JP2017212784A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】入力ダイナミックレンジが広く、且つ負荷に効率良く電力を供給することが可能な電源回路を提供する。【解決手段】本発明に係る電源回路１０１は、交流電圧Ｖｉｎを生成する電圧生成部１１と、生成された交流電圧を逓倍する電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎと、入力された交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１３と、ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された直流電圧と対応する基準電圧Ｖｒｅｆ（１）とを比較し、比較結果を出力する比較回路１４＿１〜１４＿ｎと、電圧生成部の出力端子とＡＣ／ＤＣコンバータの入力端子との間に電圧逓倍回路を接続するか否かを上記比較結果に基づいて切り替える切替回路ＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）とを有することを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、電源回路に関し、例えば、エネルギーハーベスティング技術によって集めた環境エネルギーに基づいて必要な出力電力を生成する電源回路に関する。

近年、エネルギーハーベスティング技術（環境発電技術）によって光や熱、振動等の環境エネルギーから得られた電力によって動作するセンサノードが注目されている。

ここで、センサノードとは、センサに加えてデータ処理機能および無線通信機能を有する装置である。センサノードとしては、人体に装着され、内蔵したセンサによって検知した脈拍や体温、血圧等の微弱なバイタル信号を電気信号に変換し、無線によって送信するウエアラブル機器等を例示することができる。

ウエアラブル機器等のようなセンサノードには、例えば、エネルギーハーベスタによって環境中の振動エネルギー等からＡＣ電圧を生成し、生成したＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換して負荷に供給する電源回路が搭載されている（例えば、非特許文献１参照）。

図９は、従来のセンサノードにおける電源回路の構成を示す図である。
図９に示されるように、電源回路９００は、環境中の振動エネルギー等からＡＣ電圧を生成するエネルギーハーベスタ９１と、そのＡＣ電圧を逓倍して出力するｎ個（ｎは２以上の整数）の電圧逓倍回路９２と、電圧逓倍回路９２から出力されたＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ９３と、過電圧保護回路９４とを含む。

ここで、過電圧保護部９４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ９３の出力端子と負荷９５との間に設けられ、過電圧の印加により負荷９５がダメージを受けないように、ＡＣ／ＤＣコンバータ９３から負荷９５に供給される出力電圧Ｖｏｕｔを制限するための機能部である。

電源回路９００では、図９に示すように、エネルギーハーベスタ９１からの入力電圧Ｖｉｎを２ⁿ倍して出力電圧Ｖｏｕｔを生成している。

J. Yi, F. Su, Y. H. Lam, W. H. Ki and C. y. Tsui, "An energy-adaptive MPPT power management unit for micro-power vibration energy harvesting," Circuits and Systems, 2008. ISCAS 2008. IEEE International Symposium on, Seattle, WA, 2008, pp. 2570-2573.

図１０は、電源回路９００において、エネルギーハーベスタから生成される入力電圧ＶｉｎとキャパシタＣｏｕｔに蓄積される出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。

図１０に示すように、従来のエネルギーハーベスタを用いた電源回路９００によれば、収穫した環境エネルギーが小さい（入力電圧Ｖｉｎが小さい）場合であっても、複数の電圧逓倍回路９２によってシステム（負荷）の駆動電圧を満足させるために十分な出力電圧Ｖｏｕｔを生成することができる。

その一方で、電源回路９００は、収穫した環境エネルギーとは無関係に入力電圧Ｖｉｎを逓倍して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する構成である。すなわち、電源回路９００では電圧逓倍回路９２の段数ｎによって倍率が固定されているため、図１０に示すように、入力電圧Ｖｉｎが大きくなればなるほど出力電圧Ｖｏｕｔも大きくなり、負荷９５が駆動可能な電圧範囲（負荷動作範囲）を超える過剰な出力電圧Ｖｏｕｔが生成される場合がある。

そこで、電源回路９００では、上述した過電圧保護回路９４を設けることにより、負荷９５に過電圧が印加されないようにしている。しかしながら、過電圧保護回路９４は、負荷９５（システム）を保護するために余分なエネルギーを捨てることにより動作するため、収穫した環境エネルギーが大きい場合には、有用なエネルギーを無駄に捨てることになり、効率的にエネルギーを活用できない。

このように、従来のエネルギーハーベスタを用いた電源回路では、収穫した環境エネルギーが小さい場合であっても電圧逓倍回路によってシステムが動作するのに十分な電力を供給することができる一方で、収穫した環境エネルギーが大きい場合には、有用なエネルギーを浪費するため、図１０に示すように、使用可能入力範囲、すなわち実質的な入力ダイナミックレンジが制限されていた。

本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、入力ダイナミックレンジが広く、且つ負荷に効率良く電力を供給することが可能な電源回路を提供することにある。

本発明に係る電源回路（１０１〜１０４）は、交流電圧（Ｖｉｎ）を生成する電圧生成部（１１）と、入力された交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ（１３）と、電圧生成部とＡＣ／ＤＣコンバータとの間にｎ（ｎは２以上の整数）段従属接続され、夫々が入力された交流電圧を逓倍して出力するｎ個の電圧逓倍回路（１２＿１〜１２＿ｎ）と、ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された直流電圧と基準電圧とを比較し、比較結果を出力するｍ（ｍは１以上ｎ以下の整数）個の比較回路（１４＿１〜１４＿ｎ）と、ｍ個の比較回路に夫々対応づけられてｎ個の電圧逓倍回路のうちのｍ個の電圧逓倍回路に対して設けられ、対応する比較回路の比較結果に基づいて、対応する電圧逓倍回路に前段から与えられた交流電圧をその電圧逓倍回路によって逓倍して後段に出力するか、またはその電圧逓倍回路によって逓倍せずに後段に出力するかを夫々切り替えるｍ個の切替回路（ＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ））とを有することを特徴する。

上記電源回路において、電圧生成部は、環境から収穫したエネルギーに基づいて交流電圧を生成するエネルギーハーベスタを含んでもよい。

上記電源回路において、電圧逓倍回路は、電圧生成部の出力端子とＡＣ／ＤＣコンバータの出力端子との間に直列に接続され、切替回路は、対応する電圧逓倍回路の入力端子と出力端子との間に接続されたスイッチ（ＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ）、ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ））を含み、スイッチは、ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された直流電圧が基準電圧よりも小さい場合にオフし、ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された直流電圧が基準電圧よりも大きい場合にオンしてもよい。

上記電源回路において、スイッチは、第１導電型のトランジスタと第１導電型と反対の第２導電型のトランジスタを並列に接続したアナログスイッチを含んでもよい。

上記電源回路（１０２）において、ｎ＝ｍであって、比較回路は、ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された直流電圧が電源電圧として供給され、（ｉ＋１）番目（１＜ｉ≦ｎ）の比較回路は、ｉ番目の比較回路の比較結果に基づいて電源電圧の供給と遮断が制御されるとともに、比較結果を出力する出力端子と固定電位ノードとの間に電流経路形成素子（Ｒｉ＋１）が接続されていてもよい。

上記電源回路（１０３）において、ｎ＝ｍであって、（ｉ＋１）番目（１＜ｉ≦ｎ）の比較回路は、ｉ番目の比較回路の比較結果としての出力信号が電源電圧として供給されるとともに、比較結果を出力する出力端子と固定電位ノードとの間に電流経路形成素子が接続されていてもよい。

上記電源回路（１０４）において、ｎ＝ｍであって、比較回路は、ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された直流電圧が電源電圧として供給され、（ｉ＋１）番目（１≦ｉ≦ｎ）の比較回路は、ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された直流電圧が電源電圧として供給されるとともに、ｉ番目の比較回路の比較結果に基づいて電源電圧の供給と遮断が制御され、比較結果を出力する出力端子と固定電位ノードとの間に電流経路形成素子が接続され、（ｊ＋１）番目（１≦ｊ≦ｎ，ｊ≠ｉ）の比較回路は、ｊ番目の比較回路の比較結果としての出力信号が電源電圧として供給されるとともに、比較結果を出力する出力端子と固定電位ノードとの間に電流経路形成素子が接続されていてもよい。

上記電源回路において、電圧逓倍回路は、半波倍圧整流回路を含んでもよい。

なお、上記説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の構成要素を、括弧を付した参照符号および図番によって表している。

本発明によれば、入力ダイナミックレンジが広く、且つ負荷に効率良く電力を供給することが可能な電源回路を提供することができる。

実施の形態１に係る電源回路の構成を示す図である。 電圧逓倍回路の構成の一例を示す図である。 スイッチの構成の一例を示す図である。 スイッチの構成の別の一例を示す図である。 スイッチの構成の別の一例を示す図である。 実施の形態１に係る電源回路において、エネルギーハーベスタから生成される入力電圧ＶｉｎとキャパシタＣｏｕｔに蓄積される出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。 実施の形態２に係る電源回路の構成を示す図である。 実施の形態３に係る電源回路の構成を示す図である。 実施の形態４に係る電源回路の構成を示す図である。 実施の形態４に係る電源回路のコンパレータ周辺の接続関係を示す図である。 従来のエネルギーハーベスタを用いた電源回路の構成を示す図である。 従来の電源回路９００において、エネルギーハーベスタから生成される入力電圧ＶｉｎとキャパシタＣｏｕｔに蓄積される出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。

≪実施の形態１≫
図１は、実施の形態１に係る電源回路の構成を示す図である。

同図に示される電源回路１０１は、例えば、ウエアラブル機器等のセンサノードの内部に設けられ、センサノード内のセンサ、データ処理装置、および無線通信のための通信回路等の内部システム（以下、「負荷１５」と表記する。）に電力を供給する回路である。

図１に示されるように、電源回路１０１は、エネルギーハーベスタ１１と、ｎ（ｎは
２以上の整数）個の電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎと、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３と、ｎ個のコンパレータ１４＿１〜１４＿ｎと、切替回路としてのｎ組のスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ）およびＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）とを含む。

特に制限されないが、電源回路１０１の少なくとも一部（例えば、スイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）やコンパレータ１４）は、例えば公知のＣＭＯＳ製造プロセスによって半導体基板に形成された半導体集積回路によって実現することができる。

エネルギーハーベスタ１１は、ＡＣ（交流）電圧を生成する電圧生成部であり、環境中の振動エネルギー等からＡＣ電圧Ｖｉｎを生成する。エネルギーハーベスタ１１としては、例えば、帯電体であるエレクトレットに対して電極（導体）を相対的に変位させることによって発生する誘導電荷の移動（静電誘導の原理）を利用して発電するエレクトレット微小発電素子等を例示することができる。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１３は、入力された交流電圧を直流（ＤＣ）電圧に変換する回路である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１３の出力端子には、安定化容量としてキャパシタＣｏｕｔが接続されている。ＡＣ／ＤＣコンバータ１３の出力端子には負荷１５が接続されており、負荷１５は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３から出力されるＤＣ電圧を電源電圧として動作する。
以下、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３から出力されるＤＣ電圧を「出力電圧Ｖｏｕｔ」と言う。

電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎは、エネルギーハーベスタ１１によって生成されたＡＣ電圧Ｖｉｎを逓倍して出力する回路である。電圧逓倍回路１２＿１は、図２に示すような半波倍圧整流回路によって構成され、入力されたＡＣ電圧Ｖｉｎ（以下、「入力電圧Ｖｉｎ」と言う場合がある。）の２倍のＡＣ電圧を出力する。本実施の形態では、電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎが夫々同一の回路構成を有しているものとし、任意の電圧逓倍回路を説明する場合には、電圧逓倍回路１２＿ｋ（ｋは１以上ｎ以下の整数）と表記するものとする。

電源回路１０１では、ｎ個の電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎが、エネルギーハーベスタ１１の出力端子と後述するＡＣ／ＤＣコンバータ１３の入力端子との間に縦続接続（カスケード接続）可能に構成されている。例えば、ｎ個の電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎをカスケード接続した場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３の入力端子には、“Ｖｉｎ×２ⁿ”の交流電圧が印加されることになる。

各電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎの入出力端子間には、電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎを１つずつバイパスするためのｎ組のスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ）およびスイッチＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）が接続されている。

具体的に、スイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ）およびスイッチＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）は、電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎ毎に対応して設けられ、エネルギーハーベスタ１１の出力端子とＡＣ／ＤＣコンバータ１３の入力端子との間に対応する電圧逓倍回路１２を接続するか、接続しないか（バイパスするか）を切り替える切替回路である。

例えば、電圧逓倍回路１２＿１の正側の入出力端子間にスイッチＳＷｐ（１）が接続され、電圧逓倍回路１２＿２の負側の入出力端子間にスイッチＳＷｎ（１）が接続されている。同様に、電圧逓倍回路１２＿ｎの正側の入出力端子間にスイッチＳＷｐ（ｎ）が接続され、電圧逓倍回路１２＿ｎの負側の入出力端子間にスイッチＳＷｎ（ｎ）が接続されている。

各スイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）は、対応するコンパレータ１４＿１〜１４＿ｎの出力信号Φ１〜Φｎによってオン・オフが制御される。具体的には、出力信号Φｋがハイ（Ｈｉｇｈ）レベルであるとき、スイッチＳＷｐ（ｋ），ＳＷｎ（ｋ）がオンし、出力信号Φｋがロー（Ｌｏｗ）レベルであるとき、スイッチＳＷｐ（ｋ）およびスイッチＳＷｎ（ｋ）がオフする。すなわち、スイッチＳＷｐ（ｋ），ＳＷｎ（ｋ）がオンしたとき、オンしているスイッチＳＷｐ（ｋ），ＳＷｎ（ｋ）に対応する電圧逓倍回路１２＿ｋの入出力端子間が短絡するので、電圧逓倍回路１２＿ｋは、エネルギーハーベスタ１１とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間に接続されない。一方、スイッチＳＷｐ（ｋ），ＳＷｎ（ｋ）がオフしたとき、オフしているスイッチＳＷｐ（ｋ），ＳＷｎ（ｋ）に対応する電圧逓倍回路１２＿ｋの入出力端子間は開放となるので、電圧逓倍回路１２＿ｋは、エネルギーハーベスタ１１とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間に接続される。

本明細書では、エネルギーハーベスタ１１とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間に電圧逓倍回路１２＿ｋが縦続接続されている（対応するスイッチＳＷｐ（ｋ），ＳＷｎ（ｋ）がオフしている）とき、電圧逓倍回路１２＿ｋが“有効”であると言い、エネルギーハーベスタ１１とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間に電圧逓倍回路１２＿ｋが縦続接続されていない（対応するスイッチＳＷｐ（ｋ），ＳＷｎ（ｋ）がオンしている）とき、電圧逓倍回路１２＿ｋが“無効”であると言う。

例えば、全て（ｎ組）のスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）がオンしているとき、エネルギーハーベスタ１１の出力端子とＡＣ／コンバータ１３とが短絡されるので、全ての電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎが無効となり、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３にはＡＣ電圧Ｖｉｎがそのまま入力される。

一方、例えば、全てのスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）がオフしているとき、エネルギーハーベスタ１１の出力端子とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間にｎ個の電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎが縦続接続されるので、全ての電圧逓倍回路１２が有効となり、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３には、ＡＣ電圧Ｖｉｎを“２ⁿ”倍したＡＣ電圧が入力される。

また、上述したように、ｎ組のスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）は、出力信号Φ１〜Φｎによって、１組毎にオン／オフが制御される。

したがって、電源回路１０１において、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３には”Ｖｉｎ“から”Ｖｉｎ×２ⁿ“のまでの範囲のＡＣ電圧が入力可能され、入力されるＡＣ電圧は”Ｖｉｎ“毎に調整可能となっている。

なお、各スイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）の回路構成は、特に限定されず、出力信号Φ１〜Φｎによってオン／オフが制御可能な回路構成を有していればよい。例えば、図３Ａに示すように、各スイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ）およびスイッチＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）をＮＭＯＳトランジスタによって実現してもよいし、図３Ｂに示すように、ＰＭＯＳトランジスタによって実現してもよい。または、図３Ｃに示すように、ＮＭＯＳトランジスタとＰＭＯＳトランジスタを並列接続したアナログスイッチ（ＣＭＯＳ構成）としてもよい。

各スイッチをＮＭＯＳトランジスタで実現した場合（図３Ａ）、速いスイッチングを実現することができるメリットがあるが、ＰＭＯＳトランジスタに比べて大きなノイズが発生する。また、各スイッチをＰＭＯＳスイッチで実現した場合（図３Ｂ）、ＮＭＯＳトランジスタに比べて、低ノイズとなるメリットはあるが、スイッチング速度は遅くなる。

一方、各スイッチをアナログスイッチ（ＣＭＯＳ構成）で実現した場合（図３Ｃ）、ＮＭＯＳトランジスタやＰＭＯＳトランジスタ単体でスイッチを実現する場合に比べて、スイッチがオンしたときの抵抗とスイッチがオフしたときの抵抗比（ｏｎ／ｏｆｆ抵抗比）が優れ、スイッチのリーク電流が小さくなるというメリットがある。

コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎは、電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎ毎に対応して設けられ、ＡＣ／ＤＣコンバータ１３の出力電圧Ｖｏｕｔと対応する基準電圧とを比較し、比較結果を出力する比較回路である。本実施の形態では、コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎが夫々同一の回路構成を有しているものとし、任意のコンパレータを説明する場合には、コンパレータ１４＿ｋと表記するものとする。

各コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎには、夫々対応する基準電圧Ｖｒｅｆ（１）〜Ｖｒｅｆ（ｎ）が入力される。

ここで、各基準電圧Ｖｒｅｆ（１）〜Ｖｒｅｆ（ｎ）は、バンドギャップリファレンス回路のようなオンチップの電圧リファレンス生成回路（図示せず）によって夫々生成される。各基準電圧は、例えば、Ｖｒｅｆ（１）＜Ｖｒｅｆ（２）＜ … ＜Ｖｒｅｆ（ｎ−１）＜Ｖｒｅｆ（ｎ）の関係を有している。

各コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎは、出力電圧Ｖｏｕｔと対応する基準電圧Ｖｒｅｆ（１）〜Ｖｒｅｆ（ｎ）とを比較し、比較結果に応じた出力信号Φ１〜Φｎを夫々出力する。具体的に、各コンパレータ１４＿ｋは、出力電圧Ｖｏｕｔが対応する基準電圧Ｖｒｅｆ（ｋ）よりも大きい場合には、例えばハイレベルの出力信号Φｋを出力し、出力電圧Ｖｏｕｔが対応する基準電圧Ｖｒｅｆ（ｋ）よりも小さい場合には、例えばローレベルの出力信号Φｋを出力する。

これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（ｋ）よりも大きい場合には、対応するスイッチＳＷｐ（ｋ），ＳＷｎ（ｋ）がオンし、対応する電圧逓倍回路１２＿ｋが無効となる。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（ｋ）よりも小さい場合には、対応するスイッチＳＷｐ（ｋ），ＳＷｎ（ｋ）がオフし、対応する電圧逓倍回路１２＿ｋが有効となる。

次に、実施の形態１に係る電源回路１０１の動作について説明する。
ここでは、初期状態において入力電圧Ｖｉｎがゼロであり、その後、環境エネルギーが収穫され、入力電圧Ｖｉｎが徐々に大きくなっていく場合を例にとり、電源回路１０１の動作を説明する。

図４は、実施の形態１に係る電源回路１０１において、エネルギーハーベスタ１１から生成される入力電圧ＶｉｎとキャパシタＣｏｕｔに蓄積される出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。

先ず、初期状態において、出力電圧Ｖｏｕｔはゼロ（０）であることから、コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎの全ての出力信号Φ１〜Φｎはローレベル（グラウンドレベル）となる。これにより、初期状態では、全て（ｎ個）の電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎが有効となっている。このとき、ＡＣ／ＤＣコンバータに入力されるＡＣ電圧は、“Ｖｉｎ×２ⁿ”である。

次に、エネルギーハーベスタ１１によって収穫した環境エネルギーに基づいて入力電圧Ｖｉｎが徐々に上昇し始めると、出力電圧Ｖｏｕｔもそれにつれて上昇する。具体的には、先ず、入力電圧Ｖｉｎが上昇し、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（１）を超えると、電圧逓倍回路１２＿１がスイッチＳＷｐ（１），ＳＷｎ（１）によってバイパスされて無効となり、エネルギーハーベスタ１１とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間に接続される電圧逓倍回路１２の数がｎ個から（ｎ−１）個となる。これにより、図４に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータには“Ｖｉｎ×２^n-1”のＡＣ電圧が入力され、そのＡＣ電圧に応じた大きさの出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。

次に、入力電圧Ｖｉｎが更に上昇し、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（２）を超えると、電圧逓倍回路１２＿２がスイッチＳＷｐ（２），ＳＷｎ（２）によってバイパスされて無効となり、エネルギーハーベスタ１１とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間に接続される電圧逓倍回路１２の数が（ｎ−１）個から（ｎ−２）個となる。これにより、図４に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータには“Ｖｉｎ×２^n-2”のＡＣ電圧が入力され、そのＡＣ電圧に応じた大きさの出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。

このように、入力電圧Ｖｉｎの上昇により出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、各コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎの出力信号Φ１〜Φｎが、Φ１から順に、ローレベルからハイレベルに切り替わり、電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎがスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）によって順にバイパスされて無効となる。これにより、エネルギーハーベスタ１１とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間に接続される電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎの数がｎ個から段階的に減少するため、図４に示すように、入力電圧Ｖｉｎに対する増倍率（逓倍ファクター）が段階的に低下する。

一方、入力電圧Ｖｉｎの低下により出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、各コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎの出力信号Φ１〜Φｎが、Φｎから順に、ハイレベルからローレベルに切り替わり、バイパスされていた電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎがスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）によって順に有効となる。これにより、エネルギーハーベスタ１１とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間に接続される電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎの数が０（＝ｎ−ｎ）個から段階的に増加するため、図４に示すように、入力電圧Ｖｉｎに対する逓倍ファクターが段階的に増加する。

以上のように、実施の形態１に係る電源回路１０１によれば、出力電圧Ｖｏｕｔの大きさに応じて、エネルギーハーベスタ１１とＡＣ／ＤＣコンバータ１３との間に電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎを接続するか否かを切り替えることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷９５を駆動可能な電圧範囲（負荷動作範囲）に収まるように電圧逓倍回路１２による増倍率を制御することができる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、より広い入力範囲で負荷１５の動作範囲内に維持されるので、従来の電源回路９００に比べて、使用可能入力範囲（実質的な入力ダイナミックレンジ）を広くすることが可能となる。

また、電源回路１０１によれば、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて電圧逓倍回路１２による増倍率が制御されるので、負荷動作範囲を超える過剰な出力電圧Ｖｏｕｔの生成を抑制することができる。これにより、従来のように過電圧保護回路によって捨てられる電力を抑えることができ、エネルギーハーベスタ１１によって収穫した環境エネルギーに基づく電力を無駄なく負荷１５に供給することが可能となる。

以上、実施の形態１に係る電源回路１０１によれば、より広い入力ダイナミックレンジと負荷への効率の良い電力供給を実現することが可能となる。

≪実施の形態２≫
図５は、実施の形態２に係る電源回路の構成を示す図である。
同図に示される電源回路１０２は、コンパレータへの電源供給を他のコンパレータの出力信号によって制御する点において実施の形態１に係る電源回路１０１と相違し、その他の点において実施の形態１に係る電源回路１０１と同様である。

具体的に、電源回路１０２において、コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎは、出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧として供給されて動作する。コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎのうち、（ｉ＋１）番目のコンパレータ１４＿ｉ＋１は、ｉ番目のコンパレータ１４＿ｉの比較結果に基づいて、電源電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）の供給と遮断が制御される。ここで、１≦ｉ≦ｎ−１である。

具体的には、（ｉ＋１）番目のコンパレータ１４＿ｉ＋１の電源供給端子とＡＣ／ＤＣコンバータ１３の出力端子との間にスイッチＳＷａ（ｉ＋１）が接続され、スイッチＳＷａ（ｉ＋１）は、ｉ番目のコンパレータ１４＿ｉの出力信号Φｉによってオン／オフが制御される。なお、スイッチＳＷａ（ｉ＋１）は、上述したスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）と同様に、ＰＭＯＳトランジスタ、ＮＭＯＳトランジスタ、およびアナログスイッチ等によって構成されている。

より具体的には、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（ｉ）よりも大きいとき、スイッチＳＷａ（ｉ＋１）がオンし、コンパレータ１４＿ｉ＋１に出力電圧Ｖｏｕｔが電源電圧として供給される。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（ｉ）よりも小さいとき、スイッチＳＷａ（ｉ＋１）がオフし、コンパレータ１４＿ｉ＋１への電源電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）の供給が遮断される。

コンパレータ１４＿ｉ＋１への電源電圧の供給が遮断されているとき、コンパレータ１４＿ｉ＋１の出力端子がフローティングになることを防ぐため、コンパレータ１４＿ｉ＋１の出力端子と固定電位ノード（例えばグラウンドノード）との間に、電流経路形成素子を接続する。これにより、コンパレータ１４＿ｉ＋１への電源供給が遮断されている場合であっても、コンパレータ１４＿ｉ＋１の出力信号Φｉ＋１は不定とならない。例えば、コンパレータ１４＿ｉ＋１の出力端子とグラウンドノードとの間に、電流経路形成素子として抵抗Ｒｉ＋１を接続した場合、出力信号Φｉ＋１がローレベルとなり、対応する電圧逓倍回路１２＿ｉ＋１を有効とするとともに、後段のコンパレータ１４＿ｉ＋２への電源供給を遮断することができる。

ここで、ｉ＝１とした場合の具体例について説明する。この場合、コンパレータ１４＿１には電源電圧として、出力電圧Ｖｏｕｔが供給されている。一方、コンパレータ１４＿２は、コンパレータ１４＿１の出力信号Φ１によって電源電圧としての出力電圧Ｖｏｕｔの供給と遮断が制御される。同様に、後段のコンパレータ１４＿ｎは、コンパレータ１４＿ｎ−１の出力信号Φｎ−１によって電源電圧としての出力電圧Ｖｏｕｔの供給と遮断が制御される。

この場合に、例えば出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（１）よりも小さいとき、コンパレータ１４＿１の出力信号Φ１はローレベルとなるので、電圧逓倍回路１２＿１が有効となり、且つ後段のコンパレータ１４＿２への電源供給が遮断される。これにより、コンパレータ１４＿２の出力信号Φ２はローレベルとなるので、電圧逓倍回路１２＿２が有効となり、且つ後段のコンパレータ１４＿３への電源供給が遮断される。

以上、実施の形態２に係る電源回路１０２によれば、前段のコンパレータの出力信号に基づいて次段のコンパレータの電源電圧の供給と遮断を決定するので、動的に、使用する必要のないコンパレータの動作を停止することができる。これにより、電源回路１０２の消費電力を削減することが可能となる。

≪実施の形態３≫
図６は、実施の形態３に係る電源回路の構成を示す図である。
同図に示される電源回路１０３は、コンパレータへの電源電圧として他のコンパレータの出力信号を用いる点において実施の形態１に係る電源回路１０１と相違し、その他の点において実施の形態１に係る電源回路１０１と同様である。

電源回路１０３において、コンパレータ１４＿２〜１４＿ｎは、前段のコンパレータ１４＿１〜１４＿ｎ−１の出力信号Φ１〜Φｎ−１が電源電圧として供給されて動作する。具体的には、コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎのうち、（ｉ＋１）番目のコンパレータ１４＿ｉ＋１は、ｉ番目のコンパレータ１４＿ｉの出力信号Φｉが電源電圧として供給される。より具体的には、（ｉ＋１）番目のコンパレータ１４＿ｉ＋１の電源供給端子にｉ番目のコンパレータ１４＿ｉの出力信号Φｉが入力される。

例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（ｉ）よりも大きいとき、コンパレータ１４＿ｉの出力信号Φｉがハイレベルとなり、コンパレータ１４＿ｉ＋１には、ハイレベルの出力信号Φｉが電源電圧として供給される。

一方、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（ｉ）よりも小さいとき、コンパレータ１４＿ｉの出力信号Φｉがローレベルとなり、コンパレータ１４＿ｉ＋１にはローベルの出力信号Φｉ（＝０Ｖ）が電源電圧として供給される。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（ｉ）よりも小さいとき、コンパレータ１４＿ｉ＋１への電源供給が遮断される。

コンパレータ１４＿ｉ＋１への電源供給が遮断されているとき、コンパレータ１４＿ｉ＋１の出力端子がフローティングになることを防ぐため、コンパレータ１４＿ｉ＋１の出力端子と固定電位ノード（例えばグラウンドノード）との間に電流経路形成素子を接続する。これにより、コンパレータ１４＿ｉ＋１への電源供給が遮断されている場合であっても、コンパレータ１４＿ｉ＋１の出力信号Φｉ＋１は不定とならない。例えば、コンパレータ１４＿ｉ＋１の出力端子とグラウンドノードとの間に、電流経路形成素子として抵抗Ｒｉ＋１を接続した場合、出力信号Φｉ＋１がローレベルとなり、対応する電圧逓倍回路１２＿ｉ＋１を有効とするとともに、後段のコンパレータ１４＿ｉ＋２への電源供給を遮断することができる。

ここで、ｉ＝１とした場合の具体例について説明する。この場合、コンパレータ１４＿１には電源電圧として、出力電圧Ｖｏｕｔが供給されている。一方、コンパレータ１４＿２は、コンパレータ１４＿１の出力信号Φ１が電源電圧として供給されている。同様に、後段のコンパレータ１４＿ｎは、コンパレータ１４＿ｎ−１の出力信号Φｎ−１が電源電圧として供給されている。

この場合に、例えば出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（１）よりも小さいとき、コンパレータ１４＿１の出力信号Φ１はローレベル（０Ｖ）となるので、電圧逓倍回路１２＿１が有効となり、且つ後段のコンパレータ１４＿２への電源供給が遮断される。これにより、コンパレータ１４＿２の出力信号Φ２はローレベルとなるので、電圧逓倍回路１２＿２が有効となり、且つ後段のコンパレータ１４＿３への電源供給が遮断される。

以上、実施の形態３に係る電源回路１０３によれば、前段のコンパレータの出力信号を次段のコンパレータの電源電圧として供給するので、実施の形態２に係る電源回路１０２と同様に、使用する必要のないコンパレータの動作を停止することができる。これにより、電源回路１０３の消費電力を削減することが可能となる。

また、実施の形態３に係る電源回路１０３によれば、実施の形態２に係る電源回路１０２と比べてスイッチＳＷａが不要となるで、より回路規模を小さくすることが可能となり、コンパレータ１４への電源供給を制御するスイッチＳＷａ（ｉ＋１）等を構成するトランジスタのスイッチング時のロスを回避することが可能となる。

≪実施の形態４≫
図７は、実施の形態４に係る電源回路の構成を示す図である。
同図に示される電源回路１０４は、実施の形態２に係る電源回路１０２におけるコンパレータへの電源供給を他のコンパレータの出力信号によって制御する回路構成と、実施の形態３に係る電源回路１０３におけるコンパレータへの電源電圧として他のコンパレータの出力信号を用いる回路構成とを備える点において実施の形態１に係る電源回路１０１と相違し、その他の点において実施の形態１に係る電源回路１０１と同様である。

図８は、実施の形態４に係る電源回路のコンパレータ周辺の接続関係を示す図である。
図８に示すように、コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎのうち、（ｉ＋１）番目のコンパレータ１４＿ｉ＋１は、ｉ番目のコンパレータ１４＿ｉの比較結果に基づいて電源電圧としての出力電圧Ｖｏｕｔの供給と遮断が制御される。

具体的には、（ｉ＋１）番目のコンパレータ１４＿ｉ＋１の電源供給端子とＡＣ／ＤＣコンバータ１３の出力端子との間にスイッチＳＷａ（ｉ＋１）が接続され、スイッチＳＷａ（ｉ＋１）は、ｉ番目のコンパレータ１４＿ｉの出力信号Φｉによってオン／オフが制御される。

また、コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎのうち、（ｊ＋１）番目のコンパレータ１４＿ｊ＋１は、ｊ番目のコンパレータ１４＿ｊの出力信号Φｊが電源電圧として供給される。具体的には、（ｊ＋１）番目のコンパレータ１４＿ｊ＋１の電源供給端子にｊ番目のコンパレータ１４＿ｊの出力信号Φｊが入力される。ここで、１≦ｊ≦ｎ−１，ｊ≠ｉである。

より具体的には、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（ｊ）よりも大きいとき、コンパレータ１４＿ｊの出力信号Φｊがハイレベルとなり、コンパレータ１４＿ｊ＋１には、ハイレベルの出力信号Φｊが電源電圧として供給される。一方、出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ（ｊ）よりも小さいとき、コンパレータ１４＿ｊの出力信号Φｊがローレベルとなり、コンパレータ１４＿ｊ＋１にはローベルの出力信号Φｊ（＝０Ｖ）が電源電圧として供給される。すなわち、このとき、コンパレータ１４＿ｊ＋１への電源供給が遮断される。

また、ｉ＝１としたとき、コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎのうちコンパレータ１４＿１を除くコンパレータ１４＿２〜１４＿ｎの出力端子と固定電位ノード（例えばグラウンドノード）との間には、抵抗Ｒ２〜Ｒｎが夫々接続されている。

以上、実施の形態４に係る電源回路１０４によれば、実施の形態２，３に係る電源回路１０２，１０３と同様に、使用する必要のないコンパレータの動作を停止することができる。これにより、電源回路１０４の消費電力を削減することが可能となる。

また、実施の形態４に係る電源回路１０４によれば、実施の形態３に係る電源回路１０３のアプローチの限界を克服することができる。以下、詳細に説明する。
例えば、電源回路１０３のように前段のコンパレータの出力信号を次段のコンパレータの電源電圧として用いる場合、後段に接続されるコンパレータに供給できる電流に限界があるため、後段に接続される全てのコンパレータに十分な電流を供給するは容易ではない。

一方、実施の形態４に係る電源回路１０４によれば、実施の形態２に係るコンパレータ構成と実施の形態３に係るコンパレータ構成とを混在させているので、実施の形態３に係る電源回路１０３に比べるとトランジスタの数は多くなるが、各コンパレータに必要な電流を供給することができ、且つ実施の形態２に係る電源回路１０２に比べて、各コンパレータへの電源供給を制御するスイッチＳＷａを構成するトランジスタの数を少なくすることができる。

以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、上記実施の形態において、電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎと、比較回路１４＿１〜１４＿ｎおよびスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ）とを同じ数だけ設ける場合を例示したが、これに限られず、ｎ個の電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎと、ｍ（ｍは１以上ｎ以下の整数）個の比較回路１４＿１〜１４＿ｍおよびｍ組のスイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｍ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｍ）とを設けてもよい。
例えば、実施の形態１〜４ではｍ＝ｎとしたが、ｍ＝ｎ−１として、電圧逓倍回路１２＿１〜１２＿ｎのうち、初段（ｋ＝１）の電圧逓倍回路１２＿１には、スイッチＳＷｐ（１），ＳＷｎ（１）および比較回路１４＿１を設けないようにしてもよい。これによれば、ＡＣ／ＤＣコンバータに入力される交流電圧の最小値は、“２×Ｖｉｎ”となる。
このように、ｍ＜ｎとする場合には、初段（ｋ＝１）から順に、スイッチＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｍ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｍ）を取り除いた構成とすればよい。

また、実施の形態２，３，４において、コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎの出力端子のフローティングを防止するために、電流経路形成素子として抵抗Ｒｉ等を接続する場合を例示したが、コンパレータ１４＿１〜１４＿ｎの出力端子のフローティングを防止することができる電流経路形成素子であれば、抵抗のみに限定されるものではない。

また、上記実施の形態において、各スイッチがＭＯＳトランジスタで実現される場合を例示したが、これに限られず、バイポーラトランジスタ等の他のトランジスタを用いてもよい。

１０１，１０２，１０３，１０４…電源回路、１１…エネルギーハーベスタ、１２＿１〜１２＿ｎ…電圧逓倍回路、１３…ＡＣ／ＤＣコンバータ、１４＿１〜１４＿ｎ…コンパレータ、１５…負荷、ＳＷｐ（１）〜ＳＷｐ（ｎ），ＳＷｎ（１）〜ＳＷｎ（ｎ），ＳＷａ（ｉ＋１）…スイッチ、Φ１〜Φｎ…出力信号、Ｖｉｎ…入力電圧、Ｖｏｕｔ…出力電圧、Ｖｒｅｆ（１）〜Ｖｒｅｆ（ｎ）…基準電圧、Ｃｏｕｔ…キャパシタ。

Claims (8)

1. 交流電圧を生成する電圧生成部と、
   入力された交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、
   前記電圧生成部と前記ＡＣ／ＤＣコンバータとの間にｎ（ｎは２以上の整数）段従属接続され、夫々が入力された交流電圧を逓倍して出力するｎ個の電圧逓倍回路と、
   前記ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された前記直流電圧と基準電圧とを比較し、比較結果を出力するｍ（ｍは１以上ｎ以下の整数）個の比較回路と、
   ｍ個の前記比較回路に夫々対応づけられてｎ個の前記電圧逓倍回路のうちのｍ個の電圧逓倍回路に対して設けられ、対応する前記比較回路の比較結果に基づいて、対応する前記電圧逓倍回路に前段から与えられた交流電圧をその電圧逓倍回路によって逓倍して後段に出力するか、またはその電圧逓倍回路によって逓倍せずに後段に出力するかを夫々切り替えるｍ個の切替回路と、
   を有する電源回路。
2. 請求項１に記載の電源回路において、
   前記電圧生成部は、環境から収穫したエネルギーに基づいて交流電圧を生成するエネルギーハーベスタを含む
   ことを特徴とする電源回路。
3. 請求項１または２に記載の電源回路において、
   前記電圧逓倍回路は、前記電圧生成部の前記出力端子と前記ＡＣ／ＤＣコンバータの前記出力端子との間に直列に接続され、
   前記切替回路は、対応する前記電圧逓倍回路の入力端子と出力端子との間に接続されたスイッチを含み、
   前記スイッチは、前記ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された前記直流電圧が前記基準電圧よりも小さい場合にオフし、前記ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された前記直流電圧が前記基準電圧よりも大きい場合にオンする
   ことを特徴とする電源回路。
4. 請求項３に記載の電源回路において、
   前記スイッチは、第１導電型のトランジスタと前記第１導電型と反対の第２導電型のトランジスタを並列に接続したアナログスイッチを含む
   ことを特徴とする電源回路。
5. 請求項１乃至４の何れか一項に記載の電源回路において、
   ｎ＝ｍであって、
   前記比較回路は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された前記直流電圧が電源電圧として供給され、
   （ｉ＋１）番目（１≦ｉ≦ｎ−１）の前記比較回路は、ｉ番目の前記比較回路の比較結果に基づいて前記電源電圧の供給と遮断が制御されるとともに、前記比較結果を出力する出力端子と固定電位ノードとの間に電流経路形成素子が接続されている
   ことを特徴とする電源回路。
6. 請求項１乃至４の何れか一項に記載の電源回路において、
   ｎ＝ｍであって、
   （ｉ＋１）番目（１≦ｉ≦ｎ−１）の前記比較回路は、ｉ番目の前記比較回路の比較結果としての出力信号が電源電圧として供給されるとともに、前記比較結果を出力する出力端子と固定電位ノードとの間に電流経路形成素子が接続されている
   ことを特徴とする電源回路。
7. 請求項１乃至４の何れか一項に記載の電源回路において、
   ｎ＝ｍであって、
   前記比較回路は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された前記直流電圧が電源電圧として供給され、
   （ｉ＋１）番目（１≦ｉ≦ｎ−１）の前記比較回路は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータによって変換された前記直流電圧が電源電圧として供給されるとともに、ｉ番目の前記比較回路の比較結果に基づいて前記電源電圧の供給と遮断が制御され、前記比較結果を出力する出力端子と固定電位ノードとの間に電流経路形成素子が接続され、
   （ｊ＋１）番目（１≦ｊ≦ｎ，ｊ≠ｉ）の前記比較回路は、ｊ番目の前記比較回路の比較結果としての出力信号が前記電源電圧として供給されるとともに、前記比較結果を出力する出力端子と前記固定電位ノードとの間に前記電流経路形成素子が接続されている
   ことを特徴とする電源回路。
8. 請求項１乃至７の何れか一項に記載の電源回路において、
   前記電圧逓倍回路は、半波倍圧整流回路を含む
   ことを特徴とする電源回路。