CN109104252A - 多输入多输出方式系统的测试装置以及测试方法 - Google Patents

Abstract

MIMO方式以及波束成形处理的系统的测试装置。对由波束成形特性w和发送天线特性ξ确定的传播路径的特性A1，加入多普勒频移的特性Ψn和接收天线的特性Ξ而求出从发送天线至各接收天线的传播路径的特性A3，将多普勒频率可视为相同的射线彼此进行分组并进行傅立叶变换处理，求出每个载波间隔的传播路径的特性A5，对通过该特性A5和每个载波的调制信号Ssym的运算生成的传播信号SA进行窗函数的频率特性的卷积运算，关于该运算结果SB，按接收天线对多普勒频率不同的序列进行加法运算，根据该加法运算结果SC生成时域的信号SE，将其挪动窗函数的长度量来进行加法运算，从而生成连续的接收信号Srx。

Description

多输入多输出方式系统的测试装置以及测试方法

技术领域

本发明涉及一种用于缩小测试装置的电路规模的技术，所述测试装置具有将与多输入多输出(MIMO,Multi Input Multi Output)方式对应的终端或内置于该终端的电路基板和集成电路等作为测试对象，并对于在发送天线和接收天线之间假设的S×U个信道的传播路径进行衰落处理的功能，所述MIMO方式以基站侧天线数S、终端侧天线数U来传递从基站朝向移动终端的下行链路信号。

背景技术

MIMO方式如图10所示，将朝向终端侧的下行链路信号Stx1～StxS从S个(该例子中设为S＝4)基站侧天线(以下称作发送天线)Atx1～AtxS进行发送，并以U个(该例子中设为U＝2)终端侧天线(以下称作接收天线)Arx1～ArxU进行接收。

因此，在各发送天线和各接收天线之间假设S×U个传播路径(信道)，并且关于各信道假设不同的复数L(例如L＝4)个路径。若将包含路径的各信道的传播特性设为H(1，1，1～L)～H(S，U，1～L)，则在测试与MIMO方式对应的移动终端或用于该移动终端的电路等时，需要对下行链路信号进行加入了各信道的传播特性以及路径的损失、延迟、多普勒频移等特性的运算处理，最终生成从U个接收天线Arx1～ArxU输出的接收信号Srx1～SrxU并赋予到测试对象1。

另一方面，近年来作为调制方式，已实现基于OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)、UFMC(Universal Filtered Multicarrier)、GFDM(GeneralizedFrequency Division Multiplexing)、FBMC(Filtered Bank Multi-Carrier)等多载波调制方式的高速的信号传递，通过该多载波调制方式和MIMO方式的组合，可实现能够更快速地进行信息通信的MIMO方式系统，但需要对该系统进行测试的装置。

并且，在下一代(第5代)通信方式中，提出使用更高的频带。若如此在通信中使用的频带变高，则能够缩小每个天线的尺寸而构成，因此通过采用将多个天线元件纵横排列的阵列天线结构，并通过赋予到这些天线元件的下行链路信号的相位控制，向通信对象的移动终端的存在方向高效地放射电波的所谓波束成形成为可能。由此，在将这种下一代移动终端作为测试对象的测试装置中，需要对于阵列化的大量的天线进行波束成形的运算处理。

图11中示出用于对系统进行测试的测试装置的结构例，所述系统组合了多载波调制方式、MIMO方式以及基于阵列天线的波束成形处理。

该测试装置10是与在多载波调制方式中利用复数K个子载波来进行与终端的通信的OFDM对应的装置，在层频域信号生成部11中，对于欲向测试对象传递的R个序列的传送数据(称作层或流)分别生成并输出复数K个子载波的每一个的调制信号(星座数据)Ssym(1，1)～Ssym(1，K)、Ssym(2，1)～Ssym(2，K)、……，Ssym(R，1)～Ssym(R，K)。该调制信号Ssym是按OFDM符号，将在频率轴上排列了K个星座数据的数据包含R个序列量的频域的信号。

这些调制信号Ssym被输入到波束成形处理部12，且以从S个发送天线射出的电波的射束特性成为所希望的特性的方式进行运算处理，相对于1个发送天线，转换成复数K个子载波的每一个的波束成形处理信号Sbf(1，1)～Sbf(1，K)、Sbf(2，1)～Sbf(2，K)、……，Sbf(S，1)～Sbf(S，K)。另外，在以下的说明中，包括附图在内，有时将j个一组的信号Sx(i，1)～Sx(i，j)简单记作Sx(i，1～j)。

这些波束成形处理信号Sbf被输入到S组的时域信号生成部13(1)～13(S)。各时域信号生成部13(i)(i＝1～S)对于K个1组的波束成形处理信号Sbf(i，1～K)进行傅立叶逆变换(IFFT)处理、循环前缀(CP)附加处理、限带处理等，并以OFDM方式转换成规定的时间轴上的信号。

由此，从各时域信号生成部13(1)～13(S)输出用于赋予到S个发送天线Atx1～AtxS的发送信号(下行链路信号)Stx1～StxS。

这些发送信号Stx1～StxS被输入到模拟了S×U个信道的传播路径的特性的传播路径模拟器20。

传播路径模拟器20假设在S个发送天线和U个接收天线之间形成的S×U个信道，且对于这些各信道分别假设复数L个路径，对这些S×U×L个的各路径附加所希望的延迟和衰落，并假想生成由U个接收天线分别收到的接收信号。

该传播路径模拟器20是赋予表示无线通信中的接收电平变动的分布的瑞利衰落的模拟器，其具有：延迟设定部21，向对于S个序列的发送信号Stx1～StxS分别设定的复数L个路径赋予规定的延迟并进行输出；衰落设定部22，求出被赋予多普勒频移、MIMO相关信息的瑞利分布的传播路径的特性；以及运算部23，通过利用了从延迟设定部21输出的全部路径量的延迟处理信号Stx(1，1，1～L)、Stx(2，1，1～L)、……，Stx(S，U，1～L)和由衰落设定部22得到的传播特性H(1，1，1～L)、H(2，1，1～L)、……，H(S，U，1～L)的乘加运算(矩阵的乘法运算)，生成经由S×U×L个假想的传播路径并由U个接收天线接收的接收信号Srx1～SrxU。

在此，延迟设定部21例如将基于存储器的1个样本单元的延迟和基于重采样滤波器的1个样本以下的延迟进行组合，以此来赋予各路径所希望的延迟。

并且，运算部23的运算处理例如如下：

Srx1＝ΣH(1，1，i)·Stx(1，1，i)+ΣH(2，1，i)·Stx(2，1，i)+……+ΣH(S，1，i)·Stx(S，1，i)

Srx2＝ΣH(1，2，i)·Stx(1，2，i)+ΣH(2，2，i)·Stx(2，2，i)+……+ΣH(S，2，i)·Stx(S，2，i)

……

SrxU＝ΣH(1，U，i)·Stx(1，U，i)+ΣH(2，U，i)·Stx(2，U，i)+……+ΣH(S，U，i)·Stx(S，U，i)。

其中，符号Σ表示i＝1～L为止的总和。

将如此得到的接收信号Srx1～SrxU赋予到测试对象1，由此能够测试与由测试装置设定的收发天线之间的传播路径的状态相对应的测试对象1的动作。

另外，虽然未包含传播路径模拟器，但用于对如上述将多载波调制方式和MIMO方式进行组合的系统进行测试的测试装置例如公开在以下专利文献1中。

专利文献1：日本特开2014-93758号公报

如上述结构的测试装置，在进行波束成形处理的系统中，阵列化的发送天线的数量S例如如128这样变得非常的大，随此将傅立叶逆变换处理并列S个序列量来进行的时域信号生成部13需要128组，导致电路规模变得非常庞大。

并且，传播路径模拟器20的延迟设定部21如前述，需要通过存储器和重采样滤波器的组合来赋予任意延迟的硬件结构，因此为了如上述向对于128个序列的信号分别设定的复数L个路径赋予任意的延迟，仍旧导致其电路规模非常庞大，且装置大型化，制造成本变高以及耗电量变大。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题，提供一种即使在组合了多载波调制方式、MIMO方式以及波束成形处理的系统中发送天线数较多时，仍能够实现较小电路规模、较少耗电量的测试装置以及测试方法。

为了实现所述目的，本发明的第1方式的MIMO方式系统的测试装置为应用使用复数K个载波的多载波调制方式、使用复数S个发送天线和复数U个接收天线的MIMO方式以及设定基于所述复数S个发送天线的放射束特性的波束成形处理方式的系统中的、生成从所述复数S个发送天线发出并经由包含N个散射体的传播环境通过所述复数U个接收天线接收的接收信号并赋予测试对象的MIMO方式系统的测试装置，所述MIMO方式系统的测试装置的特征在于，具备：

层频域信号生成部(31)，对于用于传递至所述测试对象的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号；

第1传播路径运算部(41)，对于由所述发送天线和所述层数确定的S×R个序列量的波束成形特性，乘以模拟所述发送天线所发出的信号根据该发送天线的特性对应每一个散射体输出为M个射线并到达所对应的散射体为止的传播路径的特性，由此求出考虑了波束成形特性的传播路径的特性；

第2传播路径运算部(42)，对于所述第1传播路径运算部的运算结果，乘以用于赋予因所述接收天线与所述测试对象一起进行移动而产生的多普勒频移的相位特性，由此求出考虑了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性；

第3传播路径运算部(43)，对于所述第2传播路径运算部的运算结果，乘以表示所述接收天线的接收特性的接收天线特性，由此求出考虑了所述各接收天线的接收特性的传播路径的特性；

傅立叶变换部(44)，所述第3传播路径运算部的运算结果中，按所述各接收天线，将多个多普勒频移可视为相同的所述射线进行分组并设为1个单元，并且分别对多普勒频率不同的L个单元量的传播路径的特性进行傅立叶变换处理，由此求出所述复数K个载波的间隔的每一个的频域中的传播路径的特性；

传播信号运算部(51)，对于所述傅立叶变换部的运算结果，乘以由所述层频域信号生成部生成的R×K个序列量的调制信号，由此每个所述载波以U×L个序列生成经由所述多个发送天线至所述多个接收天线的模拟传播路径的频域的传播信号；

窗函数运算部(52)，对于由所述传播信号运算部获得的每个所述载波的U×L个序列的传播信号，作为相当于基于以与该各序列对应的多普勒频率进行旋转的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算，由此每个所述载波进行U×L个序列的传播信号的提取处理；

路径信号加法运算部(53)，对于所述窗函数运算部的运算结果，按所述接收天线进行L个单元的信号的加法运算处理，由此每个所述载波生成U个序列的传播信号；

时域信号生成部(54)，对于所述路径信号加法运算部的运算结果进行傅立叶逆变换处理，由此生成由所述各接收天线分别接收的时域的信号；及

位移加法运算部(55)，对于所述时域信号生成部所生成的时域的信号，挪动所述窗函数的长度量来进行加法运算，由此生成通过所述各接收天线接收的连续的接收信号。

并且，本发明的第2方式的MIMO方式系统的测试装置为应用使用复数K个载波的多载波调制方式、使用复数S个发送天线和复数U个接收天线的MIMO方式以及设定基于所述复数S个发送天线的放射束特性的波束成形处理方式的系统中的、假设从所述复数S个发送天线发出并经由包含N个散射体的传播环境到达所述测试对象所具有的所述复数U个接收天线的模拟传播路径，生成用于经由该传播路径分别射入所述复数U个接收天线的入射波，并在电波暗室内通过U’个探针天线对测试对象赋予所述入射波的MIMO方式系统的测试装置，所述MIMO方式系统的测试装置的特征在于，具备：

层频域信号生成部(31)，对于用于传递至所述测试对象的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号；

第1传播路径运算部(41)，对于由所述发送天线和所述层数确定的S×R个序列量的波束成形特性，乘以模拟所述发送天线所发出的信号根据该发送天线的特性对应每一个散射体输出为M个射线并到达所对应的散射体为止的传播路径的特性，由此求出考虑了波束成形特性的传播路径的特性；

第2传播路径运算部(42)，对于所述第1传播路径运算部的运算结果，乘以用于赋予因所述接收天线与所述测试对象一同进行移动而产生的多普勒频移的相位特性，由此求出考虑了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性；

傅立叶变换部(44′)，所述第2传播路径运算部的运算结果中，将多个从所述测试对象观察的电波的入射方向可视为相同的所述射线进行分组并设为1个单元，并且分别对入射方向不同的L个单元量的传播路径的特性进行傅立叶变换处理，由此求出所述复数K个载波的间隔的每一个的频域中的传播路径的特性；

传播信号运算部(51′)，对于所述傅立叶变换部的运算结果，乘以由所述层频域信号生成部生成的R×K个序列量的调制信号，由此每个所述载波以L个序列生成经由所述多个发送天线至所述测试对象所具有的所述多个接收天线的入射路径为止的模拟传播路径的频域的传播信号；

窗函数运算部(52′)，对于由所述传播信号运算部获得的L各序列的传播信号，作为相当于基于以与该各序列对应的多普勒频率进行旋转的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算，由此每个所述载波进行L个序列的传播信号的提取处理；

加权运算部(53′)，对于所述窗函数运算部的运算结果，按所述探针天线进行L个单元的信号的加权合成处理，由此每个所述载波生成U’各序列的传播信号；

时域信号生成部(54′)，对于所述加权运算部的运算结果进行傅立叶逆变换处理，由此生成用于从所述各探针天线输出的时域的信号；及

位移加法运算部(55′)，对于所述时域信号生成部所生成的时域的信号，挪动所述窗函数的长度量来进行加法运算，由此生成从所述各探针天线分别输出并朝向所述测试对象射入的连续的入射波。

并且，根据第1方式或第2方式的MIMO方式系统的测试装置，本发明的第3方式的MIMO方式系统的测试装置的特征在于，

所述傅立叶变换部包含：

傅立叶变换运算机构(44a)，进行对所述L个单元量的传播路径的特性的傅立叶变换运算处理；

插值机构(44c)，进行对所述傅立叶变换运算机构的运算结果的频率轴方向的插值处理。

并且，本发明的第4方式的MIMO方式系统的测试方法为应用使用复数K个载波的多载波调制方式、使用复数S个发送天线和复数U个接收天线的MIMO方式以及设定基于所述复数S个发送天线的放射束特性的波束成形处理方式的系统中的、假设从所述复数S个发送天线发出并经由包含N个散射体的传播环境到达所述复数U个接收天线的模拟传播路径，生成经由该传播路径由所述复数U个接收天线接收的接收信号并赋予测试对象的MIMO方式系统的测试方法，所述MIMO方式系统的测试方法的特征在于，包含以下阶段：

对于用于向所述测试对象传递的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号的阶段；

对于由所述发送天线和所述层数确定的S×R个序列量的波束成形特性，乘以模拟所述发送天线所发出的信号根据该发送天线的特性对应每一个散射体输出为M个射线并到达所对应的散射体为止的传播路径的特性，由此求出考虑了波束成形特性的传播路径的特性的阶段；

对于赋予所述波束成形特性的传播路径的特性，乘以用于赋予因所述接收天线与所述测试对象一起进行移动而产生的多普勒频移的相位特性，由此求出考虑了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性的阶段；

对于加入了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性，乘以表示所述接收天线的接收特性的接收天线特性，由此求出考虑了所述各接收天线的接收特性的传播路径的特性的阶段；

加入了所述各接收天线的接收特性的传播路径的特性的运算结果中，按所述各接收天线将多个多普勒频移可视为相同的所述射线进行分组并设为1个单元，并且分别对多普勒频率不同的L个单元量的传播路径的特性进行傅立叶变换处理，由此求出所述复数K个载波间隔的每一个的频域中的传播路径的特性的阶段；

对于每个所述载波间隔的频域中的传播路径的特性，乘以所述生成的R×K个序列量的调制信号，由此每个所述载波以U×L个序列生成经由所述多个发送天线至所述多个接收天线为止的模拟传播路径的频域的传播信号的阶段；

对于每个所述载波以U×L个序列生成的频域的传播信号，作为相当于基于以与该各序列对应的多普勒频率进行旋转的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算，由此每个所述载波进行U×L个序列的传播信号的提取处理的阶段；

对于通过所述窗函数的频率特性的卷积运算提取的每个所述载波的U×L个序列的传播信号，按所述接收天线进行L个单元的信号的加法运算处理，由此每个所述载波生成U个序列的传播信号的阶段；

对通过所述加法运算处理生成的所述载波每一个的U个序列的传播信号进行傅立叶逆变换处理，由此生成由所述各接收天线分别接收的时域的信号的阶段；以及

对于所述生成的时域的信号，挪动所述窗函数的长度量并进行加法运算，由此生成通过所述各接收天线接收的连续的接收信号的阶段。

并且，本发明的第5方式的MIMO方式系统的测试方法为应用使用复数K个载波的多载波调制方式、使用复数S个发送天线和复数U个接收天线的MIMO方式以及设定基于所述复数S个发送天线的放射束特性的波束成形处理方式的系统中的、假设从所述复数S个发送天线发出并经由包含N个散射体的传播环境到达所述测试对象所具有的所述复数U个接收天线的模拟传播路径，生成用于经由该传播路径分别射入所述复数U个接收天线的入射波，并在电波暗室内通过U’个探针天线对测试对象赋予所述入射波的MIMO方式系统的测试方法，所述MIMO方式系统的测试方法的特征在于，包含以下阶段：

对于用于向所述测试对象传递的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号的阶段；

对于由所述发送天线和所述层数确定的S×R个序列量的波束成形特性，乘以模拟所述发送天线所发出的信号根据该发送天线的特性对应每一个散射体输出为M个射线并到达所对应的散射体为止的传播路径的特性，由此求出考虑了波束成形特性的传播路径的特性的阶段；

对于赋予所述波束成形特性的传播路径的特性，乘以用于赋予因所述接收天线与所述测试对象一起进行移动而产生的多普勒频移的相位特性，由此求出考虑了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性的阶段；

对于加入了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性，乘以表示所述接收天线的接收特性的接收天线特性，由此求出考虑了所述各接收天线的接收特性的传播路径的特性的阶段；

加入了所述测试对象的移动状态的特性中，将多个从所述测试对象观察的电波的入射方向可视为相同的所述射线进行分组并设为1个单元，并且分别对入射方向不同的L个单元量的传播路径的特性进行傅立叶变换处理，由此求出所述复数K个载波的间隔的每一个的频域中的传播路径的特性的阶段；

对于每个所述载波间隔的频域中的传播路径的特性，乘以所述生成的R×K个序列量的调制信号，由此每个所述载波以L个序列生成经由所述多个发送天线至所述多个接收天线为止的模拟传播路径的频域的传播信号的阶段；

对于每个所述载波以L个序列生成的传播信号，作为相当于基于以与该各序列对应的多普勒频率进行旋转的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算，由此每个所述载波进行L个序列的传播信号的提取处理；

对于通过所述窗函数的频率特性的卷积运算提取的传播信号，按所述探针天线进行L个单元的信号的加权合成处理，由此每个所述载波生成U’个序列的传播信号的阶段；

对于所述加权处理的运算结果进行傅立叶逆变换处理，由此生成用于从所述各探针天线输出的时域的信号的阶段；以及

对于所述生成的时域的信号，挪动所述窗函数的长度量并进行加法运算，由此生成通过所述各接收天线接收的连续的接收信号的阶段。

并且，根据第4方式或第5方式的MIMO方式系统的测试方法，本发明的第6方式的MIMO方式系统的测试方法的特征在于，

求出每个所述载波间隔的频域中的传播路径的特性的阶段包含：

进行对所述L个单元量的传播路径的特性的傅立叶变换运算处理的阶段；及

进行对该傅立叶变换运算处理的运算结果的频率轴方向的插值处理的阶段。

发明效果

如此，本发明的第1方式和第4方式中，关于R层数据信号串分别生成每个载波的调制信号，另一方面，对包含由波束成形特性和发送天线特性确定的散射体的传播路径的特性加入伴随测试对象的移动的多普勒频移的特性和接收天线的特性，求出发送天线至各接收天线为止的传播路径的特性，将其按多普勒频移可视为相同的传播路径进行分组并赋予遵循瑞利分布的衰落特性，通过傅立叶变换处理求出每个载波间隔的频域的传播路径的特性。并且，通过该传播路径的特性和每个载波的调制信号的运算，生成赋予了多普勒频移可视为相同的传播路径的每一个的所希望的传播路径特性和波束成形特性的频域中的传播信号，并对于该传播信号，作为相当于基于以与各序列对应的多普勒频率进行旋转的时域中的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行窗函数的频率特性的卷积运算，按接收天线分别对多普勒频率不同的序列进行加法运算，对其进行傅立叶逆变换处理来生成时域的信号，将其挪动窗函数的长度量来进行加法运算，由此生成由各接收天线分别接收的连续的接收信号。

并且，本发明的第2方式和第5方式中，关于R层数据信号串分别生成每个载波的调制信号，另一方面，对包含由波束成形特性和发送天线特性确定的散射体的传播路径的特性加入伴随测试对象的移动的多普勒频移的特性，求出发送天线至散射体(簇)为止的传播路径的特性，将其按入射方向可视为相同的传播路径进行分组并赋予遵循瑞利分布的衰落特性，通过傅立叶变换处理求出入射方向视为相同的传播路径的每一个的频域的传播路径的特性。并且，通过该传播路径的特性和每个载波的调制信号的运算，生成赋予了入射方向可视为相同的传播路径的每一个的所希望的传播路径特性和波束成形特性的频域中的传播信号，并对于传播信号，作为相当于基于以与各序列对应的多普勒频率进行旋转的时域中的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行窗函数的频率特性的卷积运算，对每一个入射方向不同的序列施加加权，并变换为从各探针天线发送的信号，对其进行傅立叶逆变换处理来生成时域的信号，将其挪动窗函数的长度量来进行加法运算，由此生成用于从电波暗室内的各探针天线分别输出并朝向测试对象所具有的各接收天线射入的连续的入射波。

如此，本发明中，在频域中进行传播路径的特性和调制信号的乘法运算处理，根据该运算结果生成时域信号，因此与如以往方式那样，对每个发送天线的频域的信号进行傅立叶逆变换并变换为时域的信号之后赋予传播路径特性的情况相比，能够显著减小进行傅立叶逆变换的电路以及生成传播路径特性的电路的规模。

尤其，求出传播路径的特性的运算中，优先进行波束成形特性和考虑了散射体的发送天线特性的运算，因此在此后的多普勒频移的运算、接收天线特性的运算处理中，不存在取决于发送天线数的运算处理，因此如在下一代(第5代)的通信方式中提出那样，对基站侧(发送侧)使用如阵列天线那样的多个天线元件的系统进行测试时，能够显著减小后续的运算处理的规模，极其有效。

其中，本发明中，考虑散射体，需要进行用于将多普勒频移(入射方向)可视为相同的路径的传播路径特性变换到频域中的傅立叶变换处理，但是该傅立叶变换处理中，时域中的各路径的延迟量在频域中与各路径的频率分量的转速对应，因此以往在时域中进行的通过存储器和重采样滤波器的组合来对各路径赋予延迟的硬件，可替换成傅立叶变换中的旋转处理，将两者的硬件的规模进行比较，本实施方式显著有利。

并且，本发明的第3方式和第6方式中，作为用于通过傅立叶变换求出每个载波间隔的频域中的传播路径的特性的结构，使用对L个单元量的传播路径的特性的傅立叶变换运算处理和对该运算结果的频率轴方向的插值处理这2个阶段处理，因此能够进行将傅立叶变换的频域中的采样间隔例如设为由时域的传播路径特性的最大延迟量确定的所需最低限度的间隔，在此之后，设为插值频域中的传播路径特性的双阶段流水线处理，各处理中所需的时间延长，重复使用多次共用电路资源，由此能够减小傅立叶变换中的电路规模。

并且，构成为抑制电路规模，并且能够高精度地再现在以往的时域中进行处理的传播路径模拟器的处理结果。

即，在时域中计算IFFT处理间隔等比较粗的时间间隔的每一个的传播路径特性，并对其进行傅立叶变换，由此求出IFFT时间间隔的每一个的传播路径的频率特性。仅通过将该特性乘以数据，会使IFFT时间间隔中的传播路径特性以一定值近似，但是本发明中，在频域中对多普勒频移(或入射方向)能够视为相同的路径的每一个的数据赋予多普勒频移量的频移，因此能够随时间改变IFFT时间间隔中的传播路径特性。与在以往的时域中进行处理的传播路径模拟器进行比较而得的再现性的精度能够根据将多普勒频移(或入射方向)视为相同的近似程度来调节。

附图说明

图1是用于说明本发明的原理的时序图。

图2是表示时域的窗函数的一例的图。

图3是表示时域的窗函数的另一例的图。

图4是表示以赋予多普勒频移时的频移量进行旋转的时域的窗函数的频率特性的例子的图。

图5是表示本发明的实施方式的结构的图。

图6是本发明的实施方式的主要部分的结构图。

图7是表示测试环境的一例的图。

图8是表示测试环境的另一例的图

图9是表示本发明的另一实施方式的结构的图。

图10是表示多路MIMO的传播路径的一例的图。

图11是以往装置的结构图。

具体实施方式

以下，根据附图对本发明的实施方式进行说明，在对具体结构进行说明之前，先对本发明的测试装置的原理进行说明。

本发明在所述的OFDM、UFMC、GFDM、FBMC等多载波调制方式中，能够用作实施S×UMIMO(S＞U)时的传播路径模拟器，在如3D-MIMO/Massive-MIMO那样发送天线数相比接收天线数非常多的情况下特别有效。以下，作为调制方式，主要关注OFDM来进行说明。

在本发明中，如下式(1)那样，将在时间跨度Tc中能够忽略差的程度的多普勒频率之差Δf_d视为相同并在频域中实施MIMO传播路径处理。

Tc＜＜1/Δf_d……(1)

其中，Δf_d为能够视为相同的多普勒频率的上限与下限之差。

例如，当为OFDM时，如下式(2)，使将1个OFDM符号长度Tsym(＝有效数据长度+循环前缀长度)进行P分割的长度Tc满足式(1)(P分割无需一定为等分)。

Tc＝Tsym/P(P＝1，2，3，……)……(2)

图1是表示时域中的P＝2的例子的图，对于图1的(a)所示的OFDM的信号串如图1的(b1)～(b4)那样乘以矩形窗函数来进行剪切而得到波形，将对于所得到的波形实施了多路传播处理、滤波处理等的波形以如图1的(c1)～(c4)所示那样偏移Tc量的状态获得，并进行加法处理来获得最终的发送信号，所述矩形窗函数例如为将1符号长度Tsym以Tc＝Tsym/2来进行2分割的矩形窗函数。

关于实际使用的定域(localization)(信号切割)用的窗函数的长度Tc′，为了抑制所对应的频率特性的扩大而使端部变圆，从而可以设为稍大于Tc，对于将该窗函数的时序一边依次各挪动Tc一边进行乘法运算的每一个波形实施MIMO信道的多路传播路径处理、滤波处理等。并且，关于被分割的每一个波形的时间长度，比Tc′还要长多路的延迟时间量以及基于滤波处理的增加量Td。是将一边将它们各挪动Tc一边进行加法运算的波形作为处理结果的思考方法。作为处理结果的波形，当为S×U MIMO传播路径的情况下，计算U个系统量。

图2是表示定域用的窗函数(区间长度：Tc′)的详细情况的图，能够利用于例如将1个OFDM符号分割成多个的情况等。成为满足奈奎斯特准则的特性，是如将该窗函数各挪动了Tc的区间连续相连的特性。该时域中的窗函数的滚降(roll off)越大，则在频域中的扩大得到抑制，从而能够抑制后述的窗函数运算部52中的滤波器的抽头数。

并且，调制方式为FBMC，且1个符号信息扩散的如图3那样的窗函数的时间长度(V·Tc)(V为重叠因子)中，可将多普勒频率差视为充分小的范围的路径的多普勒频移量处理为相同，而能够应用本发明。

在通过窗函数运算赋予相对于调制信号的多普勒频移的情况下，卷积在频率方向上位移CP+有效数据的长度量(或将其进行分割而得的长度量)的窗函数的频率特性的样品位置而得的函数，由此能够实现相对于调制信号的多普勒频移(图4是该窗函数的频率特性，且为将其频率轴上的样品位置挪动多普勒频移量而得的图)。

在时间轴上假设上述处理，但是本发明通过将除最后的加法运算处理以外在频域中实施等价的处理，并且对传播路径的特性进行与以往对层信号进行的波束成形处理等价的处理，由此来缩小测试装置整体的电路规模。

接着，对本发明的测试装置所进行的运算处理进行说明。

在技术报告3GPP TR38.900中，第5代的系统仿真中所使用的U个中的接收天线序号u、S个中的发送天线序号s、N个中的簇(散射体)序号n、由各簇散射的M个中的射线(有时还标记为Ray)序号m的传播路径模型(簇模型)的非视距波传播路径系数H^NLOS由下式(5)定义。

[数式1]

上式(5)中，Pn为从第n个簇射出的电波的功率，F_rx，u，θ(…)、 为相对于接收天线的垂直偏振波分量以及水平偏振波分量的特性，exp(jΦ^θθ)、为偏振波不发生变化的分量的相位系数， 为偏振波发生变化的分量的相位系数，√k^-1表示其比例。并且，F_tx，u，θ(…)、表示相对于发送天线的垂直偏振波分量以及水平偏振波分量的特性，exp{j2π(r^T _rx，n，m·d_rx，u)/λ₀}、exp{j2π(r^T _tx，n，m·d_tx，s)/λ₀}表示取决于接收天线以及发送天线的位置的相位的偏移，exp{j2π(r^T _rx，n，m·v)t/λ₀}表示基于多普勒效应的频率的偏移。

另外，上述式中，在上方标有符号^的r^T _rx，n，m表示由接收机侧的第n个簇散射的第m个射线的到达接收天线的方向的单元矢量，在上方标有符号^的r^T _tx，n，m表示由发送机侧的第n个簇散射的第m个射线的到达发送天线的方向的单元矢量，在上方标有符号-的d_rx，u表示接收天线元件u的位置矢量，在上方标有符号-的d_tx，s表示发送天线元件s的位置矢量，在上方标有符号-的v表示移动速度矢量。

在此，以如下方式定义构成上述式(6)的要件。

(a)以如下方式定义组合了发送天线特性和基于从发送天线放射并由第n个簇散射的第m个射线的传播路径的相位旋转而成的要件f_{rx，s，n，m}。

[数式2]

(b)以如下方式定义组合了由第n个簇散射的第m个射线的相位和赋予该射线的多普勒频移而成的要件H_n，m。

[数式3]

(c)以如下方式定义组合了接收天线特性和通过接收天线接收到由第n个簇散射的第m个射线为止的相位旋转而成的要件f_{rx，u，n，m}。

[数式4]

进而，以如下方式进行定义。

[数式5]

在此，在沿ξ_tx，s，n的纵向排列有M个矩阵要件的f_{rx，s，n，m}中，如式(6)那样，包含沿纵向排列有2个偏振波(水平偏振波和垂直偏振波)项的矩阵，因此作为ξ_tx，s，n整体成为2M×1矩阵。并且，在Ψ_n的对角矩阵要件的H_n，m中，如式(7)那样，包含沿纵向和横向各排列有2个偏振波项的矩阵，因此作为Ψ_n整体成为2M×2M矩阵。并且，在Ξ_rx，u，n的对角矩阵要件的f_{rx，u，n，m}中，如式(8)那样，包含沿纵向排列有2个偏振波项的矩阵的转置，因此作为f_{rx，u，n，m}整体成为M×2M矩阵。

在如上述那样进行定义的基础上，对包含从发送天线至测试对象的接收天线或接收天线和前端的传播路径进行模拟，假设对测试对象的天线端子或中频信号输入端子，经由电缆赋予测试用信号的测试环境时，表示应乘以第u个接收天线的子载波数据k的频域中的传播路径的特性的L×R矩阵的式由下式(12)表示。

[数式6]

上述式(12)中，将w_1，1～w_S，R设为要件的S×R矩阵为表示波束成形特性的矩阵，若简化构成式(12)的5个矩阵，并表示为

Ω≡[ζ][Ξ][Ψ][ξ][w]，

则通过其中4个矩阵[Ξ]、[Ψ]、[ξ]、[w]的运算，可获得从发送天线至接收天线的传播路径的时域的特性，对其施加用于将多普勒频率可视为相同的射线彼此进行分组，并进行傅立叶变换处理的矩阵[ζ]的运算，由此可获得赋予了瑞利分布特性的传播路径的频域中的特性。

另外，[ζ_ijk]为L×(N·M)的矩阵，

i＝{1，2，…，L}

j＝{1，2，…，N·M}＝(所有簇中所包含的射线的索引)

以如下方式表示ζ_ijk。

[数式7]

k₀＝{-K0/2，(-K0/2)+1，…，-1，0，l，K0/2-1)……(13)

在此，式(13)的{angle……angle(i)}设为如下比较运算：若将从测试对象观察第n个簇的第m个射线的方向量化为如L那样的方向，则为第i个方向时成为“1”，且除此以外时成为“0”。并且，τ_n，m为从第n个簇的第m个射线至测试对象的传播延迟，Δf₀为用于将传播路径的特性变换为频域的傅立叶变换处理结果的频率方向的样品间隔(可判断为不会因时域的延迟扩展而产生混叠的必要充分的间隔)，e^-j2π…通过频率索引k₀进行旋转，由此赋予时域中的_τn，m量的延迟。

并且，关于K0，傅立叶变换处理后的插值处理中，将对将由K个子载波构成的OFDM调制频带进行B分割时的各频带的每一个的子载波数K/B各自的频率中的特性进行计算时所需的范围设为覆盖时所需的数。即，相较于与K/B的频率宽度对应的Δf₀间隔的样品数，设为覆盖在前后分别长插值处理的脉冲响应的一半左右的范围的数。即，在{n，m}方向可视为第i个多普勒频率的情况下，表示对与其分量对应的要件赋予相当于延迟的旋转并添加到第i行。在此，关于B，考虑按将OFDM调制频带进行B分割而得的频带将波束成形特性设为不同。在对所有子载波K均实施相同的波束成形的情况下，设为B＝1。

本发明根据上述式(12)来生成测试时所需的信号。以下，对其实施方式进行说明。图5表示本发明的实施方式的测试装置30的结构。

测试装置30为MIMO方式系统的测试装置，所述MIMO方式系统的测试装置将在相对于1个移动终端的通信中采用如下方式的系统作为测试对象即使用复数K个载波的多载波调制方式、发送天线数为S且接收天线数为U的MIMO方式以及对基于天线数为S的发送天线的放射束特性进行设定的波束成形处理方式，并且在发送天线和接收天线之间假设S×U个信道、以及在各信道分别包含复数L个路径(假设在发送天线和接收天线之间存在N个散射体的传播环境下，射入由各散射体散射出的每M个射线，并如L那样将该射线进行分组)的模拟传播路径，生成经由该传播路径并由U个接收天线接收的接收信号而赋予测试对象。另外，在以下的说明中，假设多载波调制方式为OFDM的情况，将OFDM中与终端的通信中所使用的多个载波称作“子载波”，因此在以下的说明中也记载为该“子载波”。

该测试装置30具有层频域信号生成部31、传播路径特性运算部40、传播信号运算部51、窗函数运算部52、路径信号加法运算部53、时域信号生成部54及位移加法运算部55。

层频域信号生成部31对于欲向测试对象传递的R个序列传送数据(称作层或流)分别生成并输出复数K个子载波的每一个的调制信号(星座数据)Ssym(1，1)～Ssym(1，K)、Ssym(2，1)～Ssym(2，K)、……，Ssym(R，1)～Ssym(R，K)。该调制信号是将按OFDM符号在频率轴上排列K个星座数据的数据含有R个序列量的频域的信号。另外，原理上，层数R为测试对象的接收天线数U以下的值。

在此，以如下方式，由Ssym，r，k这种符号的复数表示该星座数据。

Ssym，r，k……(14)

sym：OFDM符号序号

r＝{1，2，3，……，R}：发送层序号索引

k＝{1，2，3，……，K}：子载波序号索引

另外，在图5中，为使信号Ssym，r，k的索引更易理解，以Ssym(r，k)的形式表示(其他信号也相同)。

并且，将配置星座数据的间隔(子载波间隔)设为fsc。fsc与OFDM符号长度Tsym(＝有效数据长度+循环前缀长度)存在以下关系。

有效数据长度＝1/fsc……(15)

Tsym＝(1/fsc)+循环前缀长度……(16)

另一方面，求出与从发送天线经由包含散射体的传播环境至接收天线的传播路径有关的频域中的特性的传播路径特性运算部40，按FFT单元的每个时间间隔实施作为到达各接收天线的电波的多普勒频率(量化为L种)能够视为相同的多个射线的分组的瑞利噪声生成处理以及波束成形等效处理，且由第1传播路径运算部41～第3传播路径运算部43构成。这些各运算部的处理能够作为FFT单元的每个时间的流水线处理而实现。

第1传播路径运算部41根据表示按每一层从多个发送天线放射的波束的特性的波束成形的数据、及模拟从发送天线根据发送天线特性输出并对应每个散射体的M个射线直至到达散射体的传播路径的传播路径特性的数据，求出对发送天线至散射体的传播路径赋予了波束成形特性的特性。另外，该实施例中，将从发送天线输出的信号区分为彼此正交的2个偏振波分量(水平偏振波和垂直偏振波)而进行说明，但是可以是单一直线偏振波。

具体而言，如图5所示，该第1传播路径运算部41由波束成形设定机构41a、发送天线特性设定机构41b以及运算机构41c构成。波束成形设定机构41a将OFDM调制波频带进行B分割，考虑按每一个分割频带而波束成形特性不同的可能性，能够B组设定包含发送天线数S和层数R的矩阵要件的波束成形矩阵。在未将OFDM调制波频带进行分割的情况下，设为B＝1。

在波束成形设定机构41a以及发送天线特性设定机构41b中设定的数据，为在所述式(12)中所示的S×R矩阵的[w]和如上所述那样包含2个偏振波分量的2M×1矩阵的要件ξtx，s，m排列为N×S矩阵，并作为整体由2·N·M×S矩阵构成的[ξ]的要件，通过对这些矩阵的运算机构41c的矩阵乘法运算(乘加运算)，对于2个偏振波分量分别如B那样生成(N·M)×R矩阵的数据。图5中，由(2NM*R)*B表示该数据。

因此，在该第1传播路径运算部41的运算结果[A1]中没有取决于发送天线数S的序列数，即使为如作为第5代提出那样发送天线数极多(例如128等)的系统，也能够以小规模的结构在短期内进行后续的运算处理。另外，就除了发送天线数S以外的要件的数值例而言，接收天线数U＝2、层数R＝2、散射体数N＝24、射线数M＝20等。

另外，通常的发送机中，对发送数据实施波束成形处理，但是作为包含衰落的模拟器的处理，首先进行与传播路径特性侧的运算并减少具有S个路径的运算部的数量。即，该部分的运算量与发送天线数S成正比，但是如该实施方式那样，首先执行波束成形特性和传播路径特性侧的运算，由此能够将具有S个路径的运算部仅设为该运算部。关于该运算处理，在实施FFT的时间间隔等比较长的时间内进行运算即可，若考虑时分多次使用乘法运算器，则实装的乘法运算器数小即可。

第2传播路径运算部42对于第1传播路径运算部41的运算结果[A1]求出赋予了通过包括接收天线的测试对象进行移动而产生的多普勒频移的传播路径的特性。该第2传播路径运算部42由多普勒频移特性设定机构42a和运算机构42b构成，所述多普勒频移特性设定机构42a赋予将通过多普勒频移而旋转的相位的数据作为要件的所述矩阵[Ψ]，所述运算机构42b对第1传播路径运算部41的运算结果[A1]进行由多普勒频移特性设定机构42a设定的矩阵[Ψ]的乘加运算。

在此，如上所述，第1传播路径运算部41的运算结果[A1]＝[ξ][w]，包含2个偏振波分量且为如B那样的(2·N·M)×R矩阵，如上所述，通过多普勒频移特性设定机构42a设定的矩阵[Ψ]中，2M×2M矩阵的要件H_n，m排列为N×N矩阵，作为整体为(2·N·M)×(2·N·M)的对角矩阵，因此其运算结果[A2]成为如B那样的(2·N·M)×R矩阵。

并且，第3传播路径运算部43对由第2传播路径运算部42获得的运算结果[A2]赋予表示针对2个偏振波分量的接收天线的接收特性的接收天线特性并求出包括接收天线的传播路径的特性。该第3传播路径运算部43由接收天线特性设定机构43a和运算机构43b构成，所述接收天线特性设定机构43a赋予将接收天线特性的数据作为要件的所述矩阵[Ξ]，所述运算机构43b对第2传播路径运算部42的运算结果[A2]进行通过接收天线特性设定机构43a设定的矩阵[Ξ]的乘加运算。

在此，如上所述，通过接收天线特性设定机构43a设定的矩阵[Ξ]中，M×2M矩阵的要件f_{rx，u，n，m}排列为N×N矩阵，但是其具有U个所有接收天线量，作为整体为(U·N·M)×(2·N·M)的对角矩阵，因此基于运算机构43b的矩阵[Ξ]、[A2]的运算结果[A3]通过由接收天线合成2个偏振波分量来由如B那样的U·N·M×R矩阵表示。

如此获得的传播路径的特性[A3]＝[Ξ][Ψ][ξ][w]表示从各发送天线赋予并放射所希望的波束成形特性，并从N个所有散射体分别在每M个的路径赋予所希望的多普勒频移的状态下到达各接收天线并接收为止的传播路径的特性。

对傅立叶变换部44赋予该传播路径的特性。关于傅立叶变换部44，由第3传播路径运算部43获得的传播路径的特性中，按各接收天线将多普勒频移可视为相同的路径进行分组并设为1个单元，由此赋予遵循瑞利分布的衰落特性，并且对将整体分组成L个单元的传播路径的特性进行傅立叶变换处理，并变换为每个子载波间隔的频域中的传播路径的特性。

为了实现该目的，在傅立叶变换部44中具有：傅立叶变换运算机构44a，将多普勒频移可视为相同的路径彼此进行分组并进行傅立叶变换处理；系数设定机构44b，用于设定在该运算中所使用的参数；及插值机构44c，对傅立叶变换运算机构44a的运算结果进行插值处理。

傅立叶变换运算机构44a使用在系数设定机构44b中设定的参数，进行所述[ζ]相对于运算结果[A3]的运算处理。如上所述，[A3]为如B那样的U·N·M×R矩阵，关于[ζ]，U个接收天线分别为L×(N·M)矩阵，因此其运算结果[A4]成为如U·L×R×K0矩阵的B那样。

另外，在系数设定机构44b中，预先设定上述傅立叶变换处理所需的系数、Pn、M、τ_n，m、A_OA_n，m(到达角(Angle of Arrival)：簇n的射线m所到达的角度方向的信息)等。

如上所述，傅立叶变换部44将运算结果[A3]变换为将从U个各接收天线观察时的多普勒频率(量化为L种)能够视为相同的射线(Ray)彼此进行分组，并根据传播路径的时间扩展确定的(判断为混叠不会因时域的延迟扩展而产生)必要充分的采样间隔频域信号。即，按U个天线的每一个，赋予与时域中的射线(N·M个)的延迟对应的旋转，并对可视为相同的多普勒频率的射线彼此进行加法运算，其处理结果为U·L×R矩阵且如K0(K0为频率方向上的样品数)。在此，能够通过减少L个以及K0个来压缩成现实的电路资源。实施延迟来作为频域中的旋转，由此相较于通过从以往开始进行的“样品延迟+重采样滤波器”直接对IQ数据施加延迟的方式，能够减小电路规模。

插值机构44c沿频率轴方向插值由傅立叶变换运算机构44a获得的傅立叶变换结果[A4]，以使样品间隔成为OFDM信号的子载波间隔。通过该插值处理，可获得频域中的U·L×R×K矩阵的传播路径特性[A5]。

如上所述，该傅立叶变换部44具有傅立叶变换运算机构44a和插值机构44c，因此将实施傅立叶变换的处理时的频域中的采样间隔例如设为由时域的传播路径特性的最大延迟量确定的所需最低限度的间隔，对于其运算结果，能够进行通过插值机构44c插值频域中的传播路径特性的双阶段流水线处理，各处理中所需的时间延长，重复使用多次共用电路资源，由此能够减小傅立叶变换中的电路规模。另外，还能够构成为进一步减小傅立叶变换运算机构44a的频域中的采样间隔并省略基于插值机构44c的插值处理。

关于传播信号运算部51，将由傅立叶变换部44求出的传播路径特性[A5]乘以由层频域信号生成部31生成的R×K个序列量的调制信号Ssym，而按子载波生成U×L个序列的传播信号SAsym(u，l，k)。另外，关于传播信号SAsym(u，l，k)以及后述各传播信号SBsym(…)～SEsym(…)，在附图中标记为SA(…)～SE(…)。

关于窗函数运算部52，对于通过传播信号运算部51生成的载波的每一个的U×L个序列的传播信号SAsym(u，l，K)、作为相当于基于以与各序列对应的多普勒频率进行旋转的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算，并按载波进行U×L个序列的传播信号SB的提取处理。

即，按(U·L)个路径，进行与在时域中乘以以与各路径对应的多普勒频率进行旋转的窗函数对应的、频域中的插值卷积运算。但是，关于窗函数的时间长度，需要设为能够忽略各路径内的多普勒频率可视为相同的多个射线(Ray)之间的相位关系的变化的程度的时间长度。最简单的是，将窗函数的时间长度设为OFDM的CP长度+有效数据长度。关于该运算的处理结果，若将Dsc设为插值率，则成为U·L×K·Dsc。如此通过窗函数运算部52对OFDM的子载波数据其本身赋予多普勒频移，由此能够忠实地重现衰落模型。

在结构上，关于由调制波其本身的多普勒效应引起的频率偏移，作为与窗函数在时域中乘算对应的在频域中的卷积中所使用的滤波器系数，利用采样了偏移了多普勒频率量的点而得的系数，由此实现调制波信号的频移(频域中的重采样)。

在此，若对窗函数运算部52的基本处理进行说明，则作为与在时域内对区间长度Tc′的定域用的窗函数f_wτ(τ为时间轴方向上的索引)进行乘法运算等价的处理，对定域用的窗函数的傅立叶变换(Coe_p，i)[i为频率方向的系数索引，p为1个OFDM符号中的窗函数的序号]在频域内进行卷积处理。

在此，对于将长度Tsym的1个OFDM符号进行P分割的第p个(p＝1，2，3，......，P)的区间长度Tc′的定域用的窗函数的乘法运算计算，如下进行公式化。其中，根据(Tc′+Td)和1/fsc(以层频域信号生成部31的输出的子载波间隔fsc实施IFFT时的时域的周期)的大小关系，决定处理后的频域上的采样间隔。

(a)当(Tc′+Td)＞1/fsc时

通过将频域中的采样间隔进行细分，时间长度(Tc′+Td)的波形不产生时域中的混叠(重叠)。即如下式(18)、(19)所示，以卷积处理结果的频域中的采样间隔成为1/Dsc倍的方式进行插值处理，以使满足(Tc′+Td)<1/(fsc/Dsc)。(是相当于在原先的子载波彼此之间设置Dsc-1个零后实施基于卷积的滤波处理的处理。)

[数式8]

SBsym，p，u，l，k’

＝∑SAsym，u，l，[(k’-g)/Dsc+<K/2>+1]-i·Coesym，p，u，l，Dsc·i+g

，g＝k’％Dsc……(18)

Coesym，p，u，l，Dsc·i+g＝Resample{sym，p，u，l，DFT(fw_τ)}

·e^z·window(Dsc·i+g)

，Z＝j2π·fsc·(i+g/Dsc)·Tc·(1/2+p-1)

……(19)

在此，式(18)的符号∑表示i＝-TapNum/2～TapNum/2为止的总和。并且，window(i)是抽头长为Dsc·(TapNum+1)的窗函数且限制DFT(f_wτ)的频域中的扩大。DFT(f_wτ)为过渡至时间跨度1/(fsc/Dsc)的离散傅立叶变换。f_wτ例如为如图2所示那样的窗函数，并设为如下波形，即其中心位于时间0，且若使波形延迟Tc·(1/2+p-1)则移动至与p对应的位置。

并且，式(19)的e^z是赋予了相当于在时域内使波形仅延迟Tc·(1/2+p-1)的频域上的旋转的项。并且，式(19)的Resample()设为如下运算符，即以将窗函数的DFT结果位移与(u，1)对应的多普勒频率量的方式进行重采样，并以前后的IDFT结果成为连续波形的方式且按照(sym，p)使整体的相位进行旋转。

并且，在式(18)中，k’表示插值处理后的频率索引，存在k’＝{Dsc·(0-<K/2>)，Dsc·(1-<K/2>)，......，Dsc·(K-1-<K/2>)}的位置分别对应k＝{1，2，3，......K}的传播信号SAsym(u，l，k)的关系。另外，式(18)的括弧符号<A>表示不超过A的最大的整数(以下相同)。

并且，式(18)的符号％为余数运算符，g为将k’除以Dsc时的余数。其中，式(18)需要在-Dsc·(<K/2>+TapNum/2)≤k’≤Dsc·(<K/2>+TapNum/2)的范围内进行计算，且在i＜0以及i＞K的范围内设为SAsym(u，l，i)＝0。

(b)当(Tc′+Td)＜1/fsc时

如下式(20)、式(21)所示，对卷积处理结果的采样间隔，以与传播信号运算部51的输出相同的方式进行卷积处理(无插值)。

[数式9]

SBsym，p，u，1，k’

＝∑SAsym，u，l，(k’+K/2>+1)-i·Coesym，p，u，1，i……(20)

Coesym，p，u，l，i＝Resample{sym，p，u，l，DFT(fw_τ)}

·e^z·window(i)

，Z’＝-j2π·fsc·i·Tc·(1/2+p-1)……(21)

在此，式(20)的符号∑表示i＝-TapNum/2～TapNum/2为止的总和。并且，window(i)为抽头长为(TapNum+1)的窗函数且限制DFT(f_wτ)的频域中的扩大。DFT(f_wτ)为过渡至时间跨度1/fsc的离散傅立叶变换。f_wτ例如为图2所示的窗函数，并设为如下波形，即其中心位于时间0，且若使波形延迟Tc·(1/2+p-1)则移动至与p对应的位置。

并且，式(21)的e^Z’是赋予相当于在时域中延迟与Tc·(1/2+p-1)相应的量的波形的频域上的旋转的项。并且，式(20)的Resample()设为以位移与(u，1)对应的多普勒频率量的方式重采样窗函数的DFT结果，并按照(sym，p)使整体的相位进行旋转以使前后的IDFT结果成为连续波形的运算符。

并且，式(20)中，k’表示频率索引，但是k＝{1，2，3，......K}的传播信号SAsym(u，l，k)分别与k’＝{-＜K/2＞，1-＜K/2＞，…，K-1-＜K/2＞}的位置处于对应的关系。但是，式(20)需要在-(＜K/2＞+TapNum/2)＜k’＜(＜K/2＞+TapNum/2)的范围内进行计算，从而在i＜0以及i＞K的范围内设为SAsym(u，l，i)＝0。

上述说明中，未对多普勒频移进行叙述，但是如上所述，考虑多普勒频移时，由调制波其本身的多普勒效应引起的频率偏移，作为与在时域中乘以窗函数对应的频域中的卷积中所使用的滤波器系数，如图4的窗函数频率特性所示，利用采样了偏移了多普勒频率量的点而得的系数，由此实现调制波信号的频移(频域中的重采样)。

路径信号加法运算部53利用由窗函数运算部52提取到的U×L个序列的传播信号SBsym(u，l，k')进行如下运算：对U个接收天线的每一个实施了不同的多普勒频移的L路径的信号进行加法运算。

路径信号加法运算部53的运算结果SCsym(u，l，k')被输入至时域信号生成部54。如图6所示，时域信号生成部54具有频带限制滤波器54a以及傅立叶逆变换运算机构54b，且对由路径信号加法运算部53获得的运算结果进行傅立叶逆变换处理，并生成赋予各接收天线的时域的接收信号。

如下式(22)所示，频带限制滤波器54a对输入信号SCsym(u，l，k')实施频带限制滤波器的特性(BandFil_k')的频域中的乘法运算，并进行频带限制。另外，该频带限制处理也能够省略。

SDsym(u，p，k')＝SCsym(u，l，k')·BandFil_k'……(22)

如下式(23)那样，傅立叶逆变换运算机构54b对被频带限制的频域的信号SDsym(u，p，k')或路径信号加法运算部53的输出信号SCsym(u，l，k')进行高速傅立叶逆变换IFFT，由此变换成时域的信号SEsym(u，p，τ)。

SEsym(u，p)τ＝IFFT{SDsym(u，p，k')}……(23)

其中，τ＝{1，2，3，……，Nfft}设为时间的索引。Nfft设为FFT点数。

而且，k'在Dsc·(＜K/2＞+TapNum/2)＜k'＜Nfft-Dsc·(＜K/2＞+TapNum/2)中时，SDsym(u，p，k')＝0，且SDsym(u，p，k')设为以Nfft为周期而具有周期性。即，关于整数i，SDsym(u，p，k')＝SDsym(u，p，k'+i·Nfft)成立。

另外，时域信号生成部54中，还能够在傅立叶逆变换运算机构54b的处理之后在时域中进行频带限制滤波器54a的处理，但是在该情况下，需要对由傅立叶逆变换的处理获得的时域的信号进行卷积运算处理。相对于此，如本实施方式那样，只要将频带限制滤波器54a设置于傅立叶逆变换运算机构54b的前一级，则能够以频域中的乘法运算处理来完成滤波处理，且能够以相较于卷积运算显著少的运算量来执行处理，即使在设置频带限制滤波器的情况下也能够进行高速处理。

位移加法运算部55将时域信号生成部54所生成的时域的接收信号SEsym(u，p)挪动所述窗函数的长度量而进行加法运算，并生成由各接收天线接收到的连续的接收信号Sout。即，如图1所示，将上式(23)的处理结果一边按时间Tc挪动一边进行加法运算，由此获得1个序列量的连续的接收信号。将其以U个序列量并列地进行，由此能够生成由下式(24)表示的U个序列量的连续的接收信号Sout。其中，式(24)中，fs为时域中的采样频率。

[数式10]

如此，实施方式的测试装置30在频域中进行传播路径的特性和调制信号的乘法运算处理，并对该运算结果进行基于考虑了多普勒频移的频域中的窗函数运算的重采样处理，并根据该运算结果生成时域信号，因此与如以往方式那样，对每个发送天线的频域的信号进行傅立叶逆变换而变换为时域的信号之后赋予传播路径特性的情况相比，能够显著减小进行傅立叶逆变换的电路以及生成传播路径特性的电路的规模。

尤其，在求出传播路径的特性的运算中，优先进行波束成形特性和考虑了散射体的发送天线特性的运算，因此在此后的赋予多普勒频移、接收天线特性以及瑞利分布的运算处理中，不存在取决于发送天线数的运算处理，因此如在下一代(第5代)的通信方式中提出那样，对基站侧(发送侧)使用如阵列天线那样的多个天线的系统进行测试时，能够显著减小后续的运算处理的规模，极其有效。

例如，在S＝128、U＝2、层数R＝2、子载波数为K的情况下，以往方式中，为了生成时域信号，需要将K个为一组的信号以128(＝S)组量并列地进行傅立叶逆变换，但是本实施方式中，将Dsc·K个为一组的信号以2(＝U)组量并列地进行傅立叶逆变换即可。在此，若插值率Dsc为1(无插值时)，则能够将乘法运算次数缩小为U/S。

并且，当进行插值时，能够将乘法运算次数缩小为(S·2^Q′·log₂2^Q′)/(U·2^Q·log₂2^Q)，且若为Dsc·S＜U，则能够以少于以往电路的乘法运算次数来实现。其中，Q为满足(2^Q-1)＜K≤2^Q的整数，且Q′为满足(2^Q′-1)＜Dsc·K≤2^Q′的整数，且为IFFT点数。

并且，在本实施方式的情况下，需要进行用于将传播路径的特性变换到频域中的傅立叶变换处理，但是在该傅立叶变换处理中，时域中的各路径的延迟量在频域中与各路径的频率分量的转速对应，因此以往在时域中进行的通过存储器和重采样滤波器的组合来对各路径赋予延迟的硬件，可替换成傅立叶变换中的旋转处理，将两者的硬件的规模进行比较，本实施方式显著有利。

所述实施方式为如下例，即假设包含发送天线至接收天线的传播路径，如图7那样，经由电缆2将测试用信号(RF信号)Srx1～SrxU分别赋予到用于接收接收天线的输出(RF信号)的U个端口Port1～PortU并进行测试对象1的动作测试的电缆连接环境的例，作为测试装置30的实际的结构为如下结构，即难以在由天线收发的电波的无线频带中进行所述至位移加法运算为止的处理，因此在基带中进行所述至位移加法运算为止的处理，通过未图示的频率变换部将所获得的基带信号变换为无线频带的信号(RF信号)，并经由电缆2赋予到测试对象1的结构。

并且，作为电缆连接环境的另一例，在测试对象1的端口Port1～PortU为接收从前端输出的中间频带的信号(IF信号)的端口的情况下，如上所述，通过未图示的频率变换部将由至位移加法运算为止的处理获得的基带信号变换为中间频带的信号(IF信号)，并经由电缆2赋予到各端口Port1～PortU即可。在该情况下，在接收天线的特性中还能够包含前端的频率特性等，可进行模拟了还包含前端的特性的传播路径的测试。另外，不管是在无线频带中输出测试用信号的情况下，还是在中间频带中输出测试用信号的情况下，仅通过频带发生了位移而基本相同，可视为由接收天线接收的接收信号。

并且，不仅在如上述那样的电缆连接环境的测试的情况下，而且例如在如图8那样，对如在内部具有接收天线Arx1～ArxU的移动终端主体那样的测试对象1进行基于电波的测试的所谓OTA(Over-The-Air)环境测试的情况下，在电波暗室5内配置测试对象1和U’个探针天线Probe1～ProbeU'，并在赋予测试用信号Srx1～SrxU'的探针天线Probe1～ProbeU'与测试对象1之间收发电波来进行测试。

在这种OTA环境测试的情况下，能够用图9所示的结构的测试装置30′来应对。该测试装置30′的传播路径特性运算部40′，考虑对包含接收天线的测试对象进行测试，相对于所述实施方式的测试装置30的传播路径特性运算部40，省略了用于赋予针对2个偏振波分量的接收天线的接收特性的第3传播路径运算部43，并使用了加权运算部53′来代替路径信号加法运算部53，但是关于其他结构，与所述实施方式基本相同。

该结构例中，在第2传播路径运算部42的运算结果[A2]中包含关于2个偏振波分量的每一个的运算结果，且直接接收该运算结果的傅立叶变换部44′中，将第2传播路径运算部42的运算结果[A2]变换为按水平、垂直的偏振波面(2个面)分别将从测试对象观察时的入射方向(沿L方向量化)能够视为相同的入射波进行分组，并根据传播路径脉冲响应的时间扩展确定的充分必要的采样间隔的频域的特性。

即，按每一偏振波面，赋予与时域中的射线(N·M个)的延迟对应的旋转，施加可视为相同的入射方向的入射波彼此，其处理结果为2·L×R矩阵×K0(K0为频率方向上的样品数)，以与上述相同的方式，能够通过减小L以及K0来压缩成现实性的电路资源。

在傅立叶变换部44′的接收傅立叶变换运算机构44a的运算结果[A4′]的插值机构44c中，也按2个偏振波分量进行频率方向的插值处理，因此该处理结果[A5′]为2·L×R矩阵×K。如所述实施方式中所说明那样，还能够实现加大傅立叶变换运算机构44a的采样间隔而进行插值处理的方式和减小傅立叶变换运算机构44a的采样间隔而省略插值处理的方式中的任一者的结构，但是前者的方式从减小电路规模的观点考虑是有利的。

并且，传播信号运算部51′的运算中，对于每个子载波的S×R个序列的调制信号Ssym，乘以傅立叶变换部44′的运算结果[A5′]的矩阵，因此由该运算获得的传播信号Sasym中，关于2个偏振波分量，分别成为每个子载波L个序列，由窗函数运算部52′的运算获得的传播信号Sbsym中，关于2个偏振波分量，也分别成为每个子载波L个序列(假设插值率Dsc＝1)。

与所述实施方式同样地，该窗函数运算部52′进行频域中的插值卷积运算，但是需要将窗函数的时间长度设为能够忽略各路径内的入射方向可视为相同的多个射线间的相位关系的变化的程度的时间长度。

并且，加权运算部53′中，关于各探针天线，对L路径的信号进行加权加法运算，即对窗函数运算部52′的运算结果进行从U'个(水平/垂直偏振波和起来为2·U'个)OTA用探针天线输出L个入射方向的信号时的权重的乘法运算(每个偏振波面的U'×L矩阵乘法运算)。因此，该运算结果SCsym中，关于2个偏振波分量，分别成为每个载波U'序列。

另外，还能够对位移加法运算部55′的处理结果实施该加权的运算处理。通常为U'＞L，因此在该情况下IFFT数减少，但是能够用于实施矩阵运算的乘法运算时间成为时域的样品间隔，因此在矩阵乘法运算所需的乘法运算器数因资源再利用时间减少而增加的效果和IFFT数减少的效果的平衡中以有利的一方来实现即可。并且，对于该加权运算处理，还能够在最后模拟性地实施，而不通过数字处理而进行。

而且，关于时域信号生成部54′的运算结果SEsym以及位移加法运算部55′的运算结果Sout，2个偏振波分量也分别为U'序列。

在该实施方式的测试装置30′的情况下，对于由位移加法运算部55′生成的2个偏振波分量，将U'序列的入射波变换为实际的无线通信中所使用的模拟频带，如图8所示，在电波暗室5内，经由在OTA环境测试中所使用的探针天线Probe1～ProbeU'，向移动终端主体等具有接收天线的测试对象1发送2个偏振波分量并进行测试。

即使在为该测试装置30′的情况下，也以与所述实施方式相同的方式，在频域中进行传播路径的特性和调制信号的乘法运算处理，对该运算结果进行基于考虑了多普勒频移的频域中的窗函数运算的重采样处理，并根据该运算结果生成时域信号，因此与如以往方式那样，对每个发送天线的频域的信号进行傅立叶逆变换而变换为时域的信号之后赋予传播路径特性的情况相比，能够显著减小进行傅立叶逆变换的电路以及生成传播路径特性的电路的规模。

尤其，在求出传播路径的特性的运算中，优先进行波束成形特性和考虑了散射体的发送天线特性的运算，因此在此后的赋予多普勒频移以及瑞利分布的运算处理中，不存在取决于发送天线数的运算处理，因此如在下一代(第5代)的通信方式中提出那样，对基站侧(发送侧)使用如阵列天线那样的多个天线的系统进行测试时，能够显著减小后续的运算处理的规模，极其有效。

所述实施方式中，对在从发送天线射出的电波中包含2个正交的偏振波分量的情况进行了说明，但也可以将从发送天线射出的电波设为单一直线偏振波分量。在该情况下，对单一直线偏振波分量进行各传播路径运算部的运算即可。

在上述说明中，在多载波调制方式为OFDM的情况下进行了说明，但对使用了其他多载波调制方式即UFMC、GFDM、FBMC等的MIMO系统也能够同样地适用本发明。

尤其，在期待利用于第4代Evolution以及第5代的移动电话方式中的3D-MIMO/Massive-MIMO中，成为基站的发送天线数压倒性地多于移动终端的接收天线数的状态，本发明是非常有效的。

附图标记列表

1 测试对象

30、30′MIMO 方式系统的测试装置

31 层频域信号生成部

40、40′ 传播路径特性运算部

41 第1传播路径运算部

42 第2传播路径运算部

43 第3传播路径运算部

44、44′ 傅立叶变换部

51、51′ 传播信号运算部

52、52′ 窗函数运算部

53 路径信号加法运算部

53′ 加权运算部

54、54′ 时域信号生成部

54a 频带限制滤波器

54b 傅立叶逆变换运算机构

55、55′ 位移加法运算部

Claims (6)

1.一种多输入多输出方式系统的测试装置，其为应用使用复数K个载波的多载波调制方式、使用复数S个发送天线和复数U个接收天线的多输入多输出方式以及设定基于所述复数S个发送天线的放射束特性的波束成形处理方式的系统中的、生成从所述复数S个发送天线发出并经由包含N个散射体的传播环境通过所述复数U个接收天线接收的接收信号并赋予测试对象的多输入多输出方式系统的测试装置，所述多输入多输出方式系统的测试装置的特征在于，具备：

层频域信号生成部(31)，对于用于传递至所述测试对象的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号；

第1传播路径运算部(41)，对于由所述发送天线和所述层数确定的S×R个序列量的波束成形特性，乘以模拟所述发送天线所发出的信号根据该发送天线的特性对应每一个散射体输出为M个射线并到达所对应的散射体为止的传播路径的特性，由此求出考虑了波束成形特性的传播路径的特性；

第2传播路径运算部(42)，对于所述第1传播路径运算部的运算结果，乘以用于赋予因所述接收天线与所述测试对象一起进行移动而产生的多普勒频移的相位特性，由此求出考虑了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性；

第3传播路径运算部(43)，对于所述第2传播路径运算部的运算结果，乘以表示所述接收天线的接收特性的接收天线特性，由此求出考虑了所述各接收天线的接收特性的传播路径的特性；

傅立叶变换部(44)，所述第3传播路径运算部的运算结果中，按所述各接收天线，将多个多普勒频移可视为相同的所述射线进行分组并设为1个单元，并且分别对多普勒频率不同的L个单元量的传播路径的特性进行傅立叶变换处理，由此求出所述复数K个载波的间隔的每一个的频域中的传播路径的特性；

传播信号运算部(51)，对于所述傅立叶变换部的运算结果，乘以由所述层频域信号生成部生成的R×K个序列量的调制信号，由此每个所述载波以U×L个序列生成经由所述多个发送天线至所述多个接收天线的模拟传播路径的频域的传播信号；

窗函数运算部(52)，对于由所述传播信号运算部获得的每个所述载波的U×L个序列的传播信号，作为相当于基于以与该各序列对应的多普勒频率进行旋转的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算，由此每个所述载波进行U×L个序列的传播信号的提取处理；

路径信号加法运算部(53)，对于所述窗函数运算部的运算结果，按所述接收天线进行L个单元的信号的加法运算处理，由此每个所述载波生成U个序列的传播信号；

时域信号生成部(54)，对于所述路径信号加法运算部的运算结果进行傅立叶逆变换处理，由此生成由所述各接收天线分别接收的时域的信号；及

位移加法运算部(55)，对于所述时域信号生成部所生成的时域的信号，挪动所述窗函数的长度量来进行加法运算，由此生成通过所述各接收天线接收的连续的接收信号。

2.一种多输入多输出方式系统的测试装置，其为应用使用复数K个载波的多载波调制方式、使用复数S个发送天线和复数U个接收天线的多输入多输出方式以及设定基于所述复数S个发送天线的放射束特性的波束成形处理方式的系统中的、假设从所述复数S个发送天线发出并经由包含N个散射体的传播环境到达所述测试对象所具有的所述复数U个接收天线的模拟传播路径，生成用于经由该传播路径分别射入所述复数U个接收天线的入射波，并在电波暗室内通过U’个探针天线对测试对象赋予所述入射波的多输入多输出方式系统的测试装置，所述多输入多输出方式系统的测试装置的特征在于，具备：

层频域信号生成部(31)，对于用于传递至所述测试对象的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号；

第1传播路径运算部(41)，对于由所述发送天线和所述层数确定的S×R个序列量的波束成形特性，乘以模拟所述发送天线所发出的信号根据该发送天线的特性对应每一个散射体输出为M个射线并到达所对应的散射体为止的传播路径的特性，由此求出考虑了波束成形特性的传播路径的特性；

第2传播路径运算部(42)，对于所述第1传播路径运算部的运算结果，乘以用于赋予因所述接收天线与所述测试对象一同进行移动而产生的多普勒频移的相位特性，由此求出考虑了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性；

傅立叶变换部(44′)，所述第2传播路径运算部的运算结果中，将多个从所述测试对象观察的电波的入射方向可视为相同的所述射线进行分组并设为1个单元，并且分别对入射方向不同的L个单元量的传播路径的特性进行傅立叶变换处理，由此求出所述复数K个载波的间隔的每一个的频域中的传播路径的特性；

传播信号运算部(51′)，对于所述傅立叶变换部的运算结果，乘以由所述层频域信号生成部生成的R×K个序列量的调制信号，由此每个所述载波以L个序列生成经由所述多个发送天线至所述测试对象所具有的所述多个接收天线的入射路径为止的模拟传播路径的频域的传播信号；

窗函数运算部(52′)，对于由所述传播信号运算部获得的L各序列的传播信号，作为相当于基于以与该各序列对应的多普勒频率进行旋转的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算，由此每个所述载波进行L个序列的传播信号的提取处理；

加权运算部(53′)，对于所述窗函数运算部的运算结果，按所述探针天线进行L个单元的信号的加权合成处理，由此每个所述载波生成U’各序列的传播信号；

时域信号生成部(54′)，对于所述加权运算部的运算结果进行傅立叶逆变换处理，由此生成用于从所述各探针天线输出的时域的信号；及

位移加法运算部(55′)，对于所述时域信号生成部所生成的时域的信号，挪动所述窗函数的长度量来进行加法运算，由此生成从所述各探针天线分别输出并朝向所述测试对象射入的连续的入射波。

3.根据权利要求1或2所述的多输入多输出方式系统的测试装置，其特征在于，

所述傅立叶变换部包含：

傅立叶变换运算机构(44a)，进行对所述L个单元量的传播路径的特性的傅立叶变换运算处理；及

插值机构(44c)，进行对所述傅立叶变换运算机构的运算结果的频率轴方向的插值处理。

4.一种多输入多输出方式系统的测试方法，其为应用使用复数K个载波的多载波调制方式、使用复数S个发送天线和复数U个接收天线的多输入多输出方式以及设定基于所述复数S个发送天线的放射束特性的波束成形处理方式的系统中的、假设从所述复数S个发送天线发出并经由包含N个散射体的传播环境到达所述复数U个接收天线的模拟传播路径，生成经由该传播路径由所述复数U个接收天线接收的接收信号并赋予测试对象的多输入多输出方式系统的测试方法，所述多输入多输出方式系统的测试方法的特征在于，包含以下阶段：

对于用于向所述测试对象传递的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号的阶段；

对于由所述发送天线和所述层数确定的S×R个序列量的波束成形特性，乘以模拟所述发送天线所发出的信号根据该发送天线的特性对应每一个散射体输出为M个射线并到达所对应的散射体为止的传播路径的特性，由此求出考虑了波束成形特性的传播路径的特性的阶段；

对于赋予所述波束成形特性的传播路径的特性，乘以用于赋予因所述接收天线与所述测试对象一起进行移动而产生的多普勒频移的相位特性，由此求出考虑了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性的阶段；

对于加入了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性，乘以表示所述接收天线的接收特性的接收天线特性，由此求出考虑了所述各接收天线的接收特性的传播路径的特性的阶段；

加入了所述各接收天线的接收特性的传播路径的特性的运算结果中，按所述各接收天线将多个多普勒频移可视为相同的所述射线进行分组并设为1个单元，并且分别对多普勒频率不同的L个单元量的传播路径的特性进行傅立叶变换处理，由此求出所述复数K个载波间隔的每一个的频域中的传播路径的特性的阶段；

对于每个所述载波间隔的频域中的传播路径的特性，乘以所述生成的R×K个序列量的调制信号，由此每个所述载波以U×L个序列生成经由所述多个发送天线至所述多个接收天线为止的模拟传播路径的频域的传播信号的阶段；

对于每个所述载波以U×L个序列生成的频域的传播信号，作为相当于基于以与该各序列对应的多普勒频率进行旋转的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算，由此每个所述载波进行U×L个序列的传播信号的提取处理的阶段；

对于通过所述窗函数的频率特性的卷积运算提取的每个所述载波的U×L个序列的传播信号，按所述接收天线进行L个单元的信号的加法运算处理，由此每个所述载波生成U个序列的传播信号的阶段；

对通过所述加法运算处理生成的所述载波每一个的U个序列的传播信号进行傅立叶逆变换处理，由此生成由所述各接收天线分别接收的时域的信号的阶段；以及

对于所述生成的时域的信号，挪动所述窗函数的长度量并进行加法运算，由此生成通过所述各接收天线接收的连续的接收信号的阶段。

5.一种多输入多输出方式系统的测试方法，其为应用使用复数K个载波的多载波调制方式、使用复数S个发送天线和复数U个接收天线的多输入多输出方式以及设定基于所述复数S个发送天线的放射束特性的波束成形处理方式的系统中的、假设从所述复数S个发送天线发出并经由包含N个散射体的传播环境到达所述测试对象所具有的所述复数U个接收天线的模拟传播路径，生成用于经由该传播路径分别射入所述复数U个接收天线的入射波，并在电波暗室内通过U’个探针天线对测试对象赋予所述入射波的多输入多输出方式系统的测试装置，所述多输入多输出方式系统的测试方法的特征在于，包含以下阶段：

对于用于向所述测试对象传递的R层量的数据信号串，分别生成R×K个序列量的所述复数K个载波的每一个的频域的调制信号的阶段；

对于由所述发送天线和所述层数确定的S×R个序列量的波束成形特性，乘以模拟所述发送天线所发出的信号根据该发送天线的特性对应每一个散射体输出为M个射线并到达所对应的散射体为止的传播路径的特性，由此求出考虑了波束成形特性的传播路径的特性的阶段；

对于赋予所述波束成形特性的传播路径的特性，乘以用于赋予因所述接收天线与所述测试对象一起进行移动而产生的多普勒频移的相位特性，由此求出考虑了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性的阶段；

对于加入了所述测试对象的移动状态的传播路径的特性，乘以表示所述接收天线的接收特性的接收天线特性，由此求出考虑了所述各接收天线的接收特性的传播路径的特性的阶段；

加入了所述测试对象的移动状态的特性中，将多个从所述测试对象观察的电波的入射方向可视为相同的所述射线进行分组并设为1个单元，并且分别对入射方向不同的L个单元量的传播路径的特性进行傅立叶变换处理，由此求出所述复数K个载波的间隔的每一个的频域中的传播路径的特性的阶段；

对于每个所述载波间隔的频域中的传播路径的特性，乘以所述生成的R×K个序列量的调制信号，由此每个所述载波以L个序列生成经由所述多个发送天线至所述多个接收天线为止的模拟传播路径的频域的传播信号的阶段；

对于每个所述载波以L个序列生成的传播信号，作为相当于基于以与该各序列对应的多普勒频率进行旋转的窗函数的乘法运算的信号切割的频域中的处理，进行所述窗函数的频率特性的卷积运算，由此每个所述载波进行L个序列的传播信号的提取处理；

对于通过所述窗函数的频率特性的卷积运算提取的传播信号，按所述探针天线进行L个单元的信号的加权合成处理，由此每个所述载波生成U’个序列的传播信号的阶段；

对于所述加权处理的运算结果进行傅立叶逆变换处理，由此生成用于从所述各探针天线输出的时域的信号的阶段；以及

对于所述生成的时域的信号，挪动所述窗函数的长度量并进行加法运算，由此生成通过所述各接收天线接收的连续的接收信号的阶段。

6.根据权利要求4或5所述的多输入多输出方式系统的测试方法，其特征在于，

求出每个所述载波间隔的频域中的传播路径的特性的阶段包含：

进行对所述L个单元量的传播路径的特性的傅立叶变换运算处理的阶段；及

进行对该傅立叶变换运算处理的运算结果的频率轴方向的插值处理的阶段。