JP2017527789A - センサ用検出回路およびセンサ読み値取得方法 - Google Patents

Abstract

【解決手段】電気化学センサ用の検出回路は、ディジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）と、演算増幅器（オペアンプ）と、計装増幅器（インツルメンテーションアンプ）と、アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）とを含む。ＤＡＣは、演算増幅器によって受け取られる、バイアスされたグラウンド電圧信号を生成する。演算増幅器は、電気化学センサに接続された一対の端子の一方に、高電流のバイアスされた電圧を発生させる。計装増幅器は、一対の端子から信号を受け取り、上記の高電流のバイアスされたグラウンド電圧信号を基準とした一対の端子間電圧を表す出力信号を生成する。ＡＤＣは、前記出力信号を受け取り、電気化学センサから得られる実際の電圧読み値を導き出す。【選択図】図１

Description

（関連出願へのクロスリファレンス）
本出願は、２０１４年７月２４日に出願された「電気化学センシングモジュール」なるタイトルの米国仮出願番号62/028,469の利益を享有するものであり、そのすべての内容が全体として参照され本出願に組み込まれるものである。

本発明の実施の形態は電気化学センサに関わり、特に、電気化学センサのための検出回路に関する。

液体の水素濃度やｐＨ値を、その液体に浸漬した状態で計測するハイエンドのセンサが、しばらく前から存在している。しかしながら、そのようなデバイスを用いて有効なデジタル計測を行うことは、困難だがやりがいのある挑戦的なことである。例えば、ｐＨ回路に用いられる典型的なプローブは、数ミリボルトから数百ミリボルト程度の電圧を発生させる。そのようなプローブは負電圧を発生させることもあり、それが問題となる。というのは、ほとんどのディジタル計測に用いられるほとんどのアナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）は、負電圧を計測するようには作られていないからである。しかるが故に、有効なディジタル計測のためには、システムのアナログフロントエンド（ＡＦＥ）は、ＡＤＣへ負電圧を供給しないように設計されなければならない。システムはまた、信号処理の際にＡＤＣのダイナミックレンジの、すべてとは言わないまでも、ほとんどを使うことが望ましく、そしてまた、ＡＤＣに印加されるノイズに対してフィルタリングおよび抑制の少なくともいずれか一方を行うことが望ましい。

ＡＤＣのダイナミックレンジを確保することは事実上最もよく行われることであり、一般的な回路においては、回路のＡＦＥ部にゲインというものを導入している。このことは、概して以下のような問題をもたらす。
ａ）ゲインがノイズをもたらすこと
ｂ）ゲインがその他の問題（例えば、入力オフセット電流ゲインやその他のゲイン非線形性）をもたらすこと
ｃ）様々な信号を効果的に調整するために、ゲインを可変にしなければならないこと

それゆえ、ＡＤＣのダイナミックレンジのほとんどを利用でき、感度と精度とを高めることができ、かつ、次段のシステムに転送されて利用できるディジタル形式のデータを提供することができる電気化学センサ用検出回路を提供することが望まれている。

本発明の実施の形態は、電気化学センサ用の検出回路を含むものである。この検出回路は、ディジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）と、演算増幅器（オペアンプ）と、計装増幅器（インツルメンテーションアンプ）と、アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）とを含む。ＤＡＣは、演算増幅器が受け取るバイアスされたグラウンド電圧信号を生成する。演算増幅器は、電気化学センサに接続された１対の端子のうちのいずれか一方に、低い電流のバイアスされた電圧を生成する。計装増幅器は、上記の１対の端子から信号を受け取り、上記した高い電流のバイアスされたグラウンド電圧信号を基準とした１対の端子間電圧を表す出力信号を生成する。ＡＤＣは、出力信号を受け取り、電気化学センサによる実際の電圧読み値を導き出す。

本発明の好ましい実施の形態についての以下の詳細な説明は、添付図面を参照することによって、より良く理解されるであろう。ここでは、例示を目的として、現時点で好ましい実施の形態を図示する。但し、本発明がここに図示された正確な配置や手段手法に限定されるものではないことは、理解されるべきである。

図１は、本発明の好ましい実施の形態に係る検出回路の模式図である。

図２は、図１の回路のヘッダピン配置を表す模式図である。

図３は、本発明の一実施の形態に係る、センサから読み値を導き出す方法のフロー図である。

（発明の詳細な説明）
以下の説明ではいくつかの特定の用語を用いる場合があるが、それは単に便宜上のことであり、それに限定されるものではない。「右」、「左」、「下」、「上」という語は、参照している図面上での方向を示すものである。「内側へ」、「外側へ」という語は、それぞれ、デバイスやその指示部分の中心に向かう方向、デバイスやその指示部分の中心から離れる方向を示している。上記の特定の用語には、上掲の語や、その派生語、さらに同様の意味の語が含まれる。さらに、請求項およびそれに対応する明細書部分において用いられている「ひとつの（「a」、「an」）」という語は、「少なくともひとつ」という意味である。

本発明の実施の形態は、ゲインの代わりに、ＡＤＣの可変基準電圧（レファレンス）を用いることによって、上記で論じた挑戦を目指すものである。非限定的な事例として、例えば、あるプローブは−２００ｍVから＋２００ｍV（トータルダイナミックレンジが４００ｍＶ）という実質的レンジを有する。検出回路は、増幅器によってこのゲインを得る代わりに、増幅器用に０．５１２Ｖという基準電圧を用いる。この値は、信号に必要なダイナミックレンジの４００ｍＶを包摂している。オーバーサンプリングの手法を用いることにより、この信号を１６ビットの分解能でサンプリングし、実質的に８μＶの分解能を作り出すことが可能である。この分解能は、プローブの４００ｍＶというレンジに対して５１２００個の別々のＡＤＣ状態を許容することを可能にする。基準電圧を変化させるという能力は、ゲインの舞台に実質的に取って代わり、最新の集積化されたＣＰＵの最大能力を利用可能にするより簡単な回路を可能にする。

以下、図面を参照するが、これらを通して、同じ番号は同じ要素を示す。図１は、本発明の好適な実施の形態に係る検出回路１０を表すものであり、これは電気化学センサ（図示せず）とともに用いられる。電気化学センサは、極めて弱いバッテリーと考えられる。例えば、ｐＨプローブなどの電気化学センサは、非常に高い抵抗値をもつ簡単な単一セルバッテリーとして振る舞う。そこで生成される電圧は、プローブ周囲の水素イオン濃度に比例する。このため、水素イオン濃度の対数（Log）に比例する。生成される電圧は、測定される溶液の例えばｐＨに依存して正または負となり、マイクロボルトという低い電圧から数ボルトという高い電圧になり得る。一般的なｐＨプローブの信号源インピーダンスは非常に高い。薄いガラスのバルブは、概して１０ＭΩ（メガオーム）から１０ＧΩ（ギガオーム）というレンジの抵抗値を有するからである。信号経路上の他の構成要素（アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）やＣＰＵなど）によって適正に利用できるようにセンサ信号を調整する回路を設計するには、重要なセンサ特性について説明する必要がある。

多くの電気化学センサが正負両極の信号を生成するとともに、ほとんどのアプリケーションが単一（単極）電源で動くことから、本発明の実施の形態では信号をシフトする。回路１０は、バイアスされた所望電圧の出力信号１２ａを発生するようにＣＰＵ１４によってプログラムされたＤＡＣユニット１２を含む。バイアスされた出力信号１２ａの電流値は、人工的なグラウンド（接地）に対してとても小さい。このため、バイアスされた出力信号１２ａは、演算増幅器１６の非反転入力端子１６ａに接続される。演算増幅器１６は、ボルテージフォロワとして構成されているため、非反転入力端子１６ａの電圧に従った（整合した）出力信号１６ｂを発生させる。さらに、ボルテージフォロワに特徴的であるように、入力インピーダンスが高く出力インピーダンスが低いことから、演算増幅器１６は、演算増幅器１６の非反転入力端子１６ａにおける電流よりも大きい電流を出力する。上記したようにＤＡＣユニット１２から出力される信号はとても小さい電流であるが、演算増幅器１６を通ったあとの出力信号１６ｂは、検出回路１０における他の要素によって扱える程度にまで十分に大きい電流となる。

演算増幅器１６の出力信号１６ｂは、ＡＤＣユニット１８の入力端子１８ｂと、計装増幅器２２の基準電圧端子２２ｂに接続されるほか、電気化学センサのグラウンドピン３８（図２）にも接続される。この出力信号１６ｂが、バイアスされたグラウンド電圧となる。こうして、事実上、このバイアスされたグラウンド電圧が、電気化学センサからの正負両極の信号を、例えば単極性のシステム（すなわち、正電圧のみを読み取り可能なシステム）によって利用可能な単極信号にシフトするように機能する。上記のバイアスされたグラウンド電圧からノイズを除去するために、デカップリングキャパシタ１９が演算増幅器１６の出力信号１６ｂに接続される。キャパシタ１９は１ナノファラドの容量値を有するのが好ましい。但し、本発明にあわせて、それ以外の容量値を用いてもよい。電気化学センサは電流に極めて敏感なので、演算増幅器１６の出力信号１６ｂは電流制限抵抗２０を介してグラウンドに接続される。電流制限抵抗２０は１００Ωの抵抗値を有するのが好ましい。但し、本発明にあわせて、それ以外の抵抗値を用いてもよい。

計装増幅器２２は、センサ（図示せず）が接続される一対の端子２４ａ，２４ｂ間に接続された入力端子を有する。端子２４ａ、２４ｂは、ポスト、ソケット、同軸リセプタクルまたは同様の電気的コネクタで構成される。端子２４ａはバイアスされた電圧を表しており、端子２４ｂは電気化学センサの読み取り電圧を表す。プローブからの入力信号から低周波ノイズをできるだけ除去するために、ローパスフィルタ２７，２９が端子２４ａ、２４ｂにそれぞれ接続される。ローパスフィルタ２７，２９は、それぞれ、キャパシタ３１と抵抗３３とを含む。キャパシタ３１は１ナノファラドの容量値を有するのが好ましく、抵抗３３は１ｋΩの抵抗値を有するのが好ましい。グラウンド電圧はバイアスされているため、プローブからの出力はこのバイアスされた電圧を基準としたものとなる。例えば、もし、このバイアスされたグラウンド電圧が１００ｍＶに設定され、プローブの読み値が５ｍＶであるとすると、プローブから計装増幅器２２の端子２４ａ、２４ｂ間への出力は１０５ｍＶとなる。他の例として、もし、このバイアスされたグラウンド電圧が１００ｍＶに設定され、プローブの読み値が−５ｍＶであるとすると、プローブから計装増幅器２２の端子２４ａ、２４ｂ間への出力は９５ｍＶとなる。

電気化学センサによって発生する電圧差は極めて小さく（ミリボルトレンジ、理想的には室温でｐＨ単位あたり５９．１６ｍＶ）、ほとんど利用できない電流をもつ。このため、使用するいかなる計測デバイスも非常に感度が良いことが求められる。したがって、本発明の実施の形態では、そのような小さい値を読み取るのに計装増幅器２２を採用しているが、それだけではない。例えば、計装増幅器２２は、プローブからの出力を端子２４ａ、２４ｂを介して入力として受け取り、出力電圧とバイアスされたグラウンド電圧との差分を求める。計装増幅器２２はまた、入出力（Ｉ／Ｏ）ユニット２５から出力される信号をイネーブル入力信号２２ｃとして受け取る。計装増幅器２２は、次に、上記のバイアスされたグラウンド電圧の値に上記の差分を足し戻し、これにより、それ自身の入力に現れるのと同様の値をもつ出力信号２２ａを生成する。こうして、計装増幅器２２は、プローブから入力される電圧が、バイアスされたグラウンド電圧に対して正確かつ適切に参照されることを担保する。

計装増幅器２２の出力信号２２ａは、入力信号１８ａとしてＡＤＣ１８へフィードバックされる。ＡＤＣ１８には、さらに、演算増幅器１６からのバイアスされた電圧出力信号１８ｂと、２つの抵抗２６，２８により構成される分圧回路４４から出力された供給電圧信号１８ｃとが入力される。分圧回路４４の抵抗２６，２８の抵抗値は、それぞれ、好ましくは１０ｋΩ、１００ｋΩである。ただし、これらの抵抗の構成は重要ではないことに留意すべきである。例えば、抵抗２６は１０ｋΩという抵抗値を有し、抵抗２８は１００ｋΩという抵抗値を有するようにすることが可能である。分圧回路４４は、診断のために、検出回路が駆動される電圧を規定する。バイアスされた電圧を計装増幅器２２の出力信号２２ａから差し引くことにより、検出回路１０は正確なプローブ電圧の読み値を決定する。この値は、その後、水溶液の所望の計測値（すなわち、ｐＨやアンモニアのｐｐｍ等）を得るのに用いられる。

パルス幅変調（ＰＷＭ）ユニット３０、入出力ユニット２５、およびＡＤＣ１８は、ＣＰＵ１４の一部であるようにするのが好ましく、または少なくともＣＰＵ１４によって制御される。ＣＰＵ１４は、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）等である。例えば、ＰＷＭユニット３０、入出力ユニット２５、およびＡＤＣ１８のうちの少なくとも１つは、上記した入力端子と出力端子がＣＰＵ１４のピン（図示せず）となるようにＣＰＵ１４の内部に設けられる。さらにまた、ＰＷＭユニット３０、入出力ユニット２５、およびＡＤＣ２２のうちの少なくとも１つを、ＣＰＵ１４の外部に配置し、トレース、ワイヤ、その他の同様の電気的コネクタ（図示せず）によりＣＰＵ１４に接続するようにしてもよい。ＣＰＵ１４は、例えば、供給される電力、設定、およびパラメータを制御し、ＰＷＭユニット３０、入出力ユニット２５、およびＡＤＣ１８のやり取りを容易にする。

少なくとも演算増幅器１６、計装増幅器２２、電流制限抵抗２０、分圧回路４４、および端子２４ａ，２４ｂは、共通のハウジングに収容されるのが好ましい。このハウジング（図示せず）には、必要により、ＰＷＭユニット３０、入出力ユニット２５、およびＡＤＣ１８もまた収容される。

センサから得られたデータは、通常の方法によって検出回路１０から外部回路（図示せず）へと送られる。上記の方法としては、ユニバーサル非同期レシーバ／トランシーバ（ＵＡＲＴ）プロトコル（すなわち、ＲＳ−２３２、ＴＴＬシリアル、ＲＳ−４２２、ＲＳ−４８５、等）、インター・インテグレイティド・サーキット（集積回路間通信：Ｉ²Ｃ
）プロトコル、等がある。図２において、好ましくは、上記したように外部回路との通信を可能にさせるために一対の受信・送信ピン３２，３４が設けられる。電源・グランドピン３６，３８もまた設けられる。加えて、センサを端子２６ａ，２６ｂに接続するためにプローブピン４０，４２が設けられる。

再び図１を参照する。検出回路１０の状態をユーザに表示するためにＬＥＤ５０，５２，５４が設けられる。例えば、赤色ＬＥＤ５０は、エラー表示のために設けられる。緑色ＬＥＤ５２は、通信がＵＡＲＴプロトコルにしたがって行われていることを表示するために設けられる。同様に、青色ＬＥＤ５４は、通信がＩ²Ｃプロトコルにしたがって行われ
ていることを表示するために設けられる。ここに図示した実施の形態では、ＬＥＤを用いるようにしたが、アルファベットと数字を組み合わせた表示や音声表示等を用いてもよい。さらに、検出回路１０およびセンサの一方または両方についての、その他の状態をユーザに知らせるようにしてもよい。

本発明の実施の形態では、通常のＬＰＦ（ローパスフィルタ）回路とノッチフィルタによって簡単なノイズ排除を行っている。これにより、６０Ｈｚのハムノイズや特定のコモンモードノイズ等のような、ノイズや混信のコモンソースを排除できる。ＡＤＣに入力される信号は、大きさが小さいノイズとはいえ、未だ、その信号に関連したランダムノイズを含んでいる。このノイズが、かつてはＡＤＣサンプリング技術の利点であった。ＡＤＣの読み値をオーバーサンプリングするためには、測定対象の信号が「ホワイトノイズ」として分類されるノイズを含んでいることが望ましい。ホワイトノイズを含むということは、信号スペクトラムの電力密度がＡＤＣの測定可能レンジ内において一定であることを意味する。そのようなノイズ（ＥＭＩノイズ、熱ノイズ、化学的ノイズ、その他のノイズ源に起因するノイズ）を保つことは、マイクロプロセッサの、信号をオーバーサンプリングする能力を助ける。今日の埋込型マイクロプロセッサに搭載される１０または１２ビットのＡＤＣは、４ないし６ビットだけ容易に拡張可能であり、これにより、より高い分解能でサンプルを得ることができる。さらなるディジタル処理技術（例えば、ＬＰＦやそれ以外の平均化方式）により、複雑ではないＡＦＥ回路を用いて精密かつ高分解能の計測が可能になる。これにより、マイクロプロセッサの能力を最大限に利用することができる。

本発明の実施の形態では、上で論じた電気部品を機械的に支持するとともに、好ましくは金めっきのリード線を用いて接続するために、多層プリント回路基板を採用する。上記で明示したように、検出回路の区域では人工的にバイアスされたグラウンドを用い、それ以外の区域では実グラウンドを用いる。したがって、人工的グラウンドを用いる回路部分は、多層プリント回路基板のうちの１つの層、すなわち人工的にバイアスされたグラウンドに接続されたグラウンド面である層、を有する。同様に、実グラウンドを用いる回路部分は、多層プリント回路基板のうちの１つの層、すなわち実グラウンドに接続されたグラウンド面である層、を有する。

図３は、一実施の形態に係る、センサから読み値を得る方法３００のフロー図である。この方法３００は、任意の適切な順番で実行されるいくつかのステップで構成される。ステップ３０２では、第１の電流を有するバイアスされた第１の電圧信号を生成する。ステップ３０４で、そのバイアスされた第１の電圧信号を受け取る。ステップ３０６では、第１の電流より大きい第２の電流を有するバイアスされた第２の電圧信号を生成する。このバイアスされた第２の電圧信号は、検出回路における他の部品によって用いられる。ステップ３０８では、センサが接続された１対の端子から信号を受け取る。ステップ３１０で、上記のバイアスされた第２の電圧信号を基準とした１対の端子間電圧を表す出力信号を生成する。

上記からわかるように、本発明の実施の形態は、電気化学センサのための検出回路を構成する。当業者にとっては、本発明概念から離れることなく上記実施の形態に変更を加え得ることが理解されるであろう。それゆえ、本発明は、開示した特定の実施の形態に限定されるものではなく、添付した特許請求の範囲によって規定される本発明の精神および意図の範囲内での改変をもカバーしようとしたものであることが理解される。

本発明の実施の形態は電気化学センサに関わり、特に、電気化学センサのためのセンサ用検出回路およびセンサ読み値取得方法に関する。

本発明の実施の形態は、電気化学センサ用の検出回路を含むものである。この検出回路は、ディジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）と、演算増幅器（オペアンプ）と、計装増幅器（インツルメンテーションアンプ）と、アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）とを含む。ＤＡＣは、演算増幅器が受け取るバイアスされたグラウンド電圧信号を生成する。演算増幅器は、電気化学センサに接続された１対の端子のうちのいずれか一方に、高い電流のバイアスされた電圧を生成する。計装増幅器は、上記の１対の端子から信号を受け取り、上記した高い電流のバイアスされたグラウンド電圧信号を基準とした１対の端子間電圧を表す出力信号を生成する。ＡＤＣは、出力信号を受け取り、電気化学センサによる実際の電圧読み値を導き出す。

パルス幅変調（ＰＷＭ）ユニット３０、入出力ユニット２５、およびＡＤＣ１８は、ＣＰＵ１４の一部であるようにするのが好ましく、または少なくともＣＰＵ１４によって制御される。ＣＰＵ１４は、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）等である。例えば、ＰＷＭユニット３０、入出力ユニット２５、およびＡＤＣ１８のうちの少なくとも１つは、上記した入力端子と出力端子がＣＰＵ１４のピン（図示せず）となるようにＣＰＵ１４の内部に設けられる。さらにまた、ＰＷＭユニット３０、入出力ユニット２５、およびＡＤＣ１８のうちの少なくとも１つを、ＣＰＵ１４の外部に配置し、トレース、ワイヤ、その他の同様の電気的コネクタ（図示せず）によりＣＰＵ１４に接続するようにしてもよい。ＣＰＵ１４は、例えば、供給される電力、設定、およびパラメータを制御し、ＰＷＭユニット３０、入出力ユニット２５、およびＡＤＣ１８のやり取りを容易にする。

センサから得られたデータは、通常の方法によって検出回路１０から外部回路（図示せず）へと送られる。上記の方法としては、ユニバーサル非同期レシーバ／トランシーバ（ＵＡＲＴ）プロトコル（すなわち、ＲＳ−２３２、ＴＴＬシリアル、ＲＳ−４２２、ＲＳ−４８５、等）、インター・インテグレイティド・サーキット（集積回路間通信：I²Ｃ）プロトコル、等がある。図２において、好ましくは、上記したように外部回路との通信を可能にさせるために一対の受信・送信ピン３２，３４が設けられる。電源・グランドピン３６，３８もまた設けられる。加えて、センサを端子２４ａ，２４ｂに接続するためにプローブピン４０，４２が設けられる。

Claims (20)

1. 第１の電流を有する、バイアスされた第１の電圧信号を生成するように構成されたディジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）と、
   前記バイアスされた第１の電圧信号を受け取り前記第１の電流より大きい第２の電流を有する、バイアスされた第２の電圧信号を生成するように構成された演算増幅器（オペアンプ）と、
   センサが接続された１対の端子から信号を受け取り、前記バイアスされた第２の電圧信号を基準とした１対の端子間電圧を表す出力信号を生成するように構成された計装増幅器（インツルメンテーションアンプ）と、
   前記出力信号を用いて、前記センサからの読み値であるセンサ電圧を導き出すように構成されたアナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）と
   を含むセンサ用検出回路。
2. 前記センサ電圧は、前記出力信号から前記バイアスされた第２の電圧信号を差し引くことにより求められる
   請求項1に記載のセンサ用検出回路。
3. さらに、前記センサ用検出回路の動作状態を表示するように構成された1以上のインジケータを備える
   請求項1に記載のセンサ用検出回路。
4. さらに、前記計装増幅器のためのイネーブル入力信号を生成するように構成された入出力ユニットを備える
   請求項1に記載のセンサ用検出回路。
5. さらに、前記計装増幅器、前記入出力ユニットおよび前記アナログデジタルコンバータのうちの少なくとも1つを制御するように構成されたプロセッサを備える
   請求項4に記載のセンサ用検出回路。
6. さらに、前記センサ電圧を、前記センサ用検出回路から離れた回路に送るように構成されたトランシーバを備える
   請求項1に記載のセンサ用検出回路。
7. さらに、前記センサ用検出回路を駆動する電圧を規定する分圧回路を備える
   センサ用検出回路。
8. 第１の電流を有するバイアスされた第１の電圧信号を生成するように構成されたディジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）と、
   前記バイアスされた第１の電圧信号を受け取り前記第１の電流より大きい第２の電流
   を有する、バイアスされた第２の電圧信号を生成するように構成された演算増幅器（
   オペアンプ）と、
   センサが接続された１対の端子から信号を受け取り、前記バイアスされた第１の電圧信号を基準とした１対の端子間電圧を表す出力信号を生成するように構成された計装増幅器（インツルメンテーションアンプ）と、
   前記出力信号から前記第２のバイアス電圧信号を差し引くことにより、前記センサからの読み値であるセンサ電圧を導き出すように構成されたアナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）と
   を含むセンサ用検出回路。
9. さらに、前記センサ用検出回路の動作状態を表示するように構成された1以上のインジケータを備える
   請求項８に記載のセンサ用検出回路。
10. さらに、前記計装増幅器のためのイネーブル入力信号を生成するように構成された入出力ユニットを備える
    請求項８に記載のセンサ用検出回路。
11. さらに、前記計装増幅器、前記入出力ユニットおよび前記アナログデジタルコンバータのうちの少なくとも1つを制御するように構成されたプロセッサを備える
    請求項１０に記載のセンサ用検出回路。
12. さらに、前記センサ電圧を、前記センサ用検出回路から離れた回路に送るように構成されたトランシーバを備える
    請求項８に記載のセンサ用検出回路。
13. さらに、前記センサ用検出回路を駆動する電圧を規定する分圧回路を備える
    請求項８に記載のセンサ用検出回路。
14. 前記演算増幅器、前記計装増幅器、前記分圧回路、および前記プロセッサのうちの少なくとも２つが同じハウジングに収容されている
    請求項１３に記載のセンサ用検出回路。
15. さらに、前記出力信号に関わるノイズをフィルタリングするように構成されたローパスフィルタを備える
    請求項１３に記載のセンサ用検出回路。
16. 検出回路を用いてセンサからの読み値を得る方法であって、
    ディジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）によって、第１の電流を有する、バイアスされた第１の電圧信号を生成し、
    演算増幅器（オペアンプ）によって、前記バイアスされた第１の電圧信号を受け取り、
    前記演算増幅器によって、前記第１の電流より大きい第２の電流を有するバイアスされた第２の電圧信号を生成し、
    計装増幅器（インツルメンテーションアンプ）によって、センサが接続された１対の端子から信号を受け取り、
    前記計装増幅器第２のバイアス電圧信号を基準とした１対の端子間電圧を表す出力信号を生成し、
    アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）によって、前記センサからの読み値であるセンサ電圧を導き出す
    を含むセンサ読み値取得方法。
17. 前記出力信号から前記第２のバイアス電圧信号を差し引くことによりセンサ電圧を求める
    請求項1６に記載のセンサ読み値取得方法。
18. さらに、前記センサ用検出回路の動作状態を表示する
    請求項1６に記載のセンサ読み値取得方法。
19. さらに、前記センサ電圧を、前記センサ用検出回路から離れた回路に送る
    請求項1６に記載のセンサ読み値取得方法。
20. さらに、前記出力信号に関わるノイズをフィルタリングする
    請求項1６に記載のセンサ読み値取得方法。

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