JP2017195714A - 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】放熱性の劣化よって過渡熱インピーダンスが変動してもスイッチング素子の温度推定誤差が大きくならず、以て高温状態下でも半導体素子における熱応力による疲労破壊が起きない電力変換装置とその制御方法を提供する。【解決手段】電力変換装置がスイッチング動作していないときに、半導体素子を加熱して第１の熱損失を求め、その後、加熱を停止させて半導体素子の電圧／電流−温度特性を用いて半導体素子の２端子間の電圧／電流から半導体素子の温度を求めるとともにこの温度と初期温度と第１の熱損失とから半導体素子の過渡熱インピーダンスを算出し、さらに電力変換装置をスイッチング動作させて半導体素子の第２の熱損失を算出し、この第２の熱損失と過渡熱インピーダンスと初期温度とから動作中温度を算出し、この動作中温度が設定値を超えないように半導体素子の出力を制限する。【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換装置とその制御方法に関し、特に半導体素子の過昇温防止を図る電力変換装置とその制御方法に関するものである。

従来の電力変換装置では、そこに使用される半導体素子、例えばＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの熱破壊を防止するために、温度センサがＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに内蔵されていたが、例えば、温度センサが内蔵される部分だけ面積が増加するため、半導体素子の基材コストが高くなっていた。

そこで、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴへ温度センサを内蔵せずに、熱損失と過渡熱インピーダンスから素子温度を推定し、過熱保護する方法が用いられている。
このような電力変換装置としてのインバータ装置の過熱保護方法としては、スイッチング素子の発熱量と過渡熱インピーダンスから、素子ジャンクション（接合）温度の上昇を算出し、それが設定値を超えないようにインバータ出力を制御するものがある（例えば、特許文献１参照）。

特許第３４３０７７３号公報

電力変換装置におけるスイッチング素子の放熱構造は、熱応力による疲労破壊が起こり、放熱性を劣化させるものである。上記の特許文献１に示す方法では、過渡熱インピーダンスは固定となっているが、実際は放熱性の劣化よって過渡熱インピーダンスは変動するため、スイッチング素子の温度推定誤差が大きくなる。

その結果、過熱保護が機能しなくなり、電力変換装置が破壊される要因となっている。特にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、２００℃以上の高温状況下で動作するため、熱応力による疲労破壊が顕著である。

本発明は、斯かる従来技術の課題を解決するために為されたもので、放熱性の劣化よって過渡熱インピーダンスが変動してもスイッチング素子の温度推定誤差が大きくならず、以て高温状態下でも半導体素子における熱応力による疲労破壊が起きない電力変換装置とその制御方法を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、半導体素子でスイッチング回路を構成する電力変換装置において、前記半導体素子の２端子間に並列接続された電源及びセンサと、前記２端子間の電圧又は電流と温度間の特性、及び前記半導体素子の熱損失テーブルを予め記憶した記憶装置と、前記電力変換装置のスイッチング動作前に、前記半導体素子に熱損失が発生する電流が前記電源から前記半導体素子へ供給されるように前記電源を制御するとともに、このときの前記半導体素子の第１の熱損失を前記熱損失テーブルから求め、そして、前記半導体素子に熱損失が発生しない電流が前記電源から前記半導体素子へ供給されるように前記電源を制御するとともに、このときの前記センサで検出した電圧又は電流から前記特性に基づいて温度を求め、この求めた温度と初期温度と前記第１の熱損失とから過渡熱インピーダンスを算出し、前記電力変換装置のスイッチング動作開始後に、第２の熱損失を前記熱損失テーブルから求め、前記過渡熱インピーダンスと前記第２の熱損失と前記初期温度とから前記半導体素子の動作中温度を算出し、前記半導体素子の動作中温度が設定値を超えないように前記半導体素子の出力を制限する制御装置とを備えている。

また、上記の目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置の制御方法は、半導体素子でスイッチング回路を構成する電力変換装置の制御方法において、前記電力変換装置のスイッチング動作前に、前記半導体素子に熱損失が発生する電流が前記半導体素子の２端子間に並列接続された電源から前記半導体素子へ供給されるように前記電源を制御し、このときの前記半導体素子の第１の熱損失を、記憶装置に記憶された熱損失テーブルから求め、前記半導体素子に熱損失が発生しない電流が前記電源から前記半導体素子へ供給されるように前記電源を制御し、このときに前記半導体素子の２端子間に並列接続されたセンサで検出した電圧又は電流から前記記憶装置に記憶された電圧又は電流と温度間の特性に基づいて温度を求め、前記温度と初期温度と前記第１の熱損失とから過渡熱インピーダンスを算出し、前記電力変換装置のスイッチング動作開始後に、第２の熱損失を前記熱損失テーブルから求め、前記過渡熱インピーダンスと前記第２の熱損失と前記初期温度とから前記半導体素子の動作中温度を算出し、そして、前記半導体素子の動作中温度が設定値を超えないように前記半導体素子の出力を制限するものである。

本発明によれば、電力変換装置がスイッチング動作していないときに、半導体素子を加熱して第１の熱損失を求め、その後、加熱を停止させて半導体素子の電圧／電流−温度特性を用いて半導体素子の２端子間の電圧／電流から半導体素子の温度を求めるとともにこの温度と第１の熱損失から半導体素子の過渡熱インピーダンスを算出し、さらに電力変換装置をスイッチング動作させて半導体素子の第２の熱損失を算出し、この第２の熱損失と過渡熱インピーダンスとから動作中温度を算出し、この動作中温度が設定値を超えないように半導体素子の出力を制限するように構成したので、放熱性の劣化に応じて変化する過渡熱インピーダンスを用いることで、スイッチング素子温度の推定精度を向上させることができるため、信頼性の高い電力変換装置を得ることができる。

本発明に係る電力変換装置の構造を示した断面図である。 本発明に係る電力変換装置及びその制御方法の実施の形態１を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置及びその制御方法で使用される半導体素子における電圧の温度依存性を示す特性グラフ図である。 本発明に係る電力変換装置及びその制御方法で使用される半導体素子における電流の温度依存性を示す特性グラフ図である。 本発明に係る電力変換装置及びその制御方法の実施の形態１の処理動作を示すフローチャートである。 本発明に係る電力変換装置及びその制御方法の実施の形態２を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置及びその制御方法の実施の形態３を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置及びその制御方法の実施の形態４を示す回路図である。

以下、本発明に係る電力変換装置及びその制御方法の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。

実施の形態１．
電力変換装置とは、電力を制御するためのスイッチング回路を有する装置であり、電動車両に搭載されているモータ駆動用インバータ、高電圧から低電圧へ変換する降圧コンバータ、及び外部電源設備に接続して車載電池を充電する充電器等の電動パワーコンポーネントが該当する。

スイッチング回路は、半導体素子で構成されている。図１に示すように半導体素子は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、又はダイオードであり、基板は、シリコンの他に、窒化ケイ素、窒化ガリウム等の次世代半導体が使用されている。

半導体素子３ａ，３ｂは、例えば、はんだ６ａを用いて、銅パターン４ａにダイボンドされており、この銅パターン４ａは、絶縁基板５により絶縁基板５の下側の銅パターン４ｂと絶縁されている。銅パターン４ｂは、冷却用ヒートシンク７に、例えば、はんだ６ｂで接合されている。

スイッチング回路３は、図２に示すように、例えば、２個のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ及び３ｂで縦続接続されたもので、一方のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのドレイン−ソース端子間には、定電流源１１と電圧センサ１２が並列接続されている。なお、以下、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａを例に採って説明するが、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ｂの場合も全く同様である。

またＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの両端子は、電流センサ１３を介して、スイッチング回路３の電源である高圧バッテリ１５に接続されており、この高圧バッテリ１５は電圧センサ１６に並列接続されている。電流センサ１３は、電力変換装置のパワー系回路に実装されており、高圧バッテリ１５からＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａに通電する電流値を測定する。

さらに、電圧センサ１２で検出された電圧信号は、例えば、マイコンである制御装置２０の入力信号として送られる。この制御装置２０は、記憶装置３０を内蔵しており、その出力信号は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ及び３ｂのゲートに接続されている。また、制御装置２０は、定電流源１１を制御するための出力信号も発生する。記憶装置３０は制御装置２０に外付けされたものでも構わない。

以下、半導体素子３ａ，３ｂがＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴである場合を例に取って説明する。
図１に示すように、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａは、ドレイン、ソース、及びゲートに端子１が接続されている。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａには、温度センサは内蔵されていない。
過渡熱インピーダンスＺｔｈは、下記の式（１）に示す通り、時間をパラメータとしており、その時定数は、オン抵抗電力損失を示す定常熱抵抗Ｒｔｈと熱容量Ｃｔｈとの積で決まり、定常熱抵抗Ｒｔｈに収束する。この定常熱抵抗Ｒｔｈとは、熱的に飽和した状態の放熱構造における熱抵抗であり、ｔは時間である。
Ｚｔｈ（ｔ）＝Ｒｔｈ＊（１−ｅｘｐ（−ｔ／Ｒｔｈ／Ｃｔｈ））・・・式（１）

上記の過渡熱インピーダンスＺｔｈは、スイッチング動作をしていない状態におけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの基準温度である初期温度Ｔ０と温度Ｔ１（ｔ）と第１の熱損失Ｑ１とを用いて、次式により求められることが知られている。
Ｚｔｈ（ｔ）＝（Ｔ１（ｔ）−Ｔ０）／Ｑ１・・・・・・式（２）

すなわち、過渡熱インピーダンスＺｔｈは、電力変換装置がスイッチング動作していない時、例えば電力変換装置の立ち上げ時、又は立ち下げ時に、上記の式（２）により求める。放熱構造の疲労破壊は徐々に進展し、電力変換装置の動作中には大きく変化しないものと想定して、電力変換装置がスイッチング動作していない時に、半導体素子を加熱することによって求めた第１の熱損失Ｑ１と、その後に加熱を停止させたときの温度と基準温度（初期温度）との差から過渡熱インピーダンスＺｔｈを算出する。例えば、測定頻度は１日に１回とする。

また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａがスイッチング動作している時の過渡的な温度Ｔ２（ｔ）は、下記の式（３）に示す通り、半導体素子としてのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの第２の熱損失Ｑ２と過渡熱インピーダンスＺｔｈとの積に基準温度（初期温度）Ｔ０を加えた値として算出される。
Ｔ２（ｔ）＝Ｔ０＋Ｑ２＊Ｚｔｈ（ｔ）
＝Ｔ０＋Ｑ２＊Ｒｔｈ＊（１−ｅｘｐ（−ｔ／Ｒｔｈ／Ｃｔｈ））
・・・・・・式（３）

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの熱損失情報（Ｑ）と過渡熱インピーダンス情報（Ｚｔｈ）は、制御装置２０内の記憶装置３０に格納される。制御装置２０は、電力変換装置の動作条件に応じて、それらの熱損失情報と過渡熱インピーダンス情報を記憶装置３０から取り出し、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの温度Ｔ２（ｔ）を、上記の式（３）から算出する。制御装置２０は、この推定温度Ｔ２（ｔ）が設定値（閾値）を超えると、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ及び３ｂのゲートに制御信号を与えてゲートを閉じ、電流値を下げることで、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの熱損失を低減する。

電力変換装置は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのＯＮ／ＯＦＦの繰り返しによって温度が変動するため、放熱部材の線膨張係数差が大きい箇所では熱応力が発生し、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの放熱構造の劣化が進み、放熱性能が悪化する。放熱構造は熱応力で数年に亘って疲労破壊が進み、その結果として放熱経路の断面積が小さくなり、過渡熱インピーダンスＺｔｈは徐々に増大して行く。
上記の従来技術のように過渡熱インピーダンスを一定とすると、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの実際の温度は、上記の式（３）の推定温度Ｔ２（ｔ）より高くなってしまい、推定温度Ｔ２（ｔ）が閾値を超える前に熱破壊を起こし、重大な事故を引き起こすおそれがある。

このような課題を解決するためには、放熱構造の疲労破壊に応じて、過渡熱インピーダンスＺｔｈを測定し、記憶装置３０の情報を更新して行く必要がある。

ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのドレイン−ソースの２端子間に、定電流源１１により高い定電流を流してＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａを加熱した際に印加された電圧は、図３に示すように、温度依存性が認められる。この温度依存性は、基材又はデバイス構造によって異なる。図３に示す温度と電圧の相関関係の傾きを測定して記憶装置３０に記憶しておくことで、端子間の測定電圧に基づいて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの過渡的な温度変化を検出することが可能である。

このため、制御装置２０は、定電流源１１からの電流値を大きな定電流から熱損失が生じない程度の定電流に切り替えて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの発熱を止め、図４に示すように、温度変化に応じて変化するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのソースとドレイン間の端子電圧を、定常状態に達するまで測定する。なお、図４に示す時間−電圧変化を、図５に示す時間−温度変化に変換することができる。

その他にも、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのゲートをＯＮに開いて（これはスイッチング動作ではない。）、高圧バッテリ１５により高い定電流を流して、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂを加熱することも可能である。そして、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのゲートをＯＦＦに閉じることで発熱を止め、定電流源１１からの熱損失が生じない程度の定電流をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの逆導通用ダイオードを介して通電し、温度変化に応じて変化するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのソースとドレイン間の端子電圧を、電圧センサ１２で定常状態に達するまで測定する。

ここで、図５のフローチャートに沿って、より具体的に説明する。
図２に示すように、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａを構成するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのソース−ドレイン間端子間に定電流源１１と電圧センサ１２が並列して接続されている。制御装置２０は、電力変換装置の立ち上げ時又は立ち下げ時に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのゲートを閉めてＯＦＦにする。すなわち、制御装置２０はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａをスイッチング動作させずに、定電流源１１を制御して、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのソースからドレインに大きな定電流を流させることでＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａを発熱させる（図５のステップＳ１）。このように、熱損失をＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａに発生させることにより、チップ温度を上昇させる。

このときの熱損失は、電圧センサ１２によって測定された電圧等から求めることができることはよく知られている。すなわち、熱損失Ｑ１は、電圧センサ１２で測定された電圧値、電流センサ１３で測定された電流値、及び／又はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａにおけるスイッチング速度、電力変換装置の駆動周波数の動作条件と熱損失Ｑとの関係を記憶したＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの熱損失テーブルから電力変換装置の不動作時の熱損失Ｑ１（第１の熱損失Ｑ１）及び動作時の熱損失Ｑ２（第２の熱損失Ｑ２）をそれぞれ算出することができる。

他にも、温度センサ２が実装される箇所の温度とＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの熱損失Ｑの関係を記憶したＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの熱損失テーブルに基づいて、温度センサ２で検出される温度から熱損失Ｑを推定することも可能である。いずれの場合も公知技術である。

次に、定電流源１１によりソースからドレインへ熱損失が生じない程度の小さな定電流に切り替え、このときのソース−ドレイン間電圧を電圧センサ１２により測定する（同ステップＳ２）。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのソース−ドレイン間の電圧は、過渡熱インピーダンスＺｔｈの時定数より小さい刻み時間、例えば、数十μｓ〜数百μｓで測定する。

このようにして測定した電圧に基づき、図３に示す電圧−温度変化の傾きから、スイッチング不動作時の温度Ｔ１を求めることができる（同ステップＳ３）。

従って、過渡熱インピーダンスＺｔｈは、上記の式（２）で示すように、その電圧−温度変化における「温度」と基準温度（初期温度）との差を、上記の発熱時の第１の熱損失Ｑ１で割ることで求めることができる（同ステップＳ４）。

このようにして時間刻みで求めた過渡熱インピーダンスＺｔｈは、記憶装置３０に格納され、電力変換装置のスイッチング動作時の半導体素子温度の推定に使用される。
なお、過渡熱インピーダンスＺｔｈに曲線をフィッティングさせることで抽出した定常熱抵抗Ｒｔｈと熱容量Ｃｔｈを記憶装置３０に格納してもよい。

次に、電力変換装置のスイッチング動作を開始させ、この動作中の第２の熱損失Ｑ２を、上記のとおり、スイッチング動作時の電圧センサ１２で測定された電圧値、電流センサ１３で測定された電流値、及び／又はＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａにおけるスイッチング速度、電力変換装置の駆動周波数の動作条件と熱損失Ｑの関係を示す熱損失テーブルから算出する（同ステップＳ５）。

そして、上記の式（３）に基づき、記憶装置３０に格納した過渡熱インピーダンスＺｔｈとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの熱損失Ｑ２との積と基準温度Ｔ０との和でＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの温度Ｔ２（ｔ）を求める（同ステップＳ６）。
このように、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａの放熱構造における過渡熱インピーダンスＺｔｈを定期的に算出して記憶し、この記憶した過渡熱インピーダンスＺｔｈを更新することで、放熱構造の劣化を考慮した温度推定が可能となり、推定精度が向上する。

基準温度Ｔ０は、放熱構造に搭載された温度センサ２で検出される。温度センサ２の実装部は、図１に示すように、例えば、半導体素子３ａが実装される絶縁基板５の上の銅パターン４ａの上にある。この他、ヒートシンク７の冷媒流路部でもよい。

なお、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのドレイン−ソース端子間の印加電圧と半導体素子温度との相関関係があれば、温度センサ２の基準温度Ｔ０は不要となり、測定電圧から半導体素子温度を推定することが可能である。

そして、ステップＳ６で求めたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのスイッチング動作中の温度Ｔ２（ｔ）が設定値を超えると（同ステップＳ７）、制御信号によりゲートを閉じて、電力変換装置に通電する電流値を低減することで、過昇温による破壊を防止することができる（同ステップＳ８）。また、過渡熱インピーダンスＺｔｈが閾値を超えるか否かで故障診断が可能となる。また、電流変換装置がスイッチング動作していないタイミングで、ステップＳ１に戻り、過渡熱インピーダンスを再測定する（同ステップＳ９）。

また、ドレイン−ソース間の電圧センサ１２により、ドレインとソースの短絡時に発生する電圧変化を検出することで、ドレインとソースの短絡破壊保護が可能となる。

ＩＧＢＴの場合は、熱損失コレクタとエミッタ間に大電流を流して発熱させた後に、微小電流に切り替えてコレクタ−エミッタの２端子間の電圧変化を測定することで、ＩＧＢＴの温度推定が可能である。

ダイオードの場合は、アノード−カソード間に端子を接続し、アノードからカソードへ大電流を通電して熱損失を発生させた後に、微小電流に切り替えてアノード−カソード端子間の電圧変化を測定することで、ダイオードの温度推定が可能である。

実施の形態２．
次に、図６に示す本発明の実施の形態２を、上記の実施の形態１と異なる箇所のみについて説明する。
この実施の形態では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのドレイン−ソースの端子間に定電圧源１８と電流センサ１９が並列して接続されており、定電圧源１８を用いて、ソース−ドレイン間に一定電圧を印加させることで発熱させ、熱損失Ｑが生じない程度の一定電圧に切り替えることで、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのソースからドレインへ流れる電流を電流センサ１９で測定する。そして、この電流の温度特性からチップ温度を推定する。

この場合、図３と同様に、電流−温度特性を測定して記憶装置３０に記憶しておき、電流変化を温度変化に変換し、その温度変化を発熱時の所定の熱損失Ｑで割ることで過渡熱インピーダンスＺｔｈが求められる。

その他に、高圧バッテリ１５を用い、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのゲートを開いてソース−ドレイン間に一定電圧を印加させることで、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａを加熱することも可能である。そして、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのゲートを閉じることで発熱を止め、定電圧源１８からの熱損失が生じない程度の一定電圧を印加し、温度変化に応じて変化するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのソースからドレインへ流れる電流を、電流センサ１９で定常状態に達するまで測定する。

実施の形態３．
次に、図７に示す本発明の実施の形態３を、上記の実施の形態１と異なる箇所のみについて説明する。
この実施の形態では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのゲート−ソース間に定電流源１１及び電圧センサ１２が並列に接続されている。定電流源１１からゲート−ソース間に大きい定電流を通電させることで発熱させる。

制御装置２０は、定電流源１１を用いてゲートからソースへ熱損失Ｑが生じない程度に一定電流を流すことで、ゲート−ソース間の印加電圧を電圧センサ１２により測定する。そして、この電圧の温度特性（図３参照。）からチップ温度を推定する。

その他にも、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのゲートを開いてＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂに高圧バッテリ１５により高い定電流をドレインからソースへ流し、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａを加熱することも可能である。そして、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのゲートを閉じることで発熱を止め、定電流源１１からの熱損失が生じない程度の定電流を通電し、温度変化に応じて変化するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのゲートとソース間の端子電圧を、電圧センサ１２で定常状態に達するまで測定する。

実施の形態４．
次に、図８に示す本発明の実施の形態４を、上記の実施の形態１と異なる箇所のみについて説明する。
この実施の形態では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのゲート−ソース間に定電圧源１８及び電流センサ１９が並列に接続されている。定電圧源１８からゲート−ソース間に一定電圧を印加させることで発熱させる。

制御装置２０は、定電圧源１８を用いてソースからゲートへ熱損失Ｑが生じない程度の一定電圧に切り替えることで、ゲートからソースへ流れる電流を電流センサ１９により測定する。そして、この電流の温度特性からチップ温度を推定する。

その他に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのゲートを開いて高圧バッテリ１５からソース−ドレイン間に一定電圧を印加させることで、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａを加熱することも可能である。そして、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａ、３ｂのゲートを閉じることで発熱を止め、定電圧源１８から熱損失が生じない程度の一定電圧を印加し、温度変化に応じて変化するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ３ａのゲートからソースへ流れる電流を、電流センサ１９で定常状態に達するまで測定する。

１ 端子、２ 温度センサ、３ スイッチング回路、３ａ，３ｂ 半導体素子、４ａ，４ｂ 銅パターン、５ 絶縁基板、６ａ，６ｂ はんだ、７ ヒートシンク、１１ 定電流源、１２，１６ 電圧センサ、１３，１９ 電流センサ、１５ 高圧バッテリ、１８ 定電圧源、２０ 制御装置、３０ 記憶装置。

Claims (13)

1. 半導体素子でスイッチング回路を構成する電力変換装置において、
   前記半導体素子の２端子間に並列接続された電源及びセンサと、
   前記２端子間の電圧又は電流と温度間の特性、及び前記半導体素子の熱損失テーブルを予め記憶した記憶装置と、
   前記電力変換装置のスイッチング動作前に、前記半導体素子に熱損失が発生する電流が前記電源から前記半導体素子へ供給されるように前記電源を制御するとともに、このときの前記半導体素子の第１の熱損失を前記熱損失テーブルから求め、そして、前記半導体素子に熱損失が発生しない電流が前記電源から前記半導体素子へ供給されるように前記電源を制御するとともに、このときの前記センサで検出した電圧又は電流から前記特性に基づいて温度を求め、この求めた温度と初期温度と前記第１の熱損失とから過渡熱インピーダンスを算出し、前記電力変換装置のスイッチング動作開始後に、第２の熱損失を前記熱損失テーブルから求め、前記過渡熱インピーダンスと前記第２の熱損失と前記初期温度とから前記半導体素子の動作中温度を算出し、前記半導体素子の動作中温度が設定値を超えないように前記半導体素子の出力を制限する制御装置とを備えた
   電力変換装置。
2. 前記電源は定電流源であり、前記センサは電圧センサである
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電源は定電圧源であり、前記センサは電流センサである
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記電源は第１及び第２の電源で構成され、前記第１の電源は前記スイッチング回路の高圧バッテリであり、前記第２の電源は定電流源であり、前記センサは電圧センサであり、
   前記制御装置は、前記半導体素子のゲートをＯＮにした状態で前記高圧バッテリから前記半導体素子へ電流が供給されることにより熱損失が発生するように制御し、その後、前記半導体素子のゲートをＯＦＦにした状態で前記半導体素子に熱損失が発生しない電流が前記定電流源から前記半導体素子へ供給されるように前記定電流源を制御する
   請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記電源は第１及び第２の電源で構成され、前記第１の電源は前記スイッチング回路の高圧バッテリであり、前記第２の電源は定電圧源であり、前記センサは電流センサであり、
   前記制御装置は、前記半導体素子のゲートをＯＮにした状態で前記高圧バッテリから前記半導体素子へ電流が供給されることにより熱損失が発生するように制御し、その後、前記半導体素子のゲートをＯＦＦにした状態で前記半導体素子に熱損失が発生しない電流が前記定電圧源から前記半導体素子へ供給されるように前記定電圧源を制御する
   請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記制御装置は、前記過渡熱インピーダンスの変動に基づいて前記半導体素子における放熱パスの劣化を検出する
   請求項１、４、又は５に記載の電力変換装置。
7. 前記半導体素子における放熱パス上に温度センサが実装されており、
   前記制御装置は、前記温度として、前記特性から算出する代わりに、前記温度センサの出力を用いる
   請求項１に記載の電力変換装置。
8. 前記半導体素子が実装されている絶縁基板上に温度センサが実装されており、
   前記制御装置は、前記温度として、前記特性から算出する代わりに、前記温度センサの出力を用いる
   請求項１に記載の電力変換装置。
9. 前記半導体素子がヒートシンクを用いて冷却されており、前記ヒートシンクを通過する冷媒の通路に温度センサが実装されており、
   前記制御装置は、前記温度として、前記特性から算出する代わりに、前記温度センサの出力を用いる
   請求項１に記載の電力変換装置。
10. 前記半導体素子はＭＯＳ−ＦＥＴであり、前記２端子はゲートとソース、又はドレインとソースである
    請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記半導体素子はＩＧＢＴであり、前記２端子はゲートとエミッタ、又はエミッタとコレクタである
    請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記半導体素子はダイオードであり、前記２端子はアノードとカソードである
    請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
13. 半導体素子でスイッチング回路を構成する電力変換装置の制御方法において、
    前記電力変換装置のスイッチング動作前に、前記半導体素子に熱損失が発生する電流が前記半導体素子の２端子間に並列接続された電源から前記半導体素子へ供給されるように前記電源を制御し、
    このときの前記半導体素子の第１の熱損失を、記憶装置に記憶された熱損失テーブルから求め、
    前記半導体素子に熱損失が発生しない電流が前記電源から前記半導体素子へ供給されるように前記電源を制御し、
    このときに前記半導体素子の２端子間に並列接続されたセンサで検出した電圧又は電流から前記記憶装置に記憶された電圧又は電流と温度間の特性に基づいて温度を求め、
    前記温度と初期温度と前記第１の熱損失とから過渡熱インピーダンスを算出し、
    前記電力変換装置のスイッチング動作開始後に、第２の熱損失を前記熱損失テーブルから求め、
    前記過渡熱インピーダンスと前記第２の熱損失と前記初期温度とから前記半導体素子の動作中温度を算出し、そして、
    前記半導体素子の動作中温度が設定値を超えないように前記半導体素子の出力を制限する
    電力変換装置の制御方法。

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