JP2017108236A

JP2017108236A - Ｍｉｍｏ方式システムの試験装置および試験方法

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Publication number: JP2017108236A
Application number: JP2015239302A
Authority: JP
Inventors: 小林　武史; Takeshi Kobayashi; 武史小林
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2015-12-08
Filing date: 2015-12-08
Publication date: 2017-06-15
Anticipated expiration: 2035-12-08
Also published as: JP6220844B2

Abstract

【課題】マルチキャリアのＭＩＭＯ方式システムで送信アンテナ数が多い場合でも試験装置を小さな回路規模、少ない消費電力で実現できる。【解決手段】周波数領域信号生成部３１から出力されたキャリア毎の変調信号Ｓsymに対し、窓関数演算部３２が、時間領域での信号切出しに用いる窓関数の周波数特性の畳み込み演算を行なうとともに、フェージング設定部５１から出力される各パスの伝搬路特性Ａt に対して、フーリエ変換部５２がパス毎の遅延を加味したフーリエ変換を行なって周波数領域における伝搬路特性を求め、乗算部５３により両演算結果Ｈt 、Ｆsymの乗算を行い、各受信アンテナでそれぞれ受信される信号のスペクトラム情報Ｓfsymを求め、これを時間領域信号生成部３３においてフーリエ逆変換処理して時間領域の信号Ｓtsymを生成し、これをシフト加算部３４によって窓関数の長さ分ずらして加算することで、各受信アンテナの受信信号Ｓoutを生成する。【選択図】図４

Description

本発明は、基地局から移動体端末へのダウンリンク信号を、基地局側アンテナ数Ｎ、端末側アンテナ数Ｍで伝達するＭＩＭＯ（Multi Input Multi Output）方式に対応した端末あるいはその端末に内蔵される回路基板や集積回路等を試験対象とし、送受信アンテナ間に想定されるＮ×Ｍチャネルの伝搬路に対してフェージング処理を行なう機能を有する試験装置の回路規模を小さくするための技術に関する。

ＭＩＭＯ方式は、図７に示すように、端末側へのダウンリンク信号Ｓtx1 〜ＳtxN を、Ｎ本(この例ではＮ＝４とする)の基地局側アンテナ（以下、送信アンテナ）Ａtx1 〜ＡtxN から送信し、Ｍ本(この例ではＭ＝２とする)の端末側アンテナ（以下、受信アンテナ）Ａrx1 〜ＡrxM で受信させる。

したがって、各送信アンテナと各受信アンテナの間にＮ×Ｍの伝搬路（チャネル）が想定され、また各チャネルについて異なる複数Ｕ（例えばＵ＝４）のパスが想定される。パスを含めた各チャネルの伝搬特性をＨ(1,1,1〜U)〜Ｈ(N、M,1〜U)とすると、ＭＩＭＯ方式に対応した移動体端末やそれに用いる回路等を試験する場合には、ダウンリンク信号に対し、各チャネルの伝搬特性およびパスについての損失、遅延、ドップラシフト等の特性を加味した演算処理を行い、最終的にＭ本の受信アンテナＡrx1 〜ＡrxM から出力される受信信号Ｓrx1 〜ＳrxM を生成して試験対象１に与える必要がある。

一方、近年では変調方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）、ＵＦＭＣ（Universal Filtered Multicarrier）、ＧＦＤＭ（Generalized Frequency Division Multiplexing）、ＦＢＭＣ（Filtered Bank Multi-Carrier）等のマルチキャリア変調方式による高速な信号伝達が実現されており、このマルチキャリア変調方式とＭＩＭＯ方式との組合せにより、さらに高速な情報通信が可能なＭＩＭＯ方式システムが実現され、そのシステムを試験する装置が必要となる。

図８は、マルチキャリア変調方式とＭＩＭＯ方式とを組合せたシステムを試験するための試験装置の構成例を示している。

この試験装置１０は、マルチキャリア変調方式のうち、複数Ｋのサブキャリアを用いて端末との通信を行なうＯＦＤＭに対応したものであり、周波数領域信号生成部１１から、１つの送信アンテナあたり複数Ｋのサブキャリア毎の変調信号（コンスタレーションデータ）Ｓ(1,1)〜Ｓ(1,K)、Ｓ(2,1)〜Ｓ(2,K)、……、Ｓ(N,1)〜Ｓ(N,K)を出力させる。なお、以下の説明では、図面も含めて、ｊ個一組の信号Ｓ(i,1)〜Ｓ(i,j)をＳ(i,1〜j)と略記する場合がある。

これらのサブキャリア毎の変調信号は、Ｎ組の時間領域信号生成部１２_１〜１２_Ｎに入力される。各時間領域信号生成部１２ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）は、Ｋ個１組の変調信号Ｓ(i,1〜K)に対して、フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）処理、サイクリックプレフィクス（ＣＰ）付加処理、帯域制限処理等を行い、ＯＦＤＭ方式で規定された時間軸上の信号に変換する。

これによって、各時間領域信号生成部１２_１〜１２_Ｎからは、図７で示したＮ本の送信アンテナＡtx1 〜ＡtxN に与えるための送信信号Ｓtx1 〜ＳtxN が出力されることになる。

これらの送信信号Ｓtx1 〜ＳtxN は、Ｎ×Ｍチャネルの伝搬路の特性を模擬する伝搬路シミュレータ２０に入力される。

伝搬路シミュレータ２０は、Ｎ本の送信アンテナとＭ本の受信アンテナの間に形成されるＮ×Ｍのチャネルと、それら各チャネルについてそれぞれ複数Ｕのパスとを想定し、これらＮ×Ｍ×Ｕの各パスに所望の遅延とフェージングを付加し、Ｍ本の受信アンテナがそれぞれ受ける受信信号を仮想的に生成するものである。

この伝搬路シミュレータ２０は、無線通信における受信レベル変動の分布を表すレイリーフェージングを与えるものであり、Ｎ系列の送信信号Ｓtx1 〜ＳtxN それぞれに設定される複数Ｕのパスに対し、所定の遅延を与えて出力する遅延設定部２１と、レイリー雑音の基となる白色ガウス雑音信号に対し、ドップラシフト、ＭＩＭＯ相関の情報を付与した伝搬路の特性を求めるフェージング設定部２２と、遅延設定部２１から出力される全パス分の遅延処理信号Ｓtx(1,1,1〜U)、Ｓtx(2,1,1〜U)、……、Ｓtx(M,N,1〜U)と、フェージング設定部２２で得られた伝搬特性Ｈ(1,1,1〜U）、Ｈ(2,1,1〜U）、……、Ｈ(M,N,1〜U）とを用いた積和演算により、Ｎ×Ｍ×Ｕの仮想的な伝搬路を経由してＭ本の受信アンテナで受信される受信信号Ｓrx1 〜ＳrxM を生成する演算部２３とを有している。

ここで、遅延設定部２１は、例えばメモリによる１サンプル単位の遅延とリサンプルフィルタによる１サンプル以下の遅延の組み合わせで、各パスに所望の遅延を付与している。

また、演算部２３の演算処理は、例えば、
Ｓrx1＝ΣＨ(1,1,i)・Ｓtx(1,1,i)＋ΣＨ(1,2,i)・Ｓtx(1,2,i)＋……
＋ΣＨ(1,N,i)・Ｓtx(1,N,i)
Ｓrx2＝ΣＨ(2,1,i)・Ｓtx(2,1,i)＋ΣＨ(2,2,i)・Ｓtx(2,2,i)＋……
＋ΣＨ(2,N,i)・Ｓtx(2,N,i)
……
ＳrxM＝ΣＨ(M,1,i)・Ｓtx(M,1,i)＋ΣＨ(M,2,i)・Ｓtx(M,2,i)＋……
＋ΣＨ(M,N,i)・Ｓtx(M,N,i)
となる。ただし、記号Σは、ｉ＝１〜Ｕまでの総和を表す。

このようにして得られた受信信号Ｓrx1 〜ＳrxM を試験対象１に与えることで、試験装置側で設定した送受信アンテナ間の伝搬路の状態に対する試験対象１の動作を試験することができる。

なお、伝搬路シミュレータは含まれていないが、上記したようにマルチキャリア変調方式とＭＩＭＯ方式とを組合せたシステムを試験するため試験装置は、例えば次の特許文献１に開示されている。

特開２０１４−９３７５８号公報

上記構成の試験装置において、例えば、Ｎ＝１２８、Ｍ＝８のように、Ｍに対してＮが格段に大きい場合を考えると、フーリエ逆変換処理をＮ系列分並列的に行なう時間領域信号生成部１２が１２８組必要となり、回路規模が非常に大きくなってしまう。

また、伝搬路シミュレータ２０の遅延設定部２１は、前記したように、メモリとリサンプルフィルタの組合せにより任意の遅延を付与するハードウエア構成を要するため、上記のように１２８系列の信号に対してそれぞれ設定した複数Ｕのパスに任意の遅延を付与するためには、やはりその回路規模が非常に大きくなり、装置が大型化し、製造コストおよび消費電力が大きくなってしまう。

本発明は、上記問題を解決し、マルチキャリア変調方式とＭＩＭＯ方式とを組合せたシステムで送信アンテナ数が多い場合でも、小さな回路規模、少ない消費電力で実現できる試験装置および試験方法を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１のＭＩＭＯ方式システムの試験装置は、
１つの移動体端末に対する通信に複数Ｋのキャリアを用いるマルチキャリア変調方式で且つ送信アンテナ数Ｎ、受信アンテナ数ＭのＭＩＭＯ方式を採用するシステムを試験対象とし、前記送信アンテナと受信アンテナの間にＮ×Ｍのチャネルと各チャネルにそれぞれ複数のパスを有する擬似的な伝搬路を想定し、該伝搬路を経由してＭ個の受信アンテナで受信される受信信号を生成して前記試験対象に与えるＭＩＭＯ方式システムの試験装置において、
１系列あたり前記複数Ｋのキャリア毎の周波数領域の変調信号を、Ｎ系列分生成する周波数領域信号生成部（３１）と、
前記Ｋ×Ｎ系列分の変調信号に対し、時間領域での窓関数の乗算による信号切出しに相当する周波数領域での処理として、前記窓関数の周波数特性の畳み込み演算を行なう窓関数演算部（３２）と、
ＭＩＭＯ相関の付与が可能なレイリー分布の雑音信号を基に、前記送信アンテナと前記受信アンテナの間に想定される全てのパスについての伝搬路特性を求めるフェージング設定部（５１）と、
前記フェージング設定部が求めた全てのパスの伝搬路特性に対し、パス毎の遅延を加味したフーリエ変換を行ない、周波数領域における伝搬路特性を求めるフーリエ変換部（５２）と、
前記周波数領域における伝搬路特性と前記窓関数演算部の演算結果との乗算により、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される信号のスペクトラム情報を求める演算部（５３）と、
前記演算部の演算結果に対してフーリエ逆変換処理を行ない、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される時間領域の信号を生成する時間領域信号生成部（３３）と、
前記時間領域生成部が生成した時間領域の信号を、前記窓関数の長さ分ずらして加算して、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される連続した受信信号を生成するシフト加算部（３４）とを備えている。

また、本発明の請求項２のＭＩＭＯ方式システムの試験方法は、
１つの移動体端末に対する通信に複数Ｋのキャリアを用いるマルチキャリア変調方式で且つ送信アンテナ数Ｎ、受信アンテナ数ＭのＭＩＭＯ方式を採用するシステムを試験対象とし、前記送信アンテナと受信アンテナの間にＮ×Ｍのチャネルと各チャネルにそれぞれ複数のパスを有する擬似的な伝搬路を想定し、該伝搬路を経由してＭ個の受信アンテナで受信される受信信号を生成して前記試験対象に与えるＭＩＭＯ方式システムの試験方法において、
１系列あたり前記複数Ｋのキャリア毎の周波数領域の変調信号を、Ｎ系列分生成する段階と、
前記Ｋ×Ｎ系列分の変調信号に対し、時間領域での窓関数の乗算による信号切出しに相当する周波数領域での処理として、前記窓関数の周波数特性の畳み込み演算を行なう段階と、
ＭＩＭＯ相関の付与が可能なレイリー分布の雑音信号を基に、前記送信アンテナと前記受信アンテナの間に想定される全てのパスについての伝搬路特性を求める段階と、
前記全てのパスの伝搬路特性に対し、パス毎の遅延を加味したフーリエ変換を行ない、周波数領域における伝搬路特性を求める段階と、
前記周波数領域における伝搬路特性と前記窓関数の周波数特性の畳み込み演算の結果との乗算により、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される信号のスペクトラム情報を求める段階と、
前記スペクトラム情報に対してフーリエ逆変換処理を行ない、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される時間領域の信号を生成する段階と、
前記生成した時間領域の信号を、前記窓関数の長さ分ずらして加算して、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される連続した受信信号を生成する段階と含んでいる。

このように、本発明では、キャリア毎の変調信号に対し、時間領域での窓関数の乗算による信号切出しに相当する周波数領域での処理として、窓関数の周波数特性の畳み込み演算を行なうとともに、全てのパスについての伝搬路特性に対してパス毎の遅延を加味したフーリエ変換を行ない、周波数領域における伝搬路特性を求め、この周波数領域における伝搬路特性と窓関数の周波数特性の畳み込み演算の結果との乗算により、各受信アンテナでそれぞれ受信される信号のスペクトラム情報を求め、これをフーリエ逆変換処理して時間領域の信号を生成し、これを窓関数の長さ分ずらして加算することで、各受信アンテナでそれぞれ受信される連続した受信信号を生成している。

このため、従来方式のように、送信アンテナ毎の周波数領域の信号をフーリエ逆変換して時間領域の信号に変換してから伝搬路特性を付与する場合に比べて、フーリエ逆変換を行なう回路および伝搬路特性を生成する回路の規模を格段に小さくすることができる。

例えば、Ｎ＝１２８、Ｍ＝８、キャリア数Ｋの場合、従来方式では、Ｋ個一組の信号を１２８（＝Ｎ）組分並列的にフーリエ逆変換する必要があるが、本発明では、最小の場合として、Ｋ個一組の信号を８（＝Ｍ）組分並列的にフーリエ逆変換すればよく、回路規模をＭ／Ｎに縮小できる。

ただし、本発明では、全パスの伝搬路特性を周波数領域に変換するためのフーリエ変換処理が必要となるが、このフーリエ変換処理では、時間領域における各パスの遅延量は、周波数領域では各パスの周波数成分の回転速度に対応するため、従来時間領域で行なっていたメモリとリサンプルフィルタの組合せにより各パスに遅延を付与するハードウエアは、フーリエ変換における回転処理に置き換えられることになり、両者のハードウエアの規模を比較して本発明の方が格段に有利となる。

本発明の原理を説明するためのタイミング図時間領域の窓関数の一例を示す図時間領域の窓関数の別の例を示す図本発明の実施形態の構成を示す図本発明の実施形態の要部の構成図本発明の実施形態の要部の構成図マルチパスＭＩＭＯの伝搬路の一例を示す図従来装置の構成図

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明するが、具体的な構成を説明する前に、本発明の試験装置の原理について説明する。

本発明は、前記したＯＦＤＭ、ＵＦＭＣ、ＧＦＤＭ、ＦＢＭＣなどのマルチキャリア変調方式で、Ｎ×ＭＭＩＭＯ（Ｎ＞Ｍ）を実施する場合の伝搬路シミュレータとして適用できるものであり、３Ｄ−ＭＩＭＯ／Ｍａｓｓｉｖｅ−ＭＩＭＯのように、送信アンテナ数が受信アンテナ数に比べて非常に多い場合に特に有効である。以降では、変調方式としては、主にＯＦＤＭを念頭に置いて説明する。

本発明では、次式（１）のように、ＭＩＭＯ伝搬路の特性の時間変化が無視できる程度の時間スパン毎（Ｔｃ毎）に、その時間スパン内ではＭＩＭＯ伝搬路の特性が一定であるとして、周波数領域でＭＩＭＯ伝搬路処理を施すというものである。

Ｔｃ≪１／ｆ_ｄ（ｆ_ｄ：ドップラ周波数） ……（１）

例えば、ＯＦＤＭの場合には、次式（２）のように、１ＯＦＤＭシンボル長Ｔsym（＝有効データ長＋サイクリックプレフィクス長）をＰ分割した長さＴｃが式（１）を満たすようにする（Ｐ分割は必ずしも等分割でなくても良い）。

Ｔｃ＝Ｔsym／Ｐ（Ｐ＝１，２，３，……） ……（２）

図１は時間領域におけるＰ＝２の例を示すものであり、図１の（ａ）に示すＯＦＤＭの信号列に対して、図１の（ｂ１）〜（ｂ４）のように、１シンボル長Ｔsym をＴｃ＝Ｔsym／２で２分割するような矩形窓関数を乗算して切り取った波形に対し、マルチパス伝搬処理、フィルタ処理などを施した波形を図１の（ｃ１）〜（ｃ４）のようにＴｃ分ずれた状態で得て、加算処理することで最終的な送信信号を得る。

実際に用いるローカライゼーション（信号切出し）用の窓関数の長さＴｃ′は、対応する周波数特性の広がりを抑えるために端部を丸めることによって、Ｔｃより若干大きくしてもよく、この窓関数のタイミングを順次Ｔｃずつずらしながら乗算した波形のそれぞれに、ＭＩＭＯチャネルのマルチパス伝搬路処理、フィルタ処理などを施す。また、分割された一つ一つの波形の時間長は、マルチパスの遅延時間分およびフィルタ処理による広がり分ＴｄだけＴｃ′よりも長くなる。それらをＴｃずつずらしながら加算した波形を処理結果とする考え方である。処理結果の波形は、Ｎ×ＭＭＩＭＯ伝搬路の場合には、Ｍ系統分計算される。

図２は、ローカライゼーション用の窓関数（区間長：Ｔｃ′）の詳細を示すもので、例えば、１ＯＦＤＭシンボルを複数個に分割する場合などに利用可能である。ナイキスト基準を満たすような特性になっており、この窓関数をＴｃずつずらした区間が連続的につながるような特性である。この時間領域における窓関数のロールオフが大きいほど、周波数領域での広がりが抑えられて、後述する窓関数演算部３２におけるフィルタのタップ数を抑えることができる。

また、変調方式がＦＢＭＣで、１シンボル情報が広がった時間（Ｖ・Ｔｃ）（Ｖはオーバラッピングファクタ）において、ＭＩＭＯ伝搬路の特性が一定である（Ｖ・Ｔｃ≪１／ｆ_ｄ）と見なすことができる場合には、図３に示しているように、そのＦＢＭＣ用のローカライゼーション用窓関数そのものを使うこともできる。

上記処理は時間軸上で想定したものであるが、本発明は、最後の加算処理以外を、周波数領域で等価な処理を実施することを特徴とするものである。

次に、本発明を適用した試験装置の実施形態を説明する。
図４は、本発明の実施形態の試験装置３０の構成を示している。

試験装置３０は、１つの移動体端末に対する通信に複数Ｋのキャリアを用いるマルチキャリア変調方式で且つ送信アンテナ数Ｎ、受信アンテナ数ＭのＭＩＭＯ方式を採用するシステムを試験対象とし、送信アンテナと受信アンテナの間にＮ×Ｍのチャネルと各チャネルにそれぞれ複数Ｕのパスを有する擬似的な伝搬路を想定し、その伝搬路を経由してＭ個の受信アンテナで受信される受信信号を生成して試験対象に与えるＭＩＭＯ方式システムの試験装置である。なお、以下の説明は、マルチキャリア変調方式がＯＦＤＭの場合とし、ＯＦＤＭでは端末との通信に用いる複数のキャリアを「サブキャリア」と呼んでいるので、以下の説明でもこの「サブキャリア」と記す。

この試験装置３０は、周波数領域信号生成部３１、窓関数演算部３２、時間領域信号生成部３３、シフト加算部３４、伝搬路シミュレータ５０を有している。

周波数領域信号生成部３１は、１系列あたり複数Ｋのサブキャリア分の周波数領域の変調信号を、Ｎ系列分生成する。

即ち、ＯＦＤＭシンボル毎に、周波数軸上にＫ個のコンスタレーションを並べたデータを、送信アンテナ数に対応するＮ系列分生成する。ここで、そのコンスタレーションデータを、次のようにＳsym,n,kという記号の複素数で表すことにする。

Ｓsym,n,k ……（３）
sym ：ＯＦＤＭシンボル番号
ｎ＝｛１，２，３，……，Ｎ｝：送信アンテナ番号インデックス
ｋ＝｛１，２，３，……，Ｋ｝：サブキャリア番号インデックス

なお、図４では、信号Ｓsym,n,kのインデックスが分かりやすいように、Ｓsym（n,k）の形で表す（他の信号についても同様）。

また、コンスタレーションが配置される間隔（サブキャリア間隔）をｆscとする。ｆscはＯＦＤＭシンボル長Ｔsym（＝有効データ長＋サイクリックプレフィクス長）と次の関係にある。
有効データ長＝１／ｆsc ……（４）
Ｔsym＝（１／ｆsc）＋サイクリックプレフィクス長 ……（５）

また、窓関数演算部３２は、周波数領域信号生成部３１から出力されるＫ×Ｎ系列分の変調信号に対し、時間領域でのローカライゼーション用の窓関数の周波数特性の畳み込み演算を行ない、時間領域でローカライゼーション用の窓関数の掛け算に相当する結果を得る（ただし、窓関数の時間長は、伝搬路特性の変化が無視できる程度の時間長とする必要がある。）

より具体的に説明すると、窓関数演算部３２は次の処理を実施する。
時間領域で区間長Ｔｃ′のローカライゼーション用の窓関数ｆw_τ（τ は時間軸方向のインデックス）を乗算するのと等価な処理として、ローカライゼーション用の窓関数のフーリエ変換Ｃoe_p,i（ｉは周波数方向の係数インデックス、ｐは１ＯＦＤＭシンボル中の窓関数の番号）を周波数領域で畳み込み処理する。

ここでは、長さＴsym の１ＯＦＤＭシンボルをＰ分割したｐ番目（ｐ＝１，２，３，……,Ｐ）の区間長Ｔｃ′のローカライゼーション用の窓関数の乗算計算について以下のように数式化する。ただし、（Ｔｃ′＋Ｔｄ）と１／ｆsc（周波数領域信号生成部３１の出力のサブキャリア間隔ｆscでＩＦＦＴを実施するときの時間領域のサイクル）の大小関係に応じて、処理後の周波数領域上でのサンプリング間隔が決まる。

・（Ｔｃ′＋Ｔｄ）＞１／ｆscの場合
周波数領域でのサンプリング間隔を細かくすることで、時間長（Ｔｃ′＋Ｔｄ）の波形が時間領域でのエイリアシング（オーバーラップ）を生じないようにする。つまり、次式（６）、（７）に示しているように、補間係数をＤscとし、（Ｔｃ′＋Ｔｄ）＜１／（ｆsc／Ｄsc）を満たすように、畳み込み処理結果の周波数領域でのサンプリング間隔が１／Ｄsc倍となるように補間処理をする。（元のサブキャリア同士の間にＤsc−１個のゼロを置いてから畳み込みによるフィルタ処理を実施することに相当する処理である。）

ここで、window(ｉ)はタップ長がＤsc・（TapNum ＋１）の窓関数であるとする。ＤＦＴ(ｆw_τ)は、時間スパン１／（ｆsc／Ｄsc）に渡る離散的フーリエ変換である。ｆw_τはその中心が時間０に位置しており、Ｔｃ・（１／２＋ｐ−１）だけ波形を遅らせるとｐに対応する位置に移動するような波形であるとする。

また、式（７）の、

は、時間領域でＴｃ・（１／２＋ｐ−１）だけ波形を遅らせるのに相当する周波数領域上での回転を与える項である。

また、式（６）において、ｋ′は補間処理後の周波数インデックスを表しているが、
ｋ′＝｛Ｄsc・（０−<Ｋ／２>），Ｄsc・（１−<Ｋ／２>），…，Ｄsc・（Ｋ−１−
<Ｋ／２>）｝
の位置にそれぞれｋ＝｛１，２，３，……Ｋ｝の変調波Ｓsym,n,kが対応する関係にある。なお、式（６）の記号<Ａ>は、Ａを越えない最大の整数を表す（以下、同様）。

また、式（６）の記号％は剰余演算子であり、ｇは、ｋ′をＤscで割った時の余りである。ただし、式（６）は、
−Ｄsc・（<Ｋ／２>＋TapNum／２）≦ｋ′≦Ｄsc・（<Ｋ／２>＋TapNum／２）
の範囲で計算する必要があり、ｉ＜０およびｉ＞Ｋの範囲でＳsym,n,i＝０とする。

・（Ｔｃ′＋Ｔｄ）＜１／ｆscの場合
次式（８）、（９）に示すように、畳み込み処理結果のサンプリング間隔は、周波数領域信号生成部３１の出力と変わらないように畳み込み処理する（補間無し）。

ここで、window(ｉ)はタップ長がTapNum＋１の窓関数であるとする。ＤＦＴ(ｆw_τ)は、時間スパン１／ｆscに渡る離散的フーリエ変換である。ｆw_τはその中心が時間０に位置しており、Ｔｃ・（１／２＋ｐ−１）だけ波形を遅らせるとｐに対応する位置に移動するような波形であるとする。

また、式（９）の、

また、式（８）において、ｋ′は周波数インデックスを表しているが、
ｋ′＝｛−<Ｋ／２>，１−<Ｋ／２>，…，Ｋ−１−<Ｋ／２>｝
の位置にそれぞれｋ＝｛１，２，３，……Ｋ｝の変調波Ｓsym,n,kが対応する関係にある。ただし、式（６）は、
−（<Ｋ／２>＋TapNum／２）≦ｋ′≦（<Ｋ／２>＋TapNum／２）
の範囲で計算する必要があり、ｉ＜０およびｉ＞Ｋの範囲でＳsym,n,i＝０とする。

伝搬路シミュレータ５０は、無線通信における受信レベル変動の分布を表すレイリーフェージングを与えるものであるが、本実施形態では、周波数領域でフェージングを付与する処理を行なっている。

この伝搬路シミュレータ５０は、フェージング設定部５１、フーリエ変換部５２および演算部５３を有している。

フェージング設定部５１は、図５に示しているように、加法性白色ガウス雑音発生器（ＡＷＧＮ）５１ａで生成したレイリー分布の基になる白色ガウス雑音信号Ｇn(n,m,1〜U)をドップラフィルタ５１ｂに入力してドップラスペクトルを付与し、その出力Ｄp(n,m,1〜U)をＭＩＭＯ相関設定部５１ｃに入力してＭＩＭＯ相関を与え、その出力Ｍc(n,m,1〜U)を補間器５１ｄに入力してその出力をパス毎の伝搬路特性Ａt(n,m,1〜U)として出力する。なお、補間器５１ｄは、窓関数演算部３２によるＴｃ間隔での信号切り出しとそれに乗算する伝搬路の特性とレートを合わせるための補間処理を行なうものである。

フーリエ変換部５２は、パス毎の伝搬路の特性に遅延を与えてフーリエ変換することで、ＭＩＭＯ伝搬路の特性を表す周波数領域の信号を生成する。

具体的には、時間長Ｔｃ毎に、Ｎ×Ｍ個のチャネルのインパルス応答のフーリエ変換を実施する。各チャネルのパス数をＵ個とすると、時間ｔにおける、ｎ番目の送信アンテナとｍ番目の受信アンテナの間の伝搬路特性Ａ_{ｔ，ｎ，ｍ，ｕ}のインパルス応答は次の式で表現されるとする。
ｈ_{ｔ，ｎ，ｍ}＝ΣＡ_{ｔ，ｎ，ｍ，ｕ}・δ(ｔ−τ_ｕ) ……（１０）
ただし、記号Σは、ｕ＝１〜Ｕまでの総和を表す。

このフーリエ変換は次の式（１１）で表現できる。

ただし、記号Σはｕ＝１〜Ｕまでの総和を表す。ｋ′は周波数軸上のインデックスであり、
−Ｄsc・（<Ｋ／２>＋TapNum／２）≦ｋ′≦Ｄsc・（<Ｋ／２>＋TapNum／２）
の範囲をとる。また、Δｆはサブキャリア間隔を示している。

上記の式（１１）で示されるように、フーリエ変換部５２は、回転と累積加算の演算ブロックのみで構成され、回転の情報に遅延情報が含まれるため、従来装置のように、メモリとリサンプルフィルタの組合せにより各パスに遅延を付与する構成に比べて回路規模を格段に小さくできる。

演算部５３は、窓関数演算部３２の演算結果に対し、フーリエ変換部５２の出力を乗算することで、時間領域でのＭＩＭＯ伝搬路特性を周波数領域で与え、各受信アンテナで受信される信号の周波数領域の情報（スペクトラム情報）を求める。

この処理は、次式（１２）のように、周波数インデックスｋ′毎に、伝搬路行列を乗算することによって、ｍ番目の受信アンテナの周波数領域での受信信号を算出する。

Ｓｆsym,p,m,k′＝ΣＨt,n,m,k′・Ｆsym,p,n,k′ ……（１２）
ただし、記号Σは、ｎ＝１〜Ｎまでの総和を表し、Ｈt,n,m,k′の時間インデックスｔは、（sym,p）に対応した時間であるとする。前記同様に、周波数軸上のインデックスｋ′は、
−Ｄsc・（<Ｋ／２>＋TapNum／２）≦ｋ′≦Ｄsc・（<Ｋ／２>＋TapNum／２）
の範囲をとるものとする。

このようにして、伝搬路シミュレータ５０によって周波数領域におけるＭＩＭＯ伝搬路特性が与えられた信号Ｓｆsym,p,m,k′は、時間領域信号生成部３３に入力される。時間領域信号生成部３３は、図６に示すように、帯域制限フィルタ３３ａおよびフーリエ逆変換部３３ｂを有している。

帯域制限フィルタ３３ａは、次式（１３）に示すように、入力信号Ｓｆsym,p,m,k′に対し、帯域制限フィルタの特性（BandFilk）の周波数領域における乗算を実施して、帯域制限を行なう。なお、この帯域制限処理は省略することも可能である。
Ｓbndsym,p,m,k′＝Ｓｆsym,p,m,k′・BandFilk′ ……（１３）

フーリエ逆変換部３３ｂは、次式（１４）のように、帯域制限された周波数領域の信号Ｓbndsym,p,m,k′（あるいは伝搬路シミュレータ５０の出力信号Ｓｆsym,p,m,k′）に対して、高速フーリエ逆変換ＩＦＦＴを行なうことで時間領域の信号Ｓｔsym,p,m,τに変換する。

Ｓｔsym,p,m,τ＝ＩＦＦＴ（Ｓbndsym,p,m,k′） ……（１４）
ただし、τ＝｛１，２，３，……，Ｎfft｝は時間のインデックスであるとする。ＮfftはＦＦＴポイント数とする。

さらに、ｋ′が、
Ｄsc・（<Ｋ／２>＋TapNum／２）＜ｋ′＜Ｎfft−Ｄsc・（<Ｋ／２>＋TapNum／２）
にある場合、Ｓbndsym,p,m,k′＝０であり、Ｓbndsym,p,m,k′は、Ｎfftを周期として周期的とする。即ち、整数ｉについて、Ｓbndsym,p,m,k′＝Ｓbndsym,p,m,(k′+i・Ｎfft)が成り立つものとする。

この時間領域に変換された信号Ｓｔsym,p,m,τは、シフト加算部３４により、次式（１５）に示すように、前記窓関数の時間領域における長さ分ずらされて順次加算され、連続性を維持した受信信号が生成されることになる。つまり、上式（１４）の処理結果を、図２に示したように時間Ｔｃずつずらしながら加算することで１系列分の連続した受信信号を得る。これをＭ系列分並列的に行なうことで、Ｍ系列分の連続した受信信号を生成できる。

ここで、ｆs は時間領域におけるサンプリング周波数であるとする。

このように、実施形態の試験装置３０は、サブキャリア毎の変調信号に対し、時間領域での窓関数の乗算による信号切出しに相当する周波数領域での処理として、窓関数の周波数特性の畳み込み演算を行なうとともに、全てのパスについての伝搬路特性に対してパス毎の遅延を加味したフーリエ変換を行ない、周波数領域における伝搬路特性を求め、この周波数領域における伝搬路特性と窓関数の周波数特性の畳み込み演算の結果との乗算により、各受信アンテナでそれぞれ受信される信号のスペクトラム情報を求め、これをフーリエ逆変換処理して時間領域の信号を生成し、これを窓関数の長さ分ずらして加算することで、各受信アンテナでそれぞれ受信される連続した受信信号を生成している。

このため、従来方式のように、送信アンテナ毎の周波数領域の信号をフーリエ逆変換して時間領域の信号に変換してから伝搬路特性を付与する場合に比べて、フーリエ逆変換を行なう回路の規模を格段に小さくすることができる。

例えば、Ｎ＝１２８、Ｍ＝８、サブキャリア数Ｋの場合、従来方式では、Ｋ個一組の信号を１２８（＝Ｎ）組分並列的にフーリエ逆変換する必要があるが、本実施形態では、Ｄsc・Ｋ個一組の信号を８（＝Ｍ）組分並列的にフーリエ逆変換すればよい。ここで、補間係数Ｄscが１（補間無しの場合）であれば乗算回数を、Ｍ・log_２Ｍ／（Ｎ・log_２Ｎ）に縮小できる。また、補間する場合には、乗算回数を、Ｄsc・Ｍ・log_２（Ｄsc・Ｍ）／（Ｎ・log_２Ｎ）に縮小することができ、Ｄsc・Ｍ＜Ｎであれば、従来回路より少ない乗算回数で実現できる。

また、本実施形態の場合、フェージングの情報を周波数領域に変換するためのフーリエ変換処理が必要となるが、このフーリエ変換処理では、時間領域における各パスの遅延量は、周波数領域では各パスの周波数成分の回転速度に対応するため、従来時間領域で行なっていたメモリとリサンプルフィルタの組合せにより各パスに遅延を付与するハードウエアは、フーリエ変換における回転処理に置き換えられることになり、両者のハードウエアの規模を比較して本実施形態の方が格段に有利である。

なお、上記実施形態では、時間領域信号生成部３３に帯域制限フィルタ３３ａが設けられているが、これを省略して演算部５３の出力をフーリエ逆変換部３３ｂに直接入力してもよい。

また、帯域制限フィルタの処理をフーリエ逆変換処理の後に時間領域で行なうことも可能であるが、その場合、フーリエ逆変換処理で得られた時間領域の信号に対して畳み込み演算処理を行なう必要がある。これに対し、本実施形態のように、帯域制限フィルタをフーリエ逆変換処理の前段に設けておけば、フィルタ処理を周波数領域での乗算処理で済ませることができ、畳み込み演算に比べて格段に少ない演算量で処理を実行でき、帯域制限フィルタを設ける場合であっても高速処理できる。

また、上記説明は、マルチキャリア変調方式がＯＦＤＭの場合で説明したが、他のマルチキャリア変調方式のＵＦＭＣ、ＧＦＤＭ、ＦＢＭＣ等を用いたＭＩＭＯシステムについても本発明を同様に適用できる。

特に、第４世代Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎおよび第５世代の携帯電話方式で利用されることが期待される３Ｄ−ＭＩＭＯ／Ｍａｓｓｉｖｅ−ＭＩＭＯにおいては、基地局の送信アンテナ数の方が、移動機の受信アンテナ数よりも圧倒的に多い状況となっており、本発明が非常に有効である。

１……試験対象、３０……ＭＩＭＯ方式システムの試験装置、３１……周波数領域信号生成部、３２……窓関数演算部、３３……時間領域信号生成部、３３ａ……帯域制限フィルタ、３３ｂ……フーリエ逆変換部、３４……シフト加算部、５０……伝搬路シミュレータ、５１……フェージング設定部、５１ａ……ＡＷＧＮ、５１ｂ……ドップラフィルタ、５１ｃ……ＭＩＭＯ相関設定部、５１ｄ……補間器、５２……フーリエ変換部、５３……演算部

Claims

１つの移動体端末に対する通信に複数Ｋのキャリアを用いるマルチキャリア変調方式で且つ送信アンテナ数Ｎ、受信アンテナ数ＭのＭＩＭＯ方式を採用するシステムを試験対象とし、前記送信アンテナと受信アンテナの間にＮ×Ｍのチャネルと各チャネルにそれぞれ複数のパスを有する擬似的な伝搬路を想定し、該伝搬路を経由してＭ個の受信アンテナで受信される受信信号を生成して前記試験対象に与えるＭＩＭＯ方式システムの試験装置において、
１系列あたり前記複数Ｋのキャリア毎の周波数領域の変調信号を、Ｎ系列分生成する周波数領域信号生成部（３１）と、
前記Ｋ×Ｎ系列分の変調信号に対し、時間領域での窓関数の乗算による信号切出しに相当する周波数領域での処理として、前記窓関数の周波数特性の畳み込み演算を行なう窓関数演算部（３２）と、
ＭＩＭＯ相関の付与が可能なレイリー分布の雑音信号を基に、前記送信アンテナと前記受信アンテナの間に想定される全てのパスについての伝搬路特性を求めるフェージング設定部（５１）と、
前記フェージング設定部が求めた全てのパスの伝搬路特性に対し、パス毎の遅延を加味したフーリエ変換を行ない、周波数領域における伝搬路特性を求めるフーリエ変換部（５２）と、
前記周波数領域における伝搬路特性と前記窓関数演算部の演算結果との乗算により、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される信号のスペクトラム情報を求める演算部（５３）と、
前記演算部の演算結果に対してフーリエ逆変換処理を行ない、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される時間領域の信号を生成する時間領域信号生成部（３３）と、
前記時間領域生成部が生成した時間領域の信号を、前記窓関数の長さ分ずらして加算して、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される連続した受信信号を生成するシフト加算部（３４）とを備えたことを特徴とするＭＩＭＯ方式システムの試験装置。
１つの移動体端末に対する通信に複数Ｋのキャリアを用いるマルチキャリア変調方式で且つ送信アンテナ数Ｎ、受信アンテナ数ＭのＭＩＭＯ方式を採用するシステムを試験対象とし、前記送信アンテナと受信アンテナの間にＮ×Ｍのチャネルと各チャネルにそれぞれ複数のパスを有する擬似的な伝搬路を想定し、該伝搬路を経由してＭ個の受信アンテナで受信される受信信号を生成して前記試験対象に与えるＭＩＭＯ方式システムの試験方法において、
１系列あたり前記複数Ｋのキャリア毎の周波数領域の変調信号を、Ｎ系列分生成する段階と、
前記Ｋ×Ｎ系列分の変調信号に対し、時間領域での窓関数の乗算による信号切出しに相当する周波数領域での処理として、前記窓関数の周波数特性の畳み込み演算を行なう段階と、
ＭＩＭＯ相関の付与が可能なレイリー分布の雑音信号を基に、前記送信アンテナと前記受信アンテナの間に想定される全てのパスについての伝搬路特性を求める段階と、
前記全てのパスの伝搬路特性に対し、パス毎の遅延を加味したフーリエ変換を行ない、周波数領域における伝搬路特性を求める段階と、
前記周波数領域における伝搬路特性と前記窓関数の周波数特性の畳み込み演算の結果との乗算により、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される信号のスペクトラム情報を求める段階と、
前記スペクトラム情報に対してフーリエ逆変換処理を行ない、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される時間領域の信号を生成する段階と、
前記生成した時間領域の信号を、前記窓関数の長さ分ずらして加算して、前記各受信アンテナでそれぞれ受信される連続した受信信号を生成する段階と含むことを特徴とするＭＩＭＯ方式システムの試験方法。