JP2017092864A - 可変リアクタンス回路 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷インピーダンスが高速で変動しても自動的にインピーダンス整合を実現する、大電力、高周波用の可変リアクタンス回路を提供する。【解決手段】本発明に係る可変リアクタンス回路は、ＦＥＴなどのスイッチと、インダクタとコンデンサで構成される高調波反射回路を縦続接続した回路であって、該スイッチは使用する周波数の２倍の周波数でスイッチングを行い、入力される電圧とスイッチの制御信号との位相差を制御することで、入力側からみたリアクタンス値が制御されることを特徴とする。【選択図】図１

Description

本発明は、高周波、大電力に対してリアクタンス値を任意の値に制御できる可変リアクタンス回路に関する。

一般に、回路の線路長が信号の波長に対して無視できないほど長い回路では、接続する二つの回路どうし（例えば、電源と負荷）のインピーダンスの不整合によって電力反射が発生する。このような場合、電源と負荷の間にインピーダンス整合回路を挿入することで電力反射を低減することが可能である。

しかし、接続される回路の片方、もしくは両方のインピーダンスが変動する場合、電力反射を常に低減するには、自動インピーダンス整合回路が必要となる。自動インピーダンス整合回路にはバリアブルコンデンサやバラクタダイオードといった可変リアクタンス回路が搭載されており、該可変リアクタンス回路のリアクタンス値を変化させて電力反射を低減する（例えば、特許文献１および非特許文献１を参照）。また、整合できるインピーダンスの範囲は、可変リアクタンス回路が取り得るリアクタンス値の範囲に依存する。

一方、非特許文献２に記載されている、走行中の電気自動車への無線電力伝送は高周波、大電力であり、走行状況によって負荷のインピーダンスは高速で変動する。これに使用する自動インピーダンス整合回路の可変リアクタンス回路は、大電力に耐えうること、可変できるリアクタンス値の範囲が非常に広いこと、高速に制御できることが望まれている。

特開２００９―９３９９０号公報

佐藤翔一 他，"リアルタイム負荷追従インピーダンス自動整合回路，"信学論（Ｃ），ｖｏｌ．Ｊ９７―Ｃ，ｎｏ．１２，ｐｐ．５４９―５５３，Ｄｅｃ．２０１４． 大平孝，"電化道路電気自動車，"自動車技術 特集：進化する道路関連技術，ｖｏｌ．６７，ｎｏ．１０，ｐｐ．４７―５０，Ｏｃｔ．２０１３．

従来の可変リアクタンス回路として、バリアブルコンデンサとバラクタダイオードがある。前記バリアブルコンデンサは、可変できるリアクタンス値の範囲が狭い、高速で制御することができないという欠点がある。また前記バラクタダイオードは、可変できるリアクタンス値の範囲が狭い、大電力で使用することができないという欠点がある。このように、大電力、高速制御、広範囲なリアクタンス値の３点を同時に満たす可変リアクタンス回路は存在しない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、本発明係る可変リアクタンス回路は、大電力、高速制御、広範囲なリアクタンス値の３点を同時に満たす回路である。

本発明に係る第１の可変リアクタンス回路は、高周波かつ大電力に対して広範にリアクタンス値を制御するための可変リアクタンス回路であって、
正弦波入力ポートを有する２ポートの高調波反射手段と、該正弦波入力ポートの反対側において該高周波反射手段に２つの端子で接続されるスイッチング手段とを備え、
前記高周波反射手段は、インダクタとコンデンサとで構成され、
前記スイッチング手段は、正弦波入力ポートに入力される正弦波入力信号の周波数に対し、整数倍の周波数でスイッチングされるスイッチを備えるものである
ことを特徴とする。

本発明係る第２の可変リアクタンス回路は、前記第１の可変リアクタンス回路であって、
前記スイッチング手段は、前記スイッチの制御信号を出力する制御部を備え、該制御部によって制御された該スイッチの制御信号と前記正弦波入力信号との位相差を可変にすることにより、正弦波の入力側からみたリアクタンス値を変化させるものであることを特徴とする。

本発明係る第３の可変リアクタンス回路は、前記第２の可変リアクタンス回路であって、
前記スイッチング手段は、スイッチ駆動電源を備え、前記制御部は、前記スイッチ駆動電源の周波数を制御するものであることを特徴とする。

本発明係る第４の可変リアクタンス回路は、前記第１ないし第３のいずれかの可変リアクタンス回路であって、
前記高調波反射手段は、少なくとも１つの第１のコンデンサが、前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に直列に接続されており、少なくとも１つの第１のインダクタと少なくとも１つの第２のコンデンサとで形成される１組のＬＣ配線が、前記第１のコンデンサが接続される配線のうち該コンデンサよりも前記スイッチング手段が配置される側と残りの配線との間に接続されており、
前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して１倍である
ことを特徴とする。

本発明係る第５の可変リアクタンス回路は、前記第４の可変リアクタンス回路であって、
前記高調波反射手段は、さらに、前記第１のコンデンサが接続される配線のうち該コンデンサよりも前記正弦波入力ポートの側において少なくとも１つの第２のインダクタが直接に接続されており、該第２のインダクタの両側と他の配線との間に第３および第４のコンデンサがそれぞれ接続されていることを特徴とする。

本発明係る第６の可変リアクタンス回路は、前記第１ないし第３のいずれかの可変リアクタンス回路であって、
前記高調波反射手段は、少なくとも１つのインダクタが前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に接続され、少なくとも１つのコンデンサが前記２ポートに接続される２本の配線の間に接続されており、
前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して２倍である
ことを特徴とする。

本発明係る第７の可変リアクタンス回路は、前記第１ないし第３のいずれかの可変リアクタンス回路であって、
前記高調波反射手段は、少なくとも１つのインダクタが前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に接続され、複数のコンデンサが前記２ポートに接続される２本の配線の間に並列に接続されており、
前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して２倍である
ことを特徴とする。

本発明係る第８の可変リアクタンス回路は、前記第１ないし第３のいずれかの可変リアクタンス回路であって、
前記高調波反射手段は、複数のインダクタが前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に直列に接続され、少なくとも１つのコンデンサが前記２ポートに接続される２本の配線の間に接続されており、
前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して２倍である
いることを特徴とする。

本発明係る第９の可変リアクタンス回路は、前記第１ないし第３のいずれかの可変リアクタンス回路であって、
前記高調波反射手段は、複数のインダクタが前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に直列に接続され、複数のコンデンサが前記２ポートに接続される２本の配線の間に並列に接続されており、
前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して２倍である
ことを特徴とする。

本発明係る第１０の可変リアクタンス回路は、前記第６ないし第９のいずれかの可変リアクタンス回路であって、
前記インダクタの一部または全部には、さらにコンデンサが直列または／および並列に接続されていることを特徴とする。

本発明係る第１１の可変リアクタンス回路は、前記第６ないし第１０のいずれかの可変リアクタンス回路であって、
前記コンデンサの一部または全部には、さらにインダクタが直列に接続されていることを特徴とする。

本発明係る第１２の可変リアクタンス回路は、前記第６ないし第１１のいずれかの可変リアクタンス回路であって、
前記スイッチは、第１の端子が、前記インダクタの少なくとも１つに対して直列に接続され、第２の端子が、前記第２の端子との間に前記コンデンサの少なくとも１つが介在するように接続されていることを特徴とする。

本発明係る可変リアクタンス回路は、正弦波入力ポートと、インダクタとコンデンサで構成される２ポート高調波反射回路と、スイッチ（例えばＦＥＴなど）を縦続接続した、耐電力性が高く高速スイッチング可能な素子からなる回路であり、正弦波入力の周波数に対し整数倍の周波数でスイッチをＯＮ／ＯＦＦ動作させることができる。

さらに、正弦波入力電圧とスイッチの制御信号との位相差を制御することで、正弦波入力側からみたリアクタンス値が制御できる。前記正弦波入力電圧とスイッチの制御信号との位相差を０°から３６０°まで制御すると、可変できるリアクタンス値の範囲は―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲とすることができる。

本発明係る可変リアクタンス回路の構成図 本発明係る可変リアクタンス回路の原理説明図 本発明係る可変リアクタンス回路の動作波形 ＣＬＣＬはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 ＣＬＣＬはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 実施例１の高調波反射回路のインダクタの値を０．５倍、キャパシタの値を２倍としたＣＬＣＬはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 実施例１の高調波反射回路のインダクタの値を０．５倍、キャパシタの値を２倍としたＣＬＣＬはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 実施例１の電源の周波数を２倍、スイッチング周波数を２倍、高調波反射回路のインダクタの値を０．５倍、キャパシタの値を０．５倍としたＣＬＣＬはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 実施例１の電源の周波数を２倍、スイッチング周波数を２倍、高調波反射回路のインダクタの値を０．５倍、キャパシタの値を０．５倍としたＣＬＣＬはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 ＬＣＬＣはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 ＬＣＬＣはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 ＬＣＬＬはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 ＬＣＬＬはしご型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 ＬＣＬＬブリッジＴ型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 ＬＣＬＬブリッジＴ型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 ＬＣＬＣブリッジ型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 ＬＣＬＣブリッジ型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 ３次短絡フィルター型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 ３次短絡フィルター型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 ３次開放フィルター型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 ３次開放フィルター型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 ＬＣＬ―Ｔ型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 ＬＣＬ―Ｔ型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 ＣＬＣ―π型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路 ＣＬＣ―π型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 スイッチング周波数と電源の周波数を等しくした実施例２１にかかる可変リアクタンス回路の基本回路 スイッチング周波数と電源の周波数を等しくした実施例２１にかかる可変リアクタンス回路のシミュレーション結果 スイッチング周波数と電源の周波数を等しくした実施例２２にかかるＣＬＣ―π型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路の基本回路 スイッチング周波数と電源の周波数を等しくした実施例２２にかかるＣＬＣ―π型高調波反射回路で構成した可変リアクタンス回路のシミュレーション結果

本発明を実施するための形態について、以下に図を参照しながら説明する。

本発明係る可変リアクタンス回路の構成図を図１に示す。可変リアクタンス回路の構成は正弦波入力ポートと、２ポート高調波反射回路と、スイッチ（例えばＦＥＴなど）を縦続接続した構成である。高調波反射回路は任意の数のインダクタとキャパシタで構成される。

本発明係る可変リアクタンス回路の原理説明図を図２に示す。可変リアクタンス回路が内部インピーダンスＺ_０の高周波電源に接続されている場合を考える。

高周波電源から出力される電圧をＶ_Ｓとする。Ｖ_Ｓは、振幅｜Ｖ_Ｓ｜、周波数ｆ_０（周期Ｔ_０＝1／ｆ_０）の正弦波とすると、時間をｔとしたとき、Ｖ_Ｓ＝｜Ｖ_Ｓ｜ｓｉｎ（２πｆ_０ｔ）となる。

本発明係る可変リアクタンス回路の動作波形を図３に示す。図３の（ａ）はＶ_Ｓの波形である。図３の（ｂ）はスイッチの制御電圧Ｖ_ＣＯＮの波形である。Ｖ_ＣＯＮの周波数は２ｆ_０であり、電源の周波数ｆ_０の２倍の周波数でスイッチングを行う。つまり、スイッチング周波数ｆ_ＳＷと電源の周波数ｆ_０との関係はｆ_ＳＷ＝２ｆ_０である。Ｖ_ＣＯＮが０のとき（図３の（ｂ）ではＴ_０／４≦ｔ≦Ｔ_０／２と３Ｔ_０／４≦ｔ≦Ｔ_０の区間のとき）、スイッチがオフとなる。Ｖ_ＳとＶ_ＣＯＮの波形が図３の（ａ）と図３の（ｂ）の関係にあるとき、位相差φは０と定義する。図３の（ｃ）は図３の（ｂ）の波形を位相ψだけ進めたＶ_ＣＯＮの波形である。つまり、図３の（ａ）と図３の（ｃ）の関係にあるとき、位相差φはφ＝ψとなる。

前述した位相差φを０°から３６０°まで連続的に制御することによって、可変リアクタンス回路のリアクタンス値を連続的に制御できる。

スイッチングを行うため、スイッチにかかる電圧と電流は高調波を含む。高周波電源から出力される電圧の周波数ｆ_０の信号（以下、基本波ということがある。）の２倍の周波数でスイッチングを行うため、偶数次高調波は発生せず、奇数次高調波のみ発生する。

可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲となるとき、電源側からリアクタンスをみたときの基本波における反射係数Γは、反射係数の大きさ｜Γ｜が｜Γ｜＝１、反射係数の位相∠Γが０°≦∠Γ≦３６０°となる。反射係数の大きさ｜Γ｜が｜Γ｜＜１のとき、｜Γ｜が小さければ小さいほど損失が大きくなる。

基本波にとって、高調波は損失となる。高調波反射回路は位相差φが０°から３６０°までの全ての範囲において、スイッチで発生した高調波成分を反射し、スイッチに戻す役割を担う。高調波反射回路により、電源側に出てくる高調波成分はなくなり、理論的には損失のない可変リアクタンス回路が実現できる。

図４は、素子数四つで構成した高調波反射回路を用いた可変リアクタンス回路の一例である。この可変リアクタンス回路で用いている高調波反射回路は、スイッチ側ポートと並列にコンデンサＣ１を接続し、その一端にインダクタンスＬ１を接続し、スイッチと接続していない側のＬ１の端子とＬ１を接続していない側のスイッチの端子との間にコンデンサＣ２を接続し、Ｌ１とＣ２が接続されている端子にインダクタンスＬ２を接続し、Ｌ１とＣ２が接続されていないＬ２の端子とＬ１が接続されていないスイッチの端子を入力ポートとする回路である。この高調波反射回路をＣＬＣＬはしご型高調波反射回路と呼称する。

電源周波数の周波数ｆ_０がｆ_０＝１ＭＨｚの信号の場合、ＣＬＣＬはしご型高調波反射回路は、Ｌ１＝５．６２７μＨ、Ｌ２＝３４μＨ、Ｃ１＝２．２５１ｎＦ、Ｃ２＝８．５ｎＦとなるように値を設定する。

図５は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝５．６２７μＨ、Ｌ２＝３４μＨ、Ｃ１＝２．２５１ｎＦ、Ｃ２＝８．５ｎＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図５のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８０、∠Γ=―８９．８°である。φが４５°（図５のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８３、∠Γ=―４４．９°である。φが９０°（図５のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８４、∠Γ=―０．１°である。φが１３５°（図５のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８３、∠Γ=４４．７°である。φが１８０°（図５のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８０、∠Γ=８９．７°である。φが２２５°（図５のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７８、∠Γ=１３４．８°である。φが２７０°（図５のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７６、∠Γ=１８０．０°である。φが３１５°（図５のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７７、∠Γ=―１３４．８°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

任意の正の実数をＮとすると、高調波反射回路はインダクタの値をＮ倍、キャパシタの値を１／Ｎ倍としても成り立つ。実施例２として、図６に、実施例１の高調波反射回路のインダクタの値を０．５倍、キャパシタの値を２倍としたときの可変リアクタンス回路を示す。

図７は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝２．８１３５μＨ、Ｌ２＝１７μＨ、Ｃ１＝４．５０２ｎＦ、Ｃ２＝１７ｎＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図７のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６７、∠Γ=―９０．４°である。φが４５°（図７のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６３、∠Γ=―４５．０°である。φが９０°（図７のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６６、∠Γ=―０．３°である。φが１３５°（図７のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７１、∠Γ=４５．５°である。φが１８０°（図７のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７７、∠Γ=９０．３°である。φが２２５°（図７のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８０、∠Γ=１３５．１°である。φが２７０°（図７のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８６、∠Γ=１７８．３°である。φが３１５°（図７のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７３、∠Γ=―１３５．５°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

任意の正の実数をＭとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値を１／Ｍ倍、キャパシタの値を１／Ｍ倍としても成り立つ。実施例３として、図８に、実施例１の電源の周波数をｆ_０＝２ＭＨｚとしたときの可変リアクタンス回路を示す。

図９は、ｆ_０＝２ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝４ＭＨｚ、Ｌ１＝５．６２７μＨ、Ｌ２＝３４μＨ、Ｃ１＝２．２５１ｎＦ、Ｃ２＝８．５ｎＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図９のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８１、∠Γ=―８９．８°である。φが４５°（図９のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８３、∠Γ=―４４．８°である。φが９０°（図９のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８４、∠Γ=―０．０°である。φが１３５°（図９のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８３、∠Γ=４４．９°である。φが１８０°（図９のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８１、∠Γ=８９．８°である。φが２２５°（図９のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７７、∠Γ=１３４．８°である。φが２７０°（図９のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７５、∠Γ=１８０．０°である。φが３１５°（図９のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７６、∠Γ=―１３４．９°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

実施例２、実施例３をまとめると、任意の正の実数をＮ、Ｍとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値をＮ／Ｍ倍、キャパシタの値を１／（ＮＭ）倍としても成り立つ。

図１０は、素子数四つで構成した高調波反射回路を用いた可変リアクタンス回路の一例である。この可変リアクタンス回路で用いている高調波反射回路は、スイッチ側ポートと直列にインダクタンスＬ１を接続し、スイッチが接続していない側のＬ１の端子とＬ１を接続していない側のスイッチの端子との間にコンデンサＣ１を接続し、Ｃ１とＬ１が接続されている端子にインダクタンスＬ２を接続し、Ｃ１とＬ１を接続していない側のＬ２の端子とＬ１を接続していないスイッチの端子との間にコンデンサＣ２を並列に接続し、Ｃ２の両端を入力ポートとする回路である。この高調波反射回路をＬＣＬＣはしご型高調波反射回路と呼称する。

電源周波数の周波数ｆ_０がｆ_０＝１ＭＨｚの信号の場合、ＬＣＬＣはしご型高調波反射回路は、Ｌ１＝５．６２７μＨ、Ｌ２＝２２μＨ、Ｃ１＝２．２５１ｎＦ、Ｃ２＝７ｎＦとなるように値を設定する。

図１１は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝５．６２７μＨ、Ｌ２＝２２μＨ、Ｃ１＝２．２５１ｎＦ、Ｃ２＝７ｎＦ、内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図１１のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９４０、∠Γ=―９０．０°である。φが４５°（図１１のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９４８、∠Γ=―４３．８°である。φが９０°（図１１のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６９、∠Γ=１．８°である。φが１３５°（図１１のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９９０、∠Γ=４６．３°である。φが１８０°（図１１のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９９９、∠Γ=９０．０°である。φが２２５°（図１１のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９９１、∠Γ=１３３．８°である。φが２７０°（図１１のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７１、∠Γ=１７８．３°である。φが３１５°（図１１のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９４９、∠Γ=―１３６．３°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

実施例４のように、実施例５の回路においても、任意の正の実数をＮ、Ｍとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値をＮ／Ｍ倍、キャパシタの値を１／（ＮＭ）倍としても成り立つ。

図１２は、素子数四つで構成した高調波反射回路を用いた可変リアクタンス回路の一例である。この可変リアクタンス回路で用いている高調波反射回路は、スイッチ側ポートと直列にインダクタンスＬ１を接続し、スイッチを接続していない側のＬ１の端子とＬ１を接続していないスイッチの端子との間にコンデンサＣ１を接続し、Ｃ１とＬ１が接続されている端子に直列にインダクタンスＬ２が接続され、Ｃ１とＬ１が接続されていない側のＬ２の端子とＬ１を接続していないスイッチの端子との間にインダクタＬ３を並列に接続し、Ｌ３の両端を入力ポートとする回路である。この高調波反射回路をＬＣＬＬはしご型高調波反射回路と呼称する。

電源周波数の周波数ｆ_０がｆ_０＝１ＭＨｚの信号の場合、ＬＣＬＬはしご型高調波反射回路は、Ｌ１＝７．９６μＨ、Ｌ２＝９．２μＨ、Ｌ３＝０．７３μＨ、Ｃ１＝３．１８ｎＦとなるように値を設定する。

図１３は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝７．９６μＨ、Ｌ２＝９．２μＨ、Ｌ３＝０．７３μＨ、Ｃ１＝３．１８ｎＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図１３のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８８、∠Γ=―９０．１°である。φが４５°（図１３のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８６、∠Γ=―４５．２°である。φが９０°（図１３のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８４、∠Γ=０．２°である。φが１３５°（図１３のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８１、∠Γ=４４．９°である。φが１８０°（図１３のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８０、∠Γ=９０．１°である。φが２２５°（図１３のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８２、∠Γ=１３５．２°である。φが２７０°（図１３のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８５、∠Γ=―１７９．８°である。φが３１５°（図１３のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８７、∠Γ=―１３４．９°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

実施例４、６のように、実施例７の回路においても、任意の正の実数をＮ、Ｍとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値をＮ／Ｍ倍、キャパシタの値を１／（ＮＭ）倍としても成り立つ。

図１４は、素子数四つで構成した高調波反射回路を用いた可変リアクタンス回路の一例である。この可変リアクタンス回路で用いている高調波反射回路は、スイッチ側ポートに直列にインダクタンスＬ１を接続し、スイッチを接続していない側のＬ１の端子とＬ１を接続していないスイッチの端子との間にコンデンサＣ１を接続し、Ｃ１とＬ１が接続されている端子に直列にインダクタンスＬ２が接続され、Ｃ１とＬ１を接続していない側のＬ２の端子とＬ１を接続しているスイッチの端子との間にインダクタＬ３を接続し、Ｌ２とＬ３を接続した端子と、Ｃ１とスイッチが接続した端子を入力ポートとする回路である。この高調波反射回路をＬＣＬＬブリッジＴ型高調波反射回路と呼称する。

電源周波数の周波数ｆ_０がｆ_０＝１ＭＨｚの信号の場合、ＬＣＬＬはしご型高調波反射回路は、Ｌ１＝０．６９μＨ、Ｌ２＝３０μＨ、Ｌ３＝３０μＨ、Ｃ１＝１０．２ｎＦとなるように値を設定する。

図１５は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝０．６９μＨ、Ｌ２＝３０μＨ、Ｌ３＝３０μＨ、Ｃ１＝１０．２ｎＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図１５のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８１、∠Γ=―９１．１°である。φが４５°（図１５のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６８、∠Γ=―４５．９°である。φが９０°（図１５のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６１、∠Γ=―０．２°である。φが１３５°（図１５のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６４、∠Γ=４５．６°である。φが１８０°（図１５のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７５、∠Γ=９１．０°である。φが２２５°（図１５のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８８、∠Γ=１３５．８°である。φが２７０°（図１５のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９９６、∠Γ=―１８０．0°である。φが３１５°（図１５のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９９３、∠Γ=―１３５．６°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

実施例４、６、８のように、実施例９の回路においても、任意の正の実数をＮ、Ｍとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値をＮ／Ｍ倍、キャパシタの値を１／（ＮＭ）倍としても成り立つ。

図１６は、素子数四つで構成した高調波反射回路を用いた可変リアクタンス回路の一例である。この可変リアクタンス回路で用いている高調波反射回路は、スイッチ側ポートの一方の端子にインダクタンスＬ１とコンデンサＣ１を接続し、スイッチのもう一方の端子にインダクタンスＬ２とコンデンサＣ２を接続し、Ｌ１とＬ２のスイッチと接続されていない端子同士が接続され、Ｃ１とＣ２のスイッチと接続されていない端子同士が接続され、Ｌ１とＬ２の接続点およびＣ１とＣ２の接続点を入力ポートとする回路である。この高調波反射回路をＬＣＬＣブリッジ型高調波反射回路と呼称する。

電源周波数の周波数ｆ_０がｆ_０＝１ＭＨｚの信号の場合、ＬＣＬＬはしご型高調波反射回路は、Ｌ１＝６００μＨ、Ｌ２＝７４５μＨ、Ｃ１＝０．１ｎＦ、Ｃ２＝１１．７ｐＦとなるように値を設定する。

図１７は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝６００μＨ、Ｌ２＝７４５μＨ、Ｃ１＝０．１ｎＦ、Ｃ２＝１１．７ｐＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図１７のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７５、∠Γ=―９０．３°である。φが４５°（図１７のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７４、∠Γ=―４５．１°である。φが９０°（図１７のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７４、∠Γ=０．２°である。φが１３５°（図１７のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７８、∠Γ=４５．４°である。φが１８０°（図１７のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８３、∠Γ=９０．３°である。φが２２５°（図１７のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８５、∠Γ=１３５．４°である。φが２７０°（図１７のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８５、∠Γ=１７９．８°である。φが３１５°（図１７のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８０、∠Γ=―１３５．４°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

実施例４、６、８、１０のように、実施例１１の回路においても、任意の正の実数をＮ、Ｍとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値をＮ／Ｍ倍、キャパシタの値を１／（ＮＭ）倍としても成り立つ。

実施例１から実施例１２までに示した可変リアクタンス回路は素子数を四つに限定した高調波反射回路を用いていたが、素子数を四つに限定しなければ、高調波反射回路になり得る回路は他にも存在する。

図１８は、素子数五つで構成した高調波反射回路を用いた可変リアクタンス回路の一例である。この可変リアクタンス回路で用いている高調波反射回路は、スイッチ側ポートと並列にインダクタンスＬ１とコンデンサＣ１を直列接続したものとインダクタンスＬ２接続し、スイッチの一方の端子にインダクタンスＬ３を接続し、スイッチと接続していない側のＬ３の端子とＬ３と接続していない側のスイッチの端子との間にＣ２を接続し、Ｃ２の２つの接続点を入力ポートとする回路である。この高調波反射回路を３次短絡フィルター型高調波反射回路と呼称する。

電源周波数の周波数ｆ_０がｆ_０＝１ＭＨｚの信号の場合、３次短絡フィルター型高調波反射回路は、Ｌ１＝２．６５３μＨ、Ｌ２＝２１．２２μＨ、Ｌ３＝０．３μＨ、Ｃ１＝１．０６１ｎＦ、Ｃ２＝４１ｎＦとなるように値を設定する。

図１９は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝２．６５３μＨ、Ｌ２＝２１．２２μＨ、Ｌ３＝０．３μＨ、Ｃ１＝１．０６１ｎＦ、Ｃ２＝４１ｎＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図１９のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７５、∠Γ=―８９．２°である。φが４５°（図１９のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７７、∠Γ=―４４．３°である。φが９０°（図１９のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８６、∠Γ=０．２°である。φが１３５°（図１９のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８０、∠Γ=４４．５°である。φが１８０°（図１９のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７６、∠Γ=８９．５°である。φが２２５°（図１９のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６９、∠Γ=１３４．５°である。φが２７０°（図１９のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６５、∠Γ=１８０．０°である。φが３１５°（図１９のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６７、∠Γ=―１３４．６°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

実施例４、６、８、１０、１２のように、実施例１３の回路においても、任意の正の実数をＮ、Ｍとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値をＮ／Ｍ倍、キャパシタの値を１／（ＮＭ）倍としても成り立つ。

図２０は、素子数五つで構成した高調波反射回路を用いた可変リアクタンス回路の一例である。この可変リアクタンス回路で用いている高調波反射回路は、スイッチ側ポートと直列にインダクタンスＬ１とコンデンサＣ１を並列接続したものを接続し、さらにコンデンサＣ２を直列に接続し、Ｌ１とＣ１が接続されていない側のＣ２の端子とＬ１とＣ１が接続されていない側のスイッチの端子との間にＣ３接続され、Ｃ２とＣ３との接続点にＬ２を接続し、Ｃ２とＣ３が接続されていない側のＬ２の端子と、Ｌ１とＣ１が接続していない側のスイッチの端子を入力ポートとする回路である。この高調波反射回路を３次開放フィルター型高調波反射回路と呼称する。

電源周波数の周波数ｆ_０がｆ_０＝１ＭＨｚの信号の場合、３次短絡フィルター型高調波反射回路は、Ｌ１＝２．６５３μＨ、Ｌ２＝８４μＨ、Ｃ１＝１．０６１ｎＦ、Ｃ２＝８．４８７ｎＦ、Ｃ３＝０．１５ｎＦとなるように値を設定する。

図２１は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝２．６５３μＨ、Ｌ２＝８４μＨ、Ｃ１＝１．０６１ｎＦ、Ｃ２＝８．４８７ｎＦ、Ｃ３＝０．１５ｎＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図２１のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７４、∠Γ=―９１．２°である。φが４５°（図２１のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６０、∠Γ=―４５．７°である。φが９０°（図２１のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９５６、∠Γ=０．１°である。φが１３５°（図２１のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６３、∠Γ=４５．９°である。φが１８０°（図２１のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７６、∠Γ=９１．１°である。φが２２５°（図２１のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９９０、∠Γ=１３５．９°である。φが２７０°（図２１のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９９４、∠Γ=１７９．９°である。φが３１５°（図２１のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８７、∠Γ=―１３５．９°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

実施例４、６、８、１０、１２、１４のように、実施例１５の回路においても、任意の正の実数をＮ、Ｍとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値をＮ／Ｍ倍、キャパシタの値を１／（ＮＭ）倍としても成り立つ。

図２２は、素子数三つで構成した高調波反射回路を用いた可変リアクタンス回路の一例である。この可変リアクタンス回路で用いている高調波反射回路は、スイッチ側ポートと直列にインダクタンスＬ１を接続し、スイッチが接続していない側のＬ１の端子とＬ１を接続していない側のスイッチの端子との間にコンデンサＣ１を接続し、Ｃ１とＬ１が接続されている端子にインダクタンスＬ２を接続し、Ｃ１とＬ１を接続していない側のＬ２の端子と、スイッチとＣ１が接続されている端子を入力ポートとする回路である。この高調波反射回路をＬＣＬ―Ｔ型高調波反射回路と呼称する。

電源周波数の周波数ｆ_０がｆ_０＝１ＭＨｚの信号の場合、ＬＣＬ―Ｔ型高調波反射回路は、Ｌ１＝１０．５４μＨ、Ｌ２＝７４．２０μＨ、Ｃ１＝８９４．２ｐＦとなるように値を設定する。

図２３は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝１０．５４μＨ、Ｌ２＝７４．２０μＨ、Ｃ１＝８９４．２ｐＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図２３のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８５、∠Γ=―９０．２°である。φが４５°（図２３のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８１、∠Γ=―４５．２°である。φが９０°（図２３のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８０、∠Γ=０．１°である。φが１３５°（図２３のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８０、∠Γ=４５．１°である。φが１８０°（図２３のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８３、∠Γ=９０．２°である。φが２２５°（図２３のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８６、∠Γ=１３５．２°である。φが２７０°（図２３のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８８、∠Γ=―１８０．０°である。φが３１５°（図２３のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８７、∠Γ=―１３５．１°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

実施例４、６、８、１０、１２、１４、１６のように、実施例１７の回路においても、任意の正の実数をＮ、Ｍとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値をＮ／Ｍ倍、キャパシタの値を１／（ＮＭ）倍としても成り立つ。

図２４は、素子数三つで構成した高調波反射回路を用いた可変リアクタンス回路の一例である。この可変リアクタンス回路で用いている高調波反射回路は、スイッチ側ポートと並列にコンデンサＣ１を接続し、その一端にインダクタンスＬ１を接続し、スイッチと接続していない側のＬ１の端子とＬ１を接続していない側のスイッチの端子との間にコンデンサＣ２を接続し、Ｃ２の両端を入力ポートとする回路である。この高調波反射回路をＣＬＣ―π型高調波反射回路と呼称する。

電源周波数の周波数ｆ_０がｆ_０＝１ＭＨｚの信号の場合、ＣＬＣ―π型高調波反射回路は、Ｌ１＝１２．２５μＨ、Ｃ１＝６０１．７ｐＦ、Ｃ２＝１２．８０ｎＦとなるように値を設定する。

図２５は、ｆ_０＝１ＭＨｚ、ｆ_ＳＷ＝２ＭＨｚ、Ｌ１＝１２．２５μＨ、Ｃ１＝６０１．７ｐＦ、Ｃ２＝１２．８０ｎＦ、電源の内部インピーダンスＺ_０＝基準インピーダンス＝５０Ω、位相差φを０°から３６０°まで４５°刻みで変化させたときの反射係数Γをシミュレーションで求め、スミスチャート上にプロットした図である。

φが０°（図２５のａ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６７、∠Γ=―８９．４°である。φが４５°（図２５のｂ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７５、∠Γ=―４４．４°である。φが９０°（図２５のｃ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８２、∠Γ=０．３°である。φが１３５°（図２５のｄ点）のとき、｜Γ｜＝０．９８４、∠Γ=４４．８°である。φが１８０°（図２５のｅ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７８、∠Γ=８９．４°である。φが２２５°（図２５のｆ点）のとき、｜Γ｜＝０．９７０、∠Γ=１３４．４°である。φが２７０°（図２５のｇ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６３、∠Γ=１７９．７°である。φが３１５°（図２５のｈ点）のとき、｜Γ｜＝０．９６１、∠Γ=―１３４．８°である。

反射係数の大きさはどのφにおいても｜Γ｜≒１、反射係数の位相は∠Γ≒（φ―９０°）となり、可変できるリアクタンス値の範囲が―ｊ∞Ωからｊ∞Ωまでの全範囲である可変リアクタンス回路であることを示している。

実施例４、６、８、１０、１２、１４、１６、１８のように、実施例１９の回路においても、任意の正の実数をＮ、Ｍとすると、電源の周波数をＭｆ_０としたとき、スイッチング周波数をｆ_ＳＷ＝２Ｍｆ_０、高調波反射回路はインダクタの値をＮ／Ｍ倍、キャパシタの値を１／（ＮＭ）倍としても成り立つ。

上述の通り、本発明に係る可変リアクタンス回路の基本原理は、電源から入力される信号の周波数（基本波）に対して２倍の周波数でスイッチングを行うというものであるが、ＦＥＴなどスイッチング素子において前記基本波と同じ周波数（１倍）でスイッチングしてもよい。以下に、実施例を示す。

本実施例にかかる可変リアクタンス回路の基本回路の回路図を図２６に示す。スイッチに並列にＬ１、Ｃ１の直列接続されたものが接続され、スイッチと電源の間にＣ２が直列に接続された構成となっている。
前記基本回路は基本波と同じ周波数でスイッチングを行う。入力信号とスイッチングの位相差を０〜πまで制御することで電源側からみた反射係数の位相を０〜２πまで制御することができる。
前記基本回路のシミュレーションを、ＡＤＳを用いて行った。Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎで素子値の最適化を行い、Ｇｏａｌは２つ設けた。１つは「反射係数が描く軌跡の円の半径を大きくする」、もう１つは「反射係数が描く軌跡の円の中心がスミスチャートの円の中心にあること」である。前記２つのＧｏａｌで最適化を行った結果、Ｌ１＝３．０５μＨ、Ｃ１＝２．２５ｎＦ、Ｃ２＝７．２４μＦとなった。
位相差をπ／８刻みで０〜πまで変化させたときの反射係数の軌跡を図２７に示す。位相差が０のとき、反射係数の位相がπとなり、反時計周りに円を描いていることがわかる。反射係数の大きさの平均は０．７１であり、効率は５０％であった。

実施例２１に記載の基本回路にＣＬＣ―π型の高調波反射回路を付加した構成を図２８に示す。
また、ＣＬＣ―π型の高調波反射回路を付加した実施例２１に係る基本回路のシミュレーションを、ＡＤＳを用いて行った。Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎで素子値の最適化を行い、Ｇｏａｌは「反射係数が描く軌跡の円の半径を大きくする」とした。前記Ｇｏａｌで最適化を行った結果、Ｌ１＝２０．９μＨ、Ｌ２＝２５．３μＨ、Ｃ１＝５２７ｐＦ、Ｃ２＝１５．４μＦ、Ｃ３＝４４．９ｐＦ、Ｃ４＝４．１３ｎＦとなった。
位相差をπ／８刻みで０〜πまで変化させたときの反射係数の軌跡を図２９に示す。位相差が０のとき、反射係数の位相がπとなり、反時計周りに円を描いていることがわかる。反射係数の大きさの平均は０．９８であり、効率は９６％であった。

Claims (12)

1. 高周波かつ大電力に対して広範にリアクタンス値を制御するための可変リアクタンス回路であって、
   正弦波入力ポートを有する２ポートの高調波反射手段と、該正弦波入力ポートの反対側において該高周波反射手段に２つの端子で接続されるスイッチング手段とを備え、
   前記高周波反射手段は、インダクタとコンデンサとで構成され、
   前記スイッチング手段は、正弦波入力ポートに入力される正弦波入力信号の周波数に対し、整数倍の周波数でスイッチングされるスイッチを備えるものである
   ことを特徴とする可変リアクタンス回路。
2. 前記スイッチング手段は、前記スイッチの制御信号を出力する制御部を備え、該制御部によって制御された該スイッチの制御信号と前記正弦波入力信号との位相差を可変にすることにより、正弦波の入力側からみたリアクタンス値を変化させるものであることを特徴とする請求項１に記載の可変リアクタンス回路。
3. 前記スイッチング手段は、スイッチ駆動電源を備え、前記制御部は、前記スイッチ駆動電源の周波数を制御するものであることを特徴とする請求項２に記載の可変リアクタンス回路。
4. 前記高調波反射手段は、少なくとも１つの第１のコンデンサが、前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に直列に接続されており、少なくとも１つの第１のインダクタと少なくとも１つの第２のコンデンサとで形成される１組のＬＣ配線が、前記第１のコンデンサが接続される配線のうち該コンデンサよりも前記スイッチング手段が配置される側と残りの配線との間に接続されており、
   前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して１倍である
   ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の可変リアクタンス回路。
5. 前記高調波反射手段は、さらに、前記第１のコンデンサが接続される配線のうち該コンデンサよりも前記正弦波入力ポートの側において少なくとも１つの第２のインダクタが直接に接続されており、該第２のインダクタの両側と他の配線との間に第３および第４のコンデンサがそれぞれ接続されていることを特徴とする請求項４に記載の可変リアクタンス回路。
6. 前記高調波反射手段は、少なくとも１つのインダクタが前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に接続され、少なくとも１つのコンデンサが前記２ポートに接続される２本の配線の間に接続されており、
   前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して２倍である
   ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の可変リアクタンス回路。
7. 前記高調波反射手段は、少なくとも１つのインダクタが前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に接続され、複数のコンデンサが前記２ポートに接続される２本の配線の間に並列に接続されており、
   前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して２倍である
   ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の可変リアクタンス回路。
8. 前記高調波反射手段は、複数のインダクタが前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に直列に接続され、少なくとも１つのコンデンサが前記２ポートに接続される２本の配線の間に接続されており、
   前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して２倍である
   いることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の可変リアクタンス回路。
9. 前記高調波反射手段は、複数のインダクタが前記２ポートに接続される２本の配線のうち任意の１本に直列に接続され、複数のコンデンサが前記２ポートに接続される２本の配線の間に並列に接続されており、
   前記スイッチング手段によるスイッチの周波数は、前記正弦波入力信号の周波数に対して２倍である
   ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の可変リアクタンス回路。
10. 前記インダクタの一部または全部には、さらにコンデンサが直列または／および並列に接続されていることを特徴とする請求項６ないし９のいずれかに記載の可変リアクタンス回路。
11. 前記コンデンサの一部または全部には、さらにインダクタが直列に接続されていることを特徴とする請求項６ないし１０に記載の可変リアクタンス回路。
12. 前記スイッチは、第１の端子が、前記インダクタの少なくとも１つに対して直列に接続され、第２の端子が、前記第２の端子との間に前記コンデンサの少なくとも１つが介在するように接続されていることを特徴とする請求項６ないし１１に記載の可変リアクタンス回路。
    
    

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