JP2017538326A - 位相シフトミキサ - Google Patents

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Abstract

直交位相合成および調整を実行することは、複数の周波数変換信号を生成するように構成された複数のミキシング回路であって、複数のミキシング回路のうちの少なくとも1つのミキシング回路が複数のパスとともに構成され、各々のパスが1つの線形性モードを表す、複数のミキシング回路と、差分ベースバンド出力信号を生成するために複数の周波数変換信号を合成するように構成された複数の合成回路とを含む。

Description

本発明は、一般にミキサに関し、より詳細には、ミキサ内の位相調整回路に関する。
ワイヤレス通信ネットワークは、テレフォニー、ビデオ、データ、メッセージング、ブロードキャストなどの様々な通信サービスを提供するために広く展開されている。通常、多元接続ネットワークであるそのようなネットワークは、利用可能なネットワークリソースを共有することによって、複数のユーザのための通信をサポートする。たとえば、1つのネットワークは、EVDO(エボリューションデータ最適化(Evolution-Data Optimized))、1xRTT(1倍無線伝送技術(1 times Radio Transmission Technology)、もしくは単に1x)、W-CDMA(広帯域符号分割多元接続(Wideband Code Division Multiple Access))、UMTS-TDD(ユニバーサルモバイル電気通信システム(Universal Mobile Telecommunications System)-時分割複信(Time Division Duplexing))、HSPA(高速パケットアクセス(High Speed Packet Access))、GPRS(汎用パケット無線サービス(General Packet Radio Service))、またはEDGE(グローバルエボリューションのための拡張データレート(Enhanced Data rates for Global Evolution))を含む種々の3G無線アクセス技術(RAT)のうちの任意のものを介してネットワークサービスを提供し得る3G(第3世代携帯電話規格および技術)システムであり得る。3Gネットワークは、音声通話に加えて、高速インターネットアクセスおよびビデオ電話技術を組み込むように進化した広域セルラー電話ネットワークである。さらに、3Gネットワークは、他のネットワークシステムよりも確立され、他のネットワークシステムよりも大きいカバレージエリアを提供する場合がある。そのような多元接続ネットワークは、符号分割多元接続(CDMA)システム、時分割多元接続(TDMA)システム、周波数分割多元接続(FDMA)システム、直交周波数分割多元接続(OFDMA)システム、シングルキャリアFDMA(SC-FDMA)ネットワーク、第3世代パートナーシッププロジェクト(3GPP)ロングタームエボリューション(LTE)ネットワーク、およびロングタームエボリューションアドバンスト(LTE-A)ネットワークを含む場合もある。
ワイヤレス通信ネットワークは、いくつかの移動局のための通信をサポートすることができるいくつかの基地局を含み得る。移動局(MS)は、ダウンリンクおよびアップリンクを介して基地局(BS)と通信し得る。ダウンリンク(または順方向リンク)は、基地局から移動局への通信リンクを指し、アップリンク(または逆方向リンク)は、移動局から基地局への通信リンクを指す。基地局は、ダウンリンク上で移動局にデータおよび制御情報を送信する場合があり、ならびに/または、アップリンク上で移動局からデータおよび制御情報を受信する場合がある。
本開示の詳細は、その構造と動作の両方に関して、同様の参照番号が同様の部分を指す添付のさらなる図面の検討によって部分的に収集され得る。
米国特許出願第14/465,442号 米国特許第6,960,962号 米国特許第8,072,255号
特許請求の範囲に記載の手段を用いて課題を解決する。
アクセスポイントおよびユーザ端末を有するワイヤレス通信システムを示す図である。 ワイヤレスシステムにおけるアクセスポイントおよび2つのユーザ端末のブロック図である。 本開示のいくつかの実施形態による、図2のトランシーバフロントエンドなどの例示的なトランシーバフロントエンドのブロック図である。 Q成分がI成分と正確に90°位相がずれるように、I成分とQ成分との間に位相の不整合がない理想的なI成分およびQ成分のベクトル図である。 I成分とQ成分との間に多少の位相の不平衡がある(理想的な90°よりも大きいまたは小さい)I成分およびQ成分のベクトル図である。 単信位相不平衡補正において(たとえば、ミキサによって生成されたIまたはQのベースバンド信号に意図的な遅延を導入することによって)位相シフトされる、IもしくはQのいずれかのローカル発振(LO:local oscillator)および/またはベースバンド(BB)信号を示す、I成分およびQ成分のベクトル図である。 複信位相不平衡調整を達成するために1/16の分数に限定されない、補助ミキサの出力の任意の適切な一部分を使用してI成分とQ成分とを合成するベクトル図である。 本開示の一実施形態による、補助ミキサを使用した例示的な位相不平衡調整回路のブロック図である。 本開示の一実施形態による、様々な信号を使用した、図5の位相不平衡調整回路の例示的な実装形態の概略図である。 本開示の一実施形態による、様々な信号を使用した、図5の位相不平衡調整回路と、固定補助ミキサおよび可変補助ミキサを含む、図6Aに示す補助ミキサとの例示的な実装形態の概略図である。 本開示の一実施形態による、補助ミキサを使用した位相不平衡調整システムおよび関連の信号の式を表すブロック図である。 本開示の一実施形態による、図6Aの実装形態に対応する複信I/Q位相不平衡調整の一例を示す図である。 本開示の一実施形態による、補助ミキサを使用した位相不平衡調整回路を有する例示的なRFフロントエンド(RFFE)の概略図である。 本開示の一実施形態による、(たとえば、上記で説明した補助ミキサなしに)直交位相ミキサ出力信号の部分的な合成を使用した位相不平衡調整回路を有する例示的なRFFE1000の概略図である。 本開示の一実施形態による、補助ミキサを使用しない位相不平衡調整のためのシステムおよび関連の信号の式を表すブロック図である。 本開示の実施形態による、直交位相ミキサ出力信号の部分的な合成を使用した位相不平衡調整回路の例示的な実装形態の概略図である。 本開示の実施形態による、直交位相ミキサ出力信号の部分的な合成を使用した位相不平衡調整回路の例示的な実装形態の概略図である。 図10のRFFEまたはその実装形態などにおける、直交位相ミキサ出力信号の部分的な合成を使用した位相不平衡調整回路によって実行され得る、考えられるI-Q補正の一例を示す図である。 本開示の実施形態による、メインミキサまたは補助ミキサなどの、位相不平衡調整回路におけるミキサとして使用され得る例示的な二重平衡ミキサを示す図である。 本開示の実施形態による、様々な例示的な極性制御回路および/またはゲイン制御回路を有する例示的なミキサの実装形態を示す図である。 本開示の実施形態による、様々な例示的な極性制御回路および/またはゲイン制御回路を有する例示的なミキサの実装形態を示す図である。 本開示の実施形態による、様々な例示的な極性制御回路および/またはゲイン制御回路を有する例示的なミキサの実装形態を示す図である。 本開示の実施形態による、様々な例示的な極性制御回路および/またはゲイン制御回路を有する例示的なミキサの実装形態を示す図である。 本開示の実施形態による、様々な例示的な極性制御回路および/またはゲイン制御回路を有する例示的なミキサの実装形態を示す図である。 本開示の実施形態による、様々な例示的な極性制御回路および/またはゲイン制御回路を有する例示的なミキサの実装形態を示す図である。 本開示の一実施形態による、補助ミキサ内の位相不平衡調整回路におけるミキサとして使用され得る例示的な二重平衡ミキサ(図14に示すミキサと同様)を示す図である。 本開示の一実施形態による補助ミキサデバイスの例示的な実装形態の概略図である。 本開示の別の実施形態による補助ミキサデバイスの例示的な実装形態の概略図である。
本開示のいくつかの実施形態は、一般に、位相シフトミキサを含む無線周波数(RF)回路における直交位相合成および調整に関する。一実施形態では、本開示は、補助ミキサデバイスにおけるベースバンド(BB)のI成分およびQ成分において位相不平衡を調整することを提供する。特定の実施形態では、各補助ミキサデバイスは、複数線形性モードの複数のパスを有するデバイスの組合せとして構成される。以下に記載する詳細な説明は、本開示の例示的な設計の説明を意図しており、本開示を実践することができる唯一の設計を表すことを意図していない。
「例示的」という用語は、本明細書では、「例、事例、または例示の働きをすること」を意味するために使用される。本明細書で「例示的」として説明されている任意の設計は、必ずしも他の設計よりも好ましいまたは有利であると解釈されるべきではない。詳細な説明は、本開示の例示的な設計の完全な理解を提供する目的のための具体的な詳細を含む。本明細書に記載される例示的な設計は、これらの具体的な詳細なしに実施され得ることは当業者には明らかであろう。いくつかの例において、よく知られている構造およびデバイスは、本明細書に提示される例示的な設計の新規性を不明瞭にしないためにブロック図の形で示されている。
本明細書で説明される技術は、符号分割多元接続(CDMA)、直交周波数分割多重(OFDM)、時分割多元接続(TDMA)、空間分割多元接続(SDMA)、シングルキャリア周波数分割多元接続(SC-FDMA)、時分割同期符号分割多元接続(TD-SCDMA)などの種々のワイヤレス技術と組み合わせて使用することができる。複数のユーザ端末は、異なる(1)CDMAのための直交符号チャネル、(2)TDMAのためのタイムスロット、または(3)OFDMのためのサブバンドを介して、データを同時に送信/受信することができる。CDMAシステムは、IS-2000、IS-95、IS-856、広帯域CDMA(W-CDMA)、またはいくつかの他の規格を実装し得る。OFDMシステムは、電気電子技術者協会(IEEE)802.11(ワイヤレスローカルエリアネットワーク(WLAN))、IEEE802.16(ワールドワイドインターオペラビリティフォーマイクロウェーブアクセス(WiMAX))、ロングタームエボリューション(LTE)(たとえば、TDDおよび/またはFDDモードにおける)、またはいくつかの他の規格を実装し得る。TDMAシステムは、グローバルシステムフォーモバイルコミュニケーションズ(GSM(登録商標))、またはいくつかの他の規格を実装し得る。これらの種々の規格は、当該技術分野において知られている。本明細書で説明する技法は、全地球航法衛星システム(GNSS)、ブルートゥース(登録商標)、IEEE802.15(ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク(WPAN))、近接場通信(NFC)、スモールセル、周波数変調(FM)などを含む、無線周波数(RF)技術を使用した様々な他の適切なワイヤレスシステムのいずれかにおいて実装される場合もある。
例示的なワイヤレスシステム
図1は、アクセスポイントおよびユーザ端末を有するワイヤレス通信システム100を示す。簡単のために、図1にはただ1つのアクセスポイント110が示されている。アクセスポイント(AP)は、一般的に、ユーザ端末と通信する固定局であり、基地局(BS)、進化型ノードB(eNB)、または何らかの他の用語とも呼ばれる場合もある。ユーザ端末(UT)は、固定または可動である場合があり、移動局(MS)、アクセス端末、ユーザ機器(UE)、局(STA)、クライアント、ワイヤレスデバイス、またはなにか他の用語も呼ばれる場合もある。ユーザ端末は、セルラー電話、携帯情報端末(PDA)、ハンドヘルドデバイス、ワイヤレスモデム、ラップトップコンピュータ、タブレット、パーソナルコンピュータなどのワイヤレスデバイスであり得る。
アクセスポイント110は、ダウンリンクおよびアップリンク上で所与の瞬間において1つまたは複数のユーザ端末120と通信し得る。ダウンリンク(すなわち、順方向リンク)はアクセスポイントからユーザ端末への通信リンクであり、アップリンク(すなわち、逆方向リンク)はユーザ端末からアクセスポイントへの通信リンクである。ユーザ端末は、別のユーザ端末とピアツーピアに通信する場合もある。システムコントローラ130は、アクセスポイントに結合し、アクセスポイントの調整および制御を行う。
システム100は、ダウンリンクおよびアップリンク上でのデータ送信のために複数の送信アンテナおよび複数の受信アンテナを使用する。アクセスポイント110は、ダウンリンク送信のための送信ダイバーシティおよび/またはアップリンク送信のための受信ダイバーシティを達成するために、数Napのアンテナを備え得る。選択されたユーザ端末120のセットNuは、ダウンリンク送信を受信し、アップリンク送信を送信し得る。各選択されたユーザ端末は、ユーザ固有のデータをアクセスポイントに送信し、かつ/またはアクセスポイントからユーザ固有のデータを受信する。一般に、各選択されたユーザ端末は、1つまたは複数のアンテナを備え得る(すなわち、Nut≧1)。Nuの選択されたユーザ端末は、同じまたは異なる数のアンテナを有することができる。
ワイヤレスシステム100は、時分割複信(TDD)システムまたは周波数分割複信(FDD)システムであってもよい。TDDシステムに関して、ダウンリンクおよびアップリンクは、同じ周波数帯域を共有し得る。FDDシステムに関して、ダウンリンクおよびアップリンクは、異なる周波数帯域を使用する。システム100は、送信のために単一のキャリアまたは複数のキャリアを利用する場合もある。各ユーザ端末は、(たとえば、コストを抑えるために)単一のアンテナを備えるか、または(たとえば、追加コストをサポートすることができる場合)複数のアンテナを備える場合がある。
図2は、ワイヤレスシステム100におけるアクセスポイント110ならびに2つのユーザ端末120mおよび120xのブロック図を示す。アクセスポイント110は、Napのアンテナ224a〜224apを備える。ユーザ端末120mは、Nut,m個のアンテナ252maから252muを備え、ユーザ端末120xは、Nut,x個のアンテナ252xa〜252xuを備える。アクセスポイント110は、ダウンリンクでは送信エンティティであり、アップリンクでは受信エンティティである。各ユーザ端末120は、アップリンクでは送信エンティティであり、ダウンリンクでは受信エンティティである。本明細書で使用する「送信エンティティ」は、周波数チャネルを介してデータを送信することが可能な独立動作型の装置またはデバイスであり、「受信エンティティ」は、周波数チャネルを介してデータを受信することが可能な独立動作型の装置またはデバイスである。以下の説明では、下付き文字「dn」は、ダウンリンクを表し、下付き文字「up」は、アップリンクを表し、Nup個のユーザ端末が、アップリンク上の同時伝送のために選択され、Ndn個のユーザ端末が、ダウンリンク上の同時伝送のために選択され、Nupは、Ndnと等しくてもよく、または等しくなくてもよく、NupおよびNdnは、静的な値であってもよく、または、スケジューリング間隔ごとに変化することができる。アクセスポイントおよびユーザ端末において、ビームステアリングまたは何らかの他の空間処理技法が使用され得る。
アップリンク上では、アップリンク送信のために選択された各ユーザ端末120において、TXデータプロセッサ288が、データソース286からトラフィックデータを受信し、コントローラ280から制御データを受信する。TXデータプロセッサ288は、ユーザ端末のために選択されたレートに関連付けられる符号化および変調方式に基づいて、ユーザ端末のためのトラフィックデータ{dup}を処理(たとえば、符号化、インターリーブ、および変調)し、Nut,m個のアンテナのうちの1つにデータシンボルストリーム{sup}を与える。トランシーバフロントエンド(TX/RX)254(無線周波数フロントエンド(RFFE)としても知られる)が、アップリンク信号を生成するために、それぞれのシンボルストリームを受信し、処理(たとえば、アナログに変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート)する。また、トランシーバフロントエンド254は、たとえば、RFスイッチを介して、送信ダイバーシティのためのNut,m個のアンテナのうちの1つにアップリンク信号をルーティングしてもよい。コントローラ280は、トランシーバフロントエンド254内のルーティングを制御し得る。
アップリンク上の同時伝送のために、数がNup個のユーザ端末をスケジューリングし得る。これらのユーザ端末の各々は、アップリンク上で処理されたシンボルストリームのそのセットをアクセスポイントに送信する。
アクセスポイント110において、Nap個のアンテナ224aから224apは、アップリンク上で送信するすべてのNup個のユーザ端末からのアップリンク信号を受信する。受信ダイバーシティでは、トランシーバフロントエンド222は、処理のためにアンテナ224のうちの1つから受信された信号を選択し得る。本開示のいくつかの実施形態では、複数のアンテナ224から受信された信号の合成は、強化された受信ダイバーシティのために結合され得る。アクセスポイントのトランシーバフロントエンド222はまた、ユーザ端末のトランシーバフロントエンド254によって実行されるものを補足する処理を実行し、復元されたアップリンクデータシンボルストリームを提供する。受信されたアップリンクデータシンボルストリームは、ユーザ端末によって送信されたデータシンボルストリーム{sup}の推定値である。RXデータプロセッサ242は、そのストリームのために使用されたレートに従って復元されたアップリンクデータシンボルストリームを処理(たとえば、復調、デインターリーブ、および復号)して、復号データを得る。ユーザ端末ごとの復号データは、記憶のためにデータシンク244に提供され、かつ/または、さらに処理するためにコントローラ230に提供される場合がある。
ダウンリンク上で、アクセスポイント110において、TXデータプロセッサ210が、ダウンリンク送信のためにスケジュールされたNdn個のユーザ端末のためのデータソース208からのトラフィックデータと、コントローラ230からの制御データと、場合によってはスケジューラ234からの他のデータとを受信する。様々なタイプのデータは、異なるトランスポートチャネル上で送られる場合がある。TXデータプロセッサ210は、各ユーザ端末のために選択されたレートに基づいて、そのユーザ端末のトラフィックデータを処理(たとえば、符号化、インターリーブ、変調)する。TXデータプロセッサ210は、Napのアンテナのうちの1つから送信されるNdn個のユーザ端末のうちの1つまたは複数のためのダウンリンクデータシンボルストリームを与え得る。トランシーバフロントエンド222は、ダウンリンク信号を生成するために、シンボルストリームを受信し、処理(たとえば、アナログ変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート)する。トランシーバフロントエンド222は、たとえば、RFスイッチを介して、送信ダイバーシティのためにNapのアンテナ224のうちの1つまたは複数にダウンリンク信号をルーティングする場合もある。コントローラ230は、トランシーバフロントエンド222内のルーティングを制御し得る。
各ユーザ端末120において、Nut,m個のアンテナ252は、アクセスポイント110からダウンリンク信号を受信する。ユーザ端末120における受信ダイバーシティでは、トランシーバフロントエンド254は、処理のためにアンテナ252のうちの1つから受信される信号を選択し得る。本開示のいくつかの実施形態では、複数のアンテナ252から受信された信号の合成は、強化された受信ダイバーシティのために結合され得る。ユーザ端末のトランシーバフロントエンド254はまた、アクセスポイントのトランシーバフロントエンド222によって実行されるものを補足する処理を実行し、復元されたダウンリンクデータシンボルストリームを提供する。RXデータプロセッサ270は、ユーザ端末のための復号データを得るために、復元されたダウンリンクデータシンボルストリームを処理(たとえば、復調、デインターリーブ、および復号)する。
当業者は、本明細書で説明される技法が、一般に、TDMA、SDMA、直交周波数分割多元接続(OFDMA)、CDMA、SC-FDMA、TD-SCDMA、およびそれらの組合せなどの、任意のタイプの多元接続方式を利用するシステムにおいて適用され得ることを認識されよう。
図3は、本開示のいくつかの実施形態による、図2のトランシーバフロントエンド222、254などの例示的なトランシーバフロントエンド300のブロック図である。トランシーバフロントエンド300は、1つまたは複数のアンテナを介して信号を送信するための送信(TX)パス302(送信チェーンとしても知られる)と、それらのアンテナを介して信号を受信するための受信(RX)パス304(受信チェーンとしても知られる)とを含む。TXパス302とRXパス304がアンテナ303を共有するとき、これらのパスは、インターフェース306を介してアンテナと接続される場合があり、インターフェース306は、デュプレクサ、スイッチ、ダイプレクサ、表面弾性波(SAW)フィルタなどの、様々な適切なRFデバイスのうちのいずれかを含み得る。例示的なトランシーバフロントエンドは、全体が参照により本明細書に組み込まれる、2014年8月21日に出願された「Quadrature Combining and Adjusting」という名称の米国特許出願第14/465,442号に見出される場合がある。さらに、半複信システムにおいて、トランスミッタの同時動作の欠如のためにレシーバSAWフィルタを除去するために(「SAWレス」)いくつかの技法を使用することができる。しかしながら、入力SAWフィルタの除去により、低雑音増幅器(LNA)入力において高入力レベルのジャマーが存在する。さらに、入力SAWフィルタの除去が、ダイナミックレンジの要求を110dBまで増加させる。
TXパス302は、デジタルアナログ変換器(DAC)308から同相(I)または直交位相(Q)のベースバンドアナログ信号を受信するが、ベースバンドフィルタ(BBF)310、ミキサ312、ドライバ増幅器(DA)314、および電力増幅器316を含み得る。BBF310、ミキサ312、およびDA314は、無線周波数集積回路(RFIC)に含まれる場合があるが、PA316は、しばしばRFICの外部にある。BBF310は、DAC308から受け取ったベースバンド信号をフィルタリングし、ミキサ312は、フィルタリングされたベースバンド信号を送信ローカル発振(LO)信号とミキシングし、対象ベースバンド信号を異なる周波数に変換する(たとえば、ベースバンドからRFにアップコンバートする)。この周波数変換プロセスは、LO周波数および対象信号の周波数の和周波数および差周波数を生成する。和周波数および差周波数は、ビート周波数と呼ばれる。ビート周波数は、一般に、ミキサ312によって出力される信号が典型的にはRF信号となるように、RFレンジにあり、これらのRF信号は、アンテナ303によって送信される前にDA314およびPA316によって増幅される。
RXパス304は、低雑音増幅器(LNA)322、ミキサ324、およびベースバンドフィルタ(BBF)326を含む。LNA322、ミキサ324、およびBBF326は、無線周波数集積回路(RFIC)に含まれる場合があるが、このRFICは、TXパス構成要素を含むRFICと同じであるか、または同じでない場合がある。アンテナ303を介して受信されたRF信号はLNA322によって増幅される場合があり、ミキサ324は、増幅されたRF信号を受信ローカル発振(LO)信号とミキシングし、対象RF信号を異なるベースバンド周波数に変換する(すなわち、ダウンコンバートする)。ミキサ324によって出力されたベースバンド信号は、デジタル信号処理のためにアナログデジタル変換器(ADC)328によってデジタルI信号またはQ信号に変換される前にBBF326によってフィルタリングされ得る。
LOの出力が周波数に関して安定したままであることが望ましいが、異なる周波数に同調させることは、可変周波数発振器を使用することを示し、これは、安定性と同調性との間の妥協を伴う。現代のシステムは、特定の同調範囲を有する安定した同調可能LOを生成するために、電圧制御発振器(VCO)を備える周波数シンセサイザを利用する。したがって、送信LOは、一般に、TX周波数合成器318によって生成され、ミキサ312内のベースバンド信号とミキシングされる前に増幅器320によってバッファされるか、または増幅される場合がある。同様に、受信LOは、一般に、RX周波数合成器330によって生成され、ミキサ324内のRF信号とミキシングされる前に増幅器332によってバッファされるか、または増幅される場合がある。送信LO(および/または受信LO)は、たとえば、VCO信号を整数値によって周波数分割することによって、またはVCO周波数をLO周波数に変換するLO生成回路を使用することによって生成され得る。例示的なLO生成回路は、全体が参照により本明細書に組み込まれる、2001年12月10日に出願された「Local Oscillator Leakage Control in Direct Conversion Processes」という名称のPeterzellらによる米国特許第6,960,962号で見受けられ得る。図3には示していないが、当業者は、送信LO(または受信LO)周波数分割回路または生成回路が、TX周波数合成器318(またはRX周波数合成器330)の内部に存在することを理解されよう。
例示的な直交位相合成および調整
無線周波数(RF)信号を送信するワイヤレス通信システムは、一般に、同相(I)成分および直交位相(Q)成分を利用するが、Q成分はI成分と約90°位相がずれている。理想的には、Q成分がI成分と正確に90°位相がずれるように、I成分とQ成分との間に位相の不整合が存在しない。この理想的な場合を図4Aのベクトル図400に示すが、「P」と「M」は、正と負の差分信号を表す。したがって、ベクトルQPは差分Q信号の+Q信号のゲインおよび位相を表すが、ベクトルQMは-Q信号のゲインおよび位相を表す。同様に、ベクトルIPは差分I信号の+I信号のゲインおよび位相を表すが、ベクトルIMは-I信号のゲインおよび位相を表す。
しかしながら、一般に、図4Bのベクトル図410に示すように、I成分とQ成分との間に何らかの位相不平衡(理想的な90°よりも大きいまたは小さい)が存在し、その結果、残留側波帯(RSB)が増加する(すなわち、イメージリジェクションを受ける)。そのような位相不平衡は、現実世界のRF回路では極めて一般的であり、回路構成要素(たとえば、トランジスタ、抵抗器、およびキャパシタ)がIパスとQパスとの間で完全には整合しないときに生じる。
RSB位相誤差を除去するために、IもしくはQのいずれかのローカル発振(LO)および/またはベースバンド(BB)信号は、たとえば、IP/IM信号が実線422から点線424へ調整される、図4Cのベクトル図420に示すように、単信位相不平衡補正において(たとえば、ミキサによって生成されたIまたはQのベースバンド信号に意図的な遅延を導入することによって)位相シフトされ得る。しかしながら、この単信補正は、調整されたIP/IM信号がQP/QM信号よりも小さい振幅を有する、点線424によって示されるように、振幅誤差をもたらす場合がある。
したがって、必要なものは、振幅誤差をもたらさない改善されたRSB位相誤差較正のための技法および装置である。
補助ミキサを使用した位相調整
本開示のいくつかの実施形態は、ベースバンド(BB)のI成分およびQ成分における位相不平衡を補正するために、ワイヤレス通信デバイスのRFFE内のIミキサおよびQミキサの出力の位相不平衡調整を実行する。いくつかの実施形態では、この調整は、従来のIミキサおよびQミキサとともに補助ミキサを使用して実行され得る。
図5は、本開示の一実施形態による、補助ミキサ502、504を使用した例示的な位相不平衡調整回路500のブロック図である。図5は、上から下に、I補助ミキサ502、Iミキサ506、Qミキサ508、およびQ補助ミキサ504を示す。2つの補助ミキサ502、504は、部分的なQ出力(たとえば、Q補助ミキサによって出力された信号のゲインの分数)をI出力と合成し(たとえば、電流を合成し)、部分的なI出力をQ出力と合成するために使用される。この例では、I補助ミキサ502の出力の1/16が(たとえば、電流和を介して)Qミキサ508の出力と合成され、Q補助ミキサ504の出力の1/16がIミキサ506の出力と合成される。本開示のいくつかの実施形態は、補助ミキサ502、504の出力の任意の適切な部分を使用する場合があり、1/16の分数には限定されない。このようにしてIミキサ出力とQミキサ出力とを合成することによって、図4Dのベクトル図430に示すように、複信位相不平衡調整が達成され得る。複信位相不平衡調整があれば、IP/IM差分信号ペアとQP/QM差分信号ペアの両方の位相が、それぞれ、実線431、432から点線433、434へ調整される。
図6Aは、本開示の一実施形態による、様々な信号を使用した、図5の位相不平衡調整回路500の例示的な実装形態の概略図である。通常のIミキサおよび通常のQミキサ606、608は、太字のミキシングステージによって示されるが、補助Iミキサおよび補助Qミキサ602、604は、細字の積み重なったミキシングによって表される。通常のIミキサおよび通常のQミキサ606、608ならびに補助Iミキサおよび補助Qミキサ602、604は、単一平衡ミキサまたは二重平衡ミキサであり得る。通常のIミキサおよび通常のQミキサ606、608ならびに補助Iミキサおよび補助Qミキサ602、604は、本明細書で説明するミキサ、および、全体が参照により本明細書に組み込まれる、2008年7月7日に出願された「Quadrature Radio Frequency Mixer with Low Noise and Low Conversion Loss」という名称のCicaliniへの米国特許第8,072,255号に記載されたミキサなどの、ミキサ出力信号をスケーリングすることを可能にする任意のミキサ構造を用いて実装され得る。さらに、通常のIミキサおよび通常のQミキサ606、608ならびに補助Iミキサおよび補助Qミキサ602、604は、許容可能な雑音および変換ゲインを与えるデューティサイクルなどの任意の適切なデューティサイクルでLO信号を受信し得る。たとえば、ミキサは、公称上、25%、公称上25%よりもわずかに大きいか、または公称上50%デューティサイクルのIおよびQのLO信号で実装され得る。
「X」ボックスは、補助Iミキサおよび補助Qミキサ602、604の差分出力が(2つの差分信号線を効果的に交換することによって)振幅調整および/または位相反転され得る、極性制御回路および/またはゲイン制御回路610を表す。極性制御回路および/またはゲイン制御回路610の分解図は、例示的なデバイス(可変抵抗器と組み合わされる場合があるか、または3極管領域において動作されるトランジスタ612と組み合わされるか、もしくはトランジスタ612を用いて実装される場合があるスイッチ)と、極性制御および/またはゲイン制御を実装するための接続とを示す。極性制御回路および/またはゲイン制御回路610のより詳細な例について、以下に説明する。
入力RF信号(RFin)は、低雑音増幅器(LNA)622によって増幅されるか、バッファされるか、または減衰され得る。LNA622は、入力電圧を受け取り、出力電流を生成するように構成された相互コンダクタンス増幅器であり得る。LNA622は、シングルエンド信号または差分信号を出力し得る。LNA622の出力が図6Aに示すように差分信号である場合、通常のIミキサおよび通常のQミキサ606、608ならびに補助Iミキサおよび補助Qミキサ602、604は、二重平衡ミキサである可能性が最も高い。しかしながら、LNA622の出力がシングルエンド信号である場合、通常および補助のIミキサおよびQミキサは、単一平衡ミキサである可能性が最も高い。
LNA622からの出力信号は、通常のIミキサ606によって同相LO(LO_I)とミキシングされ、通常のIミキサ606に入力された2つの信号の和および差における周波数成分を有する出力同相信号(I_out)を生成する場合がある。同様に、LNA622からの出力信号は、通常のQミキサ608によって直交位相LO(LO_Iと90°位相がずれているLO_Q)とミキシングされ、通常のQミキサ608に入力された2つの信号の和および差における周波数成分を有する出力直交位相信号(Q_out)を生成する場合もある。さらに、補助Iミキサ602は、LNA622からの出力信号をLO_Iとミキシングする場合があり、出力ミキシング信号は、Q_outを形成するために通常のQミキサ608の出力と合成される。いくつかの実施形態では、極性制御回路および/またはゲイン制御回路610は、通常のQミキサ608の出力と合成する前に補助Iミキサ602からの出力信号を反転および/または減衰させるために使用され得る。同様に、補助Qミキサ604は、LNA622からの出力信号をLO_Qとミキシングする場合があり、この出力ミキシング信号は、I_outを形成するために通常のIミキサ606の出力と合成される。いくつかの実施形態では、極性制御回路および/またはゲイン制御回路610は、通常のIミキサ606の出力と合成する前に補助Qミキサ604からの出力信号を反転および/または減衰させるために使用され得る。このようにして、補助ミキサ602、604は、図4Dに示す複信位相不平衡調整を達成するために使用され得る。いくつかの実施形態では、通常のミキサおよび補助ミキサからの信号の合成は、それぞれの信号を電流加算するための加算ノード614において生じる場合がある。
いくつかの実施形態では、図6Aに示す補助ミキサ602、604は、図6Bに示すように、固定補助ミキサおよび可変補助ミキサを含み得る。固定補助Iミキサおよび固定補助Qミキサ602a、604aは、それぞれ、通常のQミキサおよび通常のIミキサ608、606によって生成された、QおよびIのベースバンド信号(たとえば、Q_outおよびI_out)に一定の位相シフトを加える場合がある。対照的に、可変補助Iミキサおよび可変補助Qミキサ602b、604bは、可変ミキサ内のトランジスタのゲート電圧を変化させることによってRSBが補正され(または、少なくとも低減され)得るように調整可能である。固定補助ミキサ602a、604aは、同じ量だけI_主軸およびQ_主軸全体の位相を回転させる効果を有する。このことは、図6Bの簡略化された2ベクトル図650に示される。IB_fix_auxの位相シフトは、Q_fix_auxのシフトに等しく、反時計回りにコンスタレーション全体(ここでは、Q_メインベクトルおよびI_メインベクトル)を回転させる。IB_fix_auxおよびQ_fix_auxの位相シフトの大きさおよび角度方向が図6Bによって限定されないことを理解されたい。固定成分(IB_fix_auxおよびQ_fix_aux)とは対照的に、可変成分(IB_var_auxおよびQ_var_aux)は、別個に制御される場合があり、位相不平衡を補正する(または、少なくとも低減する)ためにI_メインベクトルおよびQ_メインベクトルを異なる量、回転させる場合がある。図6Bの簡略化された位相の例は、図6Bの対応する回路におけるミキサ出力接続と一致して、IB_var_auxとQ_var_auxにIB_fix_auxとQ_fix_auxが加算されることを示す。しかしながら、IB_var_auxおよびQ_var_auxは、可変補助Iミキサおよび可変補助Qミキサ602b、604bへの極性制御の追加を用いて、いずれかの角度方向に調整される場合がある。IB_var_auxおよびQ_var_auxからの調整の大きさは、図6Bによって限定されず、調整回路のないI_メイン信号パスおよびQ_メイン信号パスにおけるオフセットを補正するように設定される場合があることを理解されたい。図4Dは、図6Bの回路を用いて可能な補正のより完全な例示的なベクトル表示である。
図7は、本開示の一実施形態による、補助ミキサを使用した位相不平衡調整を概念的に示し、関連の信号の式を表すブロック図である。RF信号702は、Iミキサ606およびQミキサ608に入力として与えられる場合がある。補助ブランチにおいて、信号の振幅(α/2)は、通常のミキサの出力の分数であり得る。言い換えれば、補助ミキサ602、604(または、より詳細には、補助ミキサ内に実装されるか、または補助ミキサと接続されるゲイン制御回路704、706)は、別のミキサからの出力と合成するために部分的な信号を出力し得る。たとえば、図示するように、Qミキサ608からの出力708は、補助Iミキサ602からの部分的な出力710と合成される(たとえば、加算される)場合があり、Iミキサ606からの出力712は、補助Qミキサ604からの部分的な出力714と合成される場合がある。これらの信号の合成716、718は、それぞれ、Qベースバンド(BB)回路およびIベースバンド(BB)回路720、722(たとえば、BBフィルタ)内で処理される場合があり、それによって、図7に示す関連の式を有する位相補正同相出力(PCIO:phase-corrected in-phase output)信号および位相補正直交位相出力(PCQO:phase-corrected quadrature output)信号につながる。
図8は、本開示の一実施形態による、図6Aの実装形態に対応する複信I/Q位相不平衡調整の一例を示す。図8に示す式に従って、PCIOは位相補正I出力を表し、PCQOは位相補正Q出力を表す。この複信位相不平衡調整は、最小の振幅変化を伴うか、または振幅変化をまったく伴わない場合がある。Δ(ミキサとLOのI位相およびQ位相との不平衡と、ベースバンド入力基準位相不平衡との組合せ)が十分に小さい値である場合、値は1であり得る。図示するように、α=2tan(Δ/2)による振幅低下が存在し得る。
図9は、本開示の一実施形態による、補助ミキサ602、604を使用した位相不平衡調整回路を有する例示的なRFフロントエンド(RFFE)900の概略図である。低雑音相互コンダクタンス増幅器622は、メインミキサおよび補助ミキサに先行する場合があり、RF入力を増幅するために使用される場合がある。メインミキサおよび補助ミキサは、単一平衡ミキサまたは二重平衡ミキサであり得る。ミキサ出力が、I-Q合成回路(combining circuit)902に与えられる場合があり、X印のボックスは、上記で説明したように極性制御回路および/またはゲイン制御回路610を表す。1つまたは複数の制御線903は、内部の構成要素を制御する(たとえば、トランジスタ612のオン抵抗値を調整するか、可変抵抗器(たとえば、加減抵抗器)の抵抗値を修正するか、またはスイッチの動作を制御する)ための極性制御回路および/またはゲイン制御回路610と接続され得る。場合によっては、ミキサ602、604、606、608、およびIQ合成回路902によって出力されたベースバンド信号をフィルタリングするために、電流モードフィルタ904、906(たとえば、ベースバンドフィルタ)が使用され得る。電流モードフィルタ904、906は、ベースバンド(ローパス)フィルタリングのために抵抗器、キャパシタ、およびインダクタの任意の適切な組合せとともに実装され得る。ミキシングされた(場合によっては、フィルタリングされた)信号は、トランスインピーダンス増幅器908、910に与えられ、追加のベースバンド処理のために電流モードベースバンド信号を電圧モードベースバンドI信号およびベースバンドQ信号に変換する場合がある。
直交位相ミキサ出力の部分的な合成による位相調整
図10は、本開示の一実施形態による、(たとえば、上記で説明した補助ミキサ602、604なしに)直交位相ミキサ出力信号の部分的な合成を使用した位相不平衡調整回路を有する例示的なRFFE1000の概略図である。メインミキサおよび補助ミキサの機能は、通常のIミキサおよびQミキサ606、608がRF入力を受け取るように、図10において効果的に組み合わされる場合があり、RF入力は、随意の低雑音相互コンダクタンス増幅器622によって増幅される場合がある。増幅器622からのシングルエンド出力信号は、図10に示すように単一平衡ミキサと接続されるが、増幅器622の出力は、代わりに差分信号である場合があり、その場合、二重平衡ミキサが使用され得る。ミキサ出力が、図示するように接続されたI-Q合成回路1002に与えられる場合があり、X印のボックスは、上記で説明したように極性制御回路および/またはゲイン制御回路610を表す。いくつかの実施形態では、極性制御回路および/またはゲイン制御回路610のうちの一方または他方が含まれ得る(すなわち、X印のボックスのうちの一方は随意である)。随意の電流モードフィルタ904、906を使用してフィルタリングされ得る、合成されたベースバンド出力は、トランスインピーダンス増幅器908、910に与えられ、追加の処理のために電流モード信号を電圧モード信号(たとえば、ベースバンドI信号およびベースバンドQ信号)に変換する場合がある。
いくつかの実施形態では、極性制御回路および/またはゲイン制御回路610は、4つのトランジスタとともに実装される場合があり、これらのトランジスタの各ドレインおよびソースは、LOIP、LOIM、LOQP、およびLOQMの4つの組合せのうちの異なる1つとの間に接続される。各ミキサ信号線と、トランジスタのドレインまたはソースとの間に1つの抵抗器が存在し、合計で8つの直列抵抗器が存在する場合がある。
図11は、本開示の一実施形態による、補助ミキサを使用しない位相不平衡調整を概念的に示し、関連の信号の式を表すブロック図である。RF信号は、Iミキサ606およびQミキサ608に入力として与えられる場合がある。一方のミキサの出力信号の振幅(α/2)の分数は、別のミキサからの出力信号と合成される場合がある。たとえば、図示するように、Qミキサ608からの出力1102は、Iミキサ606からの部分的な出力1104と合成される(たとえば、加算される)場合があり、Iミキサ606からの出力1106は、Qミキサ608からの部分的な出力1108と合成される場合がある。これらの信号の合成は、図11に示す関連の式を有するPCIO信号およびPCQO信号につながる。
図12Aおよび図12Bは、本開示の実施形態による、直交位相ミキサ出力信号の部分的な合成を使用した位相不平衡調整回路の例示的な実装形態の概略図である。図12Aでは、二重平衡ミキサが示され、ローカル発振信号LO_IおよびLO_Qが、極性制御回路および/またはゲイン制御回路610内のトランジスタ1202のゲートと接続され、その結果、部分的な合成のタイミングが同期される。いくつかの実施形態では、LO_I+とLO_I-は、極性制御回路および/またはゲイン制御回路610において、図12Aに示すものから交換され得る。同様に、LO_Q+とLO_Q-は、他の極性制御回路および/またはゲイン制御回路610において交換される場合もある。
いくつかの実施形態では、LO_I+とLO_I-(および/または、LO_Q+とLO_Q-)を交換することは、トランジスタ1202のゲートと様々な差分直交位相LO信号との間にマルチプレクサ(すなわち、mux)を置くことによって達成される場合がある。muxを使用することによって、+/-LO接続が交換され得る。
いくつかの実施形態では、結合(すなわち、部分的な合成)の量が、より多いまたは少ないトランジスタ1202を作動することによって制御される。作動されたトランジスタ1202の数がより多い場合、結合の量は増加するが、その逆も同様である。各トランジスタ1202の作動は、LO駆動パスにおいてバッファをオンまたはオフにすることによって達成され得る。バッファがオンである場合、トランジスタ1202は作動され得るが、バッファがオフである場合、トランジスタは非作動にされ得る。
図12Aの回路は、低インピーダンス入力を有し2次ベースバンド伝達関数を与える、ベースバンドフィルタである場合がある、電流バッファバイカッド(CBBQ)1204も含む。いくつかの実施形態では、CBBQ1204は、図9および図10に示すように、随意の電流モードフィルタリングによって先行され得るか、または、随意の電流モードフィルタリングを用いてトランスインピーダンス増幅器と交換され得る。
図12Bは、単一平衡ミキサを有する例示的な実装形態の概略図である。この実装形態では、LNA622の出力はシングルエンドである場合があり、LNA622のシングルエンド出力を通常のIミキサおよび通常のQミキサ606、608に結合するために、AC結合キャパシタ1206が使用される。しかしながら、他の実施形態では、LNA_I+信号とLNA_Q+信号が同じ振幅および位相を有するので、代わりに単一の共通キャパシタが使用される場合がある。ミキサ出力において、IからQへ/IBからQBへの制御信号によって制御される合成パスを介して、IはQに結合され得る(および、IBはQBに結合され得る)。代替として、IからQBへ/IBからQへの制御信号によって制御される合成パスを介して、IはQBに結合され得る(および、IBはQに結合され得る)。結合パスが抵抗器とトランジスタとの並列の複数のセットとして実装される場合、結合の強さは、制御信号によって有効になるトランジスタの数を制御することによって変更され得る。さらに、Iミキサ出力およびQミキサ出力に関するゲイン制御は、IからIBへの結合パス(IからIBへの制御信号によって制御される)およびQからQBへの結合パス(QからQBへの制御信号によって制御される)によって与えられる場合がある。図12Aと同様に、CBBQ1204は、図9および図10に示すように、随意の電流モードフィルタリングによって随意に先行され得るか、または、電流モードフィルタリングとトランスインピーダンス増幅器(TIA)との任意の合成によって交換され得る。
図13は、図10のRFFE1000またはその実装形態などにおける、直交位相ミキサ出力信号の部分的な合成を使用した位相不平衡調整回路によって実行され得る、考えられるI-Q補正の一例を示す。図示するように、IP/IMとQP/QMとの間の角度1302が、増加または減少される場合があり、IとQは互いに調整される。この実装形態では、図9のRFFE900またはその実装形態などの、補助ミキサを使用した位相不平衡調整回路とは対照的に、IとQが別個には制御されない場合がある。図13の補正は、次の式によって集約され得る。
I'=I+αQ
および
Q'=Q+αI
ここで、αは、たとえば、両端値を含む、-10%と10%との間の値である。しかしながら、直交位相ミキサ出力信号の部分的な合成が、図12Aに関して説明する時間同期とともに実装される場合、QからIへおよびIからQへの結合の別個の制御は、補助ミキサを使用した位相不平衡調整と同様に、実装するのが可能である場合がある。
例示的なミキサの実装形態
図14は、本開示の実施形態による、メインミキサまたは補助ミキサなどの、位相不平衡調整回路におけるミキサとして使用され得る例示的な二重平衡ミキサ1400を示す。ミキサ1400のトランジスタ1402は、差分RF信号(RF InPおよびRF InM)を差分LO信号(LOIPおよびLOIMから成る差分I LO信号など)とミキシングし得る。このミキシングは、差分RF信号と差分LO信号の和周波数および差周波数における周波数成分を有する差分(ベースバンド)出力信号(BBIPおよびBBIM)を生成する。
補助ミキサトランジスタのチャネル幅対長さ比(W/L)は、メインミキサトランジスタのW/Lよりも小さい場合がある。たとえば、補助ミキサトランジスタのW/Lは、メインミキサトランジスタのW/Lよりも10倍から100倍小さくすることができる(たとえば、補助ミキサトランジスタのW/Lは、メインミキサトランジスタの30に対して0.3〜3である)。補助ミキサは、所望の位相不平衡補正を与えるために任意の適切なサイズ(すなわち、チャネル幅対長さ比(W/L))に設計される場合があり、前の例に限定されない。
図15A〜図15Fは、本開示の実施形態による、様々な例示的な極性制御回路および/またはゲイン制御回路610を有する例示的なミキサの実装形態を示す。図15Aでは、補助ミキサ1502は、極性制御回路1504(4つのトランジスタ1505から成る)およびデジタルゲイン制御回路1506に入力を与える。有効補助ミキサゲイン(すなわち、補助ミキサならびに極性制御回路および/またはゲイン制御回路を介した総ゲイン)は、たとえば、有効にされる並列のトランジスタ1507の数Nを(デジタルで)制御することによって制御され得る。極性制御回路およびゲイン制御回路1504、1506の次数は、互換性がある。
図15Bは、図15Aのデジタルゲイン制御回路1506とは対照的に、極性制御回路1504およびアナログゲイン制御回路1510に入力を与える補助ミキサ1502を示す。有効補助ミキサゲインは、たとえば、ゲイン制御トランジスタ1511上のゲートバイアスを制御することによって制御される場合があり、ゲイン制御トランジスタ1511は、ゲイン制御トランジスタのRds(on)を制御し得る。極性制御回路およびゲイン制御回路1504、1510の次数は、互換性がある。いくつかの実施形態では、デジタルゲイン制御回路1506は、いずれかの次数で、アナログゲイン制御回路1510とカスケード接続され得る。
図15Cは、ゲイン制御回路1520内のゲイン制御トランジスタ1511の代わりに使用される可変抵抗器1521を有する、図15Bと同様の例示的な回路を示す。可変抵抗値は、たとえば、制御線Vcntrl_resを介してアナログまたはデジタルで制御され得る。
いくつかの実施形態では、極性制御とゲイン制御が統合され得る。たとえば、図15Dは、極性制御およびゲイン制御が、補助ミキサ1502と接続された選択的に有効化される並列なトランジスタ1531の4つのグループに統合された、図15Aと同様の例示的な回路1530を示す。各グループ内のN個のトランジスタの様々な組合せを選択するために、デジタル制御線が使用され得る。回路1530の極性および/またはゲインを効果的に制御するために、デジタル論理(たとえば、論理ゲート1535)が使用される場合もある。
図15Eは、4つのトランジスタ1541に統合された極性制御およびゲイン制御を有する以外は、図15Bに示す回路と同様の例示的な回路1540を示す。いくつかの実施形態では、極性および/またはゲインを制御するためのバイアス信号を生成するためにトランスミッションゲート1545(たとえば、インバータおよびアナログデマルチプレクサ)が使用され得る。
図15Fは、図6Bの可変補助ミキサ602b、604bを実装するために使用され得る例示的な回路1550を示す。ここでは、極性は、(PLUS信号およびMINUS信号によって制御されるスイッチまたはトランジスタ1552を使用して)LO信号極性を選択的に交換することによって制御され、ゲインは、制御線Vbias_gainを使用して補助ミキサトランジスタ1402のゲート上のDCバイアス1554を制御することによって制御される。
図16は、本開示の別の実施形態による、位相不平衡調整回路における補助ミキサとして使用され得る例示的な二重平衡ミキサ1600(図14に示すミキサ1400と同様)を示す。図16のミキサ1600は、複数のミキシング回路1610および複数の合成回路1620を含む。図16の図示の実施形態では、複数のミキシング回路1610は、各々が、図17Aに示す補助ミキシング回路1700として、または図14に示すミキシング回路1402として構成され得る、4つのミキシング回路1612、1614、1616、1618を含む。しかしながら、複数のミキシング回路1610のうちの少なくとも1つは、図17Aに示す補助ミキシング回路1700として構成される。一実施形態では、合成回路1622または1624は、出力信号を生成するために2つの入力信号を加算または減算する加算回路を含む。
一実施形態では、補助ミキサ1600は、差分LO信号および差分RF入力信号を受け取る。差分LO信号は、正の同相LO信号(LOIP)1650および負の同相LO信号(LOIM)1654を含む。差分RF入力信号は、正のRF入力信号(RF InP)1652および負のRF入力信号(RF InM)1656を含む。他の実施形態では、差分LO信号は、正の直交位相LO信号(LOQP)および負の直交位相LO信号(LOQM)を含む。補助ミキサ1600は、低線形性モード(LLモード)制御信号1660と、中線形性モード(MLモード)制御信号1662とを含む、複数の線形性モード制御信号も受け取る。さらに、補助ミキシング回路1600は、正のベースバンド出力信号(BBIP)1630および負のベースバンド出力信号(BBIM)1632を含む差分(ベースバンド)出力信号を生成する。正のベースバンド出力信号(BBIP)1630は、差分RF信号と差分LO信号の和周波数においてその周波数成分を有するが、負のベースバンド出力信号(BBIM)1632は、差分RF信号と差分LO信号の差周波数においてその周波数成分を有する。
図16の図示の実施形態では、ミキシング回路1612は、線形性モード制御信号1660、1662とともに、正の同相LO信号(LOIP)1650および正のRF入力信号(RF InP)1652を受け取る。ミキシング回路1612は、第1の周波数変換信号1672を生成するために2つの入力信号1650、1652をミキシングするが、第1の周波数変換信号1672は、合成回路1622に出力される。ミキシング回路1614は、線形性モード制御信号1660、1662とともに、負の同相LO信号(LOIM)1654および正のRF入力信号(RF InP)1652を受け取る。ミキシング回路1614は、第2の周波数変換信号1674を生成するために2つの入力信号1652、1654をミキシングするが、第2の周波数変換信号1674は、合成回路1624に出力される。ミキシング回路1616は、線形性モード制御信号1660、1662とともに、負の同相LO信号(LOIM)1654および負のRF入力信号(RF InM)1656を受け取る。ミキシング回路1616は、第3の周波数変換信号1676を生成するために2つの入力信号1654、1656をミキシングするが、第3の周波数変換信号1676は、合成回路1622に出力される。ミキシング回路1618は、線形性モード制御信号1660、1662とともに、正の同相LO信号(LOIP)1650および負のRF入力信号(RF InM)1656を受け取る。ミキシング回路1618は、第4の周波数変換信号1678を生成するために2つの入力信号1650、1656をミキシングするが、第4の周波数変換信号1678は、合成回路1624に出力される。
図16の図示の実施形態では、合成回路1622は、ミキシング回路1612、1616の第1および第3の周波数変換信号1672、1676をそれぞれ受け取り、正のベースバンド出力信号(BBIP)1630を生成するために信号1672、1676を合成する。合成回路1624は、ミキシング回路1614、1618の第2および第4の周波数変換信号1674、1678をそれぞれ受け取り、負のベースバンド出力信号(BBIM)1632を生成するために信号1674、1678を合成する。合成回路1622、1624の2つの出力信号1630、1632は、ベースバンドフィルタ1640に送られる差分ベースバンド出力信号を形成する。
図17Aは、本開示の一実施形態による補助ミキシング回路1700の例示的な実装形態の概略図である。上述のように、図17Aに示す補助ミキシング回路1700は、ミキシング回路1612、1614、1616、1618のうちの少なくとも1つの一実施形態である。しかしながら、他の実施形態では、ミキシング回路1612、1614、1616、1618のうちの任意の1つは、補助ミキシング回路1700ではなく、図14に示すミキシング回路1402として構成することができる。
図17Aの図示の実施形態では、補助ミキシング回路1700は、補助ミキシング回路1700のサイズがベースバンドフィルタのインピーダンスの関数として調整可能となる、デバイスの組合せを含む。ベースバンドフィルタのインピーダンスの関数として調整可能となるように補助ミキシング回路1700のサイズを構成するための理由は、(たとえば、ジャマーの存在下で)ベースバンドフィルタのインピーダンスが変化するとき、IとQの結合電流が変化するからである。さらに、半複信システムにおいて、トランスミッタの同時動作の欠如のためにレシーバ表面弾性波(SAW)フィルタを除去するために(「SAWレス」)いくつかの技法を使用することができる。しかしながら、入力SAWフィルタの除去により、低雑音増幅器(LNA)入力において高入力レベルのジャマーが存在する。さらに、入力SAWフィルタの除去が、ダイナミックレンジの要求を110dBまで増加させる。したがって、一実施形態では、ジャマーの存在下でグローバルシステムフォーモバイルコミュニケーションズ(GSM(登録商標))SAWレストランシーバの補助ミキサ内に位相不平衡調整回路を実装するために、補助ミキシング回路1700のサイズは、ベースバンドフィルタのインピーダンスの関数として調整可能となる必要がある。位相不平衡を調整するために、(上記で詳細に説明したように)IとQの結合電流がミキサ内で適切にミキシングされるので、IとQの結合電流の比の任意の外乱が、雑音指数の増加をもたらす。
IとQの結合電流の比に対する外乱に対抗するために、一実施形態では、補助ミキシング回路1700は、各パスが1つの線形性モードを表す複数のパス1710、1720、1730とともに構成される。したがって、一実施形態では、ベースバンドフィルタのインピーダンスの関数として各線形性モードのパスの抵抗値を調整することによって、外乱に対抗する。たとえば、低線形性モードパス1710に関して、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)抵抗器(MOS抵抗器)1712の値は、ベースバンドフィルタインピーダンスの関数として調整されるが、MOSFETスイッチ1714はオンにされ、MOSFETスイッチ1724はオフにされる。MOSFET抵抗器の値は、MOSFETを通って流れる電流を調整することによって調整される。中線形性モードパス1720に関して、MOS抵抗器1722の値は、ベースバンドフィルタインピーダンスの関数として調整されるが、MOSFETスイッチ1724はオンにされ、MOSFETスイッチ1714はオフにされる。高線形性モードパス1730に関して、MOS抵抗器1732の値は、ベースバンドフィルタインピーダンスの関数として調整される。図17Aには3つのパスだけが示されているが、任意の数の線形性モードパスをベースバンドフィルタインピーダンスの関数として構成することができることに留意されたい。さらに、様々なベースバンドフィルタインピーダンスに様々な抵抗値を与えるように線形性モードパスを組み合わせることができることにも留意されたい。図17Aでは、LO制御MOS抵抗器1712、1722、1732は、グループ化され、1740と標示されるが、線形性モードスイッチ1714、1724は、グループ化され、1742と標示される。
一実施形態では、補助ミキシング回路1610のサイズは、次の式に従って様々な切換えブランチ1710、1720、1730を使用して調整される。
Figure 2017538326
ここで、WMA=MOS抵抗器MAの幅対長さ比(W/L)、
WM=MOS抵抗器Mの幅対長さ比(W/L)、
RBB=ベースバンドフィルタのインピーダンス、
RAUX=補助ミキサデバイスの切換え線形性パスの抵抗値、
RMIX=通常のミキサの抵抗値。
別の実施形態では、補助ミキシング回路1700のサイズは、追加の切換え直列抵抗器を配置することによって調整される。また別の実施形態では、補助ミキシング回路1700のサイズは、MOSベースのプログラム可能な抵抗器を使用して調整される。
図17Bは、本開示の別の実施形態による補助ミキシング回路1750の例示的な実装形態の概略図である。図17Bの図示の実施形態では、補助ミキシング回路1750は、図17AのLO制御MOS抵抗器1740が単一のLO制御MOS抵抗器1760に置き換えられる一方で、図17Aの線形性モードスイッチ1742が、所望の線形性モードのために電流を調整する、少なくとも1つの可変抵抗器1762に置き換えられる、単一のパスを含む。したがって、この実施形態では、MOS抵抗器1760は、ローカル発振器によって駆動され、スイッチングデバイスとして動作する。少なくとも1つの可変抵抗器1762は、電流を制御する。一実施形態では、可変抵抗器1762は、電圧制御可変抵抗器として実装される。別の実施形態では、可変抵抗器1762は、切換え可能な抵抗器のバンクとして実装される。
本明細書で説明するトランシーバチップ、LNA、およびミキサは、IC、アナログIC、RFIC、ミキシング信号IC、ASIC、プリント回路板(PCB)、電子デバイスなどの上に実装され得る。レシーバチップおよびLNAは、相補型金属酸化膜半導体(CMOS)、NチャネルMOS(NMOS)、PチャネルMOS(PMOS)、バイポーラ接合トランジスタ(BJT:bipolar junction transistor)、シリコンゲルマニウム(SiGe)、ガリウム砒素(GaAs)、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(HBT:heterojunction bipolar transistor)、高電子移動度トランジスタ(HEMT:high electron mobility transistor)、シリコンオンインシュレータ(SOI)などの、様々なICプロセス技術を用いて組み立てられる場合もある。
本明細書で説明するレシーバチップ、LNA、およびミキサを実装する装置は、スタンドアロンのデバイスであり得るか、またはより大きいデバイスの一部であり得る。デバイスは、(i)スタンドアロンIC、(ii)データおよび/または命令を記憶するためのメモリICを含む場合がある1つまたは複数のICの組、(iii)RF受信器(RFR)またはRF送信器/受信器(RTR)などのRFIC、(iv)移動局モデム(MSM)などのASIC、(v)他のデバイス内に組み込むことができるモジュール、(vi)受信器、セルラー電話、ワイヤレスデバイス、ハンドセット、またはモバイルユニット、(vii)その他であってもよい。
当業者は、本明細書に開示された実施形態に関連して記載される様々な例示的なブロックおよびモジュールが、様々な形式で実装できることを諒解するであろう。いくつかのブロックおよびモジュールは、これまで、それらの機能性の点から一般的に記載されてきた。どのようにしてそのような機能性が実装されるのかは、全体システムに課された設計制約に依存する。当業者は、記載された機能性を、各具体的な応用のために様々なやり方で実装できるが、そのような実装の判断は、本開示の範囲からの逸脱をもたらすと解釈されるべきでない。加えて、ブロック、モジュール、またはステップ内での機能のグループ分けは、記載を容易にするためである。特定の機能またはステップは、本開示から逸脱することなく、1つのモジュールまたはブロックから動かすことができる。
本明細書に開示された実施形態に関連して説明された様々な例示的な論理ブロック、ユニット、ステップ、構成要素、およびモジュールは、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ(DSP)、特定用途向け集積回路(ASIC)、フィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)、もしくは他のプログラマブル論理デバイス、ディスクリートゲート、もしくはトランジスタロジック、ディスクリートハードウェア構成要素、または、本明細書で説明した機能を実行するように設計されたそれらの任意の組合せ、などのプロセッサを用いて実装または実行され得る。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサであり得るが、代替案において、プロセッサは、任意のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、またはステートマシンであり得る。プロセッサは、コンピューティングデバイスの組合せ、たとえば、DSPとマイクロプロセッサの組合せ、複数のマイクロプロセッサ、DSPコアを伴う1つもしくは複数のマイクロプロセッサ、または、任意の他のそのような構成としても実装され得る。さらに、本明細書で説明する実施形態ならびに機能ブロックおよび機能モジュールを実装する回路は、様々なトランジスタタイプ、論理ファミリー、および設計方法論を使用して実現することができる。
本開示の上記の説明は、当業者が本開示を実施するかまたは使用することを可能にするために提供される。本開示への様々な修正が当業者には容易に明らかになり、本明細書で定義する一般原理は、本開示の範囲を逸脱することなく他の変形形態に適用され得る。したがって、本開示は、本明細書において説明される例および設計に限定されるものではなく、本明細書において開示される原理および新規の特徴と一致する最も広い範囲を与えられるべきである。
100 ワイヤレス通信システム
110 アクセスポイント
120a〜120i ユーザ端末
130 システムコントローラ
208 データソース
210 TXデータプロセッサ
222 トランシーバフロントエンド
224 アンテナ
230 コントローラ
232 メモリ
234 スケジューラ
242 RXデータプロセッサ
244 データシンク
252 アンテナ
254 トランシーバフロントエンド
270 RXデータプロセッサ
272 データシンク
280 コントローラ
282 メモリ
286 データソース
288 TXデータプロセッサ
300 トランシーバフロントエンド
302 送信パス、TXパス
303 アンテナ
304 受信パス、RXパス
306 インターフェース
308 デジタルアナログ変換器
310 ベースバンドフィルタ
312 ミキサ
314 ドライバ増幅器
316 電力増幅器
318 TX周波数合成器
320 増幅器
322 低雑音増幅器
324 ミキサ
326 ベースバンドフィルタ
328 アナログデジタル変換器
330 RX周波数合成器
332 増幅器
500 位相不平衡調整回路
502 I補助ミキサ
504 Q補助ミキサ
506 Iミキサ
508 Qミキサ
602 補助Iミキサ
602a 固定補助Iミキサ
602b 可変補助Iミキサ
604 補助Qミキサ
604a 固定補助Qミキサ
604b 可変補助Qミキサ
606 通常のIミキサ
608 通常のQミキサ
610 極性制御回路、ゲイン制御回路
612 トランジスタ
614 加算ノード
622 低雑音増幅器、低雑音相互コンダクタンス増幅器
704 ゲイン制御回路
706 ゲイン制御回路
720 Q BB回路
722 I BB回路
900 RFフロントエンド
902 IQ合成回路
903 制御線
904 電流モードフィルタ
906 電流モードフィルタ
908 トランスインピーダンス増幅器
910 トランスインピーダンス増幅器
1000 RFFE
1002 IQ合成回路
1202 トランジスタ
1204 電流バッファバイカッド
1206 AC結合キャパシタ
1400 二重平衡ミキサ
1402 トランジスタ、補助ミキサトランジスタ
1502 補助ミキサ
1504 極性制御回路
1505 トランジスタ
1506 デジタルゲイン制御回路
1507 トランジスタ
1510 アナログゲイン制御回路
1511 ゲイン制御トランジスタ
1520 ゲイン制御回路
1521 可変抵抗器
1530 回路
1531 トランジスタ
1535 論理ゲート
1540 回路
1545 トランスミッションゲート
1550 回路
1552 トランジスタ
1554 DCバイアス
1600 二重平衡ミキサ
1610 ミキシング回路
1612 ミキシング回路
1614 ミキシング回路
1616 ミキシング回路
1618 ミキシング回路
1620 合成回路
1622 合成回路
1624 合成回路
1630 正のベースバンド出力信号
1632 負のベースバンド出力信号
1640 BBフィルタ
1650 正の同相LO信号
1652 正のRF入力信号
1654 負の同相LO信号
1656 負のRF入力信号
1660 低線形性モード制御信号
1662 中線形性モード制御信号
1672 第1の周波数変換信号
1674 第2の周波数変換信号
1676 第3の周波数変換信号
1678 第4の周波数変換信号
1700 補助ミキシング回路
1710 低線形性モードパス、切換えブランチ
1712 MOS抵抗器
1714 MOSFETスイッチ
1720 中線形性モードパス、切換えブランチ
1722 MOS抵抗器
1724 MOSFETスイッチ
1730 高線形性モードパス、切換えブランチ
1732 MOS抵抗器
1740 LO制御MOS抵抗器
1742 線形性モードスイッチ
1750 補助ミキシング回路
1760 LO制御MOS抵抗器
1762 可変抵抗器

Claims (20)

  1. 複数の周波数変換信号を生成するように構成された複数のミキシング回路であって、
    前記複数のミキシング回路のうちの少なくとも1つのミキシング回路が複数のパスとともに構成され、各々のパスが1つの線形性モードを表す、複数のミキシング回路と、
    差分ベースバンド出力信号を生成するために前記複数の周波数変換信号を合成するように構成された複数の合成回路と
    を含む、装置。
  2. 前記少なくとも1つのミキシング回路が、グローバルシステムフォーモバイルコミュニケーションズ(GSM(登録商標))SAWレストランシーバの補助ミキサである、請求項1に記載の装置。
  3. 前記複数のパスが、
    第1の金属酸化物半導体抵抗器とともに構成された高線形性モードの第1のパスと、
    第2の金属酸化物半導体抵抗器および第1のモードスイッチとともに構成された低線形性モードの第2のパスと
    を含み、
    前記第1および第2の金属酸化物半導体抵抗器がローカル発振信号によって制御される、
    請求項1に記載の装置。
  4. 前記第1のモードスイッチが、低線形性モード信号によって制御される金属酸化物半導体スイッチである、請求項3に記載の装置。
  5. 前記複数のパスが、
    第3の金属酸化物半導体抵抗器および第2のモードスイッチとともに構成された中線形性モードの第3のパス
    をさらに含み、
    前記第3の金属酸化物半導体抵抗器がまた、前記ローカル発振信号によって制御される、
    請求項3に記載の装置。
  6. 前記第2のモードスイッチが、中線形性モード信号によって制御される金属酸化物半導体スイッチである、請求項5に記載の装置。
  7. 前記複数のミキシング回路が、差分ローカル発振信号および差分RF入力信号を受け取るように構成され、
    前記差分ローカル発振信号が、正の差分ローカル発振信号および負の差分ローカル発振信号を含み、
    前記差分RF入力信号が、正の差分RF入力信号および負の差分RF入力信号を含む、
    請求項1に記載の装置。
  8. 前記複数のミキシング回路が、第1、第2、第3、および第4のミキシング回路を含み、
    前記複数のミキシング回路が、第1、第2、第3、および第4の周波数変換信号を含む前記複数の周波数変換信号を生成するために前記差分ローカル発振信号と前記差分RF入力信号とをミキシングするように構成される、
    請求項7に記載の装置。
  9. 前記第1のミキシング回路が、前記第1の周波数変換信号を生成するために前記正の差分ローカル発振信号と正の差分RF入力信号とをミキシングするように構成される、請求項8に記載の装置。
  10. 前記第2のミキシング回路が、前記第2の周波数変換信号を生成するために前記負の差分ローカル発振信号と正の差分RF入力信号とをミキシングするように構成される、請求項8に記載の装置。
  11. 前記第3のミキシング回路が、前記第3の周波数変換信号を生成するために前記負の差分ローカル発振信号と負の差分RF入力信号とをミキシングするように構成される、請求項8に記載の装置。
  12. 前記第4のミキシング回路が、前記第4の周波数変換信号を生成するために前記正の差分ローカル発振信号と負の差分RF入力信号とを受け取るように構成される、請求項8に記載の装置。
  13. 前記複数の合成回路が、第1および第2の合成回路を含み、前記複数の合成回路が、前記差分ベースバンド出力信号の正および負のベースバンド出力信号を生成するように構成される、請求項8に記載の装置。
  14. 前記第1の合成回路が、前記正のベースバンド出力信号を生成するために前記第1の周波数変換信号と前記第3の周波数変換信号とを合成するように構成される、請求項13に記載の装置。
  15. 前記第2の合成回路が、前記差分ベースバンド出力信号の負のベースバンド出力信号を生成するために前記第2の周波数変換信号と前記第4の周波数変換信号とを合成するように構成される、請求項13に記載の装置。
  16. 前記少なくとも1つのミキシング回路が、
    少なくとも1つの電圧制御可変抵抗器と直列のローカル発振制御金属酸化物半導体抵抗器
    を含む、請求項1に記載の装置。
  17. 前記少なくとも1つの電圧制御可変抵抗器の各々が、切換え可能な抵抗器のバンクとして構成される、請求項16に記載の装置。
  18. 複数の周波数変換信号を生成するように構成された、ミキシングするための複数の手段であって、
    ミキシングするための前記複数の手段のうちの少なくとも1つの手段が、線形性モードの関数として抵抗値を調整するための手段を含む、ミキシングするための複数の手段と、
    複数の差分ベースバンド出力信号を生成するために前記複数の周波数変換信号を合成するための手段と
    を含む、装置。
  19. 抵抗値を調整するための前記手段が、
    複数のパスを含み、各々のパスが1つの線形性モードを表す、請求項18に記載の装置。
  20. 抵抗値を調整するための前記手段が、
    切り換えるための手段と、前記線形性モードの前記関数として抵抗値を変化させるための手段と
    を含む、請求項18に記載の装置。
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