JP2017127045A

JP2017127045A - 電源システム

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Publication number: JP2017127045A
Application number: JP2016003229A
Authority: JP
Inventors: 山田　隆二; Ryuji Yamada; 隆二山田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2016-01-12
Filing date: 2016-01-12
Publication date: 2017-07-20
Anticipated expiration: 2036-01-12
Also published as: JP6642014B2

Abstract

【課題】システム全体の小型化を図りつつ、高調波電流の抑制や交流電源異常時のバックアップを可能にして負荷に安定した直流電力を供給する電源システムを提供する。【解決手段】三相交流電圧を整流する三相整流回路５１ａと、その直流出力電圧をインバータ、絶縁用のトランス２１２、及び整流回路を介し交流電圧に変換して整流することにより負荷４１へ供給する直流電圧を生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂと、からなる直流電源装置５１と、三相交流電源１の異常時に直流電源装置５１の直流出力電圧を維持するバックアップ装置としてのＵＰＳ２とを備えた電源システムにおいて、三相整流回路５１ａの直流出力電圧の脈動成分の最低値Ｅｍに対して負荷４１が要求する所定の直流電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂから出力されるようにトランス２１２の変圧比を設定する。【選択図】図１

Description

本発明は、三相交流電源から一台または複数台の直流電源装置を介して負荷に直流電力を供給する電源システムに関し、例えば、データセンタ等に適用される電源システムに関するものである。

図８は、従来の電源システムを示している。図８において、１は三相交流電源、２は無停電電源装置（以下、ＵＰＳともいう）、３１，３２，３３はＵＰＳ２の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の出力側に接続された直流電源装置である。また、４１，４２，４３は、直流電源装置３１〜３３にそれぞれ接続されるサーバ等の負荷である。
ここで、直流電源装置３１，３２，３３は、図示するようにＰＦＣ（Power Factor Correction）回路３１ａ，３２ａ，３３ａと絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３１ｂ，３２ｂ，３３ｂとを、それぞれ縦続接続して構成されることが多い。

ＰＦＣ回路は、単相交流電力を直流電力に変換し、その際に、入力電流波形を入力電圧と概ね同位相の正弦波形に制御する機能を有するものであり、図９は、その典型的な構成図である。
図９において、１０１は単相交流電源（例えば、図８のＵＰＳ２の一相分の出力）、１０２はコンデンサ、１０３〜１０６は単相整流回路を構成するダイオード、１０７はリアクトル、１０８はＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子、１０９はダイオード、１１０はコンデンサである。また、１１１はＰＦＣ回路の負荷であり、図８の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３１ｂ等がこれに該当する。ＰＦＣ回路の動作は周知であるため、ここでは説明を省略するが、スイッチング素子１０８の高調波スイッチングにより、前述した機能を実現するようになっている。

次に、図１０は、図８の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３１ｂ等の具体的な構成図である。図１０において、２０７はコンデンサ、２０８〜２１１はインバータを構成する半導体スイッチング素子、２１２は絶縁用のトランス、２１３〜２１６は単相整流回路を構成するダイオード、２１７はリアクトル、２１８はコンデンサである。

このＤＣ／ＤＣコンバータの動作の概要を説明する。スイッチング素子２０８，２１１をオンすると、トランス２１２の一次側には正の電圧（＋Ｅ）が印加され、スイッチング素子２０９，２１０をオンすると、トランス２１２の一次側には負の電圧（−Ｅ）が印加される。この動作を高調波にて交互に行うことで、コンデンサ２０７の直流電圧Ｅを数１０〜数１００［ｋＨｚ］の高調波交流電圧に変換する。

上記の高調波交流電圧をトランス２１２により絶縁して所定の大きさに変圧した後、ダイオード２１３〜２１６により整流し、リアクトル２１７及びコンデンサ２１８により整流、平滑して直流電圧に変換する。インバータの上アームのスイッチング素子２０８，２１０、または下アームのスイッチング素子２０９，２１１を同時にオンすると、トランス２１２の一次電圧は０［Ｖ］となり、このとき、瞬時電力の伝達量は０［Ｗ］となる。

トランス２１２の一次電圧が０［Ｖ］となる期間を、前述した正電圧（＋Ｅ），負電圧（−Ｅ）の印加期間に挟んでその時比率を制御することにより、トランス２１２の一次電圧の絶対値の一周期内の平均値を０〜Ｅ［Ｖ］の範囲で任意に制御することができる。この技術はパルス幅変調（ＰＷＭ）として周知であり、図示しない制御装置からパルス幅指令を与えることにより、結果としてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧または出力電流を任意の値に制御することが可能である。

図１０において、エネルギー蓄積要素としてはコンデンサ２０７，２１８及びリアクトル２１７が存在し、この回路の動作周波数は数１０〜数１００［ｋＨｚ］である。一般に、エネルギー蓄積要素の容量は動作周波数の１周期分の電力脈動を平滑するために必要な値に選定され、動作周期に比例、すなわち動作周波数に反比例するので、コンデンサ２０７，２１８及びリアクトル２１７のエネルギー容量は極めて小さい値になる。
これに対し、図９における入力電力は、入力周波数すなわち交流電源１０１（図８の交流電源１）の商用周波数（一般的には５０または６０［Ｈｚ］）の２倍の脈動を生じるので、ＰＦＣ回路の出力側のコンデンサ１１０には、上記の脈動を平滑する大容量が必要になり、その容量は、前述したコンデンサ２０７，２１８の容量の１００〜１０００倍となる。

上記のように、図９の回路では平滑用のコンデンサ１１０が大容量化し、大型化するという問題点に鑑み、例えば下記の特許文献１には、整流回路の出力側の平滑コンデンサを省略可能としたＡＣ−ＤＣコンバータが開示されている。
このＡＣ−ＤＣコンバータでは、三相の交流入力電圧を三相全波整流することにより直流電圧の脈動を抑制し、平滑コンデンサの省略を可能にして装置の小型化を図っている。

特開２０１２−８５４４７号公報（段落［００１９］〜［００２０］、図１５等）

近年、情報化の進展に伴い、データセンタ等の消費電力が大きくなっている。電力料金の節減、環境負荷の低減等、様々な角度から消費電力の抑制が求められるなか、データセンタ等に適用される電源システムにも、電力変換に伴う損失の低減、すなわち高効率化が求められている。
現在までは、主に個々の電源機器に着目して効率改善の努力がなされてきたが、その改善策も限界に近付きつつあり、これに代わるシステム全体での高効率化を実現する技術が必要である。

また、特に都市部においてはデータセンタ等を建設できる土地が枯渇しており、電源システムに対する小型化の要求も大きくなっているが、消費電力の抑制と同様に、個々の電源機器の小型化も限界に近付いている。

ここで、前述の特許文献１に記載されたＡＣ−ＤＣコンバータによれば、整流回路の出力側の平滑コンデンサを省略することが可能であるが、複数種類の入力電源を利用可能にするためにトランスの一次巻線のタップを切り替えるリレーやその制御回路等が新たに必要となり、これによって装置の小型化という所期の目的を十分に達成することができないおそれがある。また、この特許文献１では、スイッチングに伴って発生する入力側の高調波電流や、交流電源に停電や瞬時電圧低下（以下、瞬低という）等の異常が発生した場合のバックアップ対策について、十分に考慮されていなかった。

そこで、本発明の解決課題は、システム全体の小型化を図りつつ、高調波電流の抑制や交流電源異常時のバックアップを可能にして負荷に安定した直流電力を供給する電源システムを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、三相交流電源から得た三相交流電圧を整流する三相整流回路と、前記三相整流回路の直流出力電圧をインバータ及び絶縁用のトランスを介し交流電圧に変換した後に整流して負荷へ供給する直流電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、からなる直流電源装置と、
前記三相交流電源の異常時に前記直流電源装置の直流出力電圧を維持するためのバックアップ装置と、を備えた電源システムにおいて、
前記三相整流回路の直流出力電圧の脈動成分の最低値に対して前記負荷が要求する所定の直流電圧が前記ＤＣ／ＤＣコンバータから出力されるように前記トランスの変圧比を設定するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電源システムにおいて、前記バックアップ装置が、前記三相交流電源と前記三相整流回路との間に接続され、前記三相交流電源の異常時に蓄電装置の直流電力を交流電力に変換して前記三相整流回路に供給する無停電電源装置であることを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項１に記載した電源システムにおいて、前記バックアップ装置が、前記直流電源装置と前記負荷との接続点に接続されて直流電力を双方向に変換・伝達可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、当該ＤＣ／ＤＣコンバータにより充放電制御される蓄電装置と、を備えた直流無停電電源装置であることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電源システムにおいて、前記直流電源装置と前記負荷との直列回路が、前記三相交流電源に対して複数、並列に接続されていることを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した電源システムにおいて、前記三相交流電源から、互いに位相のずれた複数の系統の三相交流電圧を生成する三相トランスを備え、各系統の三相交流電圧を、複数台の前記直流電源装置にそれぞれ入力することを特徴とする。

請求項６に係る発明は、請求項５に記載した電源システムにおいて、前記複数の系統の三相交流電圧を、前記三相トランスの出力側のＹ結線された巻線の電圧とΔ結線された巻線の電圧とによって生成することを特徴とする。

請求項７に係る発明は、請求項５または６に記載した電源システムにおいて、前記三相トランスの入力電流の歪が規定値以下となるように、複数台の前記直流電源装置にそれぞれ接続された負荷の消費電力のバランスを制御する手段を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、直流電源装置の入力側の三相整流回路が平滑コンデンサを備えておらず、また、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ内の平滑コンデンサが小容量で済むことにより、システム全体として小型化、低コスト化を図ることができる。
更に、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ内のトランスの変圧比を所定値に設定することで負荷への供給電圧を一定に保つと共に、三相交流電源と直流電源装置との間にＵＰＳを介在させ、あるいは、三相交流電源から互いに位相のずれた複数系統の三相交流電圧を生成して直流電源装置にそれぞれ供給することにより、三相交流電源側へ流出する高調波電流を抑制することができる。

本発明の第１実施形態に係る電源システムの構成図である。図１における直流電源装置の構成図である。図２におけるＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧波形を示す図である。三相整流回路の各相の入力電流波形を示す図である。本発明の第２実施形態に係る電源システムの構成図である。本発明の第３実施形態に係る電源システムの構成図である。図６における三相三巻線トランスの出力電流及び入力電流の波形図である。従来の電源システムの構成図である。ＰＦＣ回路の典型的な構成図である。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電源システムの構成図である。図１において、三相交流電源１にはバックアップ装置としてのＵＰＳ２が接続され、ＵＰＳ２の出力側には直流電源装置５１〜５３が互いに並列に接続されている。これらの直流電源装置５１〜５３には、サーバ等の負荷４１〜４３がそれぞれ接続されている。

図示されていないが、ＵＰＳ２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ、平滑回路及びバッテリーバックアップ回路、並びにＤＣ／ＡＣコンバータからなる、いわゆるダブルコンバータシステムとして構成されている。

直流電源装置５１〜５３は何れも同一の構成であり、それぞれ、三相整流回路（ＡＣ／ＤＣコンバータ）５１ａ，５２ａ，５３ａと絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂ，５２ｂ，５３ｂとを備えている。ここでは、三相整流回路５１ａとＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂとを有する直流電源装置５１の構成を、図２に基づいて説明する。

図２において、三相整流回路５１ａは、ダイオード２０１〜２０６をブリッジ接続して構成され、各相の入力端子が三相交流電源１のＵ相，Ｖ相，Ｗ相の出力端子にそれぞれ接続されている。
また、三相整流回路５１ａに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂは、前述した図１０と同様に構成されており、その構成部品には図１０と同一の符号を付してある。

すなわち、図２に示すように、三相整流回路５１ａの正負出力端子間にはコンデンサ２０７が接続され、その両端には、インバータを構成する半導体スイッチング素子２０８〜２１１がブリッジ接続されている。
上記インバータの交流出力端子は絶縁用のトランス２１２の一次側に接続され、その二次側には、ダイオード２１３〜２１６をブリッジ接続してなる単相整流回路が接続されている。この単相整流回路の出力側には、リアクトル２１７とコンデンサ２１８との直列回路が接続され、コンデンサ２１８の両端の直流電圧が図１の負荷４１に供給される。

図３は、三相整流回路５１ａの出力電圧Ｅの波形を示している。この波形は、周知のように三相各相の入力電圧（線間電圧）の整流値、すなわち絶対値の包絡線を描いたものとなる。前述した図９のように単相交流電圧を整流した場合と異なり、出力電圧Ｅは概ね平均値付近で一定であり、０まで低下することはない。

図９に示したＰＦＣ回路のコンデンサ１１０は、商用周波数の２倍の脈動を平滑し得る容量が必要であるが、本実施形態では、三相整流回路５１ａの出力電圧Ｅに含まれる脈動成分が少ないため、三相整流回路５１ａ内に平滑コンデンサを備える必要がなく、出力電圧Ｅの包絡線を形成する脈動成分は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂの入力側のコンデンサ２０７により吸収することができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂにおいては、図３に示す電圧Ｅの脈動成分の最低値Ｅ_ｍに対して、負荷４１に必要な電圧がコンデンサ２１８の両端電圧として得られるように、トランス２１２の変圧比（巻数比）を設定しておく。電圧Ｅが最低値Ｅ_ｍより上昇するとＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂの出力側のコンデンサ２１８の両端電圧も上昇しようとするが、トランス２１２の一次側への印加電圧のパルス幅が狭くなるようにスイッチング素子２０８〜２１１をＰＷＭ制御することにより、動作周期内の平均値を一定に保つことができ、これによってコンデンサ２１８の電圧も一定に保たれる。ここで、上記のＰＷＭ制御動作は、商用周波数の脈動周期に対して十分に短い周期で行われる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂは、スイッチング素子２０８〜２１１を高周波にてスイッチングさせることにより、エネルギー蓄積要素であるコンデンサ２０７，２１８及びリアクトル２１７の容量は小さくて済む。このため、負荷が要求する消費電力が一定である場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂの入力電力は負荷の消費電力と瞬時値的にもほぼ等しい（ここでは、回路損失を無視する）。

従って、三相整流回路５１ａから見ると、ＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂは一種の定電力負荷、すなわち電圧に対して電流が反比例する負荷となる。大まかには、電圧Ｅは一定値の直流電圧とみなせるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂは、定電流負荷、すなわち電流Ｉ_ｄが一定の負荷とみなすことができる。つまり、三相整流回路５１ａから見たＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂは、交流入力電圧及び負荷の消費電力が一定である場合、あたかもリアクトルによる平滑機能を有する定電流直流負荷のように振る舞う。

ところで、定電流直流負荷を持つ三相整流回路の各相の入力電流波形は、図４に示すような歪波となり、この波形に含まれる高調波成分が入力側に流出することは一般に望ましくないとされている。
図１には示されていないが、ＵＰＳ２が、ＡＣ／ＤＣコンバータ、平滑回路及びバッテリーバックアップ回路、並びにＤＣ／ＡＣコンバータからなる、いわゆるダブルコンバータシステムとして構成されている場合、高調波成分は平滑回路により吸収可能である。更に、ＵＰＳ２内のＡＣ／ＤＣコンバータにおいて入力電流を正弦波にする制御を行うことにより、システム外への高調波電流の流出は防止される。

なお、この実施形態では、三相整流回路５１ａに平滑コンデンサが設けられていないため、三相交流電源１の瞬低が発生した場合には出力電圧も直ちに低下するおそれがあるが、ＵＰＳ２の存在によって図１の直流電源装置５１〜５３の入力端での瞬低は防止されており、二重に対策を講じる必要はない。

上述した第１実施形態では、ＵＰＳ２の出力側に３台の直流電源装置５１〜５３が並列に接続されているが、直流電源装置の並列接続数は何ら限定されるものではない。また、直流電源装置５１〜５３には負荷４１〜４３がそれぞれ個別に接続されているが、直流電源装置５１〜５３の出力側を共通の引き通し線により並列接続し、この引き通し線に負荷を接続することも可能である。

次に、図５は本発明の第２実施形態を示す構成図である。図５において、５１は単一の直流電源装置、あるいは、図１のように複数台の直流電源装置を並列接続した直流電源装置群を示している。なお、三相整流回路５１ａ及び絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ５１ｂの構成は図２と同様である。

また、６１はバックアップ装置としての直流無停電電源装置であり、直流電力を双方向に変換・伝達可能なＤＣ／ＤＣコンバータ６１ｂと、ＤＣ／ＤＣコンバータ６１ｂの非負荷側に接続されたバッテリー等の蓄電装置６１ｃとを備えている。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ６１ｂは絶縁機能の有無を問わず、蓄電装置６１ｃに対する充放電制御機能を少なくとも備えていれば良い。
この第２実施形態では、図１に示したようなＵＰＳ２が設けられておらず、直流電源装置５１は三相交流電源１に直接接続されている。

この第２実施形態において、三相交流電源１の健全時には、三相交流電源１による直流電源装置５１の出力電力により負荷４１に給電するとともに、上記出力電力の一部をＤＣ／ＤＣコンバータ６１ｂが直流／直流変換して蓄電装置６１ｃを充電する。また、三相交流電源１に停電や瞬低が発生した異常時には、蓄電装置６１ｃが有する直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ６１ｂにより直流／直流変換して負荷４１に供給する。

直流無停電電源装置６１は、単一の直流電源装置５１に１：１で対応させて設けても良いし、複数台の直流電源装置が並列接続された直流電源装置群に対して１台または任意の複数台の直流無停電電源装置６１を並列に接続しても良い。
この第２実施形態によれば、三相交流電源１の異常時においても直流無停電電源装置６１によって負荷４１への給電が可能であるため、直流電源装置５１としては三相交流電源１の異常時における出力保持能力を備えていなくても良く、大容量のコンデンサを備える必要がない。

一方、図５の構成では、直流電源装置５１の入力側にＵＰＳ２が存在しないため、直流電源装置５１から発生する高調波電流を吸収できずに交流電源１側に流出するおそれがある。図６に示す第３実施形態は、この問題を解決するためのものである。

図６において、三相交流電源１には三相三巻線トランス７０が接続されている。このトランス７０は、入力側の巻線７１がＹ（スターまたは星形）結線され、出力側の巻線７２ａがΔ（デルタまたは三角）結線、同じく巻線７２ｂがＹ結線されたトランスであり、その出力側の巻線７２ａ，７２ｂにより各々３０°の位相差を有する二系統の三相交流電圧を生成する。
Δ結線された巻線７２ａには、図５と同様に直流電源装置５１が接続され、その出力側には直流無停電電源装置６１及び負荷４１が接続される。また、Ｙ結線された巻線７２ｂには直流電源装置５２が接続され、その出力側には直流無停電電源装置６２及び負荷４２が接続される。

図７は、巻線７２ａ，７２ｂに三相整流回路５１ａ，５２ａが接続されている場合の巻線７２ａ，７２ｂの出力電流、及び、巻線７１の入力電流（巻線７２ａ，７２ｂの出力電流合成値）を示す波形図である。
図７から明らかなように、巻線７１の入力電流はほぼ正弦波に近く、この波形は１２相整流（あるいは１２パルス整流）によって得られる電流波形として周知である。この場合、三相交流電源１側に小容量のフィルタ（図示せず）を設ければ、入力電流に含まれる高調波成分を許容限度内に抑制することができる。

ところで、仮に図２におけるコンデンサ２０７が、図３に示した脈動成分（入力周波数の６倍周波数の脈動成分）を平滑するのに十分な大容量である場合には、良く知られているように、三相整流回路５１ａの入力電流波形は、各相間の交流入力電圧のピーク付近にのみ電流が流れるようなピーク値の大きな波形となる。この場合、第３実施形態である図６，図７に示した方法を用いても入力電流歪の残留量が大きくなり、この歪を除去するには、大容量のフィルタを交流部分に設けることが必要になる。
すなわち、コンデンサ２０７の容量が小さくて済むことは、直流電源装置５１内の直流部分の小型化のみならず、入力電流の高調波成分の抑制効果を高めて交流部分のフィルタの小型化に寄与できるという利点がある。

なお、図６の電源システムでは、三相三巻線トランス７０を設けたことにより、一見、システム全体が大型化すると共にトランス７０の損失が高効率化を阻害するように見える。しかし、この種のシステムでは、本来的に、高電圧を受電してＵＰＳや直流電源装置の定格に適合した電圧に変換するトランスが必要であるから、このトランスの機能を三相三巻線トランス７０に持たせれば部品の追加は不要であり、システム全体の大型化や損失の増加等の問題を回避することができる。

更に、図６において、電流等の歪を十分抑制するためには、巻線７２ａ側の負荷４１の消費電力と巻線７２ｂ側の負荷４２の消費電力とがバランスしている必要がある。例えば、負荷４１，４２がデータセンタ内のサーバであった場合、その消費電力は各々の情報処理量に応じて時々刻々変化する。負荷が多数存在する場合には、自然にバランスするように負荷量（消費電力）を予め割り振っておくことも可能であるが、図６に示す如く共通の制御装置８０を設けておき、負荷４１，４２の情報処理量が概ね等しくなるように負荷４１，４２を能動的に制御すれば、一層効果的に負荷量をバランスさせることができる。

なお、図６に示した直流無停電電源装置６１，６２の代わりに、三相交流電源１側に常時商用給電方式のＵＰＳを設け、交流電源１の健全時はＵＰＳの入出力側を直結し、停電時には蓄電装置に接続されたインバータを運転して負荷に給電する場合、ＵＰＳには高調波電流の除去機能がない。しかし、このような場合であっても、図６のように三相三巻線トランス７０を用いて二系統の交流出力電流に所定の位相差を持たせることにより、交流電源１側に高調波電流が流出するのを防止することができる。

１：三相交流電源
２：無停電電源装置（ＵＰＳ）
４１〜４３：負荷
５１〜５３：直流電源装置
５１ａ，５２ａ，５３ａ：三相整流回路（ＡＣ／ＤＣコンバータ）
５１ｂ，５２ｂ，５３ｂ：絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
６１，６２：直流無停電電源装置
６１ｂ，６２ｂ：ＤＣ／ＤＣコンバータ
６１ｃ，６２ｃ：蓄電装置
７０：三相三巻線トランス
７１，７２ａ，７２ｂ：巻線
８０：制御装置
２０１〜２０６，２１３〜２１６：ダイオード
２０７，２１８：コンデンサ
２０８〜２１１：半導体スイッチング素子
２１２：トランス
２１７：リアクトル

Claims

三相交流電源から得た三相交流電圧を整流する三相整流回路と、前記三相整流回路の直流出力電圧をインバータ及び絶縁用のトランスを介し交流電圧に変換した後に整流して負荷へ供給する直流電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータと、からなる直流電源装置と、
前記三相交流電源の異常時に前記直流電源装置の直流出力電圧を維持するためのバックアップ装置と、
を備えた電源システムにおいて、
前記三相整流回路の直流出力電圧の脈動成分の最低値に対して前記負荷が要求する所定の直流電圧が前記ＤＣ／ＤＣコンバータから出力されるように前記トランスの変圧比を設定することを特徴とする電源システム。
請求項１に記載した電源システムにおいて、
前記バックアップ装置が、
前記三相交流電源と前記三相整流回路との間に接続され、前記三相交流電源の異常時に蓄電装置の直流電力を交流電力に変換して前記三相整流回路に供給する無停電電源装置であることを特徴とする電源システム。
請求項１に記載した電源システムにおいて、
前記バックアップ装置が、
前記直流電源装置と前記負荷との接続点に接続されて直流電力を双方向に変換・伝達可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、当該ＤＣ／ＤＣコンバータにより充放電制御される蓄電装置と、を備えた直流無停電電源装置であることを特徴とする電源システム。
請求項１〜３の何れか１項に記載した電源システムにおいて、
前記直流電源装置と前記負荷との直列回路が、前記三相交流電源に対して複数、並列に接続されていることを特徴とする電源システム。
請求項１〜４の何れか１項に記載した電源システムにおいて、
前記三相交流電源から、互いに位相のずれた複数の系統の三相交流電圧を生成する三相トランスを備え、各系統の三相交流電圧を、複数台の前記直流電源装置にそれぞれ入力することを特徴とする電源システム。
請求項５に記載した電源システムにおいて、
前記複数の系統の三相交流電圧を、前記三相トランスの出力側のＹ結線された巻線の電圧とΔ結線された巻線の電圧とによって生成することを特徴とする電源システム。
請求項５または６に記載した電源システムにおいて、
前記三相トランスの入力電流の歪が規定値以下となるように、前記直流電源装置にそれぞれ接続された負荷の消費電力のバランスを制御する手段を備えたことを特徴とする電源システム。