JP2017210100A - 車両用灯具制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】、回路規模を極力小さく保ちつつ信頼性良く車両用灯具を制御できるようにした車両用灯具制御装置を提供する。【解決手段】定電流制御部９は、複数のＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２を含む車両用灯具ＬＴに通電する電流を制御電流値ＩＣに定電流制御する。ＭＯＳトランジスタ１０は複数のＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２の一部の両端子にドレインソース間を接続している。切替制御部８は、切替信号に応じてＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧をＭＯＳトランジスタ１０の閾値電圧付近で緩やかに変化させてＭＯＳトランジスタ１０をオン／オフ制御することで車両用灯具を構成する複数のＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２の直列数を切替制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、車両用灯具制御装置に関する。

近年、車両用灯具は省電力化を図るためＬＥＤを用いる機会が増加している。このＬＥＤを駆動する駆動回路は小型化の要求及び接続用のハーネスを削減することが望まれている。このため、例えばＬＥＤ前照灯は、ハイビーム用のＬＥＤとロウビーム用のＬＥＤを直列接続した状態で定電流駆動回路を用いて点灯制御するようになっている。

例えばＬＥＤ前照灯はハイビームとロウビームとを直列接続しているが、ハイビーム切替時にはハイビーム及びロウビームを点灯し、ロウビーム切替時にはハイビームを短絡してロウビームだけを点灯させることになる。この切替時において定電流制御を継続する場合には、電流フィードバック制御が負荷変動速度に追従しにくくなる。

すると消費電流が過渡的にオーバーシュートしてしまう。スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータを停止させても２次側の平滑用のコンデンサに溜まった電荷の影響により過渡的に負荷のＬＥＤに流れる電流を抑制することはできない。

例えば、この種の問題を解決するための技術が各種提案されている（例えば、特許文献１、２、３参照）。特許文献１記載の技術によれば、ＬＥＤの直列数を切替えるときに、スイッチング素子のゲートにコンデンサを接続し、消灯させるべきＬＥＤの両端子間を短絡させるスイッチング素子の駆動回路を複数系統備え、ゲート電圧の変化を緩やかにすることでスイッチング素子によるスイッチング速度を低速化できる。特許文献２記載の技術によれば、スイッチング素子に流れる電流をランプ波にするように制御することによりＬＥＤに流れる電流のオーバーシュートを抑制できる。さらに、特許文献３記載の技術によれば、スイッチング素子のゲート電圧を一定期間だけスイッチング素子の閾値電圧より高く能動領域で動作させられる電圧に設定することで、スイッチング素子のスイッチングを遅くし、ＬＥＤに流れる電流のオーバーシュートを抑制できる。

特開２００８−１２６９５８号公報 特開２０１４−００７１４４号公報 特開２０１３−２５４７１８号公報

特許文献１記載の技術を採用したときには、コンデンサが必要となり、スイッチング素子がオンした後もゲート電圧が低い状態が続くためスイッチング素子の損失が大きく、スイッチング素子のオフ動作も低速になってしまう、という問題を生じている。特許文献２記載の技術を採用したときには、複雑なフィードバック制御とランプ波生成の回路が必要となり、回路規模が大きくなるという問題を生じていた。特許文献３記載の技術を採用したときには、スイッチング素子の閾値電圧のばらつきや温度特性に合わせて電圧を制御する必要があり回路規模が大きくなるという問題を生じていた。

本発明の開示の目的は、回路規模を極力小さく保ちつつ信頼性良く車両用灯具を制御できるようにした車両用灯具制御装置を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、定電流制御部は直列接続された複数のＬＥＤを含む車両用灯具に通電する電流を制御電流値に定電流制御する。主駆動回路は複数のＬＥＤの一部の両端子にドレインソース間を接続したＭＯＳトランジスタを備える。直列数切替制御部は、切替信号に応じてＭＯＳトランジスタのゲート電圧をＭＯＳトランジスタの閾値電圧付近で緩やかに変化させてＭＯＳトランジスタをオン／オフ制御することで車両用灯具を構成する複数のＬＥＤの直列数を切替制御する。これにより、
また、高出力インピーダンスの駆動部を用いてＭＯＳトランジスタを駆動すると、ＭＯＳトランジスタのスイッチング速度が常に遅くなる。このため、例えばこの駆動部を流用しＰＷＭ制御信号を用いて調光しようとしたときには波形が訛ることで例えば低デューティ比における点灯制御ができない、という問題を生じる虞がある。

請求項１０記載の発明によれば、切替制御部が、ＰＷＭ制御信号のデューティ比を調整し低出力インピーダンス駆動部を駆動することに応じて車両用灯具のＬＥＤの光を調光するようにしているため、低デューティ比における点灯制御を容易に行うことができる。

第１実施形態にかかる車両用灯具制御装置の電気的構成図 車両用灯具の照射領域を模式的に示す図 切替時における各部の電圧、負荷電流を模式的に示すタイミングチャート 切替時における各部の電圧、損失を模式的に示すタイミングチャート 第２実施形態における要部の電気的構成図（その１） 要部の電気的構成図（その２） 第３実施形態における切替タイミングの説明図（その１） （ａ）（ｂ）はゲート電圧もしくはドレイン電圧により判定する場合の電気的構成図 切替タイミングの説明図（その２） 切替タイミングの説明図（その３） 第４実施形態における駆動回路の電気的構成図 切替時における各部の電圧、負荷電流、各素子のオン／オフ状態を模式的に示すタイミングチャート 第５実施形態における駆動回路の電気的構成図 第６実施形態における駆動回路の電気的構成図 第７実施形態における高出力インピーダンス駆動部の電気的構成図（その１） 高出力インピーダンス駆動部の電気的構成図（その２〜その６） 第８実施形態における車両用灯具制御装置の電気的構成図 切替時における各部の電圧、負荷電流、損失を模式的に示すタイミングチャート 第９実施形態における電流検出部、過電流検出部の電気的構成図 第１０実施形態における要部の電気的構成図（その１） 要部の電気的構成図（その２） 第１１実施形態における要部の電気的構成図（その１） 要部の電気的構成図（その２） 駆動回路をＰＷＭ制御信号に応じてオン／オフしたときの各素子の状態とＭＯＳトランジスタのゲート電圧を示すタイミングチャート

以下、車両用灯具制御装置の幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。なお、下記の実施形態において同一又は類似する構成には、符号の十の位と一の位とに同一符号を付して説明を行っている。

（第１実施形態）
図１から図４は第１実施形態の説明図を示している。図１は車両用灯具制御装置の電気的構成を概略的に示し、図２は車両用灯具による照射領域を模式的に示す。

図２に示すように、車両用灯具ＬＴは、例えば主に夜間に車両Ｃａの前方を視認するのに用いられる前照灯を示している。この車両用灯具ＬＴは、例えば白色ＬＥＤを使用して構成され、比較的高い範囲ＨＩを照射する走行用前照灯（以下ハイビーム）ＨＢと、比較的低い範囲ＬＯを照射するすれ違い前照灯（以下ロウビーム）ＬＢを備える。これらの車両用灯具は、例えば車両前左部及び車両前右部に配置されている。ハイビームＨＢは、主に夜間において車両前方の遠目（例えば１００ｍ以上）を照らすため前方を走行する先行車両、前方からすれ違う対向車両、歩行者などが存在しない場合に用いられる。

ハイビームＨＢは、複数設けられることにより一部選択的に点灯／消灯する場合もある。ロウビームＬＢは、ハイビームＨＢよりもやや下方を照らし例えば前方数十ｍ程度を照らすように配置される。ロウビームＬＢは、前方を走行する先行車両、前方からすれ違う対向車、歩行者などへの眩惑防止、霧、雪などの光反射の影響を軽減するために用いられる。

図１に示すように、ハイビームＨＢ及びロウビームＬＢは、例えば少なくとも２つ以上のＬＥＤモジュールＬＭ１及びＬＭ２を直列接続して構成される。本実施形態では、ＬＥＤモジュールＬＭ１がハイビームＨＢを構成し、ＬＥＤモジュールＬＭ２がロウビームＬＢを構成する。これらのＬＥＤモジュールＬＭ１及びＬＭ２には車両用灯具制御装置（以下、制御装置と略す）２が接続されており、車両用灯具ＬＴの点灯状態を調節制御する。

制御装置２は、制御部３、駆動回路４、スイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、コンバータと略す）５、電流検出部６、サブ駆動制御部７、ハイビーム電源逆流防止部となるダイオードＤ１、ロウビーム電源逆流防止部となるダイオードＤ２、及び、ＭＯＳトランジスタ１０を備え、バッテリ電圧により生成された電源電圧Ｖ０の供給を受けて動作する。ＭＯＳトランジスタ１０はそのゲートを制御端子として用いており、ドレイン／ソースを通電端子として用いている。制御部３は、例えばマイクロコンピュータを主として構成され、機能的には、切替制御部８、定電流制御部９としての機能を備える。

ダイオードＤ１のアノードはハイビーム電源の供給入力ノード１６に接続されている。ダイオードＤ２のアノードはロウビーム電源の供給入力ノード１７に接続されている。そして、これらのダイオードＤ１、Ｄ２のカソードは共通接続されており、この共通接続ノードＮ１に通電される電源電圧がコンバータ５に入力されている。また制御装置２は、グランドノード１８を備え、グランドノード１８が車両Ｃａのシャーシに接続されることによってグランドノード１８の電位を規定する。

本実施形態のコンバータ５は、例えばバックブーストタイプの昇降圧レギュレータ回路であり、入力コンデンサ１９、スイッチング素子２０、２１、ダイオード２２、２３、インダクタ２４、及び、出力コンデンサ２５を備える。入力コンデンサ１９及び出力コンデンサ２５は、それぞれ共通接続ノードＮ１とグランドノード１８との間に接続され、外部からロウビーム電源又はハイビーム電源が通電されると、この通電電流を充電する。

スイッチング素子２０、２１は、例えばＮチャネル型のＭＯＳトランジスタにより構成される。以下、スイッチング素子２０、２１をそれぞれトランジスタ２０、２１と称す。ノードＮ１とノード１８との間には、トランジスタ２０のドレインソース間、ダイオード２３のカソード及びアノード間、が直列接続されている。

ノードＮ１とノード１８との間には、ダイオード２２のカソード及びアノード間、並びに、トランジスタ２１のドレインソース間、が直列接続されている。トランジスタ２０とダイオード２３のカソードとの間の共通接続点と、ダイオード２２のアノードとトランジスタ２１のドレインとの間の共通接続点との間には、インダクタ２４が接続されている。制御部３の定電流制御部９は、トランジスタ２０、２１のゲートを制御可能になっておりコンバータ５の昇降圧動作を制御する。

電流検出部６は、抵抗２６、及び、電流増幅用のアンプ２７を備える。電流検出用の抵抗２６は、コンバータ５の出力とＬＥＤモジュールＬＭ２、ＬＭ１との間の通電経路に直列接続されている。アンプ２７は、抵抗２６の両端子に生じる電圧を増幅し、制御部３の定電流制御部９に出力する。

定電流制御部９は、電流検出部６による検出電流が一定の制御電流値Ｉｃとなるように電流制御量を算出し、電流制御量に応じてトランジスタ２０、２１のオン／オフのタイミングを制御する。切替制御部８は、ハイビーム電源をハイビーム切替信号としてノード１６から入力し、この入力に応じてサブ駆動制御部７に制御信号を出力する。サブ駆動制御部７は、この制御信号を受けて駆動回路４を通じてＭＯＳトランジスタ１０にオン／オフ制御信号を印加する。そして切替制御部８は、ハイビーム切替信号の入力に応じてハイビームＨＢ、ロウビームＬＢのＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２の直列数を駆動回路４及びＭＯＳトランジスタ１０を通じて切替制御する。なお、ハイビーム電源が供給されているときにはハイビーム切替信号はオンとなり、ハイビーム電源が供給されていないときにはハイビーム切替信号はオフとされる。

またＭＯＳトランジスタ１０は例えばＮチャネル型のものが採用されているがＰチャネル型のものであっても良い。また、負荷電流ＩＬの供給出力ノード２８と出力端子２９との間にはＬＥＤモジュールＬＭ２、ＬＭ１が直列接続されている。これらのＬＥＤモジュールＬＭ２、ＬＭ１の共通接続点には出力端子３０が接続されている。

ＭＯＳトランジスタ１０のゲートは駆動回路４の出力に接続されている。そして、ＭＯＳトランジスタ１０のドレインは、出力端子３０を通じてＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２の共通接続点に接続されている。また、ＭＯＳトランジスタ１０のソースは出力端子２９及びグランドノード１８に接続されている。これによりＭＯＳトランジスタ１０は、駆動回路４によりオンされることに応じて、ＬＥＤモジュールＬＭ１の両端子間を短絡可能になっている。

駆動回路４は、バッファ３１〜３３、ＭＯＳトランジスタ１０のオン制御用のトランジスタ３４、スイッチング素子のオフ制御用のトランジスタ３５、及び、オン制御用のトランジスタ３６及び抵抗３７、を備え、サブ駆動制御部７の制御信号に基づいてＭＯＳトランジスタ１０のゲートを駆動する。

高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１はトランジスタ３６及び抵抗３７を備えて構成され、低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２はトランジスタ３４及び３５を備えて構成される。トランジスタ３４、３６は、例えばＰチャネル型のＭＯＳトランジスタにより構成され、トランジスタ３５は、例えばＮチャネル型のＭＯＳトランジスタにより構成される。トランジスタ３４及び３５のドレインは共通接続され、これらのトランジスタ３４、３５の共通接続ノードは抵抗３７を通じてトランジスタ３６のドレインに接続されている。なお、制御装置２には図示しない電源回路から電源電圧Ｖ０が与えられており、この電源電圧Ｖ０はトランジスタ３６及び３４のソースに印加されている。

図３を参照しながら作用を説明する。図３はハイビーム電源及びロウビーム電源の切替時における制御内容及びこの制御に応じた電圧電流応答を示している。この図３には、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧、負荷電流ＩＬの供給出力ノード２８の電圧ＶＬＨ、出力端子３０の電圧ＶＬＭ、負荷電流ＩＬの時間的変化を示している。図４はＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧、電圧ＶＬＨ、ＶＬＭの変化に加えて、当該ＭＯＳトランジスタ１０における損失の変化も示している。

通常、ロウビーム電源及びハイビーム電源はユーザのレバー操作等に応じて供給切替えされるようになっており、ロウビーム電源はロウビームＬＢ又はハイビームＨＢにユーザ指示されたときに供給され、ハイビーム電源はハイビームＨＢにユーザ指示されたときに供給される。

図３及び図４において、期間Ｔ１はロウビーム電源及びハイビーム電源が共に供給される期間を示しており、期間Ｔ２はロウビーム電源だけが供給される期間を示している。期間Ｔ１中にロウビーム電源及びハイビーム電源が共に供給されると、切替制御部８は、端子ノード１６からハイビーム切替信号のオン入力を受付けて、切替制御部８は、サブ駆動制御部７及び駆動回路４によりＭＯＳトランジスタ１０をオフ制御する。すると、コンバータ５が両ＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２に負荷電流ＩＬを供給することで、ハイビームＨＢ及びロウビームＬＢを点灯させる。

ロウビームＬＢだけの点灯にユーザ指示されると、図３及び図４の期間Ｔ１からＴ２に移行する。このとき、制御装置２にはロウビーム電源が供給されハイビーム電源は供給されなくなりハイビーム切替信号はオフとされる。この期間Ｔ２の間、切替制御部１２はＭＯＳトランジスタ１０をオン制御する。するとコンバータ５がＬＥＤモジュールＬＭ２に負荷電流ＩＬを供給することでロウビームＬＢを点灯させる。この何れの期間Ｔ１、Ｔ２においても、定電流制御部９は、制御電流値Ｉｃに応じてコンバータ５を駆動制御する。

ハイビームＨＢ及びロウビームＬＢが両者点灯しているときには、出力コンデンサ２５にＬＥＤモジュールＬＭ２とＬＭ１の順方向電圧を足し合わせた電圧に対応した電荷が蓄積される。この状態において、ＭＯＳトランジスタ１０が瞬時的にオンしてしまうと、出力コンデンサ２５からＬＥＤモジュールＬＭ２に過大な電流が流れ、ＬＥＤモジュールＬＭ２に大きな負担がかかることが想定される。このため本実施形態では、まず切替制御部８は、サブ駆動制御部７を通じて駆動回路４の高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１のトランジスタ３６をオン制御し、低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２のトランジスタ３４及び３５をオフ制御したまま保持する。するとＭＯＳトランジスタ１０がオフ状態からオン状態に移行するときに、このスイッチング速度を通常よりも低下させることができる。

これは、ＭＯＳトランジスタ１０がオフ状態からオン状態に遷移する際のゲート電圧が、当該ＭＯＳトランジスタ１０のゲートソース間容量、ドレインゲート間容量などのゲート入力容量に影響を受けて変化するためである。特に、ＭＯＳトランジスタ１０のゲートソース間電圧ＶGSが、閾値電圧Ｖｔ付近となるときには、当該ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧は、ドレインゲート間容量Ｃgdに応じたミラー容量に影響を受ける。

以下、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧が上昇するタイミングｔ１〜ｔ２、ｔ２〜ｔ３、ｔ３〜ｔ４の各期間に応じたゲート電圧の変化を詳細説明する。ＭＯＳトランジスタ１０のドレインゲート間容量Ｃgdは、ゲート下の空乏層の領域が小さいほど大きくなり、またドレインソース間電圧が低いほど容量が大きくなる。このため、まず、ＭＯＳトランジスタ１０のドレインソース間電圧Ｖdsが比較的大きい期間ｔ１〜ｔ２のときには、ゲートソース間電圧Ｖgsが閾値電圧Ｖｔを下回る動作領域となり、電圧上昇速度は閾値電圧Ｖｔを超えた期間ｔ３〜ｔ４に比較して速くなる。このため、ＭＯＳトランジスタ１０のゲートソース間電圧Ｖgsは、速やかに閾値電圧Ｖｔ付近に達する。

駆動回路４の高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１がその出力電圧をＭＯＳトランジスタ１０のゲート入力容量を充電し続けることにより、ＭＯＳトランジスタ１０のゲートソース間電圧Ｖgsが閾値電圧Ｖｔ付近にまで達したとしても、タイミングｔ２〜ｔ３の期間においてゲートソース間電圧Ｖgsは閾値電圧Ｖｔを大きく超えて上昇することはなく、ＭＯＳトランジスタ１０のミラー効果の影響により、見た目大きなゲート入力容量を充電完了するまで、ゲートソース間電圧Ｖgsは上昇しにくくなる。このとき、ＭＯＳトランジスタ１０では、図４に示すように、ドレインソース間電圧Ｖdsと、負荷電流ＩＬに概ね等しいドレイン電流Ｉdとを乗算した損失が発生する。その後、ＭＯＳトランジスタ１０のゲートソース間電圧Ｖgsが、タイミングｔ３においてＭＯＳトランジスタ１０のミラー容量の充電を完了したとしても、タイミングｔ３〜ｔ４においてさらにＭＯＳトランジスタ１０のゲート入力容量を充電し続けるため、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧は閾値電圧Ｖｔを超えて上昇し続ける。

例えば、仮に、駆動回路４の高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１が、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧の緩やかな上昇駆動を続けると、ＭＯＳトランジスタ１０が完全にオン状態となる領域まで当該ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧が徐々に上昇する。図４に示す点線部分参照。このため、仮に高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１がゲート電圧の緩やかな上昇駆動を続けると、図４のＡ１領域に示すように、損失を大きく生じることになる。

そこで、ＭＯＳトランジスタ１０のゲートにミラー効果を生じる期間を超えたと判定可能な期間を経過した所定タイミングｔ４において、切替制御部８は、サブ駆動制御部７により低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２のトランジスタ３４をオン制御することが望ましい。このとき、トランジスタ３４は低出力インピーダンスにおいてＭＯＳトランジスタ１０のゲートを駆動できるため、図４のＡ１領域に示す損失を、このタイミングｔ４の時点で低減させることができる。

図３には、比較例として、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧を瞬間的に高電圧まで上昇させたときの各ノードの電圧ＶＬＨ、ＶＬＭ、負荷電流ＩＬの変化を点線を用いて示している。この図３の点線に示すように、タイミングｔ１においてＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧が瞬間的に大きくなると、出力コンデンサ２５からＬＥＤモジュールＬＭ２に過大な電流が過電流検出保護機能などで制限されることなく流れ、負荷電流ＩＬにオーバーシュートＳ１を生じてしまい、過電流閾値Ｉｔｈを大幅に超えるストレスをＬＥＤモジュールＬＭ２に与えてしまう。

本実施形態によれば、ＬＥＤモジュールＬＭ２、ＬＭ１の直列接続回路が通電されているときに、ＭＯＳトランジスタ１０がＬＥＤモジュールＬＭ１の両端子間を短絡させるときには、このＬＥＤモジュールＬＭ１の両端子間を接続するＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧を閾値電圧Ｖｔ付近で緩やかに変化させながらＭＯＳトランジスタ１０をオン制御している。このため、図３に示すように負荷電流ＩＬを概ね一定に保ちながら、ＭＯＳトランジスタ１０をオン制御できる。これにより、電流オーバーシュートＳ１を抑制できる。

（第２実施形態）
図５及び図６は第２実施形態の追加説明図を示す。図５に示すように、ＭＯＳトランジスタ１０のゲートとグランドノード１８との間にコンデンサ３８を別途接続して構成しても良い。また図６に示すように、ＭＯＳトランジスタ１０のゲートドレイン間にコンデンサ３９を別途接続して構成しても良い。これらのコンデンサ３８、３９を双方接続して構成しても良い。

このような第２実施形態に示すように、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート（制御端子相当）とドレイン／ソース（一方又は／及び他方の通電端子相当）との間にコンデンサ３８、３９を構成することで、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート入力容量をさらに増量することができ、さらにゲート入力容量を充電するために要する期間を長くすることができる。これにより遅延期間をさらに長くできる。これにより、電流オーバーシュートＳ１をさらに抑制できることになる。

（第３実施形態）
図７及び図８は第３実施形態の追加説明図を示す。本実施形態においては、タイミングｔ４の規定方法を例に挙げて説明する。図７に示すように、切替制御部８は、ハイビーム切替信号がオフされたときに、このハイビーム切替信号のオフを検出し、サブ駆動制御部７及び駆動回路４を通じて、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１によりハイビーム切替信号のオフタイミングｔ０からタイマを用いて所定の第１期間Ｔａだけトランジスタ３６をオン動作させる。なお、トランジスタ３６は高出力インピーダンスの駆動素子であるため、図７には高Ｚ駆動素子と記載している。

その後、切替制御部８はサブ駆動制御部７を通じて低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２のトランジスタ３４をオン動作させることで、タイミングｔ４から低出力インピーダンスによりＭＯＳトランジスタ１０をオン動作させる。なお、トランジスタ３４は低出力インピーダンスの駆動素子であるため、図７には低Ｚ駆動素子と記載している。このとき、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１によりＭＯＳトランジスタ１０を緩やかにオン制御する第１期間Ｔａは、タイミングｔ０からｔ４までの期間となる。

また、別の方法について図８〜図１０を参照しながら説明する。図８（ａ）に示すように、制御装置２は、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧をゲート閾値電圧Ｖth1と比較するコンパレータ４０を図示形態に備えていても良く、また、図８（ｂ）に示すように、ＭＯＳトランジスタ１０のドレイン電圧を第２のドレイン閾値電圧Ｖth2と比較するコンパレータ４１、を図示形態に備えていても良い。

図８（ａ）に示すコンパレータ４０は、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧がゲート閾値電圧Ｖth1より高いか低いかを検出するように構成され、前述の所定タイミングｔ４となったか否かを判定する判定部として構成される。図８（ｂ）に示すコンパレータ４１は、出力端子３０の電圧が所定のドレイン閾値電圧Ｖth2より高いか低いかを検出するように構成され、前述の所定タイミングｔ４となったか否かを判定する判定部として構成される。

これにより、図８（ａ）に示す構成では、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧がゲート閾値電圧Ｖth1より高いか否かを判定でき、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧を判定条件として用いることができる。また図８（ｂ）に示す構成では、ＭＯＳトランジスタ１０のドレイン電圧がドレイン閾値電圧Ｖth2より低いか否かを判定でき、ＭＯＳトランジスタ１０のドレイン電圧を判定条件として用いることができる。

図８（ａ）に示すように、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧を判定条件として用いる構成を採用したときには、図９に示すように、切替制御部８は、タイミングｔ０においてハイビーム切替信号のオフを受けて、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１によりゲート電圧を緩やかに変化させる。このとき、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧がゲート閾値電圧Ｖth1に達したときには、コンパレータ４０が「Ｈ」を出力する。切替制御部８はこのコンパレータ４０の「Ｈ」を受付けると、タイミングｔ４において低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２をオン動作させる。

これにより、タイミングｔ４の時点から、低出力インピーダンス駆動条件に応じてＭＯＳトランジスタ１０を完全オン動作させることができる。高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１がＭＯＳトランジスタ１０を緩やかにオン制御する期間Ｔｂは、タイミングｔ０からｔ４までの期間となる。

また図８（ｂ）に示すように、ＭＯＳトランジスタ１０のドレイン電圧を判定条件として用いる構成を採用したときには、図１０に示すように、切替制御部８は、タイミングｔ０においてハイビーム切替信号を受けて、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１によりＭＯＳトランジスタ１０のゲート入力容量を充電し、当該ゲート電圧を緩やかに上昇変化させる。このときＭＯＳトランジスタ１０のドレイン電圧はこのゲート電圧変化に伴い緩やかに下降変化する。

このため、ＭＯＳトランジスタ１０のドレイン電圧がドレイン閾値電圧Ｖth2を下回ったときには、コンパレータ４１が「Ｈ」を出力する。切替制御部８は、このコンパレータ４１の「Ｈ」を入力し、タイミングｔ４において低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２のトランジスタ３４をオン動作させる。これにより、タイミングｔ４の時点から低出力インピーダンス条件によりＭＯＳトランジスタ１０のゲート入力容量を瞬時的に充電し、当該ＭＯＳトランジスタ１０を完全にオン動作させることができる。このとき、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１が、ＭＯＳトランジスタ１０を緩やかにオン制御する期間Ｔｃは、タイミングｔ０からｔ４までの期間となる。このような期間Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃの設定方法は一例であり、その他にも様々な方法を適用できる。

なお、図７〜図１０に示した方法においては、タイミングｔ４以降において高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１のトランジスタ３６のオン動作を継続しながら、低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２のトランジスタ３４をオン動作させているが、タイミングｔ４以降においては、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１のトランジスタ３６をオフしても良い。本実施形態においても、前述実施形態と同様の作用効果を奏するようになる。

（第４実施形態）
図１１及び図１２は第４実施形態の追加説明図を示している。本実施形態では、ＭＯＳトランジスタ１０をオン状態からオフ状態に緩やかに変化させるときの形態を示す。図１１に要部の回路構成図を示している。図１１に示すように、駆動回路１０４は、上側低出力インピーダンス駆動素子となるトランジスタ３４、下側低出力インピーダンス駆動素子となるトランジスタ３５、上側高出力インピーダンス駆動素子となるトランジスタ３６と共に、下側高出力インピーダンス駆動素子となるトランジスタ４２、を備える。トランジスタ４２は例えばＮチャネル型のＭＯＳトランジスタにより構成される。

このトランジスタ４２のドレインは、トランジスタ３６のドレインと抵抗３７との共通接続点に接続され、トランジスタ４２のソースはグランドノード１８に接続されている。サブ駆動制御部７がバッファ４３を通じてトランジスタ４２のゲートに制御信号を印加するようになっている。その他の構成は、前述実施形態と同様の構成である。

図１２はタイミングチャートを示しており、切替タイミングｔ１０の前後における各ノードの電圧、負荷電流、各トランジスタ３４〜３６、４２のオン／オフ状態の変化を示している。図１２に示すように、期間Ｔ２においては、ハイビーム切替信号がオフとされており、切替制御部８が、このハイビーム切替信号のオフを入力しＭＯＳトランジスタ１０をオン制御する。ＬＥＤモジュールＬＭ２には電圧が印加されており、負荷電流ＩＬが制御電流値Ｉｃに応じて調整されている。またＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧は高電圧に保持されている。そして、電圧ＶＬＭは０Ｖ程度の低電圧になっており、電圧ＶＬＨはＬＥＤモジュールＬＭ２の両端子間電圧とＭＯＳトランジスタ１０のドレインソース間のオン電圧とを加算した電圧に調整されている。

この後、ハイビーム電源が供給され、ハイビーム切替信号がタイミングｔ１０においてオンになると、切替制御部８はこのハイビーム切替信号のオンを入力し、駆動回路１０４を通じてＭＯＳトランジスタ１０をオフ制御する。このとき切替制御部８は、駆動回路１０４のトランジスタ３６をオンからオフに切替制御し、トランジスタ３４をオンからオフに切替制御する。

また切替制御部８は、トランジスタ４２をオフからオン制御しつつ、トランジスタ３５をオフのまま保持する。すると、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート入力容量に蓄積された電荷がトランジスタ４２を通じて放電され、前述実施形態で示した逆方向の作用効果に応じて、ＭＯＳトランジスタ１０がオン状態からオフ状態に徐々に遷移させることができる。その後、切替制御部８はタイミングｔ１４においてトランジスタ３５をオン制御する。すると切替制御部８はＭＯＳトランジスタ１０のゲートから電荷を瞬時的に放電させることができ、これによりＬＥＤモジュールＬＭ１の端子間を開放させることができ、ＬＥＤモジュールＬＭ２、ＬＭ１の双方に通電できる。

図１２には点線を用いて比較例を示している。この比較例は、タイミングｔ１０においてゲート電圧を瞬時的に低下させたときの各ノードの電圧、負荷電流の変化を模式的に表すものである。このように、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧が瞬時的に低下すると、ＭＯＳトランジスタ１０のドレインソース間が、短絡状態から開放状態に急激に変化する。このため負荷電流ＩＬが一時的に低下し、定電流制御部９が負荷電流ＩＬを制御電流値Ｉｃに追従して制御できなくなってしまう。このときＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２は瞬暗する。

本実施形態によれば、切替制御部８が、ＭＯＳトランジスタ１０のオフ動作を緩やかに制御することにより、定電流制御部９が負荷電流ＩＬを制御電流値Ｉｃに追従させることができる。この結果、ＬＥＤモジュールＬＭ２、ＬＭ１に電流が流れない期間を少なくすることができ、この期間を短縮できる。例えば、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧の変化速度を定電流制御部９による電流制御フィードバック速度より遅くすることで、ＬＥＤモジュールＬＭ２、ＬＭ１の通電電流がなくなる期間をなくすこともできる。

（第５実施形態）
図１３は第５実施形態の追加説明図を示している。本実施形態の駆動回路２０４は、図１３に示すように、低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２の使用電源電圧Ｖ２（例えば１０Ｖ）を高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１の使用電源電圧Ｖ１（例えば５Ｖ）よりも高く設定する。電源電圧Ｖ２は、車両用バッテリ電圧ＶＢから例えばチャージポンプ回路などを用いて生成でき、電源電圧Ｖ１は車両用バッテリ電圧ＶＢから図示しない降圧電源回路により生成できる。このような場合、トランジスタ３６からＭＯＳトランジスタ１０のゲートにかけての通電経路に、別途ダイオードＤ３を順方向に設けると良い。すなわち、電源電圧Ｖ１、Ｖ２が２系統備えられているときには、ダイオードＤ３を別途設けると良い。

このダイオードＤ３が別途追加されることで、低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２の使用電源電圧Ｖ２が高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１の使用電源電圧Ｖ１よりも高くても、電源電圧Ｖ２からトランジスタ３６を通じた逆流を防止できる。

期間がＴ１からＴ２に切替わるときに、切替制御部８はトランジスタ３６をオン制御することで、電源電圧Ｖ１から抵抗３７、ダイオードＤ３を通じて、まずＭＯＳトランジスタ１０をオン制御し、その後、ＭＯＳトランジスタ１０のオン状態が飽和してから高電圧の電源電圧Ｖ２をトランジスタ３４のドレインソース間を通じてＭＯＳトランジスタ１０のゲートに印加する。これにより、定常時にＭＯＳトランジスタ１０のドレインソース間に通電するときのオン抵抗を確実に低減することができ、損失を低減できる。

また、車両用のバッテリ電圧ＶＢが標準値（例えば１２Ｖ〜１４Ｖ）より低下した場合においても、低電圧側の電源電圧Ｖ１（＜標準値）を確保できれば、ＭＯＳトランジスタ１０のスイッチング速度を極力変化させないように制御できる。また前述したように、電源電圧Ｖ２は、例えばチャージポンプ回路などの昇圧回路を用いて生成できるが、例えば電源電圧Ｖ１によりＭＯＳトランジスタ１０のゲートに電荷を予め蓄積できるようになり、チャージポンプ回路の供給電流を少なくできる。このため、チャージポンプ回路の昇圧回路の昇圧能力を高くする必要がなくなり、小規模な昇圧能力のものを用いて構成することができる。このためチャージポンプ回路の小型化を図ることができる。

（第６実施形態）
図１４は第６実施形態の追加説明図を示している。図１４に示すように、上側低出力インピーダンス駆動部を構成するトランジスタ３４のゲートにゲート電圧切替部４４を接続することで駆動回路３０４を構成しても良い。本実施形態では、トランジスタ３４は第２ＭＯＳトランジスタとして用いられている。このゲート電圧切替部４４は、電源電圧（例えばＶ０）の供給を受けて、切替制御部８の制御により所定の電圧を生成しトランジスタ３４のゲート電圧として印加可能になっており、当該トランジスタ３４のゲート電圧を切替可能に構成されている。

切替制御部８が、ＭＯＳトランジスタ１０のゲートを高インピーダンス条件により駆動制御するときには、ゲート電圧切替部４４は、トランジスタ３４のゲート電圧を電源電圧Ｖ２−閾値電圧Ｖｔの付近の電圧に制御することで当該トランジスタ３４のゲートソース間電圧を閾値電圧Ｖｔ付近に制御し、これによりトランジスタ３４のドレインソース間を高インピーダンス状態になるように制御する。これにより、高出力インピーダンス条件によりＭＯＳトランジスタ１０のゲートを駆動制御でき、ＭＯＳトランジスタ１０のゲート電圧を閾値電圧付近で緩やかに変化させることができる。

その後、切替制御部８が、ＭＯＳトランジスタ１０のゲートを低出力インピーダンス条件で駆動制御するときには、ゲート電圧切替部４４はトランジスタ３４のゲート電圧を十分に低下させることで、トランジスタ３４のゲートソース間電圧を閾値電圧Ｖｔよりも十分に大きい電圧に設定することでトランジスタ３４のゲート電圧を瞬時的にオン制御電圧に制御できる。これにより、切替制御部８は、トランジスタ３４のドレインソース間を低インピーダンスとしてＭＯＳトランジスタ１０のゲートを駆動制御でき、当該ＭＯＳトランジスタ１０を瞬時的にオン制御できる。

（第７実施形態）
図１５及び図１６は第７実施形態の追加説明図を示している。図１５に駆動回路４０４の別の形態を示す。高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１は、必ずしもＭＯＳトランジスタ１０を完全にオン／オフ動作させるように構成する必要はない。このため、図１５に示すように、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１は、電流源Ｉ１により構成されていても良い。

また図１６に示すように、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１は、（ａ）バイポーラトランジスタ５０、５１によるカレントミラー回路、及び、電流源５２を組み合わせた構成、（ｂ）ＭＯＳトランジスタ５３、５４によるカレントミラー回路、及び、電流源５５を組み合わせた構成、（ｃ）ダイオード接続したデプレッション型ＭＯＳトランジスタ５６を用いた定電流回路の構成、（ｄ）定電流ダイオード５７を使用した定電流回路、（ｅ）例えば１ＭΩ以上の高抵抗５８、など様々な構成を用いることができる。

（第８実施形態）
図１７及び図１８は第８実施形態の追加説明図を示している。図１７に示すように、この制御装置１０２は、過電流検出部６０を備える。過電流検出部６０は、閾値切替部６１及び比較部６５を備える。制御部１０３は、切替制御部１０８、定電流制御部１０９、駆動制御部６７、を備える。切替制御部１０８は、閾値切替制御部６６としての機能を備える。また駆動制御部６７は駆動停止制御部６８としての機能を備える。

閾値切替部６１は、例えば複数の電圧源６２、６３及びスイッチ６４を備え、このスイッチ６４が、制御部１０３の閾値切替制御部６６により切替えられることに応じて複数の電圧のうちの一つの電圧を閾値電圧として比較部６５に出力する。比較部６５は、例えばコンパレータにより構成され、電流検出用の抵抗２６により検出される電圧を閾値切替部６１により切替えられた閾値電圧（過電流閾値Ｉｔｈ相当）と比較し、この比較結果を駆動制御部６７に出力する。

駆動制御部６７の駆動停止制御部６８は、過電流検出部６０の比較結果を入力すると、抵抗２６に流れる電流が過電流閾値Ｉｔｈよりも大きいときにトランジスタ２０、２１をオフとすることでコンバータ５の駆動をオフにできる。このとき図１７の構成では閾値電圧、すなわち過電流閾値ＩｔｈをＩｔ１、Ｉｔ２の２段階に切替える形態を示しているが、３段階以上に切替える形態に適用しても良い。駆動制御部６７は、通常、定電流制御部１０９によりフィードバックされた制御電流値Ｉｃに応じてコンバータ５のトランジスタ２０、２１をオン／オフに制御する。これによりコンバータ５を昇降圧動作させる。駆動制御部６７は、過電流検出部６０の比較部６５により抵抗２６の通電電流が過電流閾値Ｉｔｈに達しているときには、駆動停止制御部６８がトランジスタ２０、２１を共にオフ制御する。

このような構成の作用について図１８を参照しながら説明する。図１８に示すように、期間Ｔ１においてハイビームＨＢ、ロウビームＬＢの両灯具が点灯しているときに、期間Ｔ２においてロウビームＬＢだけに点灯を切り替える場合の動作について説明する。期間Ｔ１中にロウビーム電源及びハイビーム電源が共に供給されると、切替制御部１０８は、端子ノード１６からハイビーム切替信号をオンとして入力し、切替制御部１０８がサブ駆動制御部７及び駆動回路４を通じてＭＯＳトランジスタ１０をオフ制御する。

すると、コンバータ５が、両ＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２に通電することにより、ハイビームＨＢ及びロウビームＬＢを点灯させる。切替制御部１０８は、予め第１過電流閾値Ｉｔ１（＞Ｉｔ２＞Ｉｃ）に設定するようにスイッチ６４を切替える。このため、駆動制御部６７が期間Ｔ１中に第１過電流閾値Ｉｔ１に達する電流を検出すると、駆動停止制御部６８によりトランジスタ２０、２１をオフ制御し、これによりＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２を保護できる。

ハイビームＨＢが点灯している期間Ｔ１中に、ユーザによりロウビームＬＢの点灯指示がなされると、制御装置１０２にはロウビーム電源が供給されハイビーム電源は供給されなくなる。切替制御部１０８は、期間Ｔ２に入る前に、図１８のタイミングｔ２０において過電流閾値Ｉｔｈを比較的高い第１過電流閾値Ｉｔ１から制御電流値Ｉｃに近接した比較的低い第２過電流閾値Ｉｔ２に切替える。

期間Ｔ２に入ると、切替制御部１０８は、ＭＯＳトランジスタ１０をオン制御する。このとき、切替制御部１０８は、タイミングｔ２１〜ｔ２２において駆動回路４の高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１によりＭＯＳトランジスタ１０のゲートをオンに駆動制御した後、タイミングｔ２２〜ｔ２３において低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２によりＭＯＳトランジスタ１０のゲートをオンに駆動制御する。すると切替制御部１０８が、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１の駆動期間ｔ２１〜ｔ２２を前述実施形態の動作に比較して短縮し、その後、低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２によりＭＯＳトランジスタ１０のゲートを駆動したときには、大きな電流が抵抗２６を通じて流れることになる。このため過電流検出部６０が負荷電流ＩＬを第２過電流閾値Ｉｔ２と比較することで過電流が検出される。駆動停止制御部６８は、トランジスタ２０、２１をオフ制御することで、コンバータ５を駆動停止するため、負荷電流ＩＬは第２過電流閾値Ｉｔ２を大きく超えないように通電されることになり、ＭＯＳトランジスタ１０のスイッチング損失等の損失を短時間で収束させることができる。

図１８には前述実施形態の方法を用いたときの挙動を点線で示しており、本実施形態の方法を用いたときの挙動を実線で示している。前述実施形態に示した方法を採用したときに電流オーバーシュートＳ１を抑制するには、本来であれば、図１８の点線で示すように、定電流制御部１０９による定電流フィードバック制御期間より長い期間をかけてＭＯＳトランジスタ１０をオフ状態からオン状態に緩やかに切替処理を行うことが望ましい。このとき、図１８に損失Ｓａを示すように、ＭＯＳトランジスタ１０の損失Ｓａが大となる期間が長くなり、ＭＯＳトランジスタ１０の発熱が大きくなってしまうことが懸念される。

このような場合、ＭＯＳトランジスタ１０の発熱を極力抑えるためには、本実施形態に示されるように、過電流検出部６０が検出する過電流閾値Ｉｔｈを、第１過電流閾値Ｉｔ１から制御電流値Ｉｃに近接した第２過電流閾値Ｉｔ２に変更することが望ましい。このような方法を採用することで、定電流制御部１０９によるフィードバック制御の遅延期間について対応する必要が無くなり、ＭＯＳトランジスタ１０の切替時間を短縮できる。これにより、損失Ｓｂが大きくなる期間を低減でき、ＭＯＳトランジスタ１０の発熱を低減できる。本実施形態の方法は、定電流制御部１０９による定電流フィードバック遅延が大きい場合に特に有効に作用することになる。

（第９実施形態）
図１９は第９実施形態の追加説明図を示している。抵抗２６はグランドノード１８に直列接続されていても良く、電流検出部６がこの抵抗２６に流れる電流を検出するようにしても良い。また同様に、過電流検出部６０もまたグランドノード１８の側に接続された抵抗２６の通電電流に基づいて過電流が流れたか否かを検出するようにしても良い。

（第１０実施形態）
図２０及び図２１は第１０実施形態の追加説明図を示している。図２０に示すように、ハイビームＨＢのＬＥＤモジュールＬＭ１を供給出力ノード２８と出力端子３０との間に接続し、ＬＥＤモジュールＬＭ２を出力端子３０と出力端子２９との間に接続し、ＬＥＤモジュールＬＭ１の両端子間を短絡／開放するようにＭＯＳトランジスタ１０を接続しても良い。この場合、駆動回路５０４は、供給出力ノード２８とノードＮ１の標準電圧よりも高い昇圧電圧が供給される電源電圧Ｖ３の供給ノードとの間に、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１及び低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２を備えている。

本実施形態に係る低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２は、供給出力ノード２８の側にＰチャネル型のＭＯＳトランジスタ１３４を構成すると共に、電源電圧Ｖ３の供給ノードの側にＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ１３５を構成している。この低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２は、ＭＯＳトランジスタ１３５のドレインがＭＯＳトランジスタ１０のゲートに接続されると共にソースが電源電圧Ｖ３の供給ノードに接続されている。

また、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１は、例えばＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ１３６及び抵抗１３７を備えて構成され、ＭＯＳトランジスタ１３６はそのドレインが抵抗１３７を通じてＭＯＳトランジスタ１０のゲートに接続されると共に、そのソースが電源電圧Ｖ３の供給ノードに接続されている。これにより、駆動回路５０４は、前述実施形態と同様の作用効果を奏することになる。

また、図２１に示すように、供給出力ノード２８及び出力端子２９の間に３つ以上のＬＥＤモジュールＬＭ１ａ、ＬＭ２、ＬＭ１ｂを直列接続しても良い。この場合、その中間にハイビームＨＢのＬＥＤモジュールＬＭ２を接続し、この接続両端子間を短絡／開放するようにＭＯＳトランジスタ１０を構成すると良い。駆動回路４の低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１は、例えば第１実施形態の構成と同様であるため、その説明を省略する。このような実施形態においても、前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第１１実施形態）
図２２から図２４は、第１１実施形態の追加説明図を示している。本実施形態では、ＬＥＤモジュールＬＭをＰＷＭ調光するときの駆動回路４によるＭＯＳトランジスタ１０の駆動制御動作について説明する。

図２２に示すように、駆動回路４の後段にはＭＯＳトランジスタ１０が接続されており、ＬＥＤモジュールＬＭがこのＭＯＳトランジスタ１０のドレインソース間に直列接続されている。このとき、切替制御部８は、サブ駆動制御部７及び駆動回路４を用いてＭＯＳトランジスタ１０をＰＷＭ制御信号に応じてオン／オフ動作させることでＬＥＤモジュールＬＭを調光する。

この場合、切替制御部８は、ＰＷＭ制御信号のデューティ比を調整することに応じて、ＬＥＤモジュールＬＭの光を調光でき、さらにＰＷＭ信号のデューティ比を０にすることで発光を停止することもできる。図２３に示すように、ＬＥＤモジュールＬＭ２とＬＭ１とを直列接続した構成においても同様である。

図２４はＰＷＭ信号に応じて調光する場合の一部のオンオフ状態を示すものである。切替制御部８が、ＰＷＭ制御信号によりＭＯＳトランジスタ１０をオン／オフするときには、低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２のトランジスタ３４とトランジスタ３５とを相補的にオン／オフ制御する。このとき、高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１のトランジスタ３６は動作には影響しないためオン／オフの何れでも良い。このようにして、ＰＷＭ制御信号を用いることで光源の調光を行うこともできる。

例えば、前述実施形態に示した高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１を用いてＭＯＳトランジスタ１０をＰＷＭ制御信号により駆動すると、ＭＯＳトランジスタ１０のスイッチング速度が常に遅くなってしまう。このため、この種の駆動回路４を流用し、ＰＷＭ制御信号を用いて調光するときには、波形が訛ることで例えば低デューティ比における点灯制御ができない、という問題を生じる虞がある。

そこで、本実施形態では、切替制御部８が、ＰＷＭ制御信号のデューティ比を調整し低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２を駆動することに応じて車両用灯具ＬＴのＬＥＤモジュールＬＭ２、ＬＭ１の光を調光するようにしている。このため、低デューティ比における点灯制御を容易に行うことができる。

（他の実施形態）
本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。

車両用灯具ＬＴは前照灯に限られるものではない。高出力インピーダンス駆動部ＤＶ１、低出力インピーダンス駆動部ＤＶ２の駆動用のトランジスタ３４〜３６及びをそれぞれ１系統づつ備えた形態を示したが、複数備えていても良い。前述した複数の実施形態を組み合わせて構成しても良い。ＬＥＤモジュールＬＭ１、ＬＭ２をそれぞれ構成するＬＥＤの接続個数は１つ以上であればいくつでも問題ない。

なお、特許請求の範囲に記載した括弧内の符号は、本発明の一つの態様として前述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

図面中、５はスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ、８は切替制御部、９は定電流制御部、１０はＭＯＳトランジスタ、３４はＭＯＳトランジスタ（第２ＭＯＳトランジスタ）、３８、３９はコンデンサ、４０、４１はコンパレータ（判定部）、４４はゲート電圧切替部、６０は過電流検出部、６６は閾値切替制御部、６８は駆動停止制御部、Ｉｔｈは過電流閾値、Ｉｔ１は第１過電流閾値、Ｉｔ２は第２過電流閾値、ＬＭ１、ＬＭ２はＬＥＤモジュール（ＬＥＤ）、ＤＶ１は高出力インピーダンス駆動部、ＤＶ２は低出力インピーダンス駆動部、Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３は電源電圧、を示す。

Claims (10)

1. 直列接続された複数のＬＥＤ（ＬＭ１、ＬＭ２）を含む車両用灯具（ＬＴ）に通電する負荷電流（ＩＬ）を制御電流値（Ｉｃ）に定電流制御する定電流制御部（９）と、
   前記複数のＬＥＤの一部の両端子にドレインソース間を接続したＭＯＳトランジスタ（１０）と、
   外部から与えられる切替信号に応じて前記ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を当該ＭＯＳトランジスタの閾値電圧付近で緩やかに変化させて前記ＭＯＳトランジスタをオン／オフ制御することで前記車両用灯具を構成する複数のＬＥＤの直列数を切替制御する切替制御部（８）と、
   を備える車両用灯具制御装置。
2. 請求項１記載の車両用灯具制御装置において、
   前記ＭＯＳトランジスタの制御端子と一方又は／及び他方の通電端子との間にコンデンサ（３８、３９）をさらに備える車両用灯具制御装置。
3. 請求項１または２記載の車両用灯具制御装置において、
   前記切替制御部が前記ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を緩やかに変化させるときには、前記ＭＯＳトランジスタのゲートにミラー効果を生じる期間を超えたと判定可能な期間となる予め定められた所定タイミング（ｔ４）まで緩やかに変化させ、当該所定タイミングにおいて前記ＭＯＳトランジスタを瞬時的にオン制御する車両用灯具制御装置。
4. 請求項３記載の車両用灯具制御装置において、
   前記切替制御部が前記ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を緩やかに変化させるときに、所定より高いインピーダンスで前記ＭＯＳトランジスタのゲート入力容量を充電する高出力インピーダンス駆動部（ＤＶ１）と、
   前記所定より低いインピーダンスで前記ＭＯＳトランジスタのゲート入力容量を充電する低出力インピーダンス駆動部（ＤＶ２）と、
   をさらに備える車両用灯具制御装置。
5. 請求項４記載の車両用灯具制御装置において、
   前記切替制御部は、外部から切替信号を入力すると前記高出力インピーダンス駆動部により前記ＭＯＳトランジスタのゲート入力容量を充電し、前記切替信号を入力したタイミング（ｔ０）から所定の第１期間（Ｔａ）だけ経過したタイミング（ｔ４）において前記ＭＯＳトランジスタのゲートに前記低出力インピーダンス駆動部により前記ＭＯＳトランジスタのゲート入力容量を充電する車両用灯具制御装置。
6. 請求項４記載の車両用灯具制御装置において、
   前記ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を当該ゲート電圧のゲート閾値電圧（Ｖth1）と比較するか、又は、前記ＭＯＳトランジスタのドレイン電圧をドレイン閾値電圧（Ｖth2）と比較することに応じて前記所定タイミング（ｔ４）であるか否かを判定する判定部（４０、４１）を備え、
   前記切替制御部は、外部から切替信号を入力すると前記高出力インピーダンス駆動部により前記ＭＯＳトランジスタのゲート入力容量を充電し、前記切替信号を入力したタイミング（ｔ０）から前記判定部により判定された所定タイミング（ｔ４）まで前記高出力インピーダンス駆動部により駆動し、当該所定タイミングにおいて前記低出力インピーダンス駆動部により前記ＭＯＳトランジスタのゲート入力容量を充電する車両用灯具制御装置。
7. 請求項４記載の車両用灯具制御装置において、
   前記高出力インピーダンス駆動部は、その駆動用の電源電圧（Ｖ１）が前記低出力インピーダンス駆動部の駆動用の電源電圧（Ｖ２）よりも低く設定されている車両用灯具制御装置。
8. 請求項１〜３の何れか一項に記載の車両用灯具制御装置において、
   所定の電源電圧（Ｖ０）が与えられる第２ＭＯＳトランジスタ（３４）と、
   前記第２ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を前記切替制御部の制御により切替可能なゲート電圧切替部（４４）とをさらに備え、
   前記ゲート電圧切替部は、
   前記第２ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を前記閾値電圧付近の電圧として前記第２ＭＯＳトランジスタのドレインソース間を高インピーダンスとして前記ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を当該ＭＯＳトランジスタの閾値電圧付近で緩やかに変化させ、その後、前記第２ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を瞬時的にオン制御電圧に変化させることで前記第２ＭＯＳトランジスタのドレインソース間を低インピーダンスとして前記ＭＯＳトランジスタのゲート電圧を瞬時的に変化させる車両用灯具制御装置。
9. 請求項１から８の何れか一項に記載の車両用灯具制御装置において、
   前記定電流制御部により定電流制御される負荷電流が過電流閾値（Ｉｔｈ）に達したか検出する過電流検出部（６０）と、
   前記過電流検出部により過電流が検出されたときに前記車両用灯具に負荷電流を供給するスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ（５）を駆動停止制御する駆動停止制御部（６８）と、
   前記切替信号が入力され前記切替制御部により複数のＬＥＤの直列数が切替えられるときに、前記過電流閾値（Ｉｔｈ）を前記切替信号が入力される前の第１過電流閾値（Ｉｔ１）よりも前記制御電流値の側の第２過電流閾値（Ｉｔ２）に切替える閾値切替制御部（６６）と、
   を備える車両用灯具制御装置。
10. 請求項４記載の車両用灯具制御装置において、
    前記切替制御部は、ＰＷＭ制御信号のデューティ比を調整して前記車両用灯具のＬＥＤの光を調光するときには、前記低出力インピーダンス駆動部（ＤＶ２）を駆動することに応じて前記車両用灯具のＬＥＤの光を調光する車両用灯具制御装置。

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