JP2017051047A - パワー半導体スイッチング素子の温度検出装置及びパワー半導体スイッチング素子の動作制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】パワー半導体スイッチング素子の温度を内蔵の温度センサを用いずに精度よく検出する。【解決手段】IGBTQのオフ時のコレクタ電位を、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSとして検出する。そして、検出したコレクタ−エミッタ間電圧VSと電源BATTの電圧VBATTとの比、さらに、電源BATTの正極から負極までの部分の抵抗値から、IGBTQのコレクタ−エミッタ間のオフ抵抗ZCE(OFF)を割り出す。そして、IGBTQのコレクタ−エミッタ間のオフ抵抗ZCE(OFF)とジャンクション温度Tjとの相関から、IGBTQのジャンクション温度Tjを検出(特定)する。【選択図】図1
Description
本発明は、インバータ回路等に用いられるパワー半導体スイッチング素子に関する。
冷凍サイクルに用いるコンプレッサは、低温低圧の冷媒を吸入し、圧縮により高温高圧とした冷媒を吐出する。コンプレッサの中には、冷媒の圧縮機構の動力源として電動モータを有する電動コンプレッサがあり、電動コンプレッサでは、インバータにより電源からの直流電力を交流に変換して電動モータに供給する駆動回路が設けられる。
インバータは、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor 、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)やパワーMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor 、電界効果トランジスタ)等のパワー半導体スイッチング素子を有している。
パワー半導体スイッチング素子は、スイッチングの際の損失(スイッチング損失)によって発熱する。この発熱によりパワー半導体スイッチング素子の温度が耐熱温度を超えるまで上昇すると損傷してしまう。
そこで、パワー半導体スイッチング素子の温度が閾値を超えたら電動コンプレッサの運転を制限又は停止させるために、パワー半導体スイッチング素子の実装基板上の温度センサが検出した温度からパワー半導体スイッチング素子の温度を推定して監視することが従来から提案されている(例えば、特許文献1)。
しかし、温度センサとパワー半導体スイッチング素子とが離れて配置されている以上、温度センサには測定温度の誤差や応答速度の遅れが生じる。そこで、温度センサ内蔵のパワー半導体スイッチング素子を用いることも考えられるが、汎用品でなくなる分コストが上昇してしまう。
本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、電動コンプレッサのインバータ等に用いられるパワー半導体スイッチング素子の温度を内蔵の温度センサを用いずに精度よく検出することができる装置と、その検出結果を利用してパワー半導体スイッチング素子の動作を適切に制御することができる制御装置とを提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明は、
負荷に対する電力供給のオンオフに用いられるパワー半導体スイッチング素子がオフされているときに、前記パワー半導体スイッチング素子の前後の電位差から該パワー半導体スイッチング素子のオフ抵抗を検出するオフ抵抗検出手段と、
前記オフ抵抗及び前記電位差とこれに対応する前記パワー半導体スイッチング素子の温度との予め定義された相関関係に基づいて、前記オフ抵抗検出手段が検出した前記オフ抵抗及び該オフ抵抗の検出時における前記電位差から、前記パワー半導体スイッチング素子の温度を割り出す素子温度割り出し手段と、
を備えることを特徴とする。
負荷に対する電力供給のオンオフに用いられるパワー半導体スイッチング素子がオフされているときに、前記パワー半導体スイッチング素子の前後の電位差から該パワー半導体スイッチング素子のオフ抵抗を検出するオフ抵抗検出手段と、
前記オフ抵抗及び前記電位差とこれに対応する前記パワー半導体スイッチング素子の温度との予め定義された相関関係に基づいて、前記オフ抵抗検出手段が検出した前記オフ抵抗及び該オフ抵抗の検出時における前記電位差から、前記パワー半導体スイッチング素子の温度を割り出す素子温度割り出し手段と、
を備えることを特徴とする。
本発明によれば、パワー半導体スイッチング素子の温度を内蔵の温度センサを用いずに精度よく検出することができる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
まず、図1を参照して、本発明に係るパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置の実施形態を説明する。図1は、本発明の一実施形態に係るパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置の説明図である。
図1に示すパワー半導体スイッチング素子としてのIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor 、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)Qは、電源BATTからの電力が供給される負荷(Load)Lの負側に直列接続されている。このIGBTQは、駆動パルス発生回路dvからゲートに印加される制御信号(駆動パルス)によってオンオフされて、電源BATTから負荷(Load)Lへの電力供給をオンオフする。
なお、IGBTQは、パワーMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor 、電界効果トランジスタ)やGTO(Gate Turn-Off thyristor 、ゲートターンオフサイリスタ)等のパワー半導体スイッチング素子に置き換えてもよい。
そして、IGBTQのジャンクション温度を検出する本実施形態の温度検出装置は、スイッチ回路S、サンプル回路sh、タイミング信号生成回路tg及び温度変換回路convを有している。
このうち、スイッチ回路Sは、分圧抵抗R1とバイパススイッチSWとの並列回路によって構成されており、負荷LとIGBTQとの間に直列接続されている。
バイパススイッチSWは、IGBTQと同様のパワー半導体スイッチング素子(例えば、IGBT、パワーMOSFET、GTO等)で構成してもよく、コイルにより励磁されてオンオフするリレーで構成してもよい。このバイパススイッチSWは、駆動パルス発生回路dvからの制御信号によりIGBTQのオンオフと同期してオンオフされる。
分圧抵抗R1は、IGBTQのオフ時に、IGBTQのコレクタ−エミッタ間の漏れ電流に応じた電位を、検出が比較的容易なレベルでIGBTQのコレクタに発生させるためのものである。
ここで、図2を参照して、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間の漏れ電流ICE(OFF)とコレクタ−エミッタ間電圧VSとの関係を説明する。図2は、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間の漏れ電流ICE(OFF)とコレクタ−エミッタ間電圧VSとの関係を、IGBTQのジャンクション温度(半導体接合部温度)Tj別に示すグラフである。
図2に示すように、縦軸に示すIGBTQのコレクタ−エミッタ間の漏れ電流ICE(OFF)は、横軸に示すIGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSへの依存性が低く、比較的に安定している。また、図2の縦軸が対数軸であることからも分かるように、IGBTQのジャンクション温度Tjが異なると、IGBTQのコレクタ−エミッタ間の漏れ電流ICE(OFF)は大きく変化する。したがって、IGBTQの漏れ電流ICE(OFF)が分かれば、IGBTQのジャンクション温度を知ることができる。
しかし、IGBTQの漏れ電流ICE(OFF)を検知するのは、一般的にとてもむずかしい。その理由は、IGBTQのコレクタ−エミッタ間に流れる電流が、IGBTQのオン時は数十A程と大きいのに対して、オフ時の漏れ電流ICE(OFF)は数μ〜数mAと非常に小さく、IGBTQのオン時にコレクタ−エミッタ間の電流を検出できる構成では、オフ時の小さい漏れ電流ICE(OFF)を精度良く検出するのが困難だからである。
そこで、見方を変えて、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSを漏れ電流ICE(OFF)で割ったIGBTQのコレクタ−エミッタ間のオフ抵抗ZCE(OFF)と、IGBTのジャンクション温度との関係を、IGBTQのコレクタ−エミッタ間電圧別に見てみる。
すると、図3のグラフに示すように、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSが異なっていても、IGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF)とジャンクション温度Tjとの間には、ほぼ同じような相関があることが認められる。なお、図3では、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSが250V、500V、750Vの場合を抜粋して示している。
以上から、IGBTQの漏れ電流ICE(OFF)を直接検出しなくても、IGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF)が分かれば、そのオフ抵抗ZCE(OFF)からIGBTQのジャンクション温度Tjを検出(特定)できることが分かる。
ここで、例えば、図1に示す電源BATTの電圧VBATTと、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSとの比は、電源BATTの正極から負極までの部分の抵抗値と、IGBTQのコレクタ−エミッタ間のオフ抵抗ZCE(OFF)との比と等しくなる。そして、IGBTQのエミッタは電源BATTの負極に接続されているため、IGBTQのオフ時にコレクタに現れる電位は、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSであることになる。
そこで、本実施形態の温度検出装置では、IGBTQのオフ時のコレクタ電位を、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSとして検出する。そして、検出したコレクタ−エミッタ間電圧VSと電源BATTの電圧VBATTとの比、さらに、電源BATTの正極から負極までの部分の抵抗値から、IGBTQのコレクタ−エミッタ間のオフ抵抗ZCE(OFF)を割り出す。そして、図3のグラフに示すような、IGBTQのコレクタ−エミッタ間のオフ抵抗ZCE(OFF)とジャンクション温度Tjとの相関から、IGBTQのジャンクション温度Tjを検出(特定)する。
ところで、電源BATTの正極から負極までの部分には、負荷Lに対する電力供給をオンオフするために、負荷LとIGBTQとが必然的に存在する。このため、IGBTQのオフ時における電源BATTの正極から負極までの部分の抵抗値は、最低でも、負荷Lの抵抗値RLとIGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF)とを合計した抵抗値となる。
そこで、分圧抵抗R1とバイパススイッチSWとの間にスイッチ回路Sを直列接続しない場合は、IGBTQのコレクタ−エミッタ間のオフ抵抗ZCE(OFF)を割り出すのに、電源BATTの電圧VBATTとIGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSとの比を用いることになる。
ここで、負荷Lの抵抗値RL(例えば、数〜数十Ω程度)は、IGBTQのコレクタ−エミッタ間がオフのときのオフ抵抗ZCE(OFF)(例えば、数十kΩ程度)に比べて十分小さく、無視できる程度のものとなる。したがって、電源BATTの正極から負極までの部分に負荷LとIGBTQしか存在しない(スイッチ回路Sが存在しない)と、IGBTQのオフ時にコレクタに現れる電位は、電源BATTの電圧VBATTとほとんど変わらない非常に大きな値となる。
そうすると、電源BATTの電圧VBATTとIGBTQのオフ時にコレクタに現れる電位との比がほぼ1:1になってしまい、その比からIGBTQのコレクタ−エミッタ間がオフのときのオフ抵抗ZCE(OFF)を割り出すのが困難になってしまう。
そこで、本実施形態では、IGBTQのコレクタ−エミッタ間の漏れ電流に応じた電位をIGBTQのコレクタに発生させるIGBTQのオフ時に、バイパススイッチSWのオフによって、負荷LとIGBTQとの間に分圧抵抗R1を直列接続させる。
これにより、電源BATTの正極から負極までの部分の抵抗値(=負荷Lの抵抗値RL+分圧抵抗R1の抵抗値+IGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF))とIGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF)との比が、1:1よりも大きい比となる。すると、IGBTQのコレクタに現れる電位(IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VS)が、電源BATTの電圧VBATTとは明らかに異なる低い値に下がり、両者の電圧比からIGBTQのコレクタ−エミッタ間がオフのときのオフ抵抗ZCE(OFF)が割り出せるようになる。
そのために、分圧抵抗R1の抵抗値は、IGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF)と同等以上の抵抗値(例えば、数十〜百kΩ程度)であることが望ましい。
次に、本実施形態の温度検出装置におけるサンプル回路shは、駆動パルス発生回路dvからの制御信号に同期してタイミング信号生成回路tgが生成するサンプリング信号の入力中に、IGBTQのコレクタ(と分圧抵抗R1との接続点)に現れる電位(IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VS)のピーク値をホールドし、サンプリング信号の入力終了時にホールド値を温度変換回路convに出力する。
また、温度変換回路convは、サンプル回路shが出力した、IGBTQのコレクタ(と分圧抵抗R1との接続点)に現れる電位(IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VS)のピーク値と、電源BATTの電圧VBATTとの比、そして、電源BATTの正極から負極までの部分の抵抗値(=負荷Lの抵抗値RL+分圧抵抗R1の抵抗値+IGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF))から、IGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF)を割り出し、割り出したオフ抵抗ZCE(OFF)に対応するIGBTQのジャンクション温度Tjを検出(特定)する。
なお、温度変換回路convは、図3のグラフのような関係から予め求めておいたテーブル又は数式を用いて、IGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF)からこれに対応するIGBTQのジャンクション温度Tjを検出(特定)する。
以上に説明した構成を有する本実施形態の温度検出装置では、図4(a)のタイミングチャートに示すように、駆動パルス発生回路dvから出力された制御信号(駆動パルス)によりIGBTQがオンされると、図4(c)に示すように、温度検出装置のスイッチ回路SのバイパススイッチSWも制御信号(駆動パルス)によりオンされる。
したがって、負荷Lがスイッチ回路SのバイパススイッチSW及びIGBTQを介して電源BATTの負極に接続され、図4(b)に示すように、電源BATTからの電力が供給される負荷Lに負荷電流ILが流れる。なお、スイッチ回路Sにおいて負荷電流ILは、ハイインピーダンスの分圧抵抗R1には流れない。
このとき、IGBTQのエミッタと導通しているコレクタの電位は、接地されたエミッタと同じ接地電位となる。即ち、図4(d)に示すように、IGBTQのコレクタ−エミッタ間電圧VSは「0」となる。
一方、図4(a),(c)に示すように、駆動パルス発生回路dvからの制御信号(駆動パルス)によりIGBTQ及びバイパススイッチSWがオフされると、図4(b)に示すように、それらのオン中のような負荷電流ILが負荷Lを流れなくなる。
このとき、オフ状態のIGBTQのコレクタ−エミッタ間に漏れ電流ICE(OFF)が流れていると、IGBTQのコレクタ−エミッタ間電圧VSは「0」とならず、図4(d)に示すように、漏れ電流ICE(OFF)にオフ抵抗ZCE(OFF)を乗じた電位に上がる。
この電位が、IGBTQのオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSとして、サンプル回路shでサンプリングされ、温度変換回路convにより、IGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF)を経てジャンクション温度Tjが検出される。
なお、検出したジャンクション温度Tjを、図1に示すように、コントローラcontにおいてIGBTQの耐熱温度と比較し、これに達した場合はコントローラcontが、駆動パルス発生回路dvの出力する制御信号(駆動パルス)のオンデューティー比を下げたりゼロにするようにしてもよい。これにより、IGBTQのジャンクション温度Tjを、耐熱温度よりも低い、正常動作が保証される温度まで下げさせることができる。
また、IGBTQのオンオフに同期させてスイッチ回路SのバイパススイッチSWをオンオフさせると、負荷Lを負荷電流ILが流れている状態でバイパススイッチSWがオンオフされる可能性がある。そうすると、バイパススイッチSWがスイッチング損失により発熱するので、加熱防止用の放熱機構をバイパススイッチSWに設ける必要性が生じる。
そこで、図5(a),(b)のタイミングチャートに示すように、IGBTQのオン期間と負荷Lに負荷電流ILが流れる期間を変えずに、図5(c)に示すように、スイッチ回路SのバイパススイッチSWのオン期間を短くしてもよい。その場合、IGBTQがオンでバイパススイッチSWがオフである期間のIGBTQのコレクタ電位(コレクタ−エミッタ間電圧VS)は、図5(d)に示すように、電源BATTの電圧VBATTとほぼ等しい値となる。
このようにすれば、IGBTQがオフされて負荷Lを負荷電流ILが流れていない状態でバイパススイッチSWがオンオフされるので、バイパススイッチSWがスイッチング損失により発熱するのを防ぎ、放熱機構をバイパススイッチSWに設ける必要をなくすことができる。
以上に説明した実施形態の温度検出装置は、例えば、冷媒の圧縮機構を電動モータで回転させる電動コンプレッサにおける電動モータの駆動回路(インバータ回路)で用いられるパワー半導体スイッチング素子の温度検出にも適用することができる。
以下、電動コンプレッサの電動モータのインバータ回路において本発明の温度検出装置を用いる場合の実施形態について説明する。
図6は、一般的な電動コンプレッサの電気的構成を示す説明図である。図6に示すように、電動コンプレッサの電気系統を制御するコントローラ15は、インバータ回路15aとモータ制御部15bとを有している。
インバータ回路15aは、直流電源13の電力を交流に変換して、電動コンプレッサの圧縮機構3を回転駆動する電動モータ5の不図示のステータのU,V,W各相のコイルに供給するものである。そして、インバータ回路15aは、各相のコイルに対応する上アーム及び下アームのパワー半導体スイッチング素子として、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor 、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)Q1〜Q6を有している。
なお、IGBTQ1〜Q6は、パワーMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor 、電界効果トランジスタ)やGTO(Gate Turn-Off thyristor 、ゲートターンオフサイリスタ)等のパワー半導体スイッチング素子に置き換えてもよい。
モータ制御部15bは、電動モータ5のステータに回転磁界を発生させるための所定のパターンによる各コイルへの電圧印加を制御するもので、例えば、マイクロコンピュータによって構成される。モータ制御部15bは、各種データやテーブル、制御に利用する式等を記憶するメモリ15cを有している。
モータ制御部15bは、センサレスでロータの回転角度を検出できる場合は、検出したロータ5bの回転角度に応じて励磁相のコイルに印加する電圧(コイルを流れる電流)を調整するセンサレスベクトル制御を行う。また、センサレスでロータの回転角度を検出するのが困難な起動時等にモータ制御部15bは、励磁するコイルの相を一定の周波数で強制的に移動させる同期制御(強制転流運転)でモータを強制回転させる。
次に、上述したインバータ回路15aのIGBTQ1〜Q6についてジャンクション温度を検出するのに本発明を適用する場合の実施形態について、図7の説明図を参照して説明する。
図7(a)の回路図に示すように、図6のインバータ回路15aには、電動モータ5の通電電流を測定するために、各相の下アームのIGBTQ4〜Q6の負側に、電流測定用抵抗Rs1〜Rs3がそれぞれ直列接続されている。そこで、本実施形態では、この電流測定用抵抗Rs1〜Rs3を、図1を参照して説明した実施形態の温度検出装置におけるスイッチ回路Sの分圧抵抗R1の代わりに用いる。これにより、図1の実施形態よりも構成を簡略化することができる。
そして、本実施形態の温度検出装置は、各相に存在する電流測定用抵抗Rs1〜Rs3にそれぞれ対応して温度検出回路TC1〜TC3を設けている。
なお、電動モータ5の通電電流を常時測定するために、図1の実施形態のようなバイパススイッチSWは、電流測定用抵抗Rs1〜Rs3には並列接続されていない。そのため、ここでの電圧降下を最小限にするために、電流測定用抵抗Rs1〜Rs3は十分に低い抵抗値に設定されている。
また、各温度検出回路TC1〜TC3は、図8の回路図に示すように、図1の実施形態の温度検出装置と同様のサンプル回路sh、タイミング信号生成回路tg及び温度変換回路convを有している。なお、本実施形態の温度検出回路TC1〜TC3は、サンプル回路shを用いて、下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rs1〜Rs3との接続点の電位を検出する。
この接続点の電位は、電流測定用抵抗Rs1〜Rs3の抵抗値が低いことから、接地電位との間に大きな電位差が生じない。そこで、サンプル回路shは、下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rs1〜Rs3との接続点の電位を増幅器AMPで増幅してサンプリングする。
このように構成された本実施形態の温度検出装置では、インバータ回路15aの各相において、上アーム及び下アームのIGBTQ1,Q4、IGBTQ2,Q5、IGBTQ3,Q6のどちらか一方がオンとなり他方がオフとなる。
このうち、下アームのIGBTQ4〜Q6がオンの相では、下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rs1〜Rs3との接続点に現れる電位が、オフである上アームのIGBTQ1〜Q3の漏れ電流ICE(OFF)に応じた電位であるか、それとも、電動モータ5のステータの通過電流に応じた電位であるかを、特定することができない。
一方、下アームのIGBTQ4〜Q6がオフの相では、下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rs1〜Rs3との接続点に現れる電位が、オフである下アームのIGBTQ4〜Q6の漏れ電流ICE(OFF)に応じた電位であると、特定することができる。
このため、図7(b)の説明図に示すように、下アームのIGBTQ4〜Q6がオフのときに、その相の下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rs1〜Rs3との接続点に現れる、下アームのIGBTQ4〜Q6のコレクタ−エミッタ間の漏れ電流ICE(OFF)に応じた電位から、その相の温度検出回路TC1〜TC3によって下アームのIGBTQ4〜Q6のジャンクション温度Tjを個別に正確に検出(特定)することができる。
なお、3つのうち1つの相について電流測定用抵抗が省略されている場合は、電流測定用抵抗を設けた2つの相において、下アームのIGBTQ4〜Q6がオフであるときに、下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗との接続点に現れる電位から、電流測定用抵抗を設けた相の下アームのIGBTQ4〜Q6のジャンクション温度Tjを検出(特定)することができる。
また、図9(a)の回路図に示すように、電動モータ5の通電電流を各相に共通の単一の電流測定用抵抗Rsで測定する場合は、各相の下アームのIGBTQ4〜Q6が全てオフの場合に、下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rsとの接続点に現れる電位が、オフである下アームのIGBTQ4〜Q6の漏れ電流ICE(OFF)の合計に応じた電位となる。
さらに、各相の上アームのIGBTQ1〜Q3が全てオフの場合に、下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rsとの接続点に現れる電位が、オフである上アームのIGBTQ1〜Q3の漏れ電流ICE(OFF)の合計に応じた電位となる。
それ以外のタイミングでは、下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rsとの接続点に現れる電位が、オフである上アームや下アームのIGBTQ1〜Q6の漏れ電流ICE(OFF)の合計に応じた電位であるか、それとも、電動モータ5のステータの通過電流に応じた電位であるかを、特定することができない。
このため、図9(b)の説明図に示すように、下アームのIGBTQ4〜Q6がオフのときに、その相の下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rsとの接続点に現れる、下アームのIGBTQ4〜Q6のコレクタ−エミッタ間の漏れ電流ICE(OFF)に応じた電位から、温度検出回路TCによって下アームのIGBTQ4〜Q6のジャンクション温度Tjを検出(特定)することができる。
また、上アームのIGBTQ1〜Q3がオフのときに、その相の下アームのIGBTQ4〜Q6と電流測定用抵抗Rsとの接続点に現れる、上アームのIGBTQ1〜Q3のコレクタ−エミッタ間の漏れ電流ICE(OFF)に応じた電位から、温度検出回路TCによって上アームのIGBTQ1〜Q3のジャンクション温度Tjを検出(特定)することができる。
このとき、温度検出回路TCのサンプル回路shが出力する電位は、上アームの3つのIGBTQ1〜Q3や下アームの3つのIGBTQ4〜Q6で生じた漏れ電流の合計分だけ、電源BATTの負極側の電位よりも高い電位となる。このため、温度変換回路convは、例えば、サンプル回路shの出力電位(増幅後)を3分の1した電位から、IGBTQ1〜Q6のオフ抵抗ZCE(OFF)を割り出し、割り出したオフ抵抗ZCE(OFF)に対応するIGBTQ1〜Q6のジャンクション温度Tjを検出(特定)する。
このように構成することで、下アームのIGBTQ4〜Q6のジャンクション温度Tjに加えて、上アームのIGBTQ1〜Q3のジャンクション温度Tjを、簡易な構成で検出(特定)することができる。
なお、電流測定用抵抗Rs(Rs1〜Rs3)に代えて、図10及び図11の回路図に示すように、電流センサSi(Si1〜Si3)を用い、上アームや下アームのIGBTQ1〜Q6のコレクタ−エミッタ間の漏れ電流ICE(OFF)を直接検出する構成としてもよい。
その場合、温度検出回路TC(TC1〜TC3)の温度変換回路convは、図2に示すIGBTQの漏れ電流ICE(OFF)とオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧VSとの関係から、図12のグラフに示すような、IGBTQの漏れ電流ICE(OFF)とジャンクション温度Tjとの関係を予め求めておく。そして、予め求めておいたテーブル又は数式を用いて、IGBTQのオフ抵抗ZCE(OFF)からこれに対応するIGBTQのジャンクション温度Tjを検出(特定)する。
なお、本発明は、モータのインバータ回路に限らず、負荷に対する電力供給のオンオフに用いられるパワー半導体スイッチング素子のジャンクション温度の検出に広く適用可能である。
本発明は、負荷に対する電力供給のオンオフに用いられるパワー半導体スイッチング素子のジャンクション温度の検出において利用することができる。
3 圧縮機構
5 電動モータ
13 直流電源
15 コントローラ
15a インバータ回路(三相インバータ回路)
15b モータ制御部
15c メモリ
31 ベーン溝
33 ベーン
AMP 増幅器(増幅部)
BATT 電源
conv 温度変換回路(素子温度検出手段)
cont コントローラ(制御手段)
dv 駆動パルス発生回路
L 負荷
Q,Q1〜Q6 IGBT(パワー半導体スイッチング素子)
R1 分圧抵抗
Rs,Rs1〜Rs3 電流測定用抵抗
S スイッチ回路(並列回路)
sh サンプル回路(電位差測定部)
Si,Si1〜Si3 電流センサ
SW バイパススイッチ
TC,TC1〜TC3 温度検出回路
tg タイミング信号生成回路
X 回転方向
5 電動モータ
13 直流電源
15 コントローラ
15a インバータ回路(三相インバータ回路)
15b モータ制御部
15c メモリ
31 ベーン溝
33 ベーン
AMP 増幅器(増幅部)
BATT 電源
conv 温度変換回路(素子温度検出手段)
cont コントローラ(制御手段)
dv 駆動パルス発生回路
L 負荷
Q,Q1〜Q6 IGBT(パワー半導体スイッチング素子)
R1 分圧抵抗
Rs,Rs1〜Rs3 電流測定用抵抗
S スイッチ回路(並列回路)
sh サンプル回路(電位差測定部)
Si,Si1〜Si3 電流センサ
SW バイパススイッチ
TC,TC1〜TC3 温度検出回路
tg タイミング信号生成回路
X 回転方向
Claims (8)
- 負荷(L)に対する電力供給のオンオフに用いられるパワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)がオフされているときに、前記パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)の前後の電位差(VS)から該パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)のオフ抵抗(ZCE(OFF))又は漏れ電流(ICE)を検出する検出手段と、
前記オフ抵抗(ZCE(OFF))又は漏れ電流(ICE)及び前記電位差(VS)と、これに対応する前記パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)の温度(Tj)との、予め定義された相関関係に基づいて、前記検出手段が検出した前記オフ抵抗(ZCE(OFF))又は漏れ電流(ICE)及び該オフ抵抗(ZCE(OFF))又は漏れ電流(ICE)の検出時における前記電位差(VS)から、前記パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)の温度(Tj)を検出する素子温度検出手段(conv)と、
を備えることを特徴とするパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置。 - 前記検出手段は、前記パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)の電源(BATT)側に前記負荷(L)と共に直列接続された分圧抵抗(R1)及びバイパススイッチ(SW)の並列回路(S)と、前記パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)と共に前記バイパススイッチ(SW)がオフされているときに前記並列回路(S)と前記パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)との接続点の電位を前記電位差(VS)として測定する電位差測定部(sh)とを有しており、該電位差測定部(sh)が測定した電位から前記オフ抵抗(ZCE(OFF))を検出することを特徴とする請求項1記載のパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置。
- 前記分圧抵抗(R1)は、前記オフ抵抗(ZCE(OFF))と同等以上の抵抗値を有することを特徴とする請求項2記載のパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置。
- 前記検出手段は、前記パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)の接地側に接続された電流測定用抵抗(Rs)と、該電流測定用抵抗(Rs)の前後の電位差(VR)を増幅する増幅部(AMP)とを有しており、前記バイパススイッチ(SW)がオフされているときに前記増幅部(AMP)が増幅した前記電位差(VR)から前記オフ抵抗(ZCE(OFF))を検出することを特徴とする請求項2又は3記載のパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置。
- 前記パワー半導体スイッチング素子(Q1〜Q6)は三相インバータ回路(15a)の各相の上アーム及び下アームにそれぞれ用いられており、前記電流測定用抵抗(Rs)は、前記各相の下アームと接地との間に直列接続されていることを特徴とする請求項4記載のパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置。
- 前記各相の下アームに共通の前記電流測定用抵抗(Rs)が直列接続されていることを特徴とする請求項5記載のパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置。
- 前記検出手段は、前記パワー半導体スイッチング素子(Q1〜Q6)の接地側の通過電流を測定する電流センサ(Si,Si1〜Si3)を有しており、前記パワー半導体スイッチング素子(Q1〜Q6)がオフされているときに前記電流センサ(Si,Si1〜Si3)が測定した前記通過電流から前記漏れ電流(ICE)を検出することを特徴とする請求項1記載のパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置。
- 負荷(L)に対する電力供給のオンオフに用いられるパワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)の動作を制御する装置において、
請求項1、2、3、4、5、6又は7記載のパワー半導体スイッチング素子の温度検出装置と、
前記温度検出装置が検出した温度が前記パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)の耐熱基準温度に達したときに、該パワー半導体スイッチング素子(Q,Q1〜Q6)のオンデューティーを減少させる制御手段(cont)と、
を備えることを特徴とするパワー半導体スイッチング素子の動作制御装置。
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