記課題を解決するための一つの手法として、送信対象のデータを複数の帯域に分割し、分割した帯域毎に設けられた複数のＤＡＣによって夫々変換された複数のアナログ信号（ＲＦ信号）を、ミキサを用いて段階的に周波数変換して合成することにより、一つの広帯域なベースバンド信号を生成する周波数帯域合成技術が知られている（非特許文献１参照）。

Chen, Xi, et al. "All-electronic 100-GHz Bandwidth Digital-to-Analog Converter Generating PAM Signals up to 190-GBaud." Optical Fiber Communication Conference, Optical Society of America, 2016.

図３９は、非特許文献１に開示された周波数帯域合成技術を適用した信号生成器の構成を示す図である。
図３９に示すように、非特許文献１に開示された従来の周波数帯域合成技術では、ミキサ５２＿２〜５２＿ｎでＲＦ信号をアップコンバートしたときに発生する、伝送する必要のない片側の側帯波（以下、「イメージ信号」と称する。）やその他の伝送する必要のない信号（以下、「不要信号」と言う。）をフィルタ回路５６＿２〜５６＿ｎによって除去している。

これらのフィルタ回路５６＿２〜５６＿ｎは、カットオフ周波数において急峻に減衰する周波数特性を有していることが理想的であるが、実際には、カットオフ周波数において、ある程度の傾きをもって減衰する周波数特性となる。そのため、従来の周波数帯域合成技術では、不要信号等を適切に除去することができず、一部の不要信号等が最終的に得られる所望の広帯域な信号（以下、「所望信号」とも称する。）に入り込んでしまう。その結果、所望信号が劣化するという課題があった。

また、図４０に示すように、従来の周波数帯域合成技術において、フィルタ回路を用いずに、図４１に示すハイブリッド回路から成るバランス型ミキサ（Ｂ＿ＭＸ）６０＿２〜６０＿ｎを用いることによって、所望の側帯波を取り出すことも可能であるが、この場合も上記と同様に、一部の不要信号等が所望信号に入り込んでしまい、所望信号が劣化するおそれがあった。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、劣化の少ない広帯域の信号を生成することにある。

本発明に係る信号生成器（１００，１００Ａ，１００Ｂ）は、入力信号（Ｄｉｎ）に基づいて所望の周波数帯域のアナログ信号を生成する信号生成器であって、入力信号に基づいて、所望の周波数帯域を分割して得られるｎ（ｎは２以上の整数）個の周波数帯域に夫々対応するｎ組のデジタル信号（Ｓ_{D_1}（ｆ）〜Ｓ_{D_n}（ｆ））を生成するデジタル信号生成部と、ｎ組のデジタル信号を夫々アナログ信号に変換するｎ個のデジタル・アナログコンバータ（１１＿１〜１１＿ｎ）と、ｎ個の周波数帯域のうち、周波数の低い方から２乃至ｎ番目の周波数帯域に夫々対応するデジタル信号を夫々アナログ信号に変換する２乃至ｎ番目のデジタル・アナログコンバータによって夫々変換されたアナログ信号と、所定の周波数のローカル信号（ｆ２〜ｆｎ）とを夫々乗算して得られたアナログ信号を出力する（ｎ−１）個のミキサ（１２＿２〜１２＿ｎ）と、ｎ個の周波数帯域のうち、周波数の最も低い１番目の周波数帯域に対応するデジタル信号をアナログ信号に変換する１番目のデジタル・アナログコンバータ（１１＿１）によって変換されたアナログ信号（Ｓ₁（ｆ））と、２乃至ｎ番目のミキサ（１２＿２〜１２＿ｎ）から夫々出力された（ｎ−１）個のアナログ信号（Ｓ₂（ｆ）〜Ｓ_n（ｆ））とを合成して出力する合成器（１３）とを備え、デジタル信号生成部は、ｎ個の周波数帯域のうち、ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−１）を満たす整数）番目の周波数帯域に対応するデジタル信号をアナログ信号に変換するｍ番目のデジタル・アナログコンバータに入力するデジタル信号として、ｍ番目の周波数帯域の信号成分と、（ｍ＋１）番目のミキサから出力されるアナログ信号に含まれるイメージ信号の逆の位相を有する信号成分とを含むデジタル信号を生成し、ｎ番目のデジタル・アナログコンバータに入力するデジタル信号として、ｎ番目の周波数帯域の信号成分を含むデジタル信号を生成することを特徴とする。

上記信号生成器において、デジタル信号生成部は、入力信号を周波数帯域の異なるｎ組の信号成分に分割する分割部（２１０）と、（ｍ＋１）番目のミキサから出力されるアナログ信号に含まれるイメージ信号の逆の位相を有する（ｍ＋１）番目のキャンセル信号成分を生成するキャンセル信号成分生成部（２１１）と、分割部によって分割されたｍ番目の周波数帯域の信号成分と、キャンセル信号成分生成部によって生成された（ｍ＋１）番目のキャンセル信号成分とを含むデジタル信号を、ｍ番目のデジタル・アナログコンバータに出力する出力部（２１２）とを含んでもよい。

上記信号生成器（１００Ｂ）において、ｎ個のデジタル・アナログコンバータのうち少なくとも２つのデジタル・アナログコンバータ（２４，２５）は帯域幅が相違してもよい。

上記信号生成器において、ミキサは、ダブルサイドバンド・ミキサであってもよい。

上記信号生成器において、合成器は、出力端子が共通に接続されたｎ個の増幅器（１５＿１〜１５＿ｎ）を含み、１番目の増幅器（１５＿１）は、１番目のデジタル・アナログコンバータ（１１＿１）によって変換されたアナログ信号を増幅して出力し、２〜ｎ番目の増幅器（１５＿２〜１５＿ｎ）は、２〜ｎ番目のミキサ（１２＿２〜１２＿ｎ）毎に対応して設けられ、対応するミキサから出力されたアナログ信号を夫々増幅して出力してもよい。

上記信号生成器において、合成器は、増幅器から出力された信号を入力して出力するインピーダンス変換器（１６，１６＿１〜１６＿ｎ）を更に含んでもよい。

上記信号生成器において、合成器はウィルキンソン型分配器を含んでもよい。

なお、上記説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の構成要素を、括弧を付した参照符号によって表している。

本発明によれば、劣化の少ない広帯域の信号を生成することが可能となる。

本発明の実施の形態１に係る信号生成器の構成を示す図である。 ダブルサイドバンド・ミキサの回路構成例を示す図である。 ダブルサイドバンド・ミキサの回路構成例を示す図である。 ダブルサイドバンド・ミキサの回路構成例を示す図である。 増幅器型合成器の構成を示す図である。 インピーダンス整合回路を備えた合成器の構成を示す図である。 インピーダンス整合回路を備えた合成器の別の構成を示す図である。 デジタル信号生成部１０の内部構成を示す図である。 キャンセルフラット信号生成部２１の内部構成を示す図である。 キャンセルフラット信号生成部２１の具体的な内部構成例を示す図である。 ７０ＧＨｚのチャープ信号を生成する信号生成器１００Ａの構成を示す図である。 生成すべきチャープ信号の周波数スペクトルを示す図である。 実施の形態１に係る信号生成器１００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態１に係る信号生成器１００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態１に係る信号生成器１００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態１に係る信号生成器１００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態１に係る信号生成器１００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態１に係る信号生成器１００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａの構成を示す図である。 シミュレーションで用いたフィルタ回路５６＿２の周波数特性を示す図である。 シミュレーションで用いたフィルタ回路５６＿３の周波数特性を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る信号生成器の構成を示す図である。 実施の形態２に係る信号生成器１００Ｂによる帯域分割の一例を示す図である。 実施の形態２に係る信号生成器１００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態２に係る信号生成器１００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態２に係る信号生成器１００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。 実施の形態２に係る信号生成器１００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ｂの構成を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。 従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。 デジタル信号生成部１０の内部構成の別の一例を示す図である。 デジタル信号生成部１０の内部構成の別の一例を示す図である。 非特許文献１に開示された周波数帯域合成技術を適用した信号生成器の構成を示す図である。 非特許文献１に開示された周波数帯域合成技術を適用した信号生成器の別の構成を示す図である。 バランス型ミキサの内部構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

≪実施の形態１≫
図１は、本発明の実施の形態１に係る信号生成器の構成を示す図である。
同図に示される信号生成器１００は、送信対象のデータ（デジタル信号）から所望信号（アナログ信号）を生成する装置である。信号生成器１００は、例えば、光通信システムの光送信器において、送信対象のデータから広帯域のベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成器として適用することができる。
なお、本実施の形態では、説明を簡略化するため、回路の帯域幅内の周波数特性は平坦であると仮定する。

上述したように、従来の周波数帯域合成技術によって広帯域のアナログ信号を生成する場合には、ミキサによってアップコンバートされた複数の帯域の信号を合成器によって合成する前に、ミキサから出力されるイメージ信号等の不要信号をフィルタ回路によって除去している。

これに対し、本実施の形態に係る信号生成器１００では、合成器によって複数の信号を合成したときにイメージ信号等を含む不要信号がキャンセルされるように、予め、複数の帯域に分割した送信対象のデータに、上記不要信号をキャンセルするための信号成分を付加しておくことを一つの特徴としている。

以下、本実施の形態に係る信号生成器１００の構成について詳細に説明する。
図１に示されるように、信号生成器１００は、デジタル信号生成部１０と、ｎ（ｎは１以上の整数）個のデジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ）１１＿１〜１１＿ｎと、（ｎ−１）個のミキサ１２＿２〜１２＿ｎと、合成器１３と、ローカル信号生成部１４＿２〜１４＿ｎとを備えている。

デジタル信号生成部１０は、所望信号Ｄ（ｆ）、すなわち最終的に出力したい所望の周波数帯域を有するアナログ信号Ｄ（ｆ）を、ｎ（ｎは１以上の整数）個の周波数帯域に分割した場合に、分割した夫々の周波数帯域に割り当てるべきｎ組のデジタル信号Ｓ_{D_1}（ｆ）〜Ｓ_{D_n}（ｆ）を、入力信号Ｄｉｎに基づいて生成する機能部である。
ここで、入力信号Ｄｉｎには、送信対象のデータの他に、通信に関する制御情報等も含まれる。
なお、デジタル信号生成部１０の詳細については後述する。

ＤＡＣ１１＿１〜１１＿ｎは、デジタル信号生成部１０から出力されるｎ組のデジタル信号Ｓ_{D_1}（ｆ）〜Ｓ_{D_n}（ｆ）毎に対応して設けられ、対応する１組のデジタル信号Ｓ_{D_1}〜Ｓ_{D_n}をアナログ信号Ｓ₁（ｆ）〜Ｓ_n（ｆ）に変換する機能部である。なお、本実施の形態では、ＤＡＣ１１＿１〜１１＿ｎのうち任意のＤＡＣを指す場合には、「ＤＡＣ１１」と表記する。

ミキサ（混合器）１２＿２〜１２＿ｎは、ｎ個の周波数帯域のうち、周波数の低い方から２〜ｎ番目の周波数帯域に夫々対応するデジタル信号を夫々アナログ信号に変換する２〜ｎ番目のＤＡＣ１１＿２〜１１＿ｎによって夫々変換されたアナログ信号Ｓ₂（ｆ）〜Ｓ_n（ｆ）と所定の周波数のローカル信号ｆ２〜ｆｎとを乗算することによって得られたアナログ信号Ｓ_{mix_2}（ｆ）〜Ｓ_{mix_n}（ｆ）を出力する。なお、本実施の形態では、ミキサ１２＿２〜１２＿ｎのうち任意のミキサを指す場合には、「ミキサ１２」と表記する。

ここで、ミキサ１２としては、例えば、ダブルサイドバンド・ミキサを用いることができる。ダブルサイドバンド・ミキサは、例えば、一つのＦＥＴから成る回路によって実現することができる。ダブルサイドバンド・ミキサの回路構成例を図２Ａ〜２Ｃに示す。

図２Ａに示すように、ミキサ１２は、ソース端子が接地されたトランジスタＭ１のゲート端子にローカル信号ＬＯと、ＤＡＣ１１から出力されたベースバンド信号ＢＢを合成した信号を入力し、トランジスタＭ１のドレイン端子からＲＦ信号を取り出す回路によって実現することができる。

また、図２Ｂに示すように、ミキサ１２は、ソース端子が接地されたトランジスタＭ１のゲート端子にＤＡＣ１１から出力されたベースバンド信号を入力するとともに、トランジスタＭ１のドレイン端子にローカル信号ＬＯを入力し、フィルタを用いてトランジスタＭ１のドレイン端子からＲＦ信号を取り出す回路によって実現することができる。

更に、図２Ｃに示すように、ミキサ１２は、ソース端子が接地されたトランジスタＭ１のゲート端子にローカル信号を入力するとともに、トランジスタＭ１のドレイン端子にＤＡＣ１１から出力されたベースバンド信号ＢＢを入力し、フィルタを用いてトランジスタＭ１のドレイン端子からＲＦ信号を取り出す回路によって実現することができる。

ミキサ１２を図２Ａ〜２Ｃに示される回路によって構成することにより、ミキサ１２の回路規模の増大を抑えることができる。

ミキサ１２から出力されるアナログ信号Ｓ_mix（ｆ）は、以下に示す式で表すことができる。例えば、ＤＡＣ１１＿ｎから出力されるアナログ信号をＳｎ（ｆ）とし、ＤＡＣ１１＿ｎに入力されるローカル信号の周波数をｆｎとしたとき、ミキサ１２＿ｎから出力されるアナログ信号Ｓ_{mix_n}（ｆ）は、式（１）で表すことができる。
ここで、Ｓｎ^*は、入力したアナログ信号Ｓｎ（ｆ）をアップコンバートしたときのイメージ信号を表している。

ローカル信号生成部１４＿２〜１４＿ｎは、対応するミキサ１２＿２〜１２＿ｎに入力すべき所定の周波数ｆ２〜ｆｎのローカル信号を生成する機能部である。なお、本実施の形態では、上記ローカル信号を、その周波数を表す参照符号“ｆ２〜ｆｎ”を用いて表記する。

ミキサ１２＿２〜１２＿ｎに入力する各ローカル信号ｆ２〜ｆｎは、互いに周波数が相違し、ｆ２＜ｆ３＜…＜ｆｎである。各周波数ｆ２〜ｆｎは、アナログ信号Ｓ₂（ｆ）〜Ｓ_n（ｆ）のアップコンバート先の周波数を考慮して決定すればよい。

例えば、周波数帯域が２５ＧＨｚの３つのＤＡＣ１１＿１，１１＿２，１１＿３から夫々出力された信号を合成して１つの広帯域な信号を生成する場合、ミキサ１２＿２のローカル信号ｆ２を２５ＧＨｚとし、ミキサ１２＿３のローカル信号ｆ２を５０ＧＨｚとすればよい。

なお、上述したＤＡＣ１１およびミキサ１２は、公知のＣＭＯＳプロセスによって製造された半導体装置であってもよいし、公知の化合物半導体プロセスによって製造された半導体装置であってもよく、半導体製造プロセスの種類は特に限定されない。

合成器１３は、ｎ個の周波数帯域のうち、周波数の最も低い１番目の周波数帯域に対応するデジタル信号をアナログ信号に変換する１番目のＤＡＣ１１＿１によって変換されたアナログ信号Ｓ₁（ｆ）と、２〜ｎ番目のミキサ１２＿２〜１２＿ｎから夫々出力された（ｎ−１）個のアナログ信号Ｓ_{mix_2}（ｆ）〜Ｓ_{mix_n-1}（ｆ）とを合成し、所望信号Ｄ（ｆ）として出力する機能部である。合成器１３から出力された所望信号Ｄ（ｆ）は、合成器１３の出力端子に接続された負荷に供給される。

合成器１３としては、例えば、増幅器型合成器またはウィルキンソン型分配器（Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ Ｄｉｖｉｄｅｒｓ）を用いることができる。

図３は、増幅器型合成器を用いた場合の内部構成を示す図である。
図３に示すように、増幅器型合成器は、入力チャネル毎に対応した増幅回路（ＡＭＰ）１５＿１〜１５＿ｎを有する。例えば、合成器１３として増幅型合成器を用いた場合、増幅回路１５＿１はＤＡＣ１１＿１から出力されたアナログ信号Ｓ₁（ｆ）を入力し、増幅回路１５＿２はミキサ１２＿２から出力された信号Ｓ_{mix_2}（ｆ）を入力し、増幅回路１５＿ｎはミキサ１２＿ｎから出力された信号Ｓ_{mix_n}（ｆ）を入力する。増幅回路１５＿１〜１５＿ｎの夫々の出力端子は共通に接続され、合成器１３の出力端子となる。

合成器１３として図３に示す構成を有する増幅器型合成器を適用することにより、各入力チャネル間、すなわち合成器１３に入力される各信号（Ｓ１（ｆ），Ｓｍｉｘ＿２（ｆ）〜Ｓｍｉｘ＿ｎ（ｆ））間のアイソレーションを高くすることができるので、一のチャネルの信号が他のチャネルにノイズとして伝搬することを防止することが可能となる。

また、合成器１３としてウィルキンソン型分配器を用いた場合も同様に、各入力チャネル間のアイソレーションを高くすることができるので、一のチャネルの信号が他のチャネルにノイズとして伝搬することを防止することが可能となる。

ここで、合成器１３は、その出力インピーダンスが後段に接続される負荷のインピーダンスと整合させる必要がある。例えば、図３に示すように、合成器１３を複数の増幅回路１５＿１〜１５＿ｎによって構成し、増幅回路１５＿１〜１５＿ｎとして市販のＯＰアンプＩＣ等を用いる場合には、図４Ａに示すように、各増幅回路１５＿１〜１５＿ｎの出力端子にインピーダンス整合回路１６＿１〜１６＿ｎを接続することによってインピーダンス整合を行えばよい。あるいは、図４Ｂに示すように、各増幅回路１５＿１〜１５＿ｎの出力端子を共通に接続したノードに一つのインピーダンス整合回路１６を接続することによってインピーダンス整合を行えばよい。

一方、市販のＯＰアンプＩＣ等を用いずに増幅器型合成器を新たに設計する場合には、負荷のインピーダンスと整合するように、予め出力インピーダンスを調整した増幅回路１５＿１〜１５＿ｎを設計すればよい。これによれば、インピーダンス整合回路を別途設ける必要はない。

次に、デジタル信号生成部１０について詳細に説明する。
デジタル信号生成部１０は、合成器１３によって信号を合成したときに、各ミキサ１２＿２〜１２＿ｎから出力されるイメージ信号等を含む不要信号がキャンセルされるように、予め、複数の帯域に分割した送信対象のデータに上記不要信号をキャンセルするためのキャンセル信号成分を付加して、ｎ組のデジタル信号Ｓ_{D_}１〜Ｓ_{D_}ｎを生成する。

図６は、デジタル信号生成部１０の内部構成を示す図である。
図６に示すように、デジタル信号生成部１０は、離散フーリエ変換部（ＤＦＴ）２０と、キャンセルフラット信号生成部２１と、離散逆フーリエ変換部（ＩＤＦＴ）２２＿１〜２２＿ｎとから構成されている。例えば、デジタル信号生成部１０は、ＤＳＰ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）によって構成されており、ＤＳＰによるプログラム処理により、上述した離散フーリエ変換部２０と、キャンセルフラット信号生成部２１と、離散逆フーリエ変換部２２＿１〜２２＿ｎ等の機能部が実現される。

離散フーリエ変換部２０は、時間領域の入力信号Ｄｉｎを離散フーリエ変換して周波数領域のデータに変換する機能部である。

キャンセルフラット信号生成部２１は、入力信号Ｄｉｎをｎ個の帯域に分割した各信号成分に、不要信号をキャンセルするためのキャンセル信号成分を付加して、ｎ組のデジタル信号Ｓ_{D_}１〜Ｓ_{D_}ｎを生成する機能部である。なお、キャンセルフラット信号生成部２１の詳細については後述する。

離散逆フーリエ変換部２２＿１〜２２＿ｎは、キャンセルフラット信号生成部２１によって生成されたｎ組のデジタル信号Ｓ_{D_1}〜Ｓ_{D_n}毎に設けられ、対応するデジタル信号Ｓ_{D_1}〜Ｓ_{D_n}を周波数領域から時間領域のデータに夫々変換して出力する機能部である。

ここで、キャンセルフラット信号生成部２１について詳細に説明する。
キャンセルフラット信号生成部２１は、ｎ個の周波数帯域のうち、ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−１）を満たす整数）番目の周波数帯域に対応するデジタル信号をアナログ信号に変換するｍ番目のＤＡＣ１１＿ｍに入力するデジタル信号Ｓ_{D_m}として、ｍ番目の周波数帯域の信号成分と、（ｍ＋１）番目のミキサ１２＿ｍから出力されるアナログ信号Ｓ_{mix_m+1}に含まれるイメージ信号の逆の位相を有する信号成分とを含むデジタル信号を生成し、ｎ番目のＤＡＣ１１＿ｎに入力するデジタル信号Ｓ_{D_n}として、ｎ番目の周波数帯域の信号成分を含むデジタル信号を生成する。

ここで、所望信号Ｄ（ｆ）をｎ個の周波数帯域に分割したときの各周波数帯域に対応する信号をＤ_k（ｆ）とした場合に、各ＤＡＣ１１＿１〜１１＿ｎに入力すべきデジタル信号Ｓ_{D_k}（ｆ）は、下記に示す数式で表すことができる。

例えば、ｋ＝１，２，…，ｍ−１，ｍ，…，ｎ−１，ｎとしたとき、ｋ＝ｎ，ｋ＝ｎ−１，ｋ＝ｍ，およびｋ＝１の場合の各デジタル信号Ｓ_{D_k}（ｆ）は、下記式（２）〜（５）で表すことができる。ここで、ｆ２〜ｆｎは、各ミキサ１１＿２〜１１＿ｎに入力されるローカル信号の周波数を夫々表している。

キャンセルフラット信号生成部２１は、最初に、上記式（２）を用いてデジタル信号Ｓ_{D_n}（ｆ）を算出し、次に、算出したデジタル信号Ｓ_{D_n}（ｆ）と上記式（３）を用いてデジタル信号Ｓ_{D_n-1}（ｆ）を算出する。そして、最後に、算出したデジタル信号Ｓ_{D_2}（ｆ）と上記式（５）を用いてデジタル信号Ｓ_{D_1}（ｆ）を算出する。
このように、キャンセルフラット信号生成部２１は、デジタル信号Ｓ_{D_1}〜Ｓ_{D_n}を算出する際、式（２）〜（５）を用いて、Ｓ_{D_n}（ｆ）から降順にＳ_{D_1}（ｆ）まで算出する。

キャンセルフラット信号生成部２１のより具体的な構成を示すとすれば、例えば図７Ａに示す機能ブロック図を例示することができる。
すなわち、図７Ａに示されるように、キャンセルフラット信号生成部２１は、分割部２１０と、キャンセル信号成分生成部２１１と、出力部２１２とから構成されている。

分割部２１０は、入力信号Ｄｉｎを周波数帯域の異なるｎ組の信号成分に分割する機能部である。例えば、ｎ個のＤＡＣ１１＿１〜１１＿ｎのアナログ帯域が全て等しい場合、入力信号Ｄｉｎを帯域幅の等しいｎ組の信号成分に夫々分割する。

キャンセル信号成分生成部２１１は、分割部２１０によって分割されたｎ組の信号成分に基づいて、ミキサ１２＿２〜１２＿ｎから出力される各イメージ信号Ｓ_{mix_2} ^*（ｆ−ｆ₂）〜Ｓ_{mix_n} ^*（ｆ−ｆ_n）等を含む不要信号をキャンセルするためのキャンセル信号成分を生成する機能部である。例えば、キャンセル信号成分生成部２１１は、分割された（ｍ＋１）番目の信号成分に基づいて、（ｍ＋１）番目のミキサ１２＿ｍ＋１から出力されるアナログ信号Ｓ_{mix_m+1}に含まれるイメージ信号Ｓ_m+1 ^*（ｆ−ｆ_m+1）の逆の位相を有するキャンセル信号成分を生成する。

出力部２１２は、分割部２１０によって分割されたｎ組の信号成分に、キャンセル信号成分生成部２１１によって生成された、対応するキャンセル信号成分を合成して出力する機能部である。

例えば、出力部２１２は、分割部２１０によって分割されたｎ組の信号成分のうちｍ番目の周波数帯域の信号成分と、キャンセル信号成分生成部２１１によって生成された、（ｍ＋１）番目のミキサ１２＿ｍ＋１から出力されるイメージ信号Ｓ_{mix_m+1} ^*（ｆ−ｆ_m+1）をキャンセルするためのキャンセル信号成分とを合成して、ｍ番目のＤＡＣ１１＿ｍに入力すべきデジタル信号Ｓ_{D_m}（ｆ）を生成する。

以上説明した手法により、キャンセルフラット信号生成部２１は、入力信号Ｄｉｎをｎ個の帯域に分割した各信号成分にキャンセル信号成分を付加したｎ組のデジタル信号Ｓ_{D_}１〜Ｓ_{D_}ｎを生成する。

また、図７Ａに示されるキャンセルフラット信号生成部２１におけるキャンセルフラット信号成分生成部２１１および出力部２１２は、例えば図７Ｂに示す構成としてもよい。すなわち、キャンセル信号生成部２１１は、分割部２１０によって生成されたｘ（２≦ｘ≦ｎ）番目の信号成分から（ｘ−１）番目のキャンセル信号成分を生成するキャンセルフラット信号生成部２１１＿１〜２１１＿ｎ−１から構成されていてもよい。また、出力部２１２は、分割部２１０によって生成された（ｘ−１）番目の信号成分に、キャンセル信号成分生成部２１１＿ｘによって生成されたｘ番目のキャンセル信号成分を合成して出力する複数の出力部２１２＿１〜２１２＿ｎから構成されていてもよい。
なお、出力部２１２＿ｎは、分割部２１０によって生成されたｎ番目の信号成分をそのまま出力する。

次に、信号生成器１００の一つの実施例として、同じアナログ帯域（２５ＧＨｚ）を有する３つのＤＡＣ１１＿１〜１１＿３を用いて、所望信号Ｄ（ｆ）として７０ＧＨｚのチャープ信号を生成する場合について説明する。

図８は、アナログ帯域が２５ＧＨｚの３つのＤＡＣ１１＿１〜１１＿３を用いて、７０ＧＨｚのチャープ信号を生成する信号生成器１００Ａの構成を示す図である。
図９は、信号生成器１００Ａによって生成すべきチャープ信号の周波数スペクトルを示す図である。同図において、横軸は、周波数〔ＧＨｚ〕を表し、縦軸は、信号強度〔ｄＢ〕を表している。

図９に示すように、所望信号Ｄｆとして最終的に生成すべき７０ＧＨｚのチャープ信号を３つの帯域（各２５ＧＨｚ）に分割した場合、所望信号Ｄ（ｆ）は、式（６）で表すことができる。

所望信号Ｄ（ｆ）の分割した各周波数帯域の信号Ｄ₃（ｆ），Ｄ₂（ｆ），およびＤ₁（ｆ）は、下記式（７）〜（９）で夫々表すことができる。ただし、ｆ₂＝２５ＧＨｚ，ｆ₃＝５０ＧＨｚである。

ここで、上記式（７）は、Ｄ₃（ｆ）を、ＤＡＣ１１＿３から出力されるアナログ信号Ｓ₃（ｆ）をローカル信号ｆ３でアップコンバートしたときの上側波帯によって生成することを意味する。

また、上記式（８）は、Ｄ₂（ｆ）を、ＤＡＣ１１＿３から出力されるアナログ信号Ｓ₃（ｆ）をローカル信号ｆ３でアップコンバートしたときの下側波帯と、ＤＡＣ１１＿２から出力されるアナログ信号Ｓ₂（ｆ）をローカル信号ｆ２でアップコンバートしたときの上側波帯とを足し合わせて生成することを意味する。

更に、上記式（９）は、Ｄ₁（ｆ）を、ＤＡＣ１１＿２から出力されるアナログ信号Ｓ₂（ｆ）をローカル信号ｆ２でアップコンバートしたときの下側波帯と、ＤＡＣ１１＿１から出力されるアナログ信号Ｓ₁（ｆ）とを足し合わせて生成することを意味する。

式（７）〜（９）の連立方程式を解くことにより、各ＤＡＣ１１＿１〜１１＿３から出力されるアナログ信号Ｓ１（ｆ），Ｓ２（ｆ），およびＳ３（ｆ）は、下記式（１０）〜（１２）によって夫々表すことができる。

したがって、デジタル信号生成部１０が、式（１０）で表されるアナログ信号Ｓ₁（ｆ）に対応するデジタル信号Ｓ_{D_1}（ｆ）を生成してＤＡＣ１１＿１に入力し、式（１１）で表されるアナログ信号Ｓ₂（ｆ）に対応するデジタル信号Ｓ_{D_2}（ｆ）を生成してＤＡＣ１１＿２に入力し、式（１２）で表されるアナログ信号Ｓ₃（ｆ）に対応するデジタル信号Ｓ_{D_3}（ｆ）を生成してＤＡＣ１１＿３に入力することにより、合成器１３から、式（６）で表される所望信号Ｄ（ｆ）を出力することができる。

図１０〜１５に、図８に示した信号生成器１００Ａのシミュレーション結果を示す。
図１０〜１５において、横軸は、周波数〔ＧＨｚ〕を表し、縦軸は、信号強度〔ｄＢ〕を表している。

図１０には、信号生成器１００ＡにおけるＤＡＣ１１＿１から出力されたアナログ信号Ｓ₁（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図１１には、信号生成器１００ＡにおけるＤＡＣ１１＿２から出力されたアナログ信号Ｓ₂（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図１２には、信号生成器１００ＡにおけるＤＡＣ１１＿３から出力されたアナログ信号Ｓ₃（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。
また、図１３には、信号生成器１００Ａにおけるミキサ１２＿２から出力されたアナログ信号Ｓ_{mix_2}（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図１４には、信号生成器１００Ａにおけるミキサ１２＿３から出力されたアナログ信号Ｓ_{mix_3}（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

更に、図１５には、信号生成器１００Ａにおける合成器１３から出力された所望信号Ｄ（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

図１０〜１５に示されるように、本実施の形態に係る信号生成器１００Ａによれば、図９に示したチャープ信号と同様の周波数スペクトルを有する所望信号Ｄ（ｆ）を生成することができる。

ここで、本実施の形態に係る信号生成器１００Ａの比較例として、従来の周波数帯域合成技術を用いて、上記と同様の７０ＧＨｚのチャープ信号を生成した場合のシミュレーション結果を以下に示す。

図１６は、従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａの構成を示す図である。
本シミュレーションでは、フィルタ回路５６＿２として、現実のフィルタ回路の特性に近い図１７Ａに示す周波数特性を有するモデルを使用し、フィルタ回路５６＿３として、現実のフィルタ回路の特性に近い図１７Ｂに示す周波数特性を有するモデルを使用している。
図１８〜２５は、図１６に示した信号生成器５００Ａのシミュレーション結果を示す図である。図１８〜２５において、横軸は、周波数〔ＧＨｚ〕を表し、縦軸は、信号強度〔ｄＢ〕を表している。

図１８には、信号生成器５００ＡにおけるＤＡＣ１１＿１から出力されたアナログ信号Ｓ₁（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図１９には、信号生成器５００ＡにおけるＤＡＣ１１＿２から出力されたアナログ信号Ｓ₂（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図２０には、信号生成器５００ＡにおけるＤＡＣ１１＿３から出力されたアナログ信号Ｓ₃（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

また、図２１には、信号生成器５００Ａにおけるミキサ１２＿２から出力されたアナログ信号Ｓ_{mix_2}（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図２２には、信号生成器５００Ａにおけるミキサ１２＿３から出力されたアナログ信号Ｓ_{mix_3}（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

また、図２３には、信号生成器５００Ａにおけるフィルタ５６＿２から出力されたアナログ信号Ｓ_{mix_2}（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図２４には、信号生成器５００Ａにおけるフィルタ５６＿３から出力されたアナログ信号Ｓ_{mix_3}（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

更に、図２５には、信号生成器５００Ａにおける合成器５３から出力された所望信号Ｄ（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ａでは、フィルタ回路５６＿２，５６＿３を用いてミキサ５１＿２，５１＿３のイメージ信号を含む不要信号を減衰させているが、図１７Ａ，１７Ｂに示したように、実際のフィルタ回路５６＿２，５６＿３は周波数特性が理想からずれる。そのため、図２３，２４に示すように、合成器５３によって合成する前の段階において、不要信号を完全に除去することができない。その結果、合成器５３から出力されるチャープ信号は、フィルタ回路５６＿２，５６＿３によって除去することができなかった不要信号の残留成分により、図２５に示すように、図９に示した理想の所望信号Ｄ（ｆ）よりも特性が劣化した信号となる。

これに対し、本実施の形態に係る信号生成器１００によれば、上述したように、フィルタ回路５６＿２，５６＿３によって不要信号を除去するのではなく、予め、不要信号をキャンセルするための信号成分を、所望信号の帯域を複数に分割した信号成分に適切に付加し、信号を合成するときに不要信号をキャンセルする方式なので、図１５に示したように、フィルタ回路を用いる従来の信号生成器に比べて、不要信号を適切に除去することができる。これにより、劣化の少ない広帯域の信号を生成することが可能となる。

また、本信号生成器１００によれば、フィルタ回路を用いる必要がないので、従来の信号生成器に比べて回路規模を小さくすることができ、コストおよび消費電力の低減を図ることが可能となる。

また、本信号生成器１００によれば、図３に示す増幅型合成器またはウィルキンソン型分配器を用いることにより、各入力チャネル間のアイソレーションを高くすることができるので、一のチャネルの信号が他のチャネルにノイズとして伝搬することを防止することが可能となり、より劣化の少ない広帯域の信号を生成することが可能となる。

≪実施の形態２≫
図２６は、本発明の実施の形態２に係る信号生成器の構成を示す図である。
実施の形態２に係る信号生成器１００Ｂは、分割されたｎ組のデジタル信号Ｓ_{D_1}（ｆ）〜Ｓ_{D_n}（ｆ）をアナログ信号に夫々変換するｎ個のＤＡＣのうち、少なくとも２つのＤＡＣは、アナログ信号の帯域幅が相違している点において実施の形態１に係る信号生成器１００と相違し、その他の点においては、実施の形態１に係る信号生成器１００と同様である。

ここでは、実施の形態２に係る信号生成器１００Ｂが２つのＤＡＣ（ｎ＝２）を備えている場合を例にとり、説明する。

信号生成器１００Ｂにおいて、ＤＡＣ２４とＤＡＣ２５とは、アナログ信号の帯域幅が相違している。例えば、ＤＡＣ２４は５０ＧＨｚの帯域幅を有し、ＤＡＣ２５は２５ＧＨｚの帯域幅を有している。

ここで、実施の形態１と同様に、信号生成器１００Ｂによって、所望信号Ｄ（ｆ）として７０ＧＨｚのチャープ信号を生成した場合のシミュレーション結果を示す。本シミュレーションでは、図２７に示すように、所望信号Ｄ（ｆ）をＤ₁（ｆ）とＤ₂（ｆ）に分割し、Ｄ₁（ｆ）およびＤ₂（ｆ）の帯域をＤ₁（ｆ）＝５０ＧＨｚ、Ｄ₂（ｆ）＝２５ＧＨｚとしている。

図２８〜３１は、信号生成器１００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。
図２８〜３１において、横軸は、周波数〔ＧＨｚ〕を表し、縦軸は、信号強度〔ｄＢ〕を表している。

図２８には、信号生成器１００ＢにおけるＤＡＣ１１＿１から出力されたアナログ信号Ｓ₁（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図２９には、信号生成器１００ＢにおけるＤＡＣ１１＿２から出力されたアナログ信号Ｓ₂（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

また、図３０には、信号生成器１００Ｂにおけるミキサ１２＿２から出力されたアナログ信号Ｓ_{mix_2}（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図３１には、信号生成器１００Ｂにおける合成器１３から出力された所望信号Ｄ（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

図２８〜３１に示すように、実施の形態２に係る信号生成器１００Ｂによれば、図２７に示したチャープ信号と同様の周波数スペクトルを有する所望信号Ｄ（ｆ）を生成することができる。

ここで、本信号生成器１００Ｂの比較例として、従来の周波数帯域合成技術を用いて、上記と同様の７０ＧＨｚのチャープ信号を生成した場合のシミュレーション結果を以下に示す。

図３２は、従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ｂの構成を示す図である。
本シミュレーションでは、フィルタ回路５６＿３として、図１１Ｂに示す周波数特性を有するモデルを使用している。
図３３〜３７は、図３２に示した従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ｂのシミュレーション結果を示す図である。図２６〜３０において、横軸は、周波数〔ＧＨｚ〕を表し、縦軸は、信号強度〔ｄＢ〕を表している。

図３３には、信号生成器５００ＢにおけるＤＡＣ５８から出力されたアナログ信号Ｓ１（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図３４には、信号生成器５００ＢにおけるＤＡＣ５９から出力されたアナログ信号Ｓ２（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

また、図３５には、信号生成器５００Ｂにおけるミキサ５２＿２から出力されたアナログ信号Ｓｍｉｘ＿２（ｆ）の周波数スペクトルが示され、図３６には、信号生成器５００Ｂにおけるフィルタ回路５６から出力されたアナログ信号Ｓｆ＿２（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

更に、図３７には、信号生成器５００Ｂにおける合成器５３から出力された所望信号Ｄ（ｆ）の周波数スペクトルが示されている。

図３３〜３７に示されるように、従来の周波数帯域合成技術を用いた信号生成器５００Ｂでは、上述した信号生成器５００Ａと同様に、フィルタ回路５６＿２によって不要信号を完全に除去することができないため、合成器５３から出力されるチャープ信号は、図２７に示した理想の所望信号Ｄ（ｆ）よりも特性が劣化する。

これに対し、実施の形態２に係る信号生成器１００Ｂによれば、実施の形態１に係る信号生成器１００と同様に、不要信号をキャンセルするための信号成分を、所望信号の帯域を複数に分割した信号成分に適切に付加し、最終的に信号を合成するときに不要信号をキャンセルするので、帯域の異なるＤＡＣを用いた場合であっても、劣化の少ない広帯域の信号を生成することが可能となる。

以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、上記実施の形態では、図６に示したように、デジタル信号生成部１０が、一つのキャンセルフラット信号生成部２１によって各ＤＡＣ１１に入力すべきデジタル信号Ｓ_{D_1}（ｆ）〜Ｓ_{D_n}（ｆ）を生成する場合を例示したが、これに限られない。例えば、図３８Ａに示すデジタル信号生成部１０Ａのように、ＤＡＣ１１毎にキャンセルフラット信号生成部２１＿１〜２１＿ｎを設け、各キャンセルフラット信号生成部２１＿１〜２１＿ｎが対応するＤＡＣ１１のデジタル信号Ｓ_{D_1}（ｆ）〜Ｓ_{D_n}（ｆ）を生成するように構成してもよい。

あるいは、図３８Ｂに示すデジタル信号生成部１０Ｂのように、キャンセルフラット信号生成部２１に含まれる分割部２１０を外に出し、その分割部２１０によって分割された周波数帯域の信号成分に基づいて各キャンセルフラット信号生成部２１Ｂ＿１〜２１Ｂ＿ｎが対応するＤＡＣ１１のデジタル信号Ｓ_{D_1}（ｆ）〜Ｓ_{D_n}（ｆ）を生成するように構成してもよい。この場合、各キャンセルフラット信号生成部２１Ｂ＿１〜２１Ｂ＿ｎの機能ブロック構成は、図７Ａに示したキャンセルフラット信号生成部２１の機能ブロック構成から分割部２１０を取り除いた構成となる。

また、上記実施の形態では、図６，３８Ａ，３８Ｂに示したように、時間領域の入力信号Ｄｉｎを周波数領域に変換してから、キャンセルフラット信号生成部２１による処理を実行する場合を例示したが、これに限られない。例えば、時間領域の入力信号Ｄｉｎを周波数領域に変更することなく、キャンセルフラット信号生成部２１による処理を実行してもよい。

また、上記実施の形態では、ミキサ１２がダブルサイドバンド・ミキサである場合を例示したが、これに限られず、バランス型のミキサやその他の方式のミキサであってもよい。

また、上記実施の形態では、合成器１３としては、増幅器型合成器またはウィルキンソン型分配器（Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ Ｄｉｖｉｄｅｒｓ）を用いる場合を例示したが、これに限られず、抵抗型合成器を用いてもよい。

また、上記説明では、上記実施の形態に係る信号生成器が光通信システムの光送信器においてベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成器として適用する場合を例示したが、これに限られず、広帯域なアナログ信号を生成する必要のある他の通信システムや測定器等にも適用することが可能である。

また、上記実施の形態では、説明を簡略化するために、回路の帯域幅内の周波数特性は平坦であると仮定して説明したが、実際の信号生成器においては、信号生成器を構成する全ての回路の帯域内の平坦性を考慮し、回路選定および周波数設定を行えばよい。

１００，１００Ａ，１００Ｂ…信号生成器、１０，１０Ａ，１０Ｂ…デジタル信号生成部、１１，１１＿１〜１１＿ｎ，２４，２５…ＤＡＣ、１２，１２＿２〜１２＿ｎ…ミキサ、１３…合成器、１４＿２〜１４＿ｎ…ローカル信号生成部、１５＿１〜１５＿ｎ…増幅回路、１６，１６＿１〜１６＿ｎ…インピーダンス整合回路、２０…離散フーリエ変換部、２１，２１＿１〜２１＿ｎ，２１Ｂ＿１〜２１Ｂ＿ｎ…キャンセルフラット信号生成部、２２＿１〜２２＿ｎ…離散逆フーリエ変換部、２１０…分割部、２１１，２１１＿１〜２１１＿ｎ−１…キャンセル信号成分生成部、２１２，２１２＿１〜２１２＿ｎ…出力部。

Claims (8)

1. 入力信号に基づいて所望の周波数帯域のアナログ信号を生成する信号生成器であって、
   前記入力信号に基づいて、前記所望の周波数帯域を分割して得られるｎ（ｎは２以上の整数）個の周波数帯域に夫々対応するｎ組のデジタル信号を生成するデジタル信号生成部と、
   ｎ組の前記デジタル信号を夫々アナログ信号に変換するｎ個のデジタル・アナログコンバータと、
   前記ｎ個の周波数帯域のうち、周波数の低い方から２乃至ｎ番目の周波数帯域に夫々対応する前記デジタル信号を夫々アナログ信号に変換する２乃至ｎ番目のデジタル・アナログコンバータによって夫々変換されたアナログ信号と、所定の周波数のローカル信号とを夫々乗算して得られたアナログ信号を出力する（ｎ−１）個のミキサと、
   前記ｎ個の周波数帯域のうち、周波数の最も低い１番目の周波数帯域に対応する前記デジタル信号をアナログ信号に変換する１番目のデジタル・アナログコンバータによって変換されたアナログ信号と、前記２乃至ｎ番目の前記ミキサから夫々出力された（ｎ−１）個のアナログ信号とを合成して出力する合成器と、を備え、
   前記デジタル信号生成部は、
   前記ｎ個の周波数帯域のうち、ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−１）を満たす整数）番目の周波数帯域に対応する前記デジタル信号をアナログ信号に変換するｍ番目のデジタル・アナログコンバータに入力する前記デジタル信号として、前記ｍ番目の周波数帯域の信号成分と、（ｍ＋１）番目の前記ミキサから出力されるアナログ信号に含まれるイメージ信号の逆の位相を有する信号成分とを含む前記デジタル信号を生成し、前記ｎ番目の前記デジタル・アナログコンバータに入力する前記デジタル信号として、前記ｎ番目の周波数帯域の信号成分を含む前記デジタル信号を生成する、
   ことを特徴とする信号生成器。
2. 請求項１に記載の信号生成器において、
   前記デジタル信号生成部は、
   前記入力信号を周波数帯域の異なるｎ組の信号成分に分割する分割部と、
   （ｍ＋１）番目の前記ミキサから出力されるアナログ信号に含まれるイメージ信号の逆の位相を有する（ｍ＋１）番目のキャンセル信号成分を生成するキャンセル信号成分生成部と、
   前記分割部によって分割された前記ｍ番目の周波数帯域の信号成分と前記キャンセル信号成分生成部によって生成された前記（ｍ＋１）番目のキャンセル信号成分とを含む前記デジタル信号を、前記ｍ番目の前記デジタル・アナログコンバータに出力する出力部と、を含む
   ことを特徴とする信号生成器。
3. 請求項１または２に記載の信号生成器において、
   前記ｎ個のデジタル・アナログコンバータのうち少なくとも２つの前記デジタル・アナログコンバータは、帯域幅が相違する
   ことを特徴とする信号生成器。
4. 請求項１乃至３の何れか一項に記載の信号生成器において、
   前記ミキサは、ダブルサイドバンド・ミキサである
   ことを特徴とする信号生成器。
5. 請求項１乃至４の何れか一項に記載の信号生成器において、
   前記合成器は、出力端子が共通に接続されたｎ個の増幅器を含み、
   前記１番目の前記増幅器は、前記１番目の前記デジタル・アナログコンバータによって変換されたアナログ信号を増幅して出力し、
   前記２乃至ｎ番目の前記増幅器は、前記２乃至ｎ番目の前記ミキサ毎に対応して設けられ、対応する前記ミキサから出力されたアナログ信号を夫々増幅して出力する
   ことを特徴とする信号生成器。
6. 請求項５に記載の信号生成器において、
   前記合成器は、
   前記増幅器から出力された信号を入力して出力するインピーダンス変換器を更に含む
   ことを特徴とする信号生成器。
7. 請求項１乃至４の何れか一項に記載の信号生成器において、
   前記合成器は、
   ウィルキンソン型分配器を含む
   ことを特徴とする信号生成器。
8. 入力信号に基づいて所望の周波数帯域のアナログ信号を生成する信号生成方法であって、
   前記入力信号に基づいて、前記所望の周波数帯域を分割して得られるｎ（ｎは２以上の整数）個の周波数帯域に夫々対応するｎ組のデジタル信号を生成する第１ステップと、
   ｎ組の前記デジタル信号を夫々アナログ信号に変換する第２ステップと、
   前記第２ステップにおいて、前記ｎ個の周波数帯域のうち、周波数の低い方から２乃至ｎ番目の周波数帯域に夫々対応する前記デジタル信号が変換された２乃至ｎ番目のアナログ信号と、所定の周波数のローカル信号とを夫々乗算して得られた（ｎ−１）個のアナログ信号を生成する第３ステップと、
   前記第２ステップにおいて、前記ｎ個の周波数帯域のうち、周波数の最も低い１番目の周波数帯域に対応する前記デジタル信号が変換されたアナログ信号と、前記第３ステップにおいて生成された（ｎ−１）個のアナログ信号とを合成して出力する第４ステップと、を含み、
   前記第１ステップは、前記ｎ個の周波数帯域のうち、ｍ（ｍは１≦ｍ≦（ｎ−１）を満たす整数）番目の周波数帯域に対応する前記デジタル信号として、前記ｍ番目の周波数帯域の信号成分と、前記第３ステップにおいて生成された（ｍ＋１）番目のアナログ信号に含まれるイメージ信号の逆の位相を有する信号成分とを含む前記デジタル信号を生成し、前記ｎ番目の前記デジタル信号として、前記ｎ番目の周波数帯域の信号成分を含む前記デジタル信号を生成する、
   ことを特徴とする信号生成方法。

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