JP2017038196A - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】少ないサブキャリアで、未取得のサブキャリアのチャネル情報も推定することで、効率的なチャネルのフィードバックを実現可能な無線通信装置及び方法を提供する。
【解決手段】基地局装置がトレーニング信号を送信しＳ５３０１、端末局装置はこれを受信しＳ５３０２、信号が含まれるサブキャリアを抜き出してチャネル推定結果を得るＳ５３０３。そして、端末局装置は、基準のチャネル推定結果で除算して相対チャネル情報を取得しＳ５３０４、自然対数値を２πｊで除算した値を求めＳ５３０５、最小二乗法により最適値を算出するＳ５３０６。
続き、各サブキャリアのチャネル推定を実施しＳ５３０７、相対チャネル行列を求めＳ５３０８、これを記録管理するＳ５３０９。さらに、端末局装置は特異値分解を実施し、受信ウエイトベクトルを取得しＳ５３１０、キャリブレーションを施しＳ５３１１、これを記録管理するＳ５３１２。
【選択図】図５３

Description

本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。
［まえがき］
現在、スマートフォンの爆発的な普及に伴って、利便性の高いマイクロ波帯の周波数資源が枯渇している。対策として、第３世代の携帯電話から第４世代の携帯電話への移行や、新しい周波数帯の割り当てが行われている。しかし、サービスの提供を望む事業者が多いことから、各事業者に割り当てられる周波数資源は限られている。
携帯電話のサービスにおいては、複数のアンテナ素子を利用したマルチアンテナ・システムによる周波数利用効率の向上を目指す検討が進められている。既に普及している無線標準規格ＩＥＥＥ（The Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc.）８０２．１１ｎでは、送信と受信との双方に複数のアンテナ素子を用いるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送技術を用いて空間多重伝送を行う。これにより、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、伝送容量を高めて周波数利用効率を向上させている。なお、ＭＩＭＯという用語は、一般には送信局及び受信局共に複数アンテナ素子を備えることを想定して使われる。受信側が単数アンテナ素子の場合には、ＭＩＭＯではなく、ＭＩＳＯ（Multiple Input Single Output）という用語が使われる。ただし、以下では、これらを全て包含する意味でＭＩＭＯという用語を用いる。
また、最近の通信技術としては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式やＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalization）方式の様に、複数の周波数成分（サブキャリア）に分割して周波数軸上で信号処理を行う方式が一般的である。以下では、特にＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥの区別をせず、それらに共通する一般的な方式を前提として「サブキャリア」という用語を用いて説明する。
ＭＩＭＯ伝送技術においては、送信局と受信局との間の伝送路情報を知ることで、より効率的な伝送を行うことが可能となる。最も単純な例としては、受信側で複数のアンテナの場合を示したが、送信側にＮ本のアンテナ素子を備え、受信側に１本のアンテナ素子のみを備える場合、Ｎ本のアンテナ素子から送信される信号が受信側のアンテナ素子において同位相合成される様に送信側で指向性制御を行う。これにより、回線利得を高めることができる。具体的には、第ｋサブキャリアにおける送信局の第ｊアンテナ素子から受信局のアンテナ素子までの間のチャネル情報をｈｊ （ｋ）としたときに、そのアンテナ素子に対して下記の式（１）の送信ウエイトｗｊ （ｋ）を算出し、これを送信信号に乗算したものを各アンテナ素子から送信する（等利得合成）。なお、本明細書におけるチャネル情報とは実運用上の回路構成や信号処理及び制御の手順を考慮し、厳密には、送信系及び受信系のＲＦ（Radio Frequency）回路内のアンプ、フィルタ等の複素位相の回転及び振幅の変動情報などを含むものとする。
送信側の第１アンテナ素子から第Ｎアンテナ素子それぞれに対応するチャネル情報を成分とするベクトル（ｈ１ （ｋ），…，ｈｊ （ｋ），…，ｈＮ （ｋ））をチャネルベクトルｈ（ｋ）と称する。また、送信側の第１アンテナ素子から第Ｎアンテナ素子に対応する送信ウエイトを成分とするベクトル（ｗ１ （ｋ），…，ｗｊ （ｋ），…，ｗＮ （ｋ））Ｔ（Ｔは転置を表す。）を送信ウエイトベクトルｗ（ｋ）と称する。なお、厳密には、ダウンリンクにおけるチャネルベクトル→ｈ（ｋ）（「ｈ（ｋ）」の前の記号「→」は、ｈの上に付与されてベクトルを表すための記号である）は行ベクトル、送信ウエイトベクトル→ｗ（ｋ）は列ベクトルとして表記されるべきである。しかし、以下では、簡単のために、記号「→」を省略すると共に行ベクトルと列ベクトルとを区別せずに表記する。また、以降の説明では受信信号Ｒｘ、送信信号Ｔｘ及びノイズｎに関する表記も同様に「→」を付与してベクトルであることを明示すべきであるが、他に紛らわしい表記がないので「→」を省略して説明する。受信信号Ｒｘは、送信信号Ｔｘ及びノイズｎに対して下記の式（２）で与えられる。
式（１）を式（２）に代入すると、チャネルベクトルｈ（ｋ）の各成分ｈｊ （ｋ）の絶対値を全アンテナ成分に亘って加算した値がチャネル利得として得られる。各アンテナ素子からの送信電力を１本アンテナで送信する場合と同じままとするならば、Ｎ本アンテナ素子であれば、受信信号の振幅は１本のアンテナ素子で送信した場合のＮ倍になるものと期待される。受信信号電力は、振幅の２乗に比例するからＮ２倍にまで改善される。この値が複数のアンテナ素子をアレーアンテナとして利用した場合の利得である。厳密には、アレーアンテナそのものの利得としては、（総送信電力一定のもとでの評価した結果である）受信電力Ｎ倍と解釈されるのが一般的であるが、以下の説明では実運用環境を想定し、１素子当たりの送信電力一定の場合を基準として説明を行う。
一般的には、シャノンの定理により、ＳＮＲ（Signal-Noise Ratio）の改善量に対する伝送容量の増加は、低ＳＮＲ領域ほど大きく、高ＳＮＲ領域ほど小さいことが知られている。そのため、回線利得の改善によって伝送容量の向上を目指すより、受信側にも複数のアンテナ素子を備え、空間多重によって伝送容量の向上を目指すことが多い。空間多重によって伝送容量の増加を目指すのがＭＩＭＯ伝送技術である。
図１にＭＩＭＯ伝送の概要を示す。ここではある周波数に着目した説明として、サブキャリアないし周波数を表す添え字「ｋ」は省略している。図１において、符号１１は送信局、符号１２は受信局を表す。この例では送信局１１、受信局１２共に２本のアンテナ素子を備えており、送信局１１の送信アンテナ＃１と受信局１２の受信アンテナ＃１との間のチャネル情報（振幅、複素位相の回転量を表す情報）をｈ１１、送信局１１の送信アンテナ＃１と受信局１２の受信アンテナ＃２との間のチャネル情報（振幅、複素位相の回転量を表す情報）をｈ２１、送信局１１の送信アンテナ＃２と受信局１２の受信アンテナ＃１との間のチャネル情報（振幅、複素位相の回転量を表す情報）をｈ１２、送信局１１の送信アンテナ＃２と受信局１２の受信アンテナ＃２との間のチャネル情報（振幅、複素位相の回転量を表す情報）をｈ２２として表せば、送信局１１の２本の送信アンテナから送信される信号ｔ１、ｔ２と、受信局１２の２本の受信アンテナで受信される信号ｒ１、ｒ２との間には、雑音信号ｎ１、ｎ２を用いて以下の式（３）で表される。
基本的にＭＩＭＯ伝送では、受信側の受信信号とチャネル行列を基に、送信側の信号を推定する。式（３）の雑音項が十分に小さければ、両辺にチャネル行列の逆行列を乗算することで、受信信号から送信信号を推定することができる。送信側で所定の送信ウエイト行列を乗算し、更に受信側でも所定の受信ウエイトを乗算することで伝送特性を改善でき、より効率的な伝送が可能になる。例えば複数の送信側のアンテナ素子と受信側のアンテナ素子との間のチャネル情報が既知の場合には、そのチャネル行列を特異値分解（ＳＶＤ：Singular Value Decomposition）し、固有モードでの伝送を行うことで伝送容量を最大化する。
具体的には、下記の式（４）の様に、チャネル行列Ｈをユニタリー行列ＵとＶ及び特異値λを対角成分に持つ対角行列Ｄに分解する。
この際、送信ウエイト行列としてユニタリー行列Ｖを用いれば、受信信号ベクトルＲｘは、送信信号ベクトルＴｘ、ノイズベクトルｎに対して、下記の式（５）で与えられる。
受信側では、ユニタリー行列Ｕのエルミート共役の行列ＵＨを乗算することで、下記の式（６）を得る。
式（６）において、対角行列Ｄの非対角成分はゼロであるから、送信信号のクロスタームは既にキャンセルされ、信号分離された状態となる。また、ノイズベクトルは受信ウエイト行列ＵＨを乗算され、座標軸が回転されて表されるノイズベクトルｎ’に変換されているが、ベクトルの統計的特徴は元のノイズベクトルと等価なままである。図２に、固有モード伝送の概念図を示す。図２（ａ）は基本のＭＩＭＯチャネルを、図２（ｂ）は送受信ウエイト行列の乗算を行った状況、図２（ｃ）は固有モード伝送で形成される仮想的な伝送路をそれぞれ示している。送信局１１と受信局１２との各送受信アンテナの間のチャネル行列Ｈは、式（４）で示した通り、特異値分解により特異値λを各対角成分に持つ行列Ｄと、二つのユニタリー行列Ｕ、ＶＨの積で表される。ここで図２（ｂ）及び式（５）で示す様に送信側で送信ウエイト行列Ｖ、受信側で受信ウエイト行列ＵＨを用いると、式（４）のユニタリー行列の部分に乗算されて単位行列となり、結果的に式（６）に示す様に非対角成分がゼロで対角成分のみが非ゼロの行列Ｄで表すことが可能になる。これはあたかも、図２（ｃ）に示す様に、特異値λ１、λ２・・・で表される仮想的なチャネルの伝送路がパラレルに張られた状況に相当する。このとき、各特異値λの絶対値の２乗値が個別の信号系列の回線利得に相当する。各特異値λは、信号系統ごとに異なる値となる。この固有モードの特異値に合わせて伝送モードを最適化することによって、伝送容量を最大化することができる。伝送モードは、変調多値数と誤り訂正の符号化率などの組み合わせで定まる信号伝送の具体的なモードである。
ここで、ＭＩＭＯチャネルのチャネル行列の各成分が独立で無相関であれば、各特異値の絶対値はそれぞれが比較的大きな値となる。例えば反射波が多数存在し、見通し波の受信電力が相対的に低い場合には、上述の様に各特異値は比較的大きな値を持つことになる。一方で、送受信アンテナが見通し環境にあり、反射波があまり存在しない様な場合には、第１特異値の絶対値だけが極端に大きく、第２特異値以降の特異値の絶対値は極端に小さくなる傾向がある。このため、一般的にはＭＩＭＯ伝送はマルチパス環境に適していると言われ、見通し波が支配的な場合にはあまり適さないと言われている。
上記は、１台の基地局装置と１台の端末局装置とを想定したシングルユーザＭＩＭＯ伝送技術に関する説明である。同様の説明は、１台の基地局装置と複数台の端末局装置との間において同時に同一周波数軸上で通信を行うマルチユーザＭＩＭＯにも拡張可能である。マルチユーザＭＩＭＯにおいては、一般に、各端末局装置は空間多重する合計の信号系統数よりも少ない本数のアンテナ素子で通信を行う。そのため、ダウンリンクにおいては、送信側で事前にユーザ間干渉を抑圧するための指向性制御を行う。具体的な式は若干異なるが、基本的には上記の固有モード伝送と同様に、チャネル行列を把握した上でそれに合わせた送信ウエイトを用いる。
また、上記の説明では、ダウンリンクを中心に説明を行ったが、アップリンクにおいても同様に事前にチャネル情報を把握した上で、そのチャネル情報を利用した通信を行うことができる。例えば、最初に説明したアレーアンテナとしての処理においては、式（１）にて与えられる同位相合成のウエイトを受信ウエイトとして用いる他、最大比合成のウエイトとして、下記の式（７）で与えられるものを用いることも可能である。
式（７）の定数Ｃは適宜定められる係数である。ベクトルの各成分の中でｈｊ （ｋ）の絶対値が大きいものは大きな重みで足し合わされ、また、小さな信号は小さな重みで足し合わされる様にＣが決定される。これにより、ＳＮＲの大きな信号を重視し、ＳＮＲの小さな信号の雑音が過度に影響を与えない様に調整が図られる。
なお、送信ウエイトの算出のためにはダウンリンクのチャネル情報が必要になるが、これは様々な形のチャネルフィードバックにより実現可能である。最も単純な例では、ダウンリンクで基地局装置が送信したトレーニング信号を端末局装置が受信し、その受信結果をアップリンクの制御情報に収容して通知することが可能である。一般に、この様なループバックを行うチャネル推定方法を、エクスプリシット・フィードバックと呼ぶ。この他には、例えば基地局装置の装置内部でのアップリンクのチャネル情報とダウンリンクのチャネル情報との換算に必要となるキャリブレーション係数を事前に取得しておき、アップリンクでチャネル推定を行った後、このキャリブレーション係数を乗算することでダウンリンクのチャネル情報を推定することも可能である。この方法はインプリシット・フィードバックと呼ばれる。アンテナ数が膨大となる大規模アンテナの場合には、インプリシット・フィードバックが一般的には有利とされている。ただし、本発明においてはチャネルフィードバックの方法は特に限定せず、一般的なチャネル推定方法が利用可能であるとしている。
［将来モバイルネットワークの方向性］
前述の通り、スマートフォンの爆発的な普及に伴って、更なる伝送容量の増大が求められている。現在の無線通信の研究においては、第４世代の携帯電話に続く第５世代の携帯電話のための技術検討が進められており、ここでは第４世代の更に１０倍以上の伝送容量を実現することが求められている。ここでは単に、一つの基地局装置とその配下の無線システムの伝送容量の増大のみではなく、単位面積当たりの伝送容量の増大も合わせて求められている。具体的には、新宿、渋谷、銀座や大手町など、人が多く集まる場所では単に無線システムの伝送容量増大だけでは対処できず、一つの基地局装置のカバーするエリア面積を縮小し（以降、「スモールセル」と呼ぶ）、より狭い面積で同等の伝送容量を実現し、そのスモールセルを多数設定することでスモールセルの数に比例する伝送容量を実現する。ただし、このスモールセルは人が集まり更なる伝送容量が必要となる場所に設置することが求められるため、広大なエリア面積を持つマクロセルの様に置局設計が十分にできない。元々、周波数資源が枯渇する中でスモールセルを導入するため、複数の周波数チャネルが利用可能であるならば、それは周波数繰り返し（周波数リユース）としてその資源を活用するのではなく、同一場所にて複数の周波数チャネルを利用することでトータルの伝送容量を増やすことが好ましい。したがって、同一周波数チャネルであっても、置局設計なしに比較的近距離でスモールセルの繰り返し設置ができる技術が求められる。
更に、マイクロ波帯の周波数資源が枯渇する中で、１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の伝送容量を実現するためには周波数帯域幅をある程度確保する必要があり、そのためにはより高い周波数帯の活用が期待される。しかし、回線設計的には周波数が１０倍になると自由空間伝搬損失は２０ｄＢ増加するため、同一の送信電力であれば伝搬の到達距離は見通し環境においては１／１０に縮小されてしまう。更には送信側のハイパワーアンプの大出力化に関しても、周波数が高くなるほど困難になり、１アンテナ辺りの送信電力を限定的としながらも、回線設計的に十分に１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の伝送容量を実現できる技術が求められる。
この様な観点から、現在、大規模ＭＩＭＯ（Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ）伝送技術が注目を集めている。Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ伝送技術では、基地局装置側のアンテナ本数を最大でも数本程度であった従来のＭＩＭＯ伝送よりも少なくとも一桁以上増加させ、数十本〜数百本の多数のアンテナ素子を用いることで、宛先とする端末局装置への回線利得向上と、宛先以外の端末局装置への与被干渉を低減する。Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯの実現方法、適用方法については様々なバリエーションがあり、所謂スモールセルに関しては、宛先以外の端末局装置への与被干渉の低減を「セル間干渉の抑圧」に活用している。またＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ伝送技術としては、当然ながら従来技術と同様に、大規模なＭＩＭＯ行列を単純に単一の端末局装置で利用するシングルユーザＭＩＭＯとしての利用の他、複数の端末局装置で同時通信を行うマルチユーザＭＩＭＯとしての利用もある。ここでマルチユーザＭＩＭＯとしての利用においては、スモールセルの場合とは異なり同一エリア内の端末局装置間の「ユーザ間干渉の抑圧」に非常に冗長な数のアンテナ素子数を活用することも可能である。以下では、これらの大規模アンテナに関する技術の一例として、大規模アンテナシステム（例えば、非特許文献１から非特許文献４参照）について簡単に説明する。
［大規模アンテナシステムの概要］
図３は、大規模アンテナシステムの概要を示す図である。図３においては、基地局装置１、無線局装置２、見通し波３、構造物による安定反射波４、地上付近の多重反射波５〜６、構造物７が示されている。図３の大規模アンテナシステムにおいては、基地局装置１は、多数（例えば１００本以上）のアンテナ素子を備え、ビルの屋上や高い鉄塔の上など高所に設置される。無線局装置２も同様に、ビルの屋上、家屋の屋根の上、電信柱や鉄塔の上など高所に設置される。そのため、基地局装置１と無線局装置２との間は概ね見通し環境にあり、その間には見通し波３のパスや大型の安定的な構造物７による安定反射波４のパスなどに加え、地上付近での車や人などの移動体などによる多重反射波５、６のパスが混在する。なお、指向性アンテナを用いる場合などは特に、地上付近の多重反射波５、６は、見通し波３及び安定反射波４などに比べて受信レベルが低くなる。
図４は、見通し環境及び見通し外環境におけるインパルス応答を表す図である。図４（ａ）は見通し外環境でのインパルス応答を、図４（ｂ）は見通し環境でのインパルス応答をそれぞれ示している。図４（ａ）及び（ｂ）において、横軸は遅延時間を表し、縦軸は各遅延波の受信レベルを表す。図４（ａ）に示した見通し外環境の場合、見通し区間の直接波成分は存在せず、様々な経路の多重反射波が数多く成分として存在し、各振幅及び複素位相は時間と共にランダムに激しく変動する。
これに対し、図３に示した大規模アンテナシステムの様な見通し環境を想定する場合、見通し波３、構造物７による安定反射波４の安定パスはレベルが高い。見通し波３、構造物７による安定反射波４よりも一般的に遅延量が大きい時変動パスの多重反射波は、多重反射と経路長に伴う減衰により、図４（ｂ）に示す様に相対的にレベルが小さくなる。この様なチャネル情報を複数回取得して平均化すると、安定パスの成分は振幅及び複素位相ともに毎回安定して同様の値が得られる。しかし、時変動パスの成分は複素空間上でランダムに合成され平均化されて平均値０に近づく。そのため、平均化により安定成分のみを効果的に抽出することが可能になる。なお、絶対的なチャネル情報はシンボルタイミングに依存し、このシンボルタイミングが異なるとチャネル情報の平均化を適切に行うことができない。この様な問題を解決するために、非特許文献２では基準となるアンテナ素子の複素位相を基準とした相対チャネル情報（ないしは、各チャネル情報を基準アンテナのチャネル情報で除算したものと考えても良い）を活用する技術が紹介されている。この様な平均化が伴わない場合には相対チャネル情報を用いず、絶対的なチャネル情報を用いて議論することが可能であるが、その様な場合でも送受信ウエイトの算出においては相対チャネル情報を用いても何ら問題は生じない。以降の説明では平均化処理を行うことも含めて包括的に扱うために、チャネル情報は基本的に基準アンテナの複素位相を基準とした相対チャネル情報として扱うこととする。
この様にして得られる時変動のない安定パスのチャネル情報を基に、基地局装置１（図３参照）は送受信ウエイトを算出する。基地局装置１は、算出した送受信ウエイトを用いて多数のアンテナ素子で同位相合成を行うための指向性制御を行う。上記の送受信ウエイトを用いることで、基地局装置１は、指向性制御のターゲットとする通信相手の無線局装置への指向性利得をアンテナ本数Ｎの２乗倍に比例して高めることができる。
また、宛先以外の無線局装置への与干渉の指向性利得はＮ倍に留まるため、相対的に希望信号と干渉信号との間には単純計算でＮ倍のギャップが生じる。結果的にＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）の期待値は１０Ｌｏｇ１０（Ｎ）［ｄＢ］となる。この期待値は、Ｎが１００の場合には２０ｄＢとなる。更に相関の小さな無線局装置を選択的に空間多重する場合には、更なるＳＩＲ特性の改善が期待され、より高い空間多重が実現できる。
非特許文献３及び非特許文献４には、上記の送受信ウエイトでは抑圧しきれない干渉を更に抑圧するための技術や、チャネル情報の相関（チャネル相関）のより低い無線局装置の組み合わせを選択する技術が紹介されている。超高次の空間多重を実現するためには、チャネル情報の相関の小さな無線局装置を組み合わせることが重要である。基地局装置の多数のアンテナ素子と第ｊ無線局装置のアンテナ素子との間の第ｋサブキャリアに関するチャネル情報を成分とするチャネルベクトルｈｊ （ｋ）（「ｈｊ （ｋ）」はベクトルであり、本来は記号「→」をｈの上に付与してベクトルであることを明示すべきであるが省略する。以下、同様に説明の上では省略する。）と、別の第ｉ無線局装置におけるチャネルベクトルｈｉ （ｋ）との間のチャネル相関は以下の式（８）で与えられる。
見通し環境を想定するシステムでは、見通し波のみで構成される仮想的なチャネルモデルを想定し、無線局装置側の各アンテナと基地局装置の間のチャネルベクトルｈｉ （ｋ）の相関が小さい場合には空間多重には適し、逆に相関が大きい場合には空間多重には適さない状況となる。
［スモールセルにおける大規模ＭＩＭＯについて］
上述の式（８）の説明においては、無線局装置側が１本アンテナであることを想定し、異なる無線局装置であれば空間的な広がりによりチャネルベクトルの相関は一般的には低くなることが想定されていた。これに対し、第５世代の携帯電話においてはユーザ当たりのスループット向上を目的として、無線局装置側にも多数のアンテナを実装し、同様に基地局装置側にも多数のアンテナを実装する。最近の研究報告の中では基地局装置側のアンテナ素子数を２５６素子、無線局装置側のアンテナ素子数を１６素子として、２５６×１６のサイズの大規模ＭＩＭＯによる大容量化の検討がなされている。ここではユーザが携帯する無線局装置はサイズ的にも携帯可能な小規模なものであることが想定される。更に、例えば基地局装置も隣接するスモールセル間の相互干渉を低減すること、更には人が集中する場所への設置などを考えると、既存のビルの壁面（例えば地上高２０ｍ程度）に設置し、各アンテナ素子に指向性を与え、上方から下方を見下ろす形で限定的なエリアを照射する形態が予想される。この場合、ビルの壁面などに大型のアンテナを設置することは安全性や設置の容易性などの観点から好ましくない。ミリ波や準ミリ波などの高い周波数帯の利用の場合、波長が短くなるのに伴いアンテナ素子の小型化やアンテナの指向性形成が容易になり、基地局装置であっても非常に狭い領域に多数のアンテナを多数詰め込んだ小型アンテナ・セットを利用することが期待される。
この場合、例えば単一無線局装置内の複数のアンテナのうちの第ｊ及び第ｉアンテナの間のチャネル相関を上記の式（８）により求めるならば、ユーザ側の無線局装置のアンテナ間隔が非常に短く、且つ基地局装置と無線局装置間の見通しが確保できている条件下では、アンテナ素子間でのチャネル相関が非常に大きなＭＩＭＯチャネルと見ることができる。上述の様に基地局装置がビルの壁面などの高所に下方を見下ろす形で設置され、ユーザはスマートフォン等を手に持ち利用する場合には、基地局装置と無線局装置の各アンテナ素子間は概ね見通し環境となることが期待され、この様な状況は一般的な使用環境であると予想される。
この場合、ＭＩＭＯ行列を特異値分解した場合、第１特異値の絶対値は見通し波成分を利用して非常に高い値になるが、第２特異値以降の高次の特異値は、第１特異値に比較して相対的に非常に小さくなる傾向になる。つまり、ＭＩＭＯチャネルを活用した空間多重伝送としては、第１特異値に対応する第１のパスに関しては非常に回線利得に余裕がある状況であるが、第２特異値以上の高次のパスに関しては、相対的に効率は良くない状況と言える。
この問題を回避するためには、例えば基地局装置のアンテナを小規模な筐体に集約せず、空間的な広がりを確保することが理想的である。例えば、基地局装置アンテナを１０ｍ程度の直線状に均等配置するリニアアレー状に組めば、仮に見通し波が支配的である場合であっても基地局装置のアンテナの空間的な広がりにより、ＭＩＭＯチャネルとしては第２特異値以上の高次の特異値の絶対値を大きくし、容量の増加に寄与すると期待することができる。しかし、この様な大規模な構造物にすることはアンテナ設置の構造上も好ましくない。例えば基地局装置側のアンテナ素子数を２５６素子とする場合、約４ｃｍ間隔で２５６個のアンテナを個別にビルの壁面に設置するのは設置工事の負担を増大させる。一方で、既にリニアアレーに組んだ構造物をビル壁面に設置する際には、その構造物が大型化するために、ビルの壁面に設置するのは安全対策上厳しいものがある。更に全てのアンテナ素子で協調的に伝送するためには、一つの基地局装置の筐体から無線周波数の信号をケーブルで１０ｍ程度の空間的な広がりを持つアンテナ素子に分配する必要があり、特に高い周波数帯での信号伝送のケーブル損失は無視できない。例えば無線周波数として２０ＧＨｚを想定すれば、１０ｍで１０ｄＢ以上のケーブル損失となり、折角、アンテナ素子数の増大で稼いだ回線利得を損なうことになりかねない。
この様な理由のため、見通し波が支配的な大規模ＭＩＭＯの運用において、少なくとも無線局装置側のアンテナを小型化することが求められる場合には、シングルユーザＭＩＭＯによる空間多重伝送で大容量化を図ることは困難となる。
［無線エントランスの場合］
以上の状況はスモールセル環境を中心に説明を行ったが、見通し波が支配的であるという同様の条件であれば無線エントランス回線においても同様の課題は残される。例えば、ビルの壁面に第５世代の携帯電話のスモールセル用基地局装置を設置する場合、そこには大容量のエントランス回線が必要になる。一般に、基地局装置へのエントランス回線は光ファイバを用いて提供するのが一般的であるが、しかし既設のビルの壁面への光ファイバの敷設は容易ではない。例えば、屋上ないしは地上などの何処かまで光ファイバを引き、更にビルの壁面に沿ってケーブルを設置する場合、既に建築済みのビルの外観を損ねることになりかねず、ビル・オーナーの同意を得にくい。ビル屋内からビルの壁面に光ファイバを提供するためにビル壁面に穴を貫通させる工事に関しては、更にビル・オーナーの同意を得にくい場合も想定される。この場合、例えばスモールセル用基地局装置を設置するビルに対面するビルの屋上まで光ファイバを引き、ビルの屋上からビル壁面のスモールセル用基地局装置に無線回線でエントランス回線を提供することも考えられる。
この場合の課題は、先ほどと同様にビル壁面の基地局装置は十分に小型化することが想定されるため、やはり見通し環境ではＭＩＭＯチャネルの第２特異値以上の高次のパスは空間多重伝送への寄与が限定的と想定され第１特異値を積極的に活用することが安定した伝送のために有効であると考えられる。
［列車等の移動体への無線エントランス］
次に、第５世代の携帯電話の利用形態を考慮した中で、もう一つの大きな課題について説明する。先ほども説明した様に、非常に狭いエリアに多数のユーザが存在する場合、それらの多数のユーザに対して大容量の無線回線を提供できる様にすることは重要である。スモールセルとはその名の通り比較的小さなサービスエリアを構成しているので、ここで大容量の無線回線を提供する対象はせいぜい歩行速度程度の低速で移動するユーザである。したがって、大多数のユーザでスモールセルを移り変わる（ないしはスモールセルとマクロセル間の）ハンドオーバなどは想定しておらず、その切り替わりの制御情報のやり取りの負荷はそれほど問題とはならない。しかし、例えば列車などで移動するユーザを想定すると、各ユーザがハンドオーバするタイミングは概ね一致しており、ネットワーク側に対して瞬時の大量処理が要求される。この信号処理の負荷、及び大量の制御信号が発生することによる伝送容量の圧迫などは非効率であり、通常は列車内の各ユーザは列車内で一旦トラヒックを集約し、この集約されたトラヒックを束ねて列車から見て外部のネットワークに対するエントランス回線を無線回線にて確保することが好ましい。これにより、無用な膨大な量のハンドオーバによる負荷、及び膨大な制御情報量による伝送容量の圧迫を回避する。この考え方は、第５世代の携帯電話のサービスエリアであるセルが列車と共に移動するという意味で、ムービングセルという概念で捉えられている。
先ほどのビル壁面の第５世代の携帯電話のスモールセル用基地局装置へのエントランス回線は、無理をすれば光ファイバにより提供することも不可能ではなかったが、この列車によるムービングセル（以降、「列車ムービングセル」と呼ぶ）を想定すると、エントランス回線は光ファイバを用いることは不可能であり、この列車ムービングセルへの無線エントランスの効率的な構築方法を確立することは極めて第５世代の携帯電話において重要となる。
ここで、例えば都市部の列車を例に取り、必要な回線容量を見積もってみる。例えば山手線などでは１１両編成で、１車両あたり１００人程度の乗客が乗車している状況が想定される。通勤時間帯などであればスマートフォンなどを携帯するビジネスマンや大学生が大半を占め、その半数程度の全車両で５５０人ものユーザは無線通信でのインターネットアクセスを試みていると想定される。第５世代の時代において、コンテンツの大容量化により１ユーザが平均で１０Ｍｂｉｔ／ｓの通信をしていたとすれば、５．５Ｇｂｉｔ／ｓ程度の容量が必要とされる。時間的な変動を考慮し、その倍程度の回線容量を確保するとすれば、列車ムービングセルの無線エントランスとしては１０Ｇｂｉｔ／ｓ程度の容量が要求される。
これだけの大容量回線を提供するためには、当然ながらミリ波や準ミリ波などの高い周波数帯での回線提供が必要となると共に、上述のスモールセルの場合と異なり、１００ｋｍ／ｈ以上の高速移動を想定した移動体への広帯域大容量伝送が余儀なくされる。上述の様に頻繁なハンドオーバを回避するためには、列車ムービングセルの無線エントランスにおいては、数百メートル程度の区間は同一の基地局装置でサービス提供できることが好ましく、高周波数帯で自由空間伝搬損失が大きいことを考慮すれば、やはり大規模ＭＩＭＯによる回線利得の確保が必要になる。
ここで、先ほどの説明の様に１０Ｇｂｉｔ／ｓ程度の伝送容量を実現する場合、例えば周波数利用効率として３ｂｉｔ／Ｈｚ・ｓ程度の効率を想定すると、空間多重なしでは３〜４ＧＨｚ程度の帯域幅を必要とする。例えば、７０〜８０ＧＨｚのｅバンド帯などを利用する場合、１チャネルで３〜４ＧＨｚもの帯域幅を占有する場合には、１チャネルしか確保することができない。しかし一方で、平行して走る複数の路線ごとに周波数チャネルによる棲み分けを行うことを考えれば、１チャネルの帯域幅を１ＧＨｚ程度に抑え、複数チャネルによる運用が必要になる。この場合、足りない分の容量は空間多重で確保する必要があり、上述の例では４多重程度の空間多重が必要となる。
先ほど説明した様に、列車ムービングセルでも大規模ＭＩＭＯの適用が必須であるが、その場合には大規模ＭＩＭＯによる利得拡大のためには指向性形成のために必要となるチャネル情報を高精度で把握している必要がある。しかし、高周波数帯では波長が短く、無線局装置の移動に対してチャネルの時変動は相対的に大きく見える。更に、対向する列車同士ですれ違う場合、通常の直線移動に伴うチャネルの変動以上に外部環境が激しく変動し、反射波成分は激しく乱れることになる。基地局装置側から列車に向けて送信する際には、指向性形成のためにチャネル情報は必須であるが、チャネル情報にある程度の推定精度の高さを求めるならば、非常に頻繁にチャネル情報を相互に交換する必要に迫られる。しかし、伝送容量の大容量化を目指しているにもかかわらず、チャネル情報フィードバックという制御情報のためのオーバヘッドが大きくなることは本末転倒であり、チャネル情報のフィードバックに伴う伝送容量の低下を避け、チャネルの時変動が大きい環境でも安定的に大容量の空間多重が実現できることが求められている。
［ＭＩＭＯ伝送の装置構成例］
（全体の回路構成）
図５は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成の一例を示す概略ブロック図である。ここではマルチユーザＭＩＭＯシステムとして説明を行うが、空間多重する対象が異なる端末局装置の代わりに、同一無線局内の複数のアンテナ素子で複数の信号系列を行うと理解すれば、基本的に装置構成はシングルユーザＭＩＭＯシステムと同一である。
図５に示す様に、基地局装置８０は、送信部８１、受信部８５、インタフェース回路８７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路８８、及び通信制御回路８２０を備えている。ＭＡＣ層処理回路８８はスケジューリング処理回路８８１を有している。
基地局装置８０は、インタフェース回路８７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路８７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８は、基地局装置８０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路８２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路８７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末局装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路８８１は、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末局装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に出力される。
（送信部８１の回路構成）
図６は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における送信部８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図６に示す様に、送信部８１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭ（ＮＳＤＭは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＢＳ−Ａｎｔ（ＮＢＳ−Ａｎｔは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−ＮＢＳ−Ａｎｔと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−ＮＢＳ−Ａｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＢＳ−Ａｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＢＳ−Ａｎｔと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−ＮＢＳ−Ａｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＢＳ−Ａｎｔと、送信ウエイト処理部８３０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部８３０とは、図５において示した通信制御回路８２０に接続されている。
送信ウエイト処理部８３０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路８３２と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路８３３とを備えている。ここで、図６における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭの添え字のＮＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＢＳ−Ａｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＢＳ−Ａｎｔまでの回路の添え字のＮＢＳ−Ａｎｔは、基地局装置８０が備えるアンテナ素子数を表す。ＮＢＳ−Ａｎｔは、例えば、１００である。
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末局装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭは、宛先の端末局装置それぞれに送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路８８から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＢＳ−Ａｎｔに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＢＳ−Ａｎｔに入力される。
加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＢＳ−Ａｎｔに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＢＳ−Ａｎｔにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）であればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＢＳ−Ａｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＢＳ−Ａｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＢＳ−Ａｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＢＳ−Ａｎｔで帯域外成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＢＳ−Ａｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＢＳ−Ａｎｔより送信される。
なお、図６では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＢＳ−Ａｎｔで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにてこれらの処理を行い、機能配分的にはこの位置にてＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＢＳ−Ａｎｔを省略する構成としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。
また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８３０に備えられているマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３より取得する。送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１において、受信部８５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路８２０経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８３２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路８２０からの指示に従い、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先とする端末局装置に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に宛先とする端末局装置の組み合わせに対応した送信ウエイトを算出する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに出力する。
また、宛先とする端末局装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う送信ウエイト処理部８３０に対し、通信制御回路８２０は宛先とする端末局装置等を示す情報を出力する。
（受信部８５の回路構成）
図７は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における受信部８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図７に示す様に、受信部８５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＢＳ−Ａｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−ＮＢＳ−Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＢＳ−Ａｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＢＳ−Ａｎｔと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−ＮＢＳ−Ａｎｔと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−ＮＢＳ−Ａｎｔと、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８６０とを備えている。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８６０とは、図５において示した通信制御回路８２０に接続されている。受信ウエイト処理部８６０は、チャネル情報推定回路８６１と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路８６２とを備えている。
アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＢＳ−Ａｎｔで受信した信号をローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＢＳ−Ａｎｔで増幅する。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＢＳ−Ａｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の領域にも信号が含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＢＳ−Ａｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＢＳ−Ａｎｔでデジタルベースバンド信号に変換される。デジタルベースバンド信号は全てＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＢＳ−Ａｎｔに入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−ＮＳＤＭに入力されると共に、チャネル情報推定回路８６１にも入力される。
チャネル情報推定回路８６１では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に各端末局装置のアンテナ素子と、基地局装置８０の各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＢＳ−Ａｎｔとの間のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果をマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２に出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＢＳ−Ａｎｔで受信された信号を合成する受信ウエイトは、信号系列ごとに異なり、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８５８−１〜８５８−ＮＳＤＭそれぞれに入力される。
受信信号処理回路８５８−１〜８５８−ＮＳＤＭでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＢＳ−Ａｎｔから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＢＳ−Ａｎｔで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−ＮＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。ここでの復調処理では、例えば一旦受信信号の軟判定を行い、必要に応じてデインタリーブ処理を行い、その後に誤り訂正処理を行うなどして最終的な信号検出を行う構成としても良い。
ここで、異なる受信信号処理回路８５８−１〜８５８−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、ＭＡＣ層処理回路８８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路８７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。この処理の中でスケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末局装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８にて処理された受信データは、インタフェース回路８７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。
また、送信元の端末局装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う受信ウエイト処理部８６０に対し、通信制御回路８２０から送信元の端末局装置等を示す情報が入力される。
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、ＯＦＤＭ変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥ方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算はサブキャリアごとに行われる。つまりＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＢＳ−Ａｎｔから出力される信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＢＳ−ＡｎｔでＦＦＴを行い各サブキャリアに分離し、分離したサブキャリアごとに、チャネル情報推定回路８６１での信号処理、及び、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−ＮＳＤＭでの受信信号処理が実施されることになる。
以上がマルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０、送信部８１、及び受信部８５の構成の説明である。上述の様に、例えば送信信号処理回路８１１−１〜ＮＳＤＭや受信信号処理回路８５８−１〜ＮＳＤＭをそれぞれ単一の端末局装置のＮＳＤＭ系統の信号系列に対する信号処理回路と見なし、更にマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３及びマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２がシングルユーザＭＩＭＯに関する送受信ウエイトの算出回路と見なせば、基本的に上述の説明でシングルユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０、送信部８１、及び受信部８５の構成を表したものとなる。
ここで重要なのは、送信部８１におけるローカル発振器８１５が送信部８１の各アンテナ系統におけるミキサ８１６−１〜８１６−ＮＢＳ−Ａｎｔで共通化されている点、受信部８５におけるローカル発振器８５３が受信部８５の各アンテナ系統におけるミキサ８５４−１〜８５４−ＮＢＳ−Ａｎｔで共通化されている点である。各アンテナで送受信信号の位相を調整することになるが、それぞれのローカル発振器８１５ないしはローカル発振器８５３から入力される信号の位相関係が常に一定になる様にすることで、どの様な位相関係で送受信ウエイトを乗算すれば良いかが判断可能となる。このローカル発振器が送信部８１内又は受信部８５内で非同期のものを複数利用する場合には、少なくとも送信部８１において送信ウエイトを乗算する指向性制御が効果的に機能しなくなる。装置の設計においては、この点に注意が必要である。
［見通し波が支配的なＭＩＭＯチャネルの特徴］
まず、見通し波が支配的な伝搬路での空間多重特性について整理する。送信局と受信局との間が見通し環境にある場合のチャネル行列をＨＬＯＳ、行列の各成分が独立無相関となるチャネル行列をＨｉ．ｉ．ｄ.とする。簡単のため、ＨＬＯＳを各成分が全て「１」である行列で代用し、下記のチャネル行列を送信アンテナ１６本、受信アンテナ１６本の場合と、送信アンテナ２５６本、受信アンテナ１６本の二つの場合について、下記の式（９）で与えられるチャネル行列の１６個の特異値の絶対値の分布を評価する。
図８にチャネル行列ごとの特異値の絶対値の分布特性を示す。図８（ａ）はＨｉ．ｉ．ｄ.のみの場合（i.i.d. channel）、図８（ｂ）はライス係数Ｋ＝１０ｄＢの場合の式（９）で表されるライスチャネル（Rician channel）の場合を示し、左側が送受信１６本アンテナの場合、右側は送信側が２５６本とした場合である。送受信アンテナの本数が１６本と同数の場合には、特異値の絶対値の分布は広がると共に、第１特異値と第１６特異値の絶対値のギャップは広がる傾向がある。しかし、送信又は受信アンテナの本数が冗長になり、例えば送信アンテナが２５６本にもなると、特異値の絶対値はＨｉ．ｉ．ｄ.の評価ごとの乱数の値に影響を受けず、分布確率０％と１００％値の差が殆どなくなる。これは図８（ａ）、図８（ｂ）で共通であるが、図８（ａ）のＨｉ．ｉ．ｄ.のみの場合には第１特異値から第１６特異値までのギャップが非常に小さくなるのに対し、図８（ｂ）のライスチャネルの場合には第１特異値と第２特異値の絶対値の間のギャップがライス係数よりも１０ｄＢ大きい２０ｄＢあり、一方で第２特異値と第１６特異値のギャップは小さい。つまり、図８（ａ）及び図８（ｂ）より分かることは、見通し波が支配的な場合にはアンテナ素子数を増やしても第１特異値に相当する図２（ｃ）の一番上（λ１）のパイプに相当する伝送路に回線利得が集中しすぎて、空間多重を行うための図２（ｃ）の上から２番目（λ２）、３番目（λ３）のパイプに相当する伝送路が殆ど活用できないことを意味する。
一方で、ミリ波などを用いる場合には自由空間伝搬損失が周波数に依存して大きくなるため、例えば５ＧＨｚに対して８０ＧＨｚでは２４ｄＢ程度の利得を何処かで稼がなくてはならない。このためにアンテナを大規模化することが有効であるが、空間多重のためのアンテナの大規模化と、回線利得を稼ぐためのアンテナの大規模化は、別の観点から実施する必要がある。
［チャネル情報の推定及びフィードバックについて］
大規模ＭＩＭＯにおいては多数のアンテナ素子を活用することによる回線利得の向上はあくまでも送受信指向性制御（ビームフォーミング）を行うことにより得られる効果であり、その指向性制御のためには高精度なチャネル情報が必要となる。しかし、１本のアンテナ素子対１本のアンテナ素子の間の信号は指向性形成前の回線利得向上が図られていない段階の信号であるため、取得されたチャネル情報の推定精度は一般には低い。同一信号の繰り返し受信と平均化処理でＳＮＲを改善することは可能であるが、そのためにはチャネルフィードバックのオーバヘッドが増大する。例えば、全サブキャリアのうちの奇数又は偶数サブキャリアを用い、２本のアンテナ素子にそれぞれ奇数と偶数サブキャリアのいずれかのみを間欠的に割り当てて利用して、割り当てのないサブキャリアに関しては前後のサブキャリアで求めたチャネル情報からチャネル推定を行うこととすれば、２本のアンテナのチャネル推定を同時に行うことができる上に、チャネルフィードバックを行うサブキャリアのＳＮＲを３ｄＢ程度改善することも可能である。間欠的なサブキャリアの周期を上述の様に２サブキャリア間隔からより大きなサブキャリア間隔にすれば、更にチャネルフィードバックが行われるサブキャリアのＳＮＲを向上することは原理的には可能であるが、一般的なチャネル情報の場合には周波数依存性が非常に大きく、不連続なサブキャリアの間のチャネルの補間の精度が大幅に劣化するという問題があった。逆に、このサブキャリアの間のチャネルの補間精度を向上するために、間引きするサブキャリア数ＮＳＣを限定すると、そこで得られるＳＮＲの改善量は限定されることになる。したがって、高いＳＮＲ環境での高精度のチャネル推定と高効率なチャネルフィードバックを実現する技術が求められている。
この様な課題に対して、例えば非特許文献５では、基地局装置が多数のアンテナを所定の送受信ウエイトで合成し、非常にビーム幅の狭い高利得の超指向性ビームを水平及び垂直方向に所定の角度の刻みで多数形成することで対処する提案がなされている。例えば、水平方向に±６０度（合計１２０度）のエリアに端末局装置が存在する場合、５度刻みでビームを形成すると２５通りの指向性ビームで水平方向はカバーできる。垂直方向は、例えばユーザが３０度程度のエリア内にしか存在しなければ、５度刻みでビームを形成すると７通りの指向性ビームで垂直方向はカバーできる。垂直方向及び水平方向を同時にカバーするためには、合計で１７５パターンの固定的な指向性ビームを用いれば良いことになる。この刻み幅を１０度にすれば、同様に５２パターンの固定的な指向性ビームで全体をカバーできる。この様な固定的なビームを複数選択して、その数だけの仮想的なアンテナ素子と端末局装置のアンテナ素子の間のＭＩＭＯチャネルだと考えれば、この仮想的なアンテナ素子に対してであれば十分に回線利得を確保できた状況でチャネル情報の取得が可能になる。ただし、この仮想的アンテナ素子の数だけトレーニング信号を送信しなければ、端末局装置側はどの仮想的なアンテナ素子を選択すれば良好な通信環境を確保できるのかが分からないため、その多数の仮想的アンテナ素子の送信に要するオーバヘッドが必要となる。この様に、高次の空間多重を実現するためのＭＩＭＯのチャネル情報を、十分な回線利得を確保しながら取得することは可能であるが、それでもやはり小さなオーバヘッドで効率的に取得するためには、更なる工夫が必要とされる。
［キャリブレーションとインプリシット・フィードバックについて］
実際の無線通信装置では、送信側の信号処理において、送信の直前にハイパワーアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ハイパワーアンプの個体差により増幅率に誤差があると共に、ハイパワーアンプ内で複素位相がハイパワーアンプごとに異なる値で回転する場合がある。同様に、受信側の信号処理において、受信の直後にローノイズアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ローノイズアンプの個体差により増幅率に誤差があると共に、ローノイズアンプ内で複素位相がローノイズアンプごとに異なる値で回転する場合がある。更に厳密には、その他のフィルタ等のＲＦ系の回路を含めた送信系及び受信系の回路等においても個体差が伴う。
一般に、ハイパワーアンプ及びローノイズアンプの増幅率及び位相回転量には、周波数依存性がある。周波数依存性を伴う増幅率及び複素位相の回転量の個体差が無視できないほどに大きい場合には、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定する際に、キャリブレーション処理を施す必要がある。この増幅率及び位相回転量の誤差が時間的にはほぼ安定している場合、増幅率及び位相回転量の誤差を事前に測定しておき、誤差の影響をキャンセルするための係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報に換算する。一般に、この様な性質を利用したチャネル推定方法をインプリシット・フィードバックと呼び、ダウンリンクで推定したチャネル情報をデジタルデータとして制御情報に収容してアップリンクで通知するエクスプリシット・フィードバックと区別されている。
以下にキャリブレーション処理の一例を説明する。図９は、アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。図９において、符号２５−０〜２５−２は無線モジュールを示し、符号２１−０〜２１−２はハイパワーアンプ（ＨＰＡ）を示し、符号２２−０〜２２−２はローノイズアンプ（ＬＮＡ）を示し、符号２３−０〜２３−２は時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）を示し、符号２４−０〜２４−２はアンテナ素子を示している。
ここでは、基地局装置においてチャネル情報に影響を与える機能のみを抽出したため、図示した以外の構成は省略したが、無線モジュール２５−０〜２５−２にはその他の機能も含まれる。また、信号がハイパワーアンプ２１−０〜２１−２それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺＨＰＡ＃０（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）だけ変化するものとする。また、各種アンプを通過する際に振幅がＡ、複素位相がθ回転するとした場合には、その影響はＺ＝Ａ・ｅｊθの係数で表すことが可能である。信号がローノイズアンプ２２−０〜２２−２それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相による影響の係数はＺＬＮＡ＃０（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表されるものとする。ここでは一般的な条件として周波数依存性があるものとし、第ｋサブキャリアに対する周波数「（ｆｋ）」の表記を行っている。
ここで、例えば、無線モジュール２５−１及び無線モジュール２５−２から試験用の無線モジュール２５−０に信号を送信する場合のチャネル情報について説明する。ここでは、無線モジュール２５−１のアンテナ素子２４−１と、無線モジュール２５−０のアンテナ素子２４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−２のアンテナ素子２４−２と無線モジュール２５−０のアンテナ素子２４−０との間の空間上のチャネル情報がｈ２（ｆｋ）で表されている。
このとき、実際に無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−０に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−１の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−０の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃０（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
同様に、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−０に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−０の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃０（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
したがって、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−０へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃０（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−０へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃０（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）／ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。
この状況は逆方向の通信においても同様であり、無線モジュール２５−０から送信された信号を無線モジュール２５−１にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−０の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃０（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−１の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
同様に、無線モジュール２５−０から送信された信号を無線モジュール２５−２にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−０の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃０（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
したがって、無線モジュール２５−０から無線モジュール２５−１へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃０（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−０から無線モジュール２５−２へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃０（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）／ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。
上述した様に、基地局装置は、各アンテナ素子に接続されているローノイズアンプ２２−１〜２２−２による変化を含むチャネル情報をアップリンクにて取得可能であるが、基地局装置はダウンリンクにおけるチャネル情報を直接求めることができない。そこで、アップリンクのチャネル情報から換算することで、ダウンリンクのチャネル情報を取得する。この換算のためには、各アンテナ素子２４−０〜２４−２に接続されているローノイズアンプ２２−０〜２２−２及びハイパワーアンプ２１−０〜２１−２の個体差の影響をキャンセルする必要がある。
そこで、基地局装置の製造段階において、リファレンスとなる試験用の無線モジュール２５−０を用意し、試験用の無線モジュール２５−０のアンテナ端子と、無線モジュール２５−１、２５−２のアンテナ端子とを直接ケーブルで接続する。伝搬路上のチャネル情報が共通の値となる環境で、ハイパワーアンプ２１−０〜２１−２及びローノイズアンプ２２−０〜２２−２による変化を含むチャネル情報を測定し、測定したチャネル情報を用いて補正を行う。
図１０は、キャリブレーションの概要を示す図である。図１０において、符号２６−０〜２６−２はアンテナ端子を示し、符号２７は同軸ケーブルを示している。なお、図９に示した機能部と同じ機能部には同じ符号を付している。
図１０（Ａ）は、無線モジュール２５−０と無線モジュール２５−１とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図１０（Ｂ）は、無線モジュール２５−０と無線モジュール２５−２とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図９が実際の空間上を信号が伝搬した状態を示しているのに対して、図１０がアンテナ素子を介さずに同軸ケーブル上を信号が伝搬した状態を示している。
無線モジュール２５−１、２５−２と、無線モジュール２５−０とを接続する伝搬路としての同軸ケーブル２７のチャネル情報は、ｈ０（ｆｋ）である。
このとき、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−０へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃０（ｆｋ）で表される。無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−０へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃０（ｆｋ）で表される。
また、無線モジュール２５−０から無線モジュール２５−１へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃０（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−０から無線モジュール２５−２へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃０（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。
そこで、これらのチャネル情報を測定した後に、次の式（１０）及び式（１１）で表されるキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を算出しておく。
先ほど、無線モジュール２５−０から無線モジュール２５−１へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃０（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−０から無線モジュール２５−２へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃０・（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表されると説明した。これらに式（１０）及び式（１１）のキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を乗算すると次の式（１２）及び式（１３）が得られる。
式（１２）及び式（１３）の右辺は、先ほど説明した、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−０へのチャネル情報、及び、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−０へのチャネル情報に一致している。
この様に、式（１０）及び式（１１）に相当するキャリブレーション係数を基地局装置の製造段階において取得しておき、これらを基地局装置内に記憶しておくことにより、これらのキャリブレーション係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を算出することができる。
なお、以下の説明では、これらのキャリブレーション係数を予め取得し、その値をデジタル信号処理上で利用する場合の説明を中心に行う。当然ながらアナログ回路上において、これらのキャリブレーション係数が全てほぼ一定の値（複素位相が一定値であれば、絶対値そのものには差があっても構わない）となる様に基地局装置内及び端末局装置内で調整を行っていれば、全てのキャリブレーション係数が１であると見なした処理に読み替えることも可能である。特に、振幅の増幅率の周波数依存性は波形歪に直結するため、一般的にはアンプの特性として周波数軸上で概ね定数（フラットな波形）となる様に工業的に設計されている。
同様に、アップリンクとダウンリンクの複素位相が一定値となる様に、デジタル信号処理におけるＦＦＴの後段（受信時）及びＩＦＦＴの前段（送信時）に一括して調整されている場合にも、結果的に式（１０）及び式（１１）で示されるキャリブレーション係数の複素位相が全てのアンテナ素子でほぼ一定値になるため、同様の効果を得ることができる。
以上は送受信アンテナ素子が１対複数のＳＩＭＯチャネルに関するキャリブレーションに関する説明であるが、複数本アンテナ対複数本アンテナのチャネル行列のキャリブレーションの場合には、これを若干補正した形式での説明が必要である。例えば、図１１にある様に、送受信アンテナ素子が２本ずつの場合を考える。説明を簡単にするために、左側を基地局装置４１、右側を端末局装置５１だと見なし、左から右方向の通信であるダウンリンクと、右から左方向の通信であるアップリンクのそれぞれのチャネル行列の関係を整理する。
まずダウンリンクを考えるとき、受信側の端末局装置５１のアンテナ素子で観測されるチャネル情報は、送信アンテナ端と受信アンテナ端の間の空間上のチャネル行列の各成分に加えて、基地局装置４１の送信用のハイパワーアンプにおける増幅率及び複素位相の回転量と、端末局装置のローノイズアンプにおける増幅率及び複素位相の回転量が乗算される。これらの回転量は、基地局装置の複数のアンテナ素子に対応する個々のハイパワーアンプごとに異なると共に、端末局装置の複数のアンテナ素子に対応する個々のローノイズアンプごとに異なる。一方、アップリンクにおいては、受信側の基地局装置のアンテナ素子で観測されるチャネル情報は、送信アンテナ端と受信アンテナ端の間の空間上のチャネル行列の各成分に加えて、端末局装置の送信用のハイパワーアンプにおける増幅率及び複素位相の回転量と、基地局装置のローノイズアンプにおける増幅率及び複素位相の回転量が乗算される。これらの回転量は、端末局装置の複数のアンテナ素子に対応する個々のハイパワーアンプごとに異なると共に、基地局装置の複数のアンテナ素子に対応する個々のローノイズアンプごとに異なる。ここで、送信アンテナ端と受信アンテナ端の間の空間上のチャネル行列に関しては、空間の対称性故に各成分の値そのものには変更はないが、アップリンクとダウンリンクでは送信アンテナと受信アンテナが対応するのが基地局装置か端末局装置かの関係が逆転するため、空間上のチャネル行列は行列を転置することでアップリンクとダウンリンクの換算が可能になる。これに加えて、上述のＳＩＭＯチャネルにおけるキャリブレーションと同様の処理を行うとするならば、任意の試験用の送受信装置との間で、アップリンクとダウンリンクの間のチャネル状態の換算を行うキャリブレーション係数を用いて、アップリンクのチャネル行列からダウンリンクのチャネル行列を取得することが可能となる。
ここで、θＢＳ−ＨＰＡ,ｍ （ｋ）を基地局装置の第ｍアンテナ素子に対応するハイパワーアンプの位相回転量と、ＡＢＳ−ＨＰＡ,ｍ （ｋ）を基地局装置の第ｍアンテナ素子に対応するハイパワーアンプの振幅の増幅量と、θＢＳ−ＬＮＡ,ｍ （ｋ）を基地局装置の第ｍアンテナ素子に対応するローノイズアンプの位相回転量と、ＡＢＳ−ＬＮＡ,ｍ （ｋ）を基地局装置の第ｍアンテナ素子に対応するローノイズアンプの振幅の増幅量とする。更にθＭＴ−ＨＰＡ,ｍ （ｋ）を端末局装置の第ｍアンテナ素子に対応するハイパワーアンプの位相回転量と、ＡＭＴ−ＨＰＡ,ｍ （ｋ）を端末局装置の第ｍアンテナ素子に対応するハイパワーアンプの振幅の増幅量と、θＭＴ−ＬＮＡ,ｍ （ｋ）を端末局装置の第ｍアンテナ素子に対応するローノイズアンプの位相回転量と、ＡＭＴ−ＬＮＡ,ｍ （ｋ）を端末局装置の第ｍアンテナ素子に対応するローノイズアンプの振幅の増幅量とする。また、θＴｅｓｔ−ＨＰＡ （ｋ）を試験用局のハイパワーアンプの位相回転量と、ＡＴｅｓｔ−ＨＰＡ （ｋ）を試験用局のハイパワーアンプの振幅の増幅量と、θＴｅｓｔ−ＬＮＡ （ｋ）を試験用局の位相回転量と、ＡＴｅｓｔ−ＬＮＡ （ｋ）を試験用局のローノイズアンプの振幅の増幅量とする。各係数の添え字のＢＳ（基地局装置）及びＭＴ（端末局装置）を一般化してＳＴＡ（基地局装置又は端末局装置）として示せば、ＳＴＡの第ｍアンテナ素子に関するキャリブレーション係数を式（１４）の様に定義し、これを用いてアップリンクのチャネル行列からダウンリンクのチャネル行列を式（１５）の様にして取得することが可能になる。
なお一般に、チャネル行列の全ての要素に等しく乗算される係数は、そのチャネル行列の示す伝搬路の特性を評価する場合にも、送受信ウエイト行列（ベクトル）を算出する際にも、全く影響を与えることのない係数として扱うことが可能である。この意味で、式（１５）の中には、試験局に関する係数θＴｅｓｔ−ＨＰＡ （ｋ）と、ＡＴｅｓｔ−ＨＰＡ （ｋ）と、θＴｅｓｔ−ＬＮＡ （ｋ）と、ＡＴｅｓｔ−ＬＮＡ （ｋ）とが含まれているが、これらの全てはチャネル行列の全要素に等しく乗算される係数であるため、特に送受信ウエイト行列（ベクトル）を求める際にはこの値は特に影響を与えない。更に、送信局側においてベースバンド信号を無線周波数に変換する際のミキサに入力するローカル発振器の信号、及び受信局側において無線周波数の信号をベースバンド信号に変換する際のミキサに入力するローカル発振器の信号のそれぞれの信号の複素位相の状態なども、実際には観測されるチャネル行列の各成分の複素位相に影響を与えるが、全ての係数は全てのアンテナに等しく乗算されるため、これもまたチャネル行列の全成分に等しく係数として乗算されることになる。この係数も送受信ウエイト行列（ベクトル）には影響を与えないため、これらの影響を無視して評価を行うことが可能である。この様に、事前にキャリブレーションの係数が分かっていれば、このキャリブレーション係数を基にアップリンクとダウンリンクの間のチャネル行列の換算が可能となる。また同様に、受信ウエイトベクトルが取得できればその受信ウエイトベクトルにキャリブレーション係数を適用することで、送信ウエイトベクトルを算出することも可能となる。
［モバイル・フロントホールにおける無線エントランス］
第４世代の携帯電話においても同様であるが、多数設置する必要性のある基地局装置の保守性の向上や、複数の基地局装置からの協調伝送などを想定すると、基地局装置の大部分の機能（BBU: Base Band Unit）を１か所に集約し、（機能１）デジタル・サンプリング・データからＤ／Ａ変換によりアナログベースバンド信号の生成、（機能２）アナログベースバンド信号から無線周波数帯の信号へのアップコンバート、（機能３）電力増幅とアンテナからの送信、（機能４）アンテナでの受信と電力増幅、（機能５）無線周波数帯の信号からアナログベースバンド信号へのダウンコンバート、（機能６）アナログベースバンド信号からＡ／Ｄ変換によりデジタル・サンプリング・データの生成、等の機能のみを備えるリモート・レディオ・ヘッド（RRH: Remote Radio Head）のみを分散配置する、クラウド型の無線アクセス網（C-RAN: Centralized Radio Access Network 又は Cloud Radio Access Network）が有効である。これは、所謂「バックホール回線」との対比で「フロントホール」ないしは「モバイル・フロントホール」と呼ばれる技術であり、現在も光ファイバでデジタル・サンプリング・データを伝送するためのインタフェース規格としてＣＰＲＩ（Common Public Radio Interface）が標準化されている。
ここで、複数のＲＲＨで協調送信（JT: Joint Transmit）ないしは協調受信（JR: Joint Reception）を行うためには、１０−９オーダーの精度で遅延ジッタを抑制し、且つ、光ファイバ上でのビット誤り率は１０−１２オーダーの高品質、更には１００μｓ以下の低遅延が求められる。このモバイル・フロントホールは光ファイバのみならず無線回線で提供することも可能であるが、その場合には無線回線でありながら遅延ジッタ１０−９、ビット誤り率１０−１２、伝送遅延１００μｓ以下の高品質を実現しなければならない。
既存の無線エントランス装置の中には、大型のパラボラアンテナで４０ｄＢｉから５０ｄＢｉの超高利得、高指向性を形成し、このアンテナを対向させることでマルチパス成分を殆ど除外した、非線形歪のない安定した伝送路により光ファイバと同等のビット誤り率１０−１２を再送制御なしに１回の伝送で実現することを可能とするものが存在する。しかし、上述の様に大規模ＭＩＭＯを活用して指向性利得を確保する場合には、そのアンテナの冗長性を利用し、通常の空間多重と同様にマルチパス成分を利用することで複数ストリームの多重化を実現することも可能であった。ただし、この様なマルチパス成分を取り込む場合には非線形歪の影響は無視できず、一般には誤り率特性はエラー・フロアを引き、高ＳＮＲ環境であっても十分低い誤り率を実現することは困難であった。この場合、再送制御を行うことで誤り率特性を改善する必要があるが、一般には再送制御には大きな伝送処理遅延が伴い、１００μｓ以下の低遅延で再送制御を完了することは困難である。更に、超広帯域の大容量伝送において高効率の再送制御をする場合、選択再送制御の処理が煩雑化し、加えて１００μｓ以下という遅延に関する制約から、送信の成功／失敗に係らず、２〜３回程度の送信回数の上限で再送を打ち切って廃棄する処理も必要となる。再送の打ち切りにおいて、送信側と受信側で不整合を起こす原因となり得るが、この送信側と受信側との間の不整合は通信のデッドロック状態につながる。しかし、この様な状態の回避のためのネゴシエーション処理などを行えば、更に処理は複雑化することになり好ましくない。これらの信号処理の煩雑化を回避し、超高速での高能率の再送制御を実現することが求められている。
このモバイル・フロントホールでは、上述の様にＢＢＵとＲＲＨとの間では、ＲＲＨのアンテナ素子から送信すべき信号のデジタル・サンプリング・データを伝送し、ＲＲＨにて上記（機能１）から（機能６）の機能を実施し、実際の無線周波数の信号を送受信していた。しかし、第５世代のスモールセル基地局装置において大規模アンテナを用いる場合には、デジタル・サンプリング・データを光ファイバ上で伝送するという従来の手法を踏襲するのであれば、アンテナ素子ごとに、それぞれのデジタル・サンプリング・データを伝送する必要があった。一般に、無線区間において実際に伝送されるべきユーザデータ量に対し、デジタル・サンプリング・データの伝送容量は約１６倍と言われており、仮に無線区間で１Ｇｂｉｔ／ｓのデータ伝送を行う場合であっても、モバイル・フロントホール区間では１６Ｇｂｉｔ／ｓ相当のデジタル・サンプリング・データを伝送しなければならない。しかし、仮に第５世代のスモールセル基地局装置において２５６素子のアンテナ素子を用いた大規模ＭＩＭＯ技術を採用するのであれば、モバイル・フロントホールで必要となる伝送容量は４Ｔｂｉｔ／ｓとなり、伝送媒体が光ファイバであっても、現時点では非現実的な領域である。一般に、比較的廉価で利用可能なシステムは伝送速度が低くて広く普及したシステムであり、現状では１０Ｇｂｉｔ／ｓ程度の通信システムである。将来的な技術革新を考慮しても、アンテナ素子数の増大に合わせてモバイル・フロントホール上で伝送すべきデータ容量が発散することは許されず、せめて空間多重する信号系統数分のデジタル・サンプリング・データの容量に収めることが求められる。
この様な視点から、現在ではＢＢＵとＲＲＨとの間の機能配分の見直しが検討されており、上述の（機能１）〜（機能６）の機能に加えて、本来はＢＢＵ側にて実施すべき無線信号処理における物理レイヤの変調機能、復調機能に加え、複雑なＭＩＭＯ信号処理、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ信号処理などをＲＲＨ側に実装する検討がなされている。これによりモバイル・フロントホールで伝送すべき情報容量は大幅に圧縮されることになるが、これは本来のモバイル・フロントホールの思想から大分かけ離れたものとなっている。つまり、（機能１）〜（機能６）内には採用する無線システム特有の変復調方式などに特化した機能が含まれないために、将来的なシステムのバージョンアップ時に、ＢＢＵ側の変更のみでＲＲＨには手を加えずに対応できたものが、上述の様な機能配分の見直しを行ってしまうと、例えばサブキャリア数の変更などの基本的な設計パラメータの変更であっても、バージョンアップのためにはＲＲＨそのものの改造が余儀なくされることになる。
そこで、大規模ＭＩＭＯに対応可能でありながら、モバイル・フロントホール上で伝送されるべきデジタル・サンプリング・データの伝送容量を増大させないための工夫が求められている。
以下、モバイル・フロントホールに関する説明を図を基に行う。図１２は、従来技術におけるモバイル・フロントホール及びモバイル・バックホールの機能分担の概要を示す図である。特に図１２（ａ）はモバイル・フロントホールを、図１２（ｂ）はモバイル・バックホールを表している。ここではネットワーク側からユーザに向けての方向に関する信号の伝送（モバイル・フロントホールであれば、ＢＢＵからＲＲＨ方向）に関する機能のみを抜粋した。図において、４０１はＭＡＣ層処理回路、４０２は送信信号処理回路、４０３は時間軸信号生成回路、４０４は光インタフェース回路、４０５は光ファイバ、４０６は光インタフェース回路、４０７はＤ／Ａ変換器、４０８はＲＦ処理回路、４０９はアンテナ素子、４１１−１はＢＢＵ、４１２−１はＲＲＨ、４１４は光インタフェース回路、４１５は光ファイバ、４１６は光インタフェース、を表す。ＭＡＣ層処理回路４０１、送信信号処理回路４０２、時間軸信号生成回路４０３は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域４００及び４１０を構成する。
図１２（ａ）において、ネットワーク側からＢＢＵ４４１−１に送信すべき信号が入力されると、ＭＡＣ層処理回路４０１はＭＡＣ層の信号処理を行い、無線区間での送受信に用いるフレームフォーマットと、ネットワーク側を流れるデータのフレームフォーマットの変換・終端を行い、無線パケットのフォーマットの信号を送信信号処理回路４０２に入力する。送信信号処理回路４０２では、無線信号の送信信号処理を行う。ここでは特に無線区間の伝送方式は限定されず、例えばＯＦＤＭを用いるのであれば、必要に応じて誤り訂正の符号化、インタリーブ、サブキャリアごとの変調処理などを行う。この様にして生成した信号は、時間軸信号生成回路４０３にて時間軸の信号に変換される。例えば、先ほどのＯＦＤＭの場合を例に取れば、ＩＦＦＴを行い周波数軸の信号を時間軸の信号に変換すると共に、ガードインターバルを挿入し、シンボル間の波形整形処理などを施す。この結果、デジタルベースバンド信号の各サンプリング値が時系列で連続する信号に変換される。これらのサンプリング値のデータは、光インタフェース回路４０４にて所定のフレームフォーマットに変換され、電気信号から光信号に変換されて光ファイバ４０５に出力される。光ファイバ４０５に出力された信号はＲＲＨ４４２−１側に伝達され、ＲＲＨ４４２−１では光インタフェース回路４０６にて光信号を電気信号に変換し、所定のフォーマットの信号を終端し、デジタルベースバンド信号としてサンプリング値の情報列を生成する。これをＤ／Ａ変換器４０７は所定のクロックレートでアナログベースバンド信号に変換し、ＲＦ処理回路４０８ではアップコンバータで無線周波数の信号に変換し、フィルタにて帯域外輻射信号を除去した後にハイパワーアンプで増幅し、これをアンテナ４０９より空間に送信する。以上の様に、全体で無線信号の基地局装置に相当する機能を、光ファイバにて仲介されるＢＢＵ４４１−１とＲＲＨ４４２−１に機能を分けて収容する。ここでの特徴は、ネットワーク側の局舎内に備えるＢＢＵに無線のデジタルベースバンド信号処理が集約されているため、無線通信方式の変更が何かあったとしても、全てがＢＢＵ側の変更で済むというメリットがある。
これに対しモバイル・バックホールでは、図１２（ａ）に対応する構成として図１２（ｂ）に示す構成を取る。例えばビルの屋上や電信柱の上などに設置される基地局装置に対し、光ファイバでユーザデータをそのまま伝送し、全てを基地局装置内に閉じて無線信号処理を行う。具体的には、ネットワーク側では光インタフェース回路４１４から、光ファイバ４１５を介して基地局装置内の光インタフェース回路４１６に対して無線回線で送信すべきユーザデータを伝送する。光インタフェース回路４１６にて光信号を電気信号に変換し、所定のフォーマットの信号を終端し、ユーザデータをＭＡＣ層処理回路４０１に出力する。ＭＡＣ層処理回路４０１ではＭＡＣ層の信号処理を行い、無線区間での送受信に用いるフレームフォーマットと、ネットワーク側を流れるデータのフレームフォーマットの変換・終端を行い、無線パケットのフォーマットの信号を送信信号処理回路４０２に入力する。送信信号処理回路４０２では、無線信号の送信信号処理を行う。ここでは特に無線区間の伝送方式は限定されず、例えばＯＦＤＭを用いるのであれば、必要に応じて誤り訂正の符号化、インタリーブ、サブキャリアごとの変調処理などを行う。この様にして生成した信号は、時間軸信号生成回路４０３にて時間軸の信号に変換される。例えば、先ほどのＯＦＤＭの場合を例に取れば、ＩＦＦＴを行い周波数軸の信号を時間軸の信号に変換すると共に、ガードインターバルを挿入し、シンボル間の波形整形処理などを施す。この結果、デジタルベースバンド信号の各サンプリング値が時系列で連続する信号に変換される。これらのサンプリング値のデータは、Ｄ／Ａ変換器４０７に入力され、Ｄ／Ａ変換器４０７は所定のクロックレートでアナログベースバンド信号に変換し、ＲＦ処理回路４０８ではアップコンバータで無線周波数の信号に変換し、フィルタにて帯域外輻射信号を除去した後にハイパワーアンプで増幅し、これをアンテナ４０９より空間に送信する。これまで説明してきた基地局装置の信号処理及び回路構成の説明は、このモバイル・バックホールを意識したものである。
以上の図１２の説明では、ＲＲＨ４４２−１が備えるアンテナ素子は１素子であったが、将来モバイルネットワークでは、多素子のアンテナを用いたＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の適用が想定されるため、それだけ光ファイバ上で伝送すべき情報量が増えることになる。図１３は、多素子アンテナを用いる場合の従来技術におけるモバイル・フロントホール及びモバイル・バックホールの機能分担の概要を示す図である。特に図１３（ａ）はモバイル・フロントホールを、図１３（ｂ）はモバイル・バックホールを表している。ここでは図１２と同様に、ネットワーク側からユーザに向けての方向に関する信号の伝送（モバイル・フロントホールであれば、ＢＢＵからＲＲＨ方向）に関する機能のみを抜粋した。図１３において、図１２と同じものには同様の符号を振っている。図１３において、４１２は送信信号処理回路、４２４は光インタフェース回路、４２５は光ファイバ、４２６は光インタフェース回路、４２７はＤ／Ａ変換器、４２８はＲＦ処理回路、４２９はアンテナ素子、４３０は送信ウエイト乗算回路、４３１は送信ウエイト処理回路、４３３は時間軸信号生成回路、４４１−２はＢＢＵ、４４２−２はＲＲＨを表す。ＭＡＣ層処理回路４０１、送信信号処理回路４１２、送信ウエイト乗算回路４３０、送信ウエイト処理回路４３１、時間軸信号生成回路４３３は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域４２０を構成する。同様に、ＭＡＣ層処理回路４０１、送信信号処理回路４１２、送信ウエイト乗算回路４３０、送信ウエイト処理回路４３１、時間軸信号生成回路４３３は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域４２０又は４４０を構成する。図１３（ａ）において、ネットワーク側からＢＢＵ４４１−２に送信すべき信号が入力されると、ＭＡＣ層処理回路４０１はＭＡＣ層の信号処理を行い、無線区間での送受信に用いるフレームフォーマットと、ネットワーク側を流れるデータのフレームフォーマットの変換・終端を行い、無線パケットのフォーマットの信号を送信信号処理回路４１２に入力する。送信信号処理回路４１２では、無線信号の送信信号処理を行う。ここでは特に無線区間の伝送方式は限定されず、例えばＯＦＤＭを用いるのであれば、必要に応じて誤り訂正の符号化、インタリーブ、サブキャリアごとの変調処理などを行う。合わせて、例えばここでは図示していないＢＢＵの受信側において収集した受信ウエイト情報などを、送信信号処理回路４１２を介して送信ウエイト処理回路４３１に提供する。送信ウエイト処理回路４３１では、この受信ウエイト情報などにキャリブレーション処理を施し、送信ウエイトを算出し、これを送信ウエイト乗算回路４３０に出力する。送信ウエイト乗算回路４３０では、送信信号処理回路４１２から入力された送信信号に送信ウエイトを乗算する。ここでの処理は、例えばＯＦＤＭを用いる場合では周波数軸上で実施する。すなわち、サブキャリアごとに異なる受信ウエイトを基に算出したサブキャリアごとに異なる送信ウエイトを用い、サブキャリアごとに異なる送信信号にサブキャリアごとに乗算する。この様にして生成した信号は、時間軸信号生成回路４３３にてアンテナ系統ごとに時間軸の信号に変換される。例えば、先ほどのＯＦＤＭの場合を例に取れば、ＩＦＦＴを行い周波数軸の信号を時間軸の信号に変換すると共に、ガードインターバルを挿入し、シンボル間の波形整形処理などを施す処理を、アンテナ系列ごとに実施する。この結果、デジタルベースバンド信号の各サンプリング値が時系列で連続するアンテナ素子ごとの信号に変換される。これらのサンプリング値のデータは、光インタフェース回路４２４にて所定のフレームフォーマットに変換され、電気信号から光信号に変換されて光ファイバ４２５に出力される。ここでは先ほどの図１２の場合と異なり、光ファイバ上にはアンテナ素子数分の信号を同時に収容する必要があり、波長多重やＴＤＭや複数の光ファイバを用いるなど、任意の方法で大容量化がなされた光ファイバの伝送路上で伝達され、ＲＲＨ４４２−２側入力される。ＲＲＨ４４２−２では光インタフェース回路４２６にて光信号を電気信号に変換し、所定のフォーマットの信号を終端し、デジタルベースバンド信号としてサンプリング値の情報列を生成する。上述の様に、ここではアンテナ素子数分の系統のサンプリング信号が再生される。これをＤ／Ａ変換器４２７は所定のクロックレートでアンテナ系統ごとにアナログベースバンド信号に変換し、ＲＦ処理回路４２８ではアンテナ系統ごとに、共通のローカル発振器を用いたアップコンバータで無線周波数の信号に変換し、個別にフィルタにて帯域外輻射信号を除去した後に個別にハイパワーアンプで増幅し、これを個々のアンテナ素子４２９より空間に送信する。以上の様に、全体で無線信号の基地局装置に相当する機能を、光ファイバにて仲介されるＢＢＵ４４１−２とＲＲＨ４４２−２に機能を分けて収容する。
以上は、そもそものモバイル・フロントホールのポリシーに則った説明であるが、実際に光ファイバ上に流れる信号の伝送容量を考えると、アンテナ素子数は例えば数セクタのセクタアンテナなど、ごく少数に限られると考えられる。Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯなどで想定する１００本以上のアンテナ素子では、敷設する光ファイバの本数や伝送するデータの容量等を考慮するとコストが膨大なものとなるという考え方が一般的である。
これに対しモバイル・バックホールでは、図１３（ａ）に対応する構成として図１３（ｂ）に示す構成を取る。図１２（ｂ）に対し、無線信号処理を行う領域４１０が、図１３（ａ）の無線信号処理を行う領域４２０と全く同じ機能の無線信号処理を行う領域４４０に置き換えられ、それに伴いＤ／Ａ変換器４２７以降の処理が図１３（ａ）と同様に、アンテナ系統ごとに行われる以外は全く同様である。ここでの特徴は、基地局装置のアンテナ素子数は増大しているが、光インタフェース回路４１４から光ファイバ４１５を介して基地局装置内の光インタフェース回路４１６までの伝送路上での情報容量は増加していないことである。したがって、上述の図１３（ａ）の様な問題は生じない。しかし、元々、図１２（ａ）の様なモバイル・フロントホールが有益となる課題については何ら解決するものではなく、一般的には光ファイバ上での伝送容量を抑えながら、モバイル・フロントホールの利点をも両立可能な構成が求められていた。
その様な検討の中で、フロントホールとバックホールの中間的なモバイル・ミッドホールとして、ＢＢＵとＲＲＨとの間の機能配分の見直しの検討がなされている。図１４に、従来技術におけるモバイル・ミッドホールの構成例を示す。ここでは図１２と同様に、ネットワーク側からユーザに向けての方向に関する信号の伝送（ＢＢＵからＲＲＨ方向）に関する機能のみを抜粋した。図１２及び図１３と同じものには同様の符号を振っている。ＭＡＣ層処理回路４０１、送信信号処理回路４１２、送信ウエイト乗算回路４３０、送信ウエイト処理回路４３１、時間軸信号生成回路４３３は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域４４５−１及び４４５−２を構成するが、図１２（ａ）及び図１３（ａ）と異なるのは、ＭＡＣ層処理回路４０１はＢＢＵ側の領域４４５−１に、送信信号処理回路４１２、送信ウエイト乗算回路４３０、送信ウエイト処理回路４３１、時間軸信号生成回路４３３はＲＲＨ側の領域４４５−２に分かれて配置されており、全体の機能配分の見直しが図られている。
以上の機能配分の見直しにより、図１４のモバイル・ミッドホールの場合には光ファイバ上での伝送容量が図１２（ａ）と同程度であり、図１３（ａ）の様に情報量が大幅に増大せずに済んでいる。この意味では光ファイバ上での伝送容量の抑制的な効果は十分に得られている。しかし、そもそものモバイル・フロントホールの目的であるＲＲＨ４４２−３側から無線伝送方式に依存する処理を排除し、全ての無線方式に依存する処理をＢＢＵ４４１−３側に集約するという視点で見れば、領域４４５−２の処理がＲＲＨ４４２−３側に配置されているのは、図１２（ａ）に示すモバイル・フロントホールの構成に比べればフロントホールの目的に十分に適っていない。この意味でフロントホールとバックホールの中間としてミッドホールとの呼ばれ方もしているのであるが、理想的にはＲＲＨ側に多数のアンテナ素子を実装しながらも、ＢＢＵ側に無線伝送方式に依存する処理を集約し、それでいて光ファイバ上に流れる情報容量をバックホールと同程度に抑えることができるのが好ましい。
［その他の課題］
マルチパス環境の場合にはマルチパス成分の除去のために、ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥなどの技術が一般には有効であることが知られている。しかし、既存のＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥなどのシステムでは、一般には基地局装置と無線局装置はそれぞれ非同期の独自のクロック、ローカル発振器を用いており、バーストモードで伝送処理を行う。バーストモードでは、仮にクロックの誤差がある場合でもバーストごとに処理がリセットされるために問題ない。更には、クロックの誤差やローカル発振器の周波数誤差についても、ＦＦＴを行う際のサブキャリアごとの直交性を破らない程度の誤差であれば、それ以上の高精度の同期は求められない。したがって、ある程度の周波数誤差が検知されれば、送信側及び受信側のＡＦＣ処理により周波数誤差を補正し、それでも残る残留周波数誤差については、例えばＯＦＤＭであればパイロットサブキャリアにより位相回転量を推定し、その補正処理を行うことが可能であった。
しかし、上述の様にモバイル・フロントホールの場合には遅延のジッタが１０−９以下であることが求められ、ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥなどのブロック伝送技術では要求される遅延のジッタを満たすことはできなかった。
更に、７０〜８０ＧＨｚのｅバンド帯などの利用を想定すれば、位相雑音の存在する帯域幅がＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥなどのサブキャリア間隔よりも広くなり、ＯＦＤＭシンボル周期よりも短い時間内での複素位相の不確定なふらつきである位相雑音により、ＯＦＤＭなどのサブキャリア間の直交性を破る成分が無視できないことになる。これはひとえにＦＦＴ処理を行うから問題となるものであり、シングルキャリア伝送であればＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥなどのブロック伝送の単位となるブロック長よりも短い時間周期でシングルキャリアの信号処理を行うため、位相雑音の累積が大きくなる前に位相の変動成分を補正することが可能であった。しかし、上述の様にＭＩＭＯチャネルを活用して空間多重伝送を行うのであれば、各ストリームの信号を分離するための送信及び受信ウエイトはサブキャリアごとに異なる値を持ち、このウエイトの周波数依存性を反映して信号処理を行うためには、受信信号を一旦ＦＦＴにより周波数軸上の信号に変換する必要があった。この様に、空間多重の信号分離のためにはＦＦＴ処理が必須であるが、ＦＦＴを実施すると位相雑音が除去できない状態になってしまい問題である。しかし、ＦＦＴ処理を実施して周波数軸上の空間分離を行う前の状態では、複数ストリームのシングルキャリアの信号は相互に干渉となるため、シングルキャリアの信号検出は困難となる。この様に、ＦＦＴ処理を施さずに時間軸上で信号分離ができれば、その後にシングルキャリア信号の信号処理で位相雑音補償が可能になり、その様な技術が求められている。
太田厚、黒崎聰、丸田一輝、新井拓人、飯塚正孝、「Ｂ−５−１７５ 大規模アンテナ無線エントランスシステムの提案」、電子情報通信学会総合大会講演論文集２０１３年（通信＿１）、２０１３年３月５日、ｐ．５８５ 新井拓人、太田厚、黒崎聰、丸田一輝、飯塚正孝、「Ｂ−５−１７６ 大規模アンテナ無線エントランスシステムにおける送受信ウエイト算出法」、電子情報通信学会総合大会講演論文集２０１３年（通信＿１）、２０１３年３月５日、ｐ．５８６ 丸田一輝、太田厚、黒崎聰、新井拓人、飯塚正孝、「Ｂ−５−１７７ 大規模アンテナ無線エントランスシステムにおけるユーザ間干渉抑圧法」、電子情報通信学会総合大会講演論文集２０１３年（通信＿１）、２０１３年３月５日、ｐ．５８７ 黒崎聰、太田厚、丸田一輝、新井拓人、飯塚正孝、「Ｂ−５−１７８ 大規模アンテナ無線エントランスシステムにおける低相関スケジューリング法」、電子情報通信学会総合大会講演論文集２０１３年（通信＿１）、２０１３年３月５日、ｐ．５８８ 小原辰徳、須山聡、シンキユン、奥村幸彦、「ＲＣＳ２０１３−３４９ 高周波数帯を用いた超高速Massive MIMO伝送における固定ビームフォーミングと固有モードプリコーディングの結合処理」、電子情報通信学会技術研究報告、無線通信システム（ＲＣＳ）、Vol.１１３、No.４５６、２０１４年２月２４日、ｐ．２５９−ｐ．２６４
将来モバイルネットワークで伝送路の大容量化が求められる環境としては、（環境１）モバイルユーザへのアクセス系において、基地局装置からモバイルユーザの端末局装置への大容量伝送、（環境２）スモールセル用無線基地局装置を例えばビルの壁面などに設置する場合、施工上の理由から基地局装置へのエントランス回線を無線化する無線エントランスでの大容量伝送、（環境３）例えば列車内の膨大な数のモバイルユーザのデータを列車内で一旦集約し、この集約されたデータを一括して地上のネットワークに転送するエントランス回線としての無線エントランスの大容量伝送、などが考えられる。（環境１）の場合においては、比較的狭いエリアに存在するユーザへの効率的な伝送の目的から、ビルの壁面や屋上等の高所から真下方向に見下ろす方向でサービスエリアを形成し、端末局装置においては上方からの電波が到達するという物理的な特徴から、見通し環境は概ね確保されており、端末局装置が実装するアンテナ素子も上方からの電波の到来を意識して多少の指向性利得を備えるアンテナを用いるなら、結果的に見通し波が非常に支配的な環境となっている。同様に（環境２）の場合には、設置場所が固定的に設置されていることから、相互に見通し環境を確保し、アンテナ素子も高利得の指向性アンテナを用いることが予想され、（環境１）以上に見通し波が支配的な状況となっている。（環境３）の場合には例えば列車などは移動体であるがために（環境２）ほどの高い指向性アンテナを用いることはできないが、列車の１次元的な移動という特徴を考慮すれば、その１次元的な経路に見合った指向性アンテナを利用し、且つ、線路上に障害物が割り込むことは考えにくく、やはり（環境１）以上に見通し波が支配的であることが期待される。
ここで、先にも説明をしたが一般にＭＩＭＯチャネル行列を利用した空間多重伝送においては反射波が多数存在するマルチパス環境が効果的で、直接の見通し波成分が支配的な場合にはあまり適していないことが知られている。この問題を回避して見通し波が支配的な環境で高次の空間多重伝送をするためには、基地局装置のアンテナ素子を空間的に大規模にする（アンテナ開口長を広げる）ことが一つの選択肢である。つまり、各アンテナ素子間の伝送路上の経路長がランダムに異なる状況を形成することで、擬似的にマルチパス環境に近づけることは可能である。
一方、前述した通り、将来モバイルネットワークの中では伝送路の大容量化が求められており、周波数帯域幅を広げての運用を考慮すると、準ミリ波やミリ波等の高い周波数帯での運用が余儀なくされる。ここで注意すべき点は、高い周波数帯を利用した場合には各装置間ないしは装置とアンテナ間を同軸ケーブル等で接続し、このケーブル上で送受信信号等を伝送する場合、ケーブル上での伝送損失が非常に大きくなるという課題がある点である。具体的には、６０ＧＨｚ帯の信号などではケーブルにも依存はするが、１ｍ当たりで１５ｄＢ程度の損失が見込まれる。
ただでさえ回線設計上の利得として不利となるミリ波帯を用いながら、その回線利得確保のためにアンテナを多数設置しても、そのアンテナの空間的な広がりの間を繋ぐケーブル上で膨大なケーブルロスが発生したのでは意味がない。また更に、回線利得を確保するためにアンテナ素子数を大規模化する場合には、そのアンテナの空間的な広がりの間を膨大な数のケーブルが張り巡らされることになり、その間の伝送損失を低減するために低損失のケーブルを利用するならば、その間のケーブル取り回しはケーブルの曲げなどの設置上の自由度も低く、基地局装置の設置に対する制約は非常に大きくなり、現実的ではなくなる。
つまり、将来モバイルネットワークにおける無線エントランス又はアクセス系において、見通し波が支配的な環境であるにもかかわらず、ミリ波等の高い周波数帯を用いて高次の空間多重により大容量伝送を実現するには、これらの課題を解決して無線システムを構築する必要がある。
また、以上の無線回線に特化した議論に加えて、多数のアンテナ素子を実装した基地局装置への光ファイバを用いたモバイル・フロントホール回線の提供においても、上述の無線のトレンドは無視できない状況である。上述の様に元々モバイル・フロントホール回線でのサンプリングデータの伝送には、実際のユーザデータの情報量の約１６倍の容量の光回線が必要となる。５Ｇモバイルでは、（準）ミリ波帯などの活用などによりユーザデータとして１０Ｇｂｐｓもの大容量化が目標とされるが、その１６倍となると１６０Ｇｂｐｓの容量がモバイル・フロントホール回線に求められる上、更にアンテナ素子の増大に伴い１６０Ｇｂｐｓ×アンテナ素子数までの大容量化が理屈の上では求められることになる。仮に無線回線の大容量化のスピードと光回線の大容量化の技術開発のスピードが同等であったとしても、このアンテナ素子数分の大容量化は光回線の許容限界を遥かに超えるものであり、コスト的にとても選択可能なものではない。
この様に、将来モバイルネットワークにおける光ファイバを用いたモバイル・フロントホール回線の利用においても、多数のアンテナ素子を備えた無線基地局装置の経済的な敷設のために、これらの課題を解決して光と無線を融合した将来モバイルネットワークを構築する必要がある。
上記事情に鑑み、本発明は、少ないサブキャリアでチャネル推定を行う一方、取得できていないサブキャリアのチャネル情報も高精度で推定することで、効率的なチャネルのフィードバックを実現可能な無線通信装置及び無線通信方法を提供することを目的としている。
本発明の一態様は、第６の実施形態に関し、最近接のアンテナ素子の間隔ｄ［ｍ］、想定される最大信号到来方向θ［ｒａｄ］、帯域幅Ｗ［Ｈｚ］、光速ｃ［ｍ／ｓ］としたときに、α＝ｄＷｓｉｎθ／ｃのαの値が１以下となる条件下で動作する無線通信装置であって、通信帯域内の全サブキャリアから一部のサブキャリアに限定して送信されたトレーニング信号を受信し、受信したトレーニング信号に基づき当該サブキャリアのチャネル推定を行い、チャネル情報を取得するチャネル推定手段と、前記チャネル情報の複素位相又は基準アンテナの複素位相を基準にした相対チャネル情報の複素位相と前記サブキャリアの周波数に対し、２π周期の複素位相の折り返しを適用して回帰直線を求め、該回帰直線を基に各サブキャリアの前記チャネル情報又は相対チャネル情報の複素位相を算出する複素位相算出手段と、該複素位相算出手段が算出する前記チャネル情報又は前記相対チャネル情報の複素位相を基に受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出手段とを備える無線通信装置である。
本発明の一態様は、前記無線通信装置であって、前記複素位相算出手段は、前記回帰直線を最小二乗法によって求め、前記最小二乗法においては、前記チャネル推定を直接行った前記サブキャリアにおける前記チャネル情報又は前記相対チャネル情報の複素位相に対し、複素位相のオフセットとして０及び±２πの値を想定し、該オフセットを加えた中で最小二乗法の２乗誤差の累積値が最小になる状態を探索した結果得られる前記回帰直線の情報を基に得られる各サブキャリアの前記チャネル情報又は前記相対チャネル情報の前記複素位相を算出する。
本発明の一態様は、前記無線通信装置であって、前記複素位相算出手段は、前記アンテナ素子をリニアアレー状に構成して利用した際に、アンテナアレーの並び順に最小二乗法の前記回帰直線の傾きが比例関係にあるように拘束条件を定め、この拘束条件のもとで全アンテナ素子に亘る最小二乗法を一括して適用する。
本発明の一態様は、第６の実施形態に関し、最近接のアンテナの素子間隔ｄ［ｍ］、想定される最大信号到来方向θ［ｒａｄ］、帯域幅Ｗ［Ｈｚ］、光速ｃ［ｍ／ｓ］としたときに、α＝ｄＷｓｉｎθ／ｃのαの値が１以下となる条件下で動作する無線通信装置が行う無線通信方法であって、通信帯域内の全サブキャリアから一部のサブキャリアに限定して送信されたトレーニング信号を受信し、受信したトレーニング信号に基づき当該サブキャリアのチャネル推定を行い、チャネル情報を取得するチャネル推定ステップと、前記チャネル情報の複素位相又は基準アンテナの複素位相を基準にした相対チャネル情報の複素位相と前記サブキャリアの周波数に対し、２π周期の複素位相の折り返しを適用して回帰直線を求め、該回帰直線を基に各サブキャリアの前記チャネル情報又は相対チャネル情報の複素位相を算出する複素位相算出ステップと、該複素位相算出ステップで算出する前記チャネル情報又は前記相対チャネル情報の複素位相を基に受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出ステップとを有する無線通信方法である。
本発明により、少ないサブキャリアでチャネル推定を行う一方、取得できていないサブキャリアのチャネル情報についても高精度で推定することができるため、効率的なチャネルのフィードバックを実現しながら、精度を保ってチャネル推定を行うことが可能になるという効果が得られる。
ＭＩＭＯ伝送の例の概要を示す図である。 固有モード伝送の例の概念図である。 大規模アンテナシステムの例の概要を示す図である。 見通し環境及び見通し外環境におけるインパルス応答の例を表す図である。 マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置の構成の一例を示す概略ブロック図である。 マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置における送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。 マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置における受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。 チャネル行列ごとの特異値の絶対値の分布特性の例を示す図である。 アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性の例を示す図である。 キャリブレーションの例の概要を示す図である。 複数対複数のチャネル行列のキャリブレーションの例を示す図である。 モバイル・フロントホール及びモバイル・バックホールの機能分担の概要を示す図である。 多素子アンテナを用いる場合の従来技術におけるモバイル・フロントホール及びモバイル・バックホールの機能分担の概要を示す図である。 モバイル・ミッドホールの構成例を示す図である。 第１の実施形態における、基地局装置の１００本のアンテナ素子が等間隔に配置されたリニアアレーの例を示す図である。 第１の実施形態における、基地局装置の１００本のアンテナ素子が２５本ごとの４個のグループに分けて配置されたリニアアレーの例を示す図である。 第１の実施形態における、基地局装置の構成の一例を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態における、基地局装置の第１の送信信号処理部の構成の一例を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態における、基地局装置の第１の受信信号処理部の構成の一例を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態における、端末局装置の構成の一例を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態における、端末局装置の送信部の構成の第１例を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態における、端末局装置の受信部の構成の第１例を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態における、端末局装置の受信部の構成の第２例を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態における、基地局装置の第２の受信信号処理部ないしは端末局装置の第２の受信信号処理回路の装置構成の例を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態における、端末局装置の送信部の構成の第２例を示す概略ブロック図である。 第１の実施形態における、信号送信時の信号処理フローの概要を示すフローチャートである。 第１の実施形態における、信号受信時の信号処理フローの第１例の概要を示すフローチャートである。 第１の実施形態における、信号受信時の信号処理フローの第２例の概要を示すフローチャートである。 第２の実施形態における、基地局装置に４本のパラボラアンテナ、端末局装置に１６本のアンテナ素子をリニアアレー状に実装したケースの第１例を示す図である。 第２の実施形態における、基地局装置側のあるパラボラアンテナからの端末局装置側のアンテナ素子ごとの経路差の例を示す図である。 第２の実施形態における、基地局装置に４本のパラボラアンテナ、端末局装置に１６本のアンテナ素子をリニアアレー状に実装したケースの第２例を示す図である。 第３の実施形態における、統括基地局装置からサテライト基地局装置への信号の送受信を無線回線で実現する第１例を示す図である。 第３の実施形態における、統括基地局装置からサテライト基地局装置への信号の送受信を無線回線で実現する第２例を示す図である。 第３の実施形態における、統括基地局装置とサテライト基地局装置との間の信号処理と、サテライト基地局装置と端末局装置との間の信号処理との概要を示す図である。 第３の実施形態における、サテライト基地局装置の回路構成を示す図である。 第４の実施形態における無線通信システムの構成の概要を示す。 第４の実施形態における第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルにおける信号処理の概要を示す図である。 第４の実施形態における座標情報及びチャネル情報を取得した後に行うオフラインの信号処理の概要を示す図である。 第４の実施形態における第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルにおける別の信号処理の概要を示す図である。 第４の実施形態における座標情報及びチャネル情報を取得した後に行うオフラインの別の信号処理の概要を示す図である。 第４の実施形態の無線通信システムにおけるサービス運用中における座標情報から送受信ウエイトベクトルを取得する場合の信号処理の例を示す図である。 第４の実施形態における基地局装置の構成例を示すブロック図である。 第４の実施形態における端末局装置の構成例を示すブロック図である。 第５の実施形態における関数Ｆ（α）を示すグラフである。 第５の実施形態における干渉信号の除去方法を説明する図である。 第５の実施形態の無線通信システムにおける時間軸ビームフォーミングの送受信ウエイト取得の処理を示すフローチャートである。 第５の実施形態における基地局装置が備える第１の送信信号処理部の構成例を示す図である。 第５の実施形態における基地局装置の第１の受信信号処理部の構成例を示すブロック図である。 第５の明実施形態における端末局装置が備える送信部の回路構成の例を示すブロック図である。 第５の実施形態における端末局装置の受信部の構成例を示すブロック図である。 複数のアンテナ素子で受信した受信信号の概要を示す図である。 限定的なサブキャリアによるチャネル推定の概要を示す図である。 第６の実施形態におけるチャネル行列取得の近似解法の処理動作を示すフローチャートである。 複数アンテナを用いたチャネル行列の近似解法の処理動作を示すフローチャートである。 双方向のチャネル推定結果からチャネル行列の近似解を求める処理動作を示すフローチャートである。 シミュレーションによる分布特性を評価した結果示す図である。 重心から離れたアンテナを用いた送受信ウエイトベクトル近似解における利得特性を示す図である。 リニアアレーを用いる場合のトレーニング信号の送信に用いるアンテナ素子の例を示す図である。 最密充填状の２次元アンテナ配置を用いる場合のトレーニング信号の送信に用いるアンテナ素子の例を示す図である。 リニアアレーの重心付近にトレーニング信号送信用のアンテナ素子を追加する場合の例を示す図である。 近似ウエイト値の線形補間の具体例を示す図である。 近似ウエイト値の線形補間における複素位相オフセットの判定処理の動作を示すフローチャートである。 複数の第１特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法の処理動作を示すフローチャートである。 同一エリア内に存在する複数のスモールセル間での同時チャネル推定を行う装置構成を示す図である。 第８の実施形態におけるフレーム構成の例を示す図である。 エリア内に新たに入ってきた端末局装置と基地局装置の間の通信開始のための処理動作を示すフローチャートである。 基地局装置の送受信信号処理動作を示すフローチャートである。 端末局装置の送受信信号処理動作を示すフローチャートである。 前提条件となるフレーム構成を示す図である。 トレーニング信号を省略し、データペイロードのみで通信を行う例を示す図である。 他の第２の受信ウエイト行列算出の処理動作を示すフローチャートである。 時間軸ビームフォーミングの他の信号処理動作を示すフローチャートである。 第１０の実施形態における、マルチユーザＭＩＭＯ適用時の基地局装置及び端末局装置の構成を示す図である。 第１０の実施形態における、マルチユーザＭＩＭＯ適用時の基地局装置の第１の送信信号処理部の回路構成を表す図である。 第１０の実施形態における、マルチユーザＭＩＭＯ適用時の基地局装置の第１の受信信号処理部の回路構成を示す図である。 第１１の実施形態における第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールの機能分担の概要を示す図である。 第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールの機能分担の概要（ダウンリンク）を示す図である。 第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールの機能分担の概要（アップリンク）を示す図である。 第１１の実施形態における相関検出回路の概要を示す図である。 第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いた別のモバイル・フロントホールの機能分担の概要（アップリンク）を示す図である。 第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールのマルチユーザＭＩＭＯ適用時の機能分担の概要（ダウンリンク）を示す図である。 第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールのマルチユーザＭＩＭＯ適用時の機能分担の概要（アップリンク）を示す図である。 実施形態における、第１の信号処理部と第２の信号処理部とをアクセス系に適用する場合の構成の例を示す図である。
本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
以下の実施形態における記号を説明する。
ＮＳＤＭ：空間多重数。
Ｎ、Ｍ、Ｎ’、Ｍ’：自然数。
ｉ、ｊ、ｍ、ｎ：主としてアンテナ素子等の通し番号（一般的な整数）。
ｋ：サブキャリアの番号（周波数成分の番号）。
ＮＢＳ−Ａｎｔ：基地局装置のアンテナ素子の総数。
Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ：基地局装置の第１の送信信号処理部又は第１の受信信号処理部が備えるアンテナ素子の数。
ＮＭＴ−Ａｎｔ：端末局装置のアンテナ素子の数。
ＮＡｎｔ：基地局装置又は端末局装置のアンテナ素子の数。
ＮＳＣ：サブキャリアの数。
ＮＦＦＴ：ＦＦＴのポイントの数。
Ｌ：距離。
Ｋ：ライス係数。
λｋ：第ｋサブキャリアの波長。
ｒｊｉ：送信側の第ｉアンテナ素子と、受信側の第ｊアンテナ素子との間の距離。
ｈｊｉ、ｈ’ｊｉ：送信側の第ｉアンテナ素子と、受信側の第ｊアンテナ素子との間のチャネル情報（周波数依存性を持つため、説明上で必要があれば第ｋ周波数成分であることを明示的に示す場合もある）。
ｄ：アンテナ素子同士の間隔。
Δｄｍｎ：第ｎアンテナ素子と第ｍアンテナ素子の間隔。
ΔＬｍ：第１アンテナ素子を基準とした第ｍアンテナ素子の経路長差。
ｃ：光速（３×１０８ｍ／ｓ）。
ｆｃ：無線信号の中心周波数［Ｈｚ］。
ｆｋ：ベースバンド信号の第ｋサブキャリアの周波数［Ｈｚ］。
ｔ：時刻。
Ｗ：帯域幅［Ｈｚ］。
Δｔ：サンプリング周期（Δｔ＝１／Ｗ）。
ψｊ（ｔ）、Φｊ（ｔ）：時刻ｔにおける第ｊアンテナ素子での受信信号（サンプリング値）。
φｊ （ｋ）（ｔ）：時刻ｔにおける第ｊアンテナ素子での第ｋサブキャリアの受信信号（サンプリング値の中の所定のサブキャリアに着目した値）。
ηｋ：最小二乗法を用いる場合の２π周期の複素位相を考慮した第ｋサブキャリアのオフセット値。
ｕｍ：第ｍ左特異ベクトル。
ｖｍ：第ｍ右特異ベクトル。
［第１の実施形態］
［複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いた空間多重伝送］
（第１の実施形態に係る基本原理の概要）
図８でも説明した様に、図８（ｂ）の様な見通し波が支配的な環境の場合には第１特異値と第２特異値の絶対値の間のギャップが大きくなり、第２特異値以上の特異値に相当する伝送路を利用する場合には、ほんの僅かな反射波によるＨｉ．ｉ．ｄ.の成分を用いて稼いだ僅かな回線利得により通信を行うことになる。しかし、例えばビルの壁面に設置された基地局装置から下方の限定的なスモールセルのエリア内を照射する場合には、基地局装置側は指向性利得の高いアンテナを実装する。更に、波長の短いミリ波等の特徴を利用して、指向性利得を得ることが可能な小型のアンテナ素子が端末局装置側に実装されることが予想される状況では、送信側・受信側双方がオムニ指向性のアンテナを実装するマイクロ波帯のシステムなどに比べて、マルチパス成分は非常に限定的となることが予想される。そこで、見通し波のみを考慮した場合のＭＩＭＯ伝送の特性を整理する。
図１５は、基地局装置の１００本のアンテナ素子が等間隔に配置されたリニアアレーの例を示す図である。図１５において、符号４０は無線通信システムであり、符号３０１は基地局装置であり、符号３０２は端末局装置である。図１５では、基地局装置３０１の１００本のアンテナ素子は、リニアアレー状に実装されている。基地局装置３０１の１００本のアンテナ素子は、長さＤ１に亘って等間隔に配置されている。また、端末局装置３０２の１６本のアンテナ素子は、長さＤ２に亘ってリニアアレー状に等間隔に配置されている。
図１６は、基地局装置の１００本のアンテナ素子が２５本ごとの４個のグループに分けて配置されたリニアアレーの例を示す図である。図１６において、符号５０は無線通信システムであり、符号３０３は基地局装置、符号３０２は端末局装置、符号３０４−１〜３０４−４は第１の信号処理部、符号３０５は第２の信号処理部（厳密にはインタフェース回路、ＭＡＣ層処理回路、通信制御回路などのその他の基地局装置機能を含む）である。図１６では、基地局装置３０３の１００本のアンテナ素子は、２５本のアンテナ素子ごとの４個のグループに分けられている。同じグループの２５本のアンテナ素子は、図１５の場合に比べて非常に狭い間隔で、長さＤ１よりも短い長さＤ３に亘って、リニアアレー状に配置されている。
図１６では、基地局装置３０３の１００本のアンテナ素子は、グループ（２５本のアンテナ素子）ごとに、リニアアレー状に実装されている。すなわち、基地局装置３０３の１００本のアンテナ素子は、第１の信号処理部３０４ごとに、リニアアレー状に実装されている。第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４は、信号処理により、グループ（２５本のアンテナ素子）ごとに一つの指向性ビームを形成する。また、端末局装置３０２の１６本のアンテナ素子は、長さＤ２に亘ってリニアアレー状に等間隔に配置されている。
ここで、図１５と図１６とに示すふたつのケースのそれぞれにおいて、四つの信号系統を空間多重（４多重）して伝送する場合の伝送特性を比較する。伝送の特性の把握は、図２（ｃ）に示す各伝送路の利得により把握可能で、これはチャネル行列の特異値分解を行った特異値の絶対値の２乗値に相当する。図１５に示すケースでは、例えばダウンリンクを想定し、基地局装置３０１が送信局１１、端末局装置３０２が受信局１２であるものとすれば、チャネル行列のサイズは１６×１００となる。この行列に対して特異値分解を行う。
一方、図１６に示すケースでは下記の手順を想定し、その特性を把握する。まず、基地局装置３０３は、基地局装置３０３の各２５本のアンテナ素子と、端末局装置３０２の１６本のアンテナ素子とにより形成される１６×２５のチャネル行列（ダウンリンクの場合）を基に特異値分解を行い、第１右特異ベクトルを用いて送信する、と仮定する。具体的には、基地局装置３０３は、第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４に接続された各２５本のアンテナ素子と、端末局装置３０２の１６本のアンテナ素子の間の部分チャネル行列Ｈ１〜Ｈ４を特異値分解する。部分チャネル行列Ｈ１〜Ｈ４を、式（１６）に示す。
ここでの各部分チャネル行列Ｈ１〜Ｈ４は１６×２５の行列である。したがって、各右特異ベクトルを形成するｖｉｊはそれぞれ２５次元ベクトルであり、四つのグループのアンテナ群のｉ番目のグループの中の第ｊ特異値に対応する右特異ベクトルを表している。同様に、各左特異ベクトルを形成するｕｉｊはそれぞれ１６次元ベクトルであり、四つのグループのアンテナ群のｉ番目のグループの中の第ｊ特異値に対応する左特異ベクトルを表しているここで、基地局装置３０３の全アンテナ素子と端末局装置３０２との間の全体チャネル行列を、式（１７）に示す。
ここでの送信ウエイト行列ＷＴｘを、式（１８）に示す。
ここでは表記の都合上、送信ウエイト行列ＷＴｘのエルミート共役の表現を用いているが、送信ウエイト行列ＷＴｘ自体のサイズは１００×４である。この結果、全体チャネル行列と送信ウエイト行列の積は、式（１９）に示される。
ここで、Ｈｉｖｉ１は１６×１の行列（列ベクトル）であり、式（１６）によりλｉｕｉ１と一致する。この結果、全体チャネル行列と送信ウエイト行列の積の全体のサイズは１６×４となる。一般には部分チャネル行列Ｈ１〜Ｈ４の第１左特異ベクトルはそれぞれ直交していないため、受信時には信号分離のための受信ウエイトを形成して乗算する。ただし、部分チャネル行列Ｈ１〜Ｈ４の第１左特異ベクトルがそれぞれ概ね直交している環境にある場合には、全体チャネル行列と送信ウエイト行列との積で表される行列を特異値分解した４個の特異値の絶対値の２乗値が、図２（ｃ）の伝送路の回線利得に概ね一致する。ここでの評価では、見通し波のみを考慮した自由空間伝搬モデルにより、チャネル行列の各要素が下記の式（２０）で表されるものとする。
ここで、ｒｉｊは送信側の第ｉアンテナと受信側の第ｊアンテナとの間の距離を表し、λは波長を表す。全体の特徴を把握するため、全体に係数として乗算される係数はここでは簡単化のため省略している。
そこで、図１６においてＬ＝１００ｍ、Ｄ１＝１２ｍ、Ｄ２＝１０ｃｍ、Ｄ３＝３０ｃｍ、周波数８０ＧＨｚの場合について、それと同程度のアンテナ開口長で設置した図１５の特性を比較する。ここでは回線利得として特異値の絶対値をＸとしたとき、回線利得を２０Ｌｏｇ（Ｘ）［ｄＢ］として評価する。このとき、図１５の４本の回線の利得はそれぞれ−５６．５ｄＢ、−８３．４ｄＢ、−１１８．３ｄＢ、−１５７．２ｄＢであるのに対し、図１６に対し上述の処理を施したものはそれぞれ−６２．５ｄＢとなる。図１５の場合には、図２（ｃ）の第１特異値に相当する利得最大の回線のみが大きな値を持ち、残りの特異値に相当する回線の利得は相対的に小さく、送信電力やアンテナ利得などのパラメータの値にも依存するが、実質的には第１特異値に相当する回線しか利用できない状況にある。これに対し、図１６の場合には４本の伝送路がほぼ均等に利用可能であることが分かる。ここで、図１５の第１特異値に対する利得と図１６の特異値に対する利得差は６ｄＢであるが、これは図１６では指向性ビーム形成に用いるアンテナ素子数が１００本から２５本に１／４となっており、その分の１０Ｌｏｇ（１／４）＝−６ｄＢに相当する。言い換えれば、アンテナ素子群を４分割することにより効率が１／４になるが、シャノン限界によるチャネル容量には、ＳＮＲを６ｄＢ改善するよりも４本の信号系列を多重化した方が、伝送容量増大の観点では圧倒的に効率が良い。
送信電力やアンテナ利得などのパラメータの値の設定により、第２特異値以降の特異値に相当する回線の回線利得が十分に有効利用可能なほど、反射波成分の受信信号電力が強ければ別だが、一般にはミリ波等の高周波数帯を利用に伴い減少する回線利得を補うためにアンテナ素子数を増大させるのであれば、第２特異値以降の特異値に相当する回線の回線利得が十分であるという状況は一般的には考えにくく、データ伝送としては実質１回線分の伝送を行う図１５のケースよりも、４回線分の伝送を並列的に行う図１６の方が伝送容量を増大するのに適していると見ることができる。この様にアンテナをグループ化し、それぞれのグループで第１特異値に相当する仮想的伝送路を効率的に利用することが有効である。
（特異値分解とキャリブレーション）
ここで前述の式（１４）において、ローノイズアンプやハイパワーアンプの増幅率がアンテナ素子ごとに差がない（ないしは、一定値であると近似可能な）場合について考える。式をシンプルにするために、アップリンクのチャネル行列をＨＵＬ、ダウンリンクのチャネル行列をＨＤＬ、基地局装置側のキャリブレーション行列をＣＢＳ、端末局装置側のキャリブレーション行列をＣＭＴとして、更にアップリンクのチャネル行列ＨＵＬの特異値分解結果を、式（２１）と式（２２）に示す。
ここで式（２１）の対角項の絶対値はそれぞれの行列で全て等しいものとする。この場合、式（２１）の両式はそれぞれユニタリー行列となり、この項はあくまでも座標軸の回転として振る舞うことになる。
ここで、ダウンリンクのチャネル行列ＨＤＬは、キャリブレーション行列ＣＢＳ、ＣＭＴとアップリンクのチャネル行列ＨＵＬを用いて表し、式（２２）を代入すると、式（２３）に示される。
ここで、右辺のＤＵＬの両側の式を、式（２４）と式（２５）に示す。
キャリブレーション行列の各成分の絶対値が概ね等しい場合には、アップリンクのチャネル行列にキャリブレーションを施してから特異値分解をして送受信ウエイトを求めた結果と、アップリンクのチャネル行列を特異値分解して得られた第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルの各成分に対し、キャリブレーション係数を乗算してキャリブレーション処理を行った結果とが一致することが、式（２４）と式（２５）から分かる。
つまり、アップリンクのチャネル行列に対して特異値分解を施せば、ダウンリンクに関しては特異値分解を実施しなくても、得られた受信ウエイトベクトル（ないしは行列）の各成分にキャリブレーション処理を施せば、それにより所望の送信ウエイトベクトル（ないしは行列）を取得可能であることが分かる。このため、特異値分解は一度だけ実施すればよいことになる。
（本発明における基地局装置の回路構成について）
以下に、本発明の第１の実施形態における基地局装置３０３の回路構成を図に従って説明する。
図１７は、本発明のＭＩＭＯシステムにおける基地局装置７０の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１６では基地局装置３０３が１台と、端末局装置３０２が１台とのＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の１対１通信の場合を例示したが、当然ながら複数の端末局装置３０２が存在していても構わない。図１６の信号の送受信は、着目するサブキャリアで見れば同時に１台の端末局装置３０２としか通信しておらず、シングルユーザＭＩＭＯ伝送の形態となり、スケジューリングにより通信対象は一つの端末局装置３０２が選択される。アクセス制御でＯＦＤＭＡを用いるのであれば、サブキャリアごとに異なる端末局装置３０２が割り当てられても良いが、各サブキャリアに着目すれば、一つの端末局装置３０２に割り当ては限定されている。また、Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信で端末が固定されている場合には、スケジューリングにおいて通信相手の端末局装置３０２を選択する処理は不要になる。本発明の第１の実施形態においては、Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−ＭｕｌｔｉＰｏｉｎｔ型の１対多通信のマルチユーザＭＩＭＯ伝送の形態のバリエーションにおいても利用可能であるが、以下の説明ではこの様なバリエーションに関係なく、一般的なシングルユーザＭＩＭＯ伝送に関する説明を行う。また以下の説明では、説明を簡単にするために広帯域のシステムを想定しＯＦＤＭないしはＳＣ−ＦＤＥなどの様に周波数軸でのサブキャリアごとの信号処理を行う場合について説明を行うが、その他のシステム（例えば狭帯域のシングルキャリアのシステムなど）においても拡張可能である。
図１７に示す様に、基地局装置３０３に対応する基地局装置７０は、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４と、第２の送信信号処理部７１と、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４と、第２の受信信号処理部７５と、インタフェース回路７７と、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路７８と、及び通信制御回路１２０とを備えている。ＭＡＣ層処理回路７８はスケジューリング処理回路７８１を有している。
基地局装置７０は、インタフェース回路７７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路７７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路７８に出力する。ＭＡＣ層処理回路７８は、基地局装置７０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路１２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路７７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換と、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路７８１は、空間多重を行う端末局装置３０２の各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路７８１は、スケジューリング結果を通信制御回路１２０に出力する。ＭＩＭＯ伝送では、複数の信号系列の信号を一度に空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路７８から第２の送信信号処理部７１に出力される。
第２の送信信号処理部７１の動作は後述するが、基本的にはＭＡＣ層処理回路７８からの複数系列の信号に所定の変調処理を行い、必要に応じて何らかのプリコーディング処理（送信側での等化処理や信号分離などの処理）などを施し、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に出力する。この際、ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥを用いる場合にかかわらず、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４にて周波数軸上の信号処理を行う場合には、第２の送信信号処理部７１内で周波数軸上の信号を生成し、これを第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に出力する。後述する第５の実施形態の様に第１の送信信号処理部で時間軸上の信号処理を行う場合には、時間軸の信号を出力する構成としても良い。第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４はそれぞれ図１６に示す様に複数のアンテナが接続され、それぞれのアンテナに対して送信信号を出力する。この際、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４ごとにグループ化されたアンテナ素子群の中で、第１の特異値に相当する送信ウエイトベクトルを乗算した信号（厳密には、例えばＯＦＤＭであれば各サブキャリアの信号を合成した信号を時間軸成分に変換し、これを無線周波数にアップコンバートした信号）が各アンテナから送信される。
次に受信時においては、各第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４に接続された複数のアンテナで受信した信号（正確には受信した無線周波数の信号をベースバンド信号にダウンコンバートし、例えばＯＦＤＭであればこの時間軸信号をＦＦＴで周波数軸の信号に変換したもの）に所定の受信ウエイトベクトルを乗算し、サブキャリアごとに一つの複素スカラー量に変換し、これらを第２の受信信号処理部７５に出力する。第２の受信信号処理部７５では、この例では４本の受信信号系列を参照し、まずは受信信号の先頭に付与された既知のトレーニングシング信号を用いてサブキャリアごとのチャネル推定を行い、４×４のＭＩＭＯチャネル行列をサブキャリアごとに取得する。このチャネル行列を基に受信ウエイト行列を算出し、取得された受信ウエイト行列を基に送信された信号の検出処理を行う。例えば、ＺＦ（Zero Forcing）型の逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ（Maximum Mean Square Error）型の受信ウエイト行列を利用したりする。信号処理に余裕があれば、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）やＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ（QR-MLD）等を用いても良い。この受信信号処理で検出された信号はＭＡＣ層処理回路７８に出力され、所定のＭＡＣ層の処理を行い、インタフェース回路７７を介してネットワーク側に出力される。
図１８は、本発明の第１の実施形態の基地局装置７０における第１の送信信号処理部１８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１８に示す様に、第１の送信信号処理部１８１は、第１の送信信号処理回路１１１と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、フィルタ８１７−１〜８１７−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、アンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、第１の送信ウエイト処理部１３０とを備えている。Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔは、基地局装置７０のアンテナ素子の総数を空間多重数で除算した値（＝ＮＢＳ−Ａｎｔ／ＮＳＤＭ）である。Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔは、端的に言えば一つの第１の送信信号処理部１８１が備える複数のアンテナ素子の数を表す。第１の送信信号処理回路１１１は図１７において示した第２の送信信号処理部７１に接続されている。また、第１の送信信号処理回路１１１と、第１の送信ウエイト処理部１３０とは、図１７において示した第２の送信信号処理部７１を介して通信制御回路１２０に接続されている。図１７の例では、基地局装置７０に４個の第１の送信信号処理部（１８１−１〜１８１−４）が接続されているが、その一つに着目した説明を下記で行う。
第１の送信ウエイト処理部１３０は、第１のチャネル情報取得回路１３１と、第１のチャネル情報記憶回路１３２と、第１の送信ウエイト算出回路１３３とを備えている。ここで、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）からアンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）までの回路の添え字の（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）は、基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１が備えるアンテナ素子数を表す。
第１の実施形態に係る本発明では、一つの端末局装置３０２宛に複数系統ＮＳＤＭ（＝４）の信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路７８から第２の送信信号処理部７１を介して各第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に送信信号が入力される。第２の送信信号処理部７１では、宛先の端末局装置３０２に送信すべきデータがＭＡＣ層処理回路７８から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。変調処理が行われた信号は、必要に応じてプリコーディング処理を行う。ここでのプリコーディング処理とは、複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路間での信号の漏れ込みを抑圧するための送信ウエイト行列の乗算であっても良い。又は、この様なプリコーディング処理を行わなくても良い。
この様にして生成されたＮＳＤＭ系統の信号は、各第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に入力される。各第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４では、入力されたデジタルベースバンド信号入力＃ｉ（ｉは、１〜ＮＳＤＭ）が第１の送信信号処理回路１１１−ｉに入力される。第１の送信信号処理回路１１１では、基本的に送信ウエイトの乗算と、残りの物理レイヤの信号処理を行う。例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、入力された変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）に対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）にて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換される。変換された信号は、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）であればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）ごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）でデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で帯域外の信号を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）より送信される。
なお、第１の送信信号処理回路１１１で乗算される送信ウエイトベクトルは、信号送信処理時に、第１の送信ウエイト処理部１３０に備えられている第１の送信ウエイト算出回路１３３より取得する。第１の送信ウエイト処理部１３０では、第１のチャネル情報取得回路１３１において、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２０経由（厳密には第２の受信信号処理部７５及び第２の送信信号処理部７１も合わせて経由する）で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、第１のチャネル情報記憶回路１３２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路１２０からの指示に従い、第１の送信ウエイト算出回路１３３は、宛先とする端末局装置に対応したチャネル情報を第１のチャネル情報記憶回路１３２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを算出する。
第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがあり、これを効率的に取得する手法についての詳細は後述する。その一例としては、送信ウエイトベクトルは、例えば取得したチャネル行列に対して特異値分解を行い、その結果得られる第１右特異ベクトルを用いても良い。
ないしは、端末局装置３０２側のアンテナの中心部分の１本に着目し、その１本のアンテナと基地局装置７０の１の受信信号処理部（１８５−１〜１８５−４のいずれかひとつ）の備えるアンテナ素子８１９−１〜８１９−４とＮ’ＢＳ−Ａｎｔとの間のチャネルベクトルを基に、送信ウエイトベクトルの各成分を式（７）で求めても良いし（最大比合成のウエイト）、ないしは式（７）で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い（等利得合成のウエイト）。
ないしは、送信側が複数のアンテナ素子に所定の送信ウエイトベクトルを乗算して信号送信している場合には、実際には複数の送信アンテナから送信されているにも関わらず、実効的には１本の仮想的アンテナ素子から送信されたものと等価であるため、所定の送信ウエイトベクトルを乗算してこの１本の仮想的アンテナ素子からトレーニング信号を送信し、この１本の仮想的アンテナ素子と各受信アンテナとの間のチャネル情報のベクトルを取得し、このベクトルを基に受信ウエイトベクトルの各成分を式（７）で求めても良いし（最大比合成のウエイト）、ないしは式（７）で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い（等利得合成のウエイト）。
受信時のチャネルベクトルが既知であれば、インプリシット・フィードバックの手法でアップリンクのチャネル情報を取得することが可能であり、この様にして求めたアップリンクのチャネルベクトルを基に、送信ウエイトベクトルを同様に算出しても良い。また同様に、アップリンクの受信ウエイトベクトルを基に、これに直接キャリブレーション処理を施すインプリシット・フィードバックの手法で、送信ウエイトベクトルを算出しても良い。
第１の送信ウエイト算出回路１３３は、この様にして算出した送信ウエイトベクトルを第１の送信信号処理回路１１１に出力する。また、宛先とする端末局装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２０が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う第１の送信ウエイト処理部１３０に対し、通信制御回路１２０は宛先とする端末局装置等を示す情報を出力する。
なお、上述の説明では第１のチャネル情報取得回路１３１において、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２０経由で取得し、このチャネル情報を逐次更新するとして説明したが、チャネル時変動が無視可能な高所の見通し環境であれば、頻繁にチャネル情報の更新は必要ない。第１のチャネル情報取得回路１３１は、例えばサービス運用開始前に事前にチャネル情報を取得しておき、更にそのチャネル情報の値から算出した送信ウエイトベクトルを記憶しておき（図中には記載がないが、この場合には「送信ウエイト記憶回路」を実装して記録する構成にて実現する）、それを繰り返し利用することとしても構わない。また、これらの中間として、基本的に第１の送信ウエイト記憶回路から送信ウエイトベクトルを読み出す構成としながらも、逐次取得したチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを更新し、その更新されたチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを所定の時間間隔で更新する構成とすることも可能である。
図１９は、本発明の第１の実施形態における基地局装置７０における第１の受信信号処理部１８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１９に示す様に、第１の受信信号処理部１８５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、フィルタ８５５−１〜８５５−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、第１の受信ウエイト処理部１６０と、第１の受信信号処理回路１５８とを備えている。また、第１の受信信号処理回路１５８−１〜１５８−ＮＳＤＭ（＝４）は、図１７において示した第２の受信信号処理部７５に接続されている。また、第１の受信信号処理回路１５８−１〜１５８−ＮＳＤＭ（＝４）と、第１の受信ウエイト処理部１６０とは、図１７において示した第２の受信信号処理部７５を介して通信制御回路１２０に接続されている。第１の受信ウエイト処理部１６０は、第１のチャネル情報推定回路１６１と、第１の受信ウエイト算出回路１６２とを備えている。なお、第１の送信信号処理部１８１の説明と同様に、図１７の例では基地局装置７０に４個の第１の受信信号処理部（１８５−１〜１８５−４）が接続されているが、その一つに着目した説明を下記で行う。
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で受信した信号をローノイズアンプ８５２−１〜８５２−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で増幅する。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）でデジタルベースバンド信号に変換される。デジタルベースバンド信号は、例えばＯＦＤＭの場合には全てＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）に入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、第１の受信信号処理回路１５８に入力されると共に、第１のチャネル情報推定回路１６１にも入力される。なお、図１９ではＯＦＤＭのシンボルタイミング検出のための回路は省略しているが、既存の何らかの手法でシンボルタイミングの把握は可能である。
第１のチャネル情報推定回路１６１では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に各端末局装置３０２のアンテナ素子と、基地局装置７０の各アンテナ素子８５１との間のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を第１の受信ウエイト算出回路１６２に出力する。第１の受信ウエイト算出回路１６２では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトベクトルをサブキャリアごとに算出する。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で受信された信号を合成する受信ウエイトは、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−ＮＳＤＭ（＝４）ごとに異なり、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−ＮＳＤＭそれぞれ個別に算出する。
第１の受信信号処理回路１５８では、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）から入力されたサブキャリアごとの信号（正確には、複数のアンテナ素子からの信号を要素とする受信信号ベクトル）に対し、第１の受信ウエイト算出回路１６２から入力された受信ウエイト（正確には、複数のアンテナ素子に対応する受信ウエイトを要素とする受信ウエイトベクトル）を乗算し、乗算した結果である各アンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。第１の受信信号処理回路１５８は、加算合成した信号を第２の受信信号処理部７５に出力する。なお、ここでの加算合成は、サブキャリアごとのベクトル積におけるベクトルの各成分の乗算後の加算を意味し、受信信号と受信ウエイトの乗算とその結果の加算合成全体が、数学的にはベクトル積の処理に対応する。
なお、第１の受信信号処理回路１５８で乗算される受信ウエイトベクトルは、信号受信処理時に、第１の受信ウエイト処理部１６０に備えられている第１の受信ウエイト算出回路１６２より取得する。第１の受信ウエイト処理部１６０では、第１のチャネル情報推定回路１６１において取得されたチャネル情報を用い、第１の受信ウエイト算出回路１６２にて受信ウエイトベクトルを算出する。例えば、端末局装置３０２が第１の受信信号処理部１８５の複数のアンテナ素子８５１に向けて第１特異値に対応する仮想的伝送路で信号送信を行っているのであれば、端末局装置３０２は第１特異値に対応する仮想的伝送路用の送信ウエイトを用いて１本の仮想的なアンテナ素子を用いて各第１の受信信号処理部１８５に向けて送信している様なものなので、その１本のアンテナと第１の受信信号処理部１８５の複数のアンテナ素子８５１との間の受信側のチャネル情報を求め、このチャネルベクトルに対し受信ウエイトベクトルの各成分を式（７）で求めても良いし（最大比合成のウエイト）、ないしは式（７）で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い（等利得合成のウエイト）。ないしは、端末局装置３０２の備えるアンテナ素子と基地局装置７０の備える第１の受信信号処理部１８５のそれぞれの複数のアンテナ素子８５１との間のチャネル行列に対し、特異値分解して得られる第１左特異ベクトルのそれぞれを受信ウエイトベクトルとして用いても良い。
第１の受信ウエイト算出回路１６２は、この様にして算出した受信ウエイトベクトルを第１の受信信号処理回路１５８に出力する。また、送信元局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２０が管理する。
なお、上述の説明では第１のチャネル情報推定回路１６１において取得したチャネル情報を用いて逐次受信ウエイトを算出するとして説明したが、チャネル時変動が無視可能な高所の見通し環境であれば、頻繁なチャネル情報の更新は必要ない。第１のチャネル情報推定回路１６１は、例えばサービス運用開始前に事前にチャネル情報を取得しておき、そのチャネル情報の値から算出した受信ウエイトベクトルを記憶しておき（図中には記載がないが、この場合には「第１の受信ウエイト記憶回路」を第１の受信ウエイト算出回路１６２の後段に実装して記録する構成にて実現する）、それを繰り返し利用することとしても構わない。この場合には、受信ウエイトの出力を行う第１の受信ウエイト記憶回路に対し、通信制御回路１２０は送信元の端末局装置等を示す情報を出力する。また、これらの中間として、基本的に第１の受信ウエイト記憶回路から受信ウエイトベクトルを読み出す構成としながらも、逐次取得したチャネル情報を基に受信ウエイトベクトルを更新し、その更新されたチャネル情報を基に受信ウエイトベクトルを所定の時間間隔で更新する構成とすることも可能である。
なお、図１７における第２の受信信号処理部７５では、前述の第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４からの受信ウエイトベクトルが乗算されて各１系統に集約された受信信号が入力されるが、これらは実質的に４×４のＭＩＭＯチャネルの受信信号と等価であり、従来技術の受信信号検出処理により空間多重された信号系列の処理を行うことが可能である。具体的には、送信側で送信される４系統の信号系列に対し、受信側（基地局装置７０側）の複数本アンテナで構成された４組の仮想的アンテナで受信した場合の４×４のＭＩＭＯチャネルに対し、受信信号の先頭に付与されたチャネル推定用の既知のトレーニング信号で４×４のチャネル行列をサブキャリアごとに取得する。このチャネル行列を基に受信ウエイト行列を算出し、取得された受信ウエイト行列を基に送信された信号の検出処理を行う。例えば、ＺＦ（Zero Forcing）型の逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ（Maximum Mean Square Error）型の受信ウエイト行列を利用したりする。信号処理に余裕があれば、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）やＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ（QR-MLD）等を用いても良い。また、ここでの信号検出処理では、例えば一旦受信信号の軟判定を行い、必要に応じてデインタリーブ処理を行い、その後に誤り訂正処理を行うなどして最終的な信号検出を行う構成としても良い。この受信信号処理で検出された信号はＭＡＣ層処理回路７８に出力され、所定のＭＡＣ層の処理を行い、インタフェース回路７７を介してネットワーク側に出力される。
また、ＭＡＣ層処理回路７８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路７７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信の場合にはスケジューリング処理回路７８１は実質的には不要であるが、複数の端末局装置３０２との間でＰｏｉｎｔ−ｔｏ−ＭｕｌｔｉＰｏｉｎｔ型の通信を行う場合には、通信を行う端末局装置３０２を選択する各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路１２０に出力する。ＭＡＣ層処理回路７８にて処理された受信データは、インタフェース回路７７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。
また、送信元の端末局装置３０２の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２０が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う第１の受信ウエイト処理部１６０に対し、通信制御回路１２０から送信元の端末局装置等を示す情報が入力される。
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、ＯＦＤＭ変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥ方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算はサブキャリアごとに行われる。つまりＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）から出力される信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）でＦＦＴを行い各サブキャリアに分離し、分離したサブキャリアごとに、第１のチャネル情報推定回路１６１での信号処理、及び、第１の受信信号処理回路１５８での受信信号処理が実施されることになる。
以上が本発明の第１の実施形態における基地局装置７０の説明である。ここで重要なのは、第１の送信信号処理部１８１におけるローカル発振器８１５が同一の第１の送信信号処理部１８１内の各アンテナ系統におけるミキサ８１６−１〜８１６−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で共通化されている点、一方で異なる第１の送信信号処理部１８１間ではローカル発振器８１５は共通化されていない点である。また同様に、第１の受信信号処理部１８５におけるローカル発振器８５３が同一の第１の受信信号処理部１８５内の各アンテナ系統におけるミキサ８５４−１〜８５４−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）で共通化されている点、一方で異なる第１の受信信号処理部１８５間ではローカル発振器８５３は共通化されていない点も重要である。図１６に示す様に、一般に第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４（図１６では第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４）は物理的に数メートルのオーダーで離れて設置されることが想定され、ミリ波等の高い周波数帯ではケーブルで取り回した際の損失が１メートル当たり１０ｄＢ以上と非常に大きい。第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５に接続されるアンテナ素子が多数であるため、ミキサ８１６や８５４には信号を複数系統に分岐させて入力させる必要があるが、この分岐に伴うレベルの低下を考えると、数メートル単位のケーブル長の損失は無視できないため、個別の第１の送信信号処理部１８１及び個別の第１の受信信号処理部１８５内に閉じてローカル発振器８１５及び８５３をそれぞれ共用化し、異なる第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５間では共用化しない構成が有効である。
ここで、各アンテナでは指向性制御のために送受信信号の位相を調整することになるが、同一の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４（図１６では第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４）内では、それぞれのローカル発振器８１５ないしはローカル発振器８５３から入力される信号の位相関係が常に一定になる様にすることが容易であり、ローカル発振器８１５ないしはローカル発振器８５３に依存しない部分で、どの様な位相関係となる様に送受信ウエイトを乗算すれば良いかが判断可能となる。しかし、ローカル発振器８１５が第１の送信信号処理部１８１内で（又はローカル発振器８５３が第１の受信信号処理部１８５内で）非同期のものを複数利用する場合には、少なくとも第１の送信信号処理部１８１において送信ウエイトを乗算する際に、複数のローカル発振器８１５（又は８５３）の間の複素位相関係を考慮して調整する必要があり、この調整を怠ると指向性制御が効果的に機能しなくなる。装置の設計においては、この点に注意が必要である。本発明の第１の実施形態では、同一の第１の送信信号処理部１８１では上述の理由でローカル発振器８１５を共通化し、同一の第１の受信信号処理部１８５では上述の理由でローカル発振器８５３を共通化するが、空間多重する４系統の信号系列間の信号分離は受信側において実施することが可能であるため、マルチユーザＭＩＭＯの様に送信側で完全な信号分離を実施する必要はない。
なお、この様に受信側での信号処理で基本的に複数の信号系列は分離可能であるが、例えばチャネルのフィードバックなどで第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の間の位相関係が既知であるならば、送信側で事前に信号分離の送信ウエイト行列を乗算（すなわち送信プリコーディング）することも可能である。この場合には、基地局装置７０の第２の送信信号処理部７１にてこの送信ウエイト行列を乗算することになる。この送信ウエイト行列の算出においては、第２の受信信号処理部７５により取得された受信ウエイトベクトルを乗算した後の４系統の信号系列に関するアップリンクのチャネル情報を基にキャリブレーション処理を用いて取得しても構わない。ただし、前述の様にダウンリンクにおいても受信側の端末局装置３０２では送信信号に付与されたトレーニング信号によりチャネル行列が取得可能であるため、受信側での信号処理を活用すれば、必ずしも第２の送信信号処理部７１での送信ウエイト行列の乗算は必要ではない。
（本発明における端末局装置３０２に対応する端末局装置６０の回路構成について）
図２０は、本発明の第１の実施形態における、端末局装置３０２に対応する端末局装置６０の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２０に示す様に、端末局装置６０は、送信部６１、受信部６５、インタフェース回路６７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路６８、及び通信制御回路１２１を備えている。
端末局装置６０は、インタフェース回路６７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路６７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。ＭＡＣ層処理回路６８は、端末局装置６０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路１２１の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路６７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。ＭＩＭＯ伝送では、一つの端末局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に出力される。
図２１は、本発明の第１の実施形態における端末局装置６０における送信部６１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２１に示す様に、送信部６１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭ（ＮＳＤＭは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＭＴ−Ａｎｔ（ＮＭＴ−Ａｎｔは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−ＮＭＴ−Ａｎｔと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−ＮＭＴ−Ａｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＭＴ−Ａｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＭＴ−Ａｎｔと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−ＮＭＴ−Ａｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＭＴ−Ａｎｔと、第１の送信ウエイト処理部１４０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭと、第１の送信ウエイト処理部１４０とは、図２０において示した通信制御回路１２１に接続されている。
第１の送信ウエイト処理部１４０は、チャネル情報取得回路１４１と、チャネル情報記憶回路１４２と、第１の送信ウエイト算出回路１４３とを備えている。ここで、図２１における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭの添え字のＮＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＭＴ−Ａｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＭＴ−Ａｎｔまでの回路の添え字のＮＭＴ−Ａｎｔは、端末局装置６０が備えるアンテナ素子数を表す。ＮＭＴ−Ａｎｔは、例えば、１６である。
第１の実施形態では、一つの端末局装置６０が基地局装置７０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭは、宛先の基地局装置７０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＭＴ−Ａｎｔに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして各送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭから加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＭＴ−Ａｎｔに入力される。
加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＭＴ−Ａｎｔに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＭＴ−Ａｎｔにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）であればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＭＴ−Ａｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＭＴ−Ａｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＭＴ−Ａｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＭＴ−Ａｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＭＴ−Ａｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＭＴ−Ａｎｔより送信される。
なお、図２１では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＭＴ−Ａｎｔで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＭＴ−Ａｎｔで合成することとして、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＭＴ−Ａｎｔを省略する構成（厳密には、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにこれらを含める）としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。
また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、第１の送信ウエイト処理部１４０に備えられている第１の送信ウエイト算出回路１４３より取得する。第１の送信ウエイト処理部１４０では、チャネル情報取得回路１４１において、受信部６５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２１経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路１４２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路１２１からの指示に従い、第１の送信ウエイト算出回路１４３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路１４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。第１の送信ウエイト算出回路１４３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに出力する。なお、通常の通信では端末局装置が通信する相手は特定の基地局装置に限られるため、上述の説明では宛先とする端末局装置に関する管理を明示的に示したが、通信の宛先局が単一であるものとして処理を行うことも当然可能である。
なお、第１の実施形態に係る本発明の特徴は、送信ウエイトの算出において、端末局装置６０と基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４との間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することである。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがあり、これを効率的に取得する手法については、詳細は後述する。例えば、端末局装置６０から基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に向けてのアップリンクでの各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、第１の送信ウエイト算出回路１４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。
ないしは、基地局装置７０側が第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４のそれぞれの複数のアンテナ素子に所定の送信ウエイトベクトルを乗算して信号送信している場合には、実際には複数の送信アンテナから送信されているにも関わらず、実効的には第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４のそれぞれが１本の仮想的アンテナ素子から送信しているものと等価である。このため、この１本の仮想的アンテナ素子と端末局装置６０の各受信アンテナとの間のチャネル情報のベクトルを取得し、このチャネルベクトルにキャリブレーション処理を施すインプリシット・フィードバックの手法でアップリンクのチャネル情報を取得することも可能である。第１の送信ウエイト算出回路１４３は、この様にして求めたアップリンクのチャネルベクトルを基に、式（７）に示す様にこのチャネルベクトルの複素共役を取ったベクトル、ないしはそのベクトルの各成分の絶対値を全て一定にしたベクトルのいずれかを、送信ウエイトベクトルとして利用しても良い。
なおこの代替として、第１の送信ウエイト算出回路１４３は、端末局装置６０と、基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の中の１本のアンテナ素子との間で受信側のチャネル情報のチャネルベクトルを求め、式（７）に示す様にこのチャネルベクトルの複素共役を取ったベクトル、ないしはそのベクトルの各成分の絶対値を全て一定にしたベクトルのいずれかを、送信ウエイトベクトルとして利用しても構わない。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２１が管理する。
図２２は、本発明の第１の実施形態における端末局装置６０における受信部６５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２２に示す様に、受信部６５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＭＴ−Ａｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−ＮＭＴ−Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＭＴ−Ａｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＭＴ−Ａｎｔと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−ＮＭＴ−Ａｎｔと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−ＮＭＴ−Ａｎｔと、受信信号処理回路１４５−１〜１４５−ＮＳＤＭと、第１の受信ウエイト処理部１４４とを備えている。受信信号処理回路１４５−１〜１４５−ＮＳＤＭと、第１の受信ウエイト処理部１４４とは、図２０において示した通信制御回路１２１に接続されている。第１の受信ウエイト処理部１４４は、第１のチャネル情報推定回路１４６と、第１の受信ウエイト算出回路１４７とを備えている。
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＭＴ−Ａｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＭＴ−Ａｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＭＴ−Ａｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＭＴ−Ａｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＭＴ−Ａｎｔでデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号はＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＭＴ−Ａｎｔに入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路１４５−１〜１４５−ＮＳＤＭに入力されると共に、第１のチャネル情報推定回路１４６にも入力される。
第１のチャネル情報推定回路１４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の各送信ウエイトベクトルにより形成される仮想的アンテナ素子と、端末局装置６０の各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＭＴ−Ａｎｔとの間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を第１の受信ウエイト算出回路１４７に出力する。第１の受信ウエイト算出回路１４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＭＴ−Ａｎｔで受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の擬似逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路１４５−１〜１４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
受信信号処理回路１４５−１〜１４５−ＮＳＤＭでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＭＴ−Ａｎｔから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、第１の受信ウエイト算出回路１４７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＭＴ−Ａｎｔで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路１４５−１〜１４５−ＮＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。
ここで、異なる受信信号処理回路１４５−１〜１４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路１４５−１〜１４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。また、ＭＡＣ層処理回路６８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路６７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。ＭＡＣ層処理回路６８にて処理された受信データは、インタフェース回路６７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２１が管理する。
ここで、送信側と同様に受信時の端末局装置６０側においても第１特異値に対応する仮想的伝送路を意識的に利用する信号処理とすることも可能である。図２３に、第１の実施形態における端末局装置６０における受信部６５の別の構成の一例を示す。
図２３において、符号１５４は第１の受信ウエイト処理部、符号１５５は第１の受信信号処理回路、符号１５６は第１のチャネル情報推定回路、符号１５７は第１の受信ウエイト算出回路、符号１５９は第２の受信信号処理回路を示し、その他は図２２と同様である。先の説明においては、第１の受信ウエイト算出回路１５７ではＮＳＤＭ系統の信号系列を直接信号分離するための受信ウエイトを算出するものとして説明したが、一旦、第１特異値に対応する仮想的伝送路で信号分離を行いながら、それでも残る信号系列間の残留干渉を２段階で除去することも可能である。
この場合、第１の受信ウエイト算出回路１５７では、例えば基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の各アンテナ素子から端末局装置６０の各アンテナ素子に向けてのチャネル情報を取得できる場合、このチャネル情報を成分とするチャネル行列に対し、特異値分解した際の第１左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルとして算出する。ないしは、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４が送信ウエイトベクトルを乗算することで形成される１本の仮想的アンテナ素子を活用して信号送信をしている場合には、その対応する仮想的アンテナ素子と端末局装置６０の各アンテナ素子との間のチャネルベクトルを求め、このベクトルを基に受信ウエイトベクトルの各成分を式（７）で求めても良いし（最大比合成のウエイト）、ないしは式（７）で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い（等利得合成のウエイト）。
そして、この様にして求めた受信ウエイトベクトルを、各第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−ＮＳＤＭに対して入力する。ただし、この後段では第２の受信信号処理回路１５９にて残留干渉を分離する信号処理を実施するため、リアルタイムで頻繁に受信ウエイトベクトルを更新する必要はなく、例えば１００ｍｓ周期程度の、見通し波のチャネル情報が急激には変動しないと期待される時間領域において、共通の受信ウエイトベクトルを使いまわすことも可能である。
第１のチャネル情報推定回路１５６及び第１の受信ウエイト算出回路１５７では、この様な視点から逐次受信ウエイトを更新するのではなく、例えばある程度のチャネル推定結果を第１のチャネル情報推定回路１５６で平均化することでチャネル推定精度を向上させ、その平均化されたチャネル情報を基に所定の周期で第１の受信ウエイト算出回路１５７は第１の受信ウエイトベクトルを算出し、これを第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−ＮＳＤＭに対して入力する構成とすることも可能である。この場合には、平均化に際してはチャネル情報は基準アンテナ（例えば第１アンテナ）の複素位相を基準とする相対チャネル情報（ないしは、各チャネル情報を基準アンテナのチャネル情報で除算したものと考えても良い）を活用することが好ましい。
第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−ＮＳＤＭでは、これらの第１特異値に対応する仮想的伝送路からの信号を第２の受信信号処理回路１５９に入力する。この第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−ＮＳＤＭと第２の受信信号処理回路１５９の機能分担は、図１７に示した基地局装置の第１の受信信号処理部１８５と第２の受信信号処理部７５の関係に類似している。すなわち、アンテナ素子数ＮＭＴ−Ａｎｔに相当する膨大な受信信号の信号を、第１の受信信号処理回路１５５−１〜１５５−ＮＳＤＭにて空間多重された信号系列数ＮＳＤＭに縮小した信号に変換して第２の受信信号処理回路１５９に入力し、第２の受信信号処理回路１５９では次元が縮小された空間内での一般的なＭＩＭＯ信号処理を実施する。
具体的には、第２の受信信号処理回路１５９は、受信信号の先頭に付与された既知のトレーニング信号を参照し、ＮＳＤＭ系統の信号系列に対しＮＳＤＭ×ＮＳＤＭのチャネル行列を取得し、そのチャネル行列を基に受信信号検出処理を行う。先にも示した様に、第２の受信信号処理回路１５９は、ＺＦ型の逆行列やＭＭＳＥ型の線形受信ウエイト行列を乗算すること、ないしはＭＬＤや簡易ＭＬＤ（ＱＲ−ＭＬＤ等）などの非線形の信号処理を行うことも可能である。第２の受信信号処理回路１５９は、この様に信号分離されたＮＳＤＭ系統の信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。これは基地局装置の第２の受信信号処理部７５の信号処理と同等である。
ここで、基地局装置７０の第２の受信信号処理部７５ないしは端末局装置６０の第２の受信信号処理回路１５９における装置構成の例（基本的に処理は基地局装置と端末局装置で共通である）を図２４に示す。基本的な動作は上述の通りであり、ＮＳＤＭ本の第１特異値に対応する仮想的伝送路の受信信号としてＮＳＤＭ系列の信号系列が第２の受信信号処理回路１９０（図２３の第２の受信信号処理回路１５９に相当）に入力（ここでは明示していないが、各サブキャリアの信号が入力されて、同様の信号処理を行うことになる）されると、チャネル行列取得回路１９１では受信信号の先頭に付与された既知のトレーニング信号を参照し、ＮＳＤＭ系統の信号系列に対しＮＳＤＭ×ＮＳＤＭのチャネル行列を取得する。受信ウエイト行列算出回路１９２は、そのチャネル行列を基に受信ウエイト行列をＺＦ型の逆行列やＭＭＳＥ型の線形受信ウエイト行列として算出し、これを受信ウエイト行列乗算回路１９３に入力する。受信ウエイト行列乗算回路１９３は、後続するデータに受信ウエイト行列を乗算し、異なる仮想的伝送路間のクロストーク成分である干渉信号を抑圧する。信号検出回路１９４は、ＳＩＮＲ特性が高められた各信号に対して信号検出を行う。ここでの信号検出とは一般的な復調処理を意図する。例えば受信信号の軟判定を行い、デインタリーブの後に誤り訂正を行い、最終的な信号検出を行う。複数の信号系列に展開されてパラレル伝送されたデータはパラレル／シリアル変換で１系列のデータに変換され、これらをＭＡＣ層処理回路に出力する。なお、ここでは典型的な例として線形の信号処理の例を示したが、信号検出回路１９４は、ＭＬＤないしＱＲ−ＭＬＤなどの非線形の信号処理を行うことも可能である。
なお、基地局装置７０の構成の説明において図１７の第２の送信信号処理部７１を明示的に示した様に、端末局装置６０側においても、図２５に示す様に図２１に第２の送信信号処理回路１４８を追加し、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭを第１の送信信号処理回路８２１−１〜８２１−ＮＳＤＭに置き換え、更に第１の送信ウエイト算出回路１４３を送信ウエイト算出回路１４９に置き換えることも可能である。この場合、図２１に示す第２の送信信号処理回路１４８は図１７の第２の送信信号処理部７１の機能を備え、第２の送信信号処理回路１４８では無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う処理を行うと共に、各第１特異値に対応する仮想的伝送路間の信号の漏れ込みを補償するための送信ウエイト行列を送信ウエイト算出回路１４９から取得し、ＮＳＤＭ系統の送信信号ベクトルに送信ウエイト行列を乗算する処理（送信プリコーディング）を施し、第１の送信信号処理回路８２１に出力する。一方、第１の送信信号処理回路８２１−１〜８２１−ＮＳＤＭでは、第２の送信信号処理回路１４８から入力されたＮＳＤＭ系統の送信信号のそれぞれに、第１特異値に対応する仮想的伝送路を形成するための送信ウエイトを乗算する構成となる。ここで、送信ウエイト算出回路１４９の機能としては、第１の送信信号処理回路８２１−１〜８２１−ＮＳＤＭにて第１特異値に対応する仮想的伝送路を形成するための送信ウエイトを算出する機能と、各第１特異値に対応する仮想的伝送路間の信号の漏れ込みを補償するための送信ウエイト行列を算出するための機能を両方備えることになる。この場合の送信ウエイト行列は、例えばキャリブレーション処理を伴うインプリシット・フィードバックを用いる手法、ないしは直接的なエクスプリシット・フィードバックを用いる手法などで取得したチャネル情報を基に求められる。
第１の実施形態に係る本発明の特徴は、端末局装置６０と基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４との間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することである。したがって、端末局装置６０から基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルに送信ウエイトベクトルを用いることになり、第１の送信ウエイト算出回路１４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。なお、この第１右特異ベクトルの近似解として、詳細は後述するが、基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４の中の１本のアンテナ素子との間でチャネルベクトルを求め、このチャネルベクトルの複素共役を取ったベクトル、ないしはそのベクトルの各成分の絶対値を全て一定にしたベクトルのいずれかを、送信ウエイトベクトルとして利用しても構わない。本来、基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４のアンテナ素子群が全体で仮想的な指向性アンテナを形成することになるが、その代替としてこの手法は例えばそのアンテナ素子群の中の物理的に中央付近に存在するアンテナ１本で代表した場合を近似解と見なすことに相当する。この場合、近似解のウエイトは厳密解のウエイトとは異なるものとなるのであるが、シミュレーションで評価すればその結果得られる利得は後述する様に極端に大きな劣化がある訳ではない。
以上が、第１の実施形態における端末局装置６０、送信部６１、及び受信部６５の構成の説明である。ここで重要なのは、送信部６１におけるローカル発振器８１５が送信部６１の各アンテナ系統におけるミキサ８１６−１〜８１６−ＮＭＴ−Ａｎｔで共通化されている点、受信部６５におけるローカル発振器８５３が受信部６５の各アンテナ系統におけるミキサ８５４−１〜８５４−ＮＭＴ−Ａｎｔで共通化されている点である。指向性制御においてはアンテナ素子ごとで送受信信号の位相を調整することになるが、それぞれのローカル発振器８１５ないしはローカル発振器８５３から入力される信号の位相関係が常に一定になる様にすることで、どの様な位相関係で送受信ウエイトを乗算すれば良いかが判断可能となる。一方、ローカル発振器８１５ないしはローカル発振器８５３が送信部６１内又は受信部６５内で非同期のものを複数利用する場合には、少なくとも送信部６１において送信ウエイトを乗算する指向性制御が効果的に機能しなくなる。装置の設計においては、この点に注意が必要である。なお、ローカル発振器８１５とローカル発振器８５３を共用することも可能である。
（Ｐｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｍｕｌｔｉｐｏｉｎｔへの拡張について）
以上の説明ではＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の無線エントランス回線に関する説明を中心に行っていたため、第１の信号処理部３０４の配置は何らかの手法で最適化された状態で運用すれば、第１の信号処理部３０４の数だけの空間多重伝送が可能になる。このための最適化手法は後述するアンテナ配置法でも良いし、アンテナ設置時に何ヶ所かに設定しながら、その中で仮想的伝送路が概ね直交する配置を検索して対応しても構わない。しかし、一つの基地局装置７０と複数の端末局装置６０が同時にＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｍｕｌｔｉｐｏｉｎｔ型の通信を行う場合には、全ての端末局装置にとって基地局装置７０側のアンテナ配置が共通の理想的な配置とすることは困難なので、冗長な数の第１の信号処理部３０４を設置し、通信する端末局装置６０ごとに異なる組み合わせの第１の信号処理部３０４を選択して通信を行う構成としても構わない。この場合には、通信制御回路にて最適な第１の信号処理部３０４の組み合わせを判断することになるため、通信制御回路に端末局装置６０ごとの最適な第１の信号処理部３０４の組み合わせ情報に関するデータベースなどの機能を備える必要がある。
（本発明における信号処理の処理フローについて）
以下では、本発明の第１の実施形態における信号処理の処理フローについて説明する。基本的に基地局装置と端末局装置の信号処理フローは共通であるが、引用すべき回路の名称・符号番号が異なるため、ここでは基地局装置に関する信号処理フローを例に取り説明する。また、上述の様に第２の送信信号処理部７１（端末局装置の場合には、明示的な記述がある図２５の第２の送信信号処理回路１４８に相当）での信号処理は、送信ウエイト行列の乗算（送信プリコーディング）を施さないこととすることも可能であり、この場合にはその信号処理に関する部分は省略可能である。
図２６に、第１の実施形態における信号送信時の信号処理フローの概要を示す。送信処理を開始すると、通信制御回路１２０は第１の信号処理部３０４及び第２の信号処理部３０５に対して、第１の送信ウエイトベクトル及び第２の送信ウエイト行列の読み出しを指示する（ステップＳ２６０１）（ステップＳ２６０２）。
ここでの送信ウエイトベクトル及び送信ウエイト行列の読み出しは、例えばＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｍｕｌｔｉｐｏｉｎｔ型の通信で且つ基地局装置７０の場合には、通信相手局である端末局装置６０が通信の都度異なることになるため、送信の都度、毎回読み出し処理を行うことになる。一方、固定的なＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信の場合、ないしは端末局装置６０の様に通信相手局が常に基地局装置７０に固定される場合には、毎回読み出さずとも処理を省略することも可能である。ただし、チャネルの時変動が無視できず、毎回、送信ウエイトが変更になる場合には、通信相手が固定である場合でも毎回、送信の都度読み出す構成としても良い。ないしは、所定の周期で更新された送信ウエイトを読み出す構成としても良い。また、前述の様に第２の信号処理部３０５における第２の送信ウエイト乗算回路での行列乗算を省略する場合には、この第２の信号処理部３０５における送信ウエイト行列の読み出しは不要となる。
第２の信号処理部３０５においては、空間多重を行うＮＳＤＭ系統分の送信信号を生成し（ステップＳ２６０３）、その送信信号に対して第２の送信ウエイト行列を乗算する（ステップＳ２６０４）。乗算後のＮＳＤＭ系統分の送信データはそれぞれ対応する第１の信号処理部３０４に転送される（ステップＳ２６０５）。第２の信号処理部３０５は、送信データの送信が終了しているか否かを判定する（ステップＳ２６０６）。送信データの送信が終了していない場合（ステップＳ２６０６：ＮＯ）、第２の信号処理部３０５は、ステップＳ２６０３に処理を戻す。送信データの送信が終了している場合（ステップＳ２６０６：ＹＥＳ）、第２の信号処理部３０５は、信号送信時の信号処理フローを終了する。
一方、第１の信号処理部３０４では事前に読み出していた、第１の信号処理部３０４ごとの送信ウエイトベクトルを用いて、送信信号（１次元の信号）に送信ウエイトベクトルを乗算し（ステップＳ２６０７）、送信アンテナ数ＮＡｎｔ次元の送信信号ベクトルに変換し、アンテナ系統ごとに送信信号処理を行う（ステップＳ２６０８）。
例えば、ＯＦＤＭ変調方式を想定する際には、送信信号の生成はサブキャリアごと、及びＯＦＤＭシンボルごとに実施され、送信ウエイト行列の乗算や送信ウエイトベクトルの乗算なども、全てサブキャリアごとに個別に行われる。ここでの送信信号処理としては、周波数軸上のサブキャリアごとの送信信号に対しＩＦＦＴ処理を施し、ガードインターバルを付与してシンボル間の波形整形などを必要に応じて加え、この時間軸上のサンプリングデータをＤ／Ａ変換してアナログベースバンド信号を生成し、これをミキサにてアップコンバートした後、帯域外成分をフィルタにて除去し、ハイパワーアンプで信号増幅したものをアンテナから送信する。
以上はＯＦＤＭ変調方式を用いる場合の例だが、その他のＳＣ−ＦＤＥなどの方式に対しても同様であり、基本的には従来の様々な通信方式を適用することができる。また、必ずしも周波数軸上の信号処理である必要はなく、後述する様に送信ウエイトベクトルの乗算を時間軸上で実施する場合などでは、単一の送信ウエイトベクトル（及び行列）を用いて、サンプリングデータごとに送信ウエイトベクトル（及び行列）の乗算を施す構成としても構わない。また、誤り訂正の符号化やインタリーブなどの処理は送信信号の生成処理に含まれるものとし、ここでの説明では省略している。
次に図２７に、第１の実施形態における信号受信時の信号処理フローの第１例の概要を示す。信号を受信すると、通信制御回路１２０は複数の第１の信号処理部３０４に対して、それぞれの第１の受信ウエイトベクトルの読み出しを指示する（ステップＳ２７０１）。
ここでの受信ウエイトベクトルの読み出しは、送信側の場合と同様に例えばＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｍｕｌｔｉｐｏｉｎｔ型の通信で且つ基地局装置７０の場合には、通信相手局である端末局装置６０が通信の都度異なることになるため、送信の都度、毎回読み出し処理を行うことになる。一方、固定的なＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信である場合、ないしは端末局装置６０の様に通信相手局が常に基地局装置７０に固定される場合には、毎回読み出さずとも処理を省略することも可能である。ただし、チャネルの時変動が無視できず、毎回、受信ウエイトが変更になる場合には、通信相手が固定である場合でも毎回、送信の都度読み出す構成としても良い。ないしは、所定の周期で更新された受信ウエイトを読み出す構成としても良い。
その後、実際の信号を受信すると、アンテナ系統ごとに信号受信処理を実施する（ステップＳ２７０２）。ここでの信号受信処理とは、例えば受信信号をローノイズアンプで増幅し、ミキサにてダウンコンバート処理を施し、フィルタにて帯域外周波数成分を除去した後、Ａ／Ｄ変換器にてデジタルベースバンド信号のサンプル値に変換する。これらの受信信号処理においては、例えばＯＦＤＭ変調方式であればＯＦＤＭシンボルごとに切り出すと共にガードインターバルを除去し、ＦＦＴによりサブキャリア成分ごとの周波数軸上の信号に変換する。
以上の受信信号処理が施された信号に対しては、アンテナ素子ごとの信号をベクトル成分とする受信信号ベクトルに対し受信ウエイトベクトルの乗算を行い（ステップＳ２７０３）、この結果を第２の信号処理部３０５に転送する（ステップＳ２７０４）。第１の信号処理部３０４は、受信データの受信が終了しているか否かを判定する（ステップＳ２７０５）。ここで、受信データが更に継続する場合には（ステップＳ２７０５：ＹＥＳ）、ステップＳ２７０２に示す受信信号処理に戻り処理を継続し、受信データが終了している場合（ステップＳ２７０５：ＮＯ）には第１の信号処理部３０４の処理は終了となる。
一方、第２の信号処理部３０５においては、第１の信号処理部３０４から転送される信号が例えば無線パケットの先頭に付与されているチャネル推定用のトレーニング信号か否かを判断し（ステップＳ２７０６）、トレーニング信号であれば（ステップＳ２７０６：ＹＥＳ）チャネル推定を実施し（ステップＳ２７０７）、得られたチャネル行列を基に第２の受信ウエイト行列を生成する（ステップＳ２７０８）。一方、トレーニング信号ではないデータ部分であれば（ステップＳ２７０６：ＮＯ）、空間多重数のＮＳＤＭ次元の受信信号ベクトルに対し、第２の受信ウエイト行列を乗算し（ステップＳ２７０９）、信号分離の後に信号検出処理を実施する（ステップＳ２７１０）。ここでの信号検出処理とは、例えば送信信号に対する軟判定処理、デインタリーブ処理、誤り訂正処理などを経て、送信信号を推定する処理を意味し、これらの物理層の信号処理の完了後にＭＡＣ層処理回路へと出力される。
なお、受信信号処理においてはＯＦＤＭ変調方式の他にＳＣ−ＦＤＥ方式などの一般の従来技術も同様に適用可能である。更に、説明ではサブキャリアごとの信号処理の様に説明したが、必ずしも周波数軸上の信号処理である必要はなく、後述する様に受信ウエイトベクトル及び受信ウエイト行列の乗算を時間軸上で実施する場合などでは、単一の受信ウエイトベクトル及び受信ウエイト行列を用いて、サンプリングデータごとに受信ウエイトベクトル及び受信ウエイト行列の乗算を施す構成としても構わない。また、例えば第２の受信ウエイト行列を乗算するステップＳ２７０９（及び信号分離の後に信号検出処理を実施するステップＳ２７１０）に相当するＭＩＭＯ信号処理に関しては必ずしも線形信号処理として第２の受信ウエイト行列を乗算する必要はなく、ＱＲ−ＭＬＤやＭＬＤなどの一般的なＭＩＭＯ信号検出処理を適用することも可能である。
なお、以上の説明は基地局装置７０の様に第１の信号処理部３０４で用いるローカル発振器８５３が第１の信号処理部３０４ごとに非同期の場合を想定し、第２の受信ウエイト行列を信号の受信ごとに算出する場合について説明したが、例えば端末局装置６０の場合には全てのアンテナ素子のアップコンバート処理、及び又はダウンコンバート処理に用いるローカル発振器８５３が共通化されているため、必ずしも受信のたびに第２の受信ウエイト行列が変化する訳ではない。この様にローカル発振器８５３が全体で共通化されていて且つチャネルの時変動を無視できる場合には、過去に取得した第２の受信ウエイト行列を用いることも可能である。図２８に本発明の第１の実施形態における信号受信時の信号処理フローの第２例の概要を示す。図２８に示すステップＳ２８０１からステップＳ２８０５までは、図２７に示すステップＳ２７０１からステップＳ２７０５までと同じである。図２７との差分は、第２の信号処理部３０５の信号処理において、信号の受信処理が開始された時点で第２の信号処理部３０５は通信制御回路１２０からの第２の受信ウエイト行列の読み出し指示を受け、第２の受信ウエイト行列の読み出しを行う（ステップＳ２８０６）。その後、第１の信号処理部３０４から受信信号が転送されると、空間多重数のＮＳＤＭ次元の受信信号ベクトルに対して第２の受信ウエイト行列を乗算し（ステップＳ２８０７）、その後に信号検出処理を行う（ステップＳ２８０８）構成としている。その他の信号処理に関しては図２７と同様である。
以上の様に、第１の実施形態の無線通信システム５０は、基地局装置７０（第１の無線局装置）及び端末局装置６０（第２の無線局装置）を備える。基地局装置７０は、複数の第１の送信信号処理部１８１と、複数の第１の受信信号処理部１８５と、第２の送信信号処理部７１、第２の受信信号処理部７５とを有する。複数の第１の送信信号処理部１８１は、複数のアンテナ素子８１９を有する。複数の第１の受信信号処理部１８５は、複数のアンテナ素子８５１を有する。第２の送信信号処理部７１は、複数の第１の送信信号処理部１８１に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。第２の受信信号処理部７５は、複数の第１の受信信号処理部１８５に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。端末局装置６０は、複数のアンテナ素子８１９と、複数のアンテナ素子８５１と、送信部６１と、受信部６５とを有する。送信部６１は、複数のアンテナ素子８１９を介して、複数の第１の受信信号処理部１８５との無線通信を実行する。送信部６１は、複数のアンテナ素子８１９を介して、複数の第１の受信信号処理部１８５と、第１の受信信号処理部１８５に対応付けられた第２の受信信号処理部７５との無線通信を実行してもよい。受信部６５は、複数のアンテナ素子８５１を介して、複数の第１の送信信号処理部１８１との無線通信を実行する。受信部６５は、複数のアンテナ素子８５１を介して、複数の第１の送信信号処理部１８１と、第１の送信信号処理部１８１に対応付けられた第２の送信信号処理部７１との無線通信を実行してもよい。第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５は、第１のアンテナ素子群と第２のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列に対する送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルの少なくとも一方を、ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方又は第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出する。複数の第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５は、第１の送信信号処理部１８１又は第１の受信信号処理部１８５に対応した当該送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルのうち少なくとも一方を用いて、それぞれ独立な信号系列を空間多重伝送する。
これによって、第１の実施形態の基地局装置７０、端末局装置６０、無線通信システム５０及び無線通信方法は、見通し環境が支配的な環境でＭＩＭＯによって伝送容量を増大させることが可能となる。例えば、基地局装置７０、端末局装置６０、無線通信システム５０及び無線通信方法は、将来モバイルネットワークにおける無線通信システムにおいて、見通し環境が支配的でありながら、高次空間多重及び高周波数帯を利用して大容量化を実現することが可能となる。
第１の実施形態の基地局装置３０３としての基地局装置７０は、狭い領域にアンテナ素子を束ねた第１の信号処理部３０４と、それらを集約する第２の信号処理部３０５を備える。第１の信号処理部３０４では個々の信号処理部内に閉じたビームフォーミングを行い、異なる第１の信号処理部３０４にまたがったビームフォーミングはしない。個別の第１の信号処理部３０４は、「見通し波」を最大限に活用する「第１特異値に対応する仮想的伝送路」のための送受信ウエイトを生成し、複数の第１の信号処理部３０４における個々の送受信ウエイトを用いて空間多重伝送を行う。
ここで、以上の説明では見通し環境が支配的な環境であることを典型的な実施形態として説明してきたが、例えば完全な見通し環境でない場合でも、非常に強い反射波が特定の方向から到来したり、見通し波と遜色ない回折波が到来したりする場合には、第１特異値に相当する仮想的伝送路はその到来方向に形成されることになる。この意味で、第１特異値に相当する仮想的伝送路とは見通し波により構成される伝送路である必然性はなく、本発明の第１の実施形態では、第１特異値に相当する仮想的伝送路を複数系統、積極的に活用して空間多重伝送することであるために、見通し外環境であっても本発明の第１の実施形態は適用可能である。その場合の回路構成、処理フローは上記説明と全く変わることなく、そのままの内容で適用することが可能である。
［第２の実施形態］
［見通しＭＩＭＯ伝送の直交化のためのアンテナ配置条件］
（第２の実施形態に係る基本原理の概要）
ここで、複数の仮想的伝送路が概ね直交関係になるための条件を整理する。上記の図１６では、２５本のアンテナ素子ごとに実効的に一つの指向性ビームが形成されているので、これは近似的には指向性利得の非常に高い１本のアンテナ（例えばパラボラアンテナ）を利用していることに相当する。そこで、図２９に基地局装置に４本のパラボラアンテナ、端末局装置に１６本のアンテナ素子をリニアアレー状に実装したケースの例を示す。図２９において、符号３０６は基地局装置、符号３０２は端末局装置、符号３０７−１〜３０７−４はパラボラアンテナを示す。端末局装置３０２は、端末局装置６０に相当する。基地局装置３０６は、等価的には基地局装置７０に相当する。基本的には、図２９に示すパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４と等価な伝送を、基地局装置７０の多数のアンテナ素子をグループ化することで実現する。
ここで、見通し波が支配的な図２９におけるＭＩＭＯチャネルの４個の特異値が、先に示す場合と同様に概ね均等に大きな値となる条件を整理する。例えば特許文献（特許第５４８８８９４号公報）には見通し環境のＭＩＭＯ伝送が成立する条件が規定されているが、これらの従来技術の基本的な考え方は、基地局装置と端末局装置の備えるアンテナ素子の間隔を可能な限り広げ、その結果として個々の送信アンテナと受信アンテナとの間の距離にばらつきを与え、その距離の差の関係が擬似的にランダムな関係（ないしは所定の関係）となる様に調整する様に試みるのである。
一方、例えばフェーズドアレーアンテナ技術においては、１次元状のリニアアレーのアンテナ素子間隔をｄとすれば、このｄの値を小さく設定することで、指向性を向けるべき方向の遠方にあるアンテナから見れば、個々のリニアアレーのアンテナ素子に到来する（ないしは送出される）電波が平面波状に近似できる様になり、到来波の方向を角度θで表せば、アンテナ素子ごとの経路差はｄ・sinθで高精度に近似可能になる。しかし、上述の従来技術の基本的な考え方ではそれぞれのアンテナ素子の間隔を可能な限り広く設定するために、この様な平面波近似を行うことができず、その近似を異なる条件で行う必要があった。その結果として従来技術の近似の精度は低下する。実際、見通し環境でのＭＩＭＯ通信を行う際には、送受信局の双方で大型のパラボラアンテナを想定していた。通常、パラボラアンテナのサイズは波長に比べて大幅に大きいため、上述の様な経路長差を波長に対して無視可能な程度の精度で平面波近似することはできない。
しかし、基地局装置７０側のみのアンテナの実効的な開口長を広げる一方で、端末局装置６０側のアンテナ素子の間隔を数波長程度（基地局装置７０と端末局装置６０の間の距離にも依存するが、例えば３波長以下）のオーダーに設定すれば、図２９の基地局装置３０６側のあるパラボラアンテナからの端末局装置３０２側のアンテナ素子ごとの経路差をｄ・sinθで十分に近似可能になる。そこで、図３０に示す様に、基地局装置３０６に相当する基地局装置７０の基地局装置アンテナ＃ｊ（３１０−ｊ）（１≦ｊ≦Ｍ）と、端末局装置３０２に相当する端末局装置６０の端末局装置アンテナ＃１（３２０−１）との間の距離をＬｊとし、更に端末局装置アンテナ＃１（３２０−１）の正面方向との角度差をθｊとすれば、端末局装置６０のアンテナ間隔ｄを用いてチャネル行列（基地局装置７０側の第ｊアンテナから端末局装置６０の第ｉ（１≦ｉ≦ＮＭＴ−Ａｎｔ）アンテナの間のチャネル情報をｈｉｊとする）を表すと、以下の式（２６）で近似的に表すことができる。式（２６）では、煩雑さを避けるためＮＭＴ−ＡｎｔをＮと表記する。また、図２９では基地局装置３０６の備えるパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４の数を４としたが、ここでは一般的な数としてアンテナ素子数をＭとする。
ここで行列の積の形式で表示したが、第２項目の第（ｊ，ｊ）成分は基地局装置７０の第ｊアンテナと端末局装置６０の第１アンテナとの間のチャネル情報を示す。端末局装置６０のＮＭＴ−Ａｎｔ本のアンテナの各成分の差分情報は、第１項目の第ｊ列の列ベクトルに相当する。第２項目の第（ｊ，ｊ）成分はその列ベクトルの全ての成分に掛かる共通項であるため、第１項目の各列ベクトルが直交していれば各特異値が安定して大きな値となる。第１項の第ｉ列ベクトルと第ｊ列ベクトルが直交している条件は複素ベクトルの内積がゼロとなるという下記の式（２７）で表される。
以上の式変形では、等比級数の和の公式を利用している。この最後の条件は分母がゼロでない条件のもとで分子がゼロであれば良いので、分子のｅｘｐのかっこの中の項が２πｉの整数倍となるとの条件から、下記の条件式（２８）が導かれる。以降の式では、Ｎは元のアンテナ数ＮＭＴ−Ａｎｔとして記述する。
この式（２８）の定数Ｋ１は端末局装置６０のアンテナ数ＮＭＴ−Ａｎｔの倍数ではない整数である。ここで図３０に示す通り、基地局装置７０側の第ｊアンテナが端末局装置６０側のアンテナの真正面から横方向にｄｊの変位があるとし、第ｉと第ｊアンテナの差分をΔｄｉｊとする。基地局装置７０と端末局装置６０の間の距離をＬとし、式（２８）の第１式の両辺にＬ／ｄを乗算する。基地局装置７０の各アンテナ素子と端末局装置６０の第１アンテナとの間の距離は微妙に異なるが、距離Ｌが変位ｄｊよりも十分大きければＬ≒Ｌｊと近似可能になる。
つまり、端末局装置６０のアンテナ数ＮＭＴ−Ａｎｔに対し、ＮＭＴ−Ａｎｔの整数倍でもゼロでもない整数Ｋ２に対し、端末局装置６０のアンテナ素子の間隔ｄ、端末局装置６０と基地局装置７０の距離Ｌ、無線通信の信号波の波長λに対し、任意の２本のアンテナ素子の間隔が式（２９）を満たす間隔になる様に設定すればよい。この条件を幾何学的に解釈すると、例えば以下の様な条件であれば簡易にこの条件を実現することができる。例えば最も簡易な条件としては、端末局装置６０側のリニアアレーと距離がＬ離れ且つ正対する直線上に、その直線方向に任意のオフセットを許容し、λＬ／ＮＭＴ−Ａｎｔｄ間隔でＮＭＴ−Ａｎｔ点の地点を直線的に設定し、このＮＭＴ−Ａｎｔ点の中からＭ地点を選択して基地局装置７０のＭ本のアンテナ素子を配置すればよい。これは、連続するＮＭＴ−Ａｎｔ個の整数の中から任意の二つの整数を選び、その差分を求めると必ずその絶対値が（ＮＭＴ−Ａｎｔ−１）以下になり、Ｋ２がＮＭＴ−Ａｎｔの整数倍になることを回避できることを利用している。なお、個別の任意のふたつの整数の差分がＮＭＴ−Ａｎｔの整数倍とならない配置を検索して設定すれば、その他のより広い条件の中から基地局装置のアンテナ設置個所を選ぶことも可能である。
図２９に示す様に、端末局装置６０側のアンテナ素子を小型化する場合にはその分、端末局装置６０側のアンテナ素子数ＮＭＴ−Ａｎｔを増やす一方、一般には基地局装置７０のアンテナ素子数Ｍは想定する空間多重数の上限に設定するため、Ｍの値は端末局装置６０側のアンテナ素子数ＮＭＴ−Ａｎｔよりも小さいことが想定される。つまり、ＮＭＴ−Ａｎｔ＞Ｍのときには、上述の最も簡易な条件においても基地局装置７０側のＭ本のアンテナは等間隔である必要はなく、上述のＮＭＴ−Ａｎｔ地点の中から間欠的にアンテナ素子の配置場所を設定しても構わない。なお、図１６の場合には実際のアンテナ素子数は１００本であるが、２５本単位にグループ化して仮想的な４本のアンテナ素子と見なすことができるので、図１６におけるＭは４であると見なすべきである。また、式（２８）の導出までは非常に高精度の近似を行っているが、式（２９）で用いた近似は精度が若干低い。しかし、パラメータの設定次第ではあるが、式（２９）の基地局装置７０のアンテナ素子の間隔が仮に１ｍ程度としたとき、±数ｃｍ程度の数％の誤差があっても概ね直交状態にあることには違いはない。本発明における第１の実施形態でも同様であるが、基本的に受信側において複数の仮想的伝送路間の干渉成分がある場合でも、受信側の信号処理でその干渉を抑圧することは可能であり、その様な信号処理を想定すれば、あくまでも概ね直交状態にすることにより損失の最小化が可能なので、式（２９）の近似精度はシステム運用上において大きな影響を与えない。
この様な性質も考慮すれば、図１６で表される各グループ化されたアンテナ素子群を仮想的な一つのアンテナと見なせば、物理的に広がりを持つ多素子アンテナのその中心点を仮想的アンテナの物理的な位置と見なし、これらの複数のアンテナ素子群を上述のアンテナ配置で設置すれば、それぞれ第１特異ベクトルで表現されるウエイトベクトルを用い、所望の特性で複数の信号系列を空間多重して伝送することが可能になる。
なお、上述の説明では基地局装置側のアンテナ素子と端末装置側のアンテナ素子は、図２９に示す様にお互いに向かい合い正対している状態を例に取り説明を行ったが、一般的には図３１に示す様に、正対関係にない場合が想定される。これは、基地局装置３０６や端末局装置３０２の設置場所に関する制約に起因する。この様な場合には、若干、各パラメータを換算することで所望の効果を導くことができる。図３１では、基地局装置３０６から端末局装置３０２を見たときに、正面から角度θずれた方向に端末局装置３０２が存在し、また端末局装置３０２から基地局装置３０６を見たときに、正面から角度θ’ずれた方向に基地局装置３０６が存在している。この場合、基地局装置３０６のパラボラアンテナ３０７−１と３０７−４との間隔Ｄ１は等価的にはＤ１’（＝Ｄ１ｃｏｓθ）に狭まった状態に見える。同様に、端末局装置３０２のリニアアレー３１２の幅Ｄ２は等価的にはＤ２’（＝Ｄ２ｃｏｓθ’）に狭まった状態に見える。言い換えれば、アンテナ素子間隔ｄがｄｃｏｓθ×ｃｏｓθ’倍に変換された状態と捉えることができる。基地局装置３０６のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４の概ね重心付近と端末局装置３０２の距離をＬとすれば、これらの換算を行った上で上述の条件式を用いて最適なアンテナ配置の条件を算出することができる。すなわち、基地局装置７０は、見通し方向の直線に対して直交する軸上に各リニアアレーを仮想的に投影する。同様に、端末局装置６０は、見通し方向の直線に対して直交する軸上に各リニアアレーを仮想的に投影する。仮想的に投影した軸上のアンテナ素子の間隔に基づいて式（２９）のｄは、ｄｃｏｓθ×ｃｏｓθ’に換算される。仮想的に投影した軸上のアンテナ素子の間隔に基づいて式（２９）のｄは、換算装置又は人によって換算される。
ちなみに、図２９及び図３１において基地局装置３０６のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４の概ね重心付近と端末局装置３０２の距離をＬとしているが、個々のアンテナ素子の厳密な距離は共通の距離Ｌではなく、それぞれが誤差を持つことになる。しかし、式（２９）の算出の途中段階では近似を用いていることからも分かる様に、ここでの距離Ｌもある程度の誤差は許容可能であり、図２９で示した様に正対したアンテナ素子の間隔（平行な直線上に並ぶアンテナ素子の、２本の直線の間の距離）としても良いし、図３１に示した様に概ねアンテナ素子の重心を結んだ距離としても良い。この様に、距離Ｌはその近似値ないしは概算値として扱えば良い。
なお、本説明における図２９及び図３０における説明では、端末局装置はリニアアレーにより構成される場合を典型的な例として示している。この特徴は、基地局装置側のパラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４ないしは３１０−１〜３１０−Ｍ（図１６ではアンテナ素子群３０４−１〜３０４−４に相当）は直線上に配置されており、同様に端末局装置側のアンテナ素子も直線上にリニアアレーを構成して配置されている。上述の直交化条件の算出においては、このふたつの直線は平行関係にあるものとして説明した。具体的に説明すれば、例えばビル壁面ないしはビルの屋上などに、ビルの壁面に平行な水平軸を仮定し、その水平軸に沿って複数の第１の信号処理部及びアンテナ素子（群）３０７−１〜３０７−４を設置する場合には、端末局装置のリニアアレーも道を隔てた反対側のビルの壁面に平行で且つ水平な軸上に配置することが好ましい。ここで、端末局装置側のこの水平軸に対して直交する垂直軸を設定し、この水平軸及び垂直軸に平行な格子を仮定し、先に説明した端末局装置のリニアアレーを垂直方向にＮ’段積み上げた正方格子アレーを利用する場合について考える。このとき、端末局装置の全アンテナ素子数はＮ×Ｎ’素子になる。しかし、この端末局装置から基地局装置の複数の第１の信号処理部のアンテナ素子（群）３０７−１〜３０７−４を見ると、水平方向に対してはそれぞれ角度差があるものの、垂直方向の仰角に関してはアンテナ素子（群）３０７−１〜３０７−４ごとに差がないため、上述の正方格子アレーのＮ’段のそれぞれは独立なアンテナ素子とはみなされず、実質的には垂直方向に並ぶＮ’素子が等価的に一つの仮想的アンテナ素子として振る舞い、この仮想的アンテナ素子が水平軸上にリニアアレー状にＮ素子配置されているものと理解される。実際、シミュレーション評価においてもこの効果は確認されており、基地局装置側のアンテナ素子（群）３０７−１〜３０７−４を結ぶ軸に対し、端末局装置のアンテナ素子を、この軸と平行な軸及びこの軸と直交する軸で構成される格子状にＮ×Ｎ’素子を配置する場合には、基地局装置側のアンテナ素子（群）３０７−１〜３０７−４を結ぶ軸と平行な軸上のＮ素子で且つそのＮ素子の素子間隔のリニアアレーと見なして、式（１８）に当てはめて基地局装置側のアンテナ素子（群）３０７−１〜３０７−４の素子間隔を最適すれば良い。当然ながら、基地局装置側のアンテナ素子（群）３０７−１〜３０７−４がビルの壁面などに垂直方向に整列している場合には、端末局装置側のアンテナ素子も垂直方向にＮ素子、水平方向にＮ’素子を格子状に並べ、これを垂直方向に並んだ等価的なＮ素子のリニアアレーと見なして式（１８）を適用すればよい。また、ここでは端末局装置側のアンテナ配列を正方格子アレーとして説明したが、必ずしも正方格子である必要はなく、長方形状に水平方向と垂直方向の素子間隔が異なっていても構わない。この場合には、基地局装置側のアンテナ素子（群）３０７−１〜３０７−４が整列する軸と平行な端末局装置側の軸に並ぶアンテナ素子の間隔を、式（１８）のアンテナ素子間隔ｄとして算出すればよい。
以上の様に、第２の実施形態の無線通信システム５３は、基地局装置３０６（第１の無線局装置）及び端末局装置３０２（第２の無線局装置）を備える。基地局装置３０６はアンテナ素子（パラボラアンテナ）３０７−１〜３０７−４を備え、端末局装置３０２は端末局装置アンテナ素子群３１２を備える。基地局装置３０６の複数のパラボラアンテナ（アンテナ素子）３０７−１〜３０７−４は、式（２９）に示されている様に、第ｍ素子と第ｎ素子の間隔Δｄｍｎと、端末局装置３０２と基地局装置３０６の距離Ｌと、無線通信の信号波の波長λと、端末局装置３０２のアンテナ数ＮＭＴ−Ａｎｔと、端末局装置３０２のアンテナ素子の間隔ｄとに基づいて配置される。パラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４は、例えば、それぞれが単一の高利得アンテナ素子（単一アンテナ素子）である。高利得アンテナ素子は、例えば、パラボラアンテナ３０７である。パラボラアンテナ３０７−１〜３０７−４は、単一の高利得アンテナ素子である代わりにアンテナ素子群でもよい。この様にアンテナ素子群を用いる場合には、基地局装置３０６は図１６に示す基地局装置３０３及び図１７の基地局装置１７であっても良い。図１７における基地局装置７０は、複数の第１の送信信号処理部１８１と、複数の第１の受信信号処理部１８５と、第２の送信信号処理部７１、第２の受信信号処理部７５とを有する。複数の第１の送信信号処理部１８１は、複数のアンテナ素子８１９を有する。複数の第１の受信信号処理部１８５は、複数のアンテナ素子８５１を有する。第２の送信信号処理部７１は、複数の第１の送信信号処理部１８１に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。第２の受信信号処理部７５は、複数の第１の受信信号処理部１８５に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する。端末局装置６０は、複数のアンテナ素子８１９と、複数のアンテナ素子８５１と、送信部６１と、受信部６５とを有する。送信部６１は、複数のアンテナ素子８１９を介して複数の第１の受信信号処理部１８５との無線通信を実行する。受信部６５は、複数のアンテナ素子８５１を介して複数の第１の送信信号処理部１８１との無線通信を実行する。
すなわち、アンテナ素子の間隔又はアンテナ素子グループの間隔が、基地局装置３０６（第１の無線局装置）と端末局装置３０２（第２の無線局装置）との距離Ｌと、無線通信の信号波の波長λと、第２のアンテナ素子群を構成するリニアアレー状のアンテナ素子の数Ｎ又は格子状に配置された縦方向又は横方向のいずれかのアンテナ素子の数Ｎと、第２のアンテナ素子群を構成する縦方向又は横方向のいずれかのアンテナ素子の間隔ｄとに基づいて算出された値の整数倍になる様に、複数の第１のアンテナ群を構成する各単一アンテナ素子又はアンテナ素子グループは配置される。
これによって、第２の実施形態の基地局装置３０６又は７０、端末局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、見通し環境が支配的な環境でＭＩＭＯによって伝送容量を増大させることが可能となる。第２の実施形態の基地局装置３０６又は７０、端末局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、所望の特性で複数の信号系列を空間多重して伝送することが可能になる。第２の実施形態の基地局装置３０６又は７０、端末局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、ＳＩＲ特性を改善することができる。第２の実施形態の基地局装置３０６又は７０、端末局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、より高い空間多重を実現することができる。
第２の実施形態の基地局装置３０６又は７０、端末局装置３０２又は６０、無線通信システム５３又は５０、及びアンテナ素子配置方法は、見通しが支配的な環境で、基地局装置３０６又は７０側の複数のパラボラアンテナ３０７と、端末局装置３０２又は６０側の複数素子アンテナとのＭＩＭＯチャネルにおいて、各チャネルが直交化されるためのアンテナ設置条件を規定している。ただし、ここでは議論を単純化するために基地局側にパラボラアンテナを実装する場合の条件を示したが、当然ながらパラボラアンテナ以外の高指向性アンテナを用いたり、更には基地局側が複数アンテナ素子で構成される図１６に示す様な第１の信号処理部を用いたりする様な場合であっても、同様の条件で各伝送路間の直交化を概ね図ることができる。これにより、伝送路上での通信品質の向上と、伝送容量の増大を図ることが可能になる。
［第３の実施形態］
［第１特異値に相当する複数の仮想伝送路のアクセス系への適用技術］
（第３の実施形態に係る基本原理）
上述の説明では、基地局装置と端末局装置との間の伝送路において、概ね見通し波が支配的な環境を取り上げてきた。その様な利用例としては、端末局装置６０を中継局と見なし、基地局装置７０から中継局へのエントランス回線において上述の技術を用いる場合が考えられる。しかし、この第１特異値に相当する仮想的伝送路は無線エントランス回線での利用に限定されるものではない。上述の説明においても、中継局に相当する端末局装置６０は小型であることを想定し、非常に狭い領域に多数の小型アンテナが配置されているものを想定した。したがって、例えばスマートフォンなどに多数のアンテナを搭載し、特に第５世代移動通信システム（５Ｇ）のスモールセルでの受信を想定するならば、ミリ波ないしは準ミリ波の活用が想定されるために、ユーザが移動することを除けば、上述の無線エントランスの場合と全く同様に狭いところにアンテナが凝縮されて配置される環境と見なせる。つまり、一例としてビルの壁面など比較的高所にスモールセル基地局が配置される場合、概ね真上方向から基地局装置７０と端末局装置６０が概ね見通し環境にあり、スマートフォンの表面方向に若干の指向性利得を持たせたアンテナを実装する状況を考えれば、かなり見通し波が支配的な環境で通信が行われることが予想される。この様な場合には、基地局装置のアンテナを図１６と同様に複数にグループ化し、それぞれのグループで同様に第１特異値に相当する仮想的伝送路を積極的に利用することが有効となる。
ここで、図１６の場合とアクセス系の場合との違いを考えると、図１６では基地局装置７０側のアンテナ素子が整列する直線と、端末局装置６０側のアンテナが整列する直線が概ね平行となる状況となっていたが、スマートフォンのアンテナの配置やユーザがスマートフォンを持つ角度、そのユーザが向いている向きなどの組み合わせで、一般的にはそれぞれのアンテナの３次元的な位置関係は、互いに平行ではなく捻じれた関係となることが予想される。この場合には、式（２９）で示す様な最適値は一般的には存在しないが、例えばグループ化されたアンテナ素子群を若干冗長に備え、選択ダイバーシチ的に相関の低い組み合わせの最適なアンテナ素子群を選んで利用すれば良い。ただし、この場合にはチャネルの相関が可能な限り低減できる様に、アンテナ素子群の間隔を少し大きめに設定することが必要となる。その場合、同一の構造物（ビル等）の壁面のみに全てのアンテナ素子群を配置するのではなく、複数の構造物にまたがってアンテナを設置することが有効である場合がある。この様な場合、図１６では第２の信号処理部３０５と第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４の間を有線のケーブル（光ファイバを含む）で接続することは困難である。
そこで、基地局装置３０３のアンテナ素子群（第１の信号処理部３０４）をサテライト基地局として設置し、基地局装置３０３の第２の信号処理部３０５に相当する統括基地局装置から、これらのサテライト基地局装置への信号の送受信を無線回線で実現することが有効となる。図３２に、本発明の第３の実施形態を示す。図３２において、符号３１は統括基地局装置、符号３２−１〜３２−３はサテライト基地局装置、符号３３は端末局装置を表す。端末局装置３３は、端末局装置６０に相当する。符号３７は構造物を表す。符号３８は構造物を表す。統括基地局装置３１は、例えば、構造物３７の上面（ビル等の屋上）に配置される。サテライト基地局装置３２は、例えば、構造物３８の側面（ビル等の壁面）に配置される。端末局装置３３は、例えば、構造物３７と構造物３８との間のセル３９内に配置される。
統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２−１〜３２−３はそれら全体で、上述の基地局装置７０の機能を実現している。統括基地局装置３１は多数のアンテナ素子を備え、且つアンテナ素子の間隔は波長と同程度（例えば数波長〜１／２波長の間）となる様に全体で小型のアンテナを構成する。一方、サテライト基地局装置３２はそれぞれ図１６の第１の信号処理部３０４と同様に、多数のアンテナ素子を波長と同程度（例えば数波長〜１／２波長の間）の間隔で配置した小型のアンテナを備えている。この統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２−１〜３２−３の間はそれぞれのアンテナの第１特異値に対応する第１特異ベクトルを用いて通信を行う。また、端末局装置３３は複数のアンテナを備える。例えばスマートフォンなどを想定すれば、比較的狭い領域に複数のアンテナが実装されることになる。ここで、端末局装置３３とサテライト基地局装置３２−１〜３２−３の間も、それぞれのアンテナの第１特異値に対応する第１特異ベクトルを送受信ウエイトベクトルとして用いて通信を行う。更に、サテライト基地局装置３２−１〜３２−３と統括基地局装置３１の間も、それぞれのアンテナの第１特異値に対応する第１特異ベクトルを送受信ウエイトベクトルとして用いて通信を行う。これにより、見通し波の利得を最大化する送受信ウエイトベクトルを活用しながらも、複数の異なるサテライト基地局装置３２−１〜３２−３を活用することで、チャネル相関の小さな安定的なＭＩＭＯ伝送が可能になる。
次に、図３３に本発明の第３の実施形態の別の例を示す。図３３において、符号３４−１〜３４−２は統括基地局装置、符号３５−１〜３５−６はサテライト基地局装置、符号３６−１〜３６−２は端末局装置を表す。図３３は、先ほどの図３２と同様であるが、構造物３８の側面（ビルの壁面）に配置した多数のサテライト基地局装置３５−１〜６と、構造物３７の上面（ビルの屋上）に配置した統括基地局装置３４−１〜３４−２の対応が１対１対応ではない点が、図３２との差分である。サテライト基地局装置３５−１〜３５−６は、複数の統括基地局装置３４−１〜３４−２と柔軟に組み合わせてアクセスリンクを提供することが可能となっている。例えば、端末局装置３６−１に近い統括基地局装置３４−１から見ると、最寄りのサテライト基地局装置は、サテライト基地局装置３５−１〜３５−３である。しかし、端末局装置３６−１から相関の小さなサテライト基地局装置が、サテライト基地局装置３５−１、３５−２、３５−４であったとすると、統括基地局装置３４−１はとなりの統括基地局装置３４−２に寧ろ近いサテライト基地局装置３５−４も活用し、端末局装置３６−１に対して第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用して通信を提供することが可能になる。
ちなみに、この様なアクセス系に第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する理由の一つには、第１特異値に対応する仮想的伝送路のチャネル情報が、他の高次の特異値に対応する仮想的伝送路のチャネル情報に比較して、相対的には統計的に時変動が小さいことがあげられる。つまり、特異値分解したときの第１右（左）特異ベクトルは見通し波に対応するパスを表すものであり、若干の移動では適用すべき送受信ウエイトに大きな変動はない。しかし、高次の右（左）特異ベクトルは反射波成分を多く含むパスに対応するため、僅かな端末の移動により合成後のチャネル状態は大幅に変動し、結果的に右（左）特異ベクトルは大きく変動したものになる。つまり、チャネル情報が大きく変われば、利得を確保するための送受信ウエイトベクトルも変動し、その変動を無視してそのままの値で送受信を行うと、その変動に対応した利得の減少、特性の劣化が避けられない。特に、端末局装置３６がスマートフォン等の様に小型の携帯端末であれば、アンテナ間のチャネル相関が大きく、シングルユーザＭＩＭＯでは大容量化が困難な場合が考えられる。その様な場合には、後述する実施形態で示す様に、小さな伝送容量の端末を多数同時に収容するマルチユーザＭＩＭＯにより全体の総容量を増大させることが有効であるが、チャネル時変動は端末間の相互干渉となり、ＳＩＮＲ特性を劣化させ伝送容量の減少と通信の不安定化につながる。しかし、チャネル時変動が相対的に小さな第１特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に利用することで、マルチユーザＭＩＭＯを活用した場合であっても、端末間の相互干渉を大幅に低減できるという副次的な効果も得ることが可能である。
なお、このマルチユーザＭＩＭＯとは、一般には一つの基地局装置が複数の端末局装置と空間多重伝送を行うことを意味するが、ここでは図３２に示した様に、複数の統括基地局装置３４−１〜３４−２が複数の端末局装置３６−１〜３６−２に対し、同時にサービスを行う場合も含めて理解することができる。この場合、個々の統括基地局装置と端末局装置は実際には１対１通信であるかも知れないが、通信に用いる周波数チャネルを同一にし、更に活用するサテライト基地局装置３５−１〜３５−６も一部重複を許容する様にサテライト基地局装置３５−１〜３５−６という資源を相互に供用しながら運用する場合には、あるサテライト基地局装置３２は同時に複数の端末局装置３６に対して信号を送信することになるので、この様な運用形態も広義のマルチユーザＭＩＭＯと見なすことが可能で、この様なケースでも上述のチャネル時変動の影響の低減効果は有効に働くことになる。
（サテライト基地局装置における非再生の再ビームフォーミング中継の概要）
上述の第１特異値に相当する仮想伝送路を利用し、複数のサテライト基地局装置３２を介して中継伝送を行う際の基本動作を、図を用いて説明する。先の図３２で示したサテライト基地局装置３２を用いる構成においては、前述の図１６で示した基地局装置３０３の第２の信号処理部３０５と第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４の構成が図３２の統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２−１〜３２−３により構成される全体としての基地局装置の機能に相当し、図１６では第２の信号処理部３０５と第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４との間が有線で接続されていたのに対し、図３２では統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２−１〜３２−３との間が無線で接続される様に構成したことに対応する。図１６では第２の信号処理部３０５と第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４の間の信号伝送は伝送媒体が有線であるが故に相互に信号の混信がない状況を担保しているため、図３２でも有線部分を完全に無線に焼き直す場合には、統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２−１〜３２−３の間の無線信号においても、各サテライト基地局装置３２−１〜３２−３間で信号の混信がない状況を確保することになる。しかし、第３の実施形態においては端末局装置３３（ダウンリンクの場合）ないしは統括基地局装置３１（アップリンクの場合）において信号分離の信号処理を行うため、必ずしも有線の場合に対応付けて中継部分で完全に信号分離をする必要はないことが、本実施形態におけるポイントである。ただ、無指向性で統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２−１〜３２−３の間の信号送受信を行うと、第１特異値に相当する回線利得が得られなくなってしまうため、統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２−１〜３２−３の間では第１特異値に相当する仮想的伝送路を活用するための第１特異ベクトルを送受信ウエイトに利用する送受信信号処理を行う。
図３４に、本発明の第３の実施形態における、統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２との間の信号処理と、サテライト基地局装置３２と端末局装置３３との間の信号処理との概要を示す。図３４において、符号３１は統括基地局装置、符号３２はサテライト基地局装置、符号３３は端末局装置、符号５２は無線通信システムを表し、それぞれ図３２の同一番号に相当する。サテライト基地局装置３２は複数存在し、図３４の中央の縦に複数示している。図３４においては、統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２は周波数ｆ１で通信を行い、サテライト基地局装置３２と端末局装置は周波数ｆ２で通信を行っている。ただし、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex: 周波数分割複信）での通信を想定すれば、統括基地局装置３１とサテライト基地局装置３２は周波数ｆ１−１とｆ１−２で通信を行い、サテライト基地局装置３２と端末局装置は周波数ｆ２−１とｆ２−２で通信を行っているものとしても良い。ここでは簡単のため、ＴＤＤ（Time Division Duplex: 時分割複信）を想定して各区間のアップリンクとダウンリンクは同一周波数を用いている場合で説明する。
また、図３４を見れば分かる様に、周波数ｆ１とｆ２の違いを除けば、概ね左右対称の折り返し状態となっており、サテライト基地局装置３２−１〜３２−３は図１６における第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４に対応するのであるが、どちらかと言えば統括基地局装置３１は図１６の端末局装置３０２に類似しており、回路構成的及び信号処理的には端末局装置３０２に対応する構成となっている。したがって、以下の回路構成を引用する説明では、図２５に記載の符号を引用して説明する。
更に、例えばＯＦＤＭを用いる場合には各サブキャリアにおいて個々の信号処理を行う必要があるのだが、ここでは説明を簡略化するために各信号や送受信ウエイトへのサブキャリアの識別用の表記を省略する。
図３４では特に統括基地局装置３１から端末局装置３３方向への信号の伝送時の信号処理を示している。ここでは特に明示的に示していないが、これらの信号処理は前述の処理同様、全てサブキャリアごとに実施することに注意する。ただし、後述する様に全周波数帯域幅内で同一の送受信ウエイトを利用できる場合には、サンプリングごとに時間軸上で信号処理を実施する形に拡張することも可能である。まず、統括基地局装置３１においてＮＳＤＭ系統の信号系列Ｓ１〜ＳＮ（ここでは添え字の表記の都合上、ここではＮ＝ＮＳＤＭとする）を送信する場合、統括基地局装置３１の第２の送信信号処理回路１４８では、一般的な送信信号処理として信号系列Ｓ１〜ＳＮの生成に加えて、図３４における（ｉ）に示す信号処理として、各サテライト基地局装置３２の間の信号分離のための送信ウエイト行列をＷｔｘとすると、以下の式（３０）で信号変換を行う。
ここで、図２５の説明でも行ったが、図２５の第２の送信信号処理回路に相当する信号処理では、必ずしも送信ウエイト行列Ｗｔｘを導入する必要はなく、Ｗｔｘを単位行列と見なして、送信信号系列ｔ１〜ｔＮは信号系列Ｓ１〜ＳＮのままとしても良い。次に、各サテライト基地局装置３２−１〜３２−ＮＳＤＭに対して第１特異値に相当する指向性形成を行う。具体的には、統括基地局装置３１の各アンテナから、着目する第ｋＳサテライト基地局装置３２の各アンテナに対するチャネル行列に対し、その行列を特異値分解した際の第１右特異ベクトルで与えられる送信ウエイトベクトルｗｔｘ,ｋＳ，１〜ｗｔｘ,ｋＳ,Ｎｃ（ここでは表記の都合上、Ｎｃは統括基地局装置の備えるアンテナ素子数とする）を、式（３１）（図３４における（ｉｉ））に示す様に送信信号ｔｋＳに乗算する。
これを、式（３２）（図３４における（ｉｉｉ））に示す様に、各サテライト基地局装置３２宛てのＮＳＤＭ系統の信号をアンテナ素子ごとに加算合成して、時間軸信号を生成する。
更に、統括基地局装置３１のＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３は、式（３２）に示された周波数軸上の信号にＩＦＦＴ変換を施し、時間軸上の信号に変換する（厳密には、例えばＯＦＤＭであればガードインターバルの挿入や波形成系などの信号処理も含むが、ここでは説明を省略する）。統括基地局装置３１のＤ／Ａ変換器８１４は、ＩＦＦＴ変換の結果をＤ／Ａ変換して、アナログベースバンド信号を生成する。統括基地局装置３１のミキサ８１６は、アナログベースバンド信号と、ｆ１の周波数のローカル発振器８１５からの信号とを乗算して、アナログベースバンド信号をｆ１の周波数帯の信号にアップコンバートする。統括基地局装置３１のフィルタ８１７は、ｆ１の周波数帯の信号から帯域外信号を除去する。統括基地局装置３１のＨＰＡ８１８は、ｆ１の周波数帯の信号を増幅して、増幅した信号をアンテナ素子８１９から送信する。
サテライト基地局装置３２のアンテナ素子は、ｆ１の周波数帯の信号を受信する。サテライト基地局装置３２のローノイズアンプ（ＬＮＡ）は、ｆ１の周波数帯の信号を増幅する。サテライト基地局装置３２のミキサは、ｆ１の周波数帯の信号をアナログベースバンド信号にダウンコンバートする。サテライト基地局装置３２のフィルタは、アナログベースバンド信号から帯域外信号を除去する。サテライト基地局装置３２のＡ／Ｄ変換器は、アナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換する。サテライト基地局装置３２のＦＦＴ回路は、サンプリングされた信号のシンボルタイミングを基準に、デジタルベースバンド信号をサブキャリアの受信信号に変換する。
ここで、サテライト基地局装置３２では、統括基地局装置３１の各アンテナから、着目するサテライト基地局装置３２の各アンテナに対するチャネル行列に対し、その行列を特異値分解した際の第１左特異ベクトルで与えられる受信ウエイトベクトルｗ’ｒｘ,ｋＳ，１〜ｗ’ｒｘ,ｋＳ,Ｍを、式（３３）（図３４における（ｉｖ））に示す様に受信信号ベクトルｒ’ｋＳ，１〜ｒ’ｋＳ,Ｍに乗算する。ここでＭはサテライト基地局装置３２のアンテナ素子数であって、統括基地局装置３１との通信を行うアンテナ素子の数を表す。
ここで得られたスカラー量の信号Ｒ’ｋＳは統括基地局装置３１の送信信号を推定するものではなく、あくまでも第１特異値の仮想的伝送路を抽出するための中間的な１次元の信号に相当しており、再生中継とは異なるものである。ただし、通常の非再生中継とも異なり、上記の中間的な信号Ｒ’ｋＳを生成して受信指向性ビーム形成、送信指向性ビーム形成をそれぞれ個別に行っていることに相当する。この様にして得られた上記の中間的な信号Ｒ’ｋＳに対し、最後のアクセス系に相当するサテライト基地局装置３２から端末局装置３３への送信においても、このラストの１ホップのチャネルの第１特異値に相当する仮想的伝送路を活用して信号送信を行う。具体的には、着目するサテライト基地局装置３２の各アンテナから、端末局装置３３の各アンテナに対するチャネル行列に対し、その行列を特異値分解した際の第１右特異ベクトルで与えられる送信ウエイトベクトルｗ’ｔｘ,ｋＳ，１〜ｗ’ｔｘ,ｋＳ,Ｍを、式（３４）（図３４における（ｖ））に示す様に受信信号ベクトルＲ’ｋＳに乗算する。
ここで、サテライト基地局装置３２において端末局装置３３に対するアンテナ素子数をＭとして説明したが、これは統括基地局装置３１側のアンテナ素子数と必ずしも一致する必要はなく、異なる場合には一般的には、アンテナ素子数Ｍをアンテナ素子数ｍとして理解すればよい。この様にして得られた各サブキャリアの送信信号ベクトルは、これを時間軸信号にＩＦＦＴにて変換した後（厳密には、例えばＯＦＤＭであればガードインターバルの挿入や波形成系などの信号処理も含むが、ここでは説明を省略する）、Ｄ／Ａ変換してアナログベースバンド信号を生成し、これをミキサにてｆ２の周波数のローカル発振器からの信号と乗算してｆ２の周波数帯の信号にアップコンバートし、フィルタで帯域外信号を除去した後に、ハイパワーアンプで信号増幅して送信する。
ここで、式（３３）と式（３４）の式は受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算し、その後に得られたＲ’ｋＳに送信ウエイトベクトルを乗算しているが、これと等価な演算は、これらの送信ウエイトベクトルと受信ウエイトベクトルとを事前に乗算して送信ウエイト行列を生成しておき、これを直接受信信号ベクトルｒ’ｋＳ，１〜ｒ’ｋＳ,Ｍに乗算する構成としても構わない。しかし、この際の演算量は式（３３）と式（３４）を個別に行う際には２×Ｍ回の複素乗算で済むのに対し、一括で行う場合には送信ウエイト行列の生成と行列×ベクトルの乗算の双方で合計２×Ｍ２回の複素乗算が必要であり、個別の演算に分けた方が効率は良い。
次に、端末局装置３３で受信した信号に対する信号処理の説明を行う。端末局装置３３のアンテナ素子８５１は、ｆ２の周波数帯の信号を受信する。ＬＮＡ８５２は、ｆ２の周波数帯の信号を増幅する。ミキサ８５４は、ｆ２の周波数帯の信号をアナログベースバンド信号にダウンコンバートする。フィルタ８５５は、アナログベースバンド信号から帯域外信号を除去する。Ａ／Ｄ変換器８５６は、アナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換する。ＦＦＴ回路８５７は、サンプリングされた信号のシンボルタイミングを基準に、デジタルベースバンド信号をサブキャリアの受信信号に変換する。
ここで端末局装置３３ではまず、第１のチャネル情報推定回路１４６又は第１のチャネル情報推定回路１５６が、各サテライト基地局装置３２の各アンテナ素子が送信ウエイトベクトルにより形成する仮想的アンテナ素子と端末局装置３３の各アンテナとの間のチャネル情報を、受信信号に付与されたトレーニング信号より取得する。第１の受信ウエイト算出回路１４７又は第１の受信ウエイト算出回路１５７は、取得したチャネル情報から、受信ウエイトを生成する。ここでの受信ウエイトとしては、ＮＳＤＭ系統の信号系列を１段階で直接信号分離するためのＺＦ型やＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列でも良いし（図２２に相当）、第１特異値に対応する仮想的伝送路の信号に一旦分離し、その後にこの仮想的伝送路間の相互干渉を除去する２段階の受信ウエイト乗算処理を利用（図２３に相当）しても構わない。仮に後者の場合には、各サテライト基地局装置３２の各アンテナ素子が送信ウエイトベクトルにより形成する仮想的アンテナ素子と、端末局装置３３の各アンテナとの間のチャネルベクトルに対し、このベクトルを基に受信ウエイトベクトルの各成分を式（７）で求めても良いし（最大比合成のウエイト）、ないしは式（７）で与えられる値に対して全ての絶対値を一定にして与えても良い（等利得合成のウエイト）。この受信ウエイトをｗｒｘ,ｋＳ，１〜ｗｒｘ,ｋＳ,Ｎｍ（ここでは添え字の表記の都合上、Ｎｍは端末局装置の備えるアンテナ素子数ＮＭＴ−Ａｎｔとする）とし、端末局装置３３の各アンテナ素子で受信した信号ベクトルをＲｘとすると、式（３５）（図３４における（ｖｉ））で与えられる式で一旦、仮想的伝送路に信号を分離する。
ここでｒｋＳは第ｋＳサテライト基地局装置３２を介する仮想的伝送路の受信信号である。この時点でＮＳＤＭ×ＮＳＤＭのＭＩＭＯ伝送の信号となっているので、その後、端末局装置３３の第２の受信信号処理回路１５９にて一般的なＭＩＭＯ信号処理を実施する。具体的には、受信信号の先頭に付与された既知のトレーニング信号を参照し、ＮＳＤＭ系統の信号系列に対しＮＳＤＭ×ＮＳＤＭのチャネル行列を取得し、そのチャネル行列を基に受信信号検出処理を行う。先にも示した様に、ＺＦ型の逆行列やＭＭＳＥ型の線形受信ウエイト行列を乗算すること、ないしはＭＬＤなどの非線形の信号処理を行うことも可能である。この様に信号分離されたＮ系統の信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。一例としてＺＦ型やＭＭＳＥ型の線形受信ウエイト行列Ｗｒｘを用いる場合には、式（３６）（図３４における（ｖｉｉ））に示す演算を行う。ここで、煩雑さを避けるために式（３６）及び式（３７）ではＮＳＤＭをＮと表している。
なお、前述した様に、式（３５）と式（３６）の２段階の信号処理の代わりに、１段階で端末局装置３３の各アンテナ素子の受信信号を用いて直接信号分離をすることも可能である。これは、受信信号ベクトルＲｘに対して直接信号分離するＺＦ型やＭＭＳＥ型の線形受信ウエイト行列〜Ｗｒｘ（〜は行列Ｗｒｘの上に表記される）を用いて、式（３７）に示す信号処理を実施することに相当する。
以上の本発明の実施形態の特徴は、サテライト基地局装置３２は従来技術における再生中継機能を持つ訳ではなく、一方で通常の非再生中継のみの機能に限定される訳でもなく、受信信号の受信ウエイトベクトル乗算と、更にその信号に送信ウエイトベクトルを乗算するという中間的な処理を実施し、且つその送受信ウエイトベクトルは基本的に複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を有効活用するための指向性制御となっている点である。
図３５に本発明の実施形態におけるサテライト基地局装置の回路構成を示す。図３５において符号７００はアンテナ素子を示す。符号７０１はＴＤＤ−ＳＷを示す。符号７０２はローノイズアンプ（ＬＮＡ）を示す。符号７０３はミキサを示す。符号７０４はフィルタを示す。符号７０５はＡ／Ｄ変換器を示す。符号７０６はＦＦＴ回路を示す。符号７０７は受信ウエイト乗算回路を示す。符号７０８は送信ウエイト乗算回路を示す。符号７０９はＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路を示す。符号７１０はＤ／Ａ変換器を示す。符号７１１はミキサを示す。符号７１２はフィルタを示す。符号７１３はハイパワーアンプを示す。符号７１４はＴＤＤ−ＳＷを示す。符号７２１はアンテナ素子を示す。符号７２２はローノイズアンプ（ＬＮＡ）を示す。符号７２３はミキサを示す。符号７２４はフィルタを示す。符号７２５はＡ／Ｄ変換器を示す。符号７２６はＦＦＴ回路を示す。符号７２７は受信ウエイト乗算回路を示す。符号７２８は送信ウエイト乗算回路を示す。符号７２９はＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路を示す。符号７３０はＤ／Ａ変換器を示す。符号７３１はミキサを示す。符号７３２はフィルタを示す。符号７３３はハイパワーアンプを示す。符号７４０は送信ウエイト処理部を示す。符号７４１はローカル発振器を示す。符号７４２はローカル発振器を示す。符号７４３は通信制御回路を示す。以下、説明の都合上、左側が統括基地局装置３１との通信を行う側、右側が端末局装置３３と通信を行う側として説明を行う。
まず、ダウンリンク方向（統括基地局装置３１→サテライト基地局装置３２→端末局装置３３方向）について説明する。各アンテナ素子７００で受信した信号は、ＴＤＤ−ＳＷ７０１を介してローノイズアンプ７０２に入力される。ここでＴＤＤ−ＳＷ７０１の切り替えは、通信制御回路７４３が送受信のタイミングに合わせて行う。ローノイズアンプ７０２に入力された微弱な信号は増幅され、この増幅された信号とローカル発振器７４１から出力される局部発振信号とがミキサ７０３で乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ７０４で帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器７０５でデジタルベースバンド信号に変換される。デジタルベースバンド信号は全てＦＦＴ回路７０６に入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各周波数成分の信号に分離）する。この各周波数成分に分離された信号は、受信ウエイト乗算回路７０７に入力されると共に、送受信ウエイト処理部７４０−１にも入力される。
受信ウエイト乗算回路７０７では、このサテライト基地局装置３２が担う仮想的伝送路に対応させて第１特異値の受信ウエイトベクトルが乗算され、複数アンテナ素子によるベクトル状の信号から１系統のスカラー状の信号に変換される。この信号は送信ウエイト乗算回路７０８に入力され、送信ウエイト乗算回路７０８では着目するサテライト基地局装置３２から端末局装置３３への第１特異値に対応する仮想的伝送路に対応させて送信ウエイトベクトルが乗算されて、各アンテナ素子７２１に対応した信号が生成され、これらが各アンテナ素子系統のＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路７０９に入力され、このＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路７０９にて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）であればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子７２１ごとに、Ｄ／Ａ変換器７１０でデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器７４２から入力される局部発振信号と、ミキサ７１１で乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ７１２により帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ７１３で増幅され、ＴＤＤ−ＳＷ７１４を介してアンテナ素子７２１より送信される。
次に、アップリンク方向（端末局装置３３→サテライト基地局装置３２→統括基地局装置３１方向）について説明する。各アンテナ素子７２１で受信した信号は、ＴＤＤ−ＳＷ７１４を介してローノイズアンプ７２２に入力される。ここでＴＤＤ−ＳＷ７１４の切り替えは、通信制御回路７４３が送受信のタイミングに合わせて行う。ローノイズアンプ７２２に入力された微弱な信号は増幅され、この増幅された信号とローカル発振器７４２から出力される局部発振信号とがミキサ７２３で乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ７２４で帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器７２５でデジタルベースバンド信号に変換される。デジタルベースバンド信号は全てＦＦＴ回路７２６に入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各周波数成分の信号に分離）する。この各周波数成分に分離された信号は、受信ウエイト乗算回路７２７に入力されると共に、送受信ウエイト処理部７４０−２にも入力される。
受信ウエイト乗算回路７２７では、このサテライト基地局装置３２が担う仮想的伝送路に対応させて第１特異値の受信ウエイトベクトルが乗算され、複数アンテナ素子によるベクトル状の信号から１系統のスカラー状の信号に変換される。この信号は送信ウエイト乗算回路７２８に入力され、送信ウエイト乗算回路７２８では着目するサテライト基地局装置３２から統括基地局装置３１への第１特異値に対応する仮想的伝送路に対応させて送信ウエイトベクトルが乗算されて、各アンテナ素子７００に対応した信号が生成され、これらが各アンテナ素子系統のＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路７２９に入力され、このＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路７２９にて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）であればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子７００ごとに、Ｄ／Ａ変換器７３０でデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器７４１から入力される局部発振信号と、ミキサ７３１で乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ７３２により帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ７３３で増幅され、ＴＤＤ−ＳＷ７０１を介してアンテナ素子７００より送信される。
なお、受信ウエイト乗算回路７０７及び送信ウエイト乗算回路７２８で乗算される送受信ウエイトベクトルは、送受信ウエイト処理部７４０−１にて算出される。受信ウエイト乗算回路７２７及び送信ウエイト乗算回路７０８で乗算される送受信ウエイトベクトルは、送受信ウエイト処理部７４０−２にて算出される。ダウンリンクとアップリンクのそれぞれのＦＦＴ回路を用いて取得されたチャネル情報を基に受信ウエイトベクトルを算出し、キャリブレーション処理を施すことでその逆方向の送信ウエイトベクトルを算出する。統括基地局装置３１との間の送受信においては、その伝搬路が固定的で、且つ高所で見通し環境ということから一旦チャネル情報を取得すれば、その後は継続的にその値を使いまわすことも可能である。
したがって、サービス運用の開始前に繰り返しチャネル推定を行い、その平均化により高精度のチャネル推定結果（この場合には相対チャネル情報を利用）、及びそこから算出される送受信ウエイトベクトルを利用することが可能である。一方で、サテライト基地局装置３２と端末局装置３３との間のチャネル情報は、端末局装置３３やその周りの移動や環境変動により変化するため、リアルタイムでチャネル情報取得とウエイトベクトルの更新が必要となる。このチャネル情報の取得(チャネルフィードバック)の方法は如何なる手段を用いても構わない。そして、この様にして取得したチャネル情報に対し、送受信ウエイト処理部７４０−１及び７４０−２では、例えば特異値分解などの手法で第１特異値に対応する仮想的伝送路の送受信ウエイトベクトルを算出し、これを受信ウエイト乗算回路７０７、７２７、及び送信ウエイト乗算回路７０８、７２８に入力する。なお、通信制御回路７４３は送受信タイミングやシンボルタイミングを把握し、ＴＤＤ−ＳＷ７０１、７１４や各種回路に対して様々な指示を行う。通信制御回路７４３がこの様なタイミングを把握する根拠は、統括基地局装置３１との通信において統括基地局装置３１に同期させることで把握することも可能であり、ＧＰＳやその他の無線システム（例えばマクロセルの基地局からの信号）から取得される情報を用いて行っても構わない。
以上の様に、第３の実施形態の無線通信システム５２は、統括基地局装置３１（第１の無線局装置）と、複数のサテライト基地局装置３２（第２の無線局装置）と、端末局装置３３（第３の無線局装置）とを備える。統括基地局装置３１は、第１のアンテナ素子群を介して複数のサテライト基地局装置３２との無線通信を実行する第１無線局信号処理部を有する。サテライト基地局装置３２は、第２のアンテナ素子群を介して統括基地局装置３１との無線通信を実行し、第３のアンテナ素子群を介して端末局装置３３との無線通信を実行する第２無線局信号処理部を有する。
第３の実施形態のサテライト基地局装置３２（第２の無線局装置）の第２無線局信号処理部は、第１のアンテナ素子群と第２のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列に対する受信ウエイトベクトルを、ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出する。第２無線局信号処理部は、第２のアンテナ素子群を介して受信した信号に受信ウエイトベクトルを乗算することによって送信信号系列を生成する。第２無線局信号処理部は、生成した信号系列に基づく信号を第３のアンテナ素子群を介して端末局装置３３（第３の無線局装置）に送信する。
第３の実施形態のサテライト基地局装置３２（第２の無線局装置）の第２無線局信号処理部は、端末局装置３３（第３の無線局装置）の第４のアンテナ素子群とサテライト基地局装置３２（第２の無線局装置）の第３のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列に対する送信ウエイトベクトルを、ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出し、第３のアンテナ素子群を介して受信した信号に送信ウエイトベクトルを乗算することによって複数の系統の信号系列を生成し、複数の系統の信号系列に基づく信号を第２のアンテナ素子群を介して端末局装置３３（第３の無線局装置）に送信する。
第３の実施形態の無線通信システム５２の第１無線局信号処理部は、第１のアンテナ素子群と第２のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列に対する送信ウエイトベクトルを、ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出し、第２の無線局装置ごとに信号系列を生成し、生成した信号系列にそれぞれの信号系列に対応した送信ウエイトベクトルを乗算し、乗算した結果を全ての信号系統について加算合成し、加算合成した信号系列に基づく信号を、第１のアンテナ素子群を介してサテライト基地局装置３２（第２の無線局装置）に送信する。
第３の実施形態の無線通信システム５２の第１無線局信号処理部は、第１のアンテナ素子群と第２のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列に対する受信ウエイトベクトルを、ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいてサテライト基地局装置３２（第２の無線局装置）ごとに算出し、第１のアンテナ素子群を介して受信した信号に受信ウエイトベクトルを第２の無線局装置ごとに乗算することによって複数の系統の信号系列を生成し、複数の系統の信号系列に基づく信号から残留干渉成分を除去する。
これによって、第３の実施形態の統括基地局装置３１、サテライト基地局装置３２、端末局装置３３、無線通信システム５２及び無線通信方法は、見通し環境が支配的な環境でＭＩＭＯによって伝送容量を増大させることが可能となる。第３の実施形態の統括基地局装置３１、サテライト基地局装置３２、端末局装置３３、無線通信システム５２及び無線通信方法は、非再生の再ビームフォーミング中継によって、伝送容量を増大させることが可能となる。第３の実施形態の統括基地局装置３１、サテライト基地局装置３２、端末局装置３３、無線通信システム５２及び無線通信方法は、所望の特性で複数の信号系列を空間多重して伝送することが可能になる。
第１の実施形態においては、基地局装置７０、端末局装置６０、無線通信システム５０及び無線通信方法は、アクセス系に第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数利用して、空間多重を行うことも可能である。しかし、端末局装置６０の座標は固定的に設計できないので、空間多重的には基地局装置７０側の第１の信号処理部３０４を離れた場所に複数配置することが好ましい。このために、サテライト基地局装置３２として第１の信号処理部３０４に相当する機能を配置する場合には、その間を有線で引き回すより、無線で中継することが好ましい。この利用形態を実現する際には、非再生中継でありながらビームフォーミングだけは中継局において実施するという信号処理が有効であり、そのための実現方法を規定した。
［第４の実施形態］
［第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセル］
（列車ムービングセルと基本原理の概要）
先の第３の実施形態において説明した通り、５Ｇ(第５世代)に向けた将来無線アクセスにおいて、特に列車内の多数のユーザのトラヒックをマクロセルに収容する代わりに、これらのトラヒックを列車内で集約し、これらを一括して無線エントランスにて有線ネットワーク側にユーザデータを迂回しオフロードすることは、マクロセルの周波数資源を有効活用し、システム全体での総伝送容量を向上するには有効である。ここでは、列車と電車の区別は特に行わず、在来線や新幹線などの全ての車両を列車と標記する。
しかし、列車の場合には一般に移動速度が速く、新幹線であれば時速３００［ｋｍ／ｈ］を超え、在来線でも１００［ｋｍ／ｈ］以上の伝送速度を想定して無線エントランス回線を構成しなければならない。特に、大容量の回線を提供するためにはミリ波等の高周波数帯の利用が余儀なくされ、回線設計的には波長の２乗に比例する利得の損失と、ミリ波帯のハイパワーアンプの出力がマイクロ波帯に比べて非常に小さく、高出力なものは高価であることを考慮すると、低出力のアンテナ素子を多数利用する大規模アンテナ化により回線利得を確保する必要に迫られる。特に、列車の移動速度を考慮すれば、ハンドオーバの頻度を低減し制御の負荷を低減するためには、５００［ｍ］間隔程度のエリアをエントランス側の基地局装置でカバーしなければならない。大規模アンテナの利得の確保においては、チャネル情報のフィードバックを精度良く行い、高精度の指向性制御を行う必要があるが、列車の移動速度が速いことからチャネルの時変動が一般的に大きく、この時変動への高精度の追従と高速の指向性形成が必要となる。
先にも触れたが、一般にＭＩＭＯチャネルの時変動は、チャネル行列を特異値分解した際に得られる特異値が大きい方に対応した仮想的伝送路において、比較的小さくなる傾向がある。逆に小さな特異値に対応する仮想的伝送路において、チャネル時変動が非常に大きくなる傾向がある。ここでは送受信局が相互に見通し環境にあることを想定するため、第１特異値に対応する仮想的伝送路は見通し波に相当する伝送路である。この場合、列車の線路が概ね直線的であることを考慮すれば、線路の上部付近（架線柱など）に高指向性アンテナを線路と平行な方向に指向性を向けて設置し、列車との間で正面方向に向き合う形で無線信号を送受信することにすれば、見通し環境が長い時間に渡り安定的に確保できる。各アンテナ素子間のチャネル情報は、列車の移動方向と電波の到来方向とが概ね平行であるため、非常に急激に変化する。一方で、各アンテナ素子間の各パスのチャネル情報の相対的な関係（複素位相差）は、殆ど平面波に近似できる状況であるため、時間変動に対して殆ど変化がない。つまり、チャネル自体は高速で変動するが、第１特異値に対応する仮想的伝送路の送受信ウエイト自体は極めて変化が緩やかで、一定の送受信ウエイト値をある程度の期間保ち続けても、概ね理想的な指向性形成が維持できることになる。
一方で、第２特異値以降に対応する仮想的伝送路は、多くの反射波を積極的に利用することになり、移動方向に対して平行な方向ではない様々な方向からの入射波が支配的となる。このとき、様々な角度方向からの波が合成されていると、平面波とは明らかに異なる状況となり、時間変動と共に各アンテナ素子間の各パスに対応するチャネル情報の相対的な関係も大幅に変動する。そのため、チャネル情報の相対的な関係の変動に追従させるために、送受信ウエイトを高速で更新する必要があり、高速での更新ができなければ適切な指向性形成がなされないことになる。ここで、仮にインプリシット・フィードバックを導入してチャネル情報のフィードバックのオーバヘッドを低減したとしても、この急激なチャネル情報の変動に追従するためには極めて頻繁にチャネル推定用のトレーニング信号を交換しなければならず、現実的に求められる精度を達成するのは困難である。
ここで、列車に搭載する端末局装置と無線エントランスの基地局装置とが備える送受信用の各種回路（ハイパワーアンプ、ローノイズアンプ、フィルタ、ミキサ等）は、温度特性などに起因して変化する複素位相の回転量を精度の高いキャリブレーション処理で時間変動なく常に概ね一定として扱うことが可能であるとする。この場合、ある列車に着目すれば、通過する線路が決まればその列車（厳密には列車に搭載される端末局装置の各アンテナ素子）の移動経路は極めて高精度で１次元的な変位を示し、その１次元的な移動ルート上の座標を把握できれば、毎回毎回、同一場所に列車がある場合のチャネル情報はほぼ同一のチャネルとなる。
もちろん、例えば８０ＧＨｚなどを想定すると波長は３．７５ｍｍであり、僅か１ｍｍの座標のズレで波長の２５％以上の座標の誤差となり絶対的なチャネル情報は大きく変化するが、ここで議論すべきは送受信ウエイトを算出する際に必要となる相対チャネル情報である。平面波的に到来する見通し波の場合、その平面とアンテナ素子が２次元的に配置されている平面が概ね平行である限り、その相対チャネル情報はその程度の座標の誤差では大きな影響は受けない。一般に、送受信ウエイトの変動に関して、見通し方向（送受信アンテナを結ぶ直線と平行な方向）に垂直な方向に遷移する場合と見通し方向に平行な方向に遷移する場合とで比べると、垂直な方向に遷移する場合の方が送受信ウエイトの変動量は大きくなる。もちろん、線路と列車の車輪の幅との遊びは数ｍｍ以上あるかも知れないので厳密に同一座標を通過する訳ではなく、この見通し方向に垂直な方向に対しても若干の誤差を伴うことになる。しかし、上述の様に第１特異値に対応する仮想的伝送路の場合には概ね平面波で近似可能であり、その程度の誤差であれば送受信ウエイトの変化は許容範囲である。一方、見通し方向に平行な方向に遷移する場合において、列車の位置の判定の精度は、移動速度が速いことに起因して低くなる。しかし、平面波であれば送受信ウエイトは、垂直な方向に列車が遷移する場合に比べて全く鈍感であり、十分に対応可能である。
なお、送受信ウエイト自体は時変動が小さいかも知れないが、この送受信ウエイトを用いて合成した信号の複素位相は座標と共に変動し、それはドップラーシフトとして観測される。ただし、ドップラーシフト自体は周波数誤差と本質的に差はないため、例えばＯＦＤＭを用いる場合でもサブキャリア間隔に比較して小さな値に収まっているならば、ＯＦＤＭの直交性を破るまでには至らないため、残留周波数誤差の補償をトラッキング処理などで実施することで対応することが可能である。
そこでまず、１次元的な列車の移動における列車の位置（座標）を高精度で判定するためのメカニズムを導入する。例えば、線路脇に何らかの座標を特定する目印を所定の間隔で配置し、その目印をカメラ等で撮影し、その映像に画像処理を施すことでその座標を測定する。例えば、バーコード状の幾何学的な座標情報の目印を１０［ｍ］間隔で配置し、カメラで撮影した画像を解析してバーコードから目印の座標を特定する。実際に目印の箇所を通過する時刻と、画像解析により目印の座標を特定できる時刻にはタイムラグが生じるが、このタイムラグがどの程度の時間となるかを事前に取得することは可能である。一方で、このタイムラグは全ての目印で概ね同一であると推定されることから、その目印を１０［ｍ］間隔で設置しているとすれば、その目印を画像解析で認識する時刻の差分と１０［ｍ］という移動距離の関係から、その瞬間の移動速度を高精度で推定することは可能である。更に、その移動速度と上述のタイムラグの時間から、列車が目印の座標を判定した瞬間に実際にどの場所にいるかが高精度で推定できると共に、そこからある微小時間が経過した際の座標も同様に推定できる。
この様にして、１次元的な移動における瞬時の座標を精度良く取得することは可能である。ここではバーコードを例として示したが、ＬＥＤ等による光学的な信号でも構わないし、無線タグの様な電磁波的な信号を用いて座標を特定することにしても構わない。現時点のＧＰＳの座標推定精度はあまり高くないが、Ａｓｓｉｓｔｅｄ ＧＰＳとして別途設定する無線回線（異なる周波数帯であったり、異なるシステムを介したもので構わない）を介してＧＰＳの補正値情報を取得すると、ＧＰＳの測位の精度は５〜１０［ｍ］程度に抑えられることが知られている。更に、列車の場合には線路上を走行するために、移動経路が１次元的であり、ＧＰＳなどを利用する場合でもその１次元経路上（線路上）の場所に限定すれば更に精度は高まる。今後、準天頂衛星を用いた座標特定では数ｃｍ程度の精度で座標推定も可能と言われており、この様な将来のＧＰＳ機能を利用することも当然可能である。更には、自動車の速度計や距離計と同様に、車輪の回転回数から移動距離を取得することも可能であり、駅のホームなどで停車した際に高精度の座標補正を行い、その地点からの移動距離とＧＰＳ情報やその他の座標取得手段を併用する等、組み合わせを用いれば、測定精度は飛躍的に向上する。この様にすれば、上述の様にカメラと画像認識機能などを用いずとも、高精度の座標推定が可能となる。これらの如何なる手段で座標情報を取得したとしても同様に本実施形態は適用可能である。
以上の説明では列車側において座標を推定する場合を説明したが、同様に基地局装置側においても通信相手である列車の座標の特定を行う必要がある。基本的には、この基地局装置と有線ネットワークとを介して接続された走行する列車の座標特定手段を用い、基地局装置は列車の座標を取得することになる。この様に有線ネットワーク側で列車の座標を特定する場合には、例えば発光体とその受光器とを線路わきに配置し、列車の通過時に光が遮られることを利用する様な構成でも良いし、列車側に発光体を設置し、その発光体の光を線路わきの受光器が検出するという構成でも良い。カメラを線路わきに多数設置するのはコストの点で非現実的だが、その他の手法でその座標を高精度で取得することは可能である。ないしは、列車が取得した座標情報を低遅延の別途設定する無線回線（異なる周波数帯であったり、異なるシステムを介したものでも構わない）で基地局装置側に通知することができれば、有線ネットワークにて接続された座標情報の取得手段を用いずとも、基地局装置側で列車の座標を特定することも可能である。
次に、この様な列車の座標が特定可能な状態で、例えば深夜帯など通常のサービス外の時間帯や、ないしはサービス運用開始前などにおいて、実際の車両を走行させながら、その時のチャネル行列をその座標情報と関連付けて事前に取得し、基地局装置又は端末局装置に記憶させておく。何回か測定してその平均値を求めるなどすれば、より高精度なチャネル行列と列車の座標との対応関係が取得できる。この平均値を求める際には、測定されたままの絶対的なチャネル情報の代わりに、基準アンテナの複素位相を基準とする相対チャネル情報を利用し、この相対チャネル情報に対して送受信ウエイトを算出する。チャネル行列の測定は列車側に加えて有線ネットワーク側の基地局装置でも実施する。ないしは、インプリシット・フィードバックなどの手法により、ダウンリンクのチャネルの情報からアップリンクのチャネルの情報を取得しても構わない。
以上の様に、実際のサービス運用が開始するよりも前に、事前に列車の座標とアップリンク及びダウンリンクのチャネル行列の関係のデータベースを構築する。正確には、チャネル行列を基に、第１特異値に対応する仮想的伝送路の送受信ウエイトを事前に算出し、送受信ウエイトをデータベースに記憶させる。例えば列車側においては、各仮想的伝送路のアップリンクで用いる送信ウエイトベクトルとダウンリンクで用いる受信ウエイトベクトルとを、離散的な座標情報に対応付けてデータベースに記憶する。同様に基地局装置側においては、各仮想的伝送路のアップリンクで用いる受信ウエイトベクトルとダウンリンクでの送信ウエイトベクトルとを、離散的な座標情報に対応付けてデータベースに記憶する。
図３６に、第４の実施形態における無線通信システムの構成の概要を示す。同図において、符号６００は基地局装置、符号６０１−１〜６０１−８は基地局装置の第１の信号処理部、符号６０２−１〜６０２−８は幾何学的座標情報、符号６０３は列車、符号６０４は端末局装置、符号６０５はカメラ、符号６０６は列車側のウエイト行列／座標データベース、符号６０７は基地局装置側のウエイトベクトル／座標データベースをそれぞれ示す。なお、第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８のいずれかを示す際には、第１の信号処理部６０１と記載する。
列車６０３は進行方向の先頭車両の先頭部上方、ないしは最後部車両の最後部の上方部分に多数のアンテナ素子を備えた端末局装置６０４を設置する。ここでの設置場所は列車６０３の車内から窓越しに信号の送受信をする構成でも良いし、列車６０３の外部に設置して、更に雨風の影響を低減するためのカバー（レドーム）で覆っても良い。また基地局装置６００は、第１の実施形態において図１６に示した第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４の様な複数の第１の信号処理部６０１−１〜８を備える。第１の信号処理部６０１−１〜８は、物理的に距離を開けて設置される。例えば、第１の信号処理部６０１−１〜８は、１ｍ間隔ないしは２ｍ間隔などの間隔が設けられて多数、設置される。これらの第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８に対し、基地局装置６００は、図１６に示した第２の信号処理部３０５をも合わせて備える。基地局装置６００が備える第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８は、例えば列車６０３の線路に対して垂直な方向に線路を横断する様に設けられている架線柱などに設置される。第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８は、図１６に示した第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４と同様に多数のアンテナ素子と信号処理のための回路を備える。
端末局装置６０４も同様に多数のアンテナ素子を備える。端末局装置６０４のアンテナ素子及び第１の信号処理部６０１−１〜８のアンテナ素子はそれぞれ、回線利得の確保のためにアンテナ素子から見て前方方向に指向性を高めた構成を取る。列車６０３の移動は完全な直線ではなくカーブを伴う場合があるため、過剰に指向性利得が高ければ良いという訳ではなく、列車６０３に設置された端末局装置６０４から見て基地局装置６００が存在する方位、及び基地局装置６００から見て列車６０３の端末局装置６０４が存在する方位に対しては指向性利得が低下しない範囲で、高い指向性利得をアンテナ素子が有することが理想的である。
図３６に示す例では列車６０３にはカメラ６０５が実装され、線路脇の幾何学的座標情報６０２を撮影し、図中に明記していない画像解析機能により列車６０３の座標を把握する装置を列車６０３が備える。また、基地局装置６００はウエイトベクトル／座標データベース６０７を備え、列車６０３の端末局装置６０４はウエイト行列／座標データベース６０６を備える。幾何学的座標情報６０２−１〜６０２−８は、概ね等間隔に線路脇に設置されており、列車６０３に実装されたカメラ６０５で撮影可能な位置に配置されている。幾何学的座標情報６０２−１〜６０２−８には、幾何学的座標情報６０２−１〜６０２−８が設置されている座標を示す座標情報ないしは幾何学的座標情報６０２−１〜６０２−８を特定できる情報がバーコード等により記録されている。
例えば、列車６０３は走行しながらカメラ６０５で幾何学的座標情報６０２−１〜６０２−８を撮影し、幾何学的座標情報６０２−７の画像を認識した際には、その幾何学的座標情報６０２−７の情報から幾何学的座標情報６０２−７の座標を特定する。実際には画像認識にタイムラグがあるのであれば、そのタイムラグの時間ΔＴを工場出荷時ないしは製品設計時に把握しておく。幾何学的座標情報６０２−１〜６０２−８はカメラ６０５により順に画像認識されるため、ある時刻ｔ１［ｓ］で幾何学的座標情報６０２−８の認識がなされ、別の時刻ｔ２［ｓ］で幾何学的座標情報６０２−７の認識がなされとすれば、幾何学的座標情報６０２−８と幾何学的座標情報６０２−７との間の距離ｘ［ｍ］に対してｖ＝ｘ／（ｔ２−ｔ１）で秒速度［ｍ／ｓ］を把握し、時刻ｔ２から微小時刻Δｔ経過した時刻ｔ２＋Δｔにおいては、ｖ×ΔＴ［ｍ］だけ幾何学的座標情報６０２−７の座標よりも前方に位置しているものと判断する。
一方でサービス運用開始よりも前に、列車６０３は所定の線路上を走行しながら、基地局装置６００の各第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８から送信されたトレーニング信号を端末局装置６０４の各アンテナ素子で受信し、そのＭＩＭＯチャネルのチャネル情報を取得する。その取得されたチャネル情報を基に、上述の第１特異値に相当する仮想的伝送路を利用する通信で用いる受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトルを第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８ごとに取得し、これをウエイト行列／座標データベース６０６に記録する。受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトルを複数回取得する場合には、その平均値を求めるなどして精度の向上を図ることが可能である。また、この平均化に際しては、例えば端末局装置６０４が備えるアンテナ素子の中の所定のアンテナ素子の送受信ウエイトベクトルの複素位相を基準とする形で、端末局装置６０４が備えるアンテナ素子の送信ウエイトベクトルの各成分を相対的な送受信ウエイトとするなど、異なる時刻に取得された情報であっても平均化することが可能な処理を行うことが好ましい。
同様のデータベースは、基地局装置６００側でも作成され、ウエイトベクトル／座標データベース６０７に記憶される。上述の説明では、基地局装置６００側からトレーニング信号を送信する場合について説明したが、後述する何らかの手法で列車６０３の座標と時刻情報を列車６０３（ないしは端末局装置６０４）側で記録すると共に、端末局装置６０４側からトレーニング信号を送信し、基地局装置６００の第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８の各アンテナ素子でこれを受信し、ＭＩＭＯチャネルのチャネル情報を受信時刻情報と共に記録する。その記録された時刻情報と列車の座標情報、及び時刻情報とチャネル情報の関係を基に、上述の第１特異値に相当する仮想的伝送路を利用する通信で用いる所定の列車の座標に対する受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトルを第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８ごとに取得し、これをウエイトベクトル／座標データベース６０７に記録する。又は、列車６０３側でダウンリンクのチャネル情報を取得できさえすれば、キャリブレーション技術を用いてアップリンクのチャネル情報を取得することも可能であるので、基地局装置６００側から送信したトレーニング信号を用いて列車６０３側で一通りのチャネル情報を取得した後で、オフラインでキャリブレーション処理によりアップリンクのチャネル情報を取得し、このチャネル情報を基に第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８ごとに送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルを算出し、これをデータベース化してウエイトベクトル／座標データベース６０７に記録してもよい。
以上の処理においては、基地局装置６００側で取得する情報や端末局装置６０４側で取得する情報などを総合的に処理してウエイト行列／座標データベース６０６及びウエイトベクトル／座標データベース６０７に記録すべき情報を生成するため、必要な情報を一旦、別の計算機などの環境に集約し、そこで加工処理を行った情報を、別途、基地局装置６００のウエイトベクトル／座標データベース６０７及び端末局装置６０４のウエイト行列／座標データベース６０６に記録する構成としても構わない。
ここで、ウエイト行列／座標データベース６０６及びウエイトベクトル／座標データベース６０７における送受信ウエイトベクトルに対応する座標の間隔は、幾何学的座標情報６０２−１〜６０２−８が設置される位置の間隔と一致する必然性は全くない。上述の様に幾何学的座標情報６０２−１〜６０２−８の間の任意の位置においても列車の移動速度と経過時間などから座標情報は取得可能であり、その任意の位置において取得したチャネル情報を基に、その任意の位置における送受信ウエイトベクトルを算出することも可能であるから、ウエイト行列／座標データベース６０６及びウエイトベクトル／座標データベース６０７における送受信ウエイトベクトルに対応する位置（座標）の間隔は任意に設定することが可能である。
この端末局装置６０４のウエイト行列／座標データベース６０６及び基地局装置６００側のウエイトベクトル／座標データベース６０７には、離散的な座標に対する送受信ウエイトベクトルが記録されており、連続的なデータ送受信のためにはこの離散的な送受信ウエイトベクトルに対応する座標の間における送受信ウエイトベクトルを取得する必要がある。しかし、もし仮にウエイト行列／座標データベース６０６及びウエイトベクトル／座標データベース６０７に記録される送受信ウエイトベクトル／行列に対応する座標の刻み幅が十分短く、その連続する座標それぞれに対応する送受信ウエイトベクトル／行列の差分が十分小さければ、次の送受信ウエイトベクトル／行列が記録されている座標までの間は、同一の送受信ウエイトベクトル／行列を継続的に使い続けてもあまり問題とならない。ウエイトベクトル／座標データベース６０６及びウエイトベクトル／座標データベース６０７の記憶容量に対する制約がなければ、この様に新たな記録された座標地点までは同一の送受信ウエイトベクトル／行列を使い続けられる様に、より多くの座標情報の送受信ウエイトベクトル／行列をウエイトベクトル／座標データベース６０６及びウエイトベクトル／座標データベース６０７内に記録されることが好ましい。ただし、記憶容量に制限がある場合には、例えば連続する２点の座標それぞれに対応する送受信ウエイトベクトル／行列を用いて、２点の座標に挟まれる区間においては内挿補間を行い、近似的にその区間内の送受信ウエイトベクトル／行列を算出する構成としても良い。
なお、列車６０３は高速で移動している場合、基地局装置６００及び端末局装置６０４で観測される受信信号の周波数にはドップラーシフトが生じる。このため、上述の説明においてサービス運用開始前に事前に測定するチャネル情報には、当然ながら列車６０３の移動速度に依存するドップラーシフトの影響が含まれている。このドップラーシフトでは、周波数のオフセットに伴い波長の変位が生じるため、チャネル情報そのものの値は列車６０３の速度によって異なる値となる。通常の列車６０３の運行においては、同一カ所においては同一速度で走行することが期待されるが、実際には何らかの運行上のトラブルで減速運転する可能性も否定できず、その様な事態において列車６０３の中のユーザがインターネットアクセスする際に支障が出る様なエントランス回線の通信品質の劣化は避けなければならない。
しかし、基地局装置６００の各第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８の各アンテナ素子にしても、端末局装置６０４の各アンテナ素子にしても、それぞれが第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用する場合には、そのアンテナ素子が非常に狭い領域に集中していることが想定されている。この場合、基地局装置６００の各第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８の各アンテナ素子にしても、端末局装置６０４の各アンテナ素子にしても、その経路長差は小さな値に設定されており、更にそれぞれのアンテナ素子の見える方角は非常に高い精度で同一方向となっている。この場合、各アンテナ素子で発生するドップラーシフト量はほぼ同一の値であり、更に各アンテナ素子間の相対的なチャネル状態の複素位相差は高い精度で列車６０３の移動速度に依存しない値となる。すなわち、チャネル情報（及びチャネル情報を成分とするチャネルベクトル）は列車６０３の移動速度に起因して異なる値となるが、そのチャネルベクトルに対応した送受信ウエイトベクトル自体は列車６０３の移動速度に依存しないことになる。したがって、上述の手法で列車６０３の移動速度を算出することは可能であり、その移動速度や座標の関係からドップラーシフト量も推定し、任意の移動速度に対するチャネルベクトルの補正を実施することも原理的には可能であるが、そこまでの補正処理をするまでもなく、第１特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に利用する第４の実施形態における無線通信システムにおいては、ドップラーシフトの補正なしにデータベース化された送受信ウエイトベクトルをそのまま利用することが可能である。
（第４の実施形態の無線通信システムにおける信号処理の概要）
以下に、図面を参照して、第４の実施形態の無線通信システムで行われる信号処理の概要を説明する。ここで用いるトレーニング信号とは、例えば各周波数成分のチャネル情報を取得可能なＯＦＤＭ信号のトレーニング信号でも良いし、時間相関を算出するために自己相関の小さなトレーニング信号であっても良い。またＯＦＤＭ信号をトレーニング信号として用いる場合であっても、必ずしも一般的なＯＦＤＭ信号の様にガードインターバルを付与する必要はなく、各周波数成分がガードインターバルなしに連続するトレーニング信号を用いることも可能である。これは、送受信ウエイトベクトルの算出においては絶対的なチャネル情報（ないしはチャネル行列、チャネルベクトル）は必ずしも必要ではなく、各アンテナ素子間の複素位相の相対的な関係だけ取得できれば十分であるからであり、任意の１本の基準アンテナ素子に対する位相関係が取得できるのであれば、ＯＦＤＭ信号のシンボルタイミングを高精度に検出する必然性はないためである。また、ＯＦＤＭ信号である場合にも、後述する様に使用する全てのサブキャリアを用いたトレーニング信号である必要もなく、トレーニング信号として割り当てるサブキャリア数を限定し、サブキャリア当たりの送信電力を高めて、受信側でのＳＮＲを高めた状態で利用するトレーニング信号であっても構わない。
＜基地局装置側からトレーニング信号を送信する場合＞
図３７は、第４の実施形態における第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルにおける信号処理の概要を示す図である。ここでは、基地局装置から端末局装置側にトレーニング信号が送信され、端末局装置側で座標情報とチャネル情報とが記録される場合の例を示している。また、以降の説明では明示的には記載していないが、例えばＯＦＤＭを用いる場合の様に広帯域のシステムの場合には、サブキャリアごとのチャネル情報の取得、及び送受信ウエイトの算出が必要となるが、説明を簡単にするためにサブキャリア等に関する添え字などの記述や詳細な説明は省略する。
図３７（ａ）は、基地局装置６００が行う処理を示すフローチャートである。基地局装置６００は、処理を開始すると、トレーニング信号を連続的に送信する（ステップＳ３７０１）。基地局装置６００は所定の期間に亘りトレーニング信号を連続的に送信した後に処理を終了する。基地局装置６００は、例えば列車６０３が当該基地局装置６００のエリア内に存在することを検出し、エリア内に列車６０３が存在する期間に亘りトレーニング信号を連続的に送信する。列車６０３に備えられる端末局装置６０４は、基地局装置６００から送信されるトレーニング信号を受信する。基地局装置６００による列車６０３の検出は、列車６０３の運行情報などに基づいて行ったり、他の何らかの方法で行ったりする。
図３７（ｂ）は、列車６０３における端末局装置６０４が行う処理を示すフローチャートである。端末局装置６０４は、処理を開始すると、走行中にＧＰＳやカメラ６０５で撮像された撮影画像の解析など任意の方法で座標情報を取得し（ステップＳ３７１１）、座標情報の取得に合わせて任意の手法で時刻情報も取得する（ステップＳ３７１２）。端末局装置６０４は、ステップＳ３７１１で取得した座標情報と、各座標情報に対応しステップＳ３７１２で取得した時刻情報とを対応付けて記憶し（ステップＳ３７１３）、処理を終了する。この処理での時刻の取得方法は、例えばＧＰＳやマクロセルの他の無線通信システムからの情報などを利用しても構わないし、事前に時刻合わせを行った時計を実装し、その時計の刻む時刻をそのまま記録しても構わない。ここで、ステップＳ３７１３で座標情報と時刻情報を関連付けて記録する際に、座標情報を解析するためのタイムラグの後の時刻情報ではなく、タイムラグが生じる前の座標情報を含む生の情報（例えばカメラの画像やＧＰＳの信号）を取得した時点の時刻情報であり、この時刻情報と解析後の座標情報を併せて記録する場合には、後述するオフライン処理での情報の加工に際しては、このタイムラグに関する補正を行う必要はない。なお、この時刻情報と座標情報との対応を記録するのは、必ずしも無線通信システムの端末局装置６０４によって行う必要もなく、全く独立な別のシステムにおいても時刻情報と座標情報を記録できさえすれば、如何なる装置を用いても構わない。
図３７（ｃ）も、列車６０３における端末局装置６０４が行う処理を示すフローチャートである。端末局装置６０４は、図３７（ｂ）に示した処理に加えて図３７（ｃ）に示す処理を行う。端末局装置６０４は、処理を開始すると、トレーニング信号を受信し（ステップＳ３７２１）、トレーニング信号の受信に合わせて時刻情報を取得する（ステップＳ３７２２）。端末局装置６０４は、受信したトレーニング信号に対して受信信号処理を施し、チャネル推定を行う（ステップＳ３７２３）。ここでの受信信号処理としては例えば、受信した信号をローノイズアンプで増幅し、ミキサを介して無線周波数からベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換により時間軸上のサンプリング信号を生成し、ＯＦＤＭ変調方式であれば所定のシンボルタイミングでＦＦＴ処理を施し、既知のトレーニング信号との比較からチャネル推定を施す。トレーニング信号がガードインターバルを含まない連続信号であれば、任意のタイミングでＦＦＴ処理を施しても構わない。また、チャネル推定結果は基準アンテナ素子のチャネル推定結果又はその複素位相で除算して、実際に送受信ウエイトベクトルの算出で必要となる相対チャネル情報に変換しても構わない。
端末局装置６０４は、ステップＳ３７２３で取得したチャネル情報を、ステップＳ３７２２で取得した時刻情報に対応付けて記憶し（ステップＳ３７２４）、処理を終了する。ここで、ステップＳ３７２３でチャネル情報を取得できるタイミングは、ステップＳ３７２１でトレーニング信号を受信した時刻と異なりタイムラグが存在するが、ステップＳ３７２２で取得する時刻情報をステップＳ３７２１でトレーニング信号を受信した時刻となる様に管理すれば、ステップＳ３７２３でチャネル情報を取得できるタイミングまでにタイムラグが生じても、ステップＳ３７２４にてチャネル情報に対応付けて記録する時刻情報からタイムラグを排除することが可能であり、以降の説明ではチャネル情報の取得時刻にはタイムラグが含まれないものとして説明を行う。なお、上述の信号処理やチャネル推定は、別途、時間を変えてオフライン処理として実施することも可能であるため、生のサンプリングデータをそのまま記録することとしても構わない。ただし以降の説明では、便宜上、チャネル推定結果（相対チャネル情報）が記録されているものとして説明を行う。
図３８は、第４の実施形態における座標情報及びチャネル情報を取得した後に行うオフラインの信号処理の概要を示す図である。ここでは図３７と同様に、基地局装置６００から端末局装置６０４側にトレーニング信号が送信され、端末局装置６０４側で座標情報とチャネル情報とが記録される場合のオフライン処理の例を示している。このオフラインの信号処理は、信号処理装置により行われる。信号処理装置は、端末局装置６０４内に設けられていてもよいし、端末局装置６０４において取得された座標情報、時刻情報及びチャネル情報を取得できる独立した装置として設けられてもよい。
オフラインの信号処理が開始されると、信号処理装置は、記録された時刻情報と座標情報との組み合わせのデータを読み出し（ステップＳ３８０１）、時系列的に前回に相当する座標情報との座標の差分（移動距離）を算出する（ステップＳ３８０２）。また、信号処理装置は、時刻情報についても前回に相当する時刻情報との差分として経過時間を算出する（ステップＳ３８０３）。信号処理装置は、これらの差分の除算により移動速度を算出し（ステップＳ３８０４）、別途測定している実際に座標情報を取得する際に要するタイムラグから、そのタイムラグ中に列車６０３が移動した距離を算出し、その移動距離分だけを加算した座標情報を算出する（ステップＳ３８０５）。ここで、タイムラグとは、例えば、カメラで撮影した映像を画像処理して座標情報を取得する場合などは、その画像処理などに要する時間を意味し、実際の画像取得とその座標情報を記録するまでの時間に相当する。チャネル情報の取得時刻と座標情報の取得時刻とは必ずしも一致している必然性はないので、信号処理装置は、ここでの座標情報と時刻情報と移動速度の関係から、時刻と座標の対応の換算式を抽出して管理する（ステップＳ３８０６）。ただし、上述の事前の処理でタイムラグを排除した形で時刻情報と座標情報が対応付けられて記録されている場合には、ステップＳ３８０５のタイムラグに関する補正処理は省略可能である。
一方、信号処理装置は、ステップＳ３８０１からステップＳ３８０６の処理と並行して、チャネル情報と時刻情報との組み合わせを読み出すと（ステップＳ３８０７）、時刻情報から上述の換算式により座標情報を推定する（ステップＳ３８０８）。信号処理装置は、チャネル情報からチャネル行列を算出し（ステップＳ３８０９）、チャネル行列に対して特異値分解を行う（ステップＳ３８１０）。信号処理装置は、ステップＳ３８１０における特異値分解で得られる第１左特異ベクトルを端末局装置６０４の受信ウエイトベクトルとして座標情報に対応付けて記録し（ステップＳ３８１１）、特異値分解で得られる第１右特異ベクトルを基地局装置６００の送信ウエイトベクトルとして座標情報に対応付けて記録する（ステップＳ３８１２）。
更に、信号処理装置は、ステップＳ３８１０において算出された第１左特異ベクトル（受信ウエイトベクトル）及び第１右特異ベクトル（送信ウエイトベクトル）に対するキャリブレーション処理を行う（ステップＳ３８１３）。信号処理装置は、受信ウエイトベクトルに対するキャリブレーション処理により得られたベクトルを端末局装置６０４の送信ウエイトベクトルとして座標情報に対応付けて記録し（ステップＳ３８１４）、送信ウエイトベクトルに対するキャリブレーション処理により得られたベクトルを基地局装置６００の受信ウエイトベクトルとして座標情報に対応付けて記録する（ステップＳ３８１５）。以上の処理は、基地局装置６００側の第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８に係る各第１特異値に対応する仮想的伝送路ごとに実施され、それぞれに対して情報の記録が行われる。
ここまでの処理では、基地局装置６００側の全ての第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８に係る各第１特異値に対応する仮想的伝送路ごとの処理を示したが、列車が移動することで基地局装置６００と端末局装置６０４との間が刻一刻と変化する状況では、第２の実施形態に示した様に特定の距離に合わせて第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８の間隔を最適化することはできず、その結果、全ての仮想的伝送路が概ね直交しているとは限らない。そこで、信号処理装置は、若干冗長な数の基地局装置６００側の第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８のうち、効率的な一部の仮想的伝送路を選択する（ステップＳ３８１６）。基地局装置６００と端末局装置６０４とのデータ伝送は、ステップＳ３８１６において選択された仮想的伝送路に対応する送受信ウエイトベクトルを用いて行われる。
例えば目標とする空間多重数がＮＳＤＭである場合、基地局装置６００側の第１の信号処理部６０１に係る仮想的伝送路に対応する端末局装置６０４側の受信ウエイトベクトルの中で、相関が小さなＮＳＤＭ個の受信ウエイトベクトルの組み合わせを、記録された複数の受信ウエイトベクトルから選択する。この選択は、例えば記録された複数の受信ウエイトベクトルから相関値が最小となるＮＳＤＭ個の受信ウエイトベクトルの組み合わせを検索することにより行われる。この検索方法の例としては、例えばＮＳＤＭ個の受信ウエイトベクトルを選択した場合に、そのＮＳＤＭ個の受信ウエイトベクトルに含まれる２個の受信ウエイトベクトルの組み合わせごとに算出される相関値のうち最大の相関値を、ＮＳＤＭ個の受信ウエイトベクトルの組み合わせにおける相関値とし、その相関値が最小となる受信ウエイトベクトルの組み合わせを選択する様にしても良い。ここでの２個の受信ウエイトベクトルの組み合わせに対して算出される相関値とは、規格化されたベクトルの内積値に相当する。なおその他にも、例えばＮＳＤＭ個の受信ウエイトベクトルにおける相関値を、ＮＳＤＭ個の受信ウエイトベクトルに含まれる２個の受信ウエイトベクトルの組み合わせごとに算出される相関値の絶対値のべき乗和とし、そのべき乗和が最小となる組み合わせを選択してもよい。
この様に、何らかの基準で相関の小さな受信ウエイトベクトルの組み合わせを選び、その組み合わせ情報（つまり、これは基地局装置６００側の全ての第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８の中の、どの第１の信号処理部を選択して通信するかの組み合わせに相当する）も上述の送受信ウエイトベクトルに対応付けて、列車６０３側の端末局装置６０４に対する送受信ウエイトベクトル及び基地局装置６００側の送受信ウエイトベクトル及び利用する第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８の中の組み合わせ情報を記録して管理する。この記録管理の間隔は、チャネルの時変動に伴う送受信ウエイトベクトルの時変動が無視可能な微小な座標の差分の間は一定値とし、概ね有意な差が表れるごとに座標情報と送受信ウエイトベクトル情報を記録管理しても構わない。
なお、上述の説明ではこの仮想的伝送路の活用数、すなわち空間多重数をＮＳＤＭと固定して説明したが、この数を可変とし、受信ウエイトベクトルの全組み合わせの中でその相関値（規格化されたベクトルの内積値に相当）の最大値が所定の閾値を下回る範囲で最大の仮想的伝送路数を活用しても良い。同様に、相関値の絶対値のべき乗和が所定の閾値を下回る範囲で最大の仮想的伝送路数を活用しても良い。広帯域のシステムであれば、サブキャリアごとの多重数が一定である必然性もないため、サブキャリアごとに異なる多重数として管理することも可能である。これらの場合には、データベース化される送受信ウエイトベクトルの情報と共に、これらの多重数といずれの第１の信号処理部６０１に係る仮想的伝送路を活用するのかを管理することになる。
この場合、基地局装置６００に備えられる通信制御回路は、ウエイトベクトル／座標データベース６０７を参照し、座標ごとにその座標において通信に利用される第１の信号処理部に対して信号送受信の指示を行う構成としても良い。また、ここでのデータベースに用いる座標情報は２次元ないしは３次元的なその地理的座標を表すものである必要はなく、線路上での任意の始点からの距離の様に１次元的であったり、あくまでもチャネル情報との対応が取れる情報であれば如何なる情報であっても構わない。
更に、ここでは前回の座標情報と前回の時刻情報を必要とするが、データベースの先頭のデータに関しては、その前の座標及び時刻情報が存在しないため、移動速度情報を取得することはできない。しかし、一つの基地局装置６００がカバーするエリアと、その隣接する基地局装置６００のカバーするエリアにはオーバーラップがあり、実際にはサービスエリアが切り替わる前からデータの取得を行っていれば、記録されたデータの先頭の情報は無視しても何ら問題はない。例えば駅のホームをサービスエリアに含む基地局装置６００の場合には、駅のホームで停車中からデータの取得を行えば、先頭のデータを捨てても何ら問題はない。ないしは、移動速度などは列車の車輪の回転数などを測定することで直接的に取得することも可能であり、その場合には座標の差分と時刻の差分から移動速度を求めなくても、直接求めた値を移動速度としてチャネル情報の測定時に合わせて記録しておき、この値を利用することも可能である。この様に、取得したデータをオフライン的に解析することで、必要な情報を加工して準備することが可能となる。
＜端末局装置側からトレーニング信号を送信する場合＞
図３９は、第４の実施形態における第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルにおける別の信号処理の概要を示す図である。図３９に示す信号処理は、図３７に示した信号処理と異なり、端末局装置６０４から基地局装置６００にトレーニング信号を送信し、端末局装置６０４が座標情報を取得し、基地局装置６００がチャネル情報を記録する場合の信号処理を示している。
図３９（ａ）は、端末局装置６０４が行う処理のフローチャートである。端末局装置６０４は、列車６０３の運行と共に処理を開始すると、トレーニング信号を連続的に送信する（ステップＳ３９０１）。端末局装置６０４は、サービス運用開始前における端末局装置６０４と基地局装置６００との間のチャネル情報の収集処理を行っている間、トレーニング信号を連続的に送信した後に処理を終了する。
端末局装置６０４は、図３９（ａ）の処理と並行して、図３９（ｂ）の処理を行う。端末局装置６０４は、サービス運用開始前におけるチャネル情報の収集処理を開始すると、何らかの手段で座標情報と時刻情報とを取得する（ステップＳ３９１１、ステップＳ３９１２）。端末局装置６０４は、取得した座標情報と時刻情報とを対応付けたデータを記録し（ステップＳ３９１３）、処理を終了する。
一方、基地局装置６００は、例えば列車６０３が当該基地局装置６００のエリア内に存在することを検出すると図３９（ｃ）の処理を開始し、端末局装置６０４から送信されるトレーニング信号を受信する（ステップＳ３９２１）。基地局装置６００は、トレーニング信号の受信と合わせて時刻情報も取得する（ステップＳ３９２２）。基地局装置６００は、上述の端末局装置６０４における受信信号処理と同様の受信信号処理の後、トレーニング信号に基づいたチャネル推定を実施する（ステップＳ３９２３）。基地局装置６００は、得られたチャネル情報と時刻情報とを対応付けて記録し（ステップＳ３９２４）、処理を終了する。なお、基地局装置６００のエリア内に列車６０３が存在することの検出は、運行情報を用いた方法などの何らかの方法を用いて行われる。
これらの処理は基地局装置６００側の全ての第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８にて同時並行的に実施される。時刻情報に関しては、各第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８にて取得しても良いし、複数の第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８を備える基地局装置６００全体で共通で時刻情報を取得する機能を備え、その時刻情報を有線で接続された全ての第１の信号処理部に通知しても構わない。ないしは複数の第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８で取得したチャネル情報を有線経由で基地局装置６００に集約し、基地局装置６００が取得した時刻情報と複数の第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８からのチャネル情報を関連付けて記録・管理しても構わない。
図４０は、第４の実施形態における座標情報及びチャネル情報を取得した後に行うオフラインの別の信号処理の概要を示す図である。ここでは図３９と同様に、端末局装置６０４から基地局装置６００側にトレーニング信号を送信し、端末局装置６０４側で座標情報を取得し、基地局装置６００側でチャネル情報を記録する場合のオフライン信号処理の例を示している。図４０に示す処理は、基本的な処理は図３８に示した信号処理と共通であり、ステップＳ４００１からステップＳ４０１０までの処理と、ステップＳ４０１３の処理と、ステップＳ４０１６の処理とは、それぞれ図３８におけるステップＳ３８０１からステップＳ３８１０までの処理と、ステップＳ３８１３の処理と、ステップＳ３８１６の処理と同じ処理である。ここでは、重複する説明を省略し、ステップＳ４０１１、Ｓ４０１２、Ｓ４０１４、Ｓ４０１５について説明する。
図４０に示す処理がアップリンクにおけるトレーニング信号に基づいた処理であり、図３８に示した処理がダウンリンクにおけるトレーニング信号に基づいた処理であるという違いがある。この違いのために、図３８のステップＳ３８１１では第１左特異ベクトルを列車６０３側の端末局装置６０４の受信ウエイトベクトルとしていたのに対して、図４０に示す処理におけるステップＳ４０１１では第１左特異ベクトルを基地局装置６００の受信ウエイトベクトルとしている。また、ステップＳ３８１２では第１右特異ベクトルを基地局装置６００の送信ウエイトベクトルとしていたのに対して、図４０のステップＳ４０１２では第１右特異ベクトルを列車６０３側の端末局装置６０４の送信ウエイトベクトルとしている。
また、図４０のステップＳ４０１０における特異値分解で得られる第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルに対するキャリブレーション処理で得られるベクトルに対する扱いも同様に異なる。図４０のステップＳ４０１４では、第１右特異ベクトル、すなわち基地局装置６００の受信ウエイトベクトルに対するキャリブレーション処理で得られるベクトルを、基地局装置６００の送信ウエイトベクトルとしている。また、図４０のステップＳ４０１５では、第１左特異ベクトル、すなわち端末局装置６０４の送信ウエイトベクトルに対するキャリブレーション処理で得られるベクトルを、端末局装置６０４の受信ウエイトベクトルとしている。
なお、以上の図３８及び図４０の説明では、キャリブレーション処理によりそれぞれの図で基地局装置６００側の送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトル、及び端末局装置６０４側の送信ウエイトベクトル及び受信ウエイトベクトルを求めていたが、当然ながら重複して算出を行っていることになるので、例えば図３８のみ、ないしは図４０のみで代用することも可能だし、図３８のステップＳ３８１３以降の処理、及び図４０のステップＳ４０１３以降の処理でキャリブレーションにより残りの送受信ウエイトベクトルを求める処理を省略しても良い。
なお、以上の説明において、基地局装置６００側では第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８が物理的に独立であるために送受信ウエイトベクトルとして説明を行っていたが、端末局装置６０４側においては基地局装置６００の様に独立な第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８が存在している訳ではないので、説明においては送受信ウエイトベクトルと表現したが、実際にはこれらベクトルより構成される送受信ウエイト行列と表現するのが正しく、実際、端末局装置６０４のウエイト行列／座標データベース６０６と表現している。ただし、本実施形態を理解する上ではあまり本質ではないため、この点は前後の説明に合わせて表現をしている。
＜列車運行中の信号処理の概要＞
図４１は、第４の実施形態の無線通信システムにおけるサービス運用中における座標情報から送受信ウエイトベクトルを取得する場合の信号処理の例を示す図である。ここでの送受信ウエイトベクトルとは送信ウエイトベクトルと受信ウエイトベクトルの双方を必要とし、且つ基地局装置６００側でも端末局装置６０４側でも両方とも送受信ウエイトベクトルの取得は必要であり、この処理フローは両者に共通の処理を表している。もちろん、この際に用いる、基地局装置６００のウエイトベクトル／座標データベース６０７と端末局装置６０４のウエイト行列／座標データベース６０６とは異なるものであるし、列車６０３の座標情報の取得方法は列車６０３側と基地局装置６００側では異なるものとなっている。例えば、基地局装置６００側で列車６０３の座標情報を取得する場合には、上述の様に線路脇に複数のセンサーを設けて位置を検出しても良いし、列車６０３側が取得した座標情報を別途設定する無線回線（マクロセルの様に異なる周波数帯であったり、異なるシステムを介したもので構わない）により伝達する構成としても構わない。これらの如何なる方法で列車６０３の座標情報を取得した場合でも、例えば情報取得のタイムラグの時間に違いがあるのであれば、そのタイムラグを調整して情報取得時の座標情報を精度良く推定可能な如何なる方法を用いても本質的に本実施形態には同様に利用することが可能である。
まず、列車側６０３の端末局装置６０４ないしは基地局装置６００のいずれかにおいて、何らかの方法で列車６０３の現在の座標情報を取得する（ステップＳ４１０１）。また、その時点での時刻情報も取得する（ステップＳ４１０２）。前回座標情報及び前回時刻情報との差分を取り（ステップＳ４１０３、Ｓ４１０４）、それを除算することで移動速度を算出し（ステップＳ４１０５）、処理のタイムラグを考慮した補正を行うことで、現在の座標を算出する（ステップＳ４１０６）と共に、その座標情報を引数として対応する送受信ウエイトベクトルをウエイト行列／座標データベース６０６ないしはウエイトベクトル／座標データベース６０７から読み出す（ステップＳ４１０７）。以上のステップＳ４１０１〜ステップＳ４１０７の処理は、列車の座標情報の取得の都度、ないしは所定の周期で繰り返し実施しながら、常にその瞬間の送受信ウエイトベクトル／行列を取得しておく。
以上の処理と並行して、信号を受信する際には、複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路（基地局装置６００の複数の第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８のいずれかに対応しているアップリンクないしはダウンリンクの伝送路）の受信ウエイトベクトルをステップＳ４１０７により逐次取得し（ステップＳ４１１１）、信号受信時には受信信号処理をシンボル単位で実施し（ステップＳ４１１２）、例えばＯＦＤＭ信号であれば各周波数成分に分離された周波数軸上の信号に対して、周波数成分ごとに受信ウエイトベクトルを乗算し（ステップＳ４１１３）、各仮想的伝送路上の受信信号を個別に抽出する。ここでは複数の仮想的伝送路からの信号が抽出されるが、これらの信号分離が必要であれば、一連の受信信号の先頭に付与されるトレーニング信号を用いて各仮想的伝送路上の受信信号に対してチャネル推定を行い、このチャネル推定で得られたＭＩＭＯチャネルのチャネル行列を用いて任意の信号検出処理により信号検出を行い（ステップＳ４１１４）、後続するデータがあれば上述の処理を繰り返し（ステップＳ４１１５：ＮＯ）、データが終了すれば（ステップＳ４１１５：ＹＥＳ）、受信処理を終了する。
同様に、以上の処理と並行して、信号を送信する際には、複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路（基地局装置６００の複数の第１の信号処理部に対応している）のステップＳ４１０７において読み出された送信ウエイトベクトルを逐次取得し（ステップＳ４１２１）、各仮想的伝送路で伝送する送信信号の生成（ステップＳ４１２２）と共に、送信ウエイトベクトルを仮想的伝送路ごとに乗算し（ステップＳ４１２３）、更にその信号の送信信号処理を実施し（ステップＳ４１２４）、送信データが残っている場合には処理を継続し（ステップＳ４１２５：ＮＯ）、データ終了時には処理を終了する（ステップＳ４１２５：ＹＥＳ）。
以上の説明は、基地局装置６００と端末局装置６０４とが行う処理を合わせて一括して説明したが、細かい部分では若干異なる。例えば、基地局装置６００においては複数の第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８ごとに一つの仮想的伝送路に関する信号処理を行うが、端末局装置６０４は全ての仮想的伝送路の信号に対する信号処理を端末局装置内で並行して実施する。例えば、受信信号処理時には、各アンテナ素子で受信した受信信号それぞれに対して異なる受信ウエイトベクトルを乗算し、その結果得られた複数の信号系列に対してＭＩＭＯ伝送の信号検出処理を行う。また送信信号処理時には、各仮想的伝送路の信号系列ごとに個別の送信ウエイトベクトルを乗算する。しかし、端末局装置６０４においては、実際の送信信号処理において送信ウエイトベクトルを乗算した信号をアンテナ素子ごとに全ての仮想的伝送路に関する信号成分を加算合成し、その合成結果に対して送信信号処理を施すことになる。また基地局装置６００においては、実際の空間多重数に比べて冗長に設置されている第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８の中で、実際の信号の送受信に用いる第１の信号処理部が第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８のいずれであるかを管理し、送信においても受信においても、通信制御回路などがデータベースを参照して該当する第１の信号処理部に対して信号処理の指示を行い、それぞれの第１の信号処理部内で各種信号処理を実施する。この様な若干の違いを除けば、この処理フローにて基地局装置６００も端末局装置６０４も信号処理フローを説明することができる。
（第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルの第１の信号処理部の選択）
ここで、図３６に示した本実施形態の無線通信システムの構成では、八つの第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８を示したが、これは８系統の信号系列を同時に空間多重することを必ずしも意味してはいない。例えば、列車６０３側のウエイトベクトル／座標データベース６０６に記録された各第１の信号処理部６０１−１〜６０１−８に対応する送信ウエイトベクトル同士、及び受信ウエイトベクトル同士が高い相関を示す場合には、ある第１の信号処理部６０１と端末局装置６０４との間の通信に、別の第１の信号処理部６０１と端末局装置６０４との間の通信が混信することを意味する。第２の実施形態における図２９に示した例は、設計により基地局装置側のアンテナ素子（第１の信号処理部に相当）の間隔の最適条件を示したが、式（２９）には基地局装置と端末局装置との間の距離Ｌが含まれている。即ち基地局装置と端末局装置との間の距離が列車６０３の移動と共に変化する本実施形態の無線通信システムにおいては、常に式（２９）の関係を満たす様な条件で第１の信号処理部６０１を設置することは不可能である。
したがって、個々の第１の信号処理部６０１に対応する送受信ウエイトベクトルの相関が高くなる状況が発生し得る。この様な場合には効率的な空間多重はできないので、多数の第１の信号処理部６０１の中から相互に相関の低い送信ウエイトベクトルないしは受信ウエイトベクトルの組み合わせで同時に空間多重伝送する際に用いる第１の信号処理部６０１を所定の数だけ選択する。この選択も、サービス運用を開始する前に事前に実施することが可能であり、例えば目標とする空間多重数が４であるならば、８Ｃ４の組み合わせの７０パターンの中で、各送受信ウエイトベクトルを規格化したベクトル同士の内積の絶対値（４Ｃ２で六つの内積の絶対値が算出される）の最大値が最小となる組み合わせパターンであったり、内積の絶対値のべき乗和が最小となる組み合わせパターンであったり、相対的に相関が低い組み合わせの送受信ウエイトベクトルを用いて空間多重伝送を行う。その組み合わせで用いる第１の信号処理部６０１の組み合わせパターンも、基地局装置６００側のウエイトベクトル／座標データベース６０７側に記録しておき、その記録された第１の信号処理部６０１の組み合わせパターンで通信を行っても良い。
なお、通常は広帯域の通信を行うため、利用する周波数成分ごとに最適な第１の信号処理部６０１の組み合わせパターンは異なるので、これをサブキャリアごとに異なる第１の信号処理部６０１の組み合わせパターンを用いる構成としても良い。ないしは、全てのサブキャリアで同一の第１の信号処理部６０１の組み合わせパターンを用いる構成としても良く、この場合には例えば各サブキャリアにおける上述の内積の絶対値に対し、全サブキャリアで内積の絶対値の最大値が最小となる送受信ウエイトベクトルの組み合わせパターンを選択しても良いし、各内積の絶対値のべき乗値の全周波数成分に対する総和を最小とする送受信ウエイトベクトルの組み合わせパターンを選択しても良い。
（第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルの基地局装置構成例）
図４２は、第４の実施形態における基地局装置６００の構成例を示すブロック図である。基地局装置６００は、インタフェース回路７７と、ＭＡＣ層処理回路７８と、第２の送信信号処理部７１と、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４と、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４と、第２の受信信号処理部７５と、通信制御回路６１４と、ウエイトベクトル／座標データベース６０７と、座標情報取得回路６１２と、時刻情報取得回路６１３とを備える。
第４の実施形態の無線通信システムにおいても、複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いた空間多重を利用するため、基地局装置６００は、第１の実施形態において図１７に示した基地局装置７０と同様の構成を備えるが、次の構成が異なる。第４の実施形態における基地局装置６００は、ウエイトベクトル／座標データベース６０７と座標情報取得回路６１２と時刻情報取得回路６１３とを備える点と、通信制御回路１２０に代えて通信制御回路６１４を備える点とが基地局装置７０と異なる。
ウエイトベクトル／座標データベース６０７には、上述した様にして取得された、座標情報に対応付けられた送受信ウエイトベクトルが記憶されている。なお、基地局装置６００に備えられる複数の第１の信号処理部６０１から幾つかを選択して利用する場合には、送受信ウエイトベクトルに加えて、利用する第１の信号処理部６０１を示す情報が対応付けられてウエイトベクトル／座標データベース６０７に記憶されている。複数の第１の信号処理部６０１それぞれは、第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５をそれぞれ一つずつ含む。
座標情報取得回路６１２は、上述した手段により、走行中の列車６０３の位置を示す座標情報を取得する。時刻情報取得回路６１３は、現在時刻を示す時刻情報を取得する。通信制御回路６１４は、座標情報取得回路６１２により取得された座標情報に対応する送受信ウエイトベクトルをウエイトベクトル／座標データベース６０７から読み出す。通信制御回路６１４は、読み出した送受信ウエイトベクトルのうち送信ウエイトベクトルを第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４へ、第２の送信信号処理部７１を介して出力する。通信制御回路６１４は、第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に対して、送信ウエイトベクトルを用いて送信することを指示する。なお、通信制御回路６１４は、第２の送信信号処理部７１を介さずに直接に第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４へ送信ウエイトベクトルを出力してもよい。また、通信制御回路６１４は、読み出した送受信ウエイトベクトルのうち受信ウエイトベクトルを第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４へ、第２の受信信号処理部７５を介して出力する。通信制御回路６１４は、第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４に対して、受信ウエイトベクトルを用いて受信することを指示する。なお、通信制御回路６１４は、第２の受信信号処理部７５を介さずに直接に第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４へ受信ウエイトベクトルを出力してもよい。
したがって、第４の実施形態における第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に備えられる第１の送信ウエイト処理部１３０は、第１の実施形態において図１８に示した第１の送信信号処理部１８１に備えられる第１の送信ウエイト処理部１３０の様に、第１のチャネル情報取得回路１３１と第１のチャネル情報記憶回路１３２と第１の送信ウエイト算出回路１３３とを備える必要はなく、通信制御回路６１４から指示される送信ウエイトベクトルを第１の送信信号処理回路１１１へ出力することになる。同様に、第４の実施形態における第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４に備えられる第１の受信ウエイト処理部１６０は、第１の実施形態において図１９に示した第１の受信信号処理部１８５に備えられる第１の受信ウエイト処理部１６０の様に、第１のチャネル情報推定回路１６１と第１の受信ウエイト算出回路１６２とを備える必要はなく、通信制御回路６１４から指示される受信ウエイトベクトルを第１の受信信号処理回路１５８へ出力することになる。
ただし、サービス運用開始前にチャネル情報の取得を基地局装置６００側で行う場合（図３９に相当）には、受信した信号に対してチャネル推定を行う必要があるため、第１の受信ウエイト処理部１６０は第１のチャネル情報推定回路１６１を備える構成を取っても良い。同様に、受信ウエイトベクトルの算出のために、第１の受信ウエイト処理部１６０は第１の受信ウエイト算出回路１６２を備える構成を取っても良い。ただし、これらのチャネル推定や受信ウエイトベクトルの算出はサービス運用開始前の事前処理としてオフライン処理で実施することも可能なので、これらを必ずしも実装する構成である必要はない。前述の様に、仮に第１の受信ウエイト処理部１６０が第１のチャネル情報推定回路１６１のみを実装する場合には、第１の受信ウエイト処理部１６０は、第１のチャネル情報推定回路１６１により推定されたチャネル情報を通信制御回路６１４へ出力する。通信制御回路６１４は、第１の受信ウエイト処理部１６０から取得するチャネル情報を、図３９（ｃ）において示したステップＳ３９２２の処理で取得する時刻情報と対応付けて記録しておくことになる。図４２では、この記録する機能を合わせて通信制御回路６１４内に実装しているものとし、明示的に図示をしていない。
なお、第１の受信ウエイト処理部１６０が第１のチャネル情報推定回路１６１を備えない構成の場合には、第１の受信ウエイト処理部１６０は取得されたチャネル推定用のトレーニング信号のサンプリング値を通信制御回路６１４へ出力する。通信制御回路６１４は、第１の受信ウエイト処理部１６０から取得するサンプリング情報を、図３９（ｃ）において示したステップＳ３９２２の処理で取得する時刻情報と対応付けて記録しておくこととしても良い。この場合には、例えば図４０のステップＳ４００７の処理の代わりにサンプリングデータを読み出してチャネル推定処理を実施する処理とすれば良い。
なお、時刻情報取得回路６１３に関しては、サービス運用開始前に事前にチャネル情報を取得する際に必要であるため、実際のサービス運用の際には、この機能を省略することも可能である。また、列車ムービングセルに関しては基本的にＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の通信となるので、スケジューリング処理回路７８１を省略することも可能である。ただし、固定設置される基地局装置６００に対して端末局装置６０４は複数の列車に実装されるため、その列車ごとに微妙にウエイトベクトル／座標データベース６０７に記録される情報が異なる場合がある。このため、その場合にはウエイトベクトル／座標データベース６０７にその場所を通過する可能性のある全ての列車に関するデータベースを記録しておき、スケジューリング処理回路７８１では運行情報などを参照して、どの列車が通過するタイミングであるのかを管理する機能を備えることとしても構わない。
また、サービス運用開始前のチャネル情報などの取得においては、通信制御回路６１４内に取得した様々な情報を記録することとしたが、当然ながらそれらの情報を他の回路内にて記録しておき、通信制御回路６１４を介して情報の読み出しができる構成であっても構わない。
（第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いた列車ムービングセルの端末局装置構成例）
図４３は、第４の実施形態における端末局装置６０４の構成例を示すブロック図である。端末局装置６０４は、インタフェース回路６７と、ＭＡＣ層処理回路６８と、送信部６１と、受信部６５と、通信制御回路６２４と、ウエイト行列／座標データベース６０６と、座標情報取得回路６２２と、時刻情報取得回路６２３とを備える。
第４の実施形態の無線通信システムにおいても、複数第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いた空間多重を利用するため、端末局装置６０４は、第１の実施形態において図２０に示した端末局装置６０と同様の構成を備えるが、次の構成が異なる。第４の実施形態における端末局装置６０４は、ウエイト行列／座標データベース６０６と座標情報取得回路６２２と時刻情報取得回路６２３とを備える点と、通信制御回路１２１に代えて通信制御回路６２４を備える点とが端末局装置６０と異なる。
ウエイト行列／座標データベース６０６には、上述した様にして取得された、座標情報に対応付けられた送受信ウエイト行列（ベクトル）が記憶されている。なお、基地局装置６００に関しては、基地局装置６００に備えられる複数の第１の信号処理部６０１から幾つかを選択して利用する場合には、送受信ウエイトベクトルに加えて、利用する第１の信号処理部６０１を示す情報が座標情報に対応付けられてウエイト行列／座標データベース６０６に記憶されているが、端末局装置６０４においては物理的に異なる第１の信号処理部６０１を選択する訳ではないので、送受信ウエイト行列を構成するベクトルの情報の中に、基地局装置６００の中のどの第１の信号処理部６０１を利用するかが含まれており、明示的にどの第１の信号処理部６０１を利用するかを記録する必要はない。ただし、基地局装置６００が利用を想定する第１の信号処理部６０１の組み合わせと、端末局装置６０４が利用を想定する送受信ウエイト行列において、実際に利用される第１の信号処理部６０１の組み合わせは相互に一致したものとなっていなければならない。
座標情報取得回路６２２は、上述した手段により、走行中の列車６０３の位置を示す座標情報を取得する。時刻情報取得回路６２３は、現在時刻を示す時刻情報を取得する。通信制御回路６２４は、座標情報取得回路６２２により取得された座標情報に対応付けられた送受信ウエイト行列をウエイト行列／座標データベース６０６から読み出す。通信制御回路６２４は、読み出した送信ウエイト行列を送信部６１へ出力し、送信ウエイト行列を用いた送信を送信部６１に行わせる。通信制御回路６２４は、受信時においては読み出した受信ウエイト行列を受信部６５へ出力し、受信ウエイト行列を用いた受信を受信部６５に行わせる。
したがって、第４の実施形態における送信部６１に備えられる第１の送信ウエイト処理部１４０は、第１の実施形態において図２１に示した送信部６１に備えられる第１の送信ウエイト処理部１４０の様に、チャネル情報取得回路１４１とチャネル情報記憶回路１４２と第１の送信ウエイト算出回路１４３とを備える必要は必ずしもなく（実装する場合には、サービス開始前の事前処理においてのみ利用することになり、通常運用時には必要ない）、通信制御回路６２４から指示された送信ウエイトベクトル（送信ウエイト行列を構成する列ベクトル）を送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭへ出力することになる。同様に、第４の実施形態における受信部６５に備えられる第１の受信ウエイト処理部４４は、第１の実施形態において図２２に示した受信部６５に備えられる第１の受信ウエイト処理部１４４の様に、サービス運用中においては通信制御回路６２４から指示された受信ウエイトベクトルを受信信号処理回路１４５へ出力することになる。
ただし、サービス運用開始前にチャネル情報の取得を列車６０３側の端末局装置６０４が行う場合（図３７に示した処理が行われる場合）、端末局装置６０４は、受信したトレーニング信号に基づいてチャネル推定を行う必要があるため、第１の受信ウエイト処理部１４４が第１のチャネル情報推定回路１４６を備える構成を取っても良い。ただし、これらのチャネル推定や受信ウエイトベクトル（行列）の算出はオフライン処理でも実施可能であるため、これらを必ずしも実装する構成である必要もない。前述の様に、第１の受信ウエイト処理部１４４が第１のチャネル情報推定回路１４６のみを備える場合には、第１の受信ウエイト処理部１４４は、第１のチャネル情報推定回路１４６により推定されたチャネル情報を通信制御回路６２４に出力する。通信制御回路６２４は、第１の受信ウエイト処理部１４４から取得するチャネル情報を、図３７（ｃ）において示したステップＳ３７２２の処理で取得する時刻情報と対応付けて記録しておくことになる。図４３では、この記録する機能を合わせて通信制御回路６２４内に実装しているものとし、明示的には図示をしていない。第１の実施形態において、図２３に示した端末局装置６０の受信部６５の別の構成例と図２５に示した端末局装置６０の送信部６１の別の構成例とに関しても、上述の差分以外は全く同様の構成で対応可能である。
以上説明した様に、列車６０３に乗車するユーザが利用する情報端末などのトラヒックを集約して無線エントランスでマクロセルからのオフロードを図ろうとした場合、高速移動する列車６０３に備えられる端末局装置６０４と基地局装置６００との間のチャネル時変動が問題になる。そこで、第４の実施形態における無線通信システムでは、電波の到来方向と列車６０３の移動方向とが概ね揃った環境では、第１特異値に対応する伝送路の時間変動は小さくなる傾向を積極的に利用する。具体的には、架線柱に複数の第１の信号処理部６０１を設置し、一方で座標情報とチャネル情報との関係を事前に取得してデータベース化し、ウエイト行列／座標データベース６０６とウエイトベクトル／座標データベース６０７とに記録して利用する。列車６０３に備えられる端末局装置６０４は、逐次、自らの座標を取得して、これを引数としてウエイト行列／座標データベース６０６から送受信ウエイト行列を読み出すことで、安定した通信を可能にして通信回線の大容量化を可能にすることができる。同様に基地局装置６００は、列車６０３の座標情報を逐次取得して、これを引数としてウエイトベクトル／座標データベース６０７から第１の信号処理部６０１で利用する送受信ウエイトベクトルを読み出すことで、安定した通信を可能にして通信回線の大容量化を可能にすることができる。
本実施形態の無線通信システムでは、第１の送信信号処理部１８１それぞれは、第２の送信信号処理部７１において変調処理などを施して得られたベースバンド信号に対して送信ウエイトベクトルを乗算して信号ベクトルの成分を生成する。第１の送信信号処理部１８１それぞれにおいて生成された信号の成分からなる信号ベクトルは、第１の送信信号処理部１８１に備えられるアンテナ素子から送信される。各アンテナ素子から送信される信号ベクトルの成分は、該アンテナ素子に対応する送信ウエイトベクトルとの乗算により得られた信号ベクトルの成分である。
本実施形態の無線通信システムでは、第１の受信信号処理部１８５それぞれは、備えられた複数のアンテナ素子で受信した受信信号からベースバンド信号ベクトルを取得し、取得したベースバンド信号ベクトルと受信ウエイトベクトルとを乗算することで１系統の信号系列を取得する。第２の受信信号処理部７５は、各第１の受信信号処理部１８５により取得された１系統の信号系列それぞれから、端末局装置から送信されたデータを再生する。
なお、第４の実施形態の無線通信システムにおいて、基地局装置６００は複数系統のデータ系列＃１〜＃Ｌを端末局装置６０４との間で空間多重伝送しているが、一系統のデータ系列を端末局装置６０４との間で送受信してもよい。
また、第１の送信信号処理部１８１に備えられるアンテナ素子が単一偏波のアンテナ素子である場合、第１の送信信号処理部１８１は、１系統の信号系列を送信する様にしてもよい。また、第１の送信信号処理部１８１に備えられるアンテナ素子が複数種類の偏波アンテナ素子であり、同時に複数種類の偏波アンテナ素子を用いる場合、第１の送信信号処理部１８１は、１系統のみないしは２系統までの信号系列を送信する様にしてもよい。また、第１の受信信号処理部１８５に備えられるアンテナ素子が単一の偏波アンテナ素子である場合、第１の受信信号処理部１８５は、受信信号から１系統のみのベースバンド信号を取得する様にしてもよい。また、第１の受信信号処理部１８５に備えられるアンテナ素子が複数種類の偏波アンテナ素子であり、同時に複数種類の偏波アンテナ素子を用いる場合、第１の受信信号処理部１８５は、１系統のみないしは２系統までのベースバンド信号を取得する様にしてもよい。
［第５の実施形態］
［時間軸ビームフォーミングについて］
（基本原理の概要）
まず、間隔がｄ［ｍ］の二つのアンテナ素子（第１アンテナ素子、第２アンテナ素子）を考える。通信相手局からの送信信号が非常に強い指向性を有し、且つ見通し環境であったとすると、この二つの第１、第２アンテナ素子に到来する信号は平面波で近似可能であり、第１、第２アンテナ素子の時刻ｔにおける受信信号をφ１（ｔ）、φ２（ｔ）で表すものとする。第ｋ周波数成分の時刻ｔにおける信号成分をＳｋ（ｔ）とすると、送信局と第１アンテナ素子との距離をＬ、中心周波数をｆｃ、周波数帯域幅をＷ、ｆｃを中心に−Ｗ／２から＋Ｗ／２の間の第ｋ周波数成分の周波数をｆｋ、無線周波数における第ｋ周波数成分の波長をλｋとすれば、受信信号φ１（ｔ）は式（３８）で表すことができる。
ここで、到来方向が角度θであるとすると、平面波近似できる場合には受信信号φ２（ｔ）は受信信号φ１（ｔ）が（ｄｓｉｎθ）／ｃ（ここでｃは光速）だけ遅延して到来するとみなすことができるため、受信信号φ２（ｔ）は式（３９）の様に近似可能である。
ここでΔｔはサンプリング間隔Δｔ［ｓ］（＝１／Ｗ）を表す。また係数αは、信号の帯域幅Ｗ［Ｈｚ］、到来方向の角度θ、アンテナ素子間隔ｄ［ｍ］、光速ｃ［ｍ／ｓ］を用いて式（４０）で表される。
この式（３８）と式（３９）とを比べると、式（３９）の各周波数成分ｋにおいて式（４１）で示す周波数軸上のウエイト（係数）ｗｋ （ｆｒｅｑ−ｄｏｍａｉｎ）が乗算されている。
この係数は周波数軸上の係数なので、ＩＦＦＴにより時間軸上の係数に変換すると、時間軸上の第ｎ（０≦ｎ≦ＮＦＦＴ−１、ＮＦＦＴはＦＦＴポイント数）サンプルのウエイト（係数）ｗｎ （ｔｉｍｅ−ｄｏｍａｉｎ）は式（４２）で表される。
ここで、先頭のｎ＝０の時間軸ウエイトの絶対値の二乗値と、ｎ＝１からＮＦＦＴ−１までのウエイトの絶対値の二乗値の総和の比を［ｄＢ］表示で表した値は、係数αの関数Ｆ（α）として下記の式（４３）で表される。
図４４は、第５の実施形態における関数Ｆ（α）を示すグラフである。同図において、縦軸は関数Ｆ（α）の値、相対電力比（Relative power ratio）を示し、横軸はαの値を示す。関数Ｆ（α）は、先行波の受信電力と先行波以外の全遅延波の受信電力の比に相当する。同図より、αが十分小さいときには殆ど先行波の一つの成分が全体の電力の大半を占め、逆にαが大きくなると遅延波成分が大きくなることが分かる。
また、式（４０）から分かる様に、帯域幅Ｗにもよるが、一般にはアンテナ素子間隔ｄが十分に狭ければαは小さい値となるため、アンテナ素子間隔を十分に狭めることで受信信号φ２（ｔ）の近似値は、受信信号φ１（ｔ）の値に先行波成分の係数を掛けることにより得ることが可能になる。つまり、周波数成分ごとに周波数軸上のウエイトｗｋ （ｆｒｅｑ−ｄｏｍａｉｎ）が異なるために、従来はＦＦＴにて時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換してからウエイトの乗算を行っていた。しかし、図４４において関数Ｆ（α）が所定値（例えば３０［ｄＢ］）以上になる様にアンテナ素子間隔を狭めて係数αを小さくする設計をすれば、時間軸の信号に所定の係数を掛けるだけで受信信号φ１（ｔ）から受信信号φ２（ｔ）を式（４４）の様に算出することが可能になる。
ここでは、受信信号φ１（ｔ）と受信信号φ２（ｔ）の関係を示したが、仮にリニアアレー状に間隔ｄでＮ本のアンテナ素子が設置されているとすれば、第ｍアンテナ素子の受信信号φｍ（ｔ）は隣接する第（ｍ−１）アンテナ素子の受信信号φｍ−１（ｔ）を用いて式（４５）で近似できる。
つまり、第ｍアンテナ素子の受信信号φｍ（ｔ）は第１アンテナ素子の受信信号φ１（ｔ）を用いて式（４６）で近似できる。
ただし、式（４６）におけるｃｍは、式（４７）で与えられる。
ここで、以上の説明の数学的な意味を、式（４１）と式（４３）とを用いて整理しておく。まず、ＩＦＦＴ即ちフーリエ逆変換を行った際に一つの時間軸成分にエネルギーが集中する状況というのは、時間軸上ではデルタ関数的な振る舞いが見られていることを意味している。デルタ関数をフーリエ変換すると周波数軸上では定数となることが知られている。逆に、周波数軸上で定数に見える成分をＩＦＦＴすれば、時間軸上では高精度で単一の時間軸成分にて数学的な記述が可能になる。
式（４１）の右辺の前半部分は周波数成分に依存しない定数であり、後半部分の自然対数のべき指数に着目すると、−２πｊｆｋαΔｔとなっている。第ｋ周波数成分の周波数ｆｋは−Ｗ／２から＋Ｗ／２の間の値を取り、サンプリング間隔Δｔは１／Ｗであるので、ｆｋΔｔは−１／２から１／２の値を取る。Ｅｘｐ（−２πｊｆｋαΔｔ）の複素位相は−απから＋απであり、αが十分に小さければ複素位相は概ね０であり、Ｅｘｐ（−２πｊｆｋαΔｔ）は定数の１で近似可能である。つまり、αが十分に小さければｗｋ （ｆｒｅｑ−ｄｏｍａｉｎ）は周波数依存性が無視可能である。αがある程度大きいと周波数依存性が無視できずに、フーリエ逆変換後に得られる周波数成分がデルタ関数型の振る舞いから乖離し、遅延波成分が無視できないことになる。
ここで定量的に係数αの値を議論するために、８０ＧＨｚ帯において周波数帯域幅１ＧＨｚを想定する。波長は３．７５ｍｍであり５ミリ間隔にアンテナ素子を配置し、ｄ＝０．００５とする。到来波の角度範囲を±１０度とすると、αの値は式（４０）より０．００５×ｓｉｎ（１０°）×１０９／（３×１０８）＝０．００２８９４となる。これは角度では１．０４度であり、殆ど周波数依存性がない定数となっていることが分かる。つまり、この周波数依存性が小さければ式（４３）において関数Ｆ（α）の値は非常に大きな値となり、よりデルタ関数的になっていることが分かる。
この様に、係数αが十分に小さく、Ｅｘｐ（−２πｊｆｋαΔｔ）が１で近似できる状況においては、式（４２）はｎ＝０の場合にのみ非ゼロの値となり、式（４８）の様に近似可能である。
式（４７）にこれを代入すると、第ｍアンテナ素子の係数は式（４９）で表される。
この様にして、Ｎ本のアンテナ素子それぞれの受信信号における複素位相の関係が取得できれば、各アンテナ素子の受信信号を合成する際の受信ウエイトを式（５０）の様に定めることができる。
なお、この合成の受信ウエイトベクトルは最大比合成のウエイトとなっているが、見通し環境では概ね同程度の受信レベルであることが期待されるため、等利得合成の式（５１）のウエイトであっても良い。
つまり、（〜ｗ１，〜ｗ０，・・・, 〜ｗＮ）なる受信ウエイトベクトルを各アンテナ素子の受信信号ベクトルに乗算することで、ターゲットとする送信アンテナ素子からの信号を抽出することが可能となる。
ここで、式（４０）のαは経路長差に依存した係数になっており、リニアアレーであれば式（４９）の形式で表すことができる他、他のアンテナ配列の場合にもアンテナ配置の幾何学的特徴を活用すれば、同様の手順でこの様な受信ウエイトを記述することができる。
なお、この係数ｃｍは式（４７）より求める以外にも、直接、求めることも可能である。特にリニアアレー以外の場合には、その幾何学的配置の特徴を数式に反映しなくても、送信局側から送信された周期性のあるトレーニング信号を１周期分に亘り取得し、そのトレーニング信号の相互相関を基に、式（５２）の様に算出することも可能である。ただし、ｊ＝ｍ（ｊ、ｍはアンテナ素子の番号を示す値であり、ｍの代わりにｊと表記している）である。
ここで、Ｓｊ（ｎ）は第ｊアンテナ素子の第ｎ番目のサンプリング値を表す。なお、ここでは１本のアンテナ素子対１本のアンテナ素子の信号に関する信号処理になっているので、回線利得的には１シンボルにおける値をそのまま使うのではなく、多数回の平均値を用いることでＳＮＲ値を高めることが望ましい。例えば、１００シンボルの平均化を行えば、２０ｄＢのＳＮＲ特性の改善が見込めるので、必要なチャネル推定精度に合わせて平均化処理を行えば良い。ここでの平均化に際しては、基準となるアンテナ素子の複素位相を基準とし、相対チャネル情報を利用することも好ましい。ちなみに、ミリ波などの高周波数帯では位相雑音の影響が問題となるが、位相のふらつき方はある程度のランダム性が期待できるため、ここでの平均化処理により位相雑音の影響も合わせて抑圧した形での相関値を得ることができる。
ここで、上述のトレーニング信号は、ＯＦＤＭのガードインターバルを伴う信号でも良いし、ガードインターバルを伴わない連続信号でも良い。これは、絶対的なチャネル情報を取得するためにはシンボルタイミングを正確に取得してチャネルを測定する必要があるが、送受信ウエイトの算出のためには基準となるアンテナ素子に対して複素位相がどの様な関係になっているかが相対的に分かれば良いためである。また、その他のトレーニング信号であっても、時間方向の自己相関が低い信号であれば同様に利用することは可能である。
この様にして求めた係数を基に、式（５０）又は式（５１）により受信ウエイトの値を求めれば良い。この様にして求めた受信ウエイトに対し、例えば受信信号処理としては式（５３）で１系統の時間軸の信号系列＾Ｓ（ｎ）を算出すれば良い。
ここで、式（５３）において〜ｗ１は１であり、式（５３）ではＳ１（ｎ）にｊ＝２からＮ’ＢＳ−Ａｎｔまでの〜ｗｊＳｊ（ｎ）を加算する処理を行っている。この様にして求めた１系統の信号系列＾Ｓ（ｎ）を、第１特異値に対応した仮想的伝送路の信号を受信するための仮想的な１本の受信アンテナで受信した信号と見なし、受信信号処理を施せばよい。
一般に、狭帯域の信号であれば角度θの方向に対して２π（ｄ・ｓｉｎθ／ｃ）／λの複素位相差をつけて信号を合成すれば、角度θ方向に指向性を向けることが可能であることが知られているが、帯域幅が１ＧＨｚとなる広帯域信号に対しては周波数成分ごとに複素位相差を変える必要がある。また、ビーム幅の狭い鋭い指向性で信号分離を図るためにはアンテナ素子間隔を広げることが好ましいが、この場合には周波数成分ごとの複素位相差をより大きくする（すなわち周波数依存性を強める）効果となって表れていた。このため、一般的にはアンテナ素子間隔を広げてアンテナ開口長を広くし、指向性ビームを絞りながら周波数成分ごとに異なるウエイトで広帯域に渡り指向性が安定的に形成される方法で通信を行うことを目指していた。しかし、アンテナ素子数を膨大な数にすることで指向性を絞ることができるのであれば、アンテナ開口長は寧ろ狭め、式（４３）で示した評価関数Ｆ（α）により先行波以外の遅延波成分の寄与を無視可能なレベルと判断できる様にアンテナ素子間隔や到来波の方向θの範囲を限定する（すなわちαの値を限定する）ならば、広帯域信号に対しても異なるアンテナ素子の受信信号に所定の係数を乗算することで所定の方向から到来する信号を効率的に抽出し、その係数を利用して空間多重時の信号分離が時間軸上で実現可能となる。
例えば、第１の実施形態において図１６に示した様な複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統用いて空間多重を行う場合には、式（４９）ないしは式（５２）に相当する係数を個別の仮想的伝送路に対応させて算出し、それに対して式（５０）ないし式（５１）を用いてウエイトベクトルを算出すれば、複数の信号系列を空間多重する際の第１段階の信号分離のための時間軸の受信ウエイトベクトルを算出することが可能となる。
また、周波数軸上のキャリブレーション処理と同様のキャリブレーション処理は時間軸上でも可能であり、各受信ウエイトベクトルに時間軸上のキャリブレーション係数を乗算すれば、同様に送信のための時間軸の送信ウエイトベクトルを取得することも可能である。
（残留干渉成分の除去方法の概要）
上述の様にしてターゲットとする第１特異値に対応する仮想的伝送路の信号を抽出することが可能となるが、しかし、完全に直交関係にない仮想的伝送路同士の間では、相互に微弱ではあるが干渉信号が漏れ込むことになる。以下では、この干渉信号の除去方法について説明する。以下の干渉信号の除去方法は、基地局装置においては第２の受信信号処理部７５における信号処理に相当する。上述の第１の実施形態の説明においても、第１の受信信号処理部１８５では完全に除去できない干渉信号を第２の受信信号処理部７５を用いて２段階で除去していたが、本質的にはその信号処理と等価である。
以下の説明では、例えば、第１の実施形態において図１６に示した様に、基地局装置側に複数のアンテナ素子群を備えた第１の信号処理部が複数実装され、端末局装置側には複数のアンテナ素子で構成されるアンテナ素子群は一つであるケースを想定している。図４５は、第５の実施形態における干渉信号の除去方法を説明する図である。同図に示す様に、第５の実施形態における無線通信システムは、基地局装置２０４と端末局装置２０６とを備える。基地局装置２０４は第１の信号処理部を複数備え、第１の信号処理部は複数のアンテナ素子を備える。各第１の信号処理部に備えられる複数のアンテナ素子は、それぞれが仮想的なアンテナ素子２０１、２０２、２０３を形成する。端末局装置２０６は、複数のアンテナ素子で形成されるアンテナ素子群２０５を備える。第５の実施形態における無線通信システムでは、基地局装置２０４と端末局装置２０６との間の通信経路は、仮想的なアンテナ素子２０１、２０２、２０３とアンテナ素子群２０５との間で通信が行われる系として捉えることができる。
図４５（ａ）は、第５の実施形態の無線通信システムにおけるダウンリンクで生じる干渉成分について示す図である。基地局装置２０４の仮想的なアンテナ素子２０１で形成される端末局装置２０６に向けた指向性ビーム（送信ビーム）を、端末局装置２０６のアンテナ素子群２０５が仮想的なアンテナ素子２０１に向けた指向性ビーム（受信ビーム）で受ける場合について検討する。この場合において、アンテナ素子群２０５の仮想的なアンテナ素子２０１に向けた受信ビームに、仮想的なアンテナ素子２０１から送信される信号ψ１の他に仮想的なアンテナ素子２０２から送信される信号ψ２の一部が漏れ込んでくるとき、信号ψ２の一部を干渉成分として除去することを考える。これは、図４５（ｂ）に示すアップリンクにおける干渉成分を除去することと等しく、信号処理的には同一の考え方で処理可能である。アップリンクにおいて、端末局装置２０６のアンテナ素子群２０５において形成される送信ビームであって仮想的なアンテナ素子２０１に向けた送信ビームで信号ψ１を送信する場合に、仮想的なアンテナ素子２０１が端末局装置２０６のアンテナ素子群２０５に向けた受信ビームに、アンテナ素子群２０５が仮想的なアンテナ素子２０２に向けて送信される信号ψ２の一部が漏れ込み、この漏れ込んだ信号ψ２の一部を干渉成分として除去することと等しい。
まずダウンリンクを例に取れば、アンテナ素子群２０５において仮想的なアンテナ素子２０１に向かう角度θ方向からの到来波に対し、式（４８）〜式（５２）などで示す受信ウエイトベクトルで信号の待ち受けを行う。ここでは仮想的なアンテナ素子２０１からの信号ψ１を待ち受けているが、ここに角度θ’の方角の仮想的なアンテナ素子２０２からの信号ψ２が漏れ込んでくる。このとき、式（４０）のθにθ’を代入したものを係数βとすると、端末局装置２０６のアンテナ素子群２０５の各アンテナ素子には、式（４９）の係数αを係数βに置き換えた係数で信号ψ２が受信される。しかし、端末局装置２０６のアンテナ素子群２０５が仮想的なアンテナ素子２０１に向けた指向性ビームで待ち受けているときに乗算する受信ウエイトベクトルの各要素は、係数αを係数βに代えていない式（４９）の複素共役を取った式（５０）で表される受信ウエイトである。そのため、受信ウエイトの乗算で式（４９）と式（５０）との乗算で本来は複素位相が０にキャンセルされない。アンテナ素子群２０５を構成する第ｍアンテナ素子において係数Ｅｘｐ｛２πｊｆｃ（α−β）×（ｍ−１）Δｔ｝を掛け合わせて総和を取ったときには、それぞれの複素位相が異なる複素位相で合成されることになる。なお、ｍ＝１，２，…，Ｋであり、Ｋは端末局装置２０６に備えられるアンテナ素子群２０５を構成するアンテナ素子の数ＮＭＴ−Ａｎｔである。
ただし、ここでは異なる複素位相の合成と述べたが、実際には規則性のある合成であるため、第２の実施形態において説明した「見通しＭＩＭＯ伝送の直交化のためのアンテナ配置条件」を満たす状況では、この総和を取った値が概ねゼロに収束する。ちなみに、仮想的なアンテナ素子２０１からの信号ψ１に対して式（５０）又は式（５１）で示した受信ウエイトを適用すると、アンテナ素子群２０５を構成する全てのアンテナ素子で受信する信号の複素位相は一定の値となる。これにより、同位相での信号の加算合成が可能になり、信号の振幅はＮＭＴ−Ａｎｔ（アンテナ素子数）倍となり、大きな利得を得ることになる。
この様な手順により、受信側において基地局装置２０４の第ｊ仮想的アンテナ素子に指向性を向けた際に、基地局装置２０４の第ｉ仮想的アンテナ素子からの信号がどの様に受信されるかを把握すれば良い。上述の例では仮想的なアンテナ素子２０１に向けた指向性ビームで待ち受けた状態で仮想的なアンテナ素子２０２から送信された信号ψ２がどの様に漏れ込むかを表す信号は、式（４９）のαを（α−β）に置き換えて全てのｍに対して総和を取ることで得られる。この総和は式（５４）の左辺の様に等比級数の和として与えられるため、等比級数の和の公式により下記の式で表される。
ここで、ｆｃ（α−β）ＮＭＴ−ＡｎｔΔｔが整数となる場合には、等比級数の和がゼロとなり残留干渉は存在しなくなるが、一般的には残留干渉は残ることになるため、その干渉成分の抑圧が必要となる。
一方、仮想的なアンテナ素子２０１からアンテナ素子群２０５に向けた指向性ビームでψ１（ｔ）を送信し、アンテナ素子群２０５から仮想的なアンテナ素子２０１に向けた指向性ビームで待ち受け、この状態で受信される信号＾ψ１（ｔ）には、アンテナ素子群２０５から第１仮想的アンテナ素子に向けて送信した信号ψ１（ｔ）と第１仮想的アンテナ素子との間の関係を示す係数＾ｈ１１を用いて、希望信号成分が＾ｈ１１×ψ１（ｔ）として含まれることになる。同様に、第ｊ仮想的アンテナ素子から送信される信号ψｊ（ｔ）と、第ｉ仮想的アンテナ素子からアンテナ素子群２０５に向けた受信ビームで受信される信号＾ψｉ（ｔ）との間の関係を示す係数＾ｈｉｊを用いて、信号ψｉ（ｔ）の成分が＾ｈｉｊ×ψ１（ｔ）だけ含まれると表現することができる。
ただし、ここで注意すべき点は、式（４１）の周波数軸上のウエイトが周波数依存性を持たない場合には式（４２）の時間軸ウエイトがｎ＝０のみが非ゼロでその他が全てゼロとなるために上述の様な記述が可能となるが、式（４１）のウエイトに周波数依存性が残る場合には、式（４２）の時間軸ウエイトのｎ＝１及びそれ以降の項も値を持ち、結果的にここまで単純な表現で表すことができない。そこで、この信号を周波数軸上の信号に変換して理解するならば、一般的には、係数＾ｈｉｊも信号ψ１（ｔ）及び信号＾ψｉ（ｔ）も周波数成分に分解し、第ｋサブキャリアに関しては、係数＾ｈｉｊ （ｋ）、信号ψ１ （ｋ）（ｔ）及び信号＾ψｉ （ｋ）（ｔ）を用いて、信号＾ψｉ （ｋ）（ｔ）には信号ψ１ （ｋ）（ｔ）の成分が＾ｈｉｊ （ｋ）×ψ１ （ｋ）（ｔ）含まれるものとして扱う必要がある。
ただし、逆に式（４１）の周波数軸上のウエイトが周波数依存性を殆ど持たない場合には、式（４２）の時間軸ウエイトのｎ＝１及びそれ以降の項が高精度で０に近似可能になり、その場合にはこの後の処理に関しても時間軸での信号処理が可能になる。この様に、周波数軸での信号処理が必要であるか、ないしは時間軸での簡易な信号処理で対処可能であるかの判断は式（４１）の周波数軸上のウエイトの周波数依存性次第であり、ターゲットとするシステムの各種パラメータによって決まるものである。したがって、システム設計的に全ての係数＾ｈｉｊの周波数依存性が無視可能で、それぞれの信号の分離は時間軸上の各サンプリング値間での信号処理で可能である場合には、図４５に示した通信の状態は式（５５）で表すことができる。ここで、Ｍは表記の都合上、空間多重数（仮想的伝送路数）を表す。
これは従来の周波数軸のＭＩＭＯの信号処理と同一の形式であるため、例えばこのチャネル行列の逆行列やＭＭＳＥによる線形処理により、若干の干渉信号が漏れ込んで観測される信号ベクトル（＾ψ１（ｔ），＾ψ２（ｔ），・・・，＾ψＭ（ｔ））から、干渉成分をキャンセルした信号ベクトル（ψ１（ｔ），ψ２（ｔ），・・・，ψＭ（ｔ））を求めることができる。この様にして、複数の仮想的伝送路の間の信号を信号分離することができる。
ここで重要なのはこの式の意図するところであり、式（５５）における時刻ｔとは任意の時刻に適用可能であり、瞬時値としての任意の時刻でこの関係式を理解すれば、これは全てのサンプリング値に対してこの同一時刻のサンプリング値間でこの関係が成立することを意味する。つまり、サンプリングをしたらＦＦＴなどを実施することなく、そのサンプリング値のままで信号分離が可能であることを意味する。
このため、上述の説明では主としてＯＦＤＭ変調方式を適用する場合を想定して説明を行ったが、送信信号の先頭にトレーニング信号を付与し、このトレーニング信号を利用した何らかの手法で式（５５）に相当するチャネル行列を事前に取得できれば、それによりＦＦＴを行うことなく時間軸で信号分離が可能であり、シングルキャリア伝送を行う場合においては、式（５５）で信号分離した信号に対して直接、シングルキャリア伝送の信号処理を施すことが可能である。
一般に、ミリ波などの高周波数帯の場合では位相雑音が無視できず、広帯域のＯＦＤＭ信号などを用いる場合にはＦＦＴ処理により位相雑音成分がＯＦＤＭのサブキャリア間の直交性を破り、全帯域の周波数成分に雑音及びサブキャリア間のクロストークとして分散され、位相雑音の補正を行うことが困難な状態となることが予想される。シングルキャリア伝送であれば、逐次、シンボルごとに信号検出された信号と受信信号の関係から位相雑音成分を推定及び補償することが可能であり、比較的大きな位相雑音に対応することが可能であったが、従来技術では複数系列のシングルキャリア伝送の信号が空間上のＭＩＭＯチャネルで合成されてしまった場合、一旦、周波数上の信号に変換してからでなければ信号分離ができず、このためＦＦＴの実施は必要不可欠であった。しかし、ＦＦＴの実施により位相雑音が補償不可能な状態に変換されてしまうため、位相雑音補償のためにはＦＦＴを実施せずに実現可能な信号分離技術が必要であった。
なお、式（５５）の時間軸上のＭＩＭＯチャネルに関しては、式（５４）の様な理論的な解析演算により求める他に、例えば１ＯＦＤＭシンボル相当の１周期分のトレーニング信号を用い、相関演算によりチャネル行列の各成分を直接求めることも可能である。複数のアンテナ素子で受信した受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算する際の信号処理では、元々の信号のＳＮＲが低かったので、ある程度の回数の平均化などの工夫が必要であった。しかし、第１特異値に対応する仮想的伝送路の信号を抽出するための受信ウエイトベクトルを乗算して得られた信号は既に指向性利得によりＳＮＲが改善されているため、そこから受信ウエイトベクトルを算出する作業を相関演算で行う際には、必ずしも複数回の平均化処理は必要ではなく、例えば１ＯＦＤＭシンボル相当の１周期分のトレーニング信号を用いて１回の処理で取得しても問題ない。
また、この式ではＮＦＦＴ個のサンプル点としたが、特にＦＦＴを用いる必然性はないので、式（５６）のＮＦＦＴはＯＦＤＭのＦＦＴポイント数でなければならない必然性はなく、任意の値とすることも可能である。
ここでの近似の条件は、第１特異値に対応する仮想的伝送路は送受信双方の指向性制御により、概ね干渉成分は抑圧されているものと仮定しており、言い換えればＭＩＭＯチャネル行列の対角成分の絶対値が非対角成分の絶対値に比較して、相対的に十分大きい場合に高精度で近似が可能となる。
この様にして取得した係数＾ｈｉｊを用い、式（５５）のチャネル行列に対してＺＦ法やＭＭＳＥ法などによる線形ウエイトを両辺に乗算するなどの演算を施すことで時間軸信号の信号分離が実現され、その結果の時間軸の信号に対して例えばシングルキャリアの信号処理などを施せば、位相雑音が問題となる様なケースでも、既存のシングルキャリアにおける位相雑音対策を用いて高精度に信号検出処理を実施することが可能となる。
なお、以上の説明では式（４１）の周波数軸上のウエイトの周波数依存性が殆ど無視可能な場合、即ち式（４２）の時間軸ウエイトのｎ＝１及びそれ以降の項が高精度で０に近似可能な場合を中心に説明を行ったが、この様な条件を満たさない場合には、素直にＦＦＴ処理を施し、周波数軸上で個別に信号分離のための処理を行うことになる。
（時間軸ビームフォーミングの処理フロー）
図４６は、第５の実施形態の無線通信システムにおける時間軸ビームフォーミングの送受信ウエイト取得の処理を示すフローチャートである。図４６（ａ）に示すフローチャートは、時間軸ビームフォーミングの第１段目の送受信ウエイトを取得する処理のフローチャートである。ここでは、例えば式（４９）に示す様な各種パラメータから時間軸上での係数を求める方法ではなく、式（５２）に示す様な相関係数を利用する場合について説明する。ただし、これらの値はそのウエイトの算出方法が異なるだけで、その算出方法を置き換えれば同様に解析的な手法も適用可能である。また、送受信ウエイトベクトルの取得は基地局装置側も端末局装置側も同様に必要であり、ここに記載の処理を双方向で実施することになる。以下では、ダウンリンクで行う処理について説明する。
まず、基地局装置は、チャネル推定用のトレーニング信号を送信する（ステップＳ４６０１）。ここでのトレーニング信号はチャネル推定を行うための信号であり、チャネル推定後のデータ通信で用いる伝送方式に依存しないものであり、例えばガードインターバルのない連続のＯＦＤＭ信号でも良いし、自己相関の少ない所定の周期性を持ったトレーニング信号でも良い。また当然ながら、データ通信で用いる伝送方式にて用いられるトレーニング信号をそのまま用いることも可能である。
端末局装置は、基地局装置から送信されるトレーニング信号を各アンテナ素子で受信すると（ステップＳ４６１１）、それぞれの受信信号を個別に無線周波数からベースバンドへのダウンコンバート処理を施し、Ａ／Ｄ変換の後にそのサンプリング値を記録する。このトレーニング信号を所定の周期（例えば１００周期）取得し、各周期の信号を周期性に合わせて加算合成して平均化を行う（ステップＳ４６１２）。第ｊアンテナ素子の第ｎサンプルの平均化されたサンプリング値をＳｊ（ｎ）とすれば、第１アンテナ素子に対する第ｊアンテナ素子の相関係数ｃｊを式（５２）で求める（ステップＳ４６１３）。
ステップＳ４６１３において得られた相関係数ｃｊの複素共役を取る（ないしは、更にその値をその絶対値で除算する）ことで第ｊアンテナ素子の受信ウエイトを算出し、これらを組み合わせて受信ウエイトベクトルを求める（ステップＳ４６１４）。特に空間多重を行わない場合には、単純に指向性形成の時間軸上で受信ウエイトベクトルは、この様にして算出される。ただし、第１の実施形態において示した図１６の様に複数系統の信号を空間多重する場合には、図１６の第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４それぞれに対する上述の受信ウエイトベクトルを算出する。
インプリシット・フィードバックを行う際のキャリブレーション係数が、周波数依存性を持たない場合には、その周波数方向で共通のキャリブレーション係数を用い、時間軸上の受信ウエイトベクトルにキャリブレーション処理を実施し、送信ウエイトベクトルを取得する（ステップＳ４６１５）。取得した送受信ウエイトベクトルを記録管理し（ステップＳ４６１６）、その後の信号送受信にその送受信ウエイトベクトルを用いる。なお、何らかの手法でＳＮＲの高い状態でトレーニング信号を受信できる場合には、平均化処理は省略することも可能である。また、キャリブレーション係数に周波数依存性がある場合でもその周波数ごとの偏差が比較的小さい場合には、全サブキャリアでのキャリブレーション係数の平均値を全サブキャリアに共通のキャリブレーション係数とみなして処理を行っても良い。この様にして、各第１特異値に対応する仮想的伝送路を抽出するための第１段目の受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトルを求めることができる。
図４６（ｂ）は、上述の様にして指向性利得を高めて受信した各仮想的伝送路の信号に対し、残留干渉除去のための２段目の（送）受信ウエイト行列を取得するための処理を示すフローチャートである。まず、基地局装置は図４６（ａ）に示した処理で求めた送信ウエイトベクトルを用いてトレーニング信号を送信する（ステップＳ４６２１）。ここでのトレーニング信号は、チャネル推定を行うための信号であり、チャネル推定後のデータ通信で用いる伝送方式に依存しないものであっても良い。
端末局装置は、基地局装置から送信されるトレーニング信号を各アンテナ素子で受信すると（ステップＳ４６３１）、それぞれの受信信号を個別に無線周波数からベースバンドへのダウンコンバート処理を施し、Ａ／Ｄ変換によりサンプリング値を取得する。これらの各アンテナ素子での受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算する（ステップＳ４６３２）。この様にして取得した受信ウエイトベクトルごと（すなわち、第１特異値に対応する仮想的伝送路ごと）のトレーニング信号の相互相関を式（５６）で取得し（ステップＳ４６３３）、チャネル行列を取得する（ステップＳ４６３４）。端末局装置は、取得したチャネル行列に基づいて受信ウエイト行列を算出し（ステップＳ４６３５）、算出した受信ウエイト行列を第２段目の時間軸ウエイト行列として記録管理する（ステップＳ４６３６）。
なお、基地局装置、端末局装置の両方が固定的に設置される無線エントランスなどの場合には、これらの１段目及び２段目のウエイトは時間的に殆ど変動しないので、サービス運用開始前に事前に取得しておけば、これを引き続き利用することもできる。一方、例えば列車ムービングセルなどにおいては、チャネルが高速で時変動することになるが、第１段目の受信ウエイトベクトルに関しては事前に取得してデータベース化することで、通信の都度、第１段目の送受信ウエイトベクトルを算出する必要はない。ただし、第２段目の受信ウエイト行列（ベクトル）に関しては、１段目の受信ウエイトベクトルの不完全性に依存して異なる状態で残留する干渉信号を除去するためのもので、一般的にはこれらは逐次更新する必要がある。この場合、ステップＳ４６３１からステップＳ４６３６の処理は、無線パケットの信号の受信の都度、実施することにしても良い。
また、アクセス系に第１特異値に対応する複数の仮想的伝送路を利用する場合には、第２段目の受信ウエイト行列（ベクトル）だけではなく第１段目の送受信ウエイトベクトルも逐次更新する必要がある。後述する第８の実施形態において説明する図６５に示すフレーム構成では、そのための送受信ウエイトベクトルを取得するためのトレーニング信号を収容するためのスロットとして、後述する第８の実施形態に示す例では、フレームの先頭のスロットと、フレームの末尾から四つのスロットを用いる。しかし、第２段目の受信ウエイト行列を算出するためのトレーニング信号は、前述のスロットに配置することも可能だが、これらのスロットとは別の途中のスロットの中の細分化されたサブスロットの先頭（すなわち無線パケットの先頭）に配置して、これを基に第２の受信ウエイト行列を算出する様にすることも可能である。
（時間軸ビームフォーミングの回路構成）
図４７は、第５の実施形態における基地局装置が備える第１の送信信号処理部３８１−ｊの構成例を示す図である。なお、ｊは、基地局装置が備える複数の第１の送信信号処理部３８１の中の通し番号を示す。同図に示す様に、第１の送信信号処理部３８１−ｊは、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−ｊと、第１の送信信号処理回路３１１−ｊと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、第１の送信ウエイト処理部３３０とを備える。第１の送信ウエイト処理部３３０は、第１のチャネル情報取得回路３３２と、第１のチャネル情報記憶回路３３３と、第１の送信ウエイト算出回路３３４とを備える。第５の実施形態における基地局装置の構成は、第１の実施形態における基地局装置７０（図１７）と同様の構成を有するが、第１の送信信号処理部１８１に代えて図４７に示した第１の送信信号処理部３８１を備える点で異なる。
第５の実施形態における第１の送信信号処理部３８１−ｊは、第１の実施形態において図１８に示した第１の送信信号処理部１８１−ｊに対し、時間軸ビームフォーミングを適用する場合の回路構成である。第１の送信信号処理部３８１−ｊと、図１８に示した第１の送信信号処理部１８１−ｊとの差分は、多数のＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３を一つに集約している点、第１の送信信号処理回路１１１−ｊ及び第１の送信ウエイト処理部１３０に代えて第１の送信信号処理回路３１１及び第１の送信ウエイト処理部３３０を備える点、更にＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３が第１の送信信号処理回路３１１の前段に配置された点である。
また、図１８に示した第１の送信信号処理部１８１−ｊでは周波数軸上での送信ウエイトベクトルの乗算が必須であったがためにＯＦＤＭにしろＳＣ−ＦＤＥにしろ、周波数軸上での送信信号処理としてＩＦＦＴ処理がいずれかの配置において必須であった。これに対して、第５の実施形態における第１の送信信号処理部３８１−ｊは、時間軸上においてサンプリングデータ単位での指向性ビーム形成の信号処理が可能であるため、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３をも省略し、純粋なシングルキャリアの信号処理とすることも可能である。この意味で、図４７に示したＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３は点線の四角で表現している。
第５の実施形態の基地局装置に備えられる第１の送信信号処理部３８１−ｊの動作について説明する。第２の送信信号処理部７１よりデジタルベースバンド信号が第１の送信信号処理部３８１−ｊに入力されると、これが周波数軸上の信号である場合にはＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−ｊにて周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換される。純粋なシングルキャリアの信号の様に時間軸でのサンプリングデータが入力されるシステムの場合には、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−ｊを介すことなく（ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−ｊは省略する構成）、デジタルベースバンド信号は第１の送信信号処理回路３１１−ｊに入力される。第１の送信信号処理回路３１１−ｊは、１系統の信号系列に時間軸上の送信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに乗算し、この結果の送信信号ベクトルの各成分をアンテナ素子系統ごとのＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔに出力する。これ以降の処理は図１８に示した第１の送信信号処理部１８１−ｊにおいて行われる処理と同等である。
なお、第１の送信信号処理回路３１１−ｊにおいて信号系列に乗算される送信ウエイトベクトルは、図１８に示した第１の送信信号処理部１８１−ｊと同様に信号送信処理時に、第１の送信ウエイト処理部３３０に備えられている第１の送信ウエイト算出回路３３４から取得される。第１の送信ウエイト処理部３３０では、第１のチャネル情報取得回路３３２が、受信部にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２０を経由して取得し、第１のチャネル情報記憶回路３３３に記憶させて逐次更新する。送信時には通信制御回路１２０からの指示に従い、第１の送信ウエイト算出回路３３４は、宛先とする端末局装置に対応したチャネル情報を第１のチャネル情報記憶回路３３３から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトベクトルを算出する。ここでの送信ウエイトベクトルの算出方法は上述の様な任意の方法を用いることができる。
なお、図１７に示した通信制御回路１２０と図４７に示す通信制御回路１２０では、厳密には通信制御回路１２０を介して転送するチャネル情報などの詳細が若干異なる。例えば、図１７では一般の通信方式を対象としているため、サブキャリアごとに異なるチャネル情報を転送する必要があるが、図４７の場合には時間軸上の単一のチャネル情報（すなわち、周波数依存性がなく、全サブキャリアで共通のチャネル情報）のみを転送すればよい。しかし、この様な具体的な情報の差分を除けばその他の機能は等価であるため、ここでは同一の符号を用いて説明することとする。
更に図１８に示した第１の送信信号処理部１８１−ｊでは各周波数成分の個別の送信ウエイトベクトルを求めるのに対し、第５の実施形態における第１の送信信号処理部３８１−ｊでは単一の時間軸成分での送信ウエイトベクトルのみを求める点が図１８の第１の送信信号処理部１８１−ｊとの差分である。また、通信相手の無線局装置が固定設置されている場合には送信ウエイトベクトル自体を事前に算出して記録しておき、これを単に読み出すことで第１の送信信号処理回路３１１に対して送信ウエイトベクトルを通知する構成であっても良いし、更にはＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の１対１通信であれば、第１の送信信号処理回路３１１内に直接送信ウエイトベクトルを記憶していても良い。
図４８は、第５の実施形態における基地局装置の第１の受信信号処理部３８５−ｊの構成例を示すブロック図である。同図に示す様に、第１の受信信号処理部３８５−ｊは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔと、第１の受信信号処理回路３５８−ｊと、ＦＦＴ回路８５７−ｊと、第１の受信ウエイト処理部３６０とを備える。第１の受信ウエイト処理部３６０は、第１のチャネル情報推定回路３６２と、第１の受信ウエイト算出回路３６３とを備える。
第５の実施形態における第１の受信信号処理部３８５−ｊは、第１の実施形態において図１９に示した第１の受信信号処理部１８５−ｊに対し、時間軸ビームフォーミングを適用する場合の回路構成である。図１９に示した第１の受信信号処理部１８５−ｊとの差分は、多数のＦＦＴ回路８５７を一つに集約している点、受信信号処理回路８５８及び第１の受信ウエイト処理部１６０に代えて第１の受信信号処理回路３５８及び第１の受信ウエイト処理部３６０を備える点、更にＦＦＴ回路８５７が第１の受信信号処理回路３５８の後段に配置された点である。
また、図１９に示した第１の受信信号処理部１８５−ｊでは周波数軸上での受信ウエイトベクトルの乗算が必須であったがためにＯＦＤＭにしろＳＣ−ＦＤＥにしろ、周波数軸上での受信信号処理としてＦＦＴ処理がいずれかの配置において必須であった。これに対して、第５の実施形態における第１の受信信号処理部３８５−ｊは、時間軸上においてサンプリングデータ単位での指向性ビーム形成の信号処理が可能であるため、第１の受信信号処理部３８５−ｊからＦＦＴ回路８５７−ｊを省略し、純粋なシングルキャリアの信号処理を行うものとすることも可能である。更に言えば、図４６（ｂ）で示した様に、２段階のウエイト乗算の後段のウエイトにおいても時間軸の受信ウエイト行列を用いる場合にも、ここでのＦＦＴ回路８５７−ｊを省略し、更に時間軸上の信号処理を継続する構成とすることも可能である。この意味で、図４８に示したＦＦＴ回路８５７−ｊは点線の四角で表現している。
第５の実施形態の基地局装置に備えられる第１の受信信号処理部３８５−ｊの動作を説明する。アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔで受信された信号に対する処理のうち、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−Ｎ’ＢＳ−ＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔまでにおいて行われる処理は、第１の実施形態の第１の受信信号処理部１８５−ｊにおける処理と同様の処理である。この処理により、受信された信号は、デジタルベースバンド信号（サンプリングデータ）に変換される。Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔは、各サンプリングにおけるデジタルベースバンド信号で構成される受信信号ベクトルを第１の受信信号処理回路３５８−ｊに入力する。通信制御回路１２０からの指示に従い、第１の受信信号処理回路３５８−ｊは、第１の受信ウエイト処理部３６０より入力される時間軸上の受信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに受信信号ベクトルに乗算し、１系統の信号系列に変換する。
ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥの様に、これ以降において周波数軸上の信号処理が必要である場合及びこの後段で周波数軸上の受信ウエイト行列を用いた処理を行う場合には、第１の受信信号処理回路３５８−ｊは、変換により得られた１系統の信号系列をＦＦＴ回路８５７−ｊへ出力し、ＦＦＴ回路８５７−ｊにて時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する。純粋なシングルキャリアの信号の様に時間軸上で全ての信号処理を行うシステムの場合、ないしはこの後段で引き続き時間軸の受信ウエイト行列を乗算する場合には、ＦＦＴ回路８５７−ｊを介すことなく（ＦＦＴ回路８５７−ｊは省略する構成）、この信号を出力する。ＦＦＴ回路８５７−ｊは、第１の受信信号処理回路３５８−ｊから入力される信号を、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで、ＦＦＴにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号（サブキャリアごとのデジタルベースバンド信号）に変換する。ＦＦＴ回路８５７−ｊは、サブキャリアごとのデジタルベースバンド信号を第２の受信信号処理部７５へ出力する。なお、上述の様に第１の受信信号処理部３８５−ｊがＦＦＴ回路８５７−ｊを備えない場合、第１の受信信号処理回路３５８−ｊは、時間軸上の受信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに受信信号ベクトルに乗算して得られる１系統分の信号を、第２の受信信号処理部７５へ出力する。
なお、各Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔにて取得する各サンプリングされた受信信号ベクトルがチャネル推定用のトレーニング信号に基づくものである場合には、この受信信号ベクトルは第１のチャネル情報推定回路３６２に入力される。第１のチャネル情報推定回路３６２は、上述の様な何らかの手法で各端末局装置のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＭＴ−Ａｎｔと、基地局装置７０のアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔにより構成される仮想的なアンテナ素子との間のチャネル情報を時間軸上で推定（例えば式（５２）に示した相関演算に相当）し、その推定結果を第１の受信ウエイト算出回路３６３に出力する。第１の受信ウエイト算出回路３６３は、入力された時間軸上のチャネル情報を基に、その複素共役ないしは各成分ごとにその絶対値で除算した複素共役値で与えられる乗算すべき時間軸上の受信ウエイトベクトルを算出する。第１の実施形態において図１９に示した第１の受信信号処理部１８５が各周波数成分の個別の受信ウエイトベクトルを求めるのに対し、第５の実施形態における基地局装置の第１の受信信号処理部３８５は、単一の時間軸成分の受信ウエイトベクトルのみを求める点が第１の受信信号処理部１８５との差分である。第１の受信ウエイト算出回路３６３は、この様にして算出した受信ウエイトベクトルを第１の受信信号処理回路３５８−ｊに出力する。なお、第１の受信ウエイト算出回路３６３による受信ウエイトベクトルの算出は、図４６（ａ）において説明した処理に相当する。
また、送信元局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２０が管理する。ここで、通信相手の端末局装置が固定設置されている場合には受信ウエイトベクトル自体を事前に算出して記録しておき、これを単に読み出すことで第１の受信信号処理回路３５８−ｊに対して受信ウエイトベクトルを通知する構成であっても良いし、更にはＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の１対１通信であれば、第１の受信信号処理回路３５８内に直接受信ウエイトベクトルを記憶していても良い。
なお、上述の説明は第１特異値に対応した仮想的伝送路のみを対象とした信号処理であるが、主として見通し波を意識した第１特異値に対応した仮想的伝送路を有効活用しながらも、例えば大型構造物などの比較的きれいな反射波成分なども補助的に活用する場合には、複数アンテナ素子間の同一時刻のサンプリング値間の係数を乗算した加算合成以外にも、数サンプルの遅延成分も含めた構成としても構わない。例えば基準アンテナを第１アンテナとし、１サンプリング・クロック分の遅延波が第ｊアンテナに漏れ込む係数を求める場合には、式（５２）を拡張した下記の式（５７）を用いれば良い。
ここでは式（５２）と同様に、Ｓｊ（ｎ）は第ｊアンテナ素子の第ｎ番目のサンプリング値を表す。ここでは１本のアンテナ素子対１本のアンテナ素子の信号に関する信号処理になっているので、回線利得的には１シンボルにおける値をそのまま使うのではなく、多数回の平均値を用いることでＳＮＲ値を高めることが望ましい。この係数を基に、式（５０）又は式（５１）と同様にして受信ウエイトの値を求めれば良い。この様にして求めた受信ウエイトに対し、例えば受信信号処理としては以下の式（５８）で１系統の時間軸の信号系列を算出すれば良い。
ここで〜ｗ’ｊは、係数ｃ’ｊに対して式（５０）又は式（５１）を用いて算出した受信ウエイトである。この様にして、１サンプリング・クロック分の遅延波を考慮した処理を行うことも可能である。同様に、２サンプリング・クロック分の遅延波を考慮する場合には以下の式（５９）を適用すれば良い。
ここで〜ｗ’’ｊは、係数ｃ’’ｊに対して式（５０）又は式（５１）を用いて算出した受信ウエイトである。同様の拡張を行えば、更なる遅延波成分を考慮することも可能になるが、式（５８）及び式（６０）の両者とも、式（５３）に示した同一時刻のそれぞれのアンテナ素子のサンプリング値の信号に受信ウエイト〜ｗｊを乗算した信号を加算合成する成分を含んでいる点は共通の特徴であり、本実施形態の本質はここにある。
なお、本実施形態では、多数のアンテナ素子の送受信信号の合成において、周波数依存性のある送受信ウエイトを用い、周波数軸上で個別のサブキャリアごとに異なる送受信ウエイトを乗算する従来の指向性制御の代わりに、全サブキャリアで共通の送受信ウエイトを用いることで、サンプリング値ごとに時間軸上での指向性制御を可能としており、これは基地局装置及び端末局装置の双方で同様に用いることも可能であるし、ないしは基地局装置のみ又は端末局装置のみに実装することも可能である。上述の説明は基地局装置に関する説明であったが、以下に端末局装置に関する説明を行う。ここで基地局装置の場合と同様に、送信側及び受信側の双方において時間軸ビームフォーミングを適用することは可能である。
図４９は、第５の実施形態における端末局装置が備える送信部３６１の回路構成の例を示すブロック図である。同図に示す様に、送信部３６１は、第２の送信信号処理回路３４８と、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＳＤＭと、第１の送信信号処理回路３３１−１〜３３１−ＮＳＤＭと、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＭＴ−Ａｎｔと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＭＴ−Ａｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＭＴ−Ａｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＭＴ−Ａｎｔと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−ＮＭＴ−Ａｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＭＴ−Ａｎｔと、第１の送信ウエイト処理部３４０とを備える。第１の送信ウエイト処理部３４０は、第１のチャネル情報取得回路３４１と、第１のチャネル情報記憶回路３４２と、第１の送信ウエイト算出回路３４３とを備える。第５の実施形態における端末局装置の構成は、第１の実施形態における端末局装置６０（図２０）と同様の構成を有するが、送信部６１に代えて送信部３６１を備える点で異なる。
第５の実施形態における送信部３６１は、第１の実施形態において図２５に示した送信部６１に対し、時間軸ビームフォーミングを適用する場合の回路構成である。送信部３６１と、図２５に示した送信部６１との差分は、多数のＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３を一つに集約している点、第１の送信ウエイト処理部１４０に代えて第１の送信ウエイト処理部３４０を備えている点、更にＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３が第１の送信信号処理回路３３１の前段に配置された点である。
また、図２５に示した送信部６１では周波数軸上での送信ウエイトベクトルの乗算が必須であったがためにＯＦＤＭにしろＳＣ−ＦＤＥにしろ、周波数軸上での送信信号処理としてＩＦＦＴ処理がいずれかの配置において必須であった。これに対して、第５の実施形態における送信部３６１は、時間軸上でサンプリングデータ単位での指向性ビーム形成の信号処理が可能であるため、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３をも省略し、純粋なシングルキャリアの信号処理とすることも可能である。この意味で、図中のＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３は点線の四角で表現している。
第５の実施形態の端末局装置に備えられる送信部３６１の動作を説明する。空間多重数ＮＳＤＭ系統数分のデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８より第２の送信信号処理回路３４８に入力されると、第２の送信信号処理回路３４８は、入力された各データ系統に対して送信信号処理を施して、デジタルベースバンド信号をデータ系統ごとに生成する。この信号処理は一般的なものであり、ＯＦＤＭでもシングルキャリアでもＳＣ−ＦＤＥでも、如何なる形式の無線信号であっても良い。また、送信信号に対する任意のプリコーディングを行う場合には、第２の送信信号処理回路３４８にてプリコーディングの信号処理を施す。第２の送信信号処理回路３４８から出力される信号が周波数軸上の信号である場合にはＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３にて、信号系統ごとに周波数軸上の信号を時間軸上の信号に変換する。純粋なシングルキャリアの信号の様に時間軸でのサンプリングデータが入力されるシステムの場合には、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３を介すことなく（すなわちＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３を省略する構成）、第２の送信信号処理回路３４８は、信号処理により得られた各データ系統の信号を第１の送信信号処理回路３３１−１〜３３１−ＮＳＤＭに入力する。
図４７に示した基地局装置が備える第１の送信信号処理部３８１−ｊは１系統の信号系列に対する信号処理を行っていた。これに対して、端末局装置では複数の信号系統の処理を行うため、端末局装置は、複数の第１の送信信号処理回路３３１−１〜３３１−ＮＳＤＭを備える構成になっている。第１の送信信号処理回路３３１−１〜３３１−ＮＳＤＭは、それぞれが対応するデータ系統の信号系列に時間軸上の送信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに乗算し、この結果の送信信号ベクトルの各成分を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＭＴ−Ａｎｔに出力する。加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＭＴ−Ａｎｔは、それぞれが各第１の送信信号処理回路３３１−１〜３３１−ＮＳＤＭから入力される全ての信号系列の信号を加算合成し、同じ系統のＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＳＤＭへ出力する。これ以降の処理は図２５において示した送信部６１において行われる処理と同等である。なお、第１の送信信号処理回路３３１−１〜３３１−ＮＳＤＭで各データ系統の信号系列に対して乗算される時間軸上の送信ウエイトベクトルは、送信部６１と同様に信号送信処理時に、第１の送信ウエイト処理部３４０に備えられている第１の送信ウエイト算出回路３４３より取得される。又は、上述の様に事前に取得しておいた時間軸上の送信ウエイトベクトルを第１の送信ウエイト処理部３４０内に記憶しておく構成として、そこから第１の送信信号処理回路３３１−１〜３３１−ＮＳＤＭに指示する構成であっても良い。
第１の送信ウエイト処理部３４０において、第１のチャネル情報取得回路３４１は、受信部３６５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２１経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、第１のチャネル情報記憶回路３４２に記憶させる。信号の送信時には通信制御回路１２０からの指示に従い、第１の送信ウエイト算出回路３４３は、宛先とする端末局装置に対応したチャネル情報を第１のチャネル情報記憶回路３４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に時間軸上の送信ウエイトベクトルを算出する。ここでの送信ウエイトベクトルの算出方法は上述の基地局装置と同様な任意の方法を用いることができる。更に図２５において示した送信部６１では各周波数成分の個別の送信ウエイトベクトルを求めるのに対し、第５の実施形態における第１の送信ウエイト算出回路３４３は単一の時間軸成分での送信ウエイトベクトルのみを求める点が送信部６１との差分である。また、端末局装置が固定設置されている場合には送信ウエイトベクトル自体を事前に算出して記録しておき、これを単に読み出すことで第１の送信信号処理回路３３１−１〜３３１−ＮＳＤＭに対して送信ウエイトベクトルを通知する構成であっても良いし、更にはＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の１対１通信であれば、第１の送信信号処理回路３３１−１〜３３１−ＮＳＤＭ内に直接送信ウエイトベクトルを記憶していても良い。
図５０は、第５の実施形態における端末局装置の受信部３６５の構成例を示すブロック図である。同図に示す様に、受信部３６５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＭＴ−Ａｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＭＴ−Ａｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｎと、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｎと、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｎと、第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭと、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭと、第２の受信信号処理回路３５９と、第１の受信ウエイト処理部３５４とを備える。第１の受信ウエイト処理部３５４は、第１のチャネル情報推定回路３５６と第１の受信ウエイト算出回路３５７とを備える。
第５の実施形態における受信部３６５は、第１の実施形態において図２３に示した受信部６５に対し、時間軸ビームフォーミングを適用する場合の回路構成である。図２３に示した受信部６５との差分は、多数のＦＦＴ回路８５７を一つに集約した点、第１の受信信号処理回路１５５と第２の受信信号処理回路１５９と第１の受信ウエイト処理部１５４とに代えて第１の受信信号処理回路３５５と第２の受信信号処理回路３５９と第１の受信ウエイト処理部３５４とを備える点、更にＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭと、が第１の受信信号処理回路３５５の後段に配置された点である。
また、図２３に示した受信部６５では周波数軸上での受信ウエイトベクトルの乗算が必須であったがためにＯＦＤＭにしろＳＣ−ＦＤＥにしろ、周波数軸上での受信信号処理としてＦＦＴ処理がいずれかの配置において必須であった。これに対して、第５の実施形態における受信部３６５は、時間軸上においてサンプリングデータ単位での指向性ビーム形成の信号処理が可能であるため、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭをも省略し、純粋なシングルキャリアの信号処理とすることも可能である。この意味で、図５０に示したＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭは点線の四角で表現している。
第５の実施形態の端末局装置に備えられる受信部３６５の動作について説明する。アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＭＴ−Ａｎｔで受信された信号に対する処理のうち、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＭＴ−ＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＭＴ−Ａｎｔまでにおいて行われる処理は、第１の実施形態の受信部６５における処理と同様の処理である。Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＭＴ−Ａｎｔは、各サンプリングにおけるデジタルベースバンド信号で構成される受信信号ベクトルを第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭに入力する。基地局装置においては、図４８に示した様に第１の受信信号処理部３８５−ｊが１系統の信号系列の処理を行っていた。これに対して、端末局装置においては複数の信号系統の処理を行うため、受信部３６５は、複数の第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭを備える構成になっている。第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭは、通信制御回路１２１からの指示に従い、各信号系列に対応する時間軸上の受信ウエイトベクトルをサンプリング値ごとに受信信号ベクトルに乗算し、各信号系列の信号に変換する。各信号系列に対応する受信ウエイトベクトルは、第１の受信ウエイト処理部３５４から入力される。第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭは、得られた各信号系列の信号を、信号系列に対応するＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭへ出力する。
なお、図２０に示した通信制御回路１２１と図５０に示す通信制御回路１２１では、厳密には通信制御回路１２１を介して転送するチャネル情報などの詳細が若干異なる。例えば、図２０では一般の通信方式を対象としているため、サブキャリアごとに異なるチャネル情報を転送する必要があるが、図５０の場合には時間軸上の単一のチャネル情報（すなわち、周波数依存性がなく、全サブキャリアで共通のチャネル情報）のみを転送すればよい。しかし、この様な具体的な情報の差分を除けばその他の機能は等価であるため、ここでは同一の符号を用いて説明することとする。
ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥの様に、これ以降において周波数軸上の信号処理が必要である場合には、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭにて時間軸上の各信号系列の信号を周波数軸上の信号に変換する。純粋なシングルキャリアの信号の様に時間軸上で全ての信号処理を行うシステムの場合、ないしはこの後段でも時間軸上の受信ウエイト行列を用いて信号処理を行う場合には、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭを介すことなく（すなわちＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭを省略する構成とする）、各信号系列の信号は第２の受信信号処理回路３５９へ出力される。
例えば第２の受信信号処理回路３５９にて時間軸上の信号処理を行う場合には、第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭから空間多重数ＮＳＤＭの次元の時間軸上の各信号系列の信号が入力され、これに時間軸上の受信ウエイト行列を乗算し、空間多重された信号系列の信号分離を時間軸上で実施し、分離された信号に対して必要に応じて信号検出処理を行い、再生されたデータ系列をＭＡＣ層処理回路６８に出力する。
ここで、第２の受信信号処理回路３５９が各信号系列の信号に対して乗算する受信ウエイト行列は、図４６（ｂ）に示した処理により得られる受信ウエイト行列である。ここでは、事前に取得した受信ウエイト行列を用いても良いし、無線パケットの受信の都度、第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭから入力される信号（無線パケット）の先頭に付与されたチャネル推定用のトレーニング信号を用い、式（５６）に示した演算でチャネル情報に関するチャネル行列を取得し、これに対して一般的なＭＩＭＯ信号処理として、ＺＦ法やＭＭＳＥ法などにより線形ウエイトを算出して受信ウエイト行列としても良い。この様にして信号分離されたＮＳＤＭ系統の信号は、シングルキャリアの信号であればシングルキャリアの信号処理を行えば良いし、ＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥであれば、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで、ＦＦＴにより時間軸上の信号を周波数軸上の信号（サブキャリアごとのデジタルベースバンド信号）に変換し、通常の復調処理を行い、再生されたデータ系列をＭＡＣ層処理回路６８に出力する。
一方、第２の受信信号処理回路３５９にて周波数軸上の信号処理を行う場合には、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＳＤＭから周波数軸上の信号が第２の受信信号処理回路３５９に入力され、事前に取得した受信ウエイト行列を用いても良いし、無線パケットの受信の都度、第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭから入力される信号（無線パケット）の先頭に付与されたチャネル推定用のトレーニング信号部分の情報と既知のトレーニング信号の関係を基にチャネル推定を行うことでチャネル行列を取得し、これに対して一般的なＭＩＭＯ信号処理として、ＺＦやＭＭＳＥなどの線形ウエイトを算出して受信ウエイト行列としても良いし、ＭＬＤや簡易型のＱＲ−ＭＬＤなどの非線形処理で信号検出処理を行っても良い。この様な信号検出処理を実施して再生されたデータ系列をＭＡＣ層処理回路６８に出力する。なお、上述の説明における信号検出処理ないしは復調処理においては、必要に応じてデインタリーブや誤り訂正処理などを含む構成としても構わない。
なお、各Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＭＴ−Ａｎｔにて取得する各サンプリング値を成分とする受信信号ベクトルがチャネル推定用のトレーニング信号に対応するものである場合には、この受信信号ベクトルは第１のチャネル情報推定回路３５６に入力される。第１のチャネル情報推定回路３５６は、上述の基地局装置７０と同様な何らかの手法で各端末局装置のアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＭＴ−Ａｎｔと、基地局装置７０の各仮想的アンテナ素子との間のチャネル情報を時間軸上で推定し、その推定結果を第１の受信ウエイト算出回路３５７に出力する。第１の受信ウエイト算出回路３５７は、入力された時間軸上のチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトベクトルを算出する。第１の実施形態において図２３に示した受信部６５が各周波数成分の個別の送信ウエイトベクトルを求めるのに対し、第５の実施形態における端末局装置の受信部３６５は、単一の時間軸成分での送信ウエイトベクトルのみを求める点が受信部６５との差分である。第１の受信ウエイト算出回路３５７は、この様にして算出した受信ウエイトベクトルを第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭに出力する。又は、上述の様に事前に取得しておいた時間軸上の受信ウエイトベクトルを第１の受信ウエイト処理部３５４内に記憶しておく構成として、そこから第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭに指示する構成であっても良い。
また、送信元局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路１２１が管理する。ここで、端末局装置が固定設置されている場合には受信ウエイトベクトル自体を事前に算出して記録しておき、これを単に読み出すことで第１の受信信号処理回路３５５に対して受信ウエイトベクトルを通知する構成であっても良いし、更にはＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の１対１通信であれば、第１の受信信号処理回路３５５−１〜３５５−ＮＳＤＭ内に直接受信ウエイトベクトルを記憶していても良い。以上が第５の実施形態における端末局装置の受信部３６５の構成例の説明である。
第５の実施形態のポイントとしては、複数のアンテナ素子を備える場合において、アンテナ素子間の間隔を狭くすることにより、見通し波の経路長の差が十分に小さくなり、また周波数領域における受信ウエイトの周波数依存性が小さくなる傾向がある。このとき、ＩＦＦＴなどにより受信ウエイトを時間領域に変換すると、殆ど第１波成分（見通し波の成分）が全体の受信電力のうちの大部分を占めることになる。この様な状況では、周波数領域において行われるＭＩＭＯの信号分離が、時間領域において実行可能になる。また、第１波成分のみを用いた時間領域において行えるＭＩＭＯの信号分離は、サンプリング値ごとに行うことができる。
そこで、第５の実施形態における無線通信システムでは、例えば信号受信時において、基地局装置が備える第１の受信信号処理部３８５と端末局装置が備え得る受信部３６５内の第１の受信信号処理回路３５５とが、チャネル行列を特異値分解して得られる第１特異値に対応する仮想伝送路の信号を受信信号から分離する第１段目の信号分離を時間軸上でサンプリング値ごとに実施する。その後、基地局装置が第１の受信信号処理部３８５の後段に備える第２の受信信号処理部７５と端末局装置が備え得る受信部３６５内の第２の受信信号処理回路３５９とが、仮想伝送路間の信号を分離する第２段目の信号分離を実施する。第５の実施形態の無線通信システムの受信側の装置において、第２段目の信号分離を時間軸上で行う場合には、信号分離において用いられる受信ウエイト行列は、アンテナ素子ごとに受信した信号の相関値を求めることにより得られるチャネル行列に基づいて算出することが可能である。
ＭＩＭＯの信号分離を時間領域において行うことにより、信号分離において必要だったＦＦＴを省くことが可能となり、演算負荷及び演算回路を削減することができる。また、空間多重されたシングルキャリア伝送を行う際には、周波数軸上に信号を変換する必要がなくなるため、ミリ波等の高周波数帯で問題となる位相雑音の影響を、既存の純粋なシングルキャリア伝送での位相雑音補償技術を流用することが可能になる。また、基地局装置及び端末局装置におけるＭＩＭＯ信号分離に対する演算負荷を削減しつつ、第１から第４の実施形態と同様に、見通し環境における直接波が支配的な状況において帯域の拡大を実現することができる。
なお、第５の実施形態の無線通信システムでは、相関係数から受信ウエイト／送信ウエイトを求める構成について説明した。しかし、一部のサブキャリアに対してチャネル情報のフィードバックを行い、その平均値で全周波数帯の受信ウエイト／送信ウエイトを算出する様にしてもよい。
［第６の実施形態］
［見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法］
（第６の実施形態の係る基本原理の概要）
上述の説明では、複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に利用した空間多重伝送について説明した。この空間多重伝送ではチャネル行列を特異値分解し、その第１右特異ベクトルないしは第１左特異ベクトルを算出する必要がある。また、この特異値分解に用いる元のチャネル行列を取得するためには、チャネル推定及びチャネル情報のフィードバックが必要である。ここでは多数のアンテナ素子を用いることで利得の向上を図るため、多数の送信アンテナと多数の受信アンテナのそれぞれの数の積に相当するチャネル行列の成分を求める必要がある。一般的にはチャネル行列の成分の数に比例してチャネル推定用のトレーニング信号送信に伴うオーバヘッドが増加し、無視できない量となる。
インプリシット・フィードバックは、例えばアップリンクのチャネル行列の取得ができた場合に、キャリブレーション処理によりダウンリンクのチャネル行列を推定し、基地局装置のアンテナ素子数の増加に伴うオーバヘッドを削減することができる。一方、端末側に複数本のアンテナ素子があれば、各アンテナ素子から個別にトレーニング信号を送信しなければ、アップリンクのチャネル行列を取得できず、端末側のアンテナ素子数の増加に伴うオーバヘッドは削減することができない。
端末側のアンテナ素子数が比較的少数の場合、例えば２本であれば偶数サブキャリアと奇数サブキャリアでそれぞれのアンテナがトレーニング信号を送信することにより、周波数軸上において２サブキャリア周期で独立してチャネル推定が可能である。この場合、その間のチャネル推定ができていないサブキャリアのチャネル情報を内挿補間で推定する。他にも直交化された複数のプリアンブル信号を用いることで効率的にチャネル推定を行うことは可能である。しかし、例えば１６本や３２本などの多素子のアンテナ素子を備える場合には、サブキャリア間隔が広がりすぎて内挿補間によるチャネル推定の精度が極端に低下してしまうという課題があり、効率的なチャネル推定及びそのフィードバックには限界が存在する。
更に、大規模アンテナを適用して回線利得を向上する場合においても、１素子のアンテナでは回線設計上では有効なチャネル推定ができるほどの高いＳＮＲ（信号雑音比）は期待できない。このため、例えばチャネル時変動がないことを前提とした長時間測定と平均化処理などが必要である。しかし、例えば列車ムービングセルの場合の様に時変動を伴う様なケースでは長時間平均化は採用することはできず、瞬時に必要な全てのパスのチャネル情報を取得する必要がある。一般のＭＩＭＯシステムでは、例えば送信側にＮ本のアンテナ素子を備える場合には、１ＯＦＤＭシンボルのトレーニング信号をＮシンボル利用してチャネル推定を行ったりしていた。しかし、上述の様に送受信局共に多数のアンテナ素子を備える場合には、Ｎ本のチャネル推定の間にチャネルが時変動する恐れがある。このため、可能な限り短時間で必要なチャネル情報を取得し終わるチャネル推定方法が必要となる。
ここで、上述の第１特異値に対する仮想的伝送路を積極的に利用する場合には、端末装置のアンテナ群及び基地局装置の各第１の信号処理部のアンテナ群は非常に狭い領域に集中して配置されている。このため、その微妙な位置のずれによりチャネル情報は微小に変化する。しかし、見通し波成分のみに着目するならば、その変化はチャネルベクトルの各成分の間の規則性を保った形で変化することが期待される。例えば、送信側であるアンテナ素子から送信した際の信号を受信側のアンテナ群で受信した場合、信号の経路長差に依存してチャネル情報は変化する。このため、この規則性がどの様なものであるかを「見通し波」のみを考慮した伝搬モデル上で取得し、その規則性を積極的に利用することでチャネル推定を効率的に実施することができる。以下では、このチャネル推定を効率的に実施する方法について説明する。
図５１は、複数のアンテナ素子で受信した受信信号の概要を示す図である。この図において、符号２２１−１〜５はアンテナ素子であり、アンテナ素子２２１−１〜５が角度θ方向でアンテナ素子２２１−１から距離Ｌ離れた地点にある別のアンテナ素子（本図では図示していない）からの信号を受信する場合の状況を示している。ここで、第ｍアンテナ素子２２１−ｍでの時刻ｔの受信信号をΦｍ（ｔ）として表している。角度θ方向からの到来波の第１アンテナ素子２２１−１の、送信アンテナからの距離をＬとして、平面波近似を行った場合、波面は点線で示したラインとなる。
したがって、第１アンテナ素子２２１−１と第ｍアンテナ素子２２１−ｍの到来距離の差分は図に示す様にΔＬｍとなる。アンテナ素子間隔がｄであれば、第ｍと第ｍ＋１アンテナ素子の経路差はｄ・ｓｉｎθである。ただし、ここではリニアアレー以外の配置の場合も含めて一般化するためにΔＬｍを用いて第１アンテナ素子２２１−１を基準に経路長差を規定している。ここで、第ｍアンテナ素子２２１−ｍの受信信号を第ｋサブキャリアφｍ （ｋ）（ｔ）に分けて表現すれば、第ｍアンテナ素子２２１−ｍでの時刻ｔの受信信号Φｍ（ｔ）はサブキャリア成分の総和として下記の式（６１）で表すことができる。
ここで、時刻ｔにおける送信信号成分をＳｋ（ｔ）で表せば、中心周波数ｆｃに対し無線周波数ｆｃ＋ｆｋの受信信号は以下の式（６２）で表すことができる。
ここで、ｃｍ （ｋ）は第ｋサブキャリアにおいて第１アンテナ素子２２１−１での受信信号を基準とする際の第ｍアンテナ素子２２１−ｍでの受信信号の係数（相対チャネル情報）であり、下記の式（６３）で与えられる。
ここでαｍは第ｍアンテナ素子２２１−ｍに関する定数であり、下記の関係式（式（６４））で定義される。
式（６３）の右辺は二つの自然対数のべき乗の積で表記されているが、その前者はサブキャリアごとに周波数依存性のない定数で、アンテナ素子ごとに異なる値を取る一方、後者は周波数依存性を示す。Ｗが周波数帯域幅であることを考慮するとｘ＝ｆｋ／Ｗとすれば、αｍが１よりも小さい時に、ｘが−１／２から＋１／２の間の値で変化するときに複素位相が２παｍｘで直線的に変化する。この複素位相が直線的に変化する特徴を利用すれば、全てのサブキャリアにおいて受信ウエイトを算出しなくても、何点かサブキャリアを定めて複素位相成分の線形補間を行えば全サブキャリアでの受信ウエイトを算出することが可能となる。
なお、上述の説明では式（６３）の右辺は絶対値が１の複素数となっているが、現実の測定結果では雑音や反射波の影響で厳密には絶対値が１の複素数とはならない。その様な場合には、観測されたｃｍ （ｋ）をｃｍ （ｋ）／｜ｃｍ （ｋ）｜で規格化した値に置換して下記の処理を施すこととする。また、この様にして規格化されたチャネル情報の複素共役値を用いて受信ウエイトを算出する場合には、そのウエイトは最大比合成ではなく等利得合成のウエイトとして求まることになるが、ここでは見通し波が支配的な環境を想定しているために、等利得合成と最大比合成で特性に大きな差がないことが期待される。
図５２は、限定的なサブキャリアによるチャネル推定の概要を示す図である。この図においては、周波数帯域幅Ｗの中でｆＡ〜ｆＤの４つのサブキャリアに対し第ｍアンテナ素子に対してチャネル推定を行い、測定により得られた規格化された相対チャネル情報ｃｍ （ｆｋ）に対し、自然対数（自然対数の底ｅを用いた対数）を取った値を２πｊで除算した値をＹｍ（ｆｋ）とする（式（６５））。
式（６５）を参照すれば、ｆｋ／Ｗをｘ、Ｙｍ（ｆｋ）をｙとしてグラフにプロットすると、−１／２〜＋１／２の間のｘに対し、図５２の右図の様に直線的にｙ＝ａｘ＋ｂの直線上近傍に観測されたＹｍ（ｆｋ）がプロットされることになる。したがって最小二乗法でこの直線のフィッティングを行えばチャネル情報の周波数依存性を取得することができる。従来からトレーニング信号を送信するサブキャリアを歯抜けにしてチャネル推定を行う技術はあった。しかし、それらは全帯域内でのチャネル情報の周波数依存性に関する情報がなかったため、観測された２点のサブキャリア間での直線的な内挿補間や、その２点の前後の周波数依存性を考慮して、非線形の内挿補間を行うなどの処理に限定されていた。本実施形態は、見通し波成分のみに着目する場合には全周波数帯域で複素位相的には直線的な周波数依存性を示すことを活用し、全帯域に渡りその周波数依存性を活用した線形補間を行うものである。ただし、ここで注意すべき点としては、複素数の自然対数を取る際に、ｅのべき乗部分に２πｊの整数倍が加算されてもＹｍ（ｆｋ）は同じ値となるため、その部分の補正を行わなければならない点が挙げられる。
例えば図５２に示す例では、最小二乗法は回帰直線と４つの点（ｆＡ／Ｗ，Ｙｍ（ｆＡ））、（ｆＢ／Ｗ，Ｙｍ（ｆＢ））、（ｆＣ／Ｗ，Ｙｍ（ｆＣ））、（ｆＤ／Ｗ，Ｙｍ（ｆＤ））に対して実施する。また、これだけでなく、例えばそれぞれが±１及び０のいずれかのオフセット値で与えられるηＡ、ηＢ、ηＣ、ηＤに対し、回帰直線と４つの点（ｆＡ／Ｗ，Ｙｍ（ｆＡ）＋ηＡ）、（ｆＢ／Ｗ，Ｙｍ（ｆＢ）＋ηＢ）、（ｆＣ／Ｗ，Ｙｍ（ｆＣ）＋ηＣ）、（ｆＤ／Ｗ，Ｙｍ（ｆＤ）＋ηＤ）との間で最小二乗法を実施してそれぞれのオフセット値の組み合わせごとにａ，ｂを算出し、その中で下記の式（６６）を最小にするａ，ｂの組み合わせを真の回帰直線と見なせばよい。
なお、ここでは４つの各サブキャリアにおいてオフセット値が−１、０、＋１の値を取りえるので、これらすべての組み合わせとして３４＝８１通りの最小二乗法を実施することになる。この様にして得られたａ，ｂを用いて任意の周波数ｆｋに対し、下記の式（６７）のチャネル情報を算出し、この複素共役として受信ウエイトを算出すればよい。
若干補足しておくと、この回帰直線の傾きである係数ａは、式（６４）のαｍに相当する物理量である。これが例えば１よりも十分に小さい値であれば、ｙ＝ａｘ＋ｂの直線はｘが−１／２から１／２の間で変化したときにｙの変化は１よりも十分小さく、雑音や反射波の影響を考慮してもオフセット量は±１の範囲で十分であると考えられる。しかし、ΔＬｍの値がある程度大きくなるとｙの変化は１を超える様になり、この様な場合には例えば０、±１、±２・・・などの選択の範囲を拡張することで対応可能となる。
逆にΔＬｍの値がある程度小さくなる場合には、例えばｆＢ／Ｗで観測されるＹｍ（ｆＢ）と、その前後のｆＡ／Ｗ及びｆＣ／Ｗで観測されるＹｍ（ｆＡ）、Ｙｍ（ｆＣ）はそれほど大きな差がつく訳ではない。この場合には｜Ｙｍ（ｆＡ）−Ｙｍ（ｆＢ）＋ηＢ｜及び｜Ｙｍ（ｆＣ）−Ｙｍ（ｆＢ）＋ηＢ｜の両方の値が所定の値（例えば０．５や０．３などの１より小さな値）より大きくなる様なオフセット量ηＢは、検討の対象外とすることも可能である。ここで、例えばＹｍ（ｆＡ）、Ｙｍ（ｆＤ）などは両端の観測点なので、両端の観測点との比較の代わりに、一方のみと比較することとしても構わない。この様にすれば、オフセット量を考慮しながらも、検索の範囲を限定することが可能であり、個別の最小二乗法を行うことに伴う演算量の増大を抑えることが可能になる。
以上のチャネル推定ではある送信アンテナからはサブキャリアを限定してトレーニング信号を送信すればよいため、全サブキャリアに対してトレーニング信号を送信する場合に比べて、送信電力を少数のサブキャリアに注力することができる様になる。例えば、全サブキャリア数が１０００であるとすると、４つのサブキャリアに注力すると全サブキャリアに送信する場合に比べて２５０倍の送信電力で送信することができ、したがって１０Ｌｏｇ２５０≒２４［ｄＢ］の回線利得を稼ぐことができる。したがって、その分だけチャネル推定精度は改善されることになる。
更に、上述のサブキャリアｆＡからｆＤとは異なるサブキャリアのｆＡ’からｆＤ’の４つのサブキャリアを用いれば、異なるアンテナ素子に対して同様のチャネル推定を同時に実施することが可能である。例えば、送信側に仮に２５０素子のアンテナが備えられていたとしても、それぞれが４つのサブキャリアのみで送信するならば、全体で１０００のサブキャリアがあれば足りることになる。すなわち、２５０本のアンテナ素子と、多数（例えば１００素子）のアンテナ素子でＭＩＭＯチャネルが構成されていたとしても、１回のチャネル推定で全てのサブキャリアの２５０×１００のＭＩＭＯチャネル行列のチャネル情報が取得可能となる。
ここで、仮に有効サブキャリア（データ通信で用いられるサブキャリア）数が４の倍数でない場合には、少なくともその端数の調整のための対応が必要である。例えば、あるアンテナ素子に関しては若干少なめの３サブキャリアのみを割り当てたトレーニング信号を一部で利用したり、ないしは一部の有効サブキャリアにはトレーニング信号の割り当てを行わずに調整したりしても良い。この辺はシステムパラメータ次第である。
ここで、例えば図１６に示す様に、複数の第１の信号処理部３０４に複数のアンテナ素子を備えている場合を考える。各第１の信号処理部３０４に５０本ずつのアンテナ素子が備えられ、更に５つの第１の信号処理部３０４−１〜５を備えていたとすれば、全体のアンテナ素子数は２５０本となる。上述の説明の様にこれらのアンテナを用いてダウンリンクにおけるチャネル情報を取得する場合、それらが全て一括で取得できることになる。また、第１特異値に対応する複数の仮想的伝送路を用いて空間多重を行う場合には、異なる第１の信号処理部３０４にまたがった送信指向性制御は行わないので、仮に第１の信号処理部３０４が１０個備えられている場合には、同様の処理を第１から第５までの第１の信号処理部３０４と、第６から第１０までの第１の信号処理部３０４との２回に分けてチャネル推定をすればよい。
重要なのは同一の第１の信号処理部３０４に関するアンテナ素子に関わるチャネル推定を同時に実施することであり、異なる第１の信号処理部３０４に属しているアンテナ素子同士では、一括してチャネル推定を実施する必要はない。ちなみに、サブキャリア数が２０００ある場合には、４サブキャリア×５０本アンテナ×（５セット＋５セット）で２０００となるため、２回に分ければチャネル推定は可能である。この様に、サブキャリア総数や一度のチャネル推定に用いるサブキャリア数などはシステム設計上のパラメータであり、その他の如何なる値でも同様に本実施形態は適用可能である。
ここで、送信側が複数のアンテナ素子を用いてチャネル推定を行う際の注意点を説明する。まず、上述の説明では式（６３）に示した様に、受信側の複数のアンテナ素子の受信信号を基準となるアンテナ素子（ここでは第１アンテナ素子を想定）の受信信号で除算しており、すなわち、絶対的なチャネル情報ではなくあくまでも第１アンテナ素子を基準にしたチャネル情報の相対的な関係として相対チャネル情報を用いていた。これを明示的に示せば、上述の手順で得られる相対チャネル行列Ｈｒｅｌａｔｉｖｅは、第ｋサブキャリアの第ｊ送信アンテナと第ｉ受信アンテナの間のチャネル情報の成分をｈｉｊ （ｋ）とするならば、下記の式（６８）で与えられる。
相対チャネル行列Ｈｒｅｌａｔｉｖｅの特徴は、第１行目の行ベクトルの各成分が１となっており、全て受信側の第１アンテナ素子を基準にした情報となっている点である。上述の最小二乗法で求めるサブキャリアごとの相対チャネル情報は全て第２アンテナ以降の受信アンテナに関するものであり、受信側の第１アンテナ素子に関するチャネル情報は上述の議論の外にある。勿論、Φ１（ｔ）に関するサンプリング情報を取得しているので、１ＯＦＤＭシンボルに渡りこの情報を基にＦＦＴ処理などを通して絶対チャネル情報を得ることができる。しかし、上述の説明の様に例えば送信側の第１アンテナから送信する信号はサブキャリアｆＡからｆＤにおける信号のみで、例えば別のサブキャリアｆＡ’からｆＤ’における信号は送信側の第２のアンテナから送信する信号になる。
すなわち、同一サブキャリアｆＡに関しては第１送信アンテナのチャネル情報しか取得できないし、サブキャリアｆＡ’に関しては第２送信アンテナのチャネル情報しか取得できない。例えば偶数サブキャリアと奇数サブキャリアでアンテナ素子を変える場合、トレーニング信号が送信されていないサブキャリアのチャネル情報も線形補間で予測することはできるが、回線利得の不足を改善するために少数のサブキャリアにトレーニング信号を限定してしまうと、その間の線形補間は不可能になる。
しかし後述する様に、この行列を特異値分解する場合には、その左特異行列は式（６８）の右辺の積の第２項の対角成分が如何なるものであっても、その影響を受けず同様の左特異行列を生じさせることになる。
この理由は以下の通りである。まず、ある行列の全成分に所定の係数を乗算した場合、その行列を特異値分解すると、全ての特異値にその所定の係数が乗算されるのみで、右特異行列も左特異行列も同じ値となる。次に、式（６８）の右辺の第２項の各対角成分の１／ｈ１ｊ （ｋ）は見通し波で且つアンテナ素子がそれぞれ近傍にあるために、その受信信号の振幅に当たる｜ｈ１ｊ （ｋ）｜はほぼ等しい値となる。
すなわち、この行列全体に係数｜ｈ１１ （ｋ）｜を乗算すると、式（６８）の右辺の第２項の各対角成分は｜ｈ１１ （ｋ）｜／ｈ１ｊ （ｋ）となり、この対角項は全て絶対値が１で複素位相だけが異なる値となっている。この行列は任意の列ベクトル同士が直交していると共に、この行列の複素共役を取った行列の対角項は元の対角項の逆数となり、複素共役行列と元の行列を乗算した積が単位行列となっている。すなわち、これはユニタリー行列となっているため、式（６８）の右辺の第１項の行列を特異値分解すると、左特異行列と特異値を対角項にもつ行列は共通で、右特異行列のみが上述のユニタリー行列で回転させられた右特異行列に変換させられた行列となるだけである。
式（６８）の右辺の第１項の行列である全体のチャネル行列が分からなくても、受信のための受信ウエイトベクトル算出には相対チャネル行列Ｈｒｅｌａｔｉｖｅが分かれば十分であるということになる。ちなみに、受信ウエイトベクトルが分かればキャリブレーション処理により送信ウエイトベクトルも取得可能であり、結果的に上述の手法でチャネル推定を行えば、そのトレーニング信号を受信した側では受信ウエイトベクトルも送信ウエイトベクトルも、その両方が取得可能であることを意味している。
この様に、上述の手法では例えばダウンリンクでチャネル推定を行うことで、端末局装置側の受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトル（ないしは、そのベクトルを組み合わせて形成したウエイト行列）を求めることが可能となったが、基地局装置側の受信ウエイトベクトル及び送信ウエイトベクトル（ないしは、そのベクトルを組み合わせて形成したウエイト行列）を求めるためには、端末局装置側から同様にトレーニング信号を送信し、アップリンクで同様の処理を行えばよいことになる。
（チャネル推定精度の向上のためのオプション機能）
なお、上述の方法を適用するシステムでは電波の到来方向が比較的狭い範囲に存在するケースをターゲットとしているため、指向性利得が高いアンテナ素子を利用することを想定している。この場合、見通し環境であれば見通し波が支配的となるために、上述の様にチャネル情報は周波数軸上で直線的な振る舞いを示すことが予想されるが、厳密には反射波の漏れ込みが若干予想されるため、その影響で周波数選択性歪により直線からずれた振る舞いを示す可能性がある。このずれの程度は反射波の電力の割合に依存するが、例えばたった４点のサブキャリアで回帰計算をするのでは精度が低くなる可能性がある。そこで、複数アンテナ素子のチャネル情報全体で包括的に回帰計算することを考える。
例えば、図５１に示した様なリニアアレーを考えれば、第１アンテナ素子と第ｍアンテナ素子との経路長差ΔＬｍは下記の関係式（６９）となることが想定される。
すなわち、式（６４）においてαｍは下記の関係式（７０）で与えられる。
この場合、式（７０）の拘束条件付きで全体のチャネル情報を取得すればよいことになる。なお、この拘束条件の適用の仕方には、幾つかのバリエーションが考えられる。例えば、全アンテナで個別に上述の最小二乗法によりａ，ｂを求め、この直線の傾きａはαｍに一致するので２以上のｍに対してａ／（ｍ−１）を演算してその平均値を求め、２以上のｍに対する式（７０）のα２の平均値＾α２を求める。次に、第ｍアンテナに関しては（ｍ−１）×＾α２をａに代入し、その傾きにおけるＹ切片を最小二乗法でアンテナ素子ごとに求めてもよい。
その他の方法としては、例えば以下の方法がある。電波の到来方向の角度θとアンテナ素子間隔ｄが得られた場合、α２はｄ・ｓｉｎθ×Ｗ／ｃで概ねの値が推定できるため、その近傍の複数の値を試験用のα２値として与え、ａ＝αｍ（すなわち回帰直線の傾き）を（ｍ−１）×α２で与え、そのａを利用してアンテナごとに上述の様にオフセット値ηｋを導入した最小二乗法で第ｍアンテナのＹ切片の値ｂｍ及びその際に利用したオフセット値群｛ηｋ｝を合わせて求め、このα２とそれに対応した｛ｂｍ｝｛ηｋ｝を用いて下記の式（７１）で与えられるＦ（α２，｛ｂｍ｝，｛ηｋ｝）を算出する。
ここで、ｋに対する総和のΣは各アンテナ素子で用いたサブキャリアのみに対する総和を、ηｋは第ｍアンテナで用いた第ｋサブキャリアのオフセット値を意味する。この様なα２に対するＦ（α２，｛ｂｍ｝，｛ηｋ｝）の中で、Ｆ（α２，｛ｂｍ｝，｛ηｋ｝）が最小となるときのα２と、その際のＹ切片のセット｛ｂｍ｝を用いて、各アンテナ素子の各サブキャリアのチャネル情報を取得することが可能となる。
ここで補足であるが、このＹ切片の値は本来はｆｃΔＬｍ／ｃで与えられるため、アンテナ番号ｍに対して式（６９）の周期性を持つはずである。しかし、例えば中心周波数が８０ＧＨｚの場合を考えると、光速３×１０８で除算しても、ｆｃ／ｃは２６７程度となりΔＬｍの値が３．３５ｍｍとなると複素位相が１周回ってしまうことになる。ｆｃΔＬｍ／ｃ＋ηの様に２πを超えたことで折り返しのオフセットが付与された状態で観測されることになり、しかもそのオフセット値ηが比較的大きな値となり得るため、式（７０）の様な比例関係が把握できなくなる。
したがって、アンテナ素子ごとの回帰直線のｂの値に設定する式（７０）の様な拘束条件は簡易な形式では表現できず、それぞれが独立なＹ切片の値として評価すべき関係にある。これが、この問題の厳密解の算出を困難にする理由である。ただ、この様な効果を考慮した上で上述の最小二乗法の精度を高める工夫を施して取得したチャネル情報を用いて受信ウエイトベクトルを算出すれば、本実施形態を高精度で適用することが可能である。
なお、上述の説明の例では４つのサブキャリアを利用する場合について例を示したが、当然ながら４以外のサブキャリア数であっても構わない。ここで利用するサブキャリア数が少ないと、最小二乗法の精度は落ちることになるが、逆にサブキャリア数を多くするとサブキャリア当たりの送信電力が減少するため、チャネル推定のＳＮＲが低下して推定精度が劣化する。最小二乗法の回帰直線の傾きａに関しては複数の受信アンテナを併用して補正を行うことにより精度を高めることは可能であるが、Ｙ切片のｂに関しては上述の手法では精度を高めることができない。このため、実際のシステム設計ではこれらのバランスを取る形でチャネル推定に用いるサブキャリア数の最適化が図られることになる。
また、上述の説明では１回のトレーニング信号の送信によるチャネル推定の説明を行ったが、式（６３）から明らかな様に基準のアンテナ素子との相対チャネル情報を取得する場合には、異なるサブキャリアにおけるチャネル推定を同一時刻に行わなければならない必然性はない。例えば、サブキャリアｆＡからｆＤのみに対してチャネル推定を行った後、時刻を変えてで別のサブキャリアｆＡ’からｆＤ’についてもチャネル推定を行えば、８つのサブキャリアに対して情報の取得を行うことが可能となる。これらの処理を繰り返し行えば、より多くのサブキャリアを用いることで回帰直線のフィッティングの精度を高めることが可能である。
（完全なチャネル行列の取得方法に関する補足）
上述の説明では、例えばダウンリンクであれば端末局装置単独で、端末局装置側の受信ウエイト及び送信ウエイトを算出する場合を想定して式（６８）の右辺の第２項の行列の各成分は不定としていた。しかし、仮に固定設置の無線エントランスや列車ムービングセルに適用する場合には、ダウンリンクで取得した情報とアップリンクで取得した情報とを集約し、両者を把握した上で処理を実施することが可能である。
例えば式（６８）がダウンリンクの情報であるとすれば、アップリンクで求めた相対チャネル行列Ｈｒｅｌａｔｉｖｅの第１列ベクトルの成分をキャリブレーション処理する。このキャリブレーション処理により換算されたダウンリンクの第ｋサブキャリアの第ｊ送信アンテナと第ｉ受信アンテナの間のチャネル情報の成分をｈ’ｉｊ （ｋ）とすれば、アップリンクに対する上述の処理によりｈ’１２ （ｋ）／ｈ’１１ （ｋ）、ｈ’１３ （ｋ）／ｈ’１１ （ｋ）、・・・、ｈ’１Ｍ （ｋ）／ｈ’１１ （ｋ）が求まることになる。ダウンリンクの相対チャネル行列Ｈｒｅｌａｔｉｖｅの各成分に係数ｈ’１１ （ｋ）を乗算すると、右辺の第２項の行列の第（ｊ，ｊ）対角成分はｈ’１１ （ｋ）／ｈ１ｊ （ｋ）となる。これがｈ’１１ （ｋ）／ｈ’１ｊ （ｋ）で近似可能とすると、それはアップリンクに対して求めたｈ’１２ （ｋ）／ｈ’１１ （ｋ）、ｈ’１３ （ｋ）／ｈ’１１ （ｋ）、・・・、ｈ’１Ｍ （ｋ）／ｈ’１１ （ｋ）の逆数に相当する。したがって、この情報を用いることで全てのチャネル情報を求めることが可能となる。
なお、補足であるが上述のチャネル推定の近似解法は、見通し波のみが支配的である条件を利用したチャネル推定方法であり、当然ながらその単独のＭＩＭＯチャネル行列の中では第１特異値の絶対値に対して第２特異値以下の特異値の絶対値は非常に小さな値となることが予想される。したがって、そのＭＩＭＯチャネルそのもので複数の信号系列を空間多重するには適さないものとなっている。しかし、異なるアンテナ群を複数用いて第１特異値に対応する仮想的伝送路を複数系統、パラレルに利用するならば、効率的な空間多重伝送は可能である。この様な用途で利用するのであれば、この様なチャネル推定の近似解法は有効に機能することになる。
更に、「チャネル推定精度の向上のためのオプション機能」に関しては受信側のアンテナ素子がリニアアレー状に配置されている場合を利用して、そのアンテナ素子ごとの経路長差の規則性を意識した精度向上のための信号処理を説明した。その前段の技術に関して、経路長差は一般のΔＬｍとして説明した通り、そのアンテナ素子の配置に関して何ら制約を加えていない。あくまでも見通し波成分が支配的であることのみを前提とした議論であるため、オフセット値ηｋの範囲を多少拡張することを許容すれば、アンテナ素子の間隔が多少広かったとしてもこの技術は適用可能である。特にアンテナ素子間隔が広がると、相対チャネル行列Ｈｒｅｌａｔｉｖｅの列ベクトルないしは行ベクトル同士は、相互に内積値の絶対値は比較的高いままだが、その各成分は殆ど不規則に変化する。しかし、適用条件としてアンテナ構成や配置に関する制約を特に強く限定してはいないため、見通し波が支配的な状況であれば広い条件で本実施形態は適用可能である。
（見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法の処理フロー）
以下にチャネル行列取得の近似解法の処理動作を図を用いて説明する。ここではアップリンクとダウンリンクの区別は特に行わず、基地局装置と端末局装置のいずれかがチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、他方がそのトレーニング信号を受信してチャネル行列を取得する。片方向でチャネル行列を取得した後に、同様の処理を逆方向で行えば、双方向のチャネル行列を取得することが可能である。第１特異値に対応する仮想的伝送路での送受信を行う際には、必ずしも完全なチャネル行列は必要ではなく、式（６８）の様な相対チャネル行列Ｈｒｅｌａｔｉｖｅが取得できればよいので、まずは相対チャネル行列の取得方法から説明する。また、説明の便宜上、ダウンリンクでトレーニング信号を送信する場合を例に取り説明を行う。
次に、図５３を参照して、本実施形態におけるチャネル行列取得の近似解法の処理動作を説明する。図５３は、本実施形態におけるチャネル行列取得の近似解法の処理動作を示すフローチャートである。まず、基地局装置がトレーニング信号を送信すると（ステップＳ５３０１）、端末局装置は各アンテナ素子でトレーニング信号を受信する（ステップＳ５３０２）。ここでの受信は、信号をローノイズアンプで増幅し、ミキサにて無線周波数からベースバンドの信号にダウンコンバートし、フィルタにて帯域外の信号成分を除去し、Ａ／Ｄ変換によりサンプリングする。この信号にＦＦＴ処理を施して周波数軸上の信号に変換する。
ここでのトレーニング信号は、サブキャリア当たりの送信電力を高めるために周波数軸上では特定のサブキャリアのみに送信信号が存在するトレーニング信号となっており、端末局装置は、その不連続なサブキャリアの中で信号成分が含まれるサブキャリアを抜き出して、当該サブキャリアのチャネル推定結果とする（ステップＳ５３０３）。そして、端末局装置は、この結果を基準となるアンテナの同様のチャネル推定結果で除算して式（６３）のｃｍ（ｋ）を取得する（ステップＳ５３０４）。
次に、端末局装置は、式（６５）によりＹｍ（ｆｋ）を求め（ステップＳ５３０５）、オフセット値ηｋを考慮した最小二乗法により式（６６）を最小化するａ，ｂを算出する（ステップＳ５３０６）。続いて、端末局装置は、ここで得られたａ，ｂを基に式（６７）に代入して各サブキャリアのチャネル推定を実施し（ステップＳ５３０７）、更にキャリブレーションを実施して双方向の相対チャネル行列を求め（ステップＳ５３０８）、これを相対チャネル行列として記録管理する（ステップＳ５３０９）。
一方、実効的にはチャネル行列を記録管理するよりも送受信ウエイトベクトルの記録管理が重要であり、その場合に端末局装置は式（６７）で各サブキャリアのチャネル推定結果を得た後、特異値分解を実施し、第１左特異ベクトルとして受信ウエイトベクトルを取得する（ステップＳ５３１０）。次に、端末局装置は、この受信ウエイトベクトルにキャリブレーション処理を施して（ステップＳ５３１１）、送信ウエイトベクトルを取得する。そして、端末局装置は、この様にして取得された送受信ウエイトベクトルを記録管理する（ステップＳ５３１２）。
以上は単一のアンテナ素子に閉じてチャネル推定を行う場合であるが、上述の様に複数アンテナ素子を考慮して推定精度の向上を図ることも可能である。図５４は、複数アンテナを用いたチャネル行列の近似解法の処理動作を示すフローチャートである。図５３に示す処理動作と同様に端末局装置において各アンテナ素子でトレーニング信号を受信すると、所定の受信処理を行い（ステップＳ５４０１−１〜Ｓ５４０１−３）、不連続なサブキャリアの中で信号成分が含まれるサブキャリアに関して抜き出して、当該サブキャリアのチャネル推定結果とする（ステップＳ５４０２−１〜Ｓ５４０２−３）。続いて、端末局装置は、この結果を、基準となるアンテナの同様のチャネル推定結果で除算して式（６３）のｃｍ（ｋ）を取得し（ステップＳ５４０３−１〜Ｓ５４０３−２）、式（６５）により各アンテナ素子でＹｍ（ｆｋ）を求める（ステップＳ５４０４−１〜５４０４−２）。
ここで、端末局装置は、例えばα２の値を所定の刻み幅で設定し、第ｍアンテナ素子のＹｍ（ｆｋ）に対してａ＝（ｍ−１）α２として回帰直線の傾斜を固定し、オフセット値を考慮して最小二乗法でｂを求め、式（６６）のＦ（α２，｛ｂｍ｝，｛ηｋ｝）を最小にするα２を求め（ステップＳ５４０５）、そのα２を用いて各アンテナ素子でオフセット値を考慮した最小二乗法を式（７１）を用いて実施し（ステップＳ５４０６）、ここで得られたａ，ｂを基に式（６７）に代入して各サブキャリアのチャネル推定値を実施し（ステップＳ５４０７）、更にキャリブレーションを実施して（ステップＳ５４０８）、双方向の相対チャネル行列を求め、これを記録管理する（ステップＳ５４０９）。
一方、実効的にはチャネル行列を記録管理するよりも送受信ウエイトベクトルの記録管理が重要であり、その場合に端末局装置は式（６７）で各サブキャリアのチャネル推定結果を得た後、特異値分解を実施し、第１左特異ベクトルとして受信ウエイトベクトルを取得する（ステップＳ５４１０）。次に、端末局装置は、この受信ウエイトベクトルにキャリブレーション処理を施して（ステップＳ５４１１）、送信ウエイトベクトルを取得する。そして、端末局装置は、この様にして取得された送受信ウエイトベクトルを記録管理する（ステップＳ５４１２）。
次に、図５５を参照して、双方向のチャネル推定結果からチャネル行列の近似解を求める処理動作を説明する。図５５は、双方向のチャネル推定結果からチャネル行列の近似解を求める処理動作を示すフローチャートである。まず、ダウンリンクについて説明する。基地局装置がトレーニング信号を送信すると（ステップＳ５５０１）、端末局装置は各アンテナ素子でトレーニング信号を受信する（ステップＳ５５０２）。
ここでのトレーニング信号は、サブキャリア当たりの送信電力を高めるために周波数軸上では特定のサブキャリアのみに送信信号が存在するトレーニング信号となっており、端末局装置は、その不連続なサブキャリアの中で信号成分が含まれるサブキャリアを抜き出して、当該サブキャリアのチャネル推定結果とする（ステップＳ５５０３）。そして、端末局装置は、この結果を基準となるアンテナの同様のチャネル推定結果で除算して式（６３）のｃｍ（ｋ）を取得する（ステップＳ５５０４）。
次に、端末局装置は、式（６５）によりＹｍ（ｆｋ）を求め（ステップＳ５５０５）、オフセット値ηｋを考慮した最小二乗法により式（６６）を最小化するａ，ｂを算出する（ステップＳ５５０６）。続いて、端末局装置は、ここで得られたａ，ｂを基に式（６７）に代入して各サブキャリアのチャネル推定を実施する（ステップＳ５５０７）。
次に、アップリンクについて説明する。端末局装置がトレーニング信号を送信すると（ステップＳ５５０８）、基地局装置は各アンテナ素子でトレーニング信号を受信する（ステップＳ５５０９）。
ここでのトレーニング信号は、サブキャリア当たりの送信電力を高めるために周波数軸上では歯抜けのトレーニング信号となっており、基地局装置は、その不連続なサブキャリアの中で信号成分が含まれるサブキャリアに関して抜き出して、当該サブキャリアのチャネル推定結果とする（ステップＳ５５１０）。そして、基地局装置は、この結果を基準となるアンテナの同様のチャネル推定結果で除算して式（６３）のｃｍ（ｋ）を取得する（ステップＳ５５１１）。
次に、基地局装置は、式（６５）によりＹｍ（ｆｋ）を求め（ステップＳ５５１２）、オフセット値ηｋを考慮した最小二乗法により式（６６）を最小化するａ，ｂを算出する（ステップＳ５５１３）。続いて、基地局装置は、ここで得られたａ，ｂを基に式（６７）に代入して各サブキャリアのチャネル推定を実施する（ステップＳ５５１４）。
次に、式（６８）によりアップリンクとダウンリンクの相対チャネル行列から絶対的チャネル行列を算出する（ステップＳ５５１５）。そして、キャリブレーションを実施し（ステップＳ５５１６）、これを双方向のチャネル行列として記録管理する（ステップＳ５５１７）。
ここでステップＳ５５１６のキャリブレーション処理であるが、基本的にはステップＳ５５０２からステップＳ５５０７の処理、及びステップＳ５５０９からステップＳ５５１６の個別の処理により、式（６８）の第１行目の行ベクトル成分の不定性（チャネル情報の相対的な関係）以外は取得できる。このため、ステップＳ５５１５でそれぞれの情報を突き合わせてアップリングとダウンリンクの双方向の第１行目の行ベクトル成分の不定性を補ってやれば、キャリブレーションを行わずとも（すなわちステップＳ５５１６を省略する）双方向のチャネル行列を取得することも可能である。
この様に、上述の説明は相対チャネル行列を求めるための手順であったが、アップリンクとダウンリンクの双方向の情報が分かれば、相対チャネル行列のみならず、絶対的な値としてチャネル行列を求めることができる。上述の説明と同様に各アンテナ素子でトレーニング信号を受信後、所定の処理により式（６７）で各サブキャリアのチャネル推定を実施する。これをダウンリンクの端末局装置側と、アップリンクの基地局装置側で別々に取得する。取得された結果を両方集め、（ｈ１１ （ｋ）／ｈ１１ （ｋ），ｈ１２ （ｋ）／ｈ１１ （ｋ），ｈ１３ （ｋ）／ｈ１１ （ｋ），・・・，ｈ１Ｍ （ｋ）／ｈ１１ （ｋ））を対角成分とする行列を相対チャネル行列の右から乗算することで式（６８）の右辺の第１項目の行列に１／ｈ１１ （ｋ）を乗算した絶対的なチャネル行列を取得することができる。これにキャリブレーション処理を施せば、双方向のチャネル行列が取得でき、これを記録管理する。
以上説明した様に、見通し環境で且つアンテナ素子間隔が狭い場合には、チャネル情報に周波数依存性がある場合でも、相対チャネル情報の複素位相的には直線的な周波数依存性を示すことが期待できる。また、トレーニング信号に用いるサブキャリアを限定し、サブキャリア当たりの送信電力を高めて送信することで、指向性形成前のチャネル推定精度を向上させることが可能である。これらの特徴を利用し、少ないサブキャリアでチャネル推定を行う一方、取得できていないサブキャリアのチャネル情報を最小二乗法的に推定することで、精度を保って推定する方法を提供することができる。更に、アンテナ素子ごとに異なるサブキャリアを利用すれば、複数のアンテナ素子から同時にトレーニング信号を送信することが可能であり、インプリシット・フィードバックでは解決できない複数の送信アンテナへの対応が可能となり、同時に複数のアンテナ素子ないしはアンテナ素子群に対して同時にチャネル情報のフィードバックを効率的に行うことが可能になる。
なお、実際のチャネルは反射波を含むのでチャネル情報は周波数軸上で直線とはならずに誤差を多く含むが、よりサンプル数が多いところで最小二乗法的な処理を行えば、見通し波成分の特徴を抽出することが可能であると期待される。
［第７の実施形態］
［複数の第１特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法］
（第７の実施形態係る基本原理の概要）
通常のＭＩＭＯ伝送の場合には、アンテナ素子間の相関低減を目的として、アンテナ素子間隔を可能な範囲で離すことが理想的とされていた。しかし、上述の様に第１特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に利用するためには、寧ろアンテナ素子間隔を狭め、その相関を高めた方が良い。勿論、アンテナ素子間隔を１／２波長以下にしてしまうとアンテナ素子間の相互結合が無視できなくなるので、１／２波長程度の間隔を設定することは必要となるが、その程度の間隔を設定しているのであれば、アンテナの素子間隔を狭めて相関を高めることが理想的である。上述のチャネル推定の近似解法では、あまりアンテナ配置に関する制約を設けずに適用可能な方法を説明したが、これがアンテナの素子間隔を狭めて相関を高めた状態に限定するならば、これとは異なるより簡易な方法で、送受信ウエイトを算出することが可能になる。
ここで、チャネル行列のチャネル相関自体は大きいが、例えば第１送信アンテナと第１受信アンテナの間のチャネル情報と、送信が同じ第１アンテナで受信が第２アンテナのチャネル情報と比較したとき、その値同士は経路長差に起因して全く異なる値を示している場合が殆どである。特異値分解をするためにはチャネル相関が強いか弱いかに関わらず、全く同様の演算を余儀なくされるため、仮に第１特異値に関する右特異ベクトルないしは左特異ベクトルのみを求めるのであっても、その演算に要する負荷は同様に軽微なものではない。特にアンテナ素子数が膨大であるために行列サイズが膨大になり、簡易な演算での第１特異値に対応する右特異ベクトル及び左特異ベクトルの算出が必要とされている。
ここで、アンテナの相関が高いことを考慮して、以下の手法で第１特異値に対応する右特異ベクトル及び左特異ベクトルの近似解を求める。まず、受信ウエイトベクトルとして第１左特異ベクトルを用いる場合、各受信アンテナ素子の受信信号にそのウエイトベクトルを乗算することで、仮想的な１本のアンテナ素子を形成することになる。これは見通し波にチューンしたビームを形成することになるので、この受信アンテナ群から送信アンテナ群側に向けたビームとなっていることが予想される。送信側のアンテナ素子は少なくとも１／２波長程度以上の間隔をあけて設置されているため、厳密にはその広がりを考慮した形で特異値分解の第１右特異ベクトルは形成されることになるが、実質的には非常に狭いエリアに１本の仮想的アンテナ素子が配置された状態に近いため、これらの送信アンテナ群の重心付近に設置されている特定の１本のアンテナに向けた受信ウエイトベクトルで概ね近似できることが予想される。
そこで、送信アンテナ群の重心付近の特定の１本の送信アンテナ素子に向けた受信ウエイトベクトルを求め、送信側では特異値分解により求めた第１右特異ベクトルを用いて伝送した場合の利得と、送受信ウエイトベクトル共に第１特異値に対応した右及び左特異ベクトルを用いた場合を考える。まず一例として、送受信相互に３１素子のアンテナにより、行列の第（ｉ，ｊ）成分が式（２０）の見通し波モデルで与えられるチャネル行列を仮定する。式（４）の様に特異値分解したときの第１右特異ベクトルをｖ１、第１左特異ベクトルをｕ１とする。これらを基に送受信ウエイトベクトルを形成した際の利得は下記の式（７２）で与えられる。
一方、送信アンテナ群の３１素子の中心の第１６素子と受信アンテナ群の間のＳＩＭＯチャネルベクトル（ｈ１，１６，ｈ２，１６，ｈ３，１６，・・・，ｈ３１，１６）Ｔに対し、このエルミート共役ベクトルを規格化したベクトルを近似的に受信ウエイトベクトルｗｒｘ‐ａｐｐ．とする場合を考える（式（７３））。
この場合の利得は以下に示す式（７４）の通りである。
更に、片方向のみではなく双方向でアンテナ群の重心付近のアンテナ素子から限定的にトレーニング信号を送信して双方の受信ウエイトベクトルを求めると共に、そこからキャリブレーション処理により送信ウエイトベクトルを求める構成とすれば、送信ウエイトベクトルも受信ウエイトベクトルも同様のチャネル情報のフィードバックから送受信ウエイトベクトルの算出処理まで、極限的に簡略化することが可能になる。この際の利得は下記の式（７５）で与えられる。
ここで、Ｇｒｘ‐ａｐｐ．−Ｇｉｄｅａｌ及びＧａｐｐ．−Ｇｉｄｅａｌの分布特性を評価した結果を図５６に示す。評価条件はアンテナ３１素子を１波長間隔であるｘｙ２次元平面上にリニアアレーとしてｙ軸に平行に配置し、ｘ軸方向に距離Ｌ［ｍ］離した点を中心に、ｘ軸方向に±５［ｍ］、ｙ軸方向に±５［ｍ］の範囲で一様な乱数で設置地点を定めてその利得差のＣＤＦ分布を評価した。パラメータとしては、周波数は２０ＧＨｚ、ｘ方向の距離Ｌは２０ｍ、３０ｍ、及び１００ｍの場合を評価している。
これらの結果を見ると、近似ウエイトベクトルを用いる場合と特異値分解による理想的ウエイトベクトルを用いる場合で殆ど差がなく、送受信局間の距離が近いほど利得のギャップは大きくはなるが、距離が２０ｍであっても利得差は０．２５ｄＢ以下に収まっていることが分かる。すなわち本実施形態では、第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いた信号伝送を行う場合において、この手法で基地局装置及び端末局装置の双方で受信ウエイトベクトルｗｒｘ‐ａｐｐ．を求めると共に、これにキャリブレーション処理を行い送信ウエイトベクトルｗｔｘ‐ａｐｐ．を求めて信号送受信を行うことにより、殆ど特異値分解で求めた最適送受信ウエイトベクトルを用いる場合と遜色のない通信を行うことができる。なお、ここでは周波数として２０ＧＨｚ帯を例にとって説明したが、８０ＧＨｚ帯など更に高い周波数となった場合には、波長が短くなることでアンテナ素子間隔を短縮可能になり、物理的にほぼ１点に近いところにアンテナが配置されるために、更に近似精度が高まり利得のギャップが無視可能になる。
（複数の第１特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法のオプション）
以上は簡易なウエイトベクトル算出法の基本原理であるが、このままでは若干の課題が残る。例えば、上述の様に大規模なアンテナを用いることで回線設計上の利得を稼ぐ場合には、１本アンテナ対１本アンテナのチャネル推定の精度はあまり高いものとは言えない。そこで、「見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法」（第６の実施形態）で用いた技術と同様に、チャネル推定に用いるサブキャリア数を大幅に限定し、そこでサブキャリア当たりの送信電力を高めてそのサブキャリアに対するチャネル推定精度を向上させることを適用する。更に、アンテナ素子間額が狭いことを利用すると、チャネル推定においてトレーニング信号を送信する送信アンテナがアンテナ群の重心付近から若干離れていても、かなり良い精度でのチャネル推定を維持することが可能になる。
例えば、図５６と同様の評価を行う際に、重心付近のアンテナを用いずに、重心から少し離れたアンテナ素子を利用して送受信ウエイトベクトルを求めることを考える。一例として、１／２波長間隔で６１素子をリニアアレー状に図５６の評価と同様に配置し、重心に相当する第３１アンテナ素子を利用した送受信ウエイトベクトルを用いる場合、１５素子離れた第４６アンテナ素子を用いる場合、リニアアレーの端にある第６１アンテナ素子を用いる場合の利得を、送受信共に特異値分解を用いた理想的送受信ウエイトを用いた場合からの劣化量として評価する。
図５７は、重心から離れたアンテナを用いた送受信ウエイトベクトル近似解における利得特性を示す図である。図から分かる様に、周波数２０ＧＨｚ、距離２０ｍとかなり条件的には厳しい状況であっても、利得のギャップの中央値（ＣＤＦ５０％値）は第４６アンテナ素子で０．５ｄＢ、第６１アンテナ素子でも０．８ｄＢである。この程度の利得の低下を許容すれば、全アンテナ６１素子を用いて、それぞれが異なるサブキャリアのトレーニング信号を送信し、いずれかのアンテナ素子でトレーニング信号が送信された全ての周波数成分のトレーニング信号受信側の局における送受信ウエイトベクトルが簡易に求まることになる。
例えば、各アンテナ素子から４サブキャリアのトレーニング信号を送信し、アンテナ素子数が例えば６４素子であるとすれば、２５６個のサブキャリアについて同時にチャネル推定を実施することが可能になる。上述の例では簡単のためにリニアアレーを例にして説明を行ったが、１／２波長間隔の正方格子状の１６×１６の正方アレーアンテナ（計２５６素子）を用いれば、上述の図５７と同程度の特性が期待されるため、２５６素子を同時に用いれば１０２４個のサブキャリアを一度にチャネル推定することが可能になる。
ここで仮にアップリンクを想定すると、端末局装置側にはそれほど多くのアンテナ素子を配置できない場合があるが、その場合でも「見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法」で説明した様に送受信ウエイトベクトルのベクトルの各成分（個別のアンテナ素子に対応）のサブキャリア間のウエイト値は複素位相的には緩やかな変動を示すことが分かっており、横軸にサブキャリア、縦軸に複素位相のグラフ上で見た場合、２π周期の折り返しも考慮してオフセット値の補正を行えば、全帯域内でウエイト値が直線的な緩やかな変化に収まっているとみなし、算出されたウエイト値の複素位相を−πから＋πの範囲の外に拡張しながら線形補間することで取得できていないサブキャリアのウエイト値を取得することも可能である。なおこの場合、チャネル情報は基準アンテナの複素位相を基準とした相対チャネル情報を用い、その相対チャネル情報から受信ウエイトを求めることが好ましい。
ここで、全体アンテナの中の重心付近のアンテナ素子の利用の例について図５８を参照して説明する。図５８はリニアアレーを用いる場合のトレーニング信号の送信に用いるアンテナ素子の例を示す図である。この図においては、３１素子のリニアアレーの場合を例に取り、その重心アンテナは真ん中の第１６アンテナとなる（図では２重の丸で示している）。基本となるのは図５８（ａ）の様に重心のアンテナ素子である第１６素子のみをトレーニング信号の送信に用いるのだが、これではサブキャリア当たりの送信電力を向上するためにトレーニング信号の送信に用いるサブキャリアを制限すると、チャネル情報を取得可能なサブキャリアの数が減ってしまい、その間のチャネル情報の補間の精度が落ちてしまう。そこで、例えば図５８（ｂ）の様に重心±５素子内の範囲でトレーニング信号の送信を行ったり、図５８（ｃ）の様に±１０素子内の範囲でトレーニング信号の送信を行ってもよい。図５７に示した様に、チャネル推定精度に問題がなければ、図５８（ｄ）の様に全ての素子をトレーニング信号の送信に用いることも可能である。
次に、図５９は最密充填状の２次元アンテナ配置を用いる場合のトレーニング信号の送信に用いるアンテナ素子の例を示す図である。この図においては、３７素子の２次元アレーの場合を例に取り、説明の都合上ａ〜ｚ、Ａ〜Ｋの記号を振っている。その重心アンテナは真ん中の第ａアンテナとなる（図５９では２重の丸で示している）。基本となるのは図５９（ａ）の様に重心のアンテナ素子であるので第ａ素子のみをトレーニング信号の送信に用いるのだが、これではサブキャリア当たりの送信電力を向上するためにトレーニング信号の送信に用いるサブキャリアを制限すると、チャネル情報を取得可能なサブキャリアの数が減ってしまい、その間のチャネル情報の補間の精度が落ちてしまう。そこで、例えば図５９（ｂ）の様に第ａ素子に加えて第ｂ〜ｓ素子の範囲（図５９では黒塗りの丸で示している）でトレーニング信号の送信を行い、残りの第ｔ〜Ｋ素子のアンテナは、通信には用いるがチャネルフィードバックには用いない。ないしは、これらすべてのアンテナ素子をトレーニング信号の送信とデータ通信の双方で用いる構成であってもよい。
同様の考え方は、トレーニング信号の送信に利用可能なアンテナ素子数が少ない場合にも適用できる。例えば何らかの理由で１次元のリニアアレーを送受信に用いる場合に、トレーニング信号の送信には図５８（ｂ）に示す様な重心付近のアンテナ素子しかチャネル推定精度的には利用できないのだが、重心付近に別途、トレーニング信号送信のみに用いるアンテナ素子を追加して運用することも可能である。図６０はリニアアレーの重心付近にトレーニング信号送信用のアンテナ素子を追加する場合の例を示す図である。この図に示す様にアンテナ素子Ｅ、Ｄ、Ｃ、Ｂ、Ａ、ｚ、ｒ、ｇ、ａ、ｄ、ｌ、ｔ、ｕ、ｖ、ｗ、ｘ、ｙはリニアアレーを構成している。重心は第ａ素子であり、この素子の中心に最密充填状に第ａ〜ｓ素子が配置されている。リニアアレーから外れるアンテナ素子ｂ、ｃ、ｅ、ｆ、ｈ、ｉ、ｊ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｓはデータ通信には用いないのだが、チャネル推定を行うためには第ａ〜ｓ素子を用いてトレーニング信号を送信する。
これは一例であり、例えば図５９の様に最密充填状の２次元アンテナ配置を用いる場合にも、基本は５波長間隔で最密充填を行いながら、トレーニング信号は第ａ素子の周りに１／２波長間隔で最密充填状にアンテナ素子を集中的に配置して利用するという構成であっても構わない。この様にアンテナ素子の密度を重心付近で高め、トレーニング信号の送信はその重心付近のアンテナ素子のみを用いて送信しても構わない。また、図６０の説明ではリニアアレーから外れるアンテナ素子ｂ、ｃ、ｅ、ｆ、ｈ、ｉ、ｊ、ｋ、ｍ、ｎ、ｏ、ｐ、ｑ、ｓはデータ通信には用いないとしていたが、これらのアンテナ素子をデータ通信に用いてもに全く問題はない。
図６１は、近似ウエイト値の線形補間の具体例を示す図である。グラフの横軸はサブキャリアを、縦軸はウエイト値の複素位相を表す。例えば、８サブキャリア間隔でｆ１、ｆ９、ｆ１６、ｆ２５のウエイト値がそれぞれプロット点２９１〜２９４の様に取得できているとする。この複素位相はπから＋πの範囲となる様に与えられているため、例えばプロット点２９１〜２９５を基に線形補間すると、ｆ２５のウエイト値の複素位相は＋πを超えてしまい、実際の観測されたプロット点２９４は−π近辺の値となっている。しかし、サブキャリアがｆ１６からｆ２５に変化する際に複素位相が−２π近く変化することはあり得ないため、必然的にプロット点２９４に＋２πのオフセットを加えたプロット点２９５が実際の複素位相と考えることができる。
この様にしてオフセットを加えて補正された複素位相値を用いれば、線形補間でその間の複素位相を求めることも可能である。例えば、サブキャリアｆ２〜ｆ８に関しては、プロット点２９１とプロット点２９２の間を直線で結び内挿補間することも可能である。同様に、プロット点２９１〜２９３及びプロット点２９５を用いて最小二乗法を適用すれば、線形の回帰直線を求めることができるので、その回帰直線で各サブキャリアのウエイト値を与えてもよい。この際、取得済みのサブキャリアｆ１、ｆ９、ｆ１６、ｆ２５のウエイト値をそのまま用いることも可能であるが、一方でそのまま用いずに、線形補間した予測値で置き換えてこれらのサブキャリアのウエイト値を与えると、雑音等の推定誤差成分を抑圧できる場合もある。更には、近傍のサブキャリアのウエイト値から２πのオフセットも考慮した上での変化量が、他のプロット点に加えて極端に大きな（例えば変化量が±π／２以上）プロット点は、推定精度が低いものとして線形補間から除外して精度を高めることも可能である。
次に、図６２を参照して、基地局装置又は端末局装置が行う近似ウエイト値の線形補間における複素位相オフセットの判定処理の動作を説明する。図６２は、近似ウエイト値の線形補間における複素位相オフセットの判定処理の動作を示すフローチャートである。ここでは、図６２に示す処理動作を基地局装置が行うものとして説明する。ある程度チャネル推定に用いるサブキャリア数が確保できる場合（複数のアンテナ素子からトレーニング信号を送信する場合を含む）には、チャネル推定が実施されるサブキャリアの間隔は比較的狭くできるので、この場合には近接するサブキャリアのチャネル推定結果の複素位相の差は十分に小さいものと考えられる。
そこで、基地局装置は、離散的サブキャリアでチャネル推定を実施した後、複素位相情報補間のために送受信ウエイトベクトル（ないしはチャネルベクトルやチャネル行列）の各成分を読み出す（ステップＳ６２０１）。そして、基地局装置は、連続するサブキャリアのウエイト値ＷｋとＷｋ’を読み出す（ステップＳ６２０２）。このとき、ベクトルないし行列ごとに、取得されたチャネル情報の例えばサブキャリア番号の小さい方から順番に読み出す。そして、基地局装置は、取得された中で連続するサブキャリアのＷｋとＷｋ’（離散的であるので、ｋとｋ’が隣接しているとは限らない）の複素位相θ（Ｗｋ）とθ（Ｗｋ’）を取得する（ステップＳ６２０３）。続いて、基地局装置は、複素位相θ（Ｗｋ’）とθ（Ｗｋ）の差が−π以下であれば＋２πを加算し（ステップＳ６２０４、Ｓ６２０５）、逆に差がπ以上であれば−２πを減算（ステップＳ６２０６、Ｓ６２０７）して、補正後の複素位相θ（Ｗｋ）とθ（Ｗｋ’）の差の絶対値がπ以下となる様にする。
基本的にはこれだけでも十分であるが、更に±π／２以上の複素位相差の情報は信憑性が低いと判断する場合には、補正後の複素位相θ（Ｗｋ）とθ（Ｗｋ’）の差分を再度比較し（ステップＳ６２０８、Ｓ６２０９）、その差が−π／２以下ないしはπ／２以上であればそのチャネル情報は信用性が薄いと判断してウエイト値Ｗｋ’を廃棄する（ステップＳ６２１０）。取得されている全サブキャリアに対して検査済みであれば処理を終了し、検査済みでなければ次のサブキャリアを読み出し、直前に処理を行ったサブキャリアの値との間で同様の処理を実施する（ステップＳ６２１１）。
なお、複素位相としては補正処理を行っているが、実際のウエイト値はＥｘｐ（ｊθ（ｋ）で与えられるため、複素位相２πの補正はウエイトとしては何ら差が生じるものではない。あくまでも線形補間を行うための複素位相の補正を行うものである。この様にして補正を行った複素位相上で任意の補間処理を適用することが可能で、近接する２点の複素位相から線形補間してもよいし、複数点の複素位相から最小二乗法的に線形の補間をしてもよいし、その他の非線形の補間をしても構わない。また内挿補間に加えて、２点の外側の外挿補間を用いても構わない。
なお、上述の様々な説明の中でチャネルベクトル、チャネル行列、送受信ウエイトベクトルなどの線形補間（最小二乗法による回帰計算）にて「オフセット値」を導入していたが、この様に取得済みのサブキャリア間での急激な複素位相の変化が伴わない様にして行う複素位相の補正は「オフセット値」の導入と基本的には等価であり、図６２の処理を実施すれば、明示的な「オフセット値」の導入（複数のオフセット値の候補に対して最小二乗法による回帰計算を行うなどの処理）は必ずしも必要ではなく、省略することが可能である。なお上述の補正処理は、第６の実施形態における処理においても同様に活用可能である。
（複数の第１特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法の処理）
次に、図６３を参照して、複数の第１特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法の処理動作を説明する。図６３は、複数の第１特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法の処理動作を示すフローチャートである。ここではアップリンクとダウンリンクは特に問わず、基地局装置と端末局装置のいずれかがチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、他方がそのトレーニング信号を受信してチャネルベクトルを取得し、この結果を用いて受信ウエイトベクトルを算出する。更にキャリブレーション処理により送信ウエイトベクトルも取得する。片方向で送受信ウエイトベクトルを取得した後に、同様のことを逆方向で行えば、双方向の送受信ウエイトベクトルを取得することが可能である。また、説明の便宜上、ダウンリンクでトレーニング信号を送信する場合を例にして以下の説明を行う。
基地局装置は、サブキャリア当たりの送信電力を高めるために、全体の中の一部のサブキャリアを用いてトレーニング信号の送信を行う（ステップＳ６３０１）。このとき、アンテナ群の重心周辺のアンテナ素子によりトレーニング信号の送信を行う。端末局装置ではこのトレーニング信号を受信し、所定の受信処理を行う（ステップＳ６３０２）。ここでの受信処理は、信号をローノイズアンプで増幅し、ミキサにて無線周波数からベースバンドの信号にダウンコンバートし、フィルタにて帯域外の信号成分を除去し、Ａ／Ｄ変換によりサンプリングし、この信号にＦＦＴ処理を施して周波数軸上の信号に変換するなどの処理である。端末局装置は、この様にして得られたチャネルベクトルに対して複素共役を取り（及び必要に応じて規格化処理を含む）受信ウエイトベクトルを算出する（ステップＳ６３０３）。
続いて、端末局装置は、ここの複素位相の補正処理（図６２に示す処理）を実施する（ステップＳ６３０４）。そして、端末局装置は、線形補間等で全サブキャリアのチャネルベクトルを取得する（ステップＳ６３０５）。続いて、端末局装置は、線形補間や非線形補間など様々な補間処理で取得できていないサブキャリアの受信ウエイトベクトルを予測し、全ての受信ウエイトベクトルを取得後にキャリブレーション処理で送信ウエイトベクトルを算出する（ステップＳ６３０６）。最後に端末局装置は、送信ウエイトベクトルを記録管理する（ステップＳ６３０７）。
以上説明した様に、見通し環境で第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用するための送受信ウエイトを取得する場合には、アンテナ素子群が非常に狭いところに限定されていることを利用し、そのアンテナ群の重心付近の単一アンテナ素子を用いて受信信号ベクトルを取得し、その複素共役を取ることで極めて容易に受信ウエイトを算出することができる。キャリブレーション処理を行えば送信ウエイトも取得可能であり、この処理を双方向で行えば、基地局装置及び端末局装置は簡単に第１特異値に対応する仮想的伝送路の送受信ウエイトを近似的に求めることができる。また、重心付近のアンテナのみをトレーニング信号送信に用いる一方、データの送受信には開口長を広げたアンテナ素子全体を用いることで、回線利得の向上や空間多重特性を高めることも可能である。
なお、送信側で送信ウエイトベクトルが既知であれば、重心付近のアンテナのみを利用して且つ利用するサブキャリアを限定してトレーニング信号を送信するまでもなく、全サブキャリア、ないしは若干間引きしたサブキャリアを用いて全アンテナ素子で送信ウエイトベクトルを用い指向性形成を行い利得を高めてトレーニング信号を送信することも可能である。このため、送信ウエイトベクトルの初期値を取得するための手法として本実施形態を利用し、送信ウエイトベクトルを取得後はその送信ウエイトベクトルを用いて指向性形成を行いトレーニング信号を送信し、この様に回線利得が高められた状態でチャネル推定を行い、そのチャネルベクトルの複素共役により受信ウエイトベクトルを高精度で求め、その高精度の受信ウエイトベクトルに対してキャリブレーション処理を施すことで高精度の送信ウエイトベクトルを求めるなどの手順を踏んでもよい。この様な処理の繰り返しを逐次行うことにより、定常的な通信状態においてはより安定的な状況で通信を行うことが可能になる。
［第８の実施形態］
［複数の無線局における同時チャネル推定について］
（第８の実施形態に係る基本原理の概要）
上述の「見通し波が支配的な場合のチャネル行列取得の近似解法」及び「複数の第１特異値に対応するウエイトベクトルの近似解法」では、トレーニング信号を送信するサブキャリアを限定することで１本アンテナ対１本アンテナのチャネル推定精度を高めることができることを示した。また、これらの技術では、複数のアンテナからサブキャリアの異なるトレーニング信号を同時に送信し、それにより異なるアンテナ素子に関するチャネル情報を取得することができる。
これらの技術の説明では、例えば同じ端末局装置の複数のアンテナ素子から異なるサブキャリアを用いてトレーニング信号を送信したり、ないしは図１６に示す様に基地局装置３０３側において複数の第１の信号処理部３０４を含む場合について説明した。この場合、第１の信号処理部３０４のアンテナ素子からのトレーニング信号の送信を基地局装置３０３内部の通信制御回路等でそれぞれのタイミングを調整し、それらがタイミングを揃えて一斉にトレーニング信号を送信する様に制御していた。これに対し、そのほかの条件においても複数のアンテナ素子のチャネル推定を同時に行うことが有効な場合がある。その一例としては、上述の様に無線エントランス回線に本実施形態を適用する以外に、スモールセル基地局装置のアクセス系に用いて利用することがあげられる。
図６４は、同一エリア内に存在する複数のスモールセル間での同時チャネル推定を行う装置構成を示す図である。図６４において、左図には例えば一例としてビル街のビル壁面に複数のスモールセル基地局装置２３１〜２３４が設置され、その基地局装置２３１〜２３４の周囲にそれぞれのサービスエリアが広がる環境を表している。このサービスエリアには、基地局装置２３１〜２３４との間で無線通信を行う端末局装置２３５〜２３９が存在する。端末局装置２３５はスモールセル基地局装置２３１の配下にあり、端末局装置２３６はスモールセル基地局装置２３２の配下にあり、端末局装置２３７はスモールセル基地局装置２３３の配下にあり、端末局装置２３８及び端末局装置２３９はスモールセル基地局装置２３４の配下にある。
背景技術の中でも説明した通り、スモールセルは局所的にトラヒックが集中するエリアのトラヒックをマクロセルからオフロードするために設置される。トラヒックが集中するエリアに対して、狭いエリアのスモールセルを設定し、そのスモールセル内の端末局に限定してそのスモールセル基地局装置が通信を行うことになる。マクロセルであれば置局設計を厳密に行い、マクロセル間での相互干渉のレベルを管理して周波数資源のリユースを行うのが一般的である。しかし、スモールセルはあくまでもトラヒック集中などの要求条件に合わせてスポット的に設置されるものであり、置局設計が計画的に実施されるとは限らない。
その様な環境で、回線利得の確保という要求条件に合わせて相互干渉を低減することを目的として、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術を用いたスモールセル構成技術が注目されている。このスモールセルでは相互干渉を低減するために、１素子当たりの送信電力は高くないが、多数のアンテナ素子で形成する指向性利得により膨大な回線利得を確保する。しかし、その回線利得を確保するには各送信アンテナ素子対受信アンテナ素子間のＭＩＭＯチャネル行列が既知である必要があり、このためのチャネルフィードバック技術は重要である。
更に、この回線利得を効率的に得るためにはチャネル推定の精度も重要になるが、チャネル推定のためにトレーニング信号を送信した際に、同一サブキャリアにて近隣のスモールセルからの干渉波が受信される場合には、その干渉信号によりチャネル推定精度が大幅に劣化し、十分な回線利得を確保できないばかりでなく、所望の方向以外への輻射も大きくなるために、相互干渉が大きくなるリスクもある。この問題は、Ｐｉｌｏｔ Ｃｏｎｔａｍｉｎａｔｉｏｎ（パイロット・コンタミネーション）と呼ばれており、相互干渉によるトレーニング信号の汚染の問題は重要な問題である。
この問題を単純に回避するには、スモールセルごとにトレーニング信号の送信タイミングをずらす（近隣の何処かのスモールセルでトレーニング信号が送信されている場合には、他のスモールセルでは通信を控える）ことが有効と見なされていた。しかし、この方法ではチャネル推定用のトレーニング信号によるオーバヘッドが大きくなり、ＭＡＣレイヤにおける伝送効率が低下することになる。特に５Ｇにおけるスモールセルでは超多数の端末局装置を一つの基地局装置が一括で収容することが想定されているため、それらの端末局装置が頻繁にトレーニング信号を送信し、且つスモールセルごとに送信タイミングを棲み分けるとなると大幅にＭＡＣ効率が低下することになる。
そこで、図６４の右図に示した様に、全体の周波数帯域幅Ｗの中の多数のサブキャリアの中で、各基地局装置２３１〜２３４はサブキャリアを棲み分けて、ダウンリンクで同一時刻に揃えてトレーニング信号を送信する。同様に、各スモールセルの端末局装置２３５〜２３８も、全体の周波数帯域幅Ｗの中の多数のサブキャリアの中でそれぞれサブキャリアを棲み分けて、アップリンクで同一時刻に揃えてトレーニング信号を送信する。例えば、基地局装置２３１及び端末局装置２３５は右図の複数のサブキャリア群２４１を利用し、基地局装置２３２及び端末局装置２３６は複数のサブキャリア群２４２を利用し、基地局装置２３３及び端末局装置２３７は右図の複数のサブキャリア群２４３を利用し、基地局装置２３４及び端末局装置２３８は右図の複数のサブキャリア群２４４を利用する。これらは周波数軸上では重なりがないため、同一時刻に同一周波数（同一サブキャリア）の混信がなく、Ｐｉｌｏｔ Ｃｏｎｔａｍｉｎａｔｉｏｎの問題は発生しない。
また、アップリンクに関しては、例えば基地局装置２３４の配下の端末局装置２３８と端末局装置２３９が、例えば端末局装置２３８がサブキャリア群２４４を用いる一方で、端末局装置２３９が（基地局装置２３３と端末局装置２３７がサブキャリア群２４３で通信していないという前提で）サブキャリア群２４３を用いてトレーニング信号を送信し、端末局装置２３８と端末局装置２３９のチャネル情報を同時に推定する様に構成することも可能である。
一般には、基地局装置は装置規模を大型化することが許容される一方、端末局装置側はあまり装置規模を増大させることができない。また、図１６に示す様に複数の第１の信号処理部３０４を備え、それぞれが多数のアンテナ素子を備えている場合には、一つの基地局装置が備えるアンテナ総数に対して端末局装置のアンテナ総数は少ないことが予想される。その場合、上述の様に同一セル内（ないしは異なるセルを含めてもよい）の多数の端末局装置とのチャネル推定を同時に行うことは理に適っている。
具体的には、例えば基地局装置が５つの第１の信号処理部３０４を備え、それぞれが各５０素子のアンテナ素子を備えているとする。一つのアンテナ素子につき４つのサブキャリアにおいてトレーニング信号を送信する場合には、４×５０×５＝１０００で１０００ものサブキャリアのチャネル推定が同時に行えることになる。更に全体のサブキャリア数が２０００であれば、例えば基地局装置２３１及び基地局装置２３３が偶数サブキャリアを、基地局装置２３２及び基地局装置２３４が奇数サブキャリアを利用してチャネル推定を行うことが可能である。アンテナの指向性特性などにも依存するが、基地局装置側の個々のアンテナ素子はある程度の強さの指向性を備えているとすると、隣接するスモールセルには干渉を与えうるが、次隣接のスモールセルとは与被干渉が無視可能な場合もあり、その様な場合には上述の設定が成り立つことになる。
一方で、端末局装置の備えるアンテナ素子数が２５素子であるとすると、１素子当たり４つのサブキャリアを利用するとして、一つの端末局装置の合計で１００のサブキャリアを利用することになる。しかし、一つの基地局装置がチャネル推定に利用するサブキャリアが１０００であるため、同時に１０局の端末局装置がアップリンクのチャネル推定用のトレーニング信号を同時に送信しても同一時刻に同一周波数（同一サブキャリア）での混信がなく、これらに対して同時にチャネル推定ができることになる。ダウンリンクに関しては、基地局装置がトレーニング信号を１回送信すると、それを受信した全端末局装置が同時に自局に対するダウンリンクのチャネル推定が可能である。しかし、アップリンクに関しては各端末局装置が個別にトレーニング信号を送信しなければならず、そのトレーニング信号の送信に伴うオーバヘッドによるＭＡＣ効率の低下を如何に食い止め、一方ではチャネル推定精度を如何に高めるかは課題である。
ここで、上述のチャネル推定を異なるスモールセル間、又は同一のスモールセル内の異なる端末局装置間でサブキャリアを変えて同時に送受信するためには、（１）各端末局装置が送信すべきトレーニング信号のサブキャリアの把握ができること、（２）各端末局装置がトレーニング信号を送信すべきタイミングを把握できること、が重要になる。
図６５は、本実施形態におけるフレーム構成の例を示す図である。図６５において、符号２５１−１〜２５１−３は基地局装置がダウンリンクでトレーニング信号を送信するためのスロット、符号２５２−１〜２５２−３は基地局装置と端末局装置間でデータ通信を行うためのスロットである。また、符号２５３−１〜２５３−３、２５４−１〜２５４−３、２５５−１〜２５５−３、２５６−１〜２５６−３はそれぞれ端末局装置がアップリンクでトレーニング信号を送信するためのスロットを表す。また、スロット２５１−１からスロット２５６−１までの時間長、同様にスロット２５１−２からスロット２５６−２までの時間長、スロット２５１−３からスロット２５６−３までの時間長はそれぞれ基本フレーム周期Ｔｂ−ｆｒａｍｅである。厳密には、スロット２５６−１の末尾とスロット２５１−２の間、スロット２５６−２の末尾とスロット２５１−３の間などでは、アップリンクからダウンリンクへの切り替えが行われるために、ガードタイムとして所定の時間を設定してもよい。
また図６５に示す例では、基本フレームをＮ回繰り返す長周期のスーパーフレーム構造を取り、このスーパーフレーム内の異なる基本フレーム内のスロット２５３−１〜２５３−３、２５４−１〜２５４−３、２５５−１〜２５５−３、２５６−１〜２５６−３はそれぞれ異なる端末局装置がアップリンクのトレーニング信号を送信するために割り当てられている。スロット２５３−１〜２５３−３、２５４−１〜２５４−３、２５５−１〜２５５−３、２５６−１〜２５６−３のいずれか一つに着目すれば、それぞれがサブキャリアのグループに分割されている。上述の例では、全体で１０００のサブキャリアに対し、一つの端末局装置が２５本のアンテナ素子が各４サブキャリアでトレーニング信号を送信するとしていた。このため、例えば第ｊ（ｊは１〜１０の整数）グループのサブキャリアは０〜９９の整数ｍに対し第（１０×ｍ＋ｊ）サブキャリアを用いることにして、第ｎ基本フレームの第ｎ’（図では２５３から２５６の４スロットが割り当てられるので、ｎ’は１〜４の整数）スロットで第ｊグループのサブキャリアを用いるなどと端末局装置に割り当てを行う。
なお、図６５では各基本フレーム内の先頭に毎フレーム、スロット２５１−１〜２５１−３を割り当てているが、長周期のスーパーフレーム構造の中に一つ以上含まれていれば良く、スーパーフレーム内の所定の基本フレームの先頭に配置されていれば、全ての基本フレームの先頭に配置されなくても対応は可能である。同様にスロット２５３−１〜２５３−３、２５４−１〜２５４−３、２５５−１〜２５５−３、２５６−１〜２５６−３なども、各基本フレーム内で同数のスロットとして記載されているが、必ず同数である必要はなく、場合によっては一つも含まない基本フレームが存在しても構わない。
またデータ通信用スロット２５２−１〜２５２−３は、例えばインプリシット・フィードバックを行うことを想定して時分割のＴＤＤを前提とするのであれば、端末局装置からの帯域要求やネットワーク側から基地局装置に到着するデータに応じて、適応的にデータ通信用スロット２５２−１〜２５２−３内の帯域の割り当てが行われることになる。この際、アップリンクとダウンリンクの時間長が固定的に設定されていてもよいし、トラヒックの状況に応じて割り当てを可変としてもよい。そのいずれにしても、本実施形態は適用可能である。また、このデータ通信用スロット２５２−１〜２５２−３は更に細分化されて、細かなスロット単位に送受信を行う。
なお、各基地局装置及び端末局装置は、例えばＧＰＳ（Global Positioning System）やその他の何らかの手段でスーパーフレーム及び基本フレームの先頭タイミングが既知であるものとする。ＧＰＳ以外でもマクロセルの信号を活用したり、その他の無線システムでタイミング情報を通知しても構わない。また、新たにエリア内に入ってきた端末局装置は、最初に基地局に帰属処理を求めてアクセスする必要があるが、そのアクセスのためにはダウンリンクのチャネル推定を行い、その推定結果より求めた受信ウエイトベクトルとアップリンクの送信ウエイトベクトルを取得しないと、多数のアンテナを用いることによる回線利得を確保することができない。
通常の無線システムではタイミング検出に利用可能な信号を無線パケットの先頭に付与することが一般的であるが、本実施形態においてはスロット２５６−１〜２５６−３の信号はサブキャリア的に歯抜けになっている不完全な信号であると共に指向性形成を行っていない同報的な信号であるため、一般的にはタイミング検出にはあまり適さない信号である。また、これとは別のタイミング検出用の信号を基地局装置が送信したとしても、端末局装置側で受信ウエイトベクトルを用いた指向性ビームを形成しないと、回線利得不足で基地局装置からのタイミング検出用の信号を受信できない。したがって、基本フレーム及びスーパーフレームの先頭は既知であるとするための何らかのメカニズムが本実施形態では実装されていることが好ましく、以下の説明ではこれらのタイミング情報は既知であるものとする。このタイミング情報は、ＧＰＳなどの他の無線システムを活用して把握しても良いし、マクロセルの情報を利用して把握（すなわちマクロセルの通信の周期性に同期）しても構わない。
（複数の無線局による同時チャネル推定の処理フロー）
ここで、エリア内に新たに入ってきた端末局装置と基地局装置の間の通信開始のための処理動作を説明する。図６６は、エリア内に新たに入ってきた端末局装置と基地局装置の間の通信開始のための処理動作を示すフローチャートである。端末局装置が通信を開始すると（例えばユーザが端末局装置の電源を入れた場合）、端末局装置は所定の手段で基本フレーム及びスーパーフレームの先頭タイミングを取得すると共に（ステップＳ６６０１）、フレーム先頭のトレーニング信号を受信する（ステップＳ６６０２）。そして、端末局装置は、受信したスロット２５１−１〜２５１−３からダウンリンクでの受信ウエイトベクトル、及びアップリンクでの送信ウエイトベクトルを取得する（ステップＳ６６０３）。
次に、端末局装置は、スロット２５３−１〜２５３−３、２５４−１〜２５４−３、２５５−１〜２５５−３、２５６−１〜２５６−３のいずれかのスロット及びそのいずれかのサブキャリアのグループの中で、ランダムアクセス用のスロットとしてシステムに割り当てられた条件のスロットで且つ同様にランダムアクセス用のサブキャリアとしてシステムに割り当てられた条件のサブキャリアの組合せをランダムアクセス用のスロットとみなし（ステップＳ６６０４）、そこにチャネル推定用のトレーニング信号をランダムアクセスで送信する（ステップＳ６６０５）。例えば、基本フレーム末尾のスロット２５６−１〜２５６−３の所定のサブキャリア（上述の例では、１０のグループに分かれており、その全てのグループでもよいし、一部のグループでもよい）をランダムアクセス用のスロットとしてもよいし、スーパーフレーム内の例えば先頭の基本フレーム内の末尾のスロット２５６−１内の所定のグループのサブキャリアにのみランダムアクセス用のスロットを配置してもよい。
基地局装置は、毎回、そのランダムアクセススロットを受信する（ステップＳ６６２１）とＦＦＴ処理を行い、ランダムアクセススロットとしてトレーニング信号が含まれている可能性のあるサブキャリアの受信レベルを取得する（ステップＳ６６２２）。そして、基地局装置は、受信された信号の当該サブキャリアが所定のレベルであれば（ステップＳ６６２３）、新規の端末局装置からのイニシャルアクセスとみなし、そのトレーニング信号からアップリンクのチャネル推定を実施する（ステップＳ６６２４）。続いて、基地局装置は、アップリンクの受信ウエイトベクトルの算出と共に、キャリブレーションによりダウンリンクの送信ウエイトベクトルを取得する（ステップＳ６６２５）。基地局装置は、ここで取得した送信ウエイトベクトルを用いて、データ通信用スロット２５２−１〜２５２−３の中の細分化されたいずれかのスロットにその端末局装置宛てにアップリンクでの信号送信のためのスロット割り当て指示の信号送信を行う（ステップＳ６６２６）。ここでは、基地局装置は端末局装置の素性を把握していないため、割当の指示に端末局装置の識別番号などを用いることはできないため、ランダムアクセスした端末局装置に対する初期アクセスの指示として、例えば端末局装置がトレーニング信号をランダムアクセスで送信したスロット、サブキャリア等の情報を明記し、端末局装置に自局への割り当てであることを知らしめる。
これを受けて、端末局装置は上述のランダムアクセスでのトレーニング信号送信後には、取得した受信ウエイトベクトルで指向性ビームを形成し、タイムアウトを判定しながら（ステップＳ６６０６）基地局装置からの信号を待ち受ける（ステップＳ６６０７）。基地局装置が送信したスロット割り当て指示の信号を上述の受信ウエイトベクトルを用いて受信できた（ステップＳ６６０８）場合には、その指示されたスロットを用いて自局の情報を収容した制御情報を送信し（ステップＳ６６０９）、その基地局への帰属要求を行う。
基地局装置は、自局が割り当てたスロットにおいて、先のランダムアクセスのスロットで取得した受信ウエイトベクトルを用いてタイムアウトを判定しながら（ステップＳ６６２７）端末局装置からの信号受信を待ち受け、端末局装置及び基地局装置の双方で指向性ビームを形成して確保した回線利得を活かして、高品質で信号受信を行う（ステップＳ６６２８）。基地局装置はこれらの情報交換の後に装置の帰属を自局のデータベース上で管理する（ステップＳ６６２９）。
また、基地局装置は、スロット２５３−１〜２５３−３、２５４−１〜２５４−３、２５５−１〜２５５−３、２５６−１〜２５６−３のいずれかのスロット及びそのいずれかのサブキャリアのグループをその端末局装置とのチャネルフィードバック用のスロットとして割り当てを行い（ステップＳ６６３０）、その内容を同様にデータ通信用スロット２５２−１〜２５２−３の中の細分化されたスロットで通知する。これを受けて、端末局装置は、アップリンクにおいて基地局装置にトレーニング信号を定期的に送信するチャネル推定用スロットを把握する（ステップＳ６６１０）。以降は、データ通信用スロット２５２−１〜２５２−３の中の細分化されたスロット内で帯域割り当てや帯域要求を行い、適宜、基地局装置も端末局装置も送受信ウエイトベクトルを更新しながら通信を続ける。
なお、以上の処理において詳細説明は省略したが、符号誤りにより正常な情報交換ができずに処理が停滞することを回避するために、一般的な技術であるタイマーを張り応答の有無をタイムアウトにより管理する技術を組み合わせて適用することも可能である。また、第１の実施形態に示した様に基地局装置が複数の第１の信号処理部を実装する場合、帰属要求などの制御情報の情報量は限られているため、複数の第１の信号処理部を活用して空間多重を行いながら通信を行う必然性はなく、特定の一つの第１の信号処理部を選択し、その第１の信号処理部に向けた送信ウエイトベクトルのみを利用して制御情報を送信することとしても構わない。同様に、基地局装置からの制御情報の送信においても、特定の一つの第１の信号処理部を選択し、空間多重を行わずに制御情報の送信を行う構成にしても構わない。
次に、図６７を参照して、本実施形態における基地局装置の送受信信号処理動作を説明する。図６７は、基地局装置の送受信信号処理動作を示すフローチャートである。図６７において、（ａ）が受信処理、（ｂ）が送信処理を示している。まず受信処理を説明する。基地局装置はフレームタイミングを取得する（ステップＳ６７０１）と、基本フレーム先頭のスロットに後続するデータ通信用スロットにおいて、基地局集中制御故に把握している端末局からの無線パケットの受信タイミングを認識する（ステップＳ６７０２）。そして、基地局装置は、メモリより当該端末局装置に対する自局の複数の第１の信号処理部３０４における受信ウエイトベクトルを読み出し（ステップＳ６７０３）、各第１の信号処理部の受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算する（ステップＳ６７０４）。
続いて、基地局装置は、仮想的伝送路ごとにそれぞれ１系統の信号としたものを集約し、各無線パケットの先頭領域で受信したトレーニング信号に対するチャネル推定結果に基づき（ステップＳ６７０５）、線形の第２の受信ウエイト行列を算出し（ステップＳ６７０６）、これを用いて信号検出処理を行う（ステップＳ６７０７）。そして、基地局装置は、データが複数シンボルに渡る間は同様に信号検出処理を繰り返し（ステップＳ６７０８）、データ終了後にはフレームの終了か否かを判断し（ステップＳ６７０９）、フレームが継続する場合には上述の処理（他の端末局装置からの信号受信）を繰り返す。基地局装置は、フレームの終了時には、フレーム末尾の端末局装置側からトレーニング信号を送信するためのスロットを受信し（ステップＳ６７１０）、この受信信号を基に当該端末局装置に関する送受信ウエイトベクトルを算出してこれを記録・管理し、処理を終了する（ステップＳ６７１１）。
次に送信処理を説明する。基地局装置はフレームタイミングを取得する（ステップＳ６７２１）と、端末局装置が第１の信号処理部で用いる受信ウエイトベクトルを算出するためのトレーニング信号を基本フレーム先頭のスロットで送信する（ステップＳ６７２２）。そして、基地局装置は、基地局集中制御故に把握している端末局装置への無線パケットの送信タイミングを認識する（ステップＳ６７２３）と、メモリより当該端末局装置に対する自局の複数の第１の信号処理部３０４における送信ウエイトベクトルを読み出す（ステップＳ６７２４）。
続いて、基地局装置は、送信信号を生成した（ステップＳ６７２５）後に第１の送信ウエイトベクトルを各第１の信号処理部ごとに乗算し（ステップＳ６７２６）、信号送信を行う（ステップＳ６７２７）。基地局装置は、データが継続する場合には以上の処理を繰り返し（ステップＳ６７２８）、データが終了した場合にはフレームの終了であるか否かを判断し（ステップＳ６７２９）、フレームが終了していなければ次の送信処理ないしは図６７（ａ）の受信処理を繰り返す。フレーム終了であれば処理を終了する。
次に、図６８を参照して、本実施形態における端末局装置の送受信信号処理動作を説明する。図６８は、端末局装置の送受信信号処理動作を示すフローチャートである。図６８において、（ａ）が受信処理、（ｂ）が送信処理を示している。まず受信処理を説明する。端末局装置はフレームタイミングを取得する（ステップＳ６８０１）と、基本フレーム先頭のスロットにて基地局装置が送信したトレーニング信号を受信し（ステップＳ６８０２）、これを基に第１の受信ウエイトベクトルを仮想的伝送路ごと（複数の第１の信号処理部ごと）に算出する（ステップＳ６８０３）。端末局装置は、基地局装置より無線パケットを受信する（ステップＳ６８０４）と、メモリより当該端末局装置の複数の第１の信号処理部３０４における受信ウエイトベクトルを読み出し、受信信号ベクトルに各仮想的伝送路に対応する受信ウエイトベクトルを乗算する（ステップＳ６８０５）。
次に、端末局装置は、仮想的伝送路ごとにそれぞれ１系統の信号としたものを集約し、各無線パケットの先頭領域で受信したトレーニング信号に対するチャネル推定結果（ステップＳ６８０６）に基づき、線形の第２の受信ウエイト行列を算出し（ステップＳ６８０７）、これを用いて信号検出処理を行う（ステップＳ６８０８）。端末局装置は、データが複数シンボルに渡る間は同様に信号検出処理を繰り返す（ステップＳ６８０９）。そして、端末局装置は、データ終了後にはフレームの終了か否かを判断し（ステップＳ６８１０）、フレームが継続する場合には自局宛ての割り当てがある場合には上述の受信処理を繰り返す。フレームの終了時には処理を終了する。
次に送信処理を説明する。端末局装置は、フレームタイミングを取得する（ステップＳ６８２１）と、上述の受信処理で求めた受信ウエイトベクトルに対してキャリブレーション処理を施し、第１の送信ウエイトベクトルを算出する（ステップＳ６８２２）。そして、端末局装置は、自局の送信タイミングを認識する（ステップＳ６８２３）と、送信信号を生成した（ステップＳ６８２４）後に、第１の送信ウエイトベクトルを各仮想的伝送路ごとの信号に乗算し（ステップＳ６８２５）、乗算した結果をアンテナ素子ごとに加算合成して信号送信を行う（ステップＳ６８２６）。
次に、端末局装置は、データが継続する場合には以上の処理を繰り返し（ステップＳ６８２７）、データが終了した場合にはフレームの終了であるか否かを判断し（ステップＳ６８２８）、フレームが終了していなければ自局宛ての割り当てがある場合には次の送信処理を繰り返す。フレーム終了であれば、端末局装置は、フレーム末尾のトレーニング信号用に自局に割り当てられたスロット及びサブキャリアでトレーニング信号を送信して（ステップＳ６８２９）処理を終了する。
なお、ここでは詳細を省略したが、以上の処理は基本的には周波数軸上で各サブキャリアごとに実施する。以上の処理は、前提条件として図６９で示した構成の場合の説明である。図６９は、前提条件となるフレーム構成を示す図である。この図において、符号２５７−１〜２５７−３はトレーニング信号、２５８−１〜２５８−３はデータペイロードを表す。上述の図６７及び図６８の説明では、第１の受信ウエイトベクトルを乗算して集約した複数の仮想的伝送路ごとの信号系列に対し、まず初めにＭＩＭＯ伝送の信号分離用のチャネル推定を行うこととして説明したが、これにはトレーニング信号２５７−１〜２５７−３を用いる。トレーニング信号２５７−１〜２５７−３、データペイロード２５８−１〜２５８−３についてはアップリンクかダウンリンクかを明示していない様に、時分割でアップリンクとダウンリンクを適応的に使い分けることが可能である。例えば、トレーニング信号２５７−１〜２５７−２、データペイロード２５８−１〜２５８−２がダウンリンクの信号（基地局が送信）で、トレーニング信号２５７−３、データペイロード２５８−３がアップリンクの信号（端末局が送信）であってもよいし、全てがダウンリンク、全てがアップリンクでも構わない。いずれにしても、トレーニング信号２５７−１〜２５７−３はアップリンク、ダウンリンクに係らず第１の送信ウエイトベクトルが乗算された回線利得が確保された信号であるため、十分な受信レベルで高い精度でチャネル推定が可能である。
一方、トレーニング信号２５１−１〜２５１−３は、全て第１の送信ウエイトベクトルで指向性形成がなされていない信号であるため、少数のサブキャリアに送信電力を集中させているとはいえ、チャネル推定精度は相対的に低い。しかし、運用上問題のないチャネル推定精度を確保できているのであれば、このトレーニング信号２５１−１〜２５１−３を用いて第２の受信ウエイト行列を算出することも可能である。この場合には、図６９の代わりに図７０に示す様にトレーニング信号２５７−１〜２５７−３を省略し、データペイロード２５８−１〜２５８−３のみで通信を行うことになる。図７０は、トレーニング信号を省略し、データペイロードのみで通信を行う例を示す図である。
なお、図６９に示したトレーニング信号２５７−１〜２５７−３はＭＩＭＯ伝送の信号分離用のチャネル推定を行うためのもので、例えば空間多重数が多ければその分の直交したトレーニング信号が必要であり、それ相応のシンボル数のオーバヘッドが必要である。しかし、図７０ではＭＩＭＯ伝送の信号分離用のチャネル推定はフレーム先頭のトレーニング信号２５１−１〜２５１−３を最大限活用して行うとした場合には、空間多重された信号系列が綺麗に分離された独立な信号系列の信号検出・復調処理に必要なチャネル推定だけを行えばよく、全てのトレーニング信号を同時に（例えばＯＦＤＭであれば１シンボルで）送信し、受信側では信号分離の後にあたかもＳＩＳＯ（Single Input Single Output）の信号であるかの様に受信信号処理を行うこともできる。この意味では、図７０においても、ＳＩＳＯの信号の信号検出・復調用のトレーニング信号を含んでいるとしてもよい。
次に、図７１を参照して、本実施形態における他の第２の受信ウエイト行列算出の処理動作について説明する。図７１は、他の第２の受信ウエイト行列算出の処理動作を示すフローチャートである。この処理動作はアップリンクにおける基地局装置の処理、及びダウンリンクにおける端末局装置の処理の両方に適用可能である。また、アップリンクであればフレーム末尾の端末局装置から送信されるトレーニング信号に対して実施され、ダウンリンクであればフレーム先頭の基地局装置から送信されるトレーニング信号に対して実施される。又は、図６９で示したトレーニング信号２５７−１〜２５１−３に対して実施してもよい。ここでは、基地局装置の動作として説明する。
まず、基地局装置は、トレーニング信号を受信する（ステップＳ７１０１）と、仮想的伝送路ごとに第１の受信ウエイトベクトルを算出する（ステップＳ７１０２）。なお、この第１の受信ウエイトベクトルは、スロット２５３−１〜２５３−３、２５４−１〜２５４−３、２５５−１〜２５５−３、２５６−１〜２５６−３のいずれかのスロット及びそのいずれかのサブキャリアのグループを用いて算出した受信ウエイトベクトルを代用しても構わない。基地局装置は、その後にこの第１の受信ウエイトベクトルを算出するのに用いたトレーニング信号に仮想的伝送路ごとに第１の受信ウエイトベクトルを乗算する（ステップＳ７１０３）。この乗算により仮想的伝送路の数の信号系列が取得される。この仮想的伝送路ごとのトレーニング信号の受信は、仮想的伝送路ごとにサブキャリアが棲み分けられているため、それぞれの仮想的伝送路間のクロストーク成分も個別に抽出可能であり、個別に抽出されるチャネル推定結果が式（５５）のチャネル行列の各成分に相当する。この様にして得られたチャネル行列を基に、第２の受信ウエイト行列を算出する（ステップＳ７１０４）。
例えば、仮想的伝送路の数が３の場合を例に取り説明を行う。一例として、第１の仮想的伝送路は３の倍数のサブキャリアを、第２の仮想的伝送路は３の倍数＋１のサブキャリアを、第３の仮想的伝送路は３の倍数＋２のサブキャリアを利用してトレーニング信号を送信しているとする。この時、受信信号の各サブキャリア成分に対して第１の仮想的伝送路の受信ウエイトを乗算した信号に着目する。３の倍数のサブキャリアに着目すると、第１の受信ウエイトベクトルを乗算後の希望信号のチャネル推定を行うことができるので、３×３のチャネル行列のｈ１１成分が取得できる。
これに対し、３の倍数＋１のサブキャリアに着目すると、第２の仮想的伝送路の信号が第１の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、３×３のチャネル行列のｈ１２成分が取得できる。同様に、３の倍数＋２のサブキャリアに着目すると、第３の仮想的伝送路の信号が第１の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、３×３のチャネル行列のｈ１３成分が取得できる。
同様に、第２の仮想的伝送路の受信ウエイトを乗算した信号に着目する。３の倍数＋１のサブキャリアに着目すると、第２の受信ウエイトベクトルを乗算後の希望信号のチャネル推定を行うことができるので、３×３のチャネル行列のｈ２２成分が取得できる。これに対し、３の倍数のサブキャリアに着目すると、第１の仮想的伝送路の信号が第２の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、３×３のチャネル行列のｈ２１成分が取得できる。同様に、３の倍数＋２のサブキャリアに着目すると、第３の仮想的伝送路の信号が第２の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、３×３のチャネル行列のｈ２３成分が取得できる。
更に同様に、第３の仮想的伝送路の受信ウエイトを乗算した信号に着目する。３の倍数＋２のサブキャリアに着目すると、第３の受信ウエイトベクトルを乗算後の希望信号のチャネル推定を行うことができるので、３×３のチャネル行列のｈ３３成分が取得できる。これに対し、３の倍数のサブキャリアに着目すると、第１の仮想的伝送路の信号が第３の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、３×３のチャネル行列のｈ３１成分が取得できる。同様に、３の倍数＋１のサブキャリアに着目すると、第２の仮想的伝送路の信号が第３の仮想的伝送路に漏れ込む信号成分を抽出できるため、３×３のチャネル行列のｈ３２成分が取得できる。
この様にして３×３の全ての行列要素が取得できる。ここでは仮想的伝送路数が３の場合を例に取り説明したが、同様に任意の数の仮想的伝送路に対しても、チャネル行列を取得することが可能である。これらのチャネル行列が取得できれば、そこから先は普通のＭＩＭＯチャネルを利用した空間多重の信号処理と同様であるため、ＺＦ型の線形ウエイトや、ＭＭＳＥ型の線形ウエイトの利用の他、ＭＬＤやＱＲ−ＭＬＤなどの非線形信号処理も含めて任意の信号処理により千号検出を実施することが可能である。上述の図６７及び図６８の説明では、線形の受信ウエイト行列を利用する場合の例を示したが、上述の様に当然ながら任意のＭＩＭＯチャネルの信号検出処理を適用することも可能である。
なお、ここでは仮想的伝送路ごとにトレーニング信号に用いるサブキャリアを分けることで直交化を図る例を示したが、その他の直交化したトレーニング信号を空間多重する信号系列ごとに付与できるならば、その直交性を利用して図６９で示したトレーニング信号２５７−１〜２５７−３を用いて同様の信号処理を行うことも可能である。例えば、ＯＦＤＭであれば３ＯＦＤＭシンボルを用い、各信号系列ごとのトレーニング信号を時間的にずらして利用するならば、全サブキャリアを用いてチャネル推定を行うことも当然可能である。
（時間軸ビームフォーミングの活用）
上述の時間軸ビームフォーミングの項でも説明を行ったが、一般にアンテナ素子が非常に狭いエリアに存在する場合には、そのアンテナ素子ごとの受信ウエイト（すなわち受信ウエイトベクトルの各成分）の周波数依存性は比較的小さいことが予想される。各仮想的伝送路間の信号分離度を高めるためには、可能な限り最適な受信ウエイトを用いることにより、各アンテナ素子の受信信号の複素位相をそれぞれのサブキャリアで揃えて加算合成することが好ましい。しかし、後段において２段目の受信ウエイト行列を用いて仮想的伝送路間のクロストーク成分を高精度で分離できるのであれば、第１の受信ウエイトベクトルの精度はある程度低くても大きな問題とはならない。
例えば、Ｓｉｎ（θ）とＳｉｎ（θ＋δ）の加算について考える。三角関数の公式より、下記の関係式（７６）が得られる。
この式は、加算時の効率が同位相合成が不完全で位相誤差δが存在する場合には、同位相合成により振幅が２倍ではなく２×Ｃｏｓ（δ／２）倍となることを意味する。δが３０度の場合を例に取れば、振幅がＣｏｓ（３０／２）＝０．９６５９・・・となり、約３．４％の利得損失となる。すなわち、全てのアンテナで誤差が３０度以内であれば、この誤差による利得の損失は０．３ｄＢ程度でしかない。δが６０度であっても約１３．４％の利得損失で約１．２ｄＢでしかない。
したがって、図４４のＦ（α）が３０ｄＢを超える様な領域でない場合においても、その後段で周波数軸上の信号分離処理を行うことを前提とするならば、第１の信号処理部３０４で実施する時間軸のビームフォーミングは低い精度で実施しても、限定的な利得の低下を許容することができれば何ら問題がないことを意味する。すなわち、図６５のトレーニング信号２５１−１〜２５１−３で周波数軸上の受信ウエイトベクトルを取得した後、受信ウエイトベクトルの各要素について、周波数ごとの受信ウエイトをＩＦＦＴ処理することで時間軸上のウエイトに変換する。そして、この先頭成分（見通し波成分に相当）の値のみを用いて時間軸上の受信ウエイトベクトルを構成する。各サンプリング値において、各アンテナ素子のサンプリング値により構成されるサンプリング値の受信信号ベクトルに時間軸の受信ウエイトベクトルを乗算すると、指向性制御により回線利得が高められた状態のサンプリング信号を仮想的伝送路ごとに取得可能である。この様にするとタイミング検出が可能な状態の受信信号が取得できることになる。
なお、チャネル時変動の速度が基本フレーム周期に対してある程度緩やかであるならば、トレーニング信号２５１−１〜２５１−３を受信した際に、複数回の信号から抽出された相対チャネル情報（すなわち、基準アンテナの複素位相を基準にした相対的複素位相を用いたチャネル情報）を平均化すれば、雑音成分を抑圧してチャネル推定精度を高めることも可能である。平均化を行わないのであれば、相対チャネル情報ではなく絶対的なチャネル情報をそのまま用いることも可能である。
次に、図７２を参照して、本実施形態に時間軸ビームフォーミングを適用した場合の他の信号処理動作を説明する。図７２は、時間軸ビームフォーミングの他の信号処理動作を示すフローチャートである。第５の実施形態の説明においては、送信側の１本のアンテナ素子と受信側の１本のアンテナ素子の間のＳＮＲが回線設計的に大幅に不足していることを考慮して式（５２）などを利用する場合について説明を行ったが、第６の実施形態、第７の実施形態、第８の実施形態に示した技術により、送信側の１本のアンテナ素子対受信側の１本のアンテナ素子間のチャネル情報を、周波数軸上で高精度に求めることが可能になったため、その周波数軸上のチャネル情報を利用して、ＩＦＦＴ処理により時間軸ビームフォーミングに用いる時間軸のチャネル情報を取得することが可能になる。ここではダウンリンクにおける端末局装置の処理を例として示すが、同様の処理はアップリンクにおいても可能である。まず、基地局装置はフレーム先頭領域でチャネル推定用のトレーニング信号を送信する（ステップＳ７２０１）。端末局装置では、このトレーニング信号を受信し、受信信号処理を実施する（ステップＳ７２１１）。上述の様に、本信号処理ではガードインターバルを含まないＯＦＤＭシンボル周期より若干長めの長さのトレーニング信号を想定しており、大雑把なフレームタイミングを基準としても、適当なＦＦＴウインドウで切り出したサンプリング信号を用いてＦＦＴ処理を行う。
次に、端末局装置は、このＦＦＴ処理を行った信号に対して既知のトレーニング信号を参照してチャネル推定を行い、仮想的伝送路ごとにチャネル情報（ないしは基準アンテナに対する仮想的伝送路ごとに相対チャネル情報）を取得する。ここで得られたチャネル情報は仮想的伝送路ごとに特定のサブキャリアのみに情報が存在する状態になっているため、線形補間などの任意の方法を用い、取得できていないサブキャリア成分に関しても同様にチャネル推定結果を得ておく（ステップＳ７２１２）。更に取得されたチャネル情報を基に、周波数軸上での受信ウエイトベクトルを算出する（ステップＳ７２１３）。
次に、端末局装置は、この各アンテナ素子のウエイト情報のサブキャリアに対し、ＩＦＦＴ処理を施す（ステップＳ７２１４）。そして、端末局装置は、この結果得られた時間軸上のウエイト情報の中で、先頭成分（見通し波成分に相当）の値を抜き出し、各アンテナ素子の時間軸上の受信ウエイトを算出し、これらをベクトルの成分とする受信ウエイトベクトルを仮想的伝送路ごとに取得する（ステップＳ７２１５）。この時間軸の受信ウエイトベクトルにキャリブレーション処理を施す（ステップＳ７２１６）。続いて、端末局装置は、送信ウエイトベクトルを算出し、これらの１段目の時間軸上の送受信ウエイトベクトルを記録・管理する（ステップＳ７２１７）。
上述の説明は、初段の時間軸ウエイト算出動作であるが、後段の周波数軸ウエイト算出は以下の様に行う。端末局装置は、時間軸上の受信ウエイトベクトルを算出した段階（ステップＳ７２１５）で、この受信ウエイト算出に用いた上述の受信トレーニング信号の各サンプリング値に対し、アンテナ素子ごとのサンプリング値を要素とする受信信号ベクトル（サンプリング値）に仮想的伝送路ごとの受信ウエイトベクトルを乗算し、個々の仮想的伝送路の信号系列ごとに分離する（ステップＳ７２２１）。続いて、端末局装置は、得られた仮想的伝送路の数分のサンプリング値の信号系列に対して個別にＦＦＴ処理を実施し、既知のトレーニング信号を参照してチャネル推定を行う（ステップＳ７２２２）。ここでのチャネル推定結果は仮想的伝送路ごとにトレーニング信号が割りあてられたサブキャリアのみが所望の仮想的伝送路のチャネル推定結果となり、トレーニング信号が存在しないサブキャリアは異なる仮想的伝送路からのクロストーク成分を表す。
なお、ここでは時間軸上のウエイト情報の中で先頭成分（見通し波成分に相当）の値を抜き出して利用する場合を紹介したが、式（５７）で示した１サンプルの遅延成分の時間軸の受信ウエイトはＩＦＦＴした第２成分を基に、式（５９）で示した２サンプルの遅延成分の時間軸の受信ウエイトはＩＦＦＴした第３成分を基に、それぞれ算出することが可能である。同様にそれ以上の遅延波成分についても利用することは可能である。
次に、端末局装置は、第ｋサブキャリアにおける第ｉ仮想的伝送路に送信された信号が第ｊ仮想的伝送路に漏れ込むチャネル情報をｈｊｉ （ｋ）とすれば、これらは特定のサブキャリアのみに情報が存在する状態となっているために、線形補間等で抜けたサブキャリアの補間処理を行い、異なる仮想的伝送路からのクロストーク成分を含む完全な状態のチャネル行列を取得する（ステップＳ７２２３）。そして、端末局装置は、この様にして得られた受信ウエイト行列を基に信号分離のための受信ウエイト行列を算出し（ステップＳ７２２４）、これを第２段目の周波数軸上の受信ウエイト行列として記録・管理する（ステップＳ７２２５）。
以上の様にして取得した第１段目の時間軸送受信ウエイトベクトル及び第２段目の周波数軸受信ウエイト行列は、後続するフレーム内で継続的に使いまわすことが可能である。
以上説明した様に、見通し環境で第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用するための送受信ウエイトの取得では、少数のサブキャリアでチャネル推定を行い、アンテナ素子間隔が狭く且つ見通し波が支配的である場合にはチャネル情報の周波数依存性が小さくなるという特性を利用して、線形補間等で残りのサブキャリアの送受信ウエイトを推定することが可能である。このため、複数の無線局においてサブキャリアが重ならない形で同時並行的にチャネル推定を行うことが可能になる。これを効率的に行うために、フレームの中に基地局装置及び個別の端末局装置がチャネル推定するためのトレーニング信号を、周期性を持つフレーム構成の中で固定的なスロットとして、同一サブキャリアで相互に干渉を及ぼさない様にタイミングとサブキャリアを棲み分けてスロット割り当てを行い、そのスロットで周期的にチャネルフィードバックを行う様にした。
なお、従来技術におけるチャネル情報のフィードバックを行うためのトレーニング信号は、そのトレーニング信号に後続するペイロード部分に送信局の識別番号などを付与するのが一般的である。しかも、チャネル情報の周波数依存性が大きいことが一般的であるため、アンテナごとのチャネル情報の推定を全サブキャリアでできる様に設計されていた。これらのオーバヘッドは非常に大きく、ＭＡＣ効率を大幅に損ねる原因となっていた。しかし、第８の実施形態では、このトレーニング信号は基地局装置ないしは端末局装置ごとに、既知の固定的な場所（スロット及びサブキャリア）に割り当てられるので、後続するペイロードに送信局の識別番号などを付与する必要もなければ、一つのスロットでサブキャリアを棲み分けながら、同時に多数のチャネル推定・チャネルフィードバックが可能となるという特徴を併せ持つ。
［第９の実施形態］
以上の第８の実施形態の説明では、チャネル情報ないしは送受信ウエイトが周波数依存性を持つ場合を中心に説明を行ってきた。しかし、第５の実施形態で示した様に、チャネル情報ないしは送受信ウエイトに周波数依存性がない場合にも拡張することは可能である。
上述の第５の実施形態では、例えば式（５２）などを用いることで、受信したトレーニング信号の時間軸上での相関値評価からチャネル情報を取得していた。式（５２）の意味するところは、仮にチャネル情報に周波数依存性がなければ、式（５２）のΣの中の各サンプリング時刻のＳｊ（ｎ）Ｓ１（ｎ）＊は雑音成分を除けば全て一定の値となることから、ＮＦＦＴ個のサンプリング値で雑音成分が平均化され、結果的に高いチャネル推定精度で相対チャネル情報（アンテナごとの相関値）を取得することができた。
しかし、第８の実施形態では周波数軸上で異なるアンテナ素子からの信号が混在するために、異なる端末局装置や異なるアンテナ素子からの信号が混在する受信信号の相関を取ると、特定の送信アンテナからの信号の受信アンテナごとの相関ではなく、異なる端末局装置や異なるアンテナ素子からの信号が混在した状態での相関値が取得されることになり、本来求めるべき特定の端末局装置や特定のアンテナ素子に対する相関値を抽出することができない。異なる端末局装置や異なるアンテナ素子からの信号が混在した状態は、ＦＦＴを実施することで簡単に信号分離することが可能であるが、この場合には取得された各サブキャリアのチャネル推定結果が、十分に高いチャネル推定精度（すなわち十分なＳＮＲ特性）であることが求められる。
上述の第６の実施形態、第７の実施形態、第８の実施形態では使用するサブキャリア数を一例として４と制限することでそのチャネル推定精度を高めていたが、これらのチャネル推定結果が周波数依存性を持たないのであれば、これらのチャネル推定結果を更に平均化し、その平均値により全サブキャリアで共通のチャネル情報を取得することが可能である。
ここで、ｃｊ（ｆｋ）はサブキャリアｆｋにおける周波数軸上のチャネル情報を表す。ないしは、基準となるアンテナの複素位相を基準とした相対チャネル情報を用いてもよい。
また、ここでは４サブキャリアを利用する場合を例に取り、４つの利用サブキャリアｆｋにおける平均を意図して１／４の係数が明記されているが、その他のサブキャリア数であればその数に合わせて平均化を行う。この結果得られたチャネル情報は式（５２）で得られたものと等価であり、式（５０）や式（５１）などを用いて受信ウエイトを算出する。
なお、第８の実施形態に加えて第７の実施形態においても同様であるが、チャネル情報を取得するためのトレーニング信号として４つのサブキャリアを含むトレーニング信号を利用する場合を例示して説明したが、このサブキャリア数は４である屹然性はなく、その他の任意のサブキャリア数であっても構わない。その究極の条件として、利用サブキャリア数を１とすることも可能である。
上述の第５の実施形態では、基地局装置側の各第１の信号処理部のアンテナ素子間隔を狭めて、非常にチャネル情報ないしは送受信ウエイトの周波数依存性が小さい状況を作り出し、その結果として全サブキャリアで共通のチャネル情報ないしは送受信ウエイトとなる様にしていた。複数サブキャリアを利用することにより測定誤差の抑圧を期待することは可能であるが、究極の条件として単一のサブキャリアを利用するにはそれなりのメリットが存在する。
この単一のサブキャリアのみを利用するトレーニング信号としては、アンテナ素子ごとの相対チャネル情報を取得するのが目的であるならば（すなわちタイミング検出などの目的を伴わない場合）、仮にＯＦＤＭを用いる場合であってもガードインターバルを付与する必要はなく、割り当てられるサブキャリアの周波数の単なる正弦波（すなわち無変調の信号）の連続送信を用いることになる。この信号の特徴は、完全に振幅が一定の信号であるために平均の送信電力と瞬時の送信電力の時間的な変動の比率ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が１となっている点である。
一般にＯＦＤＭを用いる場合には、ＱＰＳＫなどの振幅一定の変調方式を用いた場合であっても、サブキャリアごとに独立な信号を合成するために、時間と共に信号の振幅が変動する。このためＰＡＰＲは相対的に大きな値となり、平均の送信電力に比べてピーク時の送信電力は非常に大きな値になる。ハイパワーアンプの線形性には限界があるため、このピーク時の電力がハイパワーアンプの線形領域を超える場合には、非線形歪が発生して通信特性が劣化する。このため、ＯＦＤＭでは所謂バックオフと呼ばれる送信電力のマージンを見込み、そのマージン分だけ送信電力を下げて信号送信を行う。
回線設計的に見れば、例えば１０２４ポイントＦＦＴを利用する（有効サブキャリアとして１０００程度を利用）システムでは、少なくとも１０ｄＢ程度のバックオフを見込む必要があった。しかし、完全な振幅一定の正弦波であれば、その様なバックオフを見込む必要がなくなるため、そのバックオフ値分だけ実効的な送信電力を高めて送信することが可能になる。なお、このバックオフ値分の送信電力を高めることは単一サブキャリアを用いる場合以外でも利用可能であり、例えば４サブキャリアを利用する場合でも各サブキャリアの初期位相を任意の値に調整し、１シンボル周期でのＰＡＰＲが最小になる様にトレーニング信号を構成することで、その際のＰＡＰＲ値に応じてより低いバックオフ値での運用が可能になる。
なお、トレーニング信号の送信に際し、他のデータ通信で用いる最小のバックオフ値をｘｄＢとするときに、トレーニング信号の送信時のバックオフ値を（ｘ／２）ｄＢ以下と設定することが望ましい。具体的には、トレーニング信号の送信時のバックオフ値を０ｄＢとすることが望ましい。
この結果、例えば１０００サブキャリア分の送信電力を一つのサブキャリアに注力するならばそこで３０ｄＢ（＝１０Ｌｏｇ１０１０００）の回線利得を稼ぐことが可能になると共に、更にバックオフ分の１０ｄＢ程度の回線利得を上乗せした良好な状態でのチャネル推定が可能になる。つまり、４０ｄＢ程度の改善が期待できることになる。元々、ミリ波帯などの高周波数帯では、周波数の高さ故に回線設計的に厳しかった。例えば周波数が１０倍になれば、自由空間伝搬損の周波数に依存する項による損失の増大は２０ｄＢである。また、ハイパワーアンプの出力も相対的に低下する。
更には、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯでは１００以上のＲＦ機器を実装する必要から、個々の機器の価格の低減も期待され、廉価な部品材料の利用でアンプの線形性も低下する。結果的に３０ｄＢ以上の回線利得を追加で確保しなければチャネル推定精度が低下する問題があったが、１サブキャリアないしは４サブキャリア程度に注力し且つＰＡＰＲ値を抑えて送信電力を高めたチャネル推定では、これらの問題を解決することができる。
なお、アンテナ１素子当たりで１サブキャリアのみを用いてチャネル推定を行うと、実際には様々な反射波成分の影響を受けて、そのサブキャリアにおけるチャネル推定結果は見通し波成分のみによるチャネル情報とは異なる値を示す可能性がある。しかし、第７の実施形態に示した様に、トレーニング信号を送信する無線局側には複数のアンテナ素子が備えられており、複数のアンテナ素子から異なるサブキャリアの無変調の連続信号を送信するならば、トレーニング信号を受信する無線局では複数のサブキャリアのトレーニング信号を受信することになる。得られたチャネル情報から相対チャネル情報を取得すれば、送信側のアンテナ素子が異なることの影響は相対的に小さく、これら複数のアンテナ素子で得られた相対チャネル情報は周波数軸上で概ね定数と見なせるはずである。この特徴を利用して平均化処理を行えば、サブキャリアごとに影響の受け方が異なる反射波成分を相対的に抑圧し、実効的には見通し波成分を抽出した形の時間軸の相対チャネル情報を取得でき、これを基に時間軸の送受信ウエイトを算出することが可能となる。
なお、ここでの平均化処理とは基本的には複素位相の平均化を意図しているが、概ね振幅が一定であると期待され、且つ複素位相の変動幅も小さいことが予想されるため、複素数で与えられるチャネル情報そのものを複素平面上で単純に平均化しても構わない。
［第１０の実施形態］
［第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用したマルチユーザＭＩＭＯ伝送］
（第１０の実施形態に係る基本原理の概要）
以上の説明においては、例えば図１６に示す様に各第１の信号処理部３０４は単一の端末局装置３０２と基地局装置３０３の間で単一の信号系列を送受信し、複数の第１の信号処理部３０４を用いる全体として空間多重伝送を行っていた。これは、基地局装置３０３と端末局装置３０２との間の通信はシングルユーザＭＩＭＯでの伝送を行っていることに相当する。しかし、当然ながら複数の端末局装置３０２と基地局装置３０３の間で空間多重伝送（すなわちマルチユーザＭＩＭＯ）を行う場合に関しても適用可能である。
通常マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末局装置に対して同時に同一周波数上で信号送信を行う際に、相互の信号がお互いの端末局装置間で相互干渉とならない様に、ダウンリンクではヌル形成を行いながら信号送信を行っていた。しかし、そのヌル形成はチャネルの時変動がある場合には破れて残留干渉が発生する可能性がある。これは、送信指向性制御に用いる送信ウエイトは、所定の周期で行うチャネルフィードバック結果に基づいいて算出するのであるが、このチャネルのフィードバックに伴うオーバヘッドを抑えるために、それほど頻繁にはチャネルのフィードバックを行えず、結果的に過去に取得したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出せざるを得ないことによる。したがって、どれほど高精度に送信ウエイトを算出しても、時間の経過でチャネルの変動があれば意味はなく、逆に言えばチャネルの時変動の影響を受けにくい伝送方式が求められる。
第１の実施形態に示した第１特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に用いる場合には、その伝送路上で得られる回線利得の値が反射波を利用した他の伝送路上での利得よりも相対的に高く、更に、基地局装置側及び端末装置側の双方に多数のアンテナ素子を用いる場合には、そのアンテナ素子数の積に応じた回線利得が追加で得られることを考慮すると、完全なヌル制御を敢えて形成するまでもなく、所望のＳＩＲ特性を得ることが可能になる。
図７３は第１０の実施形態における、マルチユーザＭＩＭＯ適用時の基地局装置及び端末局装置の構成を示す図である。図１６との違いは、図１６では端末局装置が端末局装置３０２のみであったのが、図７３では端末局装置が端末局装置３０２に加えて端末局装置３０８、３０９が加わっている点であり、基地局装置３０３の各第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４において、それぞれ端末局装置３０２、３０８、３０９に向けて第１特異値に対応する仮想的伝送路を形成してマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行うことになる。
従来であれば複数の第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４を実装することがなかったので、単一の端末局装置に対して複数の信号系列を同時に空間多重する場合には、ひとつの送受信信号処理回路が異なる送受信ウエイトベクトルを用いてマルチユーザＭＩＭＯの信号処理を行う。ここでは、各端末局装置間で相互干渉が発生しない様に、送信側では完全なヌル制御を行う必要があった。
一方、本発明の実施形態では、従来のマルチユーザＭＩＭＯと違い、第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４のそれぞれはひとつの端末局装置にはひとつの送受信ウエイトベクトルを用いた１系統分の信号処理しか行わない。例えば、ひとつの第１の信号処理部３０４−１からは、端末局装置３０２、３０８、３０９に対して各１系統ずつ、合計で３系統分の信号の送信を行う。この時、それぞれの端末局装置３０２、３０８、３０９に対する第１特異値に対応する仮想的伝送路に向けた送信ウエイトベクトルをそれぞれｖ１１、ｖ１２、ｖ１３とする。これらは、上述の個別のシングルユーザＭＩＭＯ用の送信ウエイトベクトルであるので相互に直交はしていない。これに対し、実際にマルチユーザＭＩＭＯに用いる送信ウエイトベクトルｖ’１１、ｖ’１２、ｖ’１３は、ベクトルｖ’１１はｖ１２及びｖ１３に直交する様に、ベクトルｖ’１２はｖ１１及びｖ１３に直交する様に、ベクトルｖ’１３はｖ１１及びｖ１２に直交する様に設定する。具体的には、端末局装置３０２に対する送信ウエイトベクトルｖ’１１は、グラムシュミットの直交化を用いて以下の式（７８）で表される。
これを端末局装置３０８、３０９に対して同様に処理を行いｖ’１２、ｖ’１３を求めれば良い。以上は第１の信号処理部３０４−１に対する説明だが、同様の処理を第１の信号処理部３０４−２〜３０４−３に対しても行えば良い。この様にして、第１の信号処理部３０４−１に対する送信ウエイトベクトルｖ’１１〜ｖ’１３、第１の信号処理部３０４−２に対する送信ウエイトベクトルｖ’２１〜ｖ’２３、第１の信号処理部３０４−３に対する送信ウエイトベクトルｖ’３１〜ｖ’３３、第１の信号処理部３０４−４に対する送信ウエイトベクトルｖ’４１〜ｖ’４３を求めれば良い。以上の処理により、第１の信号処理部３０４−１〜３０４−４においてそれぞれ３系統の信号系列を送信し、合計で１２系統の空間多重伝送を行うことが可能になる。ここでの補足としては、従来のマルチユーザＭＩＭＯの場合と異なり、例えばｊ≠１なるｊに対して送信ウエイトベクトルｖ’１１とｖ’２ｊは直交しておらず、完全なヌル形成にはなっていない。しかし、これらは送信元の第１の信号処理部３０４も異なれば、受信する端末局装置も異なる組み合わせなので、相関の小さな仮想的伝送路であるが故に相互干渉は相対的に小さくなる。この根拠は上述の様に、第１特異値の絶対値が突出して高い利得を示す点と、基地局装置と端末局装置の多数のアンテナ素子の積から来るピンポイントの高い指向性利得に起因する。このため、送信ウエイトベクトルｖ’１１とｖ’２ｊの直交性の担保は不要になるのである。
なお、同様の処理はアップリンクにおける基地局装置側の処理に対しても同様に行えば良い。すなわち、上述の式（７８）は送信ウエイトベクトルに関する直交化処理を示したものであるが、全く同様の直交関係を受信ウエイトに適用し、それぞれの端末局装置３０２、３０８、３０９に対する第１特異値に対応する仮想的伝送路に向けた受信ウエイトベクトルをそれぞれｖ１１、ｖ１２、ｖ１３と読み替え、マルチユーザＭＩＭＯに用いる受信ウエイトベクトルｖ’１１、ｖ’１２、ｖ’１３を、ベクトルｖ’１１はｖ１２及びｖ１３に直交する様に、ベクトルｖ’１２はｖ１１及びｖ１３に直交する様に、ベクトルｖ’１３はｖ１１及びｖ１２に直交する様に設定するれば良い。この際の受信ウエイト算出は式（７８）がそのまま適用可能である。また無線局装置側は全くマルチユーザＭＩＭＯであることを意識することなく、上述の第１の実施形態における無線局装置と全く同じ処理及び回路構成で良い。
この場合の基地局装置３０３の回路構成は、図６と比較して、変更が必要となる。図７４は、本発明の実施形態における、マルチユーザＭＩＭＯ適用時の基地局装置３０３に対応する基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１−１〜１８１−４に対応する第１の送信信号処理部１８２の回路構成を表す図である。図７４では、マルチユーザＭＩＭＯ伝送として、図７３に示す様に同時に空間多重する端末局装置の数は３局としている。図７４の構成は図６の構成と類似しているが、第１の送信信号処理回路１１３−１〜１１３−３は同時に空間多重を行う３局の端末局装置に対応したものであり、更に送信ウエイト処理部１５０では、同時に空間多重を行う３局の端末局装置に対し第１特異値に対応した仮想的伝送路での送信に用いるマルチユーザＭＩＭＯ用の送信ウエイトベクトルを生成及び管理する。具体的に送信ウエイト処理部１５０では、チャネル情報取得回路１５１において、受信部にて取得されたチャネル情報を通信制御回路１２０経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路１５２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路１２０からの指示に従い、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路１５３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路１５２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に上記の式（７８）の様にして送信ウエイトベクトルを算出する。ここで注意すべき点は、シングルユーザＭＩＭＯの場合には第１右特異ベクトルを算出してそのまま送信ウエイトベクトルとして利用したが、マルチユーザＭＩＭＯの場合には同一の第１の信号処理部内で各端末局装置間の送信ウエイトベクトルの直交化を図るために、例えば端末局装置３０２に対する第１右特異ベクトルから、端末局装置３０８に対する第１右特異ベクトルの成分、及び端末局装置３０９に対する第１右特異ベクトルの成分を減算し、相互に直交する形で信号送信を行うことになる。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１５３は、この様にして算出した送信ウエイトを第１の送信信号処理回路１１３−１〜１１３−３に出力する。
次に、図７５に第１０の実施形態における、マルチユーザＭＩＭＯ適用時の基地局装置３０３に対応する基地局装置７０の第１の受信信号処理部１８５−１〜１８５−４に対応する第１の受信信号処理部１８６の回路構成を示す。図７５でも、マルチユーザＭＩＭＯ伝送として、図７３に示す様に同時に空間多重する端末局装置の数は３局としている。図７３の構成は図７の構成と類似しているが、第１の受信信号処理回路１１４−１〜１１４−３は同時に空間多重を行う３局の端末局装置に対応したものであり、更に受信ウエイト処理部１７０では、同時に空間多重を行う３局の端末局装置に対し第１特異値に対応した仮想的伝送路での受信に用いるマルチユーザＭＩＭＯ用の受信ウエイトベクトルを生成及び管理する。具体的に受信ウエイト処理部１７０では通信制御回路１２０からの指示に従い、チャネル情報推定回路１７２においてＦＦＴ回路８５７より入力される情報を基に、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）から、端末局装置３０２、３０８、３０９に対応する各端末局装置６０のアンテナ素子と、基地局装置３０３に対応する基地局装置７０の各アンテナ素子８５１との間のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果をマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１７３に出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１７３では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトベクトルをサブキャリアごとに算出する。ここで、式（７８）はシングルユーザＭＩＭＯの場合の送信ウエイトベクトルｖを用いた処理を説明したが、同様にこれをシングルユーザＭＩＭＯの場合の受信ウエイトベクトルｕに置き換えれば、そのまま式（７８）が適用できる。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＭＴ−Ａｎｔで受信された信号を合成する受信ウエイトベクトルは端末局装置６０ごとに異なり、抽出すべき端末局装置６０に対応する第１の受信信号処理回路１１４−１〜１１４−３それぞれ個別に算出する。なお、この信号処理の後段の第２の受信信号処理部７５においては、同一の無線局装置からの各信号系列間のクロストーク成分を除去することになるたが、前段の処理で端末局装置間の相互干渉成分は十分に低下出来ていることが予想されるため、ここでの受信ウエイト行列の算出時にはマルチユーザＭＩＭＯを意識する必要はなく、無線局装置ごとに個別にＭＩＭＯ信号検出処理を行えば良い。ただし、異なる無線局装置に対しては個別のＭＩＭＯ信号検出処理が必要になるため、同時に空間多重を行う無線局装置の分だけ、並列的に第２の受信信号処理部７５を備える必要がある。
この様に、第１の送信信号処理部１８１と第２の送信信号処理部７１との間の情報、及び第１の受信信号処理部１８５と第２の受信信号処理部７５との間の情報が複数系統に拡張される差はあるが、複数の第１の送信信号処理部１８１及び第１の受信信号処理部１８５を用いて単一の端末局装置との間で空間多重伝送を行う点で、従来技術とは異なる構成となっている。
以上の様に、第１０の実施形態の無線通信システム９０は、基地局装置３０３（第１の無線局装置）と、端末局装置３０８などの複数の端末局装置（第２の無線局装置）とを備える。第１０の実施形態の基地局装置３０３は、第１のアンテナ素子群を有する複数の第１の信号処理部３０４と、複数の第１の信号処理部に対応付けられた無線通信の信号処理を実行する第２の信号処理部３０５（厳密にはインタフェース回路、ＭＡＣ層処理回路、通信制御回路などのその他の基地局装置機能を含む）とを有する。第１０の実施形態の端末局装置３０８は、第２のアンテナ素子群と、第２のアンテナ素子群を介して第１の信号処理部との無線通信を実行する送受信部とを有する。端末局装置３０２と端末局装置３０９とも同様である。
第１０の実施形態の第１の信号処理部３０４は、第１のアンテナ素子群と第２のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列の送信ウエイトベクトルを、ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて算出する。第１の信号処理部３０４は、端末局装置ごとに送信信号を生成し、生成した送信信号に送信ウエイトベクトルを乗算することによって信号ベクトルを生成する。第１の信号処理部３０４は、同一時刻に空間多重する端末局装置について信号ベクトルを加算合成する。第１の信号処理部３０４は、加算合成した信号ベクトルに基づく信号を複数の端末局装置に対して同一時刻に同一周波数チャネルを用いて第１のアンテナ素子群から送信する。
第１０の実施形態の第１の信号処理部３０４は、第１のアンテナ素子群と第２のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列の受信ウエイトベクトルを、ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて第２の無線局装置ごとに算出する。第１の信号処理部３０４は、第１のアンテナ素子群を介して受信された信号に基づく信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを端末局装置ごとに乗算することによって、端末局装置ごとに１系統の信号系列を生成する。第２の信号処理部３０５は、生成した信号系列に基づく信号から残留干渉成分を除去する。
すなわち、第１の信号処理部は、第１のアンテナ素子群と第２の無線局装置ごとの第２のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列に対する送信ウエイトベクトルを、第２の無線局装置ごとのＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて、同一時刻に空間多重する他の第２の無線局装置の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方のいずれかに直交する様に算出する。第１の信号処理部は、第２の無線局装置ごとに送信信号を生成し、生成した送信信号に送信ウエイトベクトルを乗算することによって送信信号ベクトルを生成する。第１の信号処理部は、同一時刻に空間多重する第２の無線局装置について送信信号ベクトルを加算合成し、加算合成した信号ベクトルの各成分に基づく信号を対応する第１のアンテナ素子から複数の第２の無線局装置に対して送信する。
また、第１の信号処理部は、第１のアンテナ素子群と第２の無線局装置ごとの第２のアンテナ素子群との間の無線通信に用いるＭＩＭＯチャネル行列に対する受信ウエイトベクトルを、第２の無線局装置ごとのＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方に基づいて、同一時刻に空間多重する他の第２の無線局装置の第１特異値に対応する第１右特異ベクトル及び第１左特異ベクトルのうち少なくとも一方、又は、第１右特異ベクトルの近似解及び第１左特異ベクトルの近似解のうち少なくとも一方のいずれかに直交する様に算出する。第１の信号処理部は、第１のアンテナ素子群を介して受信された信号に基づく信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを第２の無線局装置ごとに乗算することによって、第２の無線局装置ごとに１系統の信号系列を生成する。第２の信号処理部は、生成した第１の信号処理部ごとの複数の信号系列に基づく信号から残留干渉成分を除去する。
これによって、第１０の実施形態の基地局装置７０、端末局装置６０、無線通信システム９０及び無線通信方法は、見通し環境が支配的な環境でＭＩＭＯによって伝送容量を増大させることが可能となる。第１０の実施形態の基地局装置７０、端末局装置６０、無線通信システム９０及び無線通信方法は、マルチユーザＭＩＭＯを実行する場合でも、見通し環境が支配的な環境で伝送容量を増大させることが可能となる。
［第１１の実施形態］
［第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホール構成法］
（第１１の実施形態に係る基本原理の概要）
第５の実施形態では、時間軸ビームフォーミングを用い、１系統のデジタルベースバンドのサンプリングデータに、アンテナ系統ごと及びサンプリング値ごとに送信ウエイトを乗算し、これにより第１特異値に対応する仮想的伝送路での伝送のための指向性形成を行っていた。ここでの送信ウエイトの乗算はサンプリングデータに直接行うことが可能であるため、図１２（ａ）に示したモバイル・フロントホールの構成と同様に、ＢＢＵ側ではデジタルベースバンドのサンプリングデータの生成までの信号処理を全て実装し、光ファイバ上では１系統のデジタルベースバンドのサンプリングデータを伝送し、残りの処理をＲＲＨ側で実施することを可能としている。ＲＲＨ側では、時間軸ビームフォーミングのための送信ウエイト乗算処理が必要となるが、この送信ウエイト情報は光ファイバ上で転送し、この転送された送信ウエイトをＲＲＨ側ではデジタルベースバンドのサンプリングデータに乗算して送信するだけなので、無線通信方式に依存する処理は基本的には全てＢＢＵ側に実装されることになる。唯一、ＲＲＨ内で無線通信方式に依存する要素は、送信指向性制御が周波数依存性を持たない点であり、実質的には多素子のアンテナにより非常に狭い指向性ビームを形成して通信を行うことを意味する。この指向性ビームは理想的には見通し環境にある通信の相手局に向けたビームであることが好ましいが、仮に見通しがなくても非常に強い反射波が到来する場合には、その反射点に向けた指向性ビームを形成することで対応可能である。非常に微弱ながら、非常に多くの反射波を寄せ集め、結果的にそれなりの受信レベルとなる様な状況では、第１特異値に対応する仮想的伝送路の回線利得は見通し環境に比べて劣化するが、元々、距離減衰が大きく回線設計的に厳しい高周波数帯であるため指向性利得の高いアンテナ素子を用いる傾向があり、現実問題としては非常に多数の多重反射波を活用するケースは稀であると予想される。このため、特に高周波数帯を用いる無線システムにおけるモバイル・フロントホールとしては、第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いて時間軸ビームフォーミングを行うことで、大規模アンテナを活用しながら光ファイバ上の情報伝送容量を抑えることは可能である。
なお、この送信ウエイト情報を光ファイバ上で転送する際の情報容量を見積もる。例えば、ＯＦＤＭを用いる場合を考え、その際のＦＦＴポイント数を例えば１０２４とする。この場合、例えば２５６サンプル数のガードインターバルを想定すれば、１ＯＦＤＭのサンプル数は１２８０サンプルになる。これに対し、例えば２５６素子のアンテナ素子を用いる場合には、２５６個の送信ウエイト情報が必要になる（送信ウエイトベクトルとしては２５６次元であるため）。一つの送信ウエイト情報のビット数と１サンプルのビット数を同じだとすれば、丁度、送信ウエイト情報は２０％分の情報に相当する。つまり、全てのＯＦＤＭシンボルごとに毎回、送信ウエイト情報を転送する場合であっても、図１２（ａ）に示したモバイル・フロントホールの構成に比べて２０％増しで収まることになる。これは、図１３（ａ）に示したモバイル・フロントホールの構成では２５６倍の情報量になるのに比べれば圧倒的に少なく、概ね図１２（ａ）に示した構成と同程度である。更に言えば、毎ＯＦＤＭシンボルごとに送信ウエイト情報を転送するのではなく、数ＯＦＤＭシンボルごとに送信ウエイト情報を転送することとすれば、更に送信ウエイト情報の情報量を圧縮することも可能である。ないしは、送信ウエイト情報の変更時のみに送信ウエイト情報を転送する構成としても構わない。この様にすることで、ＢＢＵ側に無線伝送方式に依存する信号処理機能を集約し、ＲＲＨ側には必要最小限の第１特異値に対応する仮想的伝送路を構成するための時間軸ビームフォーミング機能を実装する構成にすることが可能になる。
図７６は、第１１の実施形態における第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールの機能分担の概要を示す図である。ここではネットワーク側からユーザに向けての方向に関する信号の伝送（ＢＢＵからＲＲＨ方向）に関する機能のみを抜粋した。図において、符号４０１はＭＡＣ層処理回路、符号４０２は送信信号処理回路、符号４０３は時間軸信号生成回路、符号４５４は光インタフェース回路、符号４５５は光ファイバ、符号４５６は光インタフェース回路、符号４５７は時間軸送信ウエイト乗算回路、符号４２７はＤ／Ａ変換器、符号４２８はＲＦ処理回路、符号４２９はアンテナ素子、符号４３２は送信ウエイト処理回路、符号４４１−４はＢＢＵ、符号４４２−４はＲＲＨを表す。ＭＡＣ層処理回路４０１、送信信号処理回路４１２、時間軸信号生成回路４０３及び時間軸送信ウエイト乗算回路４５７は全体で無線に関するベースバンド信号処理を行う領域４４６−１及び領域４４６−２を構成する。
図１７及び図４７と図７６との対比で言えば、図１７のＭＡＣ層処理回路７８が図７６のＭＡＣ層処理回路４０１に対応する。図１７の第２の送信信号処理部７１が図７６の送信信号処理回路４１２に対応する。図４７のＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３が時間軸信号生成回路４０３に対応する。図４７における第１の送信信号処理回路３１１が図７６の時間軸送信ウエイト乗算回路４５７に対応する。図４７のＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔは図７６のＤ／Ａ変換器４２７に対応する。図４７のミキサ８１６−１〜８１６−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｎ’ＢＳ−ＡｎｔはＲＦ処理回路４２８に対応する。アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔはアンテナ素子４２９に対応する。図４７の第１の送信ウエイト処理部３３０は図７６の送信ウエイト処理回路４３２に対応する。
図７６において、ネットワーク側からＢＢＵ４４１−１に送信すべき信号が入力されると、ＭＡＣ層処理回路４０１はＭＡＣ層の信号処理を行い、無線区間での送受信に用いるフレームフォーマットと、ネットワーク側を流れるデータのフレームフォーマットの変換・終端を行い、無線パケットのフォーマットの信号を送信信号処理回路４１２に入力する。送信信号処理回路４１２では、無線信号の送信信号処理を行う。ここでは特に無線区間の伝送方式は限定されず、例えばＯＦＤＭを用いるのであれば、必要に応じて誤り訂正の符号化、インタリーブ、サブキャリアごとの変調処理などを行う。この様にして生成した信号は、時間軸信号生成回路４０３にて時間軸の信号に変換される。例えば、先ほどのＯＦＤＭの場合を例に取れば、ＩＦＦＴを行い周波数軸の信号を時間軸の信号に変換すると共に、ガードインターバルを挿入し、シンボル間の波形整形処理などを施す。この結果、デジタルベースバンド信号の各サンプリング値が時系列で連続する信号に変換される。一方、例えばここでは図示していないＢＢＵの受信側の受信ウエイト処理回路において収集した受信ウエイト情報などは、同じくここでは図示していない通信制御回路などを介して（又は直接的に）送信ウエイト処理回路４３２に提供する。送信ウエイト処理回路４３２では、この受信ウエイト情報などにキャリブレーション処理を施し、送信ウエイトを算出する。時間軸信号生成回路４０３で生成したデジタルベースバンド信号の各サンプリング値と送信ウエイト処理回路４３２で算出した送信ウエイト情報とは、光インタフェース回路４５４にて所定のフレームフォーマットに変換され、電気信号から光信号に変換されて光ファイバ４５５に出力される。
光ファイバ４５５に出力された信号は、ＲＲＨ４４２−４側に伝達され、ＲＲＨ４４２−４では光インタフェース回路４５６にて光信号を電気信号に変換し、所定のフォーマットの信号を終端し、デジタルベースバンド信号としてサンプリング値の情報列を、更に送信ウエイト情報をそれぞれ再生する。このデジタルベースバンド信号としてサンプリング値と送信ウエイト情報とは共に時間軸送信ウエイト乗算回路４５７に入力される。時間軸送信ウエイト乗算回路４５７では、デジタルベースバンド信号としてサンプリング値にサンプリング値単位でアンテナ系統ごとの送信ウエイトを乗算する。送信ウエイトが乗算された各サンプリング値はＤ／Ａ変換器４２７に入力され、Ｄ／Ａ変換器４２７は所定のクロックレートでアンテナ系統ごとの信号をアナログベースバンド信号に変換し、ＲＦ処理回路４５８ではアンテナ系統ごとにアップコンバータで無線周波数の信号に変換し、アンテナ系統ごとにフィルタにて帯域外輻射信号を除去した後にアンテナ系統ごとにハイパワーアンプで増幅し、これをアンテナ素子４２９より空間に送信する。
以上の様に、全体で無線通信の基地局装置に相当する機能を、光ファイバにて仲介されるＢＢＵ４４１−４とＲＲＨ４４２−４とに機能を分けて収容する。ここでの特徴は、ネットワーク側の局舎内に備えるＢＢＵ４４１−４に無線のデジタルベースバンド信号処理が集約されているため、無線通信方式の変更が何かあったとしても、全てがＢＢＵ４４１−４側の変更で済むというメリットがある。
以上の説明は、図１７の第１の送信信号処理部１８１が一つのみの場合に対応するが、当然ながら複数の第１の送信信号処理部１８１を備えるケースに関しても同様に構成することは可能である。図７７は、第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールの機能分担の概要（ダウンリンク）を示す図である。ここではネットワーク側からユーザに向けての方向（ダウンリンク）に関する信号の伝送（ＢＢＵ４４１−５からＲＲＨ４４２−４ａ、４４２−４ｂへの方向）に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号４６１はＭＡＣ層処理回路、符号４６２は送信信号処理回路、符号４０３ａ〜４０３ｂは時間軸信号生成回路、符号４５４ａ〜４５４ｂは光インタフェース回路、符号４５５ａ〜４５５ｂは光ファイバ、符号４５６ａ〜４５６ｂは光インタフェース回路、符号４５７ａ〜４５７ｂは時間軸送信ウエイト乗算回路、符号４２７ａ〜４２７ｂはＤ／Ａ変換器、符号４２８ａ〜４２８ｂはＲＦ処理回路、符号４２９ａ〜４２９ｂはアンテナ素子、符号４７０は送信ウエイト処理回路、符号４４１−５はＢＢＵ、符号４４２−４ａ〜４４２−４ｂはＲＲＨを表す。
図７７において、図７６と同じものには同じ符号を付与している。図７７のＲＲＨ４４２−４ａ〜４４２−４ｂは図７６のＲＲＨ４４２−４と同じものが複数系統存在しているため、識別のために接尾辞ａ、ｂを付与している。時間軸信号生成回路４０３ａ〜４０３ｂ、光インタフェース回路４５４ａ〜４５４ｂ及び光ファイバ４５５ａ〜４５５ｂも同様に、図７６と同じものＲＲＨ４４２−４ａ〜４４２−４ｂの系統数分だけ利用される。信号の処理としては図７６と同一であるが、ＭＡＣ層処理回路４６１、送信信号処理回路４６２は、ＲＲＨ４４２−４ａ〜４４２−４ｂの系統数分だけの信号系列を処理することになる。例えば、一つの端末局装置にＭＩＭＯを利用して空間多重を行うのであれば、ＭＡＣ層処理回路４６１は一つの端末局装置の信号としてＭＡＣ層の処理を行う一方、送信信号処理回路４６２では空間多重を意識して複数系統の信号にシリアル・パラレル変換して、それぞれに対して送信信号処理を行うことになる。送信ウエイト処理回路４７０は、例えばここでは図示していないＢＢＵの受信側の受信ウエイト処理回路において収集した受信ウエイト情報などを、同じくここでは図示していない通信制御回路などを介して（又は直接的に）情報取得する。この複数系統分の受信ウエイト情報を基にキャリブレーションなどの処理を行い、それぞれの送信ウエイトを算出し、その送信ウエイトに対応するＲＲＨ４４２−４ａ〜４４２−４ｂに対して送信ウエイト情報を転送する。なお、送信ウエイト処理回路４７０は、第５の実施形態における第１の送信ウエイト処理部３３０、３４０と同様に送信ウエイトを取得してもよい。
次に、図７８は、第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールの機能分担の概要（アップリンク）を示す図である。ここではユーザ側からネットワークに向けての方向（アップリンク）に関する信号の伝送（ＲＲＨ４４４−１ａ、４４４−１ｂからＢＢＵ４４３−１への方向）に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号４７１はＭＡＣ層処理回路、符号４７２は受信信号処理回路、符号４７４ａ〜４７４ｂは光インタフェース回路、符号４７５ａ〜４７５ｂは光ファイバ、符号４７６ａ〜４７６ｂは光インタフェース回路、符号４７３ａ〜４７３ｂは時間軸受信ウエイト乗算回路、符号４７７ａ〜４７７ｂはＡ／Ｄ変換器、符号４７８ａ〜４７８ｂはＲＦ処理回路、符号４７９ａ〜４７９ｂはアンテナ素子、符号４８０は受信ウエイト処理回路、符号４８１ａ〜４８１ｂは相関算出回路、符号４４３−１はＢＢＵ、４４４−１ａ〜４４４−１ｂはＲＲＨを表す。図７８は、図７７に対応するものとして複数系統のＲＲＨ４４４−１ａ〜４４４−１ｂを表記したが、図７６と同様に１系統のみであっても構わない。
図７８において、アンテナ素子４７９ａ〜４７９ｂが信号を受信すると、ＲＦ処理回路４７８ａ〜４７８ｂではアンテナ系統ごとにローノイズアンプで信号を増幅し、ミキサにて全体で共通のローカル発振器の信号と乗算して信号をダウンコンバートし、フィルタで帯域外の信号を除去することでアナログベースバンド信号をアンテナ系統ごとに生成する。この信号をＡ／Ｄ変換器４７７ａ〜４７７ｂにてサンプリングを行い、アンテナ系統ごとのデジタルベースバンド信号のサンプル値のデータ列を生成する。これに対し時間軸受信ウエイト乗算回路４７３ａ〜４７３ｂは受信ウエイトを乗算して加算合成（受信信号ベクトルに受信ウエイトベクトルを乗算する）し、１系統のデジタルベースバンド信号に変換する。一方、Ａ／Ｄ変換器４７７ａ〜４７７ｂでは、デジタルベースバンド信号のサンプル値のデータ列を相関算出回路４８１ａ〜４８１ｂにも合わせて出力する。
相関算出回路４８１ａ〜４８１ｂでは、アンテナ素子４７９ａ〜４７９ｂの中の第２〜第ＮＡｎｔのアンテナ素子の受信信号のサンプリング値に、それぞれ第１のアンテナ素子の受信信号のサンプリング値の複素共役値を乗算し、所定の期間の演算結果を加算する。同様に、アンテナ素子４７９ａ〜４７９ｂの第１〜第ＮＡｎｔのアンテナ素子の受信信号のサンプリング値にそのサンプル値の複素共役を乗算し、所定の期間の演算結果を加算する。以上の結果をもとに、式（５２）で相関演算を行い、その複素共役を取ることで各アンテナ素子の受信ウエイトを算出する。なお、相関算出回路４８１ａ〜４８１ｂには、ＢＢＵ４４３−１側の受信ウエイト処理回路４８０からタイミング指示の信号が、光インタフェース回路４７４ａ〜４７４ｂ、光ファイバ４７５ａ〜４７５ｂ、光インタフェース回路４７６ａ〜４７６ｂ経由で入力される。
相関算出回路４８１ａ〜４８１ｂは、そのタイミング信号を受信するごとに式（５２）を用いて相関演算を行うと共に、各加算のメモリ値のリセットを行う。相関算出回路４８１ａ〜４８１ｂは、ここで取得した相関情報を全アンテナ系列分まとめて、光インタフェース回路４７６ａ〜４７６ｂ、光ファイバ４７５ａ〜４７５ｂ、光インタフェース回路４７４ａ〜４７４ｂ経由で受信ウエイト処理回路４８０に転送する。受信ウエイト処理回路４８０は、ここで受信した相関情報に基づいて受信ウエイト情報を算出し、算出した受信ウエイト情報を記録管理し、必要に応じて相関情報又は受信ウエイト情報を送信ウエイト処理回路４７０に通知して、ここでキャリブレーション処理等を行って送信ウエイト算出に利用する。
また、受信ウエイト処理回路４８０は、ＢＢＵ４４３−１及びＲＲＨ４４２−４ａ〜４４２−４ｂの受信処理のスケジューリング情報を把握し（例えば、ここでは図示していない通信制御回路や、ないしはＭＡＣ層処理回路４７１で管理するスケジューリング情報などを参照して把握する）、どのタイミングで受信ウエイトを切り替えるべきかを判断し、その切り替えタイミングを示すタイミング指示を、光インタフェース回路４７４ａ〜４７４ｂ、光ファイバ４７５ａ〜４７５ｂ、光インタフェース回路４７６ａ〜４７６ｂ経由で相関算出回路４８１ａ〜４８１ｂに出力する。このタイミング指示は、この光インタフェース回路４７４ａ〜４７４ｂ、光ファイバ４７５ａ〜４７５ｂ、光インタフェース回路４７６ａ〜４７６ｂを経由することによるタイムラグを考慮したものとなる。相関算出回路４８１ａ〜４８１ｂは、この切り替えのタイミング指示を受けると、その直前に算出していた相関情報を基に算出した受信ウエイト情報を、時間軸受信ウエイト乗算回路４７３ａ〜４７３ｂに出力する。時間軸受信ウエイト乗算回路４７３ａ〜４７３ｂでは、この切り替えの指示があるまでの間は、最後に指示された受信ウエイト情報を受信信号に乗算し続ける。
図７９は、第１１の実施形態における相関検出回路４８１（４８１ａ，４８１ｂ）の概要を示す図である。同図において、符号４９１−２〜４９１−ＮＡｎｔ及び符号４９５−１〜４９５−ＮＡｎｔは乗算器、符号４９２−２〜４９２−ＮＡｎｔ及び符号４９６−１〜４９６−ＮＡｎｔは加算器、符号４９３−２〜４９３−ＮＡｎｔ及び符号４９７−１〜４９７−ＮＡｎｔはメモリ、符号４９８−１〜４９８−ＮＡｎｔは平方根取得回路、符号４９４は相関演算制御部を表す。相関算出回路４８１は、Ａ／Ｄ変換器４７７、時間軸受信ウエイト乗算回路４７３、光インタフェース回路４７６と接続されている。更に、光インタフェース回路４７６、光ファイバ４７５、光インタフェース回路４７４を介してＢＢＵ４４３−１側の受信ウエイト処理回路４８０とも接続されている。
相関算出回路４８１は、Ａ／Ｄ変換器４７７から各アンテナ系統のサンプリング値が入力されると、アンテナ素子４７９の中の第１〜第ＮＡｎｔのアンテナ素子の受信信号のサンプリング値に対し、乗算器４９１−２〜４９１−ＮＡｎｔにおいて、アンテナ素子４７９の第１アンテナのサンプリング値の複素共役値とアンテナ素子４７９の中の第２〜第ＮＡｎｔのアンテナ素子のサンプリング値を乗算し、乗算結果を加算器４９２−２〜４９２−ＮＡｎｔに出力する。加算器４９２−２〜４９２−ＮＡｎｔは、入力された値とメモリ４９３−２〜４９３−ＮＡｎｔの値とを加算し、加算結果をメモリ４９３−２〜４９３−ＮＡｎｔへ入力して記憶させる。加算器４９２−２〜４９２−ＮＡｎｔとメモリ４９３−２〜４９３−ＮＡｎｔの間で順繰りに算出値を回すことで、相関結果が順次加算され、その累積値が求められていく。ＢＢＵ４４３−１側の受信ウエイト処理回路４８０から光インタフェース回路４７４、光ファイバ４７５、光インタフェース回路４７６を介して相関値のリセットの指示がメモリ４９３−２〜４９３−ＮＡｎｔに入力されると、メモリ４９３−２〜４９３−ＮＡｎｔは、その累積値を相関演算制御部４９４に出力し、自らの値をゼロにリセットする。
上述の処理と並行し、Ａ／Ｄ変換器４７７から各アンテナ系統のサンプリング値が入力されると、アンテナ素子４７９の中の第１〜第ＮＡｎｔのアンテナ素子の受信信号のサンプリング値は乗算器４９５−１〜４９５−ＮＡｎｔにも入力され、アンテナ素子４７９の第１〜ＮＡｎｔアンテナのサンプリング値と、その複素共役値とが乗算器４９５−１〜４９５−ＮＡｎｔにて乗算され、サンプリング値の絶対値の２乗値が加算器４９６−１〜４９６−ＮＡｎｔに出力される。加算器４９６−１〜４９６−ＮＡｎｔは、入力された値とメモリ４９７−１〜４９７−ＮＡｎｔの値とを加算し、加算結果をメモリ４９７−１〜４９７−ＮＡｎｔに入力して記憶させる。加算器４９６−１〜４９６−ＮＡｎｔとメモリ４９７−１〜４９７−ＮＡｎｔの間で順繰りに算出値を回すことで、サンプリング値の絶対値の２乗値が順次加算され、その累積値が求められていく。
ＢＢＵ４４３−１側の受信ウエイト処理回路４８０から光インタフェース回路４７４、光ファイバ４７５、光インタフェース回路４７６を介して相関値のリセットの指示がメモリ４９７−１〜４９７−ＮＡｎｔに入力されると、メモリ４９７−１〜４９７−ＮＡｎｔはその累積値を平方根取得回路４９８−１〜４９８−ＮＡｎｔに出力し、自らの値をゼロにリセットする。平方根取得回路４９８−１〜４９８−ＮＡｎｔは、累積値の平方根を求め、その値を相関演算制御部４９４に出力する。相関演算制御部４９４は、式（５２）で相関演算を行い、更にその複素共役を取ることにより受信ウエイトを算出する。この受信ウエイト情報は、全てのアンテナ系統に関する情報を集約し、光インタフェース回路４７６、光ファイバ４７５、光インタフェース回路４７４を介して受信ウエイト処理回路４８０に転送する。同様に、この受信ウエイトは時間軸受信ウエイト乗算回路４７３にも入力される。
図８０は、第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いた別のモバイル・フロントホールの機能分担の概要（アップリンク）を示す図である。ここではユーザ側からネットワークに向けての方向（アップリンク）に関する信号の伝送（ＲＲＨ４４４−２ａ〜４４４−２ｂからＢＢＵ４４３−２への方向）に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号４８４ａ〜４８４ｂは光インタフェース回路、符号４８５ａ〜４８５ｂは光ファイバ、符号４８６ａ〜４８６ｂは光インタフェース回路、符号４８２は受信ウエイト処理回路、符号４８１ａ〜４８１ｂは相関算出回路、符号４４３−２はＢＢＵ、符号４４４−２ａ〜４４４−２ｂはＲＲＨを表す。
また、同図において、図７８と同じものには同じ符号を付与している。図８０と図７８との差分は、時間軸受信ウエイト乗算回路４７３に対して入力する受信ウエイトを、ＢＢＵ４４３−２側の受信ウエイト処理回路４８２から光インタフェース回路４８４、光ファイバ４８５、光インタフェース回路４８６を介して通知する点である。このため、直前に受信したトレーニング信号を参照して算出した受信ウエイトを必ずしも用いずに、受信ウエイト処理回路４８２側で管理した過去に取得した受信ウエイトを用いる様に指示することが可能となっている。
その他のバリエーションとしては、図７８において、相関算出回路４８１ａ、４８１ｂに受信ウエイトの記憶・管理機能を実装し、図８０の様に受信ウエイト情報をそのものを光ファイバ４７５で通知する代わりに、相関算出回路４８１で管理する受信ウエイトの識別番号などをＢＢＵ４４３−１からＲＲＨ４４４−１ａ、４４４−１ｂへ通知して、その識別番号を基に相関算出回路４８１ａ、４８１ｂが自らに記憶していた受信ウエイト情報を読み出して、これを時間軸受信ウエイト乗算回路４７３に出力するという構成でも良い。
次に、本実施形態におけるモバイル・フロントホール構成をマルチユーザＭＩＭＯに適用する場合の実施形態について説明を行う。図８１は、第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールのマルチユーザＭＩＭＯ適用時の機能分担の概要（ダウンリンク）を示す図である。ここでは、ネットワーク側からユーザに向けての方向（ダウンリンク）に関する信号の伝送（ＢＢＵ４４１−６からＲＲＨ４４２−６への方向）に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号４６３は送信信号処理回路、符号４６４は送信ウエイト処理回路、符号４６５は加算合成回路、符号４４１−６はＢＢＵ、符号４４２−６はＲＲＨを表す。
同図において、図７７と同じものには同じ符号を付与している。ここまでの説明では、基本的に複数のＲＲＨは一つの端末局装置とシングルユーザＭＩＭＯとして空間多重通信を行っても良いし、相互干渉が限定的であるものとして、異なる端末局装置と通信を行っても良いとして説明を行ってきた。これに対し、図８１では一つのＲＲＨ４４２−６から異なる端末局装置に信号送信を行うマルチユーザＭＩＭＯに拡張しており、マルチユーザＭＩＭＯに関する第１０の実施形態の説明に用いた図７４を引用しながら解説する。ただし、図７４に関しては必ずしも時間軸ビームフォーミングを前提とはしなかったが、ここでは時間軸ビームフォーミングを行う場合の図７４の例を基に説明を行う。
マルチユーザＭＩＭＯへの対応のために、図７４に示したマルチユーザＭＩＭＯ適用時の基地局装置３０３に対応する基地局装置７０の第１の送信信号処理部１８１の構成において、図７４の第１の送信信号処理回路１１３−１〜１１３−３に対応する処理を図８１の送信信号処理回路４６３が実施する。また、図７４の加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔに対応する処理を図８１の加算合成回路４６５が実施する。更に図７４の送信ウエイト処理部１５０に対応する処理を図８１の送信ウエイト処理回路４６４が実施する構成とした。更に、加算合成回路４６５には、図７７における複数のＲＲＨ４４２−４ａ〜４４２−ｂの時間軸送信ウエイト乗算回路４５７ａ〜４５７ｂそれぞれの出力が入力される。加算合成回路４６５は、同じアンテナ素子で送信される信号同士を加算合成し、加算結果をＤ／Ａ変換器４２７ａへ出力する。加算合成回路４６５により、２系統の送信信号が一つの信号に合成される。
また、図７７の説明では、二つのＲＲＨ４４２−５ａ〜４４２−ｂは、一つの端末局装置に信号送信しても良いし、異なる端末局装置に送信しても良かったが、ここではマルチユーザＭＩＭＯであるので、異なる信号系列それぞれは異なる端末局装置に対して送信されることになる。以上の差分を除けば、図７７と基本的には同様の構成で、同様の信号処理を行っている。ここで、光インタフェース回路４５４ａ〜４５４ｂ、光ファイバ４５５ａ〜４５５ｂ、光インタフェース回路４５６ａ〜４５６ｂに関しては、物理的に異なる光ファイバ、光インタフェース回路を経由してＢＢＵ４４１−６とＲＲＨ４４２−６の間を結ぶ場合の例を示したが、大容量の伝送を実現可能な光ファイバを用いれば、物理的には同一の光インタフェース回路、同一の光ファイバに集約して情報交換を行うことも可能である。この意味では、図８１の示すものは「論理的な伝送路」と見なして理解をすれば良い。
図８２は、第１１の実施形態における複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いたモバイル・フロントホールのマルチユーザＭＩＭＯ適用時の機能分担の概要（アップリンク）を示す図である。ここではユーザ側からネットワーク側に向けての方向（アップリンク）に関する信号の伝送（ＲＲＨ４４４−３からＢＢＵ４４３−３への方向）に関する機能のみを抜粋した。同図において、符号４６６は受信信号処理回路、符号４６７は受信ウエイト処理回路、符号４４３−３はＢＢＵ、符号４４４−３はＲＲＨを表す。同図において、図８０と同じものには同じ符号を付与している。ここでの説明においても、異なる端末局装置からの信号を一つのＲＲＨにて受信するマルチユーザＭＩＭＯへの拡張について、マルチユーザＭＩＭＯに関する説明を行う図７５を用いて解説する。ただし、図７５に関しては必ずしも時間軸ビームフォーミングを前提とはしなかったが、ここでは時間軸ビームフォーミングを行う場合の図７５の例を基に説明を行う。
マルチユーザＭＩＭＯへの対応のために、図７５に示したマルチユーザＭＩＭＯ適用時の基地局装置３０３に対応する基地局装置７０の第１の受信信号処理部１８６の構成において、図７５の第１の受信信号処理回路１１４−１〜１１４−３に対応する処理を図８２の時間軸受信ウエイト乗算回路４８３が実施する。第５の実施形態においては、ＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する仮想的伝送路を抽出する信号処理を基地局装置の第１の受信信号処理部３８５が行う。また、第１０の実施形態の様にマルチユーザＭＩＭＯ適用時には、第１の受信信号処理部１８６がＭＩＭＯチャネル行列の第１特異値に対応する仮想的伝送路を抽出する信号処理を行う。第１の実施形態においては、この信号処理で完全に除去できなかった干渉成分を後段の第２の受信信号処理部７５にて除去している。これに対して、第１１の実施形態では、受信信号処理回路４６６が完全に除去できなかった干渉成分を除去する２段目の信号処理を実施する。この様に２段階の信号処理を実施することで、効率的に信号分離を行うことが可能になる。
また、図７５の受信ウエイト処理部１７０に対応する処理を図８２の受信ウエイト処理回路４６７が実施する構成とした。更に、図７５においては一つのＲＲＨ４４４−１内の一つの時間軸受信ウエイト乗算回路４７３にのみ信号出力していたのに対し、図８２では一つのＡ／Ｄ変換器４７７ａからの出力を、複数の時間軸受信ウエイト乗算回路４８３ａ〜４８３ｂに対して出力している。
複数の時間軸受信ウエイト乗算回路４８３ａ〜４８３ｂでは、それぞれ異なる端末局装置に対応した時間軸の受信ウエイトベクトルを同一の受信信号ベクトルに乗算する。その乗算結果は、光インタフェース回路４８６ａ〜４８６ｂ、光ファイバ４８５ａ〜４８５ｂ、光インタフェース回路４８４ａ〜４８４ｂをそれぞれ経由して、受信信号処理回路４６６に入力される。以上の差分を除けば、図８０と基本的には同様の構成で、同様の信号処理を行っている。ここで、光インタフェース回路４８６ａ〜４８６ｂ、光ファイバ４８５ａ〜４８５ｂ、光インタフェース回路４８４ａ〜４８４ｂに関しては、物理的に異なる光ファイバ、光インタフェース回路を経由してＲＲＨ４４４−３とＢＢＵ４４３−３の間を結ぶ場合の例を示したが、大容量の伝送を実現可能な光ファイバを用いれば、物理的には同一の光インタフェース回路、同一の光ファイバに集約して情報交換を行うことも可能である。この意味では、図８２の示すものは「論理的な伝送路」と見なして理解をすれば良い。
第１１の実施形態の無線通信システムでは、第１の送信手段及び第３の送信手段としての光インタフェース回路４５４をＢＢＵが備える。光インタフェース回路４５４は、時間軸信号生成回路４０３により生成されるサンプリングデータ列と、送信ウエイト情報（送信ウエイトベクトル）とをＲＲＨへ送信する。また、受信ウエイト取得手段としての受信ウエイト処理回路４８０、４８２、４６７をＢＢＵが備える。受信ウエイト処理回路は、ＲＲＨが端末局装置からの受信に用いる受信ウエイト情報（受信ウエイトベクトル）を取得する。受信ウエイト情報は、ＲＲＨにおいて算出される相関値に基づいて算出される。また、受信ウエイト処理回路は、ＲＲＨに対して相関値や受信ウエイト情報の算出を指示する。
また、第１１の実施形態の無線通信システムでは、第２の送信手段としての時間軸受信ウエイト乗算回路４７３をＲＲＨが備える。時間軸受信ウエイト乗算回路４７３は、Ａ／Ｄ変換器４７７から出力されるデジタルベースバンド信号のサンプル値のデータ列である受信サンプリング信号ベクトル列に対して受信ウエイトをサンプリングデータごとに順次乗算し、乗算結果を加算合成して一系統のサンプリングデータ列を生成し、光インタフェース回路４５６を介して一系統のサンプリングデータ系列をＢＢＵへ送信する。第４の送信手段としての光インタフェース回路４５６をＲＲＨが備える。光インタフェース回路４５６は、相関算出回路４８１により算出される相関情報を全アンテナ系列分まとめて、光インタフェース回路４７６を介してＢＢＵへ送信する。
また、第１１の実施形態の無線通信システムでは、第１の受信手段及び第２の受信手段としての光インタフェース回路４５６、４７６をＲＲＨが備える。光インタフェース回路４５６は、ＢＢＵから送信ウエイト情報（送信ウエイトベクトル）及びサンプリングデータ列とを受信する。光インタフェース回路４７６は、ＢＢＵから受信ウエイト情報（受信ウエイトベクトル）を受信する。受信ウエイト算出手段としての相関算出回路４８１をＲＲＨが備える。相関算出回路４８１は、端末局装置から送信された既知の信号をアンテナ素子４７９それぞれで受信したときの信号に基づいて、複数のアンテナ素子４７９のいずれか一つを基準アンテナ素子とし、基準アンテナ素子で受信した既知の信号と他のアンテナ素子４７９で受信した既知の信号との所定のサンプル数に亘る相関値を算出し、算出した相関値に基づいて受信ウエイトベクトルを算出する。
以上の対応により、第１１の実施形態における無線通信システムによれば、ＢＢＵからＲＲＨ方向へのダウンリンクにおいても、ＲＲＨからＢＢＵ方向へのアップリンクにおいても、更にはマルチユーザＭＩＭＯへの拡張も含めて、ＲＲＨに多素子のアンテナを備えることで光ファイバ上を流れる情報容量を膨大にすることなく、従来より僅かに情報量が増加する程度のインパクトで、モバイル・フロントホールの基本的な狙いを維持したままの機能配分の最適化が可能となり、ＲＲＨと端末局装置とが見通し環境にあり直接波が支配的な状況において帯域の拡大を実現することができる。
なお、第１１の実施形態における無線通信システムでは、ＢＢＵとＲＲＨとの間の通信媒体に光ファイバを用いる構成を説明したが、他の媒体、例えば同軸線などの電気信号を伝送する媒体や無線回線を用いる様にしてもよい。
［各種実施形態の関係に関する補足事項］
まず、本発明の実施形態は、その基本として第１の実施形態に示した複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用して、複数の信号系列を空間多重することを共通の特徴としている。具体的な各実施形態との関連を以下に整理する。
（本発明第２の実施形態との組み合わせ）
本発明第２の実施形態は、本発明第１の実施形態を効率的に実現するための、基地局装置側の第１の信号処理部の配置間隔の最適化に関する具体的な実施の形態を示すものである。第４の実施形態の場合には、基地局装置と列車との距離が時間と共に変化するために、本第２の実施形態に示した最適化条件は直接的に利用できないが、その他の実施形態においては、本第２の実施形態を活用することは可能である。具体的には、第３の実施形態においては、サテライト基地局装置と統括基地局装置は固定的に設置されているため、サテライト基地局装置を第１の信号処理部と見なし、統括基地局装置を端末局装置と見なし、サテライト基地局装置と統括基地局装置の間で複数の第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いて空間多重伝送を行うとするならば、サテライト基地局装置を直線状に配置し、その配置条件が統括基地局装置とサテライト基地局装置との間の平均の距離に対して所定の条件を満たす様に設置すれば、第３の実施形態と第２の実施形態及び第１の実施形態を組み合わせた運用が可能である。また、図３２に示した様な第３の実施形態のサテライト基地局装置を用いた場合の例に対し、サテライト基地局装置の代わりに純粋に第１の実施形態を用いて本技術をアクセス系に適用する場合の図８３に示す利用形態においては、第１の信号処理部と地上の端末局装置との間の平均的な距離に対し、第２の実施形態で示した第１の信号処理部の配置間隔の最適化を行えば、完全な直交条件からは外れるものの、概ね良好な直交関係は維持できることから、各端末局装置と基地局装置との間の通信を安定化させることが可能になる。このため、本技術をアクセス系に適用する場合でも、第２の実施形態と第１の実施形態を組み合わせた運用は可能である。このアクセス系への適用という意味では、第８の実施形態及び第１０の実施形態も該当しており、これらの実施形態に更に第２の実施形態と第１の実施形態を組み合わせた運用も可能である。
なお、第２の実施形態の説明において、例えば図２９では基地局装置側のアンテナ素子をパラボラアンテナに置き換えて説明を行った通り、端末局装置側は複数のアンテナ素子を備えている状況を想定しながらも、基地局装置側は第１の実施形態の第１の信号処理部に示した様な多素子アンテナ群を必ずしも備える必要はなく、超高利得な１本のアンテナ素子で実質的に端末局装置側は複数のアンテナ素子との組み合わせで第１特異値に対応する仮想的伝送路を構成することは可能である。
（本発明第３の実施形態との組み合わせ）
上述の様に、第４の実施形態の場合には列車側の端末局装置と基地局装置間の直接的な通信に特化されるため、２ホップの中継伝送を行う本発明第３の実施形態との組み合わせは考えにくいが、本発明第３の実施形態と第２の実施形態の組み合わせが可能であると同様に、第４の実施形態の他の運用条件においてはその他の実施形態との組み合わせに関しても適用可能である。例えば、第１の実施形態をシングルユーザＭＩＭＯ伝送で行うだけでなく、第１０の実施形態に示す様にマルチユーザＭＩＭＯ伝送に拡張可能な様に、第３の実施形態に第１０の実施形態（及び第１の実施形態）を組み合わせ、第３の実施形態のサテライト基地局装置を活用しながら、マルチユーザＭＩＭＯを実現することも可能である。
（本発明第４の実施形態との組み合わせ）
上述の様に本発明第４の実施形態は一種独特な利用形態ではあるが、ここでは第５の実施形態に示す時間軸での指向性形成の信号処理を組み合わせて行っても良いし、そのチャネル推定の処理において、本発明第６及び第７の実施形態と組み合わせて利用することも可能である。ここではあくまでも、列車側の１台の端末局装置と基地局装置の間の１対１の通信を例に説明をしており、この意味でシングルユーザＭＩＭＯ伝送が基本となるのであるが、例えば複数の列車が同一区間に同時に存在する様なケースにおいては、それらの列車ごとに周波数チャネルを変えて棲み分ける以外にも、第１０の実施形態に示したマルチユーザＭＩＭＯを組み合わせて利用すれば、同一チャネルで複数の列車との通信を同時並行的に実現することが可能になり、これにより周波数資源を有効活用することは可能である。
（本発明第５の実施形態との組み合わせ）
本発明第５の実施形態の意図する技術は、無線通信方式としてシングルキャリア伝送のシステムであったりＯＦＤＭなどのマルチキャリアのシステムであったり、如何なる条件のシステムにも適用可能である。ＯＦＤＭなどの周波数軸上の信号処理を前提とするシステムの場合には、本発明第５の実施形態の適用の直接的なメリットは少ない（ただし、ＦＦＴ回路及びＩＦＦＴ回路の実装数を抑えることは可能）が、例えば第１１の実施形態の様にモバイル・フロントホールでＲＲＨ側に大規模なアンテナを実装する場合には、ＯＦＤＭなどのマルチキャリアのシステムであっても、光ファイバ上で伝送する情報容量を圧縮しながら大規模なアンテナに拡張するために、時間軸上の信号を光ファイバ上で伝送し、ＲＲＨ側では第５の実施形態に示す時間軸ビームフォーミングを利用することになる。この意味で、第１１の実施形態は第５の実施形態（及び第１の実施形態）を組み合わせて運用することを前提としている。
（本発明第６及び第７の実施形態との組み合わせ）
本発明第６の実施形態及び第７の実施形態は、指向性形成に用いるチャネル情報のフィードバックのための手段を示す実施形態であり、本発明の全ての実施形態において組み合わせて利用可能である。これは、第１の実施形態の説明で用いた典型的な固定設置型の端末局装置においても利用可能であるし、アクセス系においてチャネルが時変動する環境においても適用可能である。本発明の第８の実施形態では、特にアクセス系においての利用を想定し、複数の隣接セルや同一セル内の複数の端末局装置間で同時にチャネル推定を実施するための具体的な構成法を示したものであり、本発明第６の実施形態及び第７の実施形態の組み合わせを想定した実施形態となっている。更に、通常であればチャネル推定における回線利得が不足する第４の実施形態に示す列車側の端末局装置と基地局装置との間のチャネル推定にも回線利得向上のために利用可能であり、第４の実施形態に本発明第６の実施形態及び第７の実施形態（及び第１の実施形態）を組み合わせて運用することも可能である。
特に第６の実施形態と第７の実施形態を直接組み合わせる具体的な実施形態としては、端末局装置又は基地局装置のアンテナ素子間で、サブキャリアの重複を避けて離散的なサブキャリアにトレーニング信号に割り当てる場合、端末局装置又は基地局装置の各アンテナ素子が同一の仮想的アンテナ素子より送信されたものとみなし、複数の異なるアンテナ素子からの複数のサブキャリアに対して取得した相対チャネル情報に対し、最小二乗法などを用いてトレーニング信号の割り当てのないサブキャリアを含めた相対チャネル情報を取得し、この相対チャネル情報を基にその相対チャネル情報の複素位相差をキャンセルする受信ウエイト（及びキャリブレーション処理により送信ウエイトも取得可能）を算出することが可能である。
（本発明第１１の実施形態との組み合わせ）
本発明第１１の実施形態は、本発明第１の実施形態における第１の信号処理部と第２の信号処理部を隔離し、その間を光ファイバを用いて運用する形態と類似している。ただし、第１の実施形態では送信及び受信の指向性形成の各種信号処理を第１の信号処理部に集約していたのに対し、第１１の実施形態では第２の信号処理部に対応するＢＢＵ側に集約したものとなっている。しかし、複数の第１の特異値に対応する仮想的伝送路を積極的に活用して空間多重伝送を行う場合には、その基本原理を共用することになり、この点で第１１の実施形態と第５の実施形態と第１の実施形態の組み合わせに対応した運用（第１の信号処理部の配置は厳密には異なるが、第１特異値に対応した仮想的伝送路を活用する意味では第１の実施形態に対応すると考えられる）となっている。また、第１１の実施形態でも示した様に、第１０の実施形態に示したマルチユーザＭＩＭＯ伝送への拡張も可能であり、この場合には第１１の実施形態と第１０の実施形態と第５の実施形態と第１の実施形態の組み合わせに対応した運用となっている。なお、上述の様に第４の実施形態に示す列車ムービングセルに関しても、第１１の実施形態を利用して複数の第１の信号処理部をＲＲＨと見なし、光ファイバを介してＢＢＵ側の第２の信号処理部との間で情報交換する構成とすれば、第１１の実施形態と第４の実施形態と第１の実施形態の組み合わせに対応した運用とすることも可能である。当然、これに複数の列車の端末局装置を含むマルチユーザＭＩＭＯを組み合わせれば、同時に第１０の実施形態を組み合わせることとなる。
以上示した様に、本発明の各種実施形態は相互に組み合わせて運用することが可能である。
［本発明に係る実施形態のその他の補足事項］
以下に、本発明に係る実施形態に関する幾つかの補足事項を説明する。
本発明の各実施形態の説明では、受信側のアンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と送信側のアンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）には、それぞれ異なる番号を振って個別に説明を行っているが、当然ながら送信系と受信系にＴＤＤ−ＳＷなどを介して共通化したアンテナ素子（８５１−１〜８５１−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）又は８１９−１〜８１９−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ））として扱うことも可能である。特に、インプリシット・フィードバックを行う場合には、送信系と受信系のアンテナの共用化は必須であり、アップリンクとダウンリンクを時間的に切り替えるＴＤＤ制御が基本となる。ここでのＴＤＤ−ＳＷの切り替えは、通信制御回路１２０等により管理・制御されることになる。
また、基地局装置に関する受信側のアンテナ素子８５１−１〜８５１−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）及び送信側のアンテナ素子８１９−１〜８１９−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ）と、端末局装置に関する受信側のアンテナ素子８５１−１〜８５１−（ＮＭＴ−Ａｎｔ）及び送信側のアンテナ素子８１９−１〜８１９−（ＮＭＴ−Ａｎｔ）とでは、それぞれ説明を簡単化するために共通の番号を使用して説明をしている。しかし、基地局装置に関するアンテナ素子のサイズや指向性利得などの要求条件と、端末局装置のアンテナ素子のサイズや指向性利得などの要求条件は一般には一致せず、機能としては同一であるために番号としては同一の番号を付与したが、実際の運用ではサイズや指向性利得などの点で異なる条件のアンテナ素子を利用しても構わない。その他の回路としても同様で、それぞれ説明を簡単化するために共通の番号を使用して説明をしているが、例えばハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ及びＮＭＴ−Ａｎｔ）、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−（Ｎ’ＢＳ−Ａｎｔ及びＮＭＴ−Ａｎｔ）などにおいても、同様にアンプの増幅率、消費電力、サイズや許容発熱量などの要求条件要求条件は一般には一致せず、機能としては同一であるために番号としては同一の番号を付与したが、実際の運用では異なる条件の回路を利用しても構わない。
また本発明の実施形態における送信ウエイトベクトルとは、送信ウエイト行列の各列ベクトル（又は一部の列ベクトル）を意味し、同時に空間多重する信号系列のひとつに着目したベクトル表記された送信ウエイトである。具体的には、複数の信号系列を空間多重する際の送信ウエイト行列の各列ベクトルは、複数の信号系列の中のある信号系列に着目したウエイト（送信ウエイトベクトルの成分）をベクトル表記したもので、空間多重する端末局装置のチャネルベクトルないしはチャネル行列を基に全体の送信ウエイト行列生成の過程で順次取得されるものである。したがって、送信ウエイトベクトルの生成（及び、「算出」「決定」「乗算」「成分」などの言葉が後続する場合も同様）とは、全体としては送信ウエイト行列の生成と等価であり、特にその行列の行ベクトルないしは列ベクトルを順番に生成する手順を意識した際に、「送信ウエイト行列の生成」と等価な意味で「送信ウエイトベクトルの生成」の様に標記している場合もある。
また同様に、本発明の実施形態における受信ウエイトベクトルとは、受信ウエイト行列の各行ベクトル（又は一部の行ベクトル）を意味し、同時に空間多重された信号系列のひとつに着目したベクトル表記された受信ウエイトである。具体的には、複数の信号系列が空間多重された際の受信ウエイト行列の各行ベクトルは、複数の信号系列の中のある信号系列に着目したウエイト（受信ウエイトベクトルの成分）をベクトル表記したもので、空間多重された端末局装置のチャネルベクトルないしはチャネル行列を基に全体の受信ウエイト行列生成の過程で順次取得されるものである。したがって、受信ウエイトベクトルの生成（及び、「算出」「決定」「乗算」「成分」などの言葉が後続する場合も同様）とは、全体としては受信ウエイト行列の生成と等価であり、特にその行列の行ベクトルないしは列ベクトルを順番に生成する手順を意識した際に、「受信ウエイト行列の生成」と等価な意味で「受信ウエイトベクトルの生成」の様に標記している場合もある。
また更に、本発明の実施形態における「送信ウエイトベクトル」、「受信ウエイトベクトル」、「チャネル（情報）ベクトル」、「送信信号ベクトル」、「受信信号ベクトル」など、様々な形で「ベクトル」との表記をしているが、これらは全て各アンテナ素子に対応したところの「送信ウエイト」、「受信ウエイト」、「チャネル（情報）」、「送信信号」、「受信信号」を成分とするベクトルであり、各実施形態の中で明示的に「ベクトル」との記載がなくても、当該実施形態においてそれらを成分とするものがそれらの「ベクトル」であることは明らかであり、必要に応じてこれらの内容を補って理解されるべきである。更に、「送信信号ベクトル」、「受信信号ベクトル」における「送信信号」及び「受信信号」とは、各アンテナ素子に対応した、ないしは各アンテナ素子に基づく送信又は受信信号であり、実際に送受信される無線周波数のアナログではなく、デジタル化されたベースバンド（又は中間周波数）の信号でもよい。この信号とは、周波数軸上の信号及び時間軸上のサンプリング信号の両方を含むものである。したがって、以上の実施形態の説明では明示的な記載を省略した部分もあるが、これらの信号は無線周波数で送受信される信号そのものだけではなく、これらの信号と無線周波数で送受信される信号との間では、何らかの信号処理が施されていても構わない。
また、本発明の実施形態におけるチャネル推定に関する説明では、１回のチャネル推定でチャネル情報を取得する場合に加えて、複数回のチャネル推定結果を平均化する場合についても説明している。例えば大規模なアンテナ素子を活用することによる回線利得を考慮すれば、１本アンテナと１本アンテナの間の回線設計においては回線利得は不足していても問題ない一方、その大規模アンテナによる指向性利得を稼ぐためには適切な送受信ウエイトが必要であり、その送受信ウエイトの算出に必要なチャネル情報は基本的に１本アンテナと１本アンテナとの間のチャネル推定結果に基づくため、ここで回線利得が不足するとその後の指向性利得を得ることができなくなってしまう。このための対策として、非特許文献２などではトレーニング信号を複数シンボル受信し、その受信信号の平均化処理により回線利得の不足を補っていた。この複数回の推定結果の平均化としては、数シンボルに渡り周期的なトレーニング信号が連続する場合において、その周期性を活用して数シンボルに渡る短時間平均化を行う手法と、離散的な時刻において行われるチャネル推定結果を複数回分だけ寄せ集めて平均化を行う長時間平均化を行う手法がある。ここで短時間平均化の場合には、平均化を行う複数シンボルは連続しているが故に、全てシンボルタイミングがその周期性故に保存しているものと考えられるため、特に基準となるアンテナ素子の複素位相を基準とする相対チャネルとして扱う必要はなかった。これに対し、離散的な時刻において行われるチャネル推定結果に関しては、そのシンボルタイミングが同一となる必然性が一般的にはないため、そのシンボルタイミングの誤差に伴う影響を排除するために、相対チャネル情報を取得して平均化する構成を取る必要があった。この場合、基準となるアンテナ素子のチャネル情報の複素位相は全てゼロ（すなわち実数値を取る）であるものと見なされる。これらの相対チャネル情報の算出においては、全てのアンテナ素子のチャネル情報に、基準アンテナの複素位相θに対してＥｘｐ（−ｊθ）を乗算する他、全てのアンテナ素子のチャネル情報を、基準となるアンテナ素子のチャネル情報で除算する形で求めても良い。この様な相対チャネル情報の活用は、一般にはシンボルタイミングが異なるチャネル推定結果の平均化には必須であるが、シンボルタイミングが共通となる場合には、一般的には送受信ウエイトの算出に際して相対チャネル情報を用いる必要はない。単純に、取得したチャネル情報に対して式（１）や式（７）などを用いて送受信ウエイトを計算すれば良かった。しかし、仮にシンボルタイミングが共通となる場合であっても相対チャネル情報を活用しても全く問題は生じないため、上述の説明としては時として相対チャネル情報として説明を行ったり、単純なチャネル情報をそのまま用いて説明している場合がある。しかし、その差は上述の様な差であり、相対チャネル情報を用いることが必須である訳ではない。
また相対チャネル情報とは、基準アンテナの複素位相を基準として複素位相に補正を加えたチャネル情報として扱うことも可能であるし、振幅まで含めて基準となるアンテナのチャネル情報で各アンテナ素子のチャネル情報を除算したものであっても良い。各相対チャネル情報の振幅は、例えば式（７）で表される最大比合成の受信ウエイトの時には意味を持つが、式（１）で表される等利得合成の送受信ウエイトの場合には意味を持たない。更に、実際的には見通し環境ではアンテナごとの振幅の偏差は極めて限定的なことが期待され、その場合には全てを同一の振幅と近似しても大きな差はない。そもそも、送受信ウエイトの絶対値には大きな意味はなく、有限の量子化ビット数の中で効率的な値となる様に別途最適化される必要はあるが、その様な量子化ビット数に係る議論は本発明の実施形態とは全く別の議論であり、既存の技術の中で最適化を図れば良い。その意味で、送受信ウエイトベクトルのベクトルとしての大きさ（絶対値）はここでは特別な意味は持たず、任意の係数を乗算した送受信ウエイトベクトルもその統計的な性質は保存されるものとしてここでは説明を行っている。
以上の相対チャネル情報を用いることで、本発明の実施形態では各種信号処理を簡易化することができる。一方、従来のＭＩＭＯ伝送技術では、例えば受信ウエイト行列の乗算処理が直接的に信号検出に適した状態に変換する処理までを含むものとして説明されることが多かった。つまり、ＳＩＳＯの信号であっても信号検出処理のためには、受信信号をチャネル推定結果で除算し、チャネルの歪を受けた受信信号からＩ、Ｑ軸を正しく設定したコンスタレーション上の信号点に変換する必要があった。本発明の実施形態において、第１の信号処理部で行う送受信ウエイトの乗算処理とは、あくまでも指向性利得の確保と大雑把な信号分離のための信号処理を主なる目的としており、この様に送受信ウエイトの乗算により多数のアンテナ素子をあたかも１本の仮想的アンテナ素子として扱うことを可能とするだけで、受信信号をチャネル推定結果で除算し、チャネルの歪を受けた受信信号からＩ、Ｑ軸を正しく設定したコンスタレーション上の信号点に変換する処理までは含んでいない。しかし、受信側においてはその後段において、信号検出などの処理を行うことも可能であり、これらの処理は従来のＭＩＭＯ伝送ないしはＳＩＳＯ伝送で行う信号処理と同一の信号処理を適用することが可能である。特に基地局装置の受信系では、第２の信号処理回路において、これらの処理が実施されることになる。
また、送信局側の異なるアンテナ素子から、限定的なサブキャリア成分より構成されるトレーニング信号を、各アンテナ素子で割り当てられるサブキャリアの重複を避けて送信する場合、周波数軸上での重複がない核トレーニング信号は空間上で合成されて、受信局側ではより多くのサブキャリア成分を含むトレーニング信号として受信されることになる。この意味で、受信局側では送信側の各アンテナ素子で送信したトレーニング信号とは異なるが、空間上で合成されたトレーニング信号（「合成トレーニング信号」と呼ぶ）をあたかも通常のトレーニング信号と見なして信号処理を行うことが可能になる。この様な合成トレーニング信号の利用に際しても、チャネル情報を基準となるアンテナ素子との相対値である相対チャネル情報に変換して利用することが有効である。
また以上の説明においては、簡単のためサブキャリアを表すｋ（例えば第ｋ周波数成分等）を省略したり、更には個別のサブキャリアに関する説明も省略されているところがあるが、本発明の実施形態の想定するシステムは広帯域のシステムであり、チャネル情報や送受信ウエイト、更には送信信号や受信信号などにおける全ての信号処理は、第５の実施形態における時間軸上での信号処理などを除き、基本的には周波数軸上でサブキャリアごとに個別に規定され処理されるべきものである。したがって、説明を簡略化する上で、多くの説明においてサブキャリアを明示的に表す添え字を省略して説明していた。しかし、これらの説明は、実際にはサブキャリアごとに個別に行われるものであり、その際にはサブキャリアを表す添え字を付加して理解すれば説明を厳密に解釈可能である。各信号処理回路の内部では、例えば送信側におけるＩＦＦＴ処理の前段までの信号処理（一例としてＯＦＤＭ変調方式を想定すれば、ビット列のインタリーブ処理、信号点のマッピング、信号の変調処理、送信ウエイトベクトルの乗算などを含む）は全てサブキャリアごとに行われるものであり、同様に受信側におけるＦＦＴ処理後の信号処理（同じくＯＦＤＭ変調方式を想定すれば、受信ウエイトの乗算、信号検出処理、信号のデマッピング、デインタリーブ処理など）も全てサブキャリアごとに行われるものである。
また回路構成上は、それぞれのサブキャリアごとに個別の回路を備えてもよいし、同一の処理を実施することからサブキャリアごとにシリアルに順番に処理を行い、回路をサブキャリアに対して共用化することも可能である。更には、この中間的に、複数の回路を用意して、サブキャリアを適宜分割し、複数の回路でパラレルな処理をシリアルに実施する処理としても構わない。これらは全ての実施形態に共通する話である。
また、ＯＦＤＭ変調方式では全てのサブキャリアが同一の端末局装置との通信に利用されているので、その際の送受信ウエイト（平均化送受信ウエイトベクトル及びリアルタイム送受信ウエイト行列）は全サブキャリアで共通の組み合わせの端末局装置に対する送受信ウエイトを用いることになる。しかし、ＯＦＤＭＡでは、時間軸及び周波数軸上にパッチワーク状に異なる組み合わせの端末局装置への割り当てを寄せ集めているため、時間（ＯＦＤＭシンボル）及び周波数（サブキャリア）ごとに、割り当てられている端末局装置に対する送受信ウエイトを用いる必要がある。しかし、その差を除けばＯＦＤＭとＯＦＤＭＡとは全く同様に処理することが可能であり、本明細書ではＯＦＤＭを中心に説明を行ったが、ＯＦＤＭＡにおいても全く同様に本発明の実施形態を適用することができる。
また、ＳＣ−ＦＤＥに関しても様々な運用上のバリエーションが存在するが、送信側で送信ウエイトベクトルを乗算し、各アンテナ素子から送信された信号が空間上で合成された後の受信信号処理、及び受信側で受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子の信号が加算合成された後の受信信号処理のいずれにおいても、上述の各構成例では従来のＳＣ−ＦＤＥで行われる処理をそのまま適用可能とする構成としているために、全てのバリエーションのＳＣ−ＦＤＥに適用可能である。この場合には、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理の代わりにシングルキャリアでの信号処理を行った後、ダウンリンクであればシングルキャリアの時間軸上の信号に対してＦＦＴ処理を施すことで各サブキャリアの信号成分を生成し、これらの信号成分をＯＦＤＭ変調方式で生成される各サブキャリアの信号と見なして本発明の実施形態により生成された送信ウエイトベクトルを乗算すれば良い。同様にアップリンクであれば、受信信号をＦＦＴ処理した信号をＯＦＤＭ変調方式の場合と同様に扱い、本発明により生成された受信ウエイトベクトルを乗算することで信号分離するが、その信号分離されたサブキャリアの信号に対してＩＦＦＴ処理を施すことで時間軸上のシングルキャリアの信号に変換すれば良い。この様に一部の信号処理にＯＦＤＭ変調方式とＳＣ−ＦＤＥでは差異があるが、送受信ウエイトの生成と乗算処理などは共通であり、これらどちらの信号方式であっても本発明の実施形態は適用可能である。
また、空間多重伝送では複数系列の信号がパラレル伝送されるが、これらの信号系列に対して行う誤り訂正などの処理は、上述の実施形態ではそれぞれの信号系列ごとに独立に施す場合を例に取って説明したが、当然ながら送信側において誤り訂正符号化後の信号をシリアル／パラレル変換して空間多重する信号系列に分離し、受信側においては誤り訂正処理を行う前の状態の信号に対してパラレル／シリアル変換を施し、その後に１系統のビタビ復号などの誤り訂正処理を施しても構わない。更にはその他のバリエーションも含めて本発明の実施形態の本質とは関係なく、任意の誤り訂正処理を行っても構わない。この場合、ＭＡＣ層処理回路と第２の信号処理部などとの信号の交換は空間多重数系統にて行われるのではなく、例えば１系統の信号として情報交換が行われたりすると共に、シリアル／パラレル変換及びパラレル／シリアル変換や、誤り訂正に対応する機能などが第２の信号処理部などに含まれることになる。
また、上記の説明では特異値分解の右特異ベクトルを活用する旨説明をしたが、特異値分解対象の行列を転置した行列を特異値分解した左特異ベクトルは、転置しない行列に対する特異値分解の右特異ベクトルと等価である。同様に、元のチャネルベクトルにエルミート共役のベクトルを乗算して固有値分解を行っても、右特異ベクトルないしは左特異ベクトルと等価なベクトルを求めることが出来る。この意味で「右特異ベクトル」に数学的に等価なベクトルを活用する場合も、本発明の実施形態の意図する「右特異ベクトル」の範囲となる。同様に、左特異ベクトルに数学的に等価なベクトルを活用する場合も、本発明の実施形態の意図する「左特異ベクトル」の範囲となる。
更に、上記の説明では基地局側の各第１の信号処理部と端末局装置との間では、第１特異値に対応する仮想的伝送路のみを利用し、第２特異値以降の特異値に対応する仮想的伝送路は利用しないとして説明したが、例えばＶ偏波とＨ偏波などの複数の偏波に関する共用アンテナを利用する場合などは、一つの第１の信号処理部においてそれぞれの偏波アンテナにおいて第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用することになるため、形式上は一つの第１の信号処理部において二つの特異値に対応する仮想的伝送路を活用していることに相当する。特に、若干の偏波間の漏れ込みが存在する場合には、２種類の偏波アンテナの全てを第１の信号処理部が一括で収容及び信号処理することで偏波間のクロストーク成分を抑圧することが可能になり、即ち第１特異値と第２特異値に対応する仮想的伝送路を利用することが伝送効率的には優れることになる。この場合、数学的な表現上は第１特異値と第２特異値を活用することに相当するが、実効上は、各偏波アンテナ群ごとに第１特異値に対応した仮想的伝送路を利用することに相当する。本発明の意図するところは、この様な偏波アンテナを活用する場合の様に相互に相関が非常に低いことが予想される複数のアンテナ群を利用する場合においては、信号処理的ないしは回路的には同一の第１の信号処理部にて活用する場合でも、それぞれのアンテナ群に対して実効的に対応する第１特異値に対応する仮想的伝送路を並列的に活用する場合を含め、実効的な意味での第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用した空間多重伝送を複数の第１の信号処理部を用いて伝送するところにある。また、基地局装置が備える複数の第１の信号処理部においては、それぞれ個別のローカル発振器信号を用いてベースバンドと無線周波数間のアップコンバート及びダウンコンバート処理を行うことを基本とする。ただし、それぞれのローカル発振器の信号は可能な限り準同期的に振る舞うことが好ましく、このために共通の基準クロックなどの基準信号を第３の信号処理部から供給しても構わない。ないしは、第２の信号処理部から中間周波数の基準信号を第１の信号処理部に供給し、それを例えば逓倍処理することでベースバンドと無線周波数間のアップコンバート及びダウンコンバートを行うための無線周波数の信号を生成することも可能である。ここで用いる中間周波数の値、及び逓倍処理を行う回路の安定性次第では、送信信号処理においても複数の第１の信号処理部間の無線信号の複素位相の不確定性が限定的である場合もあり、この場合には第２の信号処理部における複数の第１の信号処理部間のプリコーディング処理を実施することも可能になる。しかし、基本的には少なくとも第２の信号処理部から複数の第１の信号処理部に供給される基準信号は、第２の信号処理部における複数の第１の信号処理部間のケーブル上での損失を低減するために、ベースバンドと無線周波数間のアップコンバート及びダウンコンバート処理に用いるローカル信号の周波数の１／２以下とすることが基本となり、この意味でローカル発振器は複数の第１の信号処理部間で独立となる。ただし、基地局装置と端末局装置が近距離で配置される場合には、式（２９）のＬが小さくなり、結果的に第１の信号処理部間の間隔を短縮することが可能であり、ケーブル損失の値次第では、第２の信号処理部からローカル発振器の信号を複数の第１の信号処理部に対して直接供給する構成とすることも可能である。
また、第３の実施形態を実現する上で統括基地局は、サテライト基地局装置と統括基地局間の通信を管理するのみならず、サテライト基地局装置と端末局装置間の通信も合わせて管理を行うことになる。上述の様に、複数のサテライト基地局装置の中から着目する端末局装置にとって相関の低い通信を行うことが可能なサテライト基地局装置を選択して通信を行う場合などは、統括基地局装置が利用すべきサテライト基地局装置をスケジューリング処理として選択し、その選択結果をサテライト基地局装置に指示して通信を行うことになる。更には、図３３に示す様に複数のスモールセルにまたがった通信を行う場合などは特に、利用するサテライト基地局装置との距離にばらつきが見られ、回線設計上の利得差がある場合などは、送信電力制御などの管理が必要になる場合もある。これらの管理機能は統括基地局装置側で実装し、各種無線通信制御を安定的に実現することになる。
また、第１０の実施形態の説明においては、ＢＢＵ内の送信ウエイト処理回路４３２、４６４、４７０から光ファイバ４５５、４５５ａ、４５５ｂを介してＲＲＨ側に送信ウエイトを通知する構成とすると共に、ＢＢＵ内の受信ウエイト処理回路４６７、４８０、４８２から光ファイバ４７５ａ、４７５ｂ、４８５ａ、４８５ｂを介してＲＲＨ側に受信ウエイトを通知及びＲＲＨ側の相関算出回路４８１ａ、４８１ｂ、４８３ａ、４８３ｂから光ファイバ４７５ａ、４７５ｂ、４８５ａ、４８５ｂを介してＢＢＵ側に受信ウエイト情報又は受信側のチャネル情報を通知する構成を示したが、ここでＢＢＵとＲＲＨ間で交換される情報は必ずしも送受信ウエイト情報そのものをデジタル的に表記したものである必要はない。例えば、ＲＲＨ側が送受信時に利用するビームパターンがメニュー化されており、各ビームパターンに対応させて多数の送受信ウエイトを形成するための係数がＲＲＨ内でリスト化されているのであれば、そのビームパターンの識別子としての番号をコードブックとして管理し、そのコードブック値をＢＢＵとＲＲＨ間で交換しても構わない。この場合には、ＲＲＨ側の相関算出回路４８１ａ、４８１ｂ、４８３ａ、４８３ｂでは、算出された各アンテナ素子ごとの相関値をコードブック上の係数と比較し、最も係数との誤差が小さいコードブック値を選択する機能と、その選択されたコードブック値を通知する構成とすることも可能である。
更に、特に本発明をアクセス系で利用する場合などでは、基地局装置のアンテナ設置位置が低所に設置されている場合などにおいて、端末局装置のアンテナ素子と基地局装置のアンテナ素子が見通し環境にない条件下でも安定して通信を行えることが求められる場合がある。この場合には、第１特異値の第２特異値以降に対する優位性が薄れ、結果的にアンテナ素子全体を複数のグループに分割して信号処理することによる分割損の影響で、十分な利得を確保できない場合も考えられる。この様な場合、例えば複数の第１の信号処理部に分割した場合よりも従来通りに全てのアンテナ素子を一か所に集約し、普通にＭＩＭＯ伝送を行った方が特性的には優れることが予想される。この様な場合も含めてシステムを設計する場合、一例としては複数の第１の信号処理部の中の一部（例えばひとつ）に他の第１の信号処理部よりもアンテナ素子数を多く実装し、状況に応じてその特殊な第１の信号処理部にて第２特異値以降をも活用したＭＩＭＯ伝送を行う場合と、各第１の信号処理部がそれぞれ第１特異値に対応する仮想的伝送路を用いてＭＩＭＯ伝送を行う場合とを、モード切替しながら運用することも可能である。例えば、この特殊な第１の信号処理部のアンテナ素子数を２５６素子、その他の第１の信号処理部のアンテナ素子数を６４とし、端末装置との見通しが概ね確保できると判断された場合には第１特異値に対応する仮想的伝送路を四つ利用して４多重を行い、見通しが確保できない場合には特殊な第１の信号処理部の２５６素子アンテナ素子を用いて通常のＭＩＭＯ通信を行っても良い。この時、この特殊な第１の信号処理部は他の複数の第１の信号処理部の近傍に設置されている必然性はなく、例えば特殊な第１の信号処理部は低所に、残りの複数の第１の信号処理部は高所に設置するなど、物理的に明確な差を設けても構わない。この場合、低所に設置した特殊な第１の信号処理部は端末局装置との見通しが確保されている可能性が低いのであれば、第１特異値に対応した仮想的伝送路を活用するのは高所に設置した第１の信号処理部のみとしても構わない。これらを適宜、モード切替をするなどすれば、環境に対応して最適な条件にて常に通信を行うことが可能である。なお、この特殊な第１の信号処理部に対応した装置は必ずしも同一の第２の信号処理部に収容されている必要はない。例えば、本発明実施形態に示す第１特異値に対応した仮想的伝送路を活用したＭＩＭＯ伝送を行う基地局装置とは別に、第２特異値以降も活用する従来の基地局装置をもその近傍に設置し、両者が協調しながら状況に応じて端末局装置が最適な基地局装置を選択して通信を行う構成とすることも可能である。
また、第２の実施形態においては、基地局装置側の第１の信号処理部又は指向性アンテナ素子を直線上に配置する場合に関する規定を行ったが、その他の実施形態においては第１の信号処理部の配置は直線上に配置される必然性はなく、２次元的な広がりを持つ配置であっても構わない。特に本発明をアクセス系で利用する場合などは、ビルの壁面への第１の信号処理部の配置を２次元的に配置することで、各第１の信号処理部間の相関を低減することも可能となる。
なお、以上に説明した各実施形態では、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯのインプリシット・フィードバックを前提とした構成について説明した。しかし、厳密にはＭＡＣ効率を無視して議論すれば、制御情報を用いてエクスプリシット・フィードバックを用いる方法でも問題はない。
また、以上の説明においては送受信信号と送受信ウエイトの乗算処理はベースバンド上で行うこととして説明を行ったが、それは典型的な信号処理を示すものであり、それと等価な信号処理をベースバンド信号と無線周波数のＲＦ信号の間の中間的なＩＦ（Intermediate Frequency）信号上で実施することも当然ながら可能である。信号処理的にはより低い周波数帯で処理を行う方が簡易ではあるが、第５世代移動通信ではミリ波帯などの高周波数帯で、数百から１ＧＨｚもの帯域幅で通信を行うため、中心周波数を数ＧＨｚのＩＦ帯で処理を行っても処理の困難さは大きく変わらない。本発明明細書におけるベースバンド信号ないしはベースバンド帯とは、デジタル信号処理を行うことが可能な周波数帯という広義の意味で用いており、この意味では狭義の意味でのベースバンド帯とは異なるＩＦ帯での信号処理であっても、本質的に本発明を適用することは可能であり、本発明の請求の範囲はこの様な広義のベースバンド信号、ベースバンド帯を含むものである。
また、本発明では無線局装置が備えるアンテナ素子の数が膨大であるために、その内の例えば若干の本数のアンテナ素子を例外的な信号処理の対象としても、残りの大多数のアンテナ素子の効果により概ね期待する特性を得ることが可能である。しかし、この様な一部のアンテナ素子を例外的に処理したとしても、大勢的には残りのアンテナ素子を用いた信号処理の結果が特性の大勢を決めることになるため、この様な一部の例外処理の適用を行ったとしても、その例外適用による拡張効果が得られることなく寧ろ効果が制限されるのであれば、本発明の請求の範囲とするべきである。
前述した実施形態における基地局装置、端末局装置をコンピュータで実現する様にしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線の様に、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリの様に、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、更に前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。
以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。
１…基地局装置、
２…無線局装置、
３…見通し波、
４…構造物による安定反射波、
５…地上付近の多重反射波、
６…地上付近の多重反射波、
７…構造物、
１１…送信局、
１２…受信局、
２１…ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）、
２２…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、
２３…時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）、
２４…アンテナ素子
２５…無線モジュール、
２６…アンテナ端子、
２７…同軸ケーブル、
３１…統括基地局装置、
３２…サテライト基地局装置、
３３…端末局装置、
３４…統括基地局装置、
３５…サテライト基地局装置、
３６…端末局装置、
３７…構造物、
３８…構造物、
３９…セル、
４０…無線通信システム、
４１…基地局装置、
５０…無線通信システム、
５１…端末局装置、
５２…無線通信システム、
５３…無線通信システム、
６０…端末局装置、
６１…送信部、
６５…受信部、
６７…インタフェース回路、
６８…ＭＡＣ層処理回路、
７０…基地局装置、
７１…第２の送信信号処理部、
７５…第２の受信信号処理部、
７７…インタフェース回路、
７８…ＭＡＣ層処理回路、
８０…基地局装置、
８１…送信部、
８５…受信部、
８７…インタフェース回路、
８８…ＭＡＣ層処理回路、
９０…無線通信システム、
１１１…第１の送信信号処理回路、
１１３…送信信号処理回路、
１１４…受信信号処理回路、
１２０…通信制御回路、
１２１…通信制御回路、
１３０…第１の送信ウエイト処理部、
１３１…第１のチャネル情報取得回路、
１３２…第１のチャネル情報記憶回路、
１３３…第１の送信ウエイト算出回路、
１４０…第１の送信ウエイト処理部、
１４１…チャネル情報取得回路、
１４２…チャネル情報記憶回路、
１４３…第１の送信ウエイト算出回路、
１４４…第１の受信ウエイト処理部、
１４５…受信信号処理回路、
１４６…第１のチャネル情報推定回路、
１４７…第１の受信ウエイト算出回路、
１４８…第２の送信信号処理回路、
１４９…送信ウエイト算出回路、
１５０…送信ウエイト処理部、
１５１…チャネル情報取得回路、
１５２…チャネル情報記憶回路、
１５３…マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路、
１５４…第１の受信ウエイト処理部、
１５５…第１の受信信号処理回路、
１５６…第１のチャネル情報推定回路、
１５７…第１の受信ウエイト算出回路、
１５８…第１の受信信号処理回路、
１５９…第２の受信信号処理回路、
１６０…第１の受信ウエイト処理部、
１６１…第１のチャネル情報推定回路、
１６２…第１の受信ウエイト算出回路、
１７０…受信ウエイト処理部、
１７２…チャネル情報推定回路、
１７３…マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路、
１８１…第１の送信信号処理部、
１８２…第１の送信信号処理部、
１８５…第１の受信信号処理部、
１８６…第１の受信信号処理部、
１９０…第２の受信信号処理回路、
１９１…チャネル行列取得回路、
１９２…受信ウエイト行列算出回路、
１９３…受信ウエイト行列乗算回路、
１９４…信号検出回路、
２０１…仮想的なアンテナ素子、
２０２…仮想的なアンテナ素子、
２０３…仮想的なアンテナ素子、
２０４…基地局装置、
２０５…アンテナ素子群、
２０６…端末局装置、
２２１−１〜５…アンテナ素子、
２３１、２３２、２３３、２３４…基地局装置、
２３５、２３６、２３７、２３８、２３９…端末局装置、
２４１、２４２、２４３、２４４…サブキャリア、
２５１−１〜３、２５３−１〜３、２５４−１〜３、２５５−１〜３、２５６−１〜３…スロット、
２５２−１〜３…データ通信用スロット、
２５７−１〜３…トレーニング信号、
２５８−１〜３…データペイロード、
２９１〜２９５…プロット点、
３０１…基地局装置、
３０２…端末局装置、
３０３…基地局装置、
３０４…第１の信号処理部、
３０５…第２の信号処理部、
３０６…基地局装置、
３０７…パラボラアンテナ、
３０８…端末局装置、
３０９…端末局装置、
３１０…基地局装置アンテナ、
３１１…第１の送信信号処理回路、
３１２…端末局装置アンテナ素子群、
３２０…端末局装置アンテナ素子群、
３３０…第１の送信ウエイト処理部、
３３１…第１の送信信号処理回路、
３３２…第１のチャネル情報取得回路、
３３３…第１のチャネル情報記憶回路、
３３４…第１の送信ウエイト算出回路、
３４０…第１の送信ウエイト処理部、
３４１…第１のチャネル情報取得回路、
３４２…第１のチャネル情報記憶回路、
３４３…第１の送信ウエイト算出回路、
３４８…第２の送信信号処理回路、
３５４…第１の受信ウエイト処理部、
３５５…第１の受信信号処理回路、
３５６…第１のチャネル情報推定回路、
３５７…第１の受信ウエイト算出回路、
３５８…第１の受信信号処理回路、
３５９…第２の受信信号処理回路、
３６０…第１の受信ウエイト処理部、
３６１…送信部、
３６２…第１のチャネル情報推定回路、
３６３…第１の受信ウエイト算出回路、
３６５…受信部、
３８１…第１の送信信号処理部、
３８５…第１の受信信号処理部、
４０１…ＭＡＣ層処理回路、
４０３，４０３ａ，４０３ｂ…時間軸信号生成回路、
４１２…送信信号処理回路、
４２７，４２７ａ，４２７ｂ…Ｄ／Ａ変換器、
４２８，４２８ａ，４２８ｂ…ＲＦ処理回路、
４２９，４２９ａ，４２９ｂ…アンテナ素子、
４３２…送信ウエイト処理回路、
４４１−４，４４１−５，４４１−６…ＢＢＵ、
４４２−４，４４２−４ａ，４４２−４ｂ，４４２−６…ＲＲＨ、
４４３−１，４４３−２，４４３−３…ＢＢＵ、
４４４−１ａ，４４４−１ｂ，４４４−２ａ，４４４−２ｂ，４４４−３…ＲＲＨ、
４４６−１，４４６−２…領域、
４５４，４５４ａ，４５４ｂ…光インタフェース回路、
４５５，４５５ａ，４５５ｂ…光ファイバ、
４５６，４５６ａ，４５６ｂ…光インタフェース回路
４５７，４５７ａ，４５７ｂ…時間軸送信ウエイト乗算回路、
４６１…ＭＡＣ層処理回路、
４６２…送信信号処理回路、
４６３…送信信号処理回路、
４６４…送信ウエイト処理回路、
４６５…加算合成回路、
４６６…受信信号処理回路、
４６７…受信ウエイト処理回路、
４７０…送信ウエイト処理回路、
４７１…ＭＡＣ層処理回路、
４７２…受信信号処理回路、
４７３ａ，４７３ｂ…時間軸受信ウエイト乗算回路、
４７４ａ，４７４ｂ…光インタフェース回路、
４７５ａ，４７５ｂ…光ファイバ、
４７６ａ，４７６ｂ…光インタフェース回路、
４７７ａ，４７７ｂ…Ａ／Ｄ変換器、
４７８ａ，４７８ｂ…ＲＦ処理回路、
４７９ａ，４７９ｂ…アンテナ素子、
４８０…受信ウエイト処理回路、
４８１，４８１ａ，４８１ｂ…相関算出回路、
４８２…受信ウエイト処理回路、
４８３ａ，４８３ｂ…時間軸受信ウエイト乗算回路、
４８４ａ，４８４ｂ…光インタフェース回路、
４８５ａ，４８５ｂ…光ファイバ、
４８６ａ，４８６ｂ…光インタフェース回路、
４９１−２，４９１−３，４９１−ＮＡｎｔ…乗算器、
４９２−２，４９２−３，４９２−ＮＡｎｔ…加算器、
４９３−２，４９３−３，４９３−ＮＡｎｔ…メモリ、
４９４…相関演算制御部、
４９５−１，４９５−２，４９５−３，４９５−ＮＡｎｔ…乗算器、
４９６−１，４９６−２，４９６−３，４９６−ＮＡｎｔ…加算器、
４９７−１，４９７−２，４９７−３，４９７−ＮＡｎｔ…メモリ、
４９８−１，４９８−２，４９８−３，４９８−ＮＡｎｔ…平方根取得回路、
６００…基地局装置、
６０１、６０１−１、６０１−２、６０１−３、６０１−４、６０１−５、６０１−６、６０１−７、６０１−８…第１の信号処理部、
６０２−１、６０２−２、６０２−３、６０２−４、６０２−５、６０２−６、６０２−７、６０２−８…幾何学的座標情報、
６０３…列車、
６０４…端末局装置、
６０５…カメラ、
６０６…ウエイト行列／座標データベース、
６０７…ウエイトベクトル／座標データベース、
６１２…座標情報取得回路、
６１３…時刻情報取得回路、
６１４…通信制御回路、
６２２…座標情報取得回路、
６２３…時刻情報取得回路、
６２４…通信制御回路、
７００…アンテナ素子、
７０１…ＴＤＤ−ＳＷ、
７０２…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、
７０３…ミキサ、
７０４…フィルタ、
７０５…Ａ／Ｄ変換器、
７０６…ＦＦＴ回路、
７０７…受信ウエイト乗算回路、
７０８…送信ウエイト乗算回路、
７０９…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路、
７１０…Ｄ／Ａ変換器、
７１１…ミキサ、
７１２…フィルタ、
７１３…ハイパワーアンプ、
７１４…ＴＤＤ−ＳＷ、
７２１…アンテナ素子、
７２２…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、
７２３…ミキサ、
７２４…フィルタ、
７２５…Ａ／Ｄ変換器、
７２６…ＦＦＴ回路、
７２７…受信ウエイト乗算回路、
７２８…送信ウエイト乗算回路、
７２９…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路、
７３０…Ｄ／Ａ変換器、
７３１…ミキサ、
７３２…フィルタ、
７３３…ハイパワーアンプ、
７４０…送信ウエイト処理部、
７４１…ローカル発振器
７４２…ローカル発振器
７４３…通信制御回路、
７８１…スケジューリング処理回路、
８１１…送信信号処理回路、
８１２…加算合成回路、
８１３…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路、
８１４…Ｄ／Ａ変換器、
８１５…ローカル発振器、
８１６…ミキサ、
８１７…フィルタ、
８１８…ハイパワーアンプ、
８１９…アンテナ素子、
８２０…通信制御回路、
８２１…第１の送信信号処理回路、
８３０…送信ウエイト処理部、
８３１…チャネル情報取得回路、
８３２…チャネル情報記憶回路、
８３３…マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路、
８５１…アンテナ素子、
８５２…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、
８５３…ローカル発振器、
８５４…ミキサ、
８５５…フィルタ、
８５６…Ａ／Ｄ変換器、
８５７…ＦＦＴ回路、
８５８…受信信号処理回路、
８６０…受信ウエイト処理部、
８６１…チャネル情報推定回路、
８６２…マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路、
８８１…スケジューリング処理回路

Claims (4)

  1. 最近接のアンテナ素子の間隔ｄ［ｍ］、想定される最大信号到来方向θ［ｒａｄ］、帯域幅Ｗ［Ｈｚ］、光速ｃ［ｍ／ｓ］としたときに、α＝ｄＷｓｉｎθ／ｃのαの値が１以下となる条件下で動作する無線通信装置であって、
    通信帯域内の全サブキャリアから一部のサブキャリアに限定して送信されたトレーニング信号を受信し、受信したトレーニング信号に基づき当該サブキャリアのチャネル推定を行い、チャネル情報を取得するチャネル推定手段と、
    前記チャネル情報の複素位相又は基準アンテナの複素位相を基準にした相対チャネル情報の複素位相と前記サブキャリアの周波数に対し、２π周期の複素位相の折り返しを適用して回帰直線を求め、該回帰直線を基に各サブキャリアの前記チャネル情報又は相対チャネル情報の複素位相を算出する複素位相算出手段と、
    該複素位相算出手段が算出する前記チャネル情報又は前記相対チャネル情報の複素位相を基に受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出手段と
    を備える無線通信装置。
  2. 前記複素位相算出手段は、
    前記回帰直線を最小二乗法によって求め、前記最小二乗法においては、前記チャネル推定を直接行った前記サブキャリアにおける前記チャネル情報又は前記相対チャネル情報の複素位相に対し、複素位相のオフセットとして０及び±２πの値を想定し、該オフセットを加えた中で最小二乗法の２乗誤差の累積値が最小になる状態を探索した結果得られる前記回帰直線の情報を基に得られる各サブキャリアの前記チャネル情報又は前記相対チャネル情報の前記複素位相を算出する
    請求項１に記載の無線通信装置。
  3. 前記複素位相算出手段は、
    前記アンテナ素子をリニアアレー状に構成して利用した際に、アンテナアレーの並び順に最小二乗法の前記回帰直線の傾きが比例関係にあるように拘束条件を定め、この拘束条件のもとで全アンテナ素子に亘る最小二乗法を一括して適用する
    請求項１又は２に記載の無線通信装置。
  4. 最近接のアンテナの素子間隔ｄ［ｍ］、想定される最大信号到来方向θ［ｒａｄ］、帯域幅Ｗ［Ｈｚ］、光速ｃ［ｍ／ｓ］としたときに、α＝ｄＷｓｉｎθ／ｃのαの値が１以下となる条件下で動作する無線通信装置が行う無線通信方法であって、
    通信帯域内の全サブキャリアから一部のサブキャリアに限定して送信されたトレーニング信号を受信し、受信したトレーニング信号に基づき当該サブキャリアのチャネル推定を行い、チャネル情報を取得するチャネル推定ステップと、
    前記チャネル情報の複素位相又は基準アンテナの複素位相を基準にした相対チャネル情報の複素位相と前記サブキャリアの周波数に対し、２π周期の複素位相の折り返しを適用して回帰直線を求め、該回帰直線を基に各サブキャリアの前記チャネル情報又は相対チャネル情報の複素位相を算出する複素位相算出ステップと、
    該複素位相算出ステップで算出する前記チャネル情報又は前記相対チャネル情報の複素位相を基に受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出ステップと
    を有する無線通信方法。
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