JP2017143610A - Driving device for semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置等に適用される半導体素子の駆動装置に関する。 The present invention relates to a driving device for a semiconductor element applied to a power conversion device or the like.
従来、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)のような電圧駆動形半導体素子を使用した電力変換装置が知られている(例えば特許文献1)。この特許文献1に記載されている電力変換装置では、MOSFETで構成される主回路スイッチング素子を直列に2つ接続してスイッチングアームを構成している。 2. Description of the Related Art Conventionally, a power conversion device using a voltage-driven semiconductor element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) is known (for example, Patent Document 1). In the power conversion device described in Patent Document 1, two main circuit switching elements formed of MOSFETs are connected in series to form a switching arm.
このスイッチングアームを構成する2つの主回路スイッチング素子は、同時にオン状態となった場合に、主回路スイッチング素子を流れる電流の増大を抑制するために、主回路スイッチング素子の制御電極であるゲートと低電位側電極であるソース間にスイッチング素子とコンデンサとの直列回路を接続するようにしている。このスイッチング素子の制御電極となるベースは、ゲート抵抗とゲート駆動回路との接続点に接続されている。 When the two main circuit switching elements constituting the switching arm are simultaneously turned on, the two main circuit switching elements are connected to the gate, which is a control electrode of the main circuit switching element, in order to suppress an increase in current flowing through the main circuit switching element. A series circuit of a switching element and a capacitor is connected between the sources which are potential side electrodes. A base serving as a control electrode of the switching element is connected to a connection point between the gate resistor and the gate drive circuit.
このため、コンデンサに接続されたスイッチング素子は、主回路スイッチング素子のゲートに印加される電圧が低いときにオン状態となり、コンデンサを主回路スイッチング素子のゲート及びソース間に接続し、主回路スイッチング素子のゲートに印加されるゲート電圧が高いときにオフ状態となって、主回路スイッチ素子のゲートとコンデンサ間を遮断する。 Therefore, the switching element connected to the capacitor is turned on when the voltage applied to the gate of the main circuit switching element is low, and the capacitor is connected between the gate and the source of the main circuit switching element. When the gate voltage applied to the gate of the transistor is high, the transistor is turned off, and the gate and the capacitor of the main circuit switch element are disconnected.
したがって、例えば下アーム側の主回路スイッチング素子がオフ状態にある状態で、上アーム側の主回路スイッチング素子がターンオンする場合には、下アーム側のコンデンサがスイッチング素子を介して主回路スイッチング素子のゲート及びソース間に接続されるが、上アーム側の主回路スイッチング素子ではターンオンするためにゲートにゲート駆動回路から高いゲート電圧が印加されるので、コンデンサに接続されたスイッチング素子はオフ状態となる。 Therefore, for example, when the main circuit switching element on the upper arm side is turned on in a state where the main circuit switching element on the lower arm side is in the off state, the capacitor on the lower arm side is connected to the main circuit switching element via the switching element. Although it is connected between the gate and the source, since a high gate voltage is applied to the gate from the gate drive circuit in order to turn on the main circuit switching element on the upper arm side, the switching element connected to the capacitor is turned off. .
そして、上アーム側の主回路スイッチング素子がターンオンすることにより、下アーム側の主回路スイッチング素子のドレインとゲート間の帰還容量を介してゲートに流れる込む電流の一部をコンデンサにチャージすることにより、下アーム側の主回路スイッチング素子のゲート電極のゲート電圧の上昇を抑制して下アーム側の主回路スイッチング素子がオン状態に誤動作することを防止するようにしている。 Then, by turning on the main circuit switching element on the upper arm side, by charging a part of the current flowing into the gate through the feedback capacitance between the drain and gate of the main circuit switching element on the lower arm side, The gate voltage of the gate electrode of the main circuit switching element on the lower arm side is suppressed to prevent the main circuit switching element on the lower arm side from malfunctioning in the on state.
しかしながら、特許文献1に記載されている従来例にあっては、主回路スイッチング素子の制御電極及び低電位側電極間に誤動作防止用のコンデンサを接続する際に、コンデンサの充放電時のゲート駆動回路の負担を軽減するために、スイッチング素子をコンデンサと直列に接続する必要がある。
このため、他の主回路スイッチング素子がターンオンするときに、主回路スイッチング素子のドレインとゲート間の帰還容量を介してゲートに流れる込む電流をスイッチング素子のオン抵抗を通じてコンデンサに充電することになる。このため、コンデンサへの充電が緩やかになり、迅速な誤動作防止を行なうことができないという課題がある。
However, in the conventional example described in Patent Document 1, when a capacitor for preventing malfunction is connected between the control electrode and the low-potential side electrode of the main circuit switching element, the gate drive during charge / discharge of the capacitor is performed. In order to reduce the load on the circuit, it is necessary to connect the switching element in series with a capacitor.
For this reason, when the other main circuit switching element is turned on, the current flowing into the gate through the feedback capacitance between the drain and gate of the main circuit switching element is charged to the capacitor through the on-resistance of the switching element. For this reason, there is a problem that charging of the capacitor becomes gradual, and quick malfunction prevention cannot be performed.
そこで、本発明は、上述した特許文献1に記載された従来例の課題に着目してなされたものであり、スイッチング素子を設けることなく電圧制御形半導体素子の誤動作を防止することができる半導体素子の駆動装置を提供することを目的としている。 Accordingly, the present invention has been made paying attention to the problems of the conventional example described in Patent Document 1 described above, and a semiconductor element capable of preventing malfunction of a voltage-controlled semiconductor element without providing a switching element. It is an object to provide a drive device.
上記目的を達成するために、本発明の一態様による半導体素子の駆動装置は、還流ダイオードを逆並列に接続した電圧制御形半導体素子の制御電極を駆動する駆動回路を備えた半導体素子の駆動装置であって、制御電極に印加するゲート電圧を制御するゲート電圧制御部と、電圧制御形半導体素子の制御電極及び低電位側電極間に接続された電圧依存性コンデンサとを備えている。 To achieve the above object, a semiconductor device driving apparatus according to an aspect of the present invention includes a driving circuit for driving a control electrode of a voltage-controlled semiconductor element in which freewheeling diodes are connected in antiparallel. A gate voltage control unit that controls the gate voltage applied to the control electrode, and a voltage-dependent capacitor connected between the control electrode and the low-potential side electrode of the voltage-controlled semiconductor element.
本発明の一態様によれば、電圧制御形半導体素子の制御電極及び低電位側電極間に電圧依存性コンデンサを接続するので、スイッチング素子を設けることなく、制御電極に帰還抵抗を通じて流れる電流を迅速に充電することができ、誤動作を確実に防止することができる。 According to one aspect of the present invention, since a voltage-dependent capacitor is connected between the control electrode and the low-potential side electrode of the voltage-controlled semiconductor element, the current flowing through the feedback resistor can be quickly supplied to the control electrode without providing a switching element. Can be reliably charged, and malfunctions can be reliably prevented.
次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals.
Further, the embodiment described below exemplifies an apparatus and a method for embodying the technical idea of the present invention, and the technical idea of the present invention is the material, shape, structure, The layout is not specified as follows. The technical idea of the present invention can be variously modified within the technical scope defined by the claims described in the claims.
以下、本発明の一の実施の形態に係る半導体素子の駆動装置について図面を参照して説明する。本実施形態では、半導体素子として電圧駆動型半導体素子を例にとり、半導体素子の駆動装置として半導体素子のゲート駆動装置を例にとって説明する。
まず、本発明に係る半導体素子のゲート駆動装置を備えた電力変換装置10について図1を用いて説明する。
Hereinafter, a semiconductor device driving apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the present embodiment, a voltage-driven semiconductor element is taken as an example of a semiconductor element, and a semiconductor element gate drive apparatus is taken as an example of a semiconductor element drive apparatus.
First, a
図1に示すように、電力変換装置10は、三相交流電源11に接続されている。電力変換装置10は、三相交流電源11から入力する三相交流電力を全波整流する整流回路12と、この整流回路12で整流された電力を平滑化する平滑用コンデンサ13とを有している。整流回路12は、図示は省略するが、6つのダイオードをフルブリッジ接続して構成するかまたは6つのスイッチング素子をフルブリッジ接続している。
As shown in FIG. 1, the
整流回路12の正極出力端子に正極側ラインLpが接続され、負極出力端子に負極側ラインLnが接続されている。これら正極側ラインLp及び負極側ラインLn間に平滑用コンデンサ13が接続されている。
また、電力変換装置10は、正極側ラインLp及び負極側ラインLn間に印加された直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータ回路21を備えている。このインバータ回路21は、正極側ラインLpに接続された上アーム部を構成する例えば電圧制御型半導体素子としての絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(以下、IGBTと称す)22a,22c,22eと、負極側ラインLnに接続された下アーム部を構成するIGBT22b,22d,22fとを備えている。
A positive electrode side line Lp is connected to the positive electrode output terminal of the
Further, the
IGBT22a及びIGBT22bは、正極側ラインLpと負極側ラインLnとの間に直列に接続されてU相出力アーム23Uを構成している。IGBT22c及びIGBT22dは、正極側ラインLpと負極側ラインLnとの間に直列に接続されてV相出力アーム23Vを構成している。IGBT22e及びIGBT22fは、正極側ラインLpと負極側ラインLnとの間に直列に接続されてW相出力アーム23Wを構成している。
IGBT22a and IGBT22b are connected in series between the positive electrode side line Lp and the negative electrode side line Ln, and comprise the
各IGBT22a〜22fには、それぞれ還流ダイオード24a〜24fが逆並列に接続されている。すなわち、各IGBT22a〜22fの高電位側電極となるコレクタに還流ダイオード24a〜24fのカソードがそれぞれ接続され、IGBT22a〜22fの低電位側電極となるエミッタに還流ダイオード24a〜24fのアノードがそれぞれ接続されている。
そして、IGBT22a及びIGBT22bの接続部と、IGBT22c及びIGBT22dの接続部と、IGBT22e及びIGBT22fの接続部は、誘導性負荷となる三相交流電動機15にそれぞれ接続されている。
また、電力変換装置10は、IGBT22a〜22fを個別にスイッチング動作を制御するゲート駆動装置(GDU)25a〜25fをそれぞれ有している。
And the connection part of IGBT22a and IGBT22b, the connection part of IGBT22c and IGBT22d, and the connection part of IGBT22e and IGBT22f are each connected to the three-phase alternating
Moreover, the
各ゲート駆動装置25a〜25fの出力端子は、IGBT22a〜22fの制御端子となるゲート端子にそれぞれ接続されている。
したがって、インバータ回路21は、U相出力アーム23U、V相出力アーム23V及びW相出力アーム23Wが並列接続された三相フルブリッジ回路と、U相出力アーム23Uのスイッチング動作を制御するゲート駆動装置25a,25bと、V相出力アーム23Vのスイッチング動作を制御するゲート駆動装置25c,25dと、W相出力アーム23Wのスイッチング動作を制御するゲート駆動装置25e,25fとを有している。
The output terminals of the
Therefore, the
次に、本実施形態による半導体素子の駆動装置について、ゲート駆動装置25bを例にとり、図1を参照しつつ図2を用いて説明する。なお、ゲート駆動装置25a,25c,25d,25e,25fは、ゲート駆動装置25bと同様の構成を有している。
ゲート駆動装置25bは、簡略化して示すと、図2に示すように、ゲート電圧制御部30を備えている。このゲート電圧制御部30は、順バイアス回路31と、逆バイアス回路32と、バイアス切替スイッチ33とを備えている。
Next, the semiconductor device driving apparatus according to the present embodiment will be described with reference to FIG. 1 and FIG. 2, taking the
The
順バイアス回路31は、順バイアス電源31aとその正極側に直列に接続されたターンオン時ゲート抵抗31bとが直列に接続された構成を有する。順バイアス電源31aの負極側はIGBT22bの低電位側電極となるエミッタに接続されている。ターンオン時ゲート抵抗31bの順バイアス電源31aとは反対側の端子がバイアス切替スイッチ33の一方の固定端子taに接続されている。
The
逆バイアス回路32は、逆バイアス電源32aとその正極側に直列に接続されたターンオフ時ゲート抵抗32bとが直列に接続された構成を有する。逆バイアス電源32aの負極側はIGBT22bの低電位側電極となるエミッタに接続されている。ターンオフ時ゲート抵抗32bの逆バイアス電源32aとは反対側の端子がバイアス切替スイッチ33の他方の固定端子tbに接続されている。
The
バイアス切替スイッチ33は、2つの固定端子ta及びtbと、これら固定端子ta及びtbを選択する可動端子tcとを有する。固定端子taは順バイアス回路31に接続され、固定端子tbは逆バイアス回路32に接続されている。そして、可動端子tcがIGBT22bのゲートに接続されて選択されたバイアスがIGBT22bのゲートに供給される。この可動端子は、外部から入力される切替信号によって切替えられる。
The
また、ゲート駆動装置25bは、電圧依存性コンデンサ34を備えている。この電圧依存性コンデンサ34は、一端がゲート電圧制御部30とIGBT22bのゲートとの接続点に接続され、他端がIGBT22bのエミッタに接続されている。
この電圧依存性コンデンサは、セラミックコンデンサで構成され、図3に示す電圧依存特性を有する。この電圧依存特性は、電圧依存性コンデンサの両端子間に印加される印加電圧Vinを横軸とし、静電容量を縦軸としたとき、印加電圧Vinが0Vであるときに比較的大きな最大静電容量Cmaxとなり、この状態から印加電圧を増加させるにつれて、静電容量が二次曲線状に減少する特性線L1となる。ところで、電圧依存性のないコンデンサを適用した場合には、図3で点線図示のように、印加電圧Vinの変化にかかわらず最大静電容量Cmaxより低い誤点弧防止用の固定静電容量Cfを維持する。
The
This voltage-dependent capacitor is formed of a ceramic capacitor and has the voltage-dependent characteristics shown in FIG. This voltage-dependent characteristic is such that when the applied voltage Vin applied between the two terminals of the voltage-dependent capacitor is on the horizontal axis and the capacitance is on the vertical axis, the applied voltage Vin is 0 V. The capacitance becomes Cmax, and as the applied voltage is increased from this state, the capacitance becomes a characteristic line L1 that decreases in a quadratic curve. By the way, when a capacitor having no voltage dependency is applied, as shown by a dotted line in FIG. 3, a fixed capacitance Cf for preventing false firing lower than the maximum capacitance Cmax regardless of the change of the applied voltage Vin. To maintain.
そして、電圧依存性コンデンサ34を誤点弧防止に必要な静電容量に設定すると、IGBT22bの閾値電圧Vth付近では、電圧依存性コンデンサ34の静電容量が電圧依存性のないコンデンサの静電容量Cfを下回る小さい静電容量とすることができる。したがって、スイッチング損失の増加を抑制できる。このとき、スイッチング動作に応じた電圧依存性コンデンサ34の充放電電荷量を電圧依存性のないコンデンサを使用する場合より小さくできるため、ゲート駆動電力の増加も軽減できる。
Then, when the voltage-
次に、上記第1実施形態の動作を説明する。
今、上アームのIGBT22aがオフ状態であり、下アームのIGBT22bもオフ状態であるデッドタイムにあるものとする。この状態では、上アームのIGBT22aのゲート電圧制御部30の逆バイアス回路32から逆バイアス電圧が上アームのIGBT22aのゲートに印加されている。同様に、下アームのIGBT22bのゲート電圧制御部30の逆バイアス回路32から逆バイアス電圧が下アームのIGBT22bのゲートに印加されている。
Next, the operation of the first embodiment will be described.
Assume that the
この状態では、下アームの還流ダイオード24bを通じて還流電流がU相電流Iuとして三相交流電動機15側に流れているものとする。この状態から、上アームのIGBT22aのゲートにゲート電圧制御部30から順バイアス電圧を印加してターンオン状態とすると、ゲート電圧VgeがIGBT22aの閾値電圧Vthを超えた時点でIGBT22aを通じてコレクタ電流Icが流れ始める。このように、IGBT22aのゲートに順バイアス電圧を印加することにより、ゲート電位が上昇し、このゲート電位の上昇に応じて電圧依存性コンデンサ34の静電容量が低下する。したがって、IGBT22aのターンオン時の電圧依存性コンデンサ34を充電する際のゲート駆動電力の増加を軽減することができる。
In this state, it is assumed that the return current flows to the three-
このコレクタ電流Icによって、下アームのダイオード24bが逆回復するとともに、下アームのIGBT22bのコレクタ・エミッタ間電圧Vceが図4(a)に示すように0Vから増加する。このため、上アームのIGBT22aのスイッチング時間に応じたdv/dtが発生する。下アームのIGBT22bには、帰還容量Crssがあるため、この帰還容量Crssを介して図4(b)に示す電流Icrss=Crss×dv/dtが発生する。
The collector current Ic reversely recovers the
このとき、IGBT22bのゲートには配線インダクタンスLがあるので、この配線インダクタンスLで誘起電圧が発生し、ゲート電位を図4(c)で点線図示のように上昇させる。
しかしながら、IGBT22bのゲートには電圧依存性コンデンサ34が接続されており、その静電容量は、ゲートに逆バイアス電圧が印加されているので、図3に示す最大容量Cmaxとなっている。このため、電流Icrssが電圧依存性コンデンサ34に分流されて充電されることにより、図4(c)で実線図示のように、ゲート電位の上昇が抑制される。このとき、電流Icrssは、特許文献1に記載された従来例のように、スイッチング素子を介することなく直接電圧依存性コンデンサ34に充電されることになる。このため、スイッチング素子のオン抵抗の影響を受けることなく、電圧依存性コンデンサ34への迅速な充電を行なうことができ、ゲート電位の上昇を確実に抑制することができる。
At this time, since there is a wiring inductance L at the gate of the
However, a voltage-
このように、上記第1の実施形態によると、IGBT22a及び22bのゲート・エミッタ間に電圧依存性コンデンサ34を接続するだけで、IGBT22aのターンオン時の駆動電力の増加を抑制しながらIGBT22bの誤動作を確実に防止することができる。したがって、前述した特許文献1に記載された従来例のようにコンデンサと直列にスイッチング素子を配置する必要がないので、帰還容量Crssを通じて流れる電流Icrssをスイッチング素子のオン抵抗の影響を受けることなく電圧依存性コンデンサ34へ迅速に充電することができる。
As described above, according to the first embodiment, the
次に、本発明の第2の実施形態について図5及び図6を伴って説明する。
この第2の実施形態では、電圧依存性コンデンサとしてセラミックコンデンサに代えてダイオードの寄生容量を利用するようにしたものである。
すなわち、第2の実施形態では、図5に示すように、IGBT22a及び22bのゲート・エミッタ間に電圧依存性コンデンサとしてダイオード41を接続するようにしている。また、逆バイアス回路32の逆バイアス電源32aが省略されている。
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In the second embodiment, a parasitic capacitance of a diode is used instead of a ceramic capacitor as a voltage-dependent capacitor.
That is, in the second embodiment, as shown in FIG. 5, a diode 41 is connected as a voltage-dependent capacitor between the gates and emitters of the
ダイオード41は、カソードをIGBT22a及び22bのゲートとゲート電圧制御部30との間に接続し、アノードをIGBT22a及び22bのエミッタ側に接続している。
ダイオード41には、寄生容量Cdが存在し、この寄生容量が電圧依存性を有することを利用して電圧依存性コンデンサとして使用する。
The diode 41 has a cathode connected between the gates of the
The diode 41 has a parasitic capacitance Cd and is used as a voltage-dependent capacitor by utilizing the fact that this parasitic capacitance has voltage dependency.
ここで、ダイオードの寄生容量の電圧依存特性は、図6に示すように、寄生容量Cdへの印加電圧Vinが低い場合に最大静電容量Cdmaxとなり、これより印加電圧Vinが増加するにしたがって双曲線状の特性線L2によって、静電容量が減少する。この場合の印加電圧の増加に対する静電容量の減少率は、前述した第1実施形態のセラミックコンデンサに比較して大きいので、スイッチング損失やゲート駆動電力のさらなる軽減が可能となる。 Here, the voltage dependence characteristic of the parasitic capacitance of the diode is, as shown in FIG. 6, a maximum capacitance Cdmax when the applied voltage Vin to the parasitic capacitance Cd is low, and a hyperbola as the applied voltage Vin increases. The capacitance is reduced by the characteristic line L2. In this case, the decrease rate of the capacitance with respect to the increase of the applied voltage is larger than that of the ceramic capacitor of the first embodiment, so that it is possible to further reduce the switching loss and the gate drive power.
なお、ダイオード41は順方向を導通するため、逆バイアスとして負電圧を用いる場合は、ダイオード41に対して別途ダイオードを逆直列に接続すればよい。
次に、本発明の第3の実施形態について図7を伴って説明する。
この第3の実施形態では、直並列切替用ダイオードとコンデンサとで電圧依存性を持たせるようにしている。
Since the diode 41 conducts in the forward direction, when a negative voltage is used as the reverse bias, a separate diode may be connected to the diode 41 in reverse series.
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
In the third embodiment, voltage dependency is provided by the series-parallel switching diode and the capacitor.
すなわち、第3の実施形態では、図7に示すように、前述した第1の実施形態における電圧依存性コンデンサ34が省略され、これに代えて直並列ダイオードとコンデンサとで構成される誤動作防止回路50が設けられている。
この誤動作防止回路50は、一端がゲート電圧制御部30及びIGBT22bのゲートとの間の接続点とIGBT22bのエミッタとの間に接続されたコンデンサ51、ダイオード52及びコンデンサ53の直列回路を備えている。ここで、ダイオード52はアノードがコンデンサ51に接続され、カソードがコンデンサ53に接続されている。
That is, in the third embodiment, as shown in FIG. 7, the voltage-
The
また、誤動作防止回路50は、ダイオード52及びコンデンサ53と逆並列に接続されたダイオード54と、コンデンサ51及びダイオード52と逆並列に接続されただダイオード55とを備えている。
この第3の実施形態によると、IGBT22a及び22bがともにオフ状態である状態からIGBT22aがターンオン状態となったときに、帰還容量Crssを通じてIGBT22bのゲートに電流Icrssが流れる状態となると、この電流Icrssは、コンデンサ51、ダイオード52及びコンデンサ53の直列回路に分流される。分流された電流Icrssは、コンデンサ51及び53に充電されることにより、ゲート電圧Vgeが閾値電圧Vthに達することを確実に防止する。
The
According to the third embodiment, when the
この直列回路では、コンデンサ51及び53がダイオード52を介して直列に接続されているので、誤点弧防止に寄与する静電容量Cは、コンデンサ51の静電容量をC1とし、コンデンサ53の静電容量をC2としたとき、
C=C1・C2/(C1+C2) ・・・(1)
となる。
In this series circuit, since the
C = C1 / C2 / (C1 + C2) (1)
It becomes.
また、誤動作防止回路50は、ゲート電圧Vgeの推移に対して3つの動作を行なう。先ず、ゲート電圧制御部30のバイアス切替スイッチ33によって順バイアス回路31が選択された場合には、順バイアス電源31aの順バイアス電圧Vfwによってダイオード52が導通し、コンデンサ51及び53が充電される。
このときの2つのコンデンサ51及び53の充電電圧Vc1及びVc2は、
Vc1=Vfw・C2/(C1+C2) ・・・(2)
Vc2=Vfw・C1/(C1+C2) ・・・(3)
となる。
The
The charging voltages Vc1 and Vc2 of the two
Vc1 = Vfw · C2 / (C1 + C2) (2)
Vc2 = Vfw · C1 / (C1 + C2) (3)
It becomes.
次に、バイアス切替スイッチ33が逆バイアス回路32に切り替えられると、IGBT22bのゲート容量から電荷がターンオフ時ゲート抵抗32bを介して逆バイアス電源32bに引き抜きが行なわれる。このとき、コンデンサ51の電圧Vc1がコンデンサ53の電圧Vc2より大きくなるように設定した場合には、先ず、ゲート電圧VgeがVc1まで低下した時点でダイオード54が導通し、ダイオード54及びコンデンサ51を通る電流路I2によってコンデンサ51が放電される。さらに、ゲート電圧Vgeがコンデンサ53の電圧Vc2まで低下すると、ダイオード55が導通してコンデンサ53及びダイオード55を通る電流路I3によってコンデンサ53が放電される。
Next, when the
このとき、コンデンサ53の電圧Vc2を、IGBT22bの閾値電圧Vthより小さく設定することで(Vc2<Vth)、コンデンサ53の放電がターンオフ動作に与える影響を抑制できる。このため、ターンオフ損失の増加を抑制することができる。
なお、IGBT22bのターンオン時には、コンデンサ51及び53に充電電流が流れるので、ゲート駆動電力の増加については通常のコンデンサを接続した場合と同程度となる。
At this time, by setting the voltage Vc2 of the
Since the charging current flows through the
このように、第3の実施形態によると、誤動作防止回路50のコンデンサ51及び53の放電が印加電圧すなわちゲート電圧Vgeが低下するにつれて先にコンデンサ51が放電し、次いで、コンデンサ53の放電が開始される。このため、IGBT22bのゲート及びエミッタ間に接続された静電容量が印加電圧によって変化することになり、電圧依存性コンデンサを構成している。
Thus, according to the third embodiment, the
この第3の実施形態において、コンデンサ51及び53の少なくとも一方を第1実施形態の電圧依存性コンデンサとすることにより、ゲート駆動電力の増加を抑制することができる。
以上、本発明の第1〜第4実施形態について説明してきたが、本発明はこれらに限定されずに種々の変更、改良を行うことができる。
In the third embodiment, an increase in gate drive power can be suppressed by using at least one of the
The first to fourth embodiments of the present invention have been described above, but the present invention is not limited to these, and various changes and improvements can be made.
例えば、ゲート電圧制御部30としては、図8に示すように、正電圧電源端子tp及び負電圧電源端子tn間に直列に接続したpチャネルMOSFET61及びnチャネルMOSFET62を設けるようにしてもよい。そして、外部から例えばパルス幅変調(PWM)信号が制御信号として入力されたインターフェイス回路63から出力される内部制御信号をMOSFET61及び62のゲートに供給し、MOSFET61及び62の接続点をIGBT22bのゲートに接続するようにしてもよい。なお、64はゲート抵抗である。
For example, as the gate
また、制御対象となるスイッチング素子は、IGBTに限定されるものではなく、パワーMOSFETやSiC−MOSFET等の電圧制御形半導体素子を適用することができる。
なお、制御対象となるスイッチング素子は、Si系の半導体素子だけでなく、炭化ケイ素、窒化ガリウム及びダイアモンドの少なくとも1つを主材料とするワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。また、還流ダイオード24a〜24fも、Si系の半導体素子だけでなく、炭化ケイ素、窒化ガリウム及びダイアモンドの少なくとも1つを主材料とするワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。
The switching element to be controlled is not limited to the IGBT, and a voltage control type semiconductor element such as a power MOSFET or SiC-MOSFET can be applied.
The switching element to be controlled may be not only a Si-based semiconductor element but also a wide band gap semiconductor element mainly composed of at least one of silicon carbide, gallium nitride, and diamond. The free-wheeling
10…電力変換装置、11…三相交流電源、12…整流回路、13…平滑用コンデンサ、15…三相交流電動機、21…インバータ回路、22a〜22f…IGBT、23U…U相出力アーム、23V…V相出力アーム、23W…W相出力アーム、24a〜24f…還流ダイオード、25a〜25f…ゲート駆動装置、30…ゲート電圧制御部、31…順バイアス回路、32…逆バイアス回路、33…バイアス切替スイッチ、34…電圧依存性コンデンサ、41…ダイオード(電圧依存性コンデンサ)、50…誤動作防止回路、51,53…コンデンサ、52,54,55…ダイオード
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記制御電極に印加するゲート電圧を制御するゲート電圧制御部と、
前記電圧制御形半導体素子の制御電極及び低電位側電極間に接続された電圧依存性コンデンサと
を備えたことを特徴とする半導体素子の駆動装置。 A drive device for a semiconductor device comprising a drive circuit for driving a control electrode of a voltage controlled semiconductor device in which freewheeling diodes are connected in antiparallel,
A gate voltage controller for controlling a gate voltage applied to the control electrode;
A drive device for a semiconductor element, comprising: a voltage-dependent capacitor connected between a control electrode and a low-potential side electrode of the voltage-controlled semiconductor element.
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JP2009212167A (en) * | 2008-02-29 | 2009-09-17 | Sony Corp | Varactor and method of controlling the same, electronic device, and communication mobile device |
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