JP2017046123A - 周波数受信信号の補正方法、周波数受信信号の補正装置、車両用ノイズキャンセリング方法、及び、車両用ノイズキャンセリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信信号のフーリエ変換のサンプリング周期と車両ノイズ信号の周期とが同期していない場合であっても、同期したのと同等の周波数受信信号を得ることができる周波数受信信号の補正方法を提供する。【解決手段】車両１０に設けられたアンテナ２０を用いて得られたデジタル受信信号Ｄｒｆをサンプリング周期でフーリエ変換して得られた周波数受信信号Ｆｒｆの補正方法であって、前回のサンプリングタイミングでフーリエ変換された周波数受信信号Ｆｒｆと今回のサンプリングタイミングで新たにフーリエ変換された周波数受信信号Ｆｒｆとを用いて相関行列Ｒを生成し、相関行列Ｒを用いてアンテナ２０で受信された周期的に発生する車両ノイズ信号の周期に対するフーリエ変換のサンプリング周期の位相のずれに起因する位相回転量ＷLkを推定し、位相回転量ＷLkを用いて、フーリエ変換された周波数受信信号Ｆｒｆを補正する。【選択図】図２

Description

本発明は、車両に搭載されたアンテナで受信され、フーリエ変換された周波数受信信号の補正方法及び補正装置と、補正された周波数受信信号を用いてノイズ信号を除去する車両用ノイズキャンセリング方法及び車両用ノイズキャンリング装置とに関する。

一般的に、モータ駆動機能を有する自動車、いわゆるＥＶ車においては、駆動のための電子回路から放射される大きな電磁波によって無線通信が劣化する。下記非特許文献１には、この電磁波をデジタル信号処理によって抑圧し、無線通信の特性劣化を保証する適応ノイズキャンセラが開示されている。具体的には、アンテナで受信された信号をＡＤ変換した後フーリエ変換する。これによりアンテナで受信された受信信号は周波数領域の受信信号に変換される。放送信号の周波数帯域をｆ１とすると、まず、適応ノイズキャンセラでは、周波数帯域ｆ１以外の任意の周波数帯域ｆ２に存在する不要電磁波のスペクトル成分（車両ノイズ信号）ｓ２を検出する。そして、検出したスペクトル成分ｓ２から周波数帯域ｆ１のスペクトル成分ｓ１に混在する不要電磁波のスペクトル成分（車両ノイズ信号）ｓ￣１への変換係数を算出する。この変換係数を用いて周波数帯域ｆ２のスペクトル成分（車両ノイズ信号）ｓ２から周波数帯域ｆ１のスペクトル成分ｓ￣１（車両ノイズ信号）のレプリカを生成し、これをスペクトル成分ｓ１から減算することで不要電磁波成分を除去（キャンセル）する。

佐藤雄一朗、田野哲、軽部俊和「ＥＶ車両からの不要電磁波による無線通信の劣化低減法」、電子情報通信学会 総合大会 Ｂ−４−１０、２０１５年３月

無線通信信号が存在しない帯域の車両ノイズ信号と、無線通信信号が存在する無線通信帯域の車両ノイズ信号との変換係数（相関値）を推定し、この推定した変換係数（相関値）を利用して無線通信帯域に混入する不要電磁波ノイズを推定してキャンセルする上記非特許文献１の方法では、変換係数（相関値）がフーリエ変換のサンプリングタイミングの変動によって大きく変化するため、変換係数（相関値）を推定することが困難である。

つまり、上記非特許文献１においては、周波数領域に変換された受信信号の演算となるため、受信信号のフーリエ変換のサンプリング周期と車両ノイズ信号の周期との位相が同期していることが前提となる。したがって、受信信号のフーリエ変換のサンプリング周期と車両ノイズ信号の周期との位相が非同期となると、フーリエ変換の窓関数の切り出し位置が車両ノイズ信号の周期に対して位相がずれてしまう。これにより、フーリエ変換された受信信号に位相誤差成分（位相回転量）が発生する。この位相誤差成分の発生によって変換係数を推定することが困難になる。変換係数の推定が困難になることによって、ノイズキャンセルの性能、精度が低下してしまう。

そこで、本発明は、受信信号のフーリエ変換のサンプリング周期と車両ノイズ信号の周期とが同期していない場合であっても、同期したのと同等の周波数受信信号を得ることができる周波数受信信号の補正方法及び補正装置を提供することを目的とする。また、受信信号のフーリエ変換のサンプリング周期と車両ノイズ信号の周期とが同期していない場合であっても、ノイズキャンセルを精度よく行うことができる車両用ノイズキャンセリング方法及び車両用ノイズキャンリング装置を提供することを目的とする。

本発明は、車両に設けられた放送信号を受信するアンテナを用いて得られた受信信号をサンプリング周期でフーリエ変換して得られた周波数受信信号の補正方法であって、前回のサンプリングタイミングでフーリエ変換された前記周波数受信信号と今回のサンプリングタイミングで新たにフーリエ変換された前記周波数受信信号とを用いて相関値を生成する生成工程と、前記相関値を用いて前記アンテナで受信された周期的に発生する車両ノイズ信号の周期に対するフーリエ変換のサンプリング周期の位相のずれに起因する位相回転量を推定する推定工程と、推定した前記位相回転量を用いて、フーリエ変換された前記周波数受信信号を補正する補正工程と、を含むことを特徴とする。

この発明によれば、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期と同期していない場合であっても、車両ノイズ信号の周期と同期したサンプリング周期でフーリエ変換したのと同等の周波数受信信号を得ることができる。

本発明は、前記周波数受信信号の補正方法であって、前記相関値は、相関行列であり、前記推定工程は、前記相関行列を特異値分解することで前記相関行列の特異値を算出する工程と、前記特異値に基づいて前記位相回転量を推定する工程と、を有することを特徴とする。これにより、位相回転量を精度よく推定することができる。

本発明は、前記周波数受信信号の補正方法を含む車両用ノイズキャンセリング方法であって、前記補正工程によって補正された前記周波数受信信号のうち、前記放送信号が受信されるメインバンドの周波数受信信号を抽出するメインバンド抽出工程と、前記補正工程によって補正された前記周波数受信信号のうち、前記放送信号が受信されていないサイドバンドの周波数受信信号を抽出するサイドバンド抽出工程と、前記メインバンドの周波数受信信号と前記サイドバンドの周波数受信信号とから前記メインバンドにおける前記車両ノイズ信号を推定するノイズ推定工程と、前記メインバンドの周波数受信信号から推定された前記車両ノイズ信号を除去するノイズ除去工程と、を含むことを特徴とする。これにより、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期と同期していない場合であっても、ノイズキャンセリングの精度が低下することを防止することができ、精度よくノイズキャンセリングを行うことができる。

本発明は、車両に設けられた放送信号を受信するアンテナを用いて得られた受信信号をサンプリング周期でフーリエ変換して得られた周波数受信信号の補正装置であって、前回のサンプリングタイミングでフーリエ変換された前記周波数受信信号と今回のサンプリングタイミングで新たにフーリエ変換された前記周波数受信信号とを用いて相関行列を生成する相関行列生成部と、前記相関行列を特異値分解することで、前記相関行列の特異値を算出する特異値算出部と、前記特異値に基づいて位相回転量を推定する位相回転推定部と、推定した前記位相回転量を用いて、フーリエ変換された前記周波数受信信号を補正する位相回転補正部と、を備える。

この発明によれば、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期と同期していない場合であっても、車両ノイズ信号の周期と同期したサンプリング周期でフーリエ変換したのと同等の周波数受信信号を得ることができる。

本発明は、前記周波数受信信号の補正装置とノイズ除去装置とを備える車両用ノイズキャンセリング装置であって、前記ノイズ除去装置は、前記位相回転補正部によって補正された前記周波数受信信号のうち、前記放送信号が受信されるメインバンドの周波数受信信号を抽出するメインバンド抽出部と、前記位相回転補正部によって補正された前記周波数受信信号のうち、前記放送信号が受信されていないサイドバンドの周波数受信信号を抽出するサイドバンド抽出部と、前記メインバンドの周波数受信信号と前記サイドバンドの周波数受信信号とから前記メインバンドにおける車両ノイズ信号を推定するノイズ推定部と、前記メインバンドの周波数受信信号から推定された前記車両ノイズ信号を除去するノイズ除去部と、を有することを特徴とする。これにより、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期と同期していない場合であっても、ノイズキャンセリングの精度が低下することを防止することができ、精度よくノイズキャンセリングを行うことができる。

本発明によれば、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期と同期していない場合であっても、車両ノイズ信号の周期と同期したサンプリング周期でフーリエ変換したのと同等の周波数受信信号を得ることができる。したがって、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期と同期していない場合であっても、ノイズキャンセリングの精度が低下することを防止することができ、精度よくノイズキャンセリングを行うことが可能となる。

実施の形態に係る車両の側面図である。 図１に示す車両に搭載されるラジオ受信機の概略構成図である。 フーリエ変換のサンプリング周期の位相が変動したときに得られる周波数受信信号の一例を示す図である。 図２に示すノイズ除去装置の構成の一例を示す図である。 本実施の形態の車両用ノイズキャンセリング装置による放送信号と出力信号との誤差比であるＳＩＲと、従来の車両用ノイズキャンセリング装置による送信信号と出力信号との誤差比であるＳＩＲとの比較図である。

本発明に係る周波数受信信号の補正方法と車両用ノイズキャンセリング方法、及び、これらの方法を実現する周波数受信信号の補正装置と車両用ノイズキャンセリング装置について、好適な実施の形態を掲げ、添付の図面を参照しながら以下、詳細に説明する。

図１は、実施の形態に係る車両１０の側面図である。車両１０は、駆動源となるモータ１２と、モータ１２を駆動し、その駆動を制御するモータ駆動制御装置１４とを有する電動車両である。なお、車両１０は、エンジンとモータ１２とを搭載したハイブリッド車両であってもよい。モータ１２は、例えば、車両１０の前方に配置されたボンネット１６下で、前輪ＷＦの近傍に設けられた図示しないモータルーム内に配置されている。モータ駆動制御装置１４は、後輪ＷＲの近傍に設けられている。モータ駆動制御装置１４は、図示しないバッテリの直流電流を３相の交流電流に変換してモータ１２を駆動するドライバ（例えば、インバータ等の電力変換器）１４ａと、ドライバ１４ａをＰＷＭ制御する制御装置（コンピュータ）１４ｂとを有する。

ドライバ１４ａは、ＵＶＷの３相に応じた半導体スイッチング素子（図示略）を複数有
する。制御装置１４ｂがこのスイッチング素子のオンオフを、ＰＷＭ周期Ｔｐの範囲内で定められたデューティ比に応じて切り換えることで、ドライバ１４ａは前記バッテリの直流電流を３相の交流電流に変換して、モータ１２を駆動させる。制御装置１４ｂがデューティ比を変えることで、モータ１２の駆動が制御される。車両１０のルーフパネル１８の後方には、放送信号（放送電波）を受信するアンテナ（放送用アンテナ）２０が設けられている。なお、モータ駆動制御装置１４のドライバ１４ａとモータ１２とは、ハーネス２２によって接続されており、このハーネス２２によって３相の交流電流がモータ１２に供給される。

図２は、図１に示す車両１０に搭載されるラジオ受信機３０の概略構成図である。ラジオ受信機３０は、アンテナ２０、ＡＤ変換器３２、周波数解析部３４、相関行列生成部３６、特異値算出部３８、位相回転推定部４０、位相回転補正部４２、ノイズ除去装置４４、逆周波数解析部４６、及び、チューナ４８を備える。

アンテナ２０は、少なくとも放送信号（以下、ＦＭラジオ放送信号（ＦＭラジオ放送電波）を例に挙げて説明する）を受信する。したがって、アンテナ２０は、少なくとも、ＦＭラジオの放送帯域（例えば、７６ＭＨｚ〜１０８ＭＨｚ）の信号を受信する。なお、モータ駆動制御装置１４がモータ１２を駆動することで車両ノイズ信号（車両ノイズ電波）が発生することから、アンテナ２０が受信したアナログ受信信号Ａｒｆは、放送信号成分と車両ノイズ信号成分とを含むことになる。この車両ノイズ信号は、モータ駆動制御装置１４がモータ１２を駆動することで発生するものであることから、周波数軸上で繰り返し発生する。つまり、周期的に車両ノイズ信号が発生する。車両ノイズ信号を発生するノイズ発生源は、モータ１２、モータ駆動制御装置１４、及び、ハーネス２２のうち少なくとも１つで構成される。つまり、少なくともモータ１２、モータ駆動制御装置１４、及び、ハーネス２２の少なくとも１つから車両ノイズ信号が発生する。

アンテナ２０が受信したアナログ受信信号ＡｒｆはＡＤ変換器３２に入力される。ＡＤ変換器３２は、アナログ受信信号Ａｒｆをデジタル受信信号Ｄｒｆに変換する。ＡＤ変換器３２は、変換したデジタル受信信号Ｄｒｆを周波数解析部３４に出力する。

周波数解析部（フーリエ変換部）３４は、ＡＤ変換器３２が出力したデジタル受信信号Ｄｒｆの周波数を解析する。つまり、周波数解析部３４は、デジタル受信信号Ｄｒｆを時間領域から周波数領域に変換することで周波数を解析する。これにより、周波数解析部３４は、時間領域のデジタル受信信号Ｄｒｆを周波数領域の周波数受信信号Ｆｒｆに変換することができる。周波数解析部３４は、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いてデジタル受信信号Ｄｒｆを周波数受信信号（周波数スペクトルの信号）Ｆｒｆにフーリエ変換する。周波数解析部３４は、サンプリング周期（サンプリング周波数）で、デジタル受信信号Ｄｒｆを周波数受信信号Ｆｒｆにフーリエ変換する。周波数解析部３４は、フーリエ変換した周波数受信信号Ｆｒｆを相関行列生成部３６及び位相回転補正部４２に出力する。

ここで、フーリエ変換された信号である周波数受信信号ＦｒｆをＦ（ｋ）とし、車両ノイズ信号の周期とフーリエ変換のサンプリング周期との位相が同期している同期系の場合では、Ｆ（ｋ）は、以下に示す数式（１）で表される。数式（１）中のａ（ｍ）は、時間領域の信号であるデジタル受信信号Ｄｒｆを表し、Ｎは、標本点（サンプリング点）の数を表している。ｋは、周波数を表しており、Ｆ（ｋ）は、周波数ｋにおける周波数受信信号Ｆｒｆの大きさを表している。また、ｍは、時刻を表しており、ａ（ｍ）は、時刻ｍにおけるデジタル受信信号Ｄｒｆの大きさを表している。なお、フーリエ変換のサンプリング周期（サンプリング周波数）の位相と車両ノイズ信号の周期（周波数）の位相とが同期しているとは、二つの周期の位相が一致していればよい。したがって、互いに位相が一致していれば、車両ノイズ信号の周波数とフーリエ変換のサンプリング周波数とが正数倍で異なる場合も位相が同期しているといえる。

一方、車両ノイズ信号の周期とフーリエ変換のサンプリング周期との位相が非同期である非同期系の場合では、Ｆ（ｋ）は、以下に示す数式（２）で表される。数式（２）では、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期に対して位相がＬ個の標本点だけずれた（回転した）場合を表している。この数式（２）のＷ^Lkが非同期系に起因する位相回転量（位相誤差成分）を示す項であり、これは同期系には存在しない。

したがって、車両ノイズ信号の周期とフーリエ変換のサンプリング周期との位相が非同期の場合は、フーリエ変換された周波数受信信号Ｆｒｆを、この位相回転量Ｗ^Lkを用いて補正する必要がある。つまり、周波数解析部３４は、車両ノイズ信号の周期とフーリエ変換のサンプリング周期との位相が非同期であっても、位相回転量Ｗ^Lkを考慮せずにデジタル受信信号Ｄｒｆをフーリエ変換する。そのため、周波数解析部３４によってフーリエ変換された周波数受信信号Ｆｒｆは、数式（２）で表される信号となる。したがって、周波数解析部３４がフーリエ変換した周波数受信信号Ｆｒｆ（数式（２）で表される信号）に位相回転量Ｗ^Lkの逆数である逆位相回転量Ｗ^-Lkを乗算することで、周波数受信信号Ｆｒｆの位相回転を元に戻す必要がある。そのため、本実施の形態のラジオ受信機３０は、この位相回転量Ｗ^Lkを推定して位相回転を元に戻すために、相関行列生成部３６、特異値算出部３８、位相回転推定部４０、及び、位相回転補正部４２を備えている。この相関行列生成部３６、特異値算出部３８、位相回転推定部４０、及び、位相回転補正部４２は、周波数受信信号Ｆｒｆの補正装置５０を構成する。

なお、図３は、フーリエ変換のサンプリング周期の位相が変動したときに得られる周波数受信信号Ｆｒｆの一例を示す図である。つまり、図３は、数式（２）中のＬが変動したときの周波数受信信号Ｆｒｆを示す図である。破線で示す周波数受信信号Ｆｒｆは、フーリエ変換のサンプリング周期が位相Ａのときに変換された周波数受信信号Ｆｒｆを示している。実線で示す周波数受信信号Ｆｒｆは、フーリエ変換のサンプリング周期が位相Ａとは異なる位相Ｂのときに変換された周波数受信信号Ｆｒｆを示している。図３に示すように、フーリエ変換のサンプリングタイミングが変動すると、得られる周波数受信信号Ｆｒｆの特性が大きく変わってしまうことがわかる。図３では、フーリエ変換のサンプリング周期が位相Ａのときに車両ノイズ信号の周期と同期しているものとする。つまり、破線で示す周波数受信信号Ｆｒｆは、車両ノイズ信号の周期と同期したサンプリング周波数でフーリエ変換された周波数受信信号Ｆｒｆを示しており、このときは、Ｌ＝０、である。

相関行列生成部３６は、前回のサンプリングタイミングと今回（現在）のサンプリングタイミングとで、周波数解析部３４がデジタル受信信号Ｄｒｆをフーリエ変換して得た周波数受信信号Ｆｒｆから相関行列（相関値）Ｒを生成する。相関行列生成部３６は、まず現在（現時刻）の周波数受信信号Ｆｒｆと前回（前時刻）の周波数受信信号Ｆｒｆを用いてベクトルを構成し、構成したベクトルを用いて前時刻と現時刻との周波数受信信号Ｆｒｆの相関行列Ｒを生成する。相関行列生成部３６は、周波数解析部３４がサンプリング周期で変換した今回の周波数受信信号Ｆｒｆと前回の周波数受信信号Ｆｒｆを記憶し、前回の周波数受信信号Ｆｒｆと今回（最新）の周波数受信信号Ｆｒｆとを用いて、相関行列（相関値）Ｒを逐次算出する。なお、車両ノイズ信号の周期が変動しない限り、算出される相関行列Ｒは一定となる。

具体的には、相関行列生成部３６は、以下に示す数式（３）を用いて相関行列Ｒを生成する。なお、数式（３）のＦ（ｋ−１）は、前回のサンプリングタイミングにおいてフーリエ変換された周波数受信信号Ｆｒｆを示し、Ｆ（ｋ）は、今回のサンプリングタイミングにおいてフーリエ変換された周波数受信信号Ｆｒｆを示している。また、ｇ（ｋ）は、ゲインを示し、詳しくは、周波数ｋにおけるスペクトラム密度を示している、τは、タイミングオフセット（サンプリングオフセット）、Ｎは標本点の数を示している。このタイミングオフセットτは、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期に対して位相がＬ個の標本点だけずれたオフセット時間である。つまり、タイミングオフセットτは、車両ノイズ信号の周期に対するフーリエ変換のサンプリング周期の位相のずれ量（ずれ時間）を示している。したがって、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期と同期している場合は、τは０となる。相関行列生成部３６は、生成した相関行列Ｒを特異値算出部３８に出力する。

特異値算出部３８は、相関行列生成部３６が生成した相関行列Ｒを特異値分解して相関行列Ｒの特異値を求める。この特異値は、前回のサンプリングタイミングと今回のサンプリングタイミングとのずれを表すものであり、タイミングオフセットτを表す情報である。特異値分解された相関行列Ｒは、以下の数式（４）のように表される。この数式（４）のφが、相関行列Ｒの特異値（固有値）となる。但し書きにあるように、特異値φとタイミングオフセットτとは、φ＝ｅ^i2πτ/N、の関数で表されるので、この特異値φは、タイミングオフセットτを表す情報である。なお、数式（４）のｇ^*（ｋ−１）は、ｇ（ｋ−１）の複素共役であり、ｇ^*（ｋ）は、ｇ（ｋ）の複素共役である。特異値算出部３８は、算出した特異値φを位相回転推定部４０に出力する。相関行列生成部３６は相関行列Ｒを逐次算出するので、それに伴い、特異値算出部３８も最新の相関行列Ｒの特異値φを逐次算出する。なお、特異値算出部３８は、算出された相関行列Ｒに変更があった場合にだけ、新たに特異値φを算出するようにしてもよい。

位相回転推定部４０は、特異値算出部３８が算出した特異値φに基づいて、位相回転量Ｗ^Lkを推定する。特異値φは、φ＝Ｗ^-L、で表すことができるので、特異値φを用いて位相回転量（位相誤差成分）Ｗ^Lkを求めることができる。この位相回転量Ｗ^Lkは、車両ノイズ信号の周期に対するフーリエ変換のサンプリング周期の位相のずれに起因して発生する。位相回転推定部４０は、推定した位相回転量Ｗ^Lkを位相回転補正部４２に出力する。特異値算出部３８は逐次特異値φを算出するので、それに伴い、位相回転推定部４０も算出された最新の特異値φに基づいて位相回転量Ｗ^Lkを逐次算出する。位相回転量Ｗ^Lkのｋは周波数を表しているので、位相回転推定部４０は、周波数毎に位相回転量Ｗ^Lkを算出する。なお、位相回転推定部４０は、特異値φから逆位相回転量Ｗ^-Lkを求めてもよい。逆位相回転量Ｗ^-Lkは、位相回転量Ｗ^Lkの逆数であることから、どちらか一方を求めれば他方が一義的に求まり、一対の関係となる。したがって、位相回転量Ｗ^Lkを求めるとは、逆位回転量Ｗ^-Lkを求めていることになり、逆位相回転量Ｗ^-Lkを求めるとは、位相回転量Ｗ^Lkを求めていることになる。

位相回転補正部４２は、周波数解析部３４が変換した最新（今回）の周波数受信信号Ｆｒｆを、位相回転推定部４０が推定した最新（今回）の位相回転量Ｗ^Lkに基づいて補正する。以下、この補正された周波数受信信号Ｆｒｆを、Ｆｒｆ´で表す。これにより、周波数解析部３４が変換した周波数受信信号Ｆｒｆを位相回転分だけ戻した周波数受信信号Ｆｒｆ´を生成することができる。この周波数受信信号Ｆｒｆ´は、フーリエ変換のサンプリング周期と車両ノイズ信号の周期とが同期している状態における周波数受信信号Ｆｒｆと略同じものとなる。具体的には、位相回転補正部４２は、周波数解析部３４がフーリエ変換した周波数受信信号Ｆｒｆ（数式（２））に逆位相回転量Ｗ^-Lkを乗算することで、周波数受信信号Ｆｒｆ´を生成する（数式（１）参照）。位相回転補正部４２は、補正後の周波数受信信号Ｆｒｆ´をノイズ除去装置４４に出力する。

ノイズ除去装置４４は、周波数受信信号Ｆｒｆ´を用いて、周波数受信信号Ｆｒｆ´から車両ノイズ信号成分を除去した周波数受信信号ＢＦｒｆを生成する。この生成された周波数受信信号ＢＦｒｆは、放送信号成分に応じた周波数受信信号となる。ノイズ除去装置４４は、生成した周波数受信信号ＢＦｒｆを逆周波数解析部４６に出力する。なお、ノイズ除去装置４４の具体的な構成例については後で説明する。

逆周波数解析部（逆フーリエ変換部）４６は、周波数受信信号ＢＦｒｆに対して逆フーリエ変換を行う。つまり、逆周波数解析部４６は、周波数受信信号ＢＦｒｆを周波数領域から時間領域に戻す逆フーリエ変換を行う。これにより、逆周波数解析部４６は、周波数領域の周波数受信信号ＢＦｒｆを時間領域のデジタル受信信号ＢＤｒｆに変換することができる。逆周波数解析部４６は、例えば、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ、逆ＦＦＴ）を用いて周波数受信信号ＢＦｒｆをデジタル受信信号ＢＤｒｆに逆フーリエ変換する。逆周波数解析部４６は、逆フーリエ変換したデジタル受信信号ＢＤｒｆをチューナ４８に出力する。なお、このデジタル受信信号ＢＤｒｆは、車両ノイズ信号成分が除去されたものであり、放送信号成分に応じたデジタル受信信号である。

チューナ４８は、デジタル受信信号ＢＤｒｆをＤＡ変換してアナログ信号に変換した後、検波・復調する。なお、チューナ４８にＤＡ変換機能がない場合には、ＤＡ変換器を逆周波数解析部４６とチューナ４８との間に設けてもよい。また、チューナ４８と逆周波数解析部４６を一体に構成してもよい。このチューナ４８は、一般的に市販されているもの（例えば、ＲＦチューナ）であってもよい。チューナ４８の出力信号であるオーディオ信号は、オーディオ増幅器（図示略）を通じて車両１０の車室内に搭載されたスピーカ（図示略）に供給され、このスピーカから音（放送信号の音）が出力される。なお、ラジオ受信機３０の少なくとも補正装置５０（相関行列生成部３６、特異値算出部３８、位相回転推定部４０、及び、位相回転補正部４２）とノイズ除去装置４４とは、車両用ノイズキャンセリング装置５２を構成する。

図４は、図２に示すノイズ除去装置４４の構成の一例を示す図である。ノイズ除去装置４４は、バンドパスフィルタ６０、６２、ノイズ推定部６４、及び、ノイズ除去部６６を有する。ノイズ推定部６４は、複素相関演算部６８及び乗算部７０を備える。位相回転補正部４２が出力した周波数受信信号Ｆｒｆ´は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６０、６２に入力される。

バンドパスフィルタ（メインバンド抽出部）６０は、周波数受信信号Ｆｒｆ´のうち、ＦＭラジオの放送帯域（以下、メインバンドという）における周波数受信信号Ｆｒｆ´を抽出する。この抽出したメインバンドにおける周波数受信信号Ｆｒｆ´をＭＦｒｆ´とする。バンドパスフィルタ６０は、抽出した周波数受信信号ＭＦｒｆ´をノイズ推定部６４（具体的には、複素相関演算部６８）及びノイズ除去部６６に出力する。このメインバンドにおける周波数受信信号ＭＦｒｆ´は、放送信号成分と車両ノイズ信号成分を含んでいる。

バンドパスフィルタ（サイドバンド抽出部）６２は、周波数受信信号Ｆｒｆ´のうち、メインバンド以外の所定の帯域（以下、サイドバンドという）における周波数受信信号Ｆｒｆ´を抽出する。この抽出したサイドバンドにおける周波数受信信号Ｆｒｆ´をＳＦｒｆ´とする。バンドパスフィルタ６２は、抽出した周波数受信信号ＳＦｒｆ´をノイズ推定部６４（具体的には、複素相関演算部６８及び乗算部７０）に出力する。このサイドバインドにおける周波数受信信号ＳＦｒｆ´には、放送信号成分が含まれていないため、サイドバンドの周波数受信信号ＳＦｒｆ´は、サイドバンドでの車両ノイズ信号を表した信号となる。なお、同一のノイズ発生源から発生した車両ノイズ信号であっても、車両ノイズ信号の特性は、周波数に応じて変動するので、サイドバンドの周波数受信信号ＳＦｒｆ´は、メインバンドでの車両ノイズ信号を表したものではない。

ノイズ推定部６４は、メインバンドの周波数受信信号ＭＦｒｆ´とサイドバンドの周波数受信信号ＳＦｒｆ´とからメインバンドにおける車両ノイズ信号Ｆｎを推定する。具体的には、ノイズ推定部６４の複素相関演算部６８は、メインバンドの周波数受信信号ＭＦｒｆ´と、サイドバンドの周波数受信信号ＳＦｒｆ´との複素相関演算を行うことで、複素相関値（相関係数）Ｃを算出する。複素相関演算部６８は、時間平均処理を用いて複素相関値Ｃを算出する。つまり、算出した過去の複数の複素相関演算の演算結果と今回の複素相関演算の演算結果との平均値を複素相関値Ｃとして算出する。なお、複素相関演算部６８は、時間平均処理を行わずに、今回の複素相関演算の演算結果を複素相関値Ｃとして算出してもよい。この複素相関値Ｃは、サイドバンドにおける車両ノイズ信号とメインバンドにおける車両ノイズ信号との相関を示す係数である。複素相関演算部６８は、算出した複素相関値Ｃを乗算部７０に出力する。

ノイズ推定部６４の乗算部７０は、サイドバンドにおける車両ノイズ信号を示す周波数受信信号ＳＦｒｆ´と複素相関値Ｃとを乗算することで、メインバンドにおける車両ノイズ信号Ｆｎを生成（推定）する。乗算部７０は、生成した車両ノイズ信号Ｆｎをノイズ除去部６６に出力する。ノイズ除去部（減算部）６６は、メインバンドにおける周波数受信信号ＭＦｒｆ´から車両ノイズ信号Ｆｎを減算（除去）することで、車両ノイズ信号Ｆｎが除去された周波数受信信号ＢＦｒｆを生成する。ノイズ除去部６６は、生成した周波数受信信号ＢＦｒｆを逆周波数解析部４６に出力する。

ノイズ除去装置４４は、このような構成を有することで、車両ノイズ信号Ｆｎが除去された周波数受信信号ＢＦｒｆを生成することができる。なお、ノイズ除去装置４４の構成は、図４に示した構成に限定されるものではなく、車両ノイズ信号Ｆｎを除去することができる構成であればよい。また、図４に示すノイズ除去装置４４を、サイドバンドキャンセラ方式のノイズ除去装置としたが、他の方式のノイズ除去装置であってもよい。

図５は、本実施の形態の車両用ノイズキャンセリング装置５２による放送信号と出力信号との誤差比であるＳＩＲ（信号電力対干渉電力比）と、従来の車両用ノイズキャンセリング装置による送信信号と出力信号との誤差比であるＳＩＲとの比較図である。放送信号としてガウス雑音の信号を用い、車両ノイズ信号として矩形波パルスを用いた。出力信号は、ノイズキャンセリングによって車両ノイズ信号が除去された信号である。図５の実線で示すＳＩＲは、本実施の形態の車両用ノイズキャンセリング装置５２によるものを示し、破線で示すＳＩＲは、従来の車両用ノイズキャンセリング装置によるものを示している。図５においては、フーリエ変換のサンプリング周期の位相と車両ノイズ信号の周期の位相とは非同期であり、時間の経過とともにタイミングオフセットτを時間の経過とともに一定の大きさで増加させた。

本実施の形態の車両用ノイズキャンセリング装置５２は、位相回転補正を行っているので、図５に示すように時間が経過する程ＳＩＲは向上している。一方、従来の車両用ノイズキャンセリング装置は位相回転補正を行っていないので、ＳＩＲは低い値で停滞しているのがわかる。つまり、位相回転補正を行ったときの方が、位相回転補正を行っていないときに比べ、ＳＩＲが飛躍的に向上するのがわかる。

このように、相関行列生成部３６は、前回のサンプリングタイミングと今回のサンプリングタイミングとで、周波数解析部３４がフーリエ変換した周波数受信信号Ｆｒｆに基づいて相関行列Ｒを算出する。特異値算出部３８は、その相関行列Ｒを特異値分解することで特異値φを得る。この特異値φは、車両ノイズ信号の周期に対するフーリエ変換のサンプリング周期の位相のずれ量（ずれ時間）を示す情報である。そして、位相回転推定部４０は、得られた特異値φに基づいて位相回転量Ｗ^Lkを求める。この位相回転量Ｗ^Lkは、車両ノイズ信号の周期に対するフーリエ変換のサンプリング周期の位相のずれに起因して発生する。位相回転補正部４２は、位相回転量Ｗ^Lkに基づいて、周波数解析部３４がフーリエ変換した周波数受信信号Ｆｒｆを補正する。したがって、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期と同期していない場合であっても、車両ノイズ信号の周期と同期したサンプリング周期でフーリエ変換したのと略同一の周波数受信信号Ｆｒｆ´を得ることができる。

ノイズ除去装置４４は、サイドバンドキャンセラ方式によって、補正された周波数受信信号Ｆｒｆ´を用いて、車両ノイズ信号を除去した周波数受信信号ＢＦｒｆを生成する。したがって、フーリエ変換のサンプリング周期が車両ノイズ信号の周期と同期していない場合であっても、ノイズキャンセリングの精度が低下することを防止することができ、精度よくノイズキャンセリングを行うことができる。

なお、上記実施の形態では、メインバンドをＦＭラジオが放送される放送帯域（例えば、７６ＭＨｚ〜１０８ＭＨｚ）とし、サイドバンドをＦＭラジオが放送されない放送帯域（例えば、３０ＭＨｚ〜６０ＭＨｚ、１２０ＭＨｚ〜１５０ＭＨｚの帯域）とした。しかしながら、メインバンド及びサイドバンド共に、ＦＭラジオが放送され得る放送帯域（例えば、７６ＭＨｚ〜１０８ＭＨｚ）であってもよい。この場合は、メインバンドは、ラジオ受信機３０（アンテナ２０）によって現在放送信号が受信されている周波数帯域とし、サイドバンドは、ラジオ受信機３０（アンテナ２０）によって現在放送信号が受信されていない周波数帯域としてもよい。つまり、ＦＭラジオの放送帯域が、７６ＭＨｚ〜１０８ＭＨｚであっても、全ての各周波数で放送信号が放送（受信）されているわけではなく、地域毎に放送信号が放送される周波数帯域は異なる。したがって、ラジオ受信機３０が存在する地域で放送信号が放送されていない又は受信できない周波数帯域をサイドバンドとしてもよい。

１０…車両 １２…モータ
１４…モータ駆動制御装置 １４ａ…ドライバ
１４ｂ…制御装置 ２０…アンテナ
２２…ハーネス ３０…ラジオ受信機
３２…変換器 ３４…周波数解析部
３６…相関行列生成部 ３８…特異値算出部
４０…位相回転推定部 ４２…位相回転補正部
４４…ノイズ除去装置 ４６…逆位相解析部
４８…チューナ ５０…補正装置
５２…車両用ノイズキャンセリング装置 ６０、６２…バンドパスフィルタ
６４…ノイズ推定部 ６６…ノイズ除去部
６８…複素相関演算部 ７０…乗算部

Claims (5)

1. 車両に設けられた放送信号を受信するアンテナを用いて得られた受信信号をサンプリング周期でフーリエ変換して得られた周波数受信信号の補正方法であって、
   前回のサンプリングタイミングでフーリエ変換された前記周波数受信信号と今回のサンプリングタイミングで新たにフーリエ変換された前記周波数受信信号とを用いて相関値を生成する生成工程と、
   前記相関値を用いて前記アンテナで受信された周期的に発生する車両ノイズ信号の周期に対するフーリエ変換のサンプリング周期の位相のずれに起因する位相回転量を推定する推定工程と、
   推定した前記位相回転量を用いて、フーリエ変換された前記周波数受信信号を補正する補正工程と、
   を含むことを特徴とする周波数受信信号の補正方法。
2. 請求項１に記載の周波数受信信号の補正方法であって、
   前記相関値は、相関行列であり、
   前記推定工程は、
   前記相関行列を特異値分解することで前記相関行列の特異値を算出する工程と、
   前記特異値に基づいて前記位相回転量を推定する工程と、
   を有することを特徴とする周波数受信信号の補正方法。
3. 請求項１又は２に記載の周波数受信信号の補正方法を含む車両用ノイズキャンセリング方法であって、
   前記補正工程によって補正された前記周波数受信信号のうち、前記放送信号が受信されるメインバンドの周波数受信信号を抽出するメインバンド抽出工程と、
   前記補正工程によって補正された前記周波数受信信号のうち、前記放送信号が受信されていないサイドバンドの周波数受信信号を抽出するサイドバンド抽出工程と、
   前記メインバンドの周波数受信信号と前記サイドバンドの周波数受信信号とから前記メインバンドにおける前記車両ノイズ信号を推定するノイズ推定工程と、
   前記メインバンドの周波数受信信号から推定された前記車両ノイズ信号を除去するノイズ除去工程と、
   を含むことを特徴とする車両用ノイズキャンセリング方法。
4. 車両に設けられた放送信号を受信するアンテナを用いて得られた受信信号をサンプリング周期でフーリエ変換して得られた周波数受信信号の補正装置であって、
   前回のサンプリングタイミングでフーリエ変換された前記周波数受信信号と今回のサンプリングタイミングで新たにフーリエ変換された前記周波数受信信号とを用いて相関行列を生成する相関行列生成部と、
   前記相関行列を特異値分解することで、前記相関行列の特異値を算出する特異値算出部と、
   前記特異値に基づいて位相回転量を推定する位相回転推定部と、
   推定した前記位相回転量を用いて、フーリエ変換された前記周波数受信信号を補正する位相回転補正部と、
   を備えることを特徴とする周波数受信信号の補正装置。
5. 請求項４に記載の周波数受信信号の補正装置とノイズ除去装置とを備える車両用ノイズキャンセリング装置であって、
   前記ノイズ除去装置は、
   前記位相回転補正部によって補正された前記周波数受信信号のうち、前記放送信号が受信されるメインバンドの周波数受信信号を抽出するメインバンド抽出部と、
   前記位相回転補正部によって補正された前記周波数受信信号のうち、前記放送信号が受信されていないサイドバンドの周波数受信信号を抽出するサイドバンド抽出部と、
   前記メインバンドの周波数受信信号と前記サイドバンドの周波数受信信号とから前記メインバンドにおける車両ノイズ信号を推定するノイズ推定部と、
   前記メインバンドの周波数受信信号から推定された前記車両ノイズ信号を除去するノイズ除去部と、
   を有することを特徴とする車両用ノイズキャンセリング装置。

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