JP2018014860A - 交直変換装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】不平衡の交流電力を出力する場合においても、電圧指令のピークを抑えた交直変換装置及びその制御方法を提供する。
【解決手段】実施形態によれば、変換器と制御回路とを備えた交直変換装置が提供される。変換器は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を有し、直流回路から供給される直流電力を多相交流の交流電力に変換して電力系統に供給する。制御回路は、電力系統の不平衡が検出された際に、相毎に正弦波状の基礎信号を生成し、各基礎信号に三次調波を重畳させて相毎の電圧指令信号を生成し、各電圧指令信号と三角波状のキャリア信号との比較により、複数の制御信号を生成し、各制御信号を各スイッチング素子に入力することにより、不平衡に応じた交流電力を電力系統に供給する。制御回路は、各基礎信号の振幅及び位相角を検出し、その検出結果を基に、三次調波の振幅及び位相角を決定する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、交直変換装置及びその制御方法に関する。

直流電力を交流電力に変換し、変換後の交流電力を交流の電力系統に供給する交直変換装置がある。交直変換装置は、電力系統の交流電力に不平衡が生じた場合に、不平衡な交流電力を電力系統に供給する。これにより、交直変換装置は、電力系統の交流電力の不平衡を抑制し、電力系統の交流電力を安定させる。

交直変換装置は、複数の自励式のスイッチング素子をブリッジ接続した変換器を有する。交直変換装置は、例えば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により、変換器の動作を制御する。ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令と三角波状のキャリア信号とを比較することにより、各スイッチング素子の制御信号を生成する。

また、ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令に対して、３倍の周波数を有する三次調波を重畳させ、キャリア信号と、重畳後の電圧指令とを比較することが行われている。これにより、例えば、電圧指令のピークを低減させ、直流電圧の利用率を向上させることができる。

しかしながら、不平衡の交流電力を出力する場合に、上記のように三次調波を重畳させると、電圧指令のピークが反対に大きくなってしまう可能性がある。このため、交直変換装置では、不平衡の交流電力を出力する場合においても、電圧指令のピークを抑え、直流電圧の利用率を向上させることが望まれる。

特開２００８−１９３７７０号公報

本発明の実施形態は、不平衡の交流電力を出力する場合においても、電圧指令のピークを抑えることができる交直変換装置及びその制御方法を提供する。

本発明の実施形態によれば、変換器と、制御回路と、を備えた交直変換装置が提供される。前記変換器は、ブリッジ接続された自励式の複数のスイッチング素子を有し、直流回路及び多相交流の電力系統に接続され、前記複数のスイッチング素子のオン・オフにより、前記直流回路から供給される直流電力を前記多相交流の交流電力に変換し、前記交流電力を前記電力系統に供給する。前記制御回路は、前記電力系統の不平衡が検出された際に、前記電力系統の相毎に正弦波状の基礎信号を生成し、前記相毎の基礎信号に三次調波を重畳させて相毎の電圧指令信号を生成し、前記相毎の電圧指令信号と三角波状のキャリア信号との比較により、複数の制御信号を前記複数のスイッチング素子毎に生成し、前記複数の制御信号を前記複数のスイッチング素子に入力して、前記複数のスイッチング素子のオン・オフを制御することにより、前記不平衡に応じた無効電力及び逆相電力の少なくとも一方の前記交流電力を前記電力系統に供給する。前記制御回路は、前記相毎の基礎信号のそれぞれについて振幅及び位相角の少なくとも一方を検出し、検出した前記振幅及び位相角の少なくとも一方を基に、前記三次調波の振幅及び位相角を決定する。

不平衡の交流電力を出力する場合においても、電圧指令のピークを抑えることができる交直変換装置及びその制御方法が提供される。

第１の実施形態に係る交直変換装置を模式的に表すブロック図である。 図２（ａ）〜図２（ｄ）は、第１の実施形態に係る制御回路の動作の一例を模式的に表すグラフ図である。 第１の実施形態に係る制御回路を模式的に表すブロック図である。 第１の実施形態に係る三次調波発生部を模式的に表すブロック図である。 第１の実施形態に係る制御回路の動作を模式的に表すフローチャートである。 図６（ａ）及び図６（ｂ）は、基礎信号及び電圧指令信号の一例を模式的に表すグラフ図である。 図７（ａ）及び図７（ｂ）は、基礎信号及び電圧指令信号の一例を模式的に表すグラフ図である。 第２の実施形態に係る三次調波発生部を模式的に表すブロック図である。 第３の実施形態に係る三次調波発生部を模式的に表すブロック図である。 第４の実施形態に係る三次調波発生部を模式的に表すブロック図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る交直変換装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、交直変換装置１０は、変換器１２と、制御回路１４と、を備える。変換器１２は、電力系統２及び直流回路４に接続される。

電力系統２は、多相の交流電力系統である。変換器１２は、例えば、変圧器５を介して電力系統２に接続される。電力系統２には、負荷６ａ、６ｂが接続されている。電力系統２は、例えば、負荷６ａ、６ｂに三相交流電力を供給する。電力系統２の交流電力は、三相に限ることなく、二相でもよいし、四相以上でもよい。以下では、電力系統２の交流電力を三相交流電力として説明を行う。

直流回路４は、例えば、コンデンサなどの蓄電装置である。直流回路４は、例えば、電力系統２とは別の電力系統から供給された交流電力を直流電力に変換するコンバータなどでもよい。直流回路４は、変換器１２に直流電力を供給できる任意の回路でよい。

交直変換装置１０は、電力系統２の交流電力に不平衡が生じた場合に、直流回路４の直流電力を基に、無効電力及び逆相電力を電力系統２に供給する。交直変換装置１０は、電力系統２の各相の有効電力が実質的に同じになり、かつ、各相の無効電力が実質的にゼロとなるように、無効電力及び逆相電力を電力系統２に出力する。このように、交直変換装置１０は、電力系統２の交流電力の無効電力補償及び逆相電力補償を行い、電力系統２の交流電力を安定化させる。交直変換装置１０の出力する交流電力は、無効電力及び逆相電力の少なくとも一方でもよい。

交直変換装置１０は、例えば、電気鉄道の送電系統に用いられる。電気鉄道の送電系統においては、電力系統２にスコットトランス７を接続し、電力系統２の三相交流電力を２系統の単相交流電力に変換し、各単相交流電力を負荷６ａ、６ｂである鉄道車両に供給することが行われている。この場合、各鉄道車両の運転状況により、電力系統２の三相交流電力に不平衡が生じる。例えば、電気鉄道の送電系統において、スコットトランス７の近傍の電力系統２に交直変換装置１０を接続する。これにより、鉄道車両の運転によって電力系統２に生じる電力の不平衡を抑制することができる。

また、直流回路４が蓄電装置である場合、交直変換装置１０は、例えば、電力系統２の交流電力が定常状態の時に、電力系統２の交流電力を直流回路４に応じた直流電力に変換し、直流電力を直流回路４に供給する。すなわち、交直変換装置１０は、電力系統２の交流電力を基に、直流回路４を充電する。

変換器１２は、複数のスイッチング素子２０ｕ、２０ｖ、２０ｗ、２０ｘ、２０ｙ、２０ｚと、複数の整流素子２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ、２１ｘ、２１ｙ、２１ｚと、を有する。以下では、各スイッチング素子２０ｕ、２０ｖ、２０ｗ、２０ｘ、２０ｙ、２０ｚをまとめて称す場合に、「各スイッチング素子２０」と称す。各整流素子２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ、２１ｘ、２１ｙ、２１ｚをまとめて称す場合に、「各整流素子２１」と称す。

各スイッチング素子２０は、ブリッジ接続されている。この例では、電力系統２の三相交流電力に応じた６つのスイッチング素子２０が変換器１２に設けられる。すなわち、変換器１２は、いわゆる三相インバータである。変換器１２は、各スイッチング素子２０のオン・オフにより、直流電力から交流電力への変換、及び、交流電力から直流電力への変換を行う。各スイッチング素子２０には、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）などの自励式のスイッチング素子（自己消弧素子）が用いられる。

以下では、電力系統２の三相交流電力の３つの相を分けて表現する場合に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相として説明を行う。変換器１２では、スイッチング素子２０ｕ、２０ｘが、Ｕ相に対応し、スイッチング素子２０ｖ、２０ｙが、Ｖ相に対応し、スイッチング素子２０ｗ、２０ｚが、Ｗ相に対応する。スイッチング素子２０ｕ、２０ｖ、２０ｗは、各相の上側アームであり、スイッチング素子２０ｘ、２０ｙ、２０ｚは、各相の下側アームである。

各整流素子２１は、各スイッチング素子２０に対して逆並列に接続されている。各整流素子２１には、例えば、ダイオードが用いられる。各整流素子２１は、いわゆる還流ダイオードである。各スイッチング素子２０及び各整流素子２１の数は、６つに限ることなく、電力系統２の交流電力の相数に対応した任意の数でよい。

制御回路１４は、各スイッチング素子２０の制御端子（例えばゲート端子）に接続されている。制御回路１４は、各スイッチング素子２０の制御端子に制御信号（ゲート信号）を入力することにより、各スイッチング素子２０のオン・オフを制御する。これにより、制御回路１４は、変換器１２による電力の変換を制御する。

交直変換装置１０は、電流検出器１６ｕ、１６ｖ、１６ｗと、電圧検出器１７ｕ、１７ｖ、１７ｗと、電流検出器１８ｕ、１８ｖ、１８ｗと、をさらに備える。各電流検出器１６ｕ、１６ｖ、１６ｗは、変換器１２から出力される交流電力の各相の出力電流を検出し、検出結果を制御回路１４に入力する。各電圧検出器１７ｕ、１７ｖ、１７ｗは、電力系統２の各相の線間電圧を検出し、検出結果を制御回路１４に入力する。各電流検出器１８ｕ、１８ｖ、１８ｗは、電力系統２の各相の負荷電流を検出し、検出結果を制御回路１４に入力する。制御回路１４は、入力された電流及び電圧の各検出結果を基に、各スイッチング素子２０のオン・オフを制御する。

図２（ａ）〜図２（ｄ）は、第１の実施形態に係る制御回路の動作の一例を模式的に表すグラフ図である。
図２（ａ）〜図２（ｄ）は、制御回路１４による各スイッチング素子２０の制御信号の生成手順の一例を表す。
図２（ａ）〜図２（ｄ）では、便宜的に、Ｕ相の各スイッチング２０ｕ、２０ｘの制御信号の生成手順を表す。

制御回路１４は、各スイッチング素子２０ｕ、２０ｘの制御信号を生成する場合、まず、図２（ａ）に表すように、正弦波状の基礎信号ＢＳｕを生成する。制御回路１４は、例えば、電圧検出器１７ｕの検出結果から、Ｕ相の相電圧を求める。制御回路１４には、電力系統２の三相交流電力の各相の電圧指令値が入力されている。制御回路１４は、例えば、相電圧と電圧指令値との差分を求め、この差分に比例積分演算を施す。これにより、制御回路１４は、変換器１２から出力される交流電力のＵ相の相電圧を電圧指令値に近づけるための基礎信号ＢＳｕを生成する。

制御回路１４は、電力系統２の交流電力の基本波の周波数の３倍の周波数を有する三次調波ＴＨを生成する。そして、制御回路１４は、基礎信号ＢＳｕに三次調波ＴＨを重畳することにより、図２（ｂ）に表すように、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆを生成する。

また、図２（ｂ）に表すように、制御回路１４は、三角波状のキャリア信号ＣＳを生成する。キャリア信号ＣＳの周波数は、電力系統２の交流電力の基本波の周波数よりも高い。キャリア信号ＣＳの振幅は、例えば、電力系統２の交流電力の基本波の振幅と実質的に同じに設定される。

制御回路１４は、キャリア信号ＣＳと電圧指令信号Ｖｕｒｅｆとを比較することにより、図２（ｃ）に表すように、Ｕ相の上側アームであるスイッチング素子２０ｕの制御信号Ｓｇｕを生成する。制御回路１４は、電圧指令信号Ｖｕｒｅｆがキャリア信号ＣＳよりも高い時に、スイッチング素子２０ｕがオンとなるように、制御信号Ｓｇｕを生成する。

そして、制御回路１４は、図２（ｄ）に表すように、制御信号Ｓｇｕを反転させることにより、Ｕ相の下側アームであるスイッチング素子２０ｘの制御信号Ｓｇｘを生成する。

制御回路１４は、Ｖ相、Ｗ相についても上記と同様の処理を行うことにより、Ｖ相、Ｗ相の各スイッチング素子２０の制御信号を生成する。制御回路１４は、生成した各制御信号を各スイッチング素子２０の制御端子に入力する。これにより、制御回路１４は、各スイッチング素子２０のオン・オフを制御する。

このように、制御回路１４は、いわゆるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により、各スイッチング素子２０のオン・オフを制御する。この際、制御回路１４は、基礎信号ＢＳｕに三次調波ＴＨを重畳させることにより、電圧指令信号Ｖｕｒｅｆを生成する。これにより、出力電圧の基本波成分の最大値を大きくして、インバータの電圧利用率を向上させることができる。

例えば、キャリア信号ＣＳと正弦波状の基礎信号ＢＳｕとを比較して制御信号を生成した場合には、出力電圧の基本波の振幅が、直流電圧の√３／２以下に制限される。上記のように、三次調波ＴＨを重畳させることにより、出力電圧の基本波の振幅を、直流電圧の√３／２よりも大きくすることができる。例えば、基礎信号ＢＳｕの振幅の１／６の振幅の三次調波ＴＨを重畳させる。これにより、基礎信号ＢＳｕのピーク値を最小にし、出力電圧の基本波の振幅を、直流電圧の√３／２よりも大きくすることができる。

キャリア信号ＣＳ及び三次調波ＴＨは、各相の制御信号の生成に共通に用いられる。キャリア信号ＣＳは、例えば、相毎に用意してもよい。

図３は、第１の実施形態に係る制御回路を模式的に表すブロック図である。
図３は、制御回路１４の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆの生成部分の構成を模式的に表すブロック図である。
図３に表したように、制御回路１４は、基礎信号生成部３０と、振幅位相角検出部３２と、三次調波発生部３４と、加算器３６ｕ、３６ｖ、３６ｗと、を有する。

基礎信号生成部３０には、各電圧検出器１７ｕ、１７ｖ、１７ｗの検出値Ｖｄｅｔｕ、Ｖｄｅｔｖ、Ｖｄｅｔｗが入力される。基礎信号生成部３０は、上述のように、各検出値Ｖｄｅｔｕ、Ｖｄｅｔｖ、Ｖｄｅｔｗを基に、変換器１２から出力される交流電力の各相の基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗを生成する。基礎信号生成部３０は、生成した各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗを振幅位相角検出部３２、及び、各加算器３６ｕ、３６ｖ、３６ｗに入力する。

振幅位相角検出部３２は、入力された各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗのそれぞれの振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを検出するとともに、各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗのそれぞれの位相角φｕ、φｖ、φｗを検出する。振幅位相角検出部３２は、検出した各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び各位相角φｕ、φｖ、φｗを三次調波発生部３４に入力する。

各位相角φｕ、φｖ、φｗは、換言すれば、電力系統２の交流電圧の基準位相θに対する各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗの位相差である。基準位相θは、例えば、電力系統２のＵ相の位相である。この場合、位相角φｕの最適値は、０°である。位相角φｖの最適値は、１２０°である。位相角φｗの最適値は、２４０°である。

三次調波発生部３４には、振幅及び位相角の各検出値が入力されるとともに、基準位相θが入力される。三次調波発生部３４は、入力された基準位相θ、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び各位相角φｕ、φｖ、φｗを基に、三次調波ＴＨの振幅ｋと、三次調波ＴＨの位相角φｍと、を求める。三次調波発生部３４は、求めた振幅ｋ及び位相角φｍから、ｋ×ｓｉｎ（３θ＋φｍ）の式に基づき、三次調波ＴＨを発生させる。そして、三次調波発生部３４は、発生させた三次調波ＴＨを各加算器３６ｕ、３６ｖ、３６ｗに入力する。

加算器３６ｕは、入力された基礎信号ＢＳｕに三次調波ＴＨを加算する。すなわち、加算器３６ｕは、基礎信号ＢＳｕに三次調波ＴＨを重畳させることにより、基礎信号ＢＳｕ及び三次調波ＴＨからＵ相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆを生成する。同様に、加算器３６ｖは、基礎信号ＢＳｖに三次調波ＴＨを重畳させることにより、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖｒｅｆを生成する。加算器３６ｗは、基礎信号ＢＳｗに三次調波ＴＨを重畳させることにより、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗｒｅｆを生成する。

図４は、第１の実施形態に係る三次調波発生部を模式的に表すブロック図である。
図４に表したように、三次調波発生部３４は、振幅位相角決定部４０と、生成部４２と、を有する。振幅位相角決定部４０は、テーブルデータ４４を有する。テーブルデータ４４には、各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗの振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び位相角φｕ、φｖ、φｗと、三次調波ＴＨの振幅ｋ及び位相角φｍと、が関連付けられている。

より具体的には、テーブルデータ４４には、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び各位相角φｕ、φｖ、φｗに対して、電圧指令信号Ｖｕｒｅｆのピーク値、電圧指令信号Ｖｖｒｅｆのピーク値、及び、電圧指令信号Ｖｗｒｅｆのピーク値の最大値が最小となる振幅ｋ及び位相角φｍが関連付けられている。このように、テーブルデータ４４は、各相の電圧指令信号の３つのピーク値のうちの最も高い値を最小とするための振幅ｋ及び位相角φｍの組み合わせを記憶している。

振幅位相角決定部４０には、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び各位相角φｕ、φｖ、φｗが入力される。振幅位相角決定部４０は、入力された各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び各位相角φｕ、φｖ、φｗを基にテーブルデータ４４を参照する。これにより、振幅位相角決定部４０は、電圧指令信号Ｖｕｒｅｆのピーク値、電圧指令信号Ｖｖｒｅｆのピーク値、及び、電圧指令信号Ｖｗｒｅｆのピーク値の最大値が最小となる振幅ｋ及び位相角φｍをテーブルデータ４４から読み出す。

振幅位相角決定部４０は、テーブルデータ４４から読み出した値を、三次調波ＴＨの振幅ｋ及び位相角φｍとして決定し、決定した振幅ｋ及び位相角φｍを生成部４２に入力する。

このように、振幅位相角決定部４０は、Ｖｕ×ｓｉｎ（θ＋φｕ）＋ｋ×ｓｉｎ（３θ＋φｍ）のピーク値、Ｖｖ×ｓｉｎ（θ＋φｖ）＋ｋ×ｓｉｎ（３θ＋φｍ）のピーク値、及び、Ｖｗ×ｓｉｎ（θ＋φｗ）＋ｋ×ｓｉｎ（３θ＋φｍ）のピーク値の最大値が最小となる振幅ｋ及び位相角φｍを決定する。

例えば、Ｕ相の基礎信号ＢＳｕを基準とし、基礎信号ＢＳｕの振幅Ｖｕと基礎信号ＢＳｖの振幅Ｖｖとの電位差、基礎信号ＢＳｕの振幅Ｖｕと基礎信号ＢＳｗの振幅Ｖｗとの電位差、基礎信号ＢＳｕの位相角φｕと基礎信号ＢＳｖの位相角φｖとの位相差、基礎信号ＢＳｕの位相角φｕと基礎信号ＢＳｗの位相角φｗとの位相差と、振幅ｋ及び位相角φｍと、を関連付けてテーブルデータ４４に記憶させる。そして、各電位差及び各位相差から振幅ｋ及び位相角φｍを読み出す。これにより、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び各位相角φｕ、φｖ、φｗの６つの変数を、各電位差及び各位相差の４つの変数に減らすことができる。これにより、例えば、振幅ｋ及び位相角φｍの読み出しにかかる演算処理時間を短縮することができる。

生成部４２には、振幅ｋ及び位相角φｍが入力されるとともに、基準位相θが入力される。生成部４２は、ｋ×ｓｉｎ（３θ＋φｍ）の式に基づいて三次調波ＴＨを生成し、三次調波ＴＨを各加算器３６ｕ、３６ｖ、３６ｗに入力する。

図５は、第１の実施形態に係る制御回路の動作を模式的に表すフローチャートである。 図５に表したように、制御回路１４は、各電流検出器１６ｕ、１６ｖ、１６ｗ、各電圧検出器１７ｕ、１７ｖ、１７ｗ、及び各電流検出器１８ｕ、１８ｖ、１８ｗのそれぞれの検出結果を基に、電力系統２の交流電力の不平衡の検出を行う（図５のステップＳ０１）。制御回路１４は、例えば、電力系統２の交流電圧の振幅及び位相角、交流電流の振幅及び位相角のそれぞれの不平衡の検出を行う。

この例では、制御回路１４において電力系統２の交流電力の不平衡を検出している。これに限ることなく、例えば、交直変換装置１０の上位のコントローラなど、外部の機器において不平衡を検出し、外部の機器から入力された情報を基に、不平衡の検出を制御回路１４に認識させるようにしてもよい。

制御回路１４は、不平衡を検出すると、各電圧検出器１７ｕ、１７ｖ、１７ｗの検出値Ｖｄｅｔｕ、Ｖｄｅｔｖ、Ｖｄｅｔｗを基に、変換器１２から出力される交流電力の各相の基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗを生成する（図５のステップＳ０２）。

制御回路１４は、各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗを生成した後、各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗのそれぞれの振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び位相角φｕ、φｖ、φｗを検出する（図５のステップＳ０３）。

制御回路１４は、検出した各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗのそれぞれの振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び位相角φｕ、φｖ、φｗを基に、三次調波ＴＨの振幅ｋ及び位相角φｍを決定する（図５のステップＳ０４）。制御回路１４は、例えば、振幅位相角決定部４０において、テーブルデータ４４から読み出すことにより、三次調波ＴＨの振幅ｋ及び位相角φｍを決定する。

この例では、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び各位相角φｕ、φｖ、φｗのそれぞれを基に、三次調波ＴＨの振幅ｋ及び位相角φｍを決定している。これに限ることなく、三次調波ＴＨの振幅ｋ及び位相角φｍは、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及び各位相角φｕ、φｖ、φｗの少なくとも一方を基に決定してもよい。

制御回路１４は、決定した振幅ｋ及び位相角φｍを基に、三次調波ＴＨを生成する（図５のステップＳ０５）。

制御回路１４は、三次調波ＴＨを生成した後、各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗのそれぞれに三次調波ＴＨを重畳させることにより、各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆを生成する（図５のステップＳ０６）。

制御回路１４は、各電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆとキャリア信号ＣＳとの比較により、各スイッチング素子２０のそれぞれの制御信号を生成する（図５のステップＳ０７）。

そして、制御回路１４は、生成した各制御信号を各スイッチング素子２０の制御端子に入力することにより、各スイッチング素子２０のオン・オフを制御する（図５のステップＳ０８）。すなわち、制御回路１４は、変換器１２による直流電力から交流電力への変換を制御する。これにより、制御回路１４は、変換器１２から電力系統２の不平衡に応じた無効電力及び逆相電力の少なくとも一方の不平衡な交流電力を供給し、電力系統２の交流電力の不平衡を抑制する。

このように、交直変換装置１０は、電力系統２の交流電力に不平衡が生じた際に、不平衡な交流電力を電力系統２に供給することにより、電力系統２の交流電力の不平衡を抑制し、電力系統２を安定させる。

図６（ａ）及び図６（ｂ）は、基礎信号及び電圧指令信号の一例を模式的に表すグラフ図である。
図６（ａ）は、各相の基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗ及び三次調波ＴＨの一例を表している。
図６（ｂ）は、各相の電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆ及びキャリア信号ＣＳの一例を表している。
図６（ａ）及び図６（ｂ）は、電力系統２の交流電力に不平衡が生じた場合を例示している。また、図６（ａ）及び図６（ｂ）は、三次調波ＴＨの振幅ｋ及び位相角φｍの調整を行わず、所定値とした場合の参考例を表している。

図６（ａ）及び図６（ｂ）に表したように、不平衡が生じた各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗに対して一定の三次調波ＴＨを重畳させた場合には、電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆに大きなピークが生じてしまう可能性がある。この例では、電圧指令信号Ｖｖｒｅｆのピークが大きくなっている。例えば、電圧指令信号Ｖｖｒｅｆのピークがキャリア信号ＣＳの振幅よりも大きくなると、出力電圧の制御性が低下し、高調波成分が高くなる。

図７（ａ）及び図７（ｂ）は、基礎信号及び電圧指令信号の一例を模式的に表すグラフ図である。
図７（ａ）及び図７（ｂ）では、図６（ａ）と同じ基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗに対して、振幅ｋ及び位相角φｍを調整した三次調波ＴＨを重畳させた例を表している。

図７（ａ）及び図７（ｂ）に表したように、三次調波ＴＨの振幅ｋ及び位相角φｍを調整することにより、例えば、電圧指令信号Ｖｕｒｅｆのピーク値、電圧指令信号Ｖｖｒｅｆのピーク値、及び、電圧指令信号Ｖｗｒｅｆのピーク値の最大値を最小とすることができる。この例では、電圧指令信号Ｖｖｒｅｆのピーク値を下げることができる。例えば、電圧指令信号Ｖｖｒｅｆのピーク値をキャリア信号ＣＳの振幅よりも低くすることができる。

このように、本実施形態に係る交直変換装置１０では、各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗの振幅及び位相角に応じて、三次調波ＴＨの振幅及び位相角を調整する。これにより、不平衡の交流電力を出力する場合においても、各電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆのピークを抑えることができる。例えば、直流電圧の利用率を向上させることができる。出力電圧の高調波成分を抑えることができる。

（第２の実施形態）
図８は、第２の実施形態に係る三次調波発生部を模式的に表すブロック図である。
図８に表したように、三次調波発生部３４は、最大値選択部５０、接点切替部５１と、接点５２ｕ、５２ｖ、５２ｗと、係数回路５３と、生成部５４と、を有する。なお、上記第１の実施形態と機能・構成上実質的に同じものについては、同符号を付し、詳細な説明を省略する。

最大値選択部５０には、各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗのそれぞれの振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力される。最大値選択部５０は、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの最大値を選択し、その最大値を接点切替部５１及び係数回路５３に入力する。

接点切替部５１には、最大値選択部５０で選択された最大値が入力されるとともに、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力される。接点切替部５１は、各接点５２ｕ、５２ｖ、５２ｗの制御端子に接続されている。接点切替部５１は、入力された振幅値及び最大値を基に、各接点５２ｕ、５２ｖ、５２ｗのオン・オフを切り替える。

接点５２ｕには、Ｕ相の基礎信号ＢＳｕの位相角φｕが入力される。接点５２ｖには、Ｖ相の基礎信号ＢＳｖの位相角φｖが入力される。接点５２ｗには、Ｗ相の基礎信号ＢＳｗの位相角φｗが入力される。各接点５２ｕ、５２ｖ、５２ｗは、生成部５４に接続されている。従って、各接点５２ｕ、５２ｖ、５２ｗのオン・オフにより、各位相角φｕ、φｖ、φｗのいずれかが選択的に生成部５４に入力される。

接点切替部５１は、振幅Ｖｕと最大値とを比較し、振幅Ｖｕと最大値とが同じである場合に、接点５２ｕをオンにする。同様に、接点切替部５１は、振幅Ｖｖと最大値とを比較し、振幅Ｖｖと最大値とが同じである場合に、接点５２ｖをオンにし、振幅Ｖｗと最大値とを比較し、振幅Ｖｗと最大値とが同じである場合に、接点５２ｗをオンにする。これにより、接点切替部５１は、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが最大の相の位相角を三次調波ＴＨの位相角φｍとして生成部５４に入力する。

係数回路５３は、入力された最大値に所定の係数をかけ、係数をかけた後の最大値を三次調波ＴＨの振幅ｋとして生成部５４に入力する。係数回路５３のかける係数は、例えば、１／６である。

生成部５４は、上記第１の実施形態と同様に、入力された振幅ｋ及び位相角φｍを基に、ｋ×ｓｉｎ（３θ＋φｍ）の式に基づいて三次調波ＴＨを生成する。そして、生成部５４は、生成した三次調波ＴＨを各加算器３６ｕ、３６ｖ、３６ｗに入力する。

このように、この例では、振幅が最大の相の基礎信号に合わせて三次調波ＴＨを生成する。この場合にも、各電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆのピークを抑えることができる。また、この場合には、上記第１の実施形態に比べて、三次調波ＴＨを容易に生成することができる。制御回路１４における三次調波ＴＨの生成の処理負荷を軽減することができる。

一方、上記第１の実施形態のように、電圧指令信号Ｖｕｒｅｆのピーク値、電圧指令信号Ｖｖｒｅｆのピーク値、及び、電圧指令信号Ｖｗｒｅｆのピーク値の最大値が最小となるように三次調波ＴＨを生成した場合には、各電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆのピークをより適切に抑えることができる。

（第３の実施形態）
図９は、第３の実施形態に係る三次調波発生部を模式的に表すブロック図である。
図９に表したように、三次調波発生部３４は、接点６０ｕ、６０ｖ、６０ｗと、係数回路６１と、減算器６２、６３と、絶対値回路６４と、最小値選択部６５、接点切替部６６と、生成部６７と、を有する。

接点６０ｕには、基礎信号ＢＳｕの振幅Ｖｕが入力される。接点６０ｖには、基礎信号ＢＳｖの振幅Ｖｖが入力される。接点６０ｗには、基礎信号ＢＳｗの振幅Ｖｗが入力される。各接点６０ｕ、６０ｖ、６０ｗは、係数回路６１に接続されている。これにより、各接点６０ｕ、６０ｖ、６０ｗのオン・オフにより、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのいずれかが選択的に係数回路６１に入力される。

減算器６２には、Ｖ相の基礎信号ＢＳｖの位相角φｖが入力される。また、減算器６２には、位相角φｖの基準値が入力される。この例では、１２０°が位相角φｖの基準値として減算器６２に入力される。減算器６２は、位相角φｖと基準値との差を算出し、算出した差を絶対値回路６４に入力する。

減算器６３には、Ｗ相の基礎信号ＢＳｗの位相角φｗが入力される。また、減算器６３には、位相角φｗの基準値が入力される。この例では、２４０°が位相角φｗの基準値として減算器６３に入力される。減算器６３は、位相角φｗと基準値との差を算出し、算出した差を絶対値回路６４に入力する。

絶対値回路６４には、各減算器６２、６３で算出された差が入力されるとともに、Ｕ相の基礎信号ＢＳｕの位相角φｕが入力される。絶対値回路６４は、入力された各値の絶対値を求め、各絶対値を最小値選択部６５及び接点切替部６６に入力する。すなわち、絶対値回路６４は、各位相角φｕ、φｖ、φｗの基準値との差の絶対値を最小値選択部６５及び接点切替部６６に入力する。

最小値選択部６５は、各位相角φｕ、φｖ、φｗの基準値との差の絶対値の最小値を選択し、その最小値を接点切替部６６に入力する。また、最小値選択部６５は、選択した最小値を三次調波ＴＨの位相角φｍとして生成部６７に入力する。

接点切替部６６は、各接点６０ｕ、６０ｖ、６０ｗの制御端子に接続されている。接点切替部６６は、入力された絶対値及び最小値を基に、各接点６０ｕ、６０ｖ、６０ｗのオン・オフを切り替える。

接点切替部６６は、位相角φｕの絶対値と最小値とを比較し、絶対値と最小値とが同じである場合に、接点６０ｕをオンにする。同様に、接点切替部６６は、位相角φｖの基準値との差の絶対値と最小値とを比較し、絶対値と最小値とが同じである場合に、接点６０ｖをオンにし、位相角φｗの基準値との差の絶対値と最小値とを比較し、絶対値と最小値とが同じである場合に、接点６０ｗをオンにする。これにより、接点切替部６６は、各位相角φｕ、φｖ、φｗと基準値との差の絶対値が最小の相の振幅を係数回路６１に入力する。

係数回路６１は、入力された振幅に所定の係数をかけ、係数をかけた後の振幅を三次調波ＴＨの振幅ｋとして生成部６７に入力する。係数回路６１のかける係数は、例えば、１／６である。

生成部６７は、入力された振幅ｋ及び位相角φｍを基に、ｋ×ｓｉｎ（３θ＋φｍ）の式に基づいて三次調波ＴＨを生成する。そして、生成部６７は、生成した三次調波ＴＨを各加算器３６ｕ、３６ｖ、３６ｗに入力する。

このように、この例では、各位相角φｕ、φｖ、φｗと基準値との差の絶対値が最小の相の基礎信号に合わせて三次調波ＴＨを生成する。この場合にも、各電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆのピークを抑えることができる。この場合には、上記第１の実施形態に比べて、三次調波ＴＨを容易に生成することができる。制御回路１４における三次調波ＴＨの生成の処理負荷を軽減することができる。

（第４の実施形態）
図１０は、第４の実施形態に係る三次調波発生部を模式的に表すブロック図である。
図１０に表したように、三次調波発生部３４は、減算器７０、７１と、平均値回路７２、７３と、係数回路７４と、生成部７５と、を有する。

減算器７０には、Ｖ相の基礎信号ＢＳｖの位相角φｖと、位相角φｖの基準値と、が入力される。この例では、１２０°が位相角φｖの基準値として減算器７０に入力される。減算器７０は、位相角φｖと基準値との差を算出し、算出した差を平均値回路７３に入力する。

減算器７１には、Ｗ相の基礎信号ＢＳｗの位相角φｗと、位相角φｗの基準値と、が入力される。この例では、２４０°が位相角φｗの基準値として減算器７１に入力される。減算器７１は、位相角φｗと基準値との差を算出し、算出した差を平均値回路７３に入力する。

平均値回路７２には、各基礎信号ＢＳｕ、ＢＳｖ、ＢＳｗのそれぞれの振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力される。平均値回路７２は、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの平均値を算出し、算出した平均値を係数回路７４に入力する。

平均値回路７３には、各減算器７０、７１で算出された差が入力されるとともに、Ｕ相の基礎信号ＢＳｕの位相角φｕが入力される。平均値回路７３は、入力された各値の平均値を求める。すなわち、平均値回路７３は、各位相角φｕ、φｖ、φｗの基準値との差の平均値を求める。平均値回路７３は、算出した平均値を三次調波ＴＨの位相角φｍとして生成部７５に入力する。

係数回路７４は、入力された振幅の平均値に所定の係数をかけ、係数をかけた後の振幅を三次調波ＴＨの振幅ｋとして生成部７５に入力する。係数回路７５のかける係数は、例えば、１／６である。

生成部７５は、入力された振幅ｋ及び位相角φｍを基に、ｋ×ｓｉｎ（３θ＋φｍ）の式に基づいて三次調波ＴＨを生成する。そして、生成部７５は、生成した三次調波ＴＨを各加算器３６ｕ、３６ｖ、３６ｗに入力する。

このように、この例では、各振幅Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの平均値、及び、各位相角φｕ、φｖ、φｗと基準値との差の平均値を基に、三次調波ＴＨを生成する。この場合にも、各電圧指令信号Ｖｕｒｅｆ、Ｖｖｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆのピークを抑えることができる。この場合には、上記第１の実施形態に比べて、三次調波ＴＨを容易に生成することができる。制御回路１４における三次調波ＴＨの生成の処理負荷を軽減することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

２…電力系統、 ４…直流回路、 ５…変圧器、 ６ａ、６ｂ…負荷、 ７…スコットトランス、 １０…交直変換装置、 １２…変換器、 １４…制御回路、 １６ｕ、１６ｖ、１６ｗ…電流検出器、 １７ｕ、１７ｖ、１７ｗ…電圧検出器、 １８ｕ、１８ｖ、１８ｗ…電流検出器、 ２０、２０ｕ、２０ｖ、２０ｗ、２０ｘ、２０ｙ、２０ｚ…スイッチング素子、 ２１、２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ、２１ｘ、２１ｙ、２１ｚ…整流素子、 ３０…基礎信号生成部、 ３２…振幅位相角検出部、 ３４…三次調波発生部、 ３６ｕ、３６ｖ、３６ｗ…加算器、 ４０…振幅位相角決定部、 ４２…生成部、 ４４…テーブルデータ、 ５０…最大値選択部、 ５１…接点切替部、 ５２ｕ、５２ｖ、５２ｗ…接点、 ５３…係数回路、 ５４…生成部、 ６０ｕ、６０ｖ、６０ｗ…接点、 ６１…係数回路、 ６２、６３…減算器、 ６４…絶対値回路、 ６５…最小値選択部、 ６６…接点切替部、 ６７…生成部、 ７０、７１…減算器、 ７２、７３…平均値回路、 ７４…係数回路、 ７５…生成部

Claims (5)

1. ブリッジ接続された自励式の複数のスイッチング素子を有し、直流回路及び多相交流の電力系統に接続され、前記複数のスイッチング素子のオン・オフにより、前記直流回路から供給される直流電力を前記多相交流の交流電力に変換し、前記交流電力を前記電力系統に供給する変換器と、
   前記電力系統の不平衡が検出された際に、前記電力系統の相毎に正弦波状の基礎信号を生成し、前記相毎の基礎信号に三次調波を重畳させて相毎の電圧指令信号を生成し、前記相毎の電圧指令信号と三角波状のキャリア信号との比較により、複数の制御信号を前記複数のスイッチング素子毎に生成し、前記複数の制御信号を前記複数のスイッチング素子に入力して、前記複数のスイッチング素子のオン・オフを制御することにより、前記不平衡に応じた無効電力及び逆相電力の少なくとも一方の前記交流電力を前記電力系統に供給する制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記相毎の基礎信号のそれぞれについて振幅及び位相角の少なくとも一方を検出し、検出した前記振幅及び位相角の少なくとも一方を基に、前記三次調波の振幅及び位相角を決定する交直変換装置。
2. 前記制御回路は、前記相毎の基礎信号のそれぞれの振幅及び位相角と、前記三次調波の振幅及び位相角と、を関連付けて記憶したテーブルデータを有し、前記相毎の電圧指令信号のそれぞれのピーク値の最大値が最小となる前記三次調波の振幅及び位相角を前記テーブルデータから読み出すことにより、前記三次調波の振幅及び位相角を決定する請求項１記載の交直変換装置。
3. 前記制御回路は、前記相毎の基礎信号のそれぞれの振幅の最大値の係数倍を前記三次調波の振幅として決定し、振幅が最大となる相の前記基礎信号の位相角を前記三次調波の位相角として決定する請求項１記載の交直変換装置。
4. 前記制御回路は、前記相毎の基礎信号のそれぞれの振幅の平均値の係数倍を前記三次調波の振幅として決定し、前記相毎の基礎信号のそれぞれの位相角の基準値との差の平均値を前記三次調波の位相角として決定する請求項１記載の交直変換装置。
5. ブリッジ接続された自励式の複数のスイッチング素子を有し、直流回路及び多相交流の電力系統に接続され、前記複数のスイッチング素子のオン・オフにより、前記直流回路から供給される直流電力を前記多相交流の交流電力に変換し、前記交流電力を前記電力系統に供給する変換器と、
   前記電力系統の不平衡が検出された際に、前記電力系統の相毎に正弦波状の基礎信号を生成し、前記相毎の基礎信号に三次調波を重畳させて相毎の電圧指令信号を生成し、前記相毎の電圧指令信号と三角波状のキャリア信号との比較により、複数の制御信号を前記複数のスイッチング素子毎に生成し、前記複数の制御信号を前記複数のスイッチング素子に入力して、前記複数のスイッチング素子のオン・オフを制御することにより、前記不平衡に応じた無効電力及び逆相電力の少なくとも一方の前記交流電力を前記電力系統に供給する制御回路と、
   を備えた交直変換装置の制御方法であって、
   前記相毎の基礎信号のそれぞれについて振幅及び位相角の少なくとも一方を検出する工程と、
   検出した前記振幅及び位相角の少なくとも一方を基に、前記三次調波の振幅及び位相角を決定する工程と、
   を有する交直変換装置の制御方法。

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