JP2017524296A - Ｔｍｒ近接場磁気通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】単一の感度軸あるいは２つの感度軸を有するセンサシステムであって、電磁スイッチ、Ｔ−ｃｏｉｌおよびループシステムユニットを小さいパッケージに集積可能なセンサシステムを製造する方法を提供すること。【解決手段】実施形態に係るＴＭＲ近接場磁気通信システムは、近接場磁気通信システムにより発生したＡＣ磁場とＤＣ磁場を検出し、ＡＣ磁場とＤＣ磁場の信号を入力信号としてオーディオ電気音響デバイスへ入力する。オーディオ電気音響デバイスは補聴器、家庭用娯楽システムのイヤホン、埋め込み型聴覚器を有する公共聴力ループシステム等を含む。前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、１つまたは複数のＡＣ磁場信号およびＤＣ磁場信号を検出するためのＴＭＲセンサブリッジと、ＴＭＲセンサにより出力されたＡＣ信号とＤＣ信号を分離するためのフィルタを含むアナログ信号回路と、ＡＣ電気信号を増幅するための増幅器と、ＡＣ電気信号をオーディオ電気音響デバイスに送信するためのアナログ出力端とを備える。前記ＴＭＲセンサとしてリニアまたは非リニアＴＭＲセンサを採用することが可能で、特定のＤＣ磁場において最適な信号対雑音比を有するように設計される。【選択図】 図７

Description

本発明の実施形態は、近接場磁通信システムにおけるオーディオ信号を検出する装置に関し、特に、信号対雑音比（ＳＮ比）の増加や、直流（ＤＣ）磁場が働く範囲の改善、消費電力の低減効果を上げる信号検出用のトンネル磁気抵抗（ＴＭＲ）センサの設計及び組み合わせ方法に関する。

現在、補聴器は、主に誘導コイル式（Ｔ−ｃｏｉｌ）の音声取得装置であって、電話機の受話器からの交流（ＡＣ）磁場信号を受信する。電話機が使用されている時、その中のＴ−ｃｏｉｌセンサは、音声中の背景信号を除去すると当時に音質の劣化を回避することで、補聴器の使用者の聴力を補助することができる。しかしながら、原音タイプ補聴器と電話機の受話器を同時に使用すると、音質の劣化が常に発生してしまう。解決方法としては、マニュアルスイッチを使用してマイクをオフにするのではなく、電話受話器におけるＤＣ磁場を用いて補聴器の磁気スイッチを動作させることで、補聴器のマイクロホンをオフにし、誘導コイル式（Ｔ−ｃｏｉｌ）音声取得装置を動作させることである。

電話受信の音質を向上させることに加えて、補聴器は、先進的な民生用オーディオシステムと公共放送オーディオ伝送システムに徐々に適用されていて、その中のＴ−ｃｏｉｌセンサは近接場磁気通信システムの検出器として、ループシステムにおいては二重の機能を有する。一般的に、電話信号収集システム、公共放送システム、および家庭用オーディオ機器等の近接場磁気通信システムにおけるアナログオーディオ信号は磁場によって運ばれ、この磁場が伝達コイルに非常に近いものである。これは一般的な無線送信とは幾つかの点で異なり、そのうち、最も大きな違いは、近接場磁気通信システムにおいてオーディオ信号を運ぶ磁場は伝播しやすい電磁波ではないことにある。したがって、近接場磁気通信は、１つの部屋または建築物内でのみ行うことができ、プライバシーを改善でき、隣接するシステムがそれぞれ情報をローカルにのみ送信することを可能にする。

従来の誘導コイル（Ｔ−ｃｏｉｌ）は、ＡＣ磁場のみを検出できる。誘導コイルには２種類があり、一つは磁心に巻き付くコイルにより構成されるパッシプ型で、もう一つは前置増幅器を含む能動型である。しかしながら、信号収集のためのインダクタはサイズが大きく、コストが高い。また、誘導コイル自身は、ＤＣ磁場の存在を感応できず、付加の回路を用いて近接場通信装置からのＤＣ磁場の存在を検出しなければならない。これらのデバイスが大きいため、バッテリーのための空間やその他の用途のための空間を占有してしまう。従来の誘導コイル式音声取得装置のもう一つの問題は、従来の誘導コイル式センサがスカラ型センサではなくベクトル型であるため、一つの方向に沿う磁場変化しか測定することができない。単一軸方向のみに対して感度を有することは必ずしも悪いことではないが、コイルの体積が大きいため、感応軸に沿う長さが非感応軸に沿う長さより長くなってしまい、従来のＴ−Ｃｏｉｌと固定電話の受話器とをマッチングさせることが困難である。

それゆえ、補聴器の中に小さいサイズのセンサを設け、コストを下げ、体積を小さくし、更に機能やバッテリー能力を向上させ、Ｔ−ｃｏｉｌの性能を向上させることが必要である。そのためには、ＴＭＲセンサを用いて製造されるＴ−ｃｏｉｌを選択することが適切である。また、小センサとして、互いに直交する２つの磁場成分を検出するループシステム（ｌｏｏｐ ｓｙｓｔｅｍ）を適用することができ、これが一般的な方法として普及しつつある。さらに、感応コイルは電話機の受話器のＤＣ磁場を検出できないので、電磁スイッチを付加してＴ−ｃｏｉｌモードを動作させる必要がある。なお、ＴＭＲセンサはＤＣ成分を検出できるので、センサとスイッチの２重の機能を有している。本発明は、ＴＭＲセンサを用いることにより、単一の感度軸あるいは２つの感度軸を有するセンサシステムを製造する方法を開示する。センサシステムは磁気スイッチ、Ｔ−ｃｏｉｌおよびループシステムユニットを小さいパッケージに集積する。

本実施形態に係るＴＭＲ近接場磁気通信システムは、近接場磁気通信システムにより発生したＡＣ磁場とＤＣ磁場を検出し、磁気信号をオーディオ電気音響デバイスによって受信される電気信号に変換するＴＭＲ近接場磁気通信システムであって、
磁場を検出するＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と、
ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]の出力側に接続され、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって出力されたＡＣ電気信号とＤＣ電気信号を分離するフィルタと前記ＡＣ電気信号を増幅させる増幅器とを有し、アナログ信号出力端から増幅された前記ＡＣ電気信号を前記オーディオ電気音響デバイスへ送信するアナログ信号回路と、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]および前記アナログ信号回路に接続され、電源を供給するための電源入力端を含む電源回路と、を備え、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は、低感度リニアＴＭＲセンサまたは高感度リニアＴＭＲセンサあるいは非リニアＴＭＲセンサである、ことを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、更に、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]に接続され、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって出力された電気信号のＤＣ成分を処理するデジタル信号回路と、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって出力された前記ＤＣ成分の情報を前記オーディオ電気音響デバイスへ送信するためのデジタル信号出力端とを備えることを特徴とする。

好ましくは、前記電源回路は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]のハイレベルのデューティサイクル比を制御するデューティサイクルコントローラを有し、前記デジタル信号回路は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって出力された信号における比較的大きい前記ＤＣ電気信号の存在を検出する比較器を有し、前記比較器がＴＭＲセンサ[Ａ]の出力において比較的大きい前記ＤＣ電気信号を検出した場合、前記デューティサイクルコントローラは動作を停止するものの、その出力は依然としてＤＣバイアス電圧であることを特徴とする。

好ましくは、前記電源回路は電圧ダブラを有し、前記比較器がＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]の出力において比較的大きい前記ＤＣ電気信号を検出した場合、前記電圧ダブラはオンになって前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]のバイアス電圧を増加させることを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、更に、前記電源回路に接続されるＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、更に、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]に接続され、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]からのＤＣ電気信号を処理するデジタル信号回路であって、更に前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]の出力において比較的大きいＤＣ成分を検出する比較器を有すると共に、前記比較器は前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]によって出力された信号において前記ＤＣ電気信号を検出した場合は前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]のバイアス電圧を適用する信号を送信するデジタル信号回路と、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]によって出力されたＤＣ成分の情報を前記オーディオ電気音響デバイスへ送信するデジタル出力端と、を備え、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]の抵抗は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]の抵抗よりも大きいことを特徴とする。

好ましくは、前記電源回路は電圧ダブラを有し、前記比較器がＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]の出力において前記ＤＣ電気信号を検出した場合、前記電圧ダブラはオンになって前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]のバイアス電圧を増加させることを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、更に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]を備え、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]はそれぞれ２つの互いに直交する方向の磁場成分を検出し、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]は前記ＡＣ磁場を検出する高感度リニアＴＭＲセンサであることを特徴とする。

好ましくは、前記アナログ信号回路は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]の出力端に接続され、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]によって出力されたＡＣ電気信号を分離して増幅し、処理後の前記ＡＣ電気信号を前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムのアナログ信号出力端へ送信することを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]は、ハーフブリッジ、フルブリッジ、プッシュプルブリッジ、またはそれらの任意の組み合わせであり、
前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、チップオンフレックスパッケージ（単一の半導体パッケージ）、マルチチップパッケージ、（ＣＯＦ）またはチップオンボードパッケージ（ＣＯＢ）にパッケージされ、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]は、フリップダイプロセスによって製造されることを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲセンサブリッジは、ハーフブリッジ、フルブリッジ、プッシュプルブリッジ、またはそれらの任意の組み合わせであり、
前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、チップオンフレックスパッケージ、マルチチップパッケージ、（ＣＯＦ）またはチップオンボードパッケージ（ＣＯＢ）にパッケージされ、
前記ＴＭＲセンサブリッジはダイフリップ工程によって製造されることを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は、ダイフリップ工程によって製造される非リニアＴＭＲセンサであり、
各ブリッジアームのバイアス磁場はその飽和磁場よりも大きく、前記バイアス磁場と前記飽和磁場との総和は前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって動作された最大のＤＣ磁場に等しいことを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は、ダイフリップ工程によって製造される非リニアＴＭＲセンサであり、
各ブリッジアームのバイアス磁場はその飽和磁場よりも大きく、前記バイアス磁場と前記飽和磁場との総和は前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって動作された最大のＤＣ磁場に等しいことを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、更に、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムを聴力ループシステムモード、Ｔ−ｃｏｉｌモードおよび待機モード間で手動にて切り替えるためのデジタル入力端を有し、
前記待機モードにおいては前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は動作しないことを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、更に、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムを聴力ループシステムモード、Ｔ−ｃｏｉｌモードおよび待機モード間で手動にて切り替えるためのデジタル入力端を有し、
前記待機モードにおいては前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は動作しないことを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、更に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]を有し、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は、それぞれ２つの互いに直交する磁場の成分を検出し、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]は、ＡＣ磁場を検出する高感度リニアＴＭＲセンサであり、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]の出力は、バッファーされて前記アナログ信号回路における前記オーディオ増幅器にＡＣ結合されることを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、更に、デジタル信号回路を有し、
前記デジタル信号回路は比較器を有し、
前記比較器は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]の出力端からＤＣ電気信号を受信し、
前記比較器の出力端は前記デジタル信号出力端に接続され、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]出力信号のＤＣ成分情報を前記デジタル信号出力端を介して前記オーディオ電気音響デバイスへ送信することを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、更に、１つまたは複数の付加されたＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ１]、ＴＭＲ[Ａ２]、・・・、ＴＭＲ[Ａｉ]（ｉは正の整数である）を有し、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]全体はそれぞれ異なるＨｓａｔを有し、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]全体と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は同一方向の磁場成分を検出し、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]は、高感度リニアＴＭＲセンサまたは低感度ＴＭＲセンサあるいは非リニアＴＭＲセンサであり、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]の出力は、バッファーされて前記アナログ信号回路における前記オーディオ増幅器にＡＣ結合されることを特徴とする。

好ましくは、少なくとも１つの前記ＴＭＲセンサブリッジのバイアス場はその飽和磁場よりは大きく、
最適な信号対雑音比を取得するように少なくとも１つの前記ＴＭＲセンサブリッジを１０〜１００Ｇの磁場範囲内で動作させることが可能であることを特徴とする。

好ましくは、前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、チップオンフレックスパッケージ（単一の半導体パッケージ）、マルチチップパッケージ（ＣＯＦ）、またはチップオンボードパッケージ（ＣＯＢ）にパッケージされ、
前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]（ｉは正の整数である）は、フリップダイプロセスによって製造されることを特徴とする。

本実施形態に係るＭＴＪ断面図であり、ＭＴＪの層構造と抵抗測定回路を示す図である。 本実施形態に係る外部磁場に沿って変化する通常のスピンバルブＧＭＲとＴＭＲの磁気抵抗の変換曲線であり、固定層の磁化方向は−Ｈの方向を指すものである。 本実施形態に係る外部磁場に沿って変化する通常のスピンバルブＧＭＲとＴＭＲの磁気抵抗の変換曲線であり、固定層の磁化方向は＋Ｈの方向を指すものである。 本実施形態に係る複数のＴＭＲ素子をブリッジのアームに接続する方法を示す簡略図である。 本実施形態に係る４つのセンシングアームにより構成されるフルブリッジＴＭＲセンサを示す図である。 本実施形態に係るリニアフルブリッジＴＭＲセンサの変換曲線である。 本実施形態に係る非リニアフルブリッジＴＭＲセンサの変換曲線である。 本実施形態に係る１つのＴＭＲセンサを用いた場合のＴＭＲ近接場磁気通信システムを示す図である。 本実施形態に係る２つのＴＭＲセンサを用い、且つそのうちの１つは電話オーディオ磁場信号収集専用とした場合のＴＭＲ近接場磁気通信システムを示す図である。 本実施形態に係る３つのＴＭＲセンサを用い、且つそのうちの１つは電話オーディオ磁場信号収集専用とし、少なくとも１つは聴力ループ磁場信号収集専用とした場合のＴＭＲ近接場磁気通信システムを示す図である。 本実施形態に係る２つのＴＭＲセンサを用いて互いに直交する２つの磁場の成分をそれぞれ検出するＴＭＲ近接場磁気通信システムであって、１つのＴＭＲセンサは電話オーディオ磁場信号収集専用であり、少なくとも１つが聴力ループ磁場信号収集専用とした場合のＴＭＲ近接場磁気通信システムを示す図である。 本実施形態に係るそれぞれ異なるＨｓａｔを有する複数のＴＭＲセンサを用いたＴＭＲ近接場磁気通信システムであり、ＡＣ磁場を検出可能なＤＣ磁場の閾値範囲を拡大してＤＣ磁場閾値を超えたＡＣ磁場信号を検出可能とするＴＭＲ近接場磁気通信システムを示す図である。 本実施形態に係るオプション可能な複数のＴＭＲセンサであり、ＡＣ磁場を検出可能なＤＣ磁場の閾値範囲を拡大し、高感度ＴＭＲセンサを使用することによってＡＣ磁気信号を検出可能としたＴＭＲセンサを示す図である。

以下、図面を参照しながら本実施形態に係るＴＭＲ近接場磁気通信システムを説明する。
図１はトンネル接合磁気抵抗（ＭＴＪ）素子の構造およびその抵抗値測定を示す図である。一般的なΜＴＪ層構造１は、強磁性ピン止めルテニウム層４と反強磁性材料により製造される固定層３とを電磁結合して形成される磁性ピン止め層２、およびＭｇＯまたはＡｌ２Ｏ３で形成されるトンネルバリア層５を含む。トンネルバリア層５は、強磁性ピン止めルテニウム層４に直接堆積される。強磁性層６は、トンネルバリア層５の上に堆積される。磁性ピン止め層２の磁気モーメント方向８と感度層の磁気モーメント方向７の方向は矢印で示される。固定層の磁化方向８は、相対的に固定するように一方向にピン止めされ、それほど強くない磁場強度の状態下では変化しない。これに対して、感度層の磁気モーメント方向７は、外部磁場の変化に従って変化する。磁性自由層６の磁気モーメント方向７は二重矢印で示され、ピン止め層４の磁気モーメント方向８はこのような回転自由度の差異を示すように単一矢印で示される。層３、４、５、６の典型的な厚みは０．１ｎｍから１０ｎｍ超である。

底部電極１６と頂部電極１７は、磁気抵抗を測定するために、ＭＴＪ最外層３、６にそれぞれ直接接触する。底部電極１６と頂部電極１７は、通常は非磁性の導電金属により製造され、オームメータ１８への電流をベアリングしなければならない。オームメータ１８は、ＭＴＪの層構造全体に対して既知の電圧（または電流）を印加し、ＭＴＪを通過した最終的な電流（または電圧）を測定する。一般的に、トンネルバリア層５は抵抗の大部分を提供するものであり、例えば、バリヤー層抵抗は１０,０００ｏｈｍｓで、その他の部分抵抗は１０ｏｈｍｓである。底部電極１６は絶縁層９上に位置し、絶縁層９は基板１０上に形成され、絶縁層９の縁部は底部電極１６の縁部より伸長されている。基板１０は、その多くはケイ素により製造されるが、ガラス、耐熱ガラス、ＧａＡｓ、ＡｌＴｉＣまたは適切なウエハー集積特性を提供するいずれかの材料によって製造されることもある。ＴＭＲセンサは、必ずしも集積回路を必要としないが、加工処理して集積回路とするためにはケイ素が好適である。

図２はＧＭＲまたはΜΤＪセンサの抵抗と外部磁場のＣＯＭ出力の関係を示す曲線図であり、この曲線を有するセンサがリニア磁場の測定に適用可能なセンサである。出力曲線３０は、低抵抗状態２１と高抵抗状態２２の場合に飽和し、ＲＬとＲＨは、それぞれ低抵抗状態２１と高抵抗状態２２の抵抗値を示す。２つの飽和状態の間に介在する出力曲線は、外部磁場Ｈの線型曲線である。外部磁場Ｈの方向はセンサの感度方向と平行している。固定層の磁化方向８が感度方向と逆平行する場合、固定層の磁化方向は−Ｈの方向を指す。磁性自由層の磁化方向７が磁性固定層の磁化方向８と平行する場合、全体素子の測定抵抗値は低抵抗状態２１にあり、磁性自由層の磁化方向７が磁性固定層の磁化方向８と逆平行する場合、全体素子の測定抵抗値は高抵抗状態２２にある。以下に記載するように、磁性自由層６のピン止め層４に対する方向が０〜１８０度の間にある場合、ＭＴＪ素子１の抵抗は高抵抗と低抵抗との間の値をとる。

出力曲線３０は、Ｈ＝０点に対して対称となる必要はない。典型的には、飽和磁場２５と２６にはオフセット量Ｈ０２３が存在し、低飽和磁場はＨ＝０点に接近するようになる。Ｈ０２３の値は「オレンジ効果」または「Ｎｅｅｌ結合」に関係し、その値は通常、１−２５Ｏｅであり、ＭＲ素子において強磁性薄膜の平坦度に関係し、材料および加工工程にも依存する。Ｈ０２３は、ＴＭＪ素子に対する磁気バイアスによって低減または増加が可能である。

ＴＭＲ近接場磁気通信システムの動作原理を説明するために、飽和磁場２５と２６との間では、図２の出力曲線は、（１）に示す式によって近似的に表現することとする。

ここで、Ｈｓは飽和磁場である。Ｈｓは、低磁場の時の出力曲線の接線と飽和磁場の時の出力曲線の接線の交点に基づく磁場値として定量的に定義され、Ｈ０がオミットされた時に得られる値である。

図３は、図２においてダイ（ウエハーはそれぞれセンサを有するダイにカットされる）がセンサ面に対して垂直な軸周りに１８０度回転した後の抵抗と外部磁場の関係を示す出力曲線であり、回転後のピン止め層の磁化方向８は＋Ｈ方向を指している。この回転の結果は、同じ外部磁場の条件下において、Ｒ〜Ｈ出力曲線の傾きはダイが回転しない場合の傾きの負の値を示す。このような特性だけを用いることによって大きい出力のＴＭＲセンサを構築することができる。この方法は、本実施形態におけるセンサの製造に使用することができる。ダイを回転させる方法によりリニアＴＭＲセンサを製造する方法は、中国特許出願２０１３１０７１８９６９．８、２０１３１０４９６９４５．２、２０１１２０１６７３５０．９、および２０１１１０１３４９８２．Ｘの中で既に開示されている。

図４に示すように、ＭＪＴ素子は体積が小さいため、複数のＭＴＪ素子を直列接続して使用することで、感度を向上させ、１／Ｆノイズを低減させ、帯電防止性能を向上させることができる。電気的に接続される複数のＭＴＪ素子４０は、底部電極４１と頂部電極４２との間に位置し、サンドイッチ構造を構成し、電流４３はその電気的な接続方式によって縦方向にＭＴＪ４０を流れ横方向に底部と頂部導電層で交互に配列した頂部電極４２と底部電極４１を流れる。底部電極４１が隔離層９に位置し、付加基板１０を有する場合もある。ブリッジ設計が使用される時、好適には、ブリッジの参照アームとセンシングアームのＭＴＪ素子１の寸法は同一であり、これによって、エッチングによるオフセットを除去でき、素子列の設計によって、センシングアームと参照アームには異なる数のＭＴＪ素子４０を用いることができ、最適なセンシングアーム／参照アーム抵抗値の比を得ることができる。

ブリッジは、抵抗変換信号を増幅しやすい電圧信号に変換させることに用いられる。これは信号対雑音比を改善し、コモンモードノイズを除去し、熱効果を低減させることができる。図４におけるＭＲ素子列を図５におけるホイートストンブリッジを構築するために適用することは容易である。４つのアームがいずれも外部磁場Ｈに対して感応する「フルブリッジ」５０が好適であり、センシングアームとして適用される。センシングアーム５２と５２’の伝達曲線は、図２に示すように、その曲線の傾きは正となる。センシングアーム５４と５４’の伝達曲線は、図３に示すように、その傾きは負となる。図５におけるセンシングアーム５２と５４上の矢印方向は、それらの抵抗値の外部磁場の強度の変換曲線の傾きに対する符号が逆となっていることを示している。また、ＧＨＰは、センサが基板上に製造された場合、電圧バイアスボンディングパッド（Ｖｂｉａｓ４５）、接地ボンディングパッド（ＧＮＤ、４６）、２つのハーフブリッジ回路の中間タップボンディングパッド（Ｖ１、４７、Ｖ２、４８）という電気接続ボンディングパッドが必要となる。フルブリッジ回路５０の出力電圧が外部磁場に従う変化関係は、図６における曲線６０に示す通りである。

図２と図３における変換曲線３０のＲＨとＲＬから図６の曲線を導き出すため、まず、外部磁場Ｈが大きな正の値である場合、電圧の差の値Ｖ１−Ｖ２を算出する必要がある。この感応条件において、センシングアーム５２と５２’の抵抗値はＲＨであり、５４、５４’の抵抗値はＲＬである。

この時、ブリッジのＶｂｉａｓからＧＮＤまでの抵抗値は、式（２）に示す値となる。

ブリッジ両側において同じ抵抗値を有する場合はブリッジ両側における電流も同一であるはずであり、分流関係に従って（３）の関係式を得ることができる。

左側でのＶ１点の電位は（４）の通りであり、

右側でのＶ２点の電位は（５）の通りである。

この時、ＴＭＲセンサブリッジの出力はＶ１とＶ２の差の値であるので、（６）の通りとなる。

外部から正磁場を印加した場合、上述の式（６）におけるＶｏｕｔは、ＴＭＲセンサブリッジの最大出力値となり、それを図６ではＶｐｅａｋ６１と記載することとする。なお、図６によれば、接線６３は原点を通過し、点Ｈ＝Ｈｓａｔで＋Ｖｐｅａｋ値を示す線と交差する。ブリッジ回路の出力電圧の感度は、Ｈ＝０時、ブリッジ回路の出力電圧の傾きが式（７）に示すものとして定義される。

図６はリニアフルブリッジセンサの出力曲線Ｖ１−Ｖ２〜Ｈである。図６における飽和磁場はＨｓａｔとして定義され、式（８）に示す通り、各ＭＴＪ素子のバイアス場を加えて飽和磁場の値を調整する必要がある。

なお、Ｈｓａｔは、単一のＭＴＪ素子またはブリッジアームのＨｓに等しいかあるいはそれよりも大きい。同時に、ブリッジの隣接するブリッジアームにおけるＭＴＪ素子の固定層の方向が逆となっている場合は、単一のＭＴＪ素子グループのバイアス場Ｈ０はキャンセルされる。

オーディオ磁場信号収集器としてＴＭＲセンサを使用する場合、音質の観点から考えると、２つの重要なパラメータを考慮する必要がある。即ち、
（１）飽和磁場（Ｈｓａｔ）、及び
（２）信号対雑音比（ＳＮＲ）
である。

ここでは、感度は、Ｖｐ／Ｈｓａｔとして定義される。なお、測定すべき外部磁場の磁場強度が増加すれば、Ｈｓａｔもそれに応じて増加される。これは、強い外部磁場が測定された場合には、ＴＭＲセンサの感度を下げる必要があることを意味する。

感度低減のマイナス効果は、収集したオーディオ磁場信号に品質低減に直結する。１００Ｈｚ〜１０ＫＨｚのオーディオ範囲内において、ＴＭＲセンサにおける磁性ノイズはＪｏｈｎｓｏｎノイズモデルにより表現できる。つまり、式（９）のように、ＪｏｈｎｓｏｎノイズをＴ−ｃｏｉｌの帯域内で積分してその二乗平均平方根を取ることで表現できる。

この式（９）におけるＦ１は通過帯域の最低周波数であり、Ｆ２は通過帯域の最高周波数である。また、ｋＢはＢｏｌｔｚｍａｎｎ定数であり、Ｔは温度である。さらに、ＲはＴＭＲセンサのブリッジの抵抗である。また、測定した信号品質を表す信号対雑音比は、測定した音波の振幅Ｂｔｅｓｔに対して、式（１０）のように表すことができる。つまり、Ｈｓａｔが増加するに従って、ＳＮＲは低減することになる。

高い信号対雑音比を有するＴＭＲセンサを設計する場合は、その他の因子を考慮する必要がある。ＶｐはＴＭＲセンサのバイアス電圧（Ｖｂｉａｓ）より小さくするべきであり、ブリッジ構造とＴＭＲセンサの抵抗変化率とに依存する。ＴＭＲセンサの抵抗変化率には実際上の局限があり、ＶｐはＴＭＲセンサのバイアス電圧に近づけるのみであってＴＭＲセンサのバイアス電圧と等しくしてはできない。プッシュプルフルブリッジを例として、実際に最適な場合には、０．４５Ｖｂｉａｓ＜＝Ｖｐ＜＝Ｖｂｉａｓとなる。また、プッシュプルフルブリッジＴＭＲセンサの最適感度は、（１１）の通りとなる。

ＶｂｉａｓとＨｓａｔは、ＤＣ磁場と消費電力の実際上の考量により制限される。従って、最高感度は設計により制限され、たとえ線型伝達曲線の傾きを上向きにさせたとしても、感度自体を著しく向上させることはできない。

当然、ＴＭＲセンサの雑音もＳＮＲに影響を及ぼすので、ＴＭＲセンサの雑音の低減も考慮され得る。上記説明によれば、Ｂｎｓは帯域幅によって決定されるが、それはオーディオ磁場信号の帯域幅が変化され得ない音楽と人間の音声によって決定される。一方、雑音は温度に従って低減するものの、温度自体をコントロールすることはできない。また、雑音は抵抗が低くなるのに従って低減するものの、ＴＭＲセンサの抵抗を低くすると消費電力が増加し、結果としてバッテリーの寿命を縮めてしまうため、抵抗を極端に低くするように設計することはできない。

ＳＮＲに影響を及ぼすパラメータは、（１２）、（１３）の式に示すようにまとめることができる。

さらに、Ｖｐ〜０．５Ｖｂｉａｓと仮定すると、ＳＮＲに影響を及ぼすパラメータは、（１４）の式に示すようにまとめることができる。

この関係式によれば、ＳＮＲは、より小さいＲとＨｓａｔとより大きいＶｂｉａｓを設定することによって最適化され得る。しかしながら、この最適化は、Ｒ、Ｈｓａｔ、およびＶｂｉａｓの実際上での実現可能な値によって制限される。電話機システムでは、Ｈｓａｔの最小値は約３５Ｏｅである。それゆえ、ＲとＶｂｉａｓだけが変化され得る。しかし、Ｒが小さくＶｂｉａｓが大きいほど消費電力が大きくなるため、図６に示すリニアＴＭＲセンサのＳＮＲは、それらパラメータの実際上での可能な値に制限される。

電話機アプリケーションにおいては、ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、電話機に非常に近い場合にのみ使用される。磁性センサは、一般的に、接近スイッチとして電話機の存在を検出するために使用される。電話機の受話器におけるＤＣ磁場は、磁場強度が１０Ｏｅより小さくなる場合に磁場スイッチがオンとなるように磁場スイッチを動作させることが可能で、それによって、消費電力を増大させることなくＳＮＲを改善できる２つの方法が存在する。

そのうちの１つの方法は、Ｔ−ｃｏｉｌセンサを使用する必要がある場合に、電磁スイッチとして高感度の高抵抗値のリニアセンサを使用して低抵抗のリニアＴＭＲ・Ｔ−ｃｏｉｌセンサをオンにする方法である。図６に示すように、２つのスイッチの閾値間である６５Ａと６５Ｂとの間の領域では、ＴＭＲ・Ｔ−ｃｏｉｌセンサは動作しない。

もう１つの方法は、ＴＭＲ・Ｔ−ｃｏｉｌの磁場と電圧との関係を示す変換曲線を変化させる方法で、具体的には、磁場強度が１０Ｏｅより小さい場合には、曲線の傾斜をさらに平坦にさせ（２本の断線の間の領域）、磁場強度が１０Ｏｅ〜１００Ｏｅである場合には、曲線の傾斜をさらに急峻とする（２本の断線を越える領域）方法である。この方法を図７に示す。ＴＭＲセンサがこの範囲でオーディオ磁場信号を収集する場合、その感度は（１５）のように表される。

この感度は、高感度リニアＴＭＲセンサの感度よりも高い。このようなＴＭＲセンサのメリットは、収集する必要がある信号の磁場範囲において高い感度を有し、消費電力を低減するために高い抵抗値を有することができることである。このようなＴＭＲセンサは、（１６）の関係を許可することによって実現され得る。

Ｈｏ＞Ｈｓを実現する方法としては、Ｎｅｅｌ結合による方法、または基板上にバイアス永久磁石を配する方法、あるいは交換結合による方法が含まれる。交換結合による方法の場合、バイアス磁場を発生させるために磁性自由層に堆積される第２の反強磁性層が使用される。

本実施形態の目的を達成するために、「高感度リニアセンサ」は、Ｈｓａｔ＜１０Ｏｅのリニアセンサとして定義され、「低感度リニアセンサ」またはリニアＴＭＲセンサは、Ｈｓａｔ＞２０Ｏｅのリニアセンサとして定義される。高感度のＴＭＲセンサは、聴力ループシステム、携帯電話オーディオ磁場信号収集、または電磁スイッチのために適用することが可能である。

本実施形態では、以下の３種類の異なるＴＭＲセンサを適用することとする。
ｉ．高感度リニアセンサ
ｉｉ．低感度リニアセンサ
ｉｉｉ．高ＳＮＲと低消費電力である電話オーディオ磁場信号収集器として動作する非リニアＴＭＲセンサ
上記の数種類のＴＭＲセンサは、異なる機能を有する幾つかの組み合わせを構築することが可能で、電話オーディオ磁場信号収集または聴力ループシステムに適用することができる。

上記のｉとｉｉのリニアＴＭＲセンサは、種々の異なる設計方法にて構築することが可能で、例えば、ＭＤＴ２０１１．１５（ＣＮ１０２６２１５０４Ａ）、またはＭＤＴ２０１３．０７．３０（２０１３１０７１９２５５．９）、あるいはＭＤＴ２０１３．０１．１４（２０１３１０２０３３１１．３）を参照して得られる関連技術である参照ブリッジＴＭＲセンサや、ＭＤＴ２０１１．０９（ＣＮ１０２３３１５６４Ａ）、またはＭＤＴ２０１１．１１（ＣＮ１０２５４０１１２Ａ）を参照して得られる関連技術である準プッシュプルブリッジリニアＴＭＲセンサがそれに含まれる。

上記のｉｉｉの非リニアＴＭＲセンサは、固定層反転の設計方法を利用して構築する必要があり、その方法は、例えば、ＭＤＴ２０１３．０９．１５．Ｘ（２０１３１０７１８９６９．８）、ＭＤＴ２０１３．０８．２０．Ｘ、ＭＤＴ２０１１．２４（ＣＮ２０２２３０１９２Ｕ）、ＭＤＴ２０１１．０６（ＣＮ１０２２０８５３０Ａ）、ＭＤＴ２０１１．０５（ＣＮ１０２２９８１２５Ａ）（ＣＮ１０２２９８１２５Ａ）、ＭＤＴ２０１１．１１．３０（ＣＮ１０２５６５７２７Ａ）の中で開示されている。

補聴器には、一般的に、マイクロホン、音声増幅器、および受話器が含まれる。マイクロホンが音声を受信して電気信号に変換し、音声増幅器がマイクロホンからの電気信号を増幅し、そして増幅された電気信号は受話器に伝送される。受話器は、電気信号を人の耳にフィードバックされる音声信号に変換する。使用者が電話をする場合、マイクロホンをオフにして、受話器によって発生されたＡＣ磁場を受信しようとする。ＴＭＲ・Ｔ−Ｃｏｉｌをオンにしてマイクロホンをオフにすることはマニュアルで実現することができるが、電話受話器により発生したＤＣ磁場を検出する電磁スイッチによって実現することでもよい。以下、５つの実施例を参照しながら本実施形態について詳細に説明する。

第１実施例
図８は、第１実施例を示す図である。磁場検出に適用できるＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、磁場を検出するためのＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａと、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａの出力端に接続されてフィルタ１８と増幅器１２を有するアナログ信号回路３７であって、フィルタ１８はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡのＡＣ信号とＤＣ信号を分離でき、増幅器１２はＡＣ信号を増幅させるアナログ信号回路３７と、ＡＣ信号をオーディオ電気音響デバイスに伝送するためのアナログ信号出力端１４と、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａおよびアナログ回路３７に接続される電源回路１９と、電源回路１９へ給電するための電源入力端２０とを含む。ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａは、低感度リニアＴＭＲセンサまたは高感度リニアＴＭＲセンサあるいは非リニアＴＭＲセンサである。

ＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、更に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａに接続されてＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａによって出力されるＤＣ信号を処理可能なデジタル信号回路２７を含む。デジタル信号回路２７によって処理された電気信号は、デジタル出力端１５を介してオーディオ電気音響デバイスに伝送される。また、デジタル信号回路２７は比較器２９を含み、比較器２９はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａの出力信号におけるＤＣ成分の存在を検出できる。デューティサイクルコントローラ３６は、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａのバイアス電圧のハイレベルデューティサイクル比をコントロールすることができ、比較器２９がＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａの出力信号においてＤＣ磁場を検出した場合、デューティサイクルコントローラ３６はオフになる。さらに、電源回路１９は、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａのバイアス電圧を増加させることができる電圧ダブラ２８を含む。比較器２９がＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａの出力信号において比較的大きいＤＣ磁場を検出した場合、電圧ダブラ２８はオンになる。

第１実施例において、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａは、ハーフブリッジ、またはフルブリッジ、あるいはプッシュプルブリッジ、もしくはそれらの任意の組み合わせである。ＴＭＲ・Ｔ−Ｃｏｉｌ近接場磁気通信システムは、フレキシブルチップオンボードパッケージ（ＣＯＦ）、またはマルチチップパッケージ（ｓｉｎｇｌｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｐａｃｋａｇｅ）、あるいはチップオンボードパッケージ（ＣＯＢ）にパッケージすることができる。ＴＭＲセンサは、ダイフリップ（ｆｌｉｐ ｄｉｅ）技術またはシングルダイ（ｓｉｎｇｌｅ ｄｉｅ）技術により製造される。

第２実施例
図９は、第２実施例を示す図である。このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、磁場を測定するためのＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａと、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａの出力端に接続されてフィルタ１８および増幅器１２を有するアナログ信号回路３７であって、フィルタ１８はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡのＡＣ電気信号とＤＣ電気信号を分離でき、増幅器１２はＡＣ電気信号を増幅させるアナログ信号回路３７と、ＡＣ電気信号をオーディオ電気音響デバイスに伝送するためのアナログ信号出力端１４と、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａおよびアナログ信号回路３７に接続される電源回路１９と、ＴＭＲ近接場磁気通信システム１１の電源回路１９へ給電するための電源入力端２０とを含む。ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａは、低感度リニアＴＭＲセンサ、または非リニアＴＭＲセンサである。

このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、更に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂを含み、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂは、高感度または低感度のリニアＴＭＲであって、電話受話器におけるＤＣ磁場を検出することができる。ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂは、同一方向の磁場成分を検出することができる。

このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、更に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂに接続されてＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４ＢからのＤＣ電気信号を処理可能なデジタル信号回路２７と、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡのＤＣ情報をオーディオ電気音響デバイスに伝送するためのデジタル出力端１５とを含む。デジタル信号回路２７は比較器２９を含み、比較器２９はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂの出力信号におけるＤＣ成分の存在を検出することができる。デューティサイクルコントローラ３６は、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂのバイアス電圧のハイレベルデューティサイクル比をコントロールすることができる。電源回路１９は、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａのバイアス電圧を増加させることができる電圧ダブラ２８を含み、比較器２９がＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂの出力信号において比較的大きいＤＣ成分の存在を検出した場合、電圧ダブラ２８がオンになってＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａのバイアス電圧を増加させることができる。このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、更に、聴力ループモード、Ｔ−ｃｏｉｌモードおよび待機モードの間でＴＭＲ近接場磁気通信システム１１をマニュアルで切り替えるためのデジタル信号入力端を含み、待機モードにおいては、ＴＭＲ・Ｔ−ｃｏｉｌは動作しない。

第３実施例
図１０は、第３実施例を示す図である。このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、磁場を検出するためのＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａと、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａの出力端に接続されてフィルタ１８および増幅器１２を有するアナログ信号回路３７であって、フィルタ１８はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡのＡＣ電気信号とＤＣ電気信号を分離でき、増幅器１２はＡＣ電気信号を増幅させるアナログ信号回路３７と、ＡＣ電気信号をオーディオ電気音響デバイスに伝送するためのアナログ信号出力端１４と、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａおよびアナログ信号回路３７に接続される電源回路１９と、電源回路１９へ給電するための電源入力端２０とを含む。ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａは、低感度リニアＴＭＲセンサ、または非リニアＴＭＲセンサである。

このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、更に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂを含み、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂは、高感度または低感度のリニアＴＭＲセンサであって、電話受話器におけるＤＣ磁場を検出することができる。ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂは、同一方向の磁場成分を検出する。ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂの給電は、エネルギー消費を抑えるために、デューティサイクルコントローラによって切断された後の電源信号により行われてもよい。

このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、更に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂに接続されてＴＭＲセンサブリッジからのＤＣ信号を処理可能なデジタル信号回路２７と、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡのＤＣ信号情報をオーディオ電気音響デバイスに伝達するためのデジタル出力端１５とを含む。デジタル信号回路２７は比較器２９を含み、比較器２９はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂの出力信号におけるＤＣ成分の存在を検出することができる。電源回路１９におけるデューティサイクルコントローラ３６は、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂのバイアス電圧のハイレベルデューティサイクル比をコントロールすることができる。また、電源回路１９は、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａのバイアス電圧を増加させることができる電圧ダブラ２８を含み、比較器２９がＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂの出力において比較的大きいＤＣ成分を検出した場合、電圧ダブラ２８はオンになる。

ＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、更に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃを含み、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]２４ＣとＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂは、互いに直交する２つの磁場成分を検出し、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃは、ＡＣ磁場を検出する高感度リニアＴＭＲセンサである。

アナログ信号回路３７は、更に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃ出力端に接続されるバッファー４４Ｃと、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]２４ＣのＡＣ電気信号を分離するフィルタ１８と、このＡＣ電気信号を増幅させ、増幅した信号をＴＭＲ近接場磁気通信システム１１のアナログ信号出力端１４に伝送する増幅器１２とを含む。また、バッファー４４ＡがＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａの出力端に接続され、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃからきれいに信号分離ができるようにする。

電源回路１９は、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃのバイアス電圧を増加させるための電圧ダブラ２８を含み、比較器２９がＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂの出力において適切な強度のＤＣ成分を検出した場合にのみ電圧ダブラ２８はオンになり得る。

ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａ、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]２４ＢおよびＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃは、ハーフブリッジ、またはフルブリッジ、あるいはプッシュプルブリッジ、もしくはそれらの任意の組み合わせである。

このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、更に、聴力ループモード、Ｔ−ｃｏｉｌモードおよび待機モードの間でＴＭＲ近接場磁気通信システム１１をマニュアルで切り替えるための他のデジタル信号入力端を含むようにしても良い。待機モードにおいては、ＴＭＲ・Ｔ−ｃｏｉｌは動作しない。

ＴＭＲ・Ｔ−Ｃｏｉｌ近接場磁気通信システムは、フレキシブルチップオンボードスパッケージ（ＣＯＦ）、またはマルチチップパッケージ（ｓｉｎｇｌｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｐａｃｋａｇｅ）、あるいはチップオンボードパッケージ（ＣＯＢ）にパッケージすることができる。

第４実施例
図１１は、第４実施例を示す図である。このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、近接場磁気通信システムのＡＣ磁場とＤＣ磁場を検出し、ＡＣ磁場とＤＣ磁場をオーディオ電気音響デバイスによって受信可能な電気信号に変換するために用いられる。このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、互いに９０度の方向を向いた一対のＴＭＲセンサを含み、それぞれ互いに直交する２方向の磁場成分を検出できる。この一対のＴＭＲセンサは、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃである。ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａの出力端とＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃの出力端は、それぞれ各々のバッファーに接続され、フィルタを用いることによってＡＣ電気信号とＤＣ電気信号が分離され、更に、２つのセンサのＡＣ電気信号は増幅器１２により増幅される。アナログ信号出力端１４は、ＡＣ電気信号をオーディオ電気音響デバイスに伝送するために用いられる。電源回路１９は、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃ、およびアナログ信号回路３７に接続される。電源入力端２０は、ＴＭＲ近接場磁気通信システム１１の電源回路１９に給電するためのものである。ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃは、低感度リニアＴＭＲセンサ、または高感度リニアＴＭＲセンサ、あるいは非リニアＴＭＲセンサである。

ＴＭＲ近接場磁気通信システム１１はデジタル信号回路２７を含み、デジタル信号回路２７は比較器２９を含むと共に、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲ[Ｃ]２４ＣのＤＣ出力信号は比較器２９へ伝達される。比較器２９の出力端はデジタル出力端１５に接続され、デジタル出力端１５はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲ[Ｃ]２４ＣのＤＣ信号情報をオーディオ電気音響デバイスへ伝送するためのものである。

電源回路１９は、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃのバイアス電圧を増加させることができる電圧ダブラ２８を含む。比較器２９はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃの出力において十分なＤＣ成分を検出した場合、電圧ダブラ２８はオンになり得る。電源回路１９はデューティサイクルコントローラ３６を含むことが可能で、ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃの出力におけるＤＣ成分が十分でない場合、デューティサイクルコントローラ３６はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４ＡとＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃのバイアス電圧のハイレベルデューティサイクル比をコントロールする。

ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]２４Ａ、およびＴＭＲ[Ｂ]２４Ｂ、並びにＴＭＲ[Ｃ]２４Ｃは、ハーフブリッジ、またはフルブリッジ、あるいはプッシュプルブリッジ、もしくはそれらの任意の組み合わせである。

このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、更に、聴力ループモード、Ｔ−ｃｏｉｌモードおよび待機モードの間でＴＭＲ近接場磁気通信システム１１をマニュアルで切り替えるための他のデジタル信号入力端を含むようにしても良い。待機モードにおいては、ＴＭＲ・Ｔ−ｃｏｉｌは動作しない。

ＴＭＲ・Ｔ−Ｃｏｉｌ近接場磁気通信システムは、フレキシブルチップオンボードスパッケージ（ＣＯＦ）、またはマルチチップパッケージ（ｓｉｎｇｌｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｐａｃｋａｇｅ）、あるいはチップオンボードパッケージ（ＣＯＢ）にパッケージすることができる。

第５実施例
図１２は、第５実施例を示す図である。このＴＭＲ近接場磁気通信システム１１は、ＡＣ磁場検出におけるＤＣ磁場の閾値範囲を拡張するために、更に、同一方向の磁場成分を検出するためのいくつかの追加のＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ１]、ＴＭＲ[Ａ２]、・・・、ＴＭＲ[Ａｉ]（ｉは正の整数である）を含み、これらの追加のＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ１]、ＴＭＲ[Ａ２]、・・・、ＴＭＲ[Ａｉ]（ｉは正の整数である）の感度方向はＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と同じである。電源回路１９は給電を行い、各センサの出力端はバッファー入力を有するアナログ信号回路３７の入力端に接続される。これらのＴＭＲセンサはそれぞれ異なるＨｓａｔを有し、それらＨｓａｔの分布は図１３に示すようになる。このような設計により、幅広いＤＣ磁場範囲において、ＡＣ磁場をスムーズに測定することができる。電源回路１９は、ＴＭＲセンサの感度を向上させるための電圧ダブラ２８と、消費電力を低減させるためのデューティサイクルコントローラ３６を含む。各ＴＭＲセンサの出力は、バッファーを経由してハイパスフィルタ１８へ出力され、フィルタ１８の各出力端は増幅器１２と電気的に接続され、増幅器１２はＴＭＲセンサからのＡＣ電気信号を増幅させ、処理後のＡＣ電気信号はアナログ出力端１４を介してオーディオ電気音響デバイスへ伝送される。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１ ＭＴＪ層構造
２ 磁性ピン止め層
３ 固定層
４ 強磁性ピン止めルテニウム層
５ トンネルバリア層
６ 磁性自由層
７ 磁気モーメント方向
８ 磁気モーメント方向
９ 絶縁層
１０ 基板
１１ ＴＭＲ近接場磁気通信システム
１６ 底部電極
１７ 頂部電極
１８ オームメータ

Claims (20)

1. 近接場磁気通信システムにより発生するＡＣ磁場とＤＣ磁場を検出し、磁気信号を、オーディオ電気音響デバイスによって受信される電気信号に変換するＴＭＲ近接場磁気通信システムにおいて、
   磁場を検出するＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と、
   前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]の出力に接続され、フィルタと増幅器とを有し、前記フィルタは前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]の出力をＡＣ電気信号とＤＣ電気信号とに分離し、前記増幅器はＡＣ電気信号を増幅し、前記増幅されたＡＣ電気信号を前記オーディオ電気音響デバイスへ送信するアナログ信号回路と、
   前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]および前記アナログ信号回路とに接続され、電源供給のための電源入力端を含む電源回路とを具備し、
   前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は、低感度リニアＴＭＲセンサ、高感度リニアＴＭＲセンサ又は非リニアＴＭＲセンサであることを特徴とするＴＭＲ近接場磁気通信システム。
2. 前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]に接続され、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって出力された電気信号のＤＣ成分を処理するデジタル信号回路と、
   前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって出力された前記ＤＣ成分の情報を前記オーディオ電気音響デバイスへ送信するためのデジタル信号出力端とをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
3. 前記電源回路は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]のハイレベルのデューティサイクル比を制御するデューティサイクルコントローラを有し、
   前記デジタル信号回路は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって出力された信号における比較的大きい前記ＤＣ電気信号の存在を検出する比較器を有し、
   前記比較器がＴＭＲセンサ[Ａ]の出力において比較的大きい前記ＤＣ電気信号を検出した場合、前記デューティサイクルコントローラは動作を停止するものの、その出力は依然としてＤＣバイアス電圧であることを特徴とする請求項２に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
4. 前記電源回路は電圧ダブラを有し、
   前記比較器がＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]の出力において比較的大きい前記ＤＣ電気信号を検出した場合、前記電圧ダブラはオンになって前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]のバイアス電圧を増加させることを特徴とする請求項３に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
5. 前記電源回路に接続されるＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
6. 前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]に接続され、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]からのＤＣ電気信号を処理するデジタル信号回路であって、更に前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]の出力において比較的大きいＤＣ成分を検出する比較器を有すると共に、前記比較器は前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]によって出力された信号において前記ＤＣ電気信号を検出した場合は前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]のバイアス電圧を適用する信号を送信するデジタル信号回路と、
   前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]によって出力されたＤＣ成分の情報を前記オーディオ電気音響デバイスへ送信するデジタル出力端と、を備え、
   前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]の抵抗は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]の抵抗よりも大きいことを特徴とする請求項５に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
7. 前記電源回路は電圧ダブラを有し、
   前記比較器がＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]の出力において前記ＤＣ電気信号を検出した場合、前記電圧ダブラはオンになって前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]のバイアス電圧を増加させることを特徴とする請求項６に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
8. ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]を備え、
   前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]はそれぞれ２つの互いに直交する方向の磁場成分を検出し、
   前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]は前記ＡＣ磁場を検出する高感度リニアＴＭＲセンサであることを特徴とする請求項５乃至７のいずれか一項に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
9. 前記アナログ信号回路は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]の出力端に接続され、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]によって出力されたＡＣ電気信号を分離して増幅し、処理後の前記ＡＣ電気信号を前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムのアナログ信号出力端へ送信することを特徴とする請求項８に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
10. 前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]は、ハーフブリッジ、フルブリッジ、プッシュプルブリッジ、またはそれらの任意の組み合わせであり、
    前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、チップオンフレックスパッケージ、マルチチップパッケージ、またはチップオンボードパッケージにパッケージされ、
    前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｂ]は、ダイフリップ工程によって製造されることを特徴とする請求項１又は５に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
11. 前記ＴＭＲセンサブリッジは、ハーフブリッジ、フルブリッジ、プッシュプルブリッジ、またはそれらの任意の組み合わせであり、
    前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、チップオンフレックスパッケージ、マルチチップパッケージ、またはチップオンボードパッケージにパッケージされ、
    前記ＴＭＲセンサブリッジは、ダイフリップ工程によって製造されることを特徴とする請求項８に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
12. 前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は、ダイフリップ工程によって製造される非リニアＴＭＲセンサであり、
    各ブリッジアームのバイアス磁場はその飽和磁場よりも大きく、前記バイアス磁場と前記飽和磁場との総和は前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって動作された最大のＤＣ磁場に等しいことを特徴とする請求項１０に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
13. 前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は、ダイフリップ工程によって製造される非リニアＴＭＲセンサであり、
    各ブリッジアームのバイアス磁場はその飽和磁場よりも大きく、前記バイアス磁場と前記飽和磁場との総和は前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]によって動作された最大のＤＣ磁場に等しいことを特徴とする請求項１１に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
14. 前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムを聴力ループシステムモード、Ｔ−ｃｏｉｌモードおよび待機モード間で手動にて切り替えるためのデジタル入力端を有し、
    前記待機モードにおいては前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は動作しないことを特徴とする請求項１又は５に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
15. 前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムを聴力ループシステムモード、Ｔ−ｃｏｉｌモードおよび待機モード間で手動にて切り替えるためのデジタル入力端を有し、
    前記待機モードにおいては前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は動作しないことを特徴とする請求項８に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
16. ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]を有し、
    前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は、それぞれ２つの互いに直交する磁場の成分を検出し、
    前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]は、ＡＣ磁場を検出する高感度リニアＴＭＲセンサであり、
    前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]の出力は、バッファーされて前記アナログ信号回路における前記オーディオ増幅器にＡＣ結合されることを特徴とする請求項１に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
17. デジタル信号回路を有し、
    前記デジタル信号回路は比較器を有し、
    前記比較器は、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ｃ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]の出力端からＤＣ電気信号を受信し、
    前記比較器の出力端は前記デジタル信号出力端に接続され、前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]出力信号のＤＣ成分情報を前記デジタル信号出力端を介して前記オーディオ電気音響デバイスへ送信することを特徴とする請求項１６に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
18. １つまたは複数の付加されたＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ１]、ＴＭＲ[Ａ２]、・・・、ＴＭＲ[Ａｉ]（ｉは正の整数である）を有し、
    前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]全体はそれぞれ異なるＨｓａｔを有し、
    前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]全体と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]は同一方向の磁場成分を検出し、
    前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]は、高感度リニアＴＭＲセンサまたは低感度ＴＭＲセンサあるいは非リニアＴＭＲセンサであり、
    前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]の出力は、バッファーされて前記アナログ信号回路における前記オーディオ増幅器にＡＣ結合されることを特徴とする請求項１に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
19. 少なくとも１つの前記ＴＭＲセンサブリッジのバイアス場はその飽和磁場よりは大きく、
    最適な信号対雑音比を取得するように少なくとも１つの前記ＴＭＲセンサブリッジを１０〜１００Ｇの磁場範囲内で動作させることが可能であることを特徴とする請求項１６又は１８に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。
20. 前記ＴＭＲ近接場磁気通信システムは、チップオンフレックスパッケージ、マルチチップパッケージ、またはチップオンボードパッケージにパッケージされ、
    前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａ]と前記ＴＭＲセンサブリッジＴＭＲ[Ａｉ]は、ダイフリップ工程によって製造されることを特徴とする請求項１６又は１８に記載のＴＭＲ近接場磁気通信システム。

Images