JP2017055481A - Dc power supply unit and air conditioner - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機に関する。 The present invention relates to a DC power supply device that converts an AC voltage into a DC voltage, and an air conditioner using the DC power supply device.
電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
そこで、特許文献１のように交流電源を直流電源に変換する直流電源装置において、回路にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Efect-Transistor）を備えた同期整流回路が提案されている。
Trains, automobiles, air conditioners, and the like are equipped with a DC power supply device that converts an AC voltage into a DC voltage. And the direct-current voltage output from a direct-current power supply device is converted into the alternating voltage of a predetermined frequency with an inverter, and this alternating voltage is applied to loads, such as a motor. Such a DC power supply is required to improve power conversion efficiency and save energy.
Therefore, a synchronous rectifier circuit having a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Efect-Transistor) in a circuit has been proposed in a DC power supply device that converts an AC power supply into a DC power supply as in
ところで、直流電源装置には省エネルギ化の他に、電子機器や配電・受電設備の保護といった観点から高調波電流の低減が求められており、そのためには電源力率の改善が必要である。そこで、電源力率改善のために交流電源と整流回路の間にリアクトルを設けて、電源半周期毎に少なくとも１回以上回路を短絡させることで電源力率の改善と直流電圧の昇圧を行う手法が一般的に用いられている。 By the way, in addition to energy saving, the DC power supply apparatus is required to reduce harmonic current from the viewpoint of protection of electronic equipment and power distribution / reception facilities. For this purpose, the power source power factor needs to be improved. Therefore, in order to improve the power factor of the power source, a reactor is provided between the AC power source and the rectifier circuit, and the power source power factor is improved and the DC voltage is boosted by short-circuiting the circuit at least once every half cycle of the power source. Is generally used.
ところで、直流電源装置に接続されている負荷が大きくなればなるほど、短絡回数を増やして力率の改善と直流電圧の昇圧を行わなければならない。しかし、スイッチング回数が増えるほどスイッチング損失が増えるため、回路損失としては大きくなってしまう。また、高速にスイッチングを行うためには電流検出の精度を上げる必要がある。 By the way, the larger the load connected to the DC power supply, the more the number of short circuits must be increased to improve the power factor and boost the DC voltage. However, since the switching loss increases as the number of switching increases, the circuit loss increases. Further, in order to perform switching at high speed, it is necessary to improve the accuracy of current detection.
特許文献１の回路構成では、回路短絡時には同期整流を実施していないため回路損失は大きい。そして、回路を短絡するために第２の整流回路やスイッチング素子を追加しているため回路規模の増大やコストアップに繋がってしまう。更に、電流検出にカレントトランスを用いているため、高速スイッチングを行うためには高速のカレントトランスを用いる必要があるためコストアップになってしまう。
そこで本発明は、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置を提供し、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供することを課題とする。
In the circuit configuration of
Then, this invention makes it a subject to provide the direct-current power supply device which can make high efficiency and suppression of a harmonic current compatible, and to provide the air conditioner using this direct-current power supply device.
前記した課題を解決するため、本発明の直流電源装置は、交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１，第２のスイッチング素子を制御する制御手段と、前記交流電源と前記整流回路との間に接続されて、前記整流回路に通流する平均電流を検出する第１の電流検出手段と、前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第２の電流検出手段とを備えることを特徴とする。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
In order to solve the above problems, a DC power supply device according to the present invention includes a rectifier circuit connected to an AC power supply and having first to fourth diodes, and the third diode as a parasitic diode, or the first The third diode is connected in parallel, has a withstand voltage characteristic in the direction in which the third diode is turned off, and has a saturation voltage lower than the forward voltage drop of the first to fourth diodes. 1 switching element and the fourth diode as a parasitic diode, or connected in parallel to the fourth diode, having a withstand voltage characteristic in a direction in which the fourth diode is turned off, And a second switching element having a saturation voltage lower than a forward voltage drop of the first to fourth diodes, and provided between the AC power supply and the rectifier circuit. A reactor connected to the output side of the rectifier circuit, smoothing a voltage applied from the rectifier circuit, control means for controlling the first and second switching elements, and the AC power source A rectifier circuit connected between the rectifier circuit and detecting a mean current flowing through the rectifier circuit; and connected between the rectifier circuit and a negative electrode of the smoothing capacitor. And a second current detecting means for detecting an instantaneous current flowing through the first current detecting means.
Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.
本発明によれば、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供可能となる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, it becomes possible to provide the DC power unit which can achieve high efficiency and suppression of a harmonic current, and the air conditioner using this DC power unit.
以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
図１は、本実施形態に係る直流電源装置１の構成図である。
図１に示すように、直流電源装置１は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力するコンバータである。直流電源装置１は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram of a DC
As shown in FIG. 1, the
直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）および第１の電流検出手段であるシャント抵抗Ｒ１、第２の電流検出手段であるカレントトランス１１と、第３の電流検出手段であるシャント抵抗Ｒ２とを備えている。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）とは、ブリッジ整流回路１０を構成する。
なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）はスイッチング素子であり、ダイオードＤ３はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードであり、ダイオードＤ４はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の飽和電圧はダイオードＤ１，Ｄ２と寄生ダイオードＤ３，Ｄ４の順方向電圧降下よりも低い。
The DC
The MOSFETs (Q1, Q2) are switching elements, the diode D3 is a parasitic diode of the MOSFET (Q1), and the diode D4 is a parasitic diode of the MOSFET (Q2). Further, the saturation voltage of the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) is lower than the forward voltage drop of the diodes D1, D2 and the parasitic diodes D3, D4.
この直流電源装置１は更に、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８とを備えている。コンバータ制御部１８は、交流電源ＶＳのリアクトルＬ１側の端子の電圧が正極性かつＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフ状態の場合と、交流電源ＶＳの一端側の電圧が負極性かつＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態の場合の瞬時電流を検出する。
The
ダイオードＤ１，Ｄ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、ブリッジ接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードに接続され、その接続点Ｎ１は配線ｈｂを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。 The diodes D1, D2 and the MOSFETs (Q1, Q2) are bridge-connected. The anode of the diode D1 is connected to the cathode of the diode D2, and the connection point N1 is connected to one end of the AC power supply VS via the wiring hb.
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、接続点Ｎ２と配線ｈａとリアクトルＬ１とを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
ダイオードＤ２のアノードは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースに接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
The source of the MOSFET (Q1) is connected to the drain of the MOSFET (Q2). The source of the MOSFET (Q1) is connected to one end of the AC power supply VS via the connection point N2, the wiring ha, and the reactor L1.
The anode of the diode D2 is connected to the source of the MOSFET (Q2).
The drain of the MOSFET (Q1) is connected to the cathode of the diode D1.
また、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極と負荷Ｈの一端に接続されている。更にダイオードＤ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースはシャント抵抗Ｒ１とシャント抵抗Ｒ２と配線ｈｄを介して、それぞれ平滑コンデンサＣ１の負極および負荷Ｈの他端に接続されている。シャント抵抗Ｒ１はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端子と平滑コンデンサＣ１の負極端子の間に接続されている。シャント抵抗Ｒ２はダイオードＤ２のアノードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端子の間に接続されている。 The cathode of the diode D1 and the drain of the MOSFET (Q1) are connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 and one end of the load H through the wiring hc. Furthermore, the sources of the diode D2 and the MOSFET (Q2) are connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1 and the other end of the load H through the shunt resistor R1, the shunt resistor R2, and the wiring hd, respectively. The shunt resistor R1 is connected between the source terminal of the MOSFET (Q2) and the negative terminal of the smoothing capacitor C1. The shunt resistor R2 is connected between the anode of the diode D2 and the source terminal of the MOSFET (Q2).
リアクトルＬ１は、配線ｈａ上、つまり交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられている。このリアクトルＬ１は、交流電源ＶＳから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。
Reactor L1 is provided on wiring ha, that is, between AC power supply VS and
平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。この平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。
The smoothing capacitor C1 smoothes the voltage rectified through the diode D1 and the MOSFET (Q1) to obtain a DC voltage Vd. The smoothing capacitor C1 is connected to the output side of the
スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフ制御される。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を用いることで、スイッチングを高速で行うことができ、更に電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路の導通損失を低減できる。
The MOSFETs (Q1, Q2) that are switching elements are on / off controlled by a command from the
このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失を更に低減することが可能である。ここで、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードには、回路短絡動作時に逆回復電流が発生する。特にスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、通常のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きいという課題がある。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、逆回復時間（ｔｒｒ：Reverse Recovery Time）が小さいＭＯＳＦＥＴを使用することで、スイッチング損失を低減することができる。 By using a super junction MOSFET having a small on-resistance as the MOSFETs (Q1, Q2), it is possible to further reduce conduction loss. Here, a reverse recovery current is generated in the parasitic diode of the MOSFET during a circuit short-circuit operation. In particular, the parasitic diode of the super junction MOSFET has a problem that the reverse recovery current is larger than that of a normal MOSFET parasitic diode and the switching loss is large. Therefore, switching loss can be reduced by using a MOSFET having a short reverse recovery time (trr) as the MOSFET (Q1, Q2).
ダイオードＤ１，Ｄ２はアクティブ動作時においても逆回復電流が発生しないため、その順方向電圧小さいものを選定することが好ましい。例えば、一般的な整流ダイオードや高耐圧のショットキーバリアダイオードを使用することで、回路の導通損失を低減することが可能である。
カレントトランス１１は、回路に通流する平均電流を検出する機能を有している。このカレントトランス１１は、ダイオードＤ５を通して整流し、抵抗Ｒ３と平滑コンデンサＣ２によって平滑することで、回路に通流する平均電流を検出している。
シャント抵抗Ｒ１，Ｒ２は、回路に流れる瞬時電流を検出する機能を有している。
Since diodes D1 and D2 do not generate a reverse recovery current even during active operation, it is preferable to select diodes D1 and D2 having a low forward voltage. For example, it is possible to reduce the conduction loss of the circuit by using a general rectifier diode or a high breakdown voltage Schottky barrier diode.
The
The shunt resistors R1 and R2 have a function of detecting an instantaneous current flowing through the circuit.
ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと直流電圧昇圧比ａから決定される電流制御ゲインＫｐを制御する機能を有している。このときＫｐ×Ｉｓを所定値に制御することで、交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄをａ倍に昇圧することができる。
The
交流電圧検出部１３は、交流電源ＶＳから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。
The
ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電源電圧Ｖｓの値に関して、その正負が切り替わったか、つまり、ゼロクロス点に達したか否かを判定する機能を有している。ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。
The zero
負荷検出部１５は、例えば不図示のシャント抵抗によって構成され、負荷Ｈに流れる電流を検出する機能を有している。なお、負荷Ｈがインバータやモータである場合、負荷検出部１５によって検出した負荷電流によってモータの回転速度やモータの印加電圧を演算してもよい。また、後記する直流電圧検出部１７によって検出した直流電圧とモータの印加電圧から、インバータの変調率を演算してもよい。負荷検出部１５は、その検出値（電流、モータ回転数、変調率等）を昇圧比制御部１６に出力する。
The
昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５の検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比ａを選定し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そして目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにコンバータ制御部１８はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）に駆動パルスを出力することで、スイッチング制御を行う。
The step-up
直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、その検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
The
コンバータ制御部１８を含むブロックＭは、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、カレントトランス１１またはシャント抵抗Ｒ１，Ｒ２、ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６、および直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。
The block M including the
本実施形態の直流電源装置１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を上下に組んだ構成としている。この構成に変わる別形態として、本実施形態のダイオードＤ２の位置にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を配置し、本実施形態のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の位置にダイオードＤ２を配置する下２個の構成が考えられる。この構成の場合、後述する回路短絡動作を行った場合に、交流電源ＶＳとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）との間にリアクトルＬ１を介さずに短絡電流が直接グランド（配線ｈｄ）を流れてしまうためノイズが過大となってしまう。
これを回避するため、本実施形態の直流電源装置１では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を上下に配置した構成としている。しかし、この構成の場合、前述した通り回路短絡動作を行ったときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３には逆回復電流（Ｉｒｒ）が発生する。この逆回復電流が大きいほど、更にはスイッチング回数が多いほどスイッチング損失は大きくなってしまう。そこで、本実施形態の直集電源装置ではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）にはＩｒｒの小さい、つまり逆回復時間（ｔｒｒ）の速い高速ｔｒｒタイプのＭＯＳＦＥＴを用いている。
The DC
In order to avoid this, in the DC
次に、本実施形態の直流電源装置１の動作モードについて説明する。
直流電源装置１の動作モードとしては、大きく分けてダイオード整流モード、同期整流モード、部分スイッチングモード、高速スイッチングモードの４つを考える。部分スイッチングモード、高速スイッチングモードは、コンバータがアクティブ動作（力率改善動作）をするモードであり、ブリッジ整流回路１０に力率改善電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行うモードである。例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧する必要がある。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるにしたがって高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、部分スイッチングモードまたは高速スイッチングモードで昇圧を行い、高調波電流の低減つまり、電源入力の力率を改善させる必要がある。
Next, the operation mode of the DC
The operation modes of the DC
≪ダイオード整流モード≫
ダイオード整流モードは、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて全波整流を行うモードである。このモードではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態である。
≪Diode rectification mode≫
The diode rectification mode is a mode in which full-wave rectification is performed using four diodes D1 to D4. In this mode, the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) are off.
図２は交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
図２において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→シャント抵抗Ｒ２→ダイオードＤ２→カレントトランス１１→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が流れるため、コンバータ制御部１８は、シャント抵抗Ｒ１の端子電圧により瞬時電流値を検出する。またコンバータ制御部１８は、カレントトランス１１により平均電流を検出する。
FIG. 2 shows a current path that flows through the circuit when diode rectification is performed when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity.
In FIG. 2, a current flows in the direction indicated by the broken-line arrow during a period in which the AC power supply voltage Vs is a positive half cycle. That is, the current flows in the order of AC power supply VS → reactor L1 → parasitic diode D3 → smoothing capacitor C1 → shunt resistor R1 → shunt resistor R2 → diode D2 →
図３は交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
図３において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→カレントトランス１１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ４→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に流れる。
このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が流れるため、コンバータ制御部１８は、シャント抵抗Ｒ１の端子電圧により瞬時電流を検出する。またコンバータ制御部１８は、カレントトランス１１で平均電流を検出する。
FIG. 3 shows a current path that flows through the circuit when diode rectification is performed when the AC power supply voltage Vs has a negative polarity.
In FIG. 3, a current flows in the direction indicated by the broken-line arrow during the period of a half cycle in which the AC power supply voltage Vs is negative. That is, the current flows in the order of AC power supply VS →
At this time, since a current flows through the shunt resistor R1, the
≪同期整流モード≫
前述のダイオード整流モードよりも高効率な動作を行うために、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。
≪Synchronous rectification mode≫
In order to perform a more efficient operation than the above-described diode rectification mode, synchronous rectification control is performed by switching the MOSFETs (Q1, Q2) according to the polarity of the AC power supply voltage Vs.
図４は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
図４において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→シャント抵抗Ｒ１→シャント抵抗Ｒ２→ダイオードＤ２→カレントトランス１１→交流電源ＶＳの順に流れる。
このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が流れるため、コンバータ制御部１８は、シャント抵抗Ｒ１の端子電圧により瞬時電流を検出する。またコンバータ制御部１８は、カレントトランス１１で平均電流を検出する。
FIG. 4 is a diagram showing a current path that flows through the circuit when synchronous rectification is performed when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity.
In FIG. 4, current flows in the direction indicated by the broken-line arrow during a period in which the AC power supply voltage Vs is a positive half cycle. That is, the current flows in the order of AC power source VS → reactor L1 → MOSFET (Q1) → smoothing capacitor C1 → shunt resistor R1 → shunt resistor R1 → shunt resistor R2 → diode D2 →
At this time, since a current flows through the shunt resistor R1, the
このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オン状態である。仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオン状態で無い場合には、前述のダイオード整流動作のように電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの特性は悪いため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。 At this time, the MOSFET (Q2) is always off, and the MOSFET (Q1) is always on. If the MOSFET (Q1) is not in the ON state, current flows through the parasitic diode D3 of the MOSFET (Q1) as in the diode rectification operation described above. However, since the characteristics of the parasitic diode of the MOSFET are usually poor, a large conduction loss occurs. Therefore, the conduction loss can be reduced by turning on the MOSFET (Q1) and allowing a current to flow through the on-resistance portion of the MOSFET (Q1). This is the principle of so-called synchronous rectification control. Note that the on-operation start timing of the MOSFET (Q1) is determined from the zero cross timing at which the polarity of the AC power supply voltage Vs switches from negative to positive. The timing at which the MOSFET (Q1) is turned off is the timing at which the polarity of the AC power supply voltage Vs is switched from positive to negative.
図５は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
図５において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源ＶＳ→カレントトランス１１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オン状態である。
このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が流れるため、コンバータ制御部１８は、シャント抵抗Ｒ１の端子電圧により瞬時電流を検出する。またコンバータ制御部１８は、カレントトランス１１で平均電流を検出する。
FIG. 5 is a diagram illustrating a current path that flows through the circuit when synchronous rectification is performed when the AC power supply voltage Vs has a negative polarity.
In FIG. 5, a current flows in the direction indicated by the broken-line arrow during a period in which the AC power supply voltage Vs is negative half cycle. That is, current flows in the order of AC power supply VS →
At this time, since a current flows through the shunt resistor R1, the
なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるタイミングである。
以上のように直流電源装置１を動作させることで、高効率動作が可能となる。
Note that the on-operation start timing of the MOSFET (Q2) is determined from the zero cross timing at which the polarity of the AC power supply voltage Vs is switched from positive to negative. The timing at which the MOSFET (Q2) is turned off is the timing at which the polarity of the AC power supply voltage Vs is switched from negative to positive.
By operating the DC
図６（ａ）〜（ｄ）は、同期整流時における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
図６（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図６（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図６（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図６（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図６（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
図６（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベル、負のときにＬレベルとなる。
図６（ｄ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベル、負のときにＨレベルとなる。
図６（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが所定振幅に達した場合、つまり交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄに対して大きい場合に流れる。
6A to 6D are waveform diagrams of the AC power supply voltage Vs, the circuit current is, and the MOSFET drive pulse during the synchronous rectification.
6A shows the waveform of the instantaneous value vs of the AC power supply voltage, and FIG. 6B shows the waveform of the circuit current is. FIG. 6C shows a drive pulse waveform of the MOSFET (Q1), and FIG. 6D shows a drive pulse waveform of the MOSFET (Q2).
As shown in FIG. 6A, the instantaneous value vs of the AC power supply voltage has a substantially sinusoidal waveform.
As shown in FIG. 6C, the drive pulse of the MOSFET (Q1) is at the H level when the polarity of the AC power supply voltage Vs is positive and at the L level when it is negative.
As shown in FIG. 6D, the drive pulse of the MOSFET (Q2) is inverted from the drive pulse of the MOSFET (Q1). When the polarity of the AC power supply voltage Vs is positive, the drive pulse is low. Becomes H level.
As shown in FIG. 6B, the circuit current is flows when the AC power supply voltage Vs reaches a predetermined amplitude, that is, when the AC power supply voltage Vs is larger than the DC voltage Vd.
≪高速スイッチング動作≫
次に直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチング動作について説明する。
この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御して、リアクトルＬ１を介して回路を短絡させ（以降、力率改善動作と呼ぶ）、回路に短絡電流（以降、力率改善電流と呼ぶ）を通流させることで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。まず、力率改善電流を通流させた場合の動作について説明する。
≪High-speed switching operation≫
Next, a high-speed switching operation for boosting the DC voltage Vd and improving the power factor will be described.
In this operation mode, the MOSFETs (Q1, Q2) are controlled to be switched at a certain switching frequency, the circuit is short-circuited via the reactor L1 (hereinafter referred to as power factor correction operation), and a short-circuit current (hereinafter referred to as power factor) is supplied to the circuit. The DC voltage Vd is boosted and the power factor is improved. First, the operation when the power factor correction current is passed will be described.
交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルで同期整流を行った場合、電流の流れは図４の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記した通りである。このとき、図６（ｂ）に示したように、電源電圧に対して回路電流ｉｓは歪んでいる。これは、電流が流れるタイミングが交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さくなった場合のみであることと、リアクトルＬ１の特性から生じるものである。
そこで、複数回に亘って回路に力率改善電流を通流させることで、回路電流ｉｓを正弦波に近づけることで力率の改善を行い、高調波電流を低減する。
When the AC power supply voltage Vs is synchronously rectified in a positive cycle, the current flow is as shown in FIG. 4, and the operation of the MOSFETs (Q1, Q2) is as described above. At this time, as shown in FIG. 6B, the circuit current is is distorted with respect to the power supply voltage. This is because the current flows only when the DC voltage Vd becomes smaller than the AC power supply voltage Vs, and the characteristic of the reactor L1.
Therefore, by passing the power factor correction current through the circuit a plurality of times, the power factor is improved by bringing the circuit current is closer to a sine wave, and the harmonic current is reduced.
図７は、電源電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせた場合に流れる力率改善電流ｉｓｐの経路を示した図である。 FIG. 7 is a diagram illustrating a path of the power factor correction current isp that flows when the MOSFET (Q2) is turned on in a positive cycle of the power supply voltage.
力率改善電流ｉｓｐの経路としては、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→シャント抵抗Ｒ２→ダイオードＤ２→カレントトランス１１→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、以下の式（１）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。
The path of the power factor improving current isp is in the order of AC power supply VS → reactor L1 → MOSFET (Q2) → shunt resistor R2 → diode D2 →
交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルで同期整流を行った場合の電流の流れは図５の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記の通りである。なお、このとき、シャント抵抗Ｒ２に電流が流れているため、このシャント抵抗Ｒ２で過電流検出を行う。 The flow of current when synchronous rectification is performed in a cycle where the AC power supply voltage Vs is negative is as shown in FIG. 5, and the operation of the MOSFETs (Q1, Q2) is as described above. At this time, since a current flows through the shunt resistor R2, overcurrent detection is performed by the shunt resistor R2.
図８は、電源電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて力率改善電流ｉｓｐを通流させた場合の経路を示した図である。 FIG. 8 is a diagram showing a path in the case where the MOSFET (Q1) is turned on and the power factor correction current isp is caused to flow in a cycle in which the power supply voltage is negative.
電流の経路としては、交流電源ＶＳ→カレントトランス１１→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。
The current path is in the order of AC power supply VS →
図９（ａ）〜（ｄ）は、力率改善電流を２回通流させた場合（２ショットと呼ぶ）における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の駆動パルスの波形図である。 9A to 9D show the AC power supply voltage Vs, the circuit current is, and the drive pulses of the MOSFETs (Q1, Q2) when the power factor correction current is passed twice (referred to as two shots). It is a waveform diagram.
図９（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図９（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図９（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図９（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図９（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
FIG. 9A shows the waveform of the instantaneous value vs of the AC power supply voltage, and FIG. 9B shows the waveform of the circuit current is. FIG. 9C shows a drive pulse waveform of the MOSFET (Q1), and FIG. 9D shows a drive pulse waveform of the MOSFET (Q2).
As shown in FIG. 9A, the instantaneous value vs of the AC power supply voltage has a substantially sinusoidal waveform.
図９（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＬレベルのパルスとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のときにＬレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。 As shown in FIG. 9C, the driving pulse of the MOSFET (Q1) becomes H level when the polarity of the AC power supply voltage Vs is positive, and further becomes two L level pulses at a predetermined timing. It becomes L level when the polarity of the AC power supply voltage Vs is negative, and further becomes two H level pulses at a predetermined timing.
図９（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転している。これは、力率改善動作と同期整流を組み合わせて行っているためである。例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンして力率改善動作を行う。その後ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフした後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンしている区間は同期整流動作となる。このように、力率改善動作と同期性流動作を組み合わせることで、力率改善を行いつつ高効率動作が可能である。 As shown in FIG. 9C, the drive pulse of the MOSFET (Q2) is inverted from the drive pulse of the MOSFET (Q1). This is because the power factor correction operation and synchronous rectification are combined. For example, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the MOSFET (Q2) is turned on to perform the power factor correction operation. Thereafter, after the MOSFET (Q1) is turned off, the section in which the MOSFET (Q2) is turned on is a synchronous rectification operation. In this way, by combining the power factor improvement operation and the synchronous flow operation, high efficiency operation is possible while improving the power factor.
図９（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がり、交流電源電圧Ｖｓが負極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。 As shown in FIG. 9B, the circuit current is rises when the AC power supply voltage Vs is positive and the drive pulse of the MOSFET (Q2) becomes H level, and the AC power supply voltage Vs is negative and It rises when the drive pulse of the MOSFET (Q1) becomes H level. Thereby, a power factor is improved.
例えば交流電源電圧Ｖｓが正の場合、力率改善動作中の電流経路は、図７に示すようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンとなって同期整流動作に切り替わったときの電流経路は、図４に示すようになる。 For example, when the AC power supply voltage Vs is positive, the current path during the power factor correction operation is as shown in FIG. The current path when the MOSFET (Q2) is turned off and the MOSFET (Q1) is turned on to switch to the synchronous rectification operation is as shown in FIG.
なお、この力率改善動作と前述したダイオード整流動作を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、力率改善動作中の電流経路は図７に示すようになり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフした後、寄生ダイオードＤ３がオンとなってダイオード整流動作に切り替わったときの電流経路は図２に示すようになる。 Note that this power factor correction operation and the above-described diode rectification operation may be combined. That is, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the current path during the power factor correction operation is as shown in FIG. 7, and after the MOSFET (Q2) is turned off, the parasitic diode D3 is turned on and the diode rectifying operation is performed. The current path when switched to is as shown in FIG.
図１０（ａ）〜（ｄ）は、高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の駆動パルスの波形図である。
図１０（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図１０（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図１０（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図１０（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図１０（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
10A to 10D are waveform diagrams of AC power supply voltage Vs, circuit current is, and driving pulses of MOSFETs (Q1, Q2) when high-speed switching is performed.
FIG. 10A shows the waveform of the instantaneous value vs of the AC power supply voltage, and FIG. 10B shows the waveform of the circuit current is. FIG. 10C shows a drive pulse waveform of the MOSFET (Q1), and FIG. 10D shows a drive pulse waveform of the MOSFET (Q2).
As shown in FIG. 10A, the instantaneous value vs of the AC power supply voltage has a substantially sinusoidal waveform.
高速スイッチング動作においては、例えば電源電圧が正の極性の場合、力率改善動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフ状態とすることで、力率改善電流ｉｓｐを通流させる。次にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にする。このように、このように力率改善動作の有無に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフを切り替えているのは、同期整流を行っているためである。単純に高速スイッチング動作を行うためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を一定周波数でスイッチング動作を行えばよい。しかし、このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）もオフ状態であると、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３を流れることになる。前記したように、この寄生ダイオードは特性が悪く、電圧ドロップが大きいために、導通損失が大きくなってしまう。そこで本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にして同期整流を行うことで、導通損失を低減しているのである。
直流電源装置１に流れる回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の式（２）で表すことができる。
In the high-speed switching operation, for example, when the power supply voltage has a positive polarity, the power factor correction current isp is caused to flow by turning on the MOSFET (Q2) and turning off the MOSFET (Q1) during the power factor correction operation. . Next, the MOSFET (Q2) is turned off and the MOSFET (Q1) is turned on. Thus, the reason why the MOSFETs (Q1, Q2) are switched on and off in accordance with the presence / absence of the power factor correction operation is that synchronous rectification is performed. In order to simply perform a high-speed switching operation, the MOSFET (Q1) is always in an off state, and the MOSFET (Q2) may be switched at a constant frequency. However, at this time, if the MOSFET (Q1) is also in the off state when the MOSFET (Q2) is off, the current flows through the parasitic diode D3 of the MOSFET (Q1). As described above, this parasitic diode has poor characteristics and a large voltage drop, resulting in a large conduction loss. Therefore, in this embodiment, when the MOSFET (Q2) is turned off, the conduction loss is reduced by performing synchronous rectification with the MOSFET (Q1) turned on.
The circuit current is (instantaneous value) flowing through the DC
さらに、この式（２）を書き換えると、以下の式（３）となる。
Furthermore, when this equation (2) is rewritten, the following equation (3) is obtained.
式（４）は、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流実効値Ｉｓとの関係を示すものである。ここで、回路電流ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗Ｒ１で検出した値であり、回路電流実効値Ｉｓはカレントトランス１１にて検出した値である。
交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフかつＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフにして力率改善動作を行う。このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流は流れず、シャント抵抗Ｒ２に電流が流れる。この状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフにして同期整流モードに変わったとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が通流する。つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフ状態のとき（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオンまたはオフ）、言い換えると力率改善動作を行っていないときに回路電流ｉｓ（瞬時値）を検出する。交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合は同様にして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態のとき（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオンまたはオフ）、言い換えると力率改善動作を行っていないときに回路電流ｉｓ（瞬時値）を検出する。
Equation (4) shows the relationship between the circuit current is (instantaneous value) and the circuit current effective value Is. Here, the circuit current is (instantaneous value) is a value detected by the shunt resistor R1, and the circuit current effective value Is is a value detected by the
When the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the power factor correction operation is performed with the MOSFET (Q2) turned off and the MOSFET (Q1) turned off. At this time, no current flows through the shunt resistor R1, and a current flows through the shunt resistor R2. From this state, when the MOSFET (Q2) is turned on and the MOSFET (Q1) is turned off to change to the synchronous rectification mode, a current flows through the shunt resistor R1. That is, the circuit current is (instantaneous value) is detected when the MOSFET (Q2) is in the off state (the MOSFET (Q1) is on or off), that is, when the power factor correction operation is not performed. Similarly, when the AC power supply voltage Vs has a negative polarity, when the MOSFET (Q1) is off (MOSFET (Q2) is on or off), in other words, when the power factor correction operation is not performed, the circuit current is (Instantaneous value) is detected.
式（３）を変形して式（４）を代入すると、以下の式（５）となる。
When formula (3) is modified and formula (4) is substituted, formula (5) below is obtained.
昇圧比の逆数を右辺とすると、以下の式（６）となる。
When the reciprocal of the step-up ratio is the right side, the following equation (6) is obtained.
さらに、ＭＯＳＦＥＴのデューティｄは、式（７）のように表すことが可能である。
Furthermore, the duty d of the MOSFET can be expressed as in Expression (7).
以上より、式（６）に示したＫｐ×Ｉｓを制御することで、交流電源電圧Ｖｓの実効値のａ倍に昇圧可能であり、そのときのＭＯＳＦＥＴのデューティｄ（通流率）は、式（７）で与えることができる。 As described above, by controlling Kp × Is shown in the equation (6), the voltage can be boosted to a times the effective value of the AC power supply voltage Vs, and the duty d (conductivity) of the MOSFET at that time is expressed by the equation It can be given by (7).
図１１は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティの関係を示した図である。図１１の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。 FIG. 11 is a diagram showing the on-duty relationship of the drive pulses of the MOSFET (Q2) and the MOSFET (Q1) in the half cycle of the power supply voltage (positive polarity). The vertical axis in FIG. 11 indicates the on-duty, and the horizontal axis indicates the time for a half cycle of the positive polarity power supply voltage.
破線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティは、交流電源電圧Ｖｓと比例している。２点鎖線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティは、１．０からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティを減算したものとなる。 The on-duty of the drive pulse of the MOSFET (Q1) indicated by the broken line is proportional to the AC power supply voltage Vs. The on-duty of the driving pulse of the MOSFET (Q2) indicated by a two-dot chain line is obtained by subtracting the on-duty of the driving pulse of the MOSFET (Q1) from 1.0.
図１１において、式（７）で示したように、回路電流ｉｓが大きくなるほど力率改善電流を流すためにスイッチング動作を行うＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄは小さくなり、逆に回路電流ｉｓが小さいほどＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄは大きくなる。同期整流を行う側のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄとは逆特性となる。 In FIG. 11, as shown by the equation (7), as the circuit current is increases, the duty d of the driving pulse of the MOSFET (Q2) that performs the switching operation in order to flow the power factor correction current decreases. As is is smaller, the duty d of the driving pulse of the MOSFET (Q2) is larger. The duty d of the drive pulse of the MOSFET (Q1) on the side where the synchronous rectification is performed has a reverse characteristic to the duty d of the drive pulse of the MOSFET (Q2).
なお、実際には上下短絡を回避するためにデッドタイムを考慮する必要がある。図１２は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、デッドタイムを考慮したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティを実線で追記した図である。図１２の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は交流電源電圧Ｖｓの正極性の半サイクル分の時間を示している。
このように、所定のデッドタイムを付与すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティは、このデッドタイム分だけ小さくなる。
Actually, it is necessary to consider the dead time in order to avoid the vertical short circuit. FIG. 12 is a diagram in which the on-duty of the drive pulse of the MOSFET (Q2) in consideration of the dead time in the half cycle of the power supply voltage (positive polarity) is additionally written with a solid line. The vertical axis in FIG. 12 indicates the on-duty, and the horizontal axis indicates the time corresponding to the positive half cycle of the AC power supply voltage Vs.
As described above, when a predetermined dead time is given, the duty of the driving pulse of the MOSFET (Q2) is reduced by this dead time.
図１３は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと、回路電流ｉｓ（瞬時値）との関係を示した図である。実線は交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓを示し、破線は回路電流ｉｓの瞬時値を示している。図１３の横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。 FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the instantaneous value vs of the AC power supply voltage Vs and the circuit current is (instantaneous value). The solid line indicates the instantaneous value vs of the AC power supply voltage Vs, and the broken line indicates the instantaneous value of the circuit current is. The horizontal axis of FIG. 13 shows the time for half a cycle of the positive polarity power supply voltage.
図１３に示すように、高速スイッチング制御により、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓ（瞬時値）とは両方とも略正弦波状となり、よって力率を改善することができる。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティｄＱ２を、以下の式（８）に示す。
As shown in FIG. 13, by the high-speed switching control, both the instantaneous value vs of the AC power supply voltage Vs and the circuit current is (instantaneous value) are substantially sinusoidal, so that the power factor can be improved.
The duty d Q2 of the MOSFET (Q2) is shown in the following equation (8).
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティｄＱ１を、以下の式（９）に示す。
The duty d Q1 of the MOSFET (Q1) is shown in the following equation (9).
また、電源電圧と電流の関係をみると、回路電流ｉｓは正弦波状に制御されているため、力率は良い状態である。なお、これはリアクトルＬ１のインダクタンスが小さく電源電圧に対して電流の位相遅れが無い状態を想定している。仮に、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きく、電流位相が電圧位相に対して遅れる場合には、電流位相を考慮してデューティｄを設定すればよい。 Further, looking at the relationship between the power supply voltage and the current, the circuit current is is controlled in a sine wave shape, so that the power factor is good. This assumes a state where the inductance of the reactor L1 is small and there is no phase lag of the current with respect to the power supply voltage. If the inductance of the reactor L1 is large and the current phase is delayed with respect to the voltage phase, the duty d may be set in consideration of the current phase.
図１４は、交流電源電圧Ｖｓが正極性の場合に、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示した図である。図１４の縦軸はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。 FIG. 14 is a diagram illustrating the duty of MOSFET (Q2) when the delay of the current phase caused by reactor L1 is taken into account when AC power supply voltage Vs is positive. The vertical axis in FIG. 14 indicates the duty of the MOSFET (Q2), and the horizontal axis indicates the time for a half cycle of the positive polarity power supply voltage.
実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示している。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示している。このように制御することにより、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、電流を正弦波状に制御可能である。 The solid line indicates the duty of MOSFET (Q2) when the current phase delay due to reactor L1 is not taken into consideration. The broken line indicates the duty of MOSFET (Q2) when the delay of the current phase due to reactor L1 is taken into consideration. By controlling in this way, even if the inductance of the reactor L1 is large, the current can be controlled in a sine wave shape.
以上、高速スイッチングと同期整流を組み合わせて実施する場合について説明を行ってきた。なお、前述したように高速スイッチングとダイオード整流を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のみ高速スイッチングを行う。このように制御を行っても力率の改善効果を得ることができる。 In the above, the case where it implements combining high speed switching and synchronous rectification has been demonstrated. As described above, high-speed switching and diode rectification may be combined. That is, when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity, the MOSFET (Q1) is always turned off and only the MOSFET (Q2) is switched at high speed. Even if control is performed in this manner, an effect of improving the power factor can be obtained.
≪部分スイッチング動作≫
前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流ｉｓを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。
≪Partial switching operation≫
As described above, the circuit current is can be shaped into a sine wave by performing a high-speed switching operation, and a high power factor can be ensured. However, the switching loss increases as the switching frequency increases.
回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなるため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。逆に入力が小さい場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。つまり、言い換えると負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適な力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
そこで、スイッチング損失の増大を抑えつつ、力率を改善する場合には部分スイッチング動作を行えばよい。
Since the harmonic current increases as the circuit input increases, it becomes difficult to satisfy the regulation value of the higher-order harmonic current in particular. Therefore, it is necessary to ensure a high power factor as the input current increases. Conversely, when the input is small, the harmonic current is also small, so there is a case where it is not necessary to secure a power factor more than necessary. In other words, it can be said that the harmonic current may be reduced by securing an optimum power factor while considering the efficiency in accordance with the load condition.
Therefore, in order to improve the power factor while suppressing an increase in switching loss, a partial switching operation may be performed.
部分スイッチング動作とは、高速スイッチング動作のように所定周波数で力率改善動作を行うのではなく、交流電源電圧Ｖｓの半サイクルの中で、所定の位相で複数回力率改善動作を行うことで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う動作モードである。高速スイッチング動作の場合と比べてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失の低減が可能である。以下、図１５を用いて部分スイッチング動作の説明を行う。 The partial switching operation is not a power factor correction operation at a predetermined frequency as in a high-speed switching operation, but a direct current by performing a plurality of power factor correction operations at a predetermined phase in a half cycle of the AC power supply voltage Vs. This is an operation mode for boosting the voltage Vd and improving the power factor. Compared with the case of high-speed switching operation, the switching loss of the MOSFETs (Q1, Q2) is reduced, so that the switching loss can be reduced. Hereinafter, the partial switching operation will be described with reference to FIG.
図１５（ａ）〜（ｄ）は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流ｉｓの関係を示した図である。 FIGS. 15A to 15D are diagrams showing the relationship between the drive pulse of the MOSFET (Q1), the AC power supply voltage Vs, and the circuit current is in a cycle in which the AC power supply voltage Vs is positive.
図１５（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓを示し、図１５（ｂ）は回路電流ｉｓを示している。図１５（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示し、図１５（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示している。
図１５（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状である。
図１５（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
FIG. 15A shows the instantaneous value vs of the AC power supply voltage, and FIG. 15B shows the circuit current is. FIG. 15C shows the drive pulse of the MOSFET (Q2), and FIG. 15D shows the drive pulse of the MOSFET (Q1).
As shown in FIG. 15A, the instantaneous value vs of the AC power supply voltage is substantially sinusoidal.
An alternate long and short dash line in FIG. 15B indicates an ideal circuit current is in a substantially sine wave shape. At this time, the power factor is most improved.
ここで例えば、理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点での傾きをdi(P1)/dtとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton1_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton1_Q2)/dtとおく。さらに時間ton1_Q2に亘ってオンした後、時間toff_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff1_Q2)/dtとおく。このときdi(ton1_Q2)/dtとdi(toff1_Q2)/dtとの平均値が点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるように制御する。 Here, for example, when the point P1 on the ideal current is considered, the slope at this point is set to di (P1) / dt. Next, the slope of the current when the MOSFET (Q2) is turned on for a time ton1_Q2 from the state where the current is zero is set to di (ton1_Q2) / dt. Furthermore, after the power is turned on for the time ton1_Q2, the current gradient when the power is turned off for the time toff_Q2 is set to di (toff1_Q2) / dt. At this time, control is performed so that the average value of di (ton1_Q2) / dt and di (toff1_Q2) / dt is equal to the slope di (P1) / dt at the point P1.
次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ton2_Q2に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton2_Q2)/dtとおき、時間toff2_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、di(ton2_Q2)/dtとdi(toff2_Q2)/dtの平均値が点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。 Next, similarly to the point P1, the slope of the current at the point P2 is set to di (P2) / dt. The slope of the current when the MOSFET (Q2) is turned on over time ton2_Q2 is set as di (ton2_Q2) / dt, and the slope of the current when turned off over time toff2_Q2 is set as di (toff2_Q2) / dt. . As in the case of the point P1, the average value of di (ton2_Q2) / dt and di (toff2_Q2) / dt is set equal to the slope di (P2) / dt at the point P2. This is repeated thereafter. At this time, it can be approximated to an ideal sine wave as the switching frequency of the MOSFET (Q2) is increased.
なお、このようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチングを相補に切り替えているのは、部分スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせて実施しているためである。
なお、場合によっては部分スイッチング動作とダイオード整流動作を組み合わせて実施してもよい。
The reason why the switching of the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) is switched complementarily is that the partial switching operation and the synchronous rectification operation are performed in combination.
In some cases, partial switching operation and diode rectification operation may be combined.
≪制御モードの切り替え≫
本実施形態の直流電源装置は、ダイオード整流動作と同期整流動作と部分スイッチング動作と高速スイッチング動作の４つの機能を備えている。例えば使用する機器によっては、負荷条件によって、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能が変わる場合がある。そこで、前述した４つのモードをある決められた閾値情報を基にして選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立可能となる。
≪Switching control mode≫
The DC power supply device according to the present embodiment has four functions of diode rectification operation, synchronous rectification operation, partial switching operation, and high-speed switching operation. For example, depending on the equipment to be used, required performance may change depending on the load condition, such as a high efficiency priority area, a boosting and power factor improvement priority area, and the like. Therefore, by selectively switching the above-described four modes based on predetermined threshold information, both higher efficiency and lower harmonic current can be achieved more optimally.
図１６は、負荷の大きさに応じた直流電源装置の動作モードの切り替えを説明した図である。この図において、第１の閾値を「閾値＃１」、第２の閾値を「閾値＃２」と省略して記載している。また、第１〜第８の制御方法を単に「＃１」から「＃８」と省略して記載している。
第１制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、部分スイッチング制御のことを「部分ＳＷ」と省略して記載している。
FIG. 16 is a diagram illustrating switching of the operation mode of the DC power supply device according to the size of the load. In this figure, the first threshold is abbreviated as “
The first control method switches between a mode in which synchronous rectification control is performed and a mode in which synchronous rectification control and partial switching control are performed simultaneously, based on predetermined first threshold information. In the drawing, the partial switching control is abbreviated as “partial SW”.
第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、高速スイッチング制御のことを「高速ＳＷ」と省略して記載している。 The second control method switches between a mode in which synchronous rectification control is performed and a mode in which synchronous rectification control and high-speed switching control are performed at the same time based on predetermined first threshold information. In the drawings, the high-speed switching control is abbreviated as “high-speed SW”.
第３制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を行うモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードと、を切り替えるというものである。 The third control method includes a mode in which synchronous rectification control is performed based on predetermined first and second threshold information, a mode in which synchronous rectification control and partial switching control are simultaneously performed, synchronous rectification control and high-speed switching. This is to switch between the modes in which the control is performed simultaneously.
第４制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。 The fourth control method is to switch between a mode in which synchronous rectification control is performed and a mode in which diode rectification control and partial switching control are simultaneously performed based on predetermined first threshold information.
第５制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。 The fifth control method switches between a mode in which synchronous rectification control is performed and a mode in which diode rectification control and high-speed switching control are performed simultaneously based on predetermined first threshold information.
第６制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。 The sixth control method includes a mode for performing synchronous rectification control, a mode for simultaneously performing diode rectification control and partial switching control, diode rectification control, and high speed based on predetermined first and second threshold information The mode for switching the switching control simultaneously is switched.
第７制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。 The seventh control method includes a mode in which synchronous rectification control is performed, a mode in which diode rectification control and partial switching control are simultaneously performed, synchronous rectification control and high speed based on first and second threshold information determined in advance. The mode for switching the switching control simultaneously is switched.
第８制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。 The eighth control method includes a mode in which synchronous rectification control is performed, a mode in which synchronous rectification control and partial switching control are simultaneously performed, diode rectification control, and high-speed control based on predetermined first and second threshold information. The mode for switching the switching control simultaneously is switched.
例えば、効率と高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第１〜第３制御方法で切り替えればよい。また、効率はあまり優先ではなく、高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第４〜第６制御方法等のモードで切り替えればよい。例えば、部分スイッチング動作や高速スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせる場合は、交流電源電圧半周期の中で２つのＭＯＳＦＥＴを制御する必要があるため、制御としては複雑になる。しかし、ダイオード整流との組み合わせであれば、半周期のうち制御するＭＯＳＦＥＴは１つであるため、制御の簡略化にも繋がる。要するに、効率や高調波の低減や制御性など、必要に応じて最適な制御を選択すればよい。 For example, if the main purpose is to reduce the efficiency and harmonic current and boost the voltage, the first to third control methods may be used. Further, efficiency is not so much a priority, and if the main purpose is to reduce harmonic current or boost the voltage, the mode may be switched in the fourth to sixth control methods. For example, when a partial switching operation or a high-speed switching operation is combined with a synchronous rectification operation, it is necessary to control two MOSFETs in an AC power supply voltage half cycle, which makes the control complicated. However, in combination with diode rectification, the number of MOSFETs to be controlled is one in a half cycle, which leads to simplification of control. In short, optimal control may be selected as necessary, such as efficiency, harmonic reduction, and controllability.
なお、制御切り替えのトリガとなる閾値情報としては、例えばカレントトランス１１で検出した回路電流がある。或いは負荷検出部１５にて検出した負荷情報を用いてもよい。負荷情報として例えば、負荷Ｈがモータやインバータの場合はモータ電流、モータ回転数、変調率、或いは直流電圧等を用いればよい。
Note that threshold information serving as a trigger for control switching includes, for example, a circuit current detected by the
更に、第１，第２，第４，第５制御方法のように２つのモードの間で制御を切り替える場合は閾値情報は１つ（第１の閾値情報）であればよい。第３、第６、第７、第８制御方法のように３つのモードの間で切り替える場合には、閾値情報は２つ（第１の閾値情報と第２の閾値情報）用意する。更に、第１の閾値情報と第２の閾値情報は負荷の大きさに関連されている。つまり、第１の閾値情報は、第２の閾値情報よりも大きいという関係がある。 Further, when the control is switched between the two modes as in the first, second, fourth, and fifth control methods, the threshold information may be one (first threshold information). When switching between the three modes as in the third, sixth, seventh, and eighth control methods, two pieces of threshold information (first threshold information and second threshold information) are prepared. Furthermore, the first threshold information and the second threshold information are related to the magnitude of the load. That is, there is a relationship that the first threshold information is larger than the second threshold information.
例えば、第３制御方法では、第１の閾値未満の領域では同期整流動作で動作させ、第１の閾値以上・第２の閾値未満の領域では同期整流動作＋部分スイッチング動作で動作させ、第２の閾値以上の領域では同期整流動作＋高速スイッチング動作で動作させる。その他のモードに関しても同様である。 For example, in the third control method, a synchronous rectification operation is performed in a region below the first threshold, a synchronous rectification operation + partial switching operation is performed in a region greater than or equal to the first threshold and less than the second threshold, In the region above the threshold value, the synchronous rectification operation + high-speed switching operation is performed. The same applies to other modes.
また、第３，第６〜第８制御方法のように部分スイッチング動作中から高速スイッチング動作に切り替える場合に、直流電圧Ｖｄが変動する場合がある。部分スイッチング時に対して高速スイッチング時は力率が良いため、部分スイッチングの電流振幅と同じになるように切り替えてしまうと、直流電圧Ｖｄが昇圧されすぎてしまうためである。
これを回避するために、切り替えの瞬間に部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替えるとよい。
Further, when switching from the partial switching operation to the high-speed switching operation as in the third and sixth to eighth control methods, the DC voltage Vd may fluctuate. This is because the power factor is better at the time of high speed switching than at the time of partial switching, so that the DC voltage Vd is boosted too much if switching is made to be the same as the current amplitude of the partial switching.
In order to avoid this, it is preferable to switch by adjusting the on-time so that the peak of the current during the high-speed switching operation becomes smaller than the current during the partial switching operation at the moment of switching.
図１７は、部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明した図である。
図１７（ａ）は、部分スイッチング制御時の交流電源電圧の瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓとを模式的に示している。
図１７（ｂ）は、高速スイッチング制御に切り替えたときの交流電源電圧の瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓとを模式的に示している。高速スイッチングへの切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の回路電流ｉｓのピークに対して、高速スイッチング動作時の回路電流ｉｓのピークが小さくなるように制御している。これにより、直流電圧Ｖｄの変動を抑えることが可能である。
FIG. 17 is a diagram illustrating current waveforms when switching from partial switching to high-speed switching.
FIG. 17A schematically shows the instantaneous value vs of the AC power supply voltage and the circuit current is during the partial switching control.
FIG. 17B schematically shows the instantaneous value vs of the AC power supply voltage and the circuit current is when switching to high-speed switching control. At the moment of switching to high-speed switching, control is performed so that the peak of the circuit current is during the high-speed switching operation is smaller than the peak of the circuit current is during the partial switching operation. Thereby, it is possible to suppress the fluctuation of the DC voltage Vd.
同様に、高速スイッチングから部分スイッチングへの切り替え時には、先程とは逆に電流の振幅が大きくなるようにオン時間を調整して切り替えることで、逆に直流電圧Ｖｄの低下を防ぐことが可能である。
更に、各制御の切り替えは電源電圧ゼロクロスのタイミングで行うことで、安定的に制御の切り替えを行うことができる。
Similarly, when switching from high-speed switching to partial switching, it is possible to prevent the DC voltage Vd from decreasing by adjusting the ON time so that the amplitude of the current increases in contrast to the previous case. .
Furthermore, the control can be stably switched by switching each control at the timing of the power supply voltage zero cross.
本実施形態の直流電源装置１は、回路に通流する電流を検出するために、カレントトランス１１とシャント抵抗Ｒ１，Ｒ２を備えている。カレントトランス１１は平均電流を検出する機能を備えており、シャント抵抗Ｒ１，Ｒ２は瞬時電流を検出できる。
シャント抵抗Ｒ１を用いた電流検出の方法について前述したが、図１８（ａ）〜（ｃ）を用いて改めて説明する。
The DC
The method of detecting the current using the shunt resistor R1 has been described above, and will be described again with reference to FIGS.
図１８（ａ）は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合においてダイオード整流または同期整流を行った場合の電流経路を示している。このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ状態であり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオンまたはオフ状態である。このとき、シャント抵抗Ｒ１を用いて電流検出を行う。 FIG. 18A shows a current path when diode rectification or synchronous rectification is performed when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity. At this time, the MOSFET (Q2) is always off, and the MOSFET (Q1) is on or off. At this time, current detection is performed using the shunt resistor R1.
図１８（ｂ）は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合においてダイオード整流または同期整流を行った場合の電流経路を示している。このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ状態であり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオンまたはオフ状態である。このとき、シャント抵抗Ｒ１を用いて電流検出を行う。 FIG. 18B shows a current path when diode rectification or synchronous rectification is performed when the AC power supply voltage Vs has a negative polarity. At this time, the MOSFET (Q1) is always in an off state, and the MOSFET (Q2) is in an on or off state. At this time, current detection is performed using the shunt resistor R1.
図１８（ａ），（ｂ）の場合ともに力率改善動作は行っていないタイミングである。言い換えると２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のうち少なくとも１個がオフ状態のときにシャント抵抗Ｒ２を用いて瞬時電流ｉｓを検出している。 In both the cases of FIGS. 18A and 18B, the power factor correction operation is not performed. In other words, the instantaneous current is is detected using the shunt resistor R2 when at least one of the two MOSFETs (Q1, Q2) is in the OFF state.
図１８（ｃ）は交流電源電圧Ｖｓが正の極性で力率改善動作を行ったときの電流経路を示した図である。このとき力率改善電流ｉｓｐはシャント抵抗Ｒ２を通るため、シャント抵抗Ｒ２を用いてこの力率改善電流ｉｓｐを検出する。 FIG. 18C is a diagram showing a current path when the power factor correction operation is performed with the AC power supply voltage Vs having a positive polarity. At this time, since the power factor improving current isp passes through the shunt resistor R2, the power factor improving current isp is detected using the shunt resistor R2.
例えば力率改善動作を行った場合にシャント抵抗Ｒ２にて検出した電流値がある決められた閾値よりも大きいとなって過電流であると判定された場合、デューティを小さする、或いは力率改善動作を停止する等の保護制御を行う。
本実施形態の直流電源装置１は、シャント抵抗Ｒ１を用いて直流電圧の上下短絡による短絡電流に対して保護制御を行うことが可能である。
For example, when a power factor improvement operation is performed, if the current value detected by the shunt resistor R2 is greater than a predetermined threshold value and it is determined that the current is an overcurrent, the duty is reduced or the power factor improvement is performed. Protection control such as stopping operation is performed.
The DC
例えば図１９（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がスイッチングして昇圧動作を行っていたときを考える。この場合、シャント抵抗Ｒ２により、過電流を検知可能である。
このとき、図１９（ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）が誤動作によってオンしてしまった場合、破線で示すような短絡電流ｉｘが回路に通流してしまい。最悪の場合回路素子が破壊してしまう。
また、図２０（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合においても、図２０（ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の誤動作による上下短絡によって破線で示す短絡電流ｉｘが流れてしまう。
For example, as shown in FIG. 19A, consider the case where the MOSFET (Q2) is switching and performing a boosting operation when the AC power supply voltage Vs has a positive polarity. In this case, overcurrent can be detected by the shunt resistor R2.
At this time, as shown in FIG. 19B, when the MOSFET (Q1) is turned on due to a malfunction, a short-circuit current ix as shown by a broken line flows through the circuit. In the worst case, the circuit element is destroyed.
In addition, even when the AC power supply voltage Vs has a negative polarity as shown in FIG. 20 (a), as shown in FIG. 20 (b), a short circuit current ix indicated by a broken line due to a vertical short circuit due to a malfunction of the MOSFET (Q2). Will flow.
特許文献１のように平滑コンデンサと負荷の間に電流検出部を設けても、この短絡電流ｉｘを検出することは不可能である。また、交流電源ＶＳ側に設置されている電流検出手段はカレントトランス１１であるため、短絡電流ｉｘのような瞬時の電流を検出することはできない。前述したように高速タイプのカレントトランス１１を用いた場合コストアップとなってしまう。
そこで本実施形態の直流電源装置１のように平滑コンデンサＣ１の負極側とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端子の間にシャント抵抗Ｒ１を設置することによって、このような瞬時の短絡電流ｉｘを検出して過電流保護を行うことが可能となる。
Even if a current detection unit is provided between the smoothing capacitor and the load as in
Therefore, such a short-circuit current ix is detected by installing a shunt resistor R1 between the negative electrode side of the smoothing capacitor C1 and the source terminal of the MOSFET (Q2) as in the DC
図２１は、変形例の直流電源装置１Ａを示す構成図である。図１に示した直流電源装置１と同一の構成には同一の符号を付与している。
変形例の直流電源装置１Ａは、ダイオードＤ１のカソード端子とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン端子との間に、抵抗Ｒ４，Ｒ５およびフォトトランジスタＱ３を含んで構成される電流検出部が接続される。抵抗Ｒ５とフォトトランジスタＱ３とは直列接続され、更に抵抗Ｒ４と並列接続されている。ここでは、ダイオードＤ１に所定値以上の過電流が流れたとき、フォトトランジスタＱ３がオンするように抵抗Ｒ４，Ｒ５の値が設定される。このフォトトランジスタＱ３の出力端子は、コンバータ制御部１８に接続される。
この電流検出部により、前記した図２０（ａ）に示すように交流電源電圧が負の極性の場合において、過電流が流れたことを検知可能となる。
FIG. 21 is a configuration diagram illustrating a DC power supply device 1A according to a modification. The same components as those of the DC
In the modification DC power supply device 1A, a current detection unit including resistors R4 and R5 and a phototransistor Q3 is connected between the cathode terminal of the diode D1 and the drain terminal of the MOSFET (Q1). The resistor R5 and the phototransistor Q3 are connected in series and further connected in parallel with the resistor R4. Here, the values of the resistors R4 and R5 are set so that the phototransistor Q3 is turned on when an overcurrent of a predetermined value or more flows through the diode D1. The output terminal of the phototransistor Q3 is connected to the
With this current detection unit, it is possible to detect that an overcurrent has flowed when the AC power supply voltage has a negative polarity as shown in FIG.
≪空気調和機と直流電源装置の動作≫
図２２は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
図２２に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、不図示の直流電源装置（図１参照）とを備えている。室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示せず）を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機２００には配線（図示せず）で繋がれており室内機１００を介して交流電圧が供給されている。直流電源装置は、室外機２００に備えられており、室内機１００側から供給された交流電力を直流電力に変換している。
≪Operation of air conditioner and DC power supply≫
FIG. 22 is a front view of the indoor unit, the outdoor unit, and the remote controller of the air conditioner according to the present embodiment.
As shown in FIG. 22, the air conditioner A is a so-called room air conditioner, and includes an
リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。
The remote controller Re is operated by the user and transmits an infrared signal to the remote controller transmission / reception unit Q of the
空気調和機Ａに搭載された直流電源装置の動作の流れについて説明する。直流電源装置は、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、ダイオード整流動作、同期整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の４つの動作モードをベースにして、前述した第１〜第８モードの動作モードを備えている。 An operation flow of the DC power supply device mounted on the air conditioner A will be described. The direct-current power supply device performs high-efficiency operation, reduces harmonic current by improving the power factor, and boosts the direct-current voltage Vd. As described above, the operation modes of the first to eighth modes are provided based on the four operation modes of the diode rectification operation, the synchronous rectification operation, the high-speed switching operation, and the partial switching operation as described above. Yes.
例えば負荷Ｈとして空気調和機Ａのインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置を全波整流モードで動作させるとよい。 For example, when an inverter or a motor of the air conditioner A is considered as the load H, if the load is small and operation with an emphasis on efficiency is necessary, the DC power supply device may be operated in the full-wave rectification mode.
負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。 If the load becomes large and it is necessary to increase the voltage and secure the power factor, it is preferable to cause the DC power supply device to perform a high-speed switching operation. In addition, as in the rated operation of the air conditioner A, if the load is not so large but it is necessary to ensure the pressure increase or the power factor, the partial switching operation may be performed.
図２３は、負荷の大きさに応じて直流電源装置１の動作モードと空気調和機Ａの運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。
負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置１は同期整流を行い、定格運転時には部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、必要に応じて高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
FIG. 23 is a schematic diagram illustrating how the operation mode of the DC
When the
定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
以上のように、直流電源装置１は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
In a low-temperature heating operation region where the load is higher than the rated operation, the DC
As described above, the DC
なお、負荷Ｈがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置１に通流する回路電流ｉｓで負荷の大きさを判断してもよい。また、直流電圧で負荷の大きさを判断してもよい。
When the load H is an inverter, a motor, or the like, the parameters that determine the magnitude of the load may include a current flowing through the inverter or the motor, an inverter modulation rate, and a motor rotation speed. Further, the magnitude of the load may be determined based on the circuit current is flowing through the DC
例えば、負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置１は同期整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置１は高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
For example, if the magnitude of the load is equal to or less than
以上のように直流電源装置１は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
As described above, the DC
本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを使用した例を説明した。このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてＳｉＣ（Silicon Carbide）−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ（Gallium nitride）を用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。ＧａＮを用いたスイッチング素子を用いることでスイッチング損失の増大を更に抑制しつつ高効率動作が可能となる。 In the present embodiment, an example in which a super junction MOSFET is used as the MOSFET (Q1, Q2) has been described. By using SiC (Silicon Carbide) -MOSFET or GaN (Gallium nitride) as the MOSFETs (Q1, Q2), it is possible to realize further high-efficiency operation. By using a switching element using GaN, high-efficiency operation is possible while further suppressing an increase in switching loss.
このように、空気調和機Ａが本実施形態の直流電源装置を搭載することで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）を高め、また、信頼性を高めることができる。空気調和機以外の機器が本実施形態の直流電源装置を搭載しても、高効率で信頼性の高い機器を提供することが可能である。 As described above, when the air conditioner A is equipped with the DC power supply device of the present embodiment, energy efficiency (that is, APF) can be improved and reliability can be improved. Even if a device other than the air conditioner is equipped with the DC power supply device of this embodiment, it is possible to provide a highly efficient and highly reliable device.
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。 The present invention is not limited to the embodiments described above, and includes various modifications. For example, the above-described embodiment has been described in detail for easy understanding of the present invention, and is not necessarily limited to the one having all the configurations described. A part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment. Moreover, it is also possible to add, delete, and replace other configurations for a part of the configuration of each embodiment.
更に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として高速ｔｒｒ（逆回復時間）タイプの素子を用いているが、具体的にｔｒｒ（逆回復時間）を３００ｎｓ以下の素子を用いることで高効率動作が可能である。 Furthermore, although a high-speed trr (reverse recovery time) type element is used as the MOSFET (Q1, Q2), high-efficiency operation is possible by using an element having a trr (reverse recovery time) of 300 ns or less. .
また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン抵抗に関しても小さいほど同期整流の効果が高まる。具体的にはオン抵抗が０．１Ω以下とすることで高効率動作が可能である。
ブリッジ整流回路１０は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の寄生ダイオードとダイオードＤ１，Ｄ２の構成に限られず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）にそれぞれダイオードを並列接続し、これにダイオードＤ１，Ｄ２を組み合わせて構成してもよい。
The effect of synchronous rectification increases as the on-resistance of the MOSFETs (Q1, Q2) decreases. Specifically, high-efficiency operation is possible when the on-resistance is 0.1Ω or less.
The
上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。 A part or all of the above-described configurations, functions, processing units, processing means, and the like may be realized by hardware such as an integrated circuit. Each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software by a processor interpreting and executing a program that realizes each function. Information such as programs, tables, and files for realizing each function can be stored in a recording device such as a memory or a hard disk, or a recording medium such as a flash memory card or a DVD (Digital Versatile Disk).
各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。 In each embodiment, the control lines and information lines indicate what is considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.
１ 直流電源装置
１０ ブリッジ整流回路
１１ カレントトランス （第２の電流検出部）
Ｒ１ シャント抵抗 （第１の電流検出部）
Ｒ２ シャント抵抗 （第３の電流検出部）
１２ ゲイン制御部
１３ 交流電圧検出部
１４ ゼロクロス判定部
１５ 負荷検出部
１６ 昇圧比制御部
１７ 直流電圧検出部
１８ コンバータ制御部 （制御手段）
Ｖｓ 交流電源
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１ ダイオード （第１のダイオード）
Ｄ２ ダイオード （第２のダイオード）
Ｄ３ ダイオード （第３のダイオード）
Ｄ４ ダイオード （第４のダイオード）
ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ 配線
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ （第１のスイッチング素子）
Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ （第２のスイッチング素子）
DESCRIPTION OF
R1 shunt resistor (first current detector)
R2 shunt resistor (third current detector)
DESCRIPTION OF
Vs AC power supply C1 smoothing capacitor D1 diode (first diode)
D2 diode (second diode)
D3 diode (third diode)
D4 diode (fourth diode)
ha, hb, hc, hd wiring L1 reactor Q1 MOSFET (first switching element)
Q2 MOSFET (second switching element)
Claims (10)
前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記第１，第２のスイッチング素子を制御する制御手段と、
前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段と、
を備え、
前記第１のダイオードのカソードと前記第１のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され、前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続されており、
前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出する、
ことを特徴とする直流電源装置。 A rectifier circuit connected to an AC power source and having first to fourth diodes;
The third diode is included as a parasitic diode, or is connected in parallel to the third diode, has a withstand voltage characteristic in a direction in which the third diode is turned off, and the first to second A first switching element having a saturation voltage lower than the forward voltage drop of the four diodes;
The fourth diode is included as a parasitic diode, or is connected in parallel to the fourth diode, has a withstand voltage characteristic in a direction in which the fourth diode is turned off, and the first to first A second switching element having a saturation voltage lower than the forward voltage drop of the four diodes;
A reactor provided between the AC power supply and the rectifier circuit;
A smoothing capacitor connected to the output side of the rectifier circuit and smoothing a voltage applied from the rectifier circuit;
Control means for controlling the first and second switching elements;
A first current detection means connected between the rectifier circuit and the negative electrode of the smoothing capacitor to detect an instantaneous current flowing through the rectifier circuit;
With
The cathode of the first diode and one end of the first switching element are connected to the positive side of the smoothing capacitor, and the anode of the first diode and the cathode of the second diode are one end of the AC power supply. The other end of the first switching element and one end of the second switching element are connected to the other end of the AC power supply, and the anode of the second diode and the second switching element Is connected to the negative electrode side of the smoothing capacitor,
The first current detecting means includes a case where the voltage at one end of the AC power supply is positive and the second switching element is OFF, and the voltage at one end of the AC power supply is negative and the first Detect the instantaneous current when the switching element is off,
A direct current power supply device.
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。 A second current detection means connected between the AC power supply and the rectifier circuit to detect an average current flowing through the rectifier circuit;
The DC power supply device according to claim 1.
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流電源装置。 A third current detecting means connected between the anode of the second diode and the anode of the fourth diode for detecting overcurrent;
The DC power supply device according to claim 1 or 2, wherein
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の直流電源装置。 And further comprising a fourth current detection means connected between the cathode of the first diode and the cathode of the fourth diode for detecting overcurrent.
The DC power supply device according to claim 1 or 2, wherein
ことを特徴とする請求項１ないし請求項４の何れか１項に記載の直流電源装置。 The control means includes diode rectification control using the first to fourth diodes, and synchronous rectification control for switching the first switching element and the second switching element in synchronization with the polarity of the voltage of the AC power supply. , Partial switching control in which the control for partially short-circuiting the reactor to the AC power supply is repeated a plurality of times during a half cycle of the AC power supply, or high-speed switching control for short-circuiting the reactor at a predetermined frequency over the entire AC cycle Are selectively performed based on predetermined threshold information.
The direct current power supply device according to any one of claims 1 to 4, wherein the direct current power supply device is provided.
前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施する、
ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。 The control means is based on threshold information determined in advance.
Switching between the mode for performing the synchronous rectification control and the mode for simultaneously performing the synchronous rectification control and the partial switching control;
Switching between a mode for performing the synchronous rectification control and a mode for simultaneously performing the synchronous rectification control and the high-speed switching control;
Switching between a mode for performing the synchronous rectification control, a mode for simultaneously performing the synchronous rectification control and the partial switching control, and a mode for simultaneously performing the synchronous rectification control and the high-speed switching control;
Switching between the mode for performing the synchronous rectification control and the mode for simultaneously performing the diode rectification control and the partial switching control,
Switching between a mode for performing the synchronous rectification control and a mode for simultaneously performing the diode rectification control and the high-speed switching control;
Switching between a mode for performing the synchronous rectification control, a mode for simultaneously performing the diode rectification control and the partial switching control, and a mode for simultaneously performing the diode rectification control and the high-speed switching control;
Switching between a mode for performing the synchronous rectification control, a mode for simultaneously performing the diode rectification control and the partial switching control, and a mode for simultaneously performing the synchronous rectification control and the high-speed switching control;
Switching between a mode for performing the synchronous rectification control, a mode for simultaneously performing the synchronous rectification control and the partial switching control, and a mode for simultaneously performing the diode rectification control and the high-speed switching control is performed. To
The DC power supply device according to claim 5, wherein:
ことを特徴とする請求項５または請求項６に記載の直流電源装置。 In the case of switching from the partial switching control to the high-speed switching control, or in the case of switching from the high-speed switching control to the partial switching control, the control means switches so that the output DC voltage maintains a predetermined value.
The DC power supply device according to claim 5 or 6, wherein
ことを特徴とする請求項５または請求項６に記載の直流電源装置。 The control means switches control at a zero cross of an AC voltage applied by the AC power source.
The DC power supply device according to claim 5 or 6, wherein
ことを特徴とする請求項１ないし請求項８の何れか１項に記載の直流電源装置。 The first and second switching elements are any one of switching elements using a super junction MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), SiC-MOSFET, or GaN (Gallium nitride).
The direct current power supply device according to any one of claims 1 to 8, wherein the direct current power supply device is provided.
ことを特徴とする空気調和機。 A DC power supply device according to any one of claims 1 to 9, comprising:
An air conditioner characterized by that.
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