JP6549536B2 - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。

［第５世代移動通信を取り巻く背景］
現在、スマートフォンなどの高機能な移動通信端末が爆発的に普及している。携帯電話に関しては、第３世代移動通信から第４世代移動通信に移行し、現在ではさらに先の第５世代移動通信（通称「５Ｇ」）に関する研究開発が進められている。この５Ｇに関して行われている検討のひとつに、マクロセルとスモールセルの利用がある。

これまでの携帯電話では、ひとつのサービスエリアを半径数キロメートル程度に設定し、このマクロセルのエリアをひとつの基地局装置がカバーしていた。しかし、この様なマクロセル内には非常に膨大な数のユーザが存在する。全体の限りあるシステム容量は各ユーザでシェアされることになるため、膨大な数のユーザを収容するときには、個々のユーザ毎のスループットは低下する。

この様なスループットの低下を回避するために、トラヒックが集中するような人口密集地に、半径数十メートル程度の非常に小さなサービスエリアであるスモールセルを設定する技術が開発されている。この技術では、スモールセルを活用することで、マクロセルを介さずにスポット的なトラヒックをネットワークにオフロードする。ここでは、スモールセルにおける通信能力とマクロセルにおける通信能力を同時並行的に利用可能な端末装置を想定する。このような端末装置を用いることで、制御情報についてはマクロセルを活用して情報交換を行いながら、ユーザデータをスモールセル側において収容する。これによって、マクロセルとスモールセルのメリットを最大限活用することが可能になる。

先に述べた５Ｇでは、伝送速度の目標値に１０Ｇｂｉｔ／ｓ（ギガビット毎秒）以上が設定されており、このスモールセルでも同様の大容量の通信を行うことでトラヒックの効率的なオフロードを実現する必要がある。マクロセルにおいては長距離伝搬を許容するために周波数の低いマイクロ波帯を利用することが前提となる。しかし、既に周波数資源が枯渇しつつあるマイクロ波帯の現状を考慮し、比較的近距離での通信を想定するスモールセルでは、比較的周波数の高い準ミリ波帯またはミリ波帯の利用が想定されている。この高周波数帯の特徴は、周波数の２乗に反比例して伝搬減衰が大きくなることである。従って、スモールセル基地局は理想的にはユーザ端末に近い場所に設置されることが好ましい。例えば、ビルの屋上の様な設置が容易な場所では、ユーザ端末と基地局との距離が離れ過ぎてしまい、回線設計上、好ましくない。

一方、スモールセルはトラヒックが集中する場所に設定されることになるため、そこまで光ファイバを敷設することが困難な場所であっても、基地局装置の設置が強く望まれるケースがある。例えば新宿や渋谷などの駅前などの様に非常に人が多く密集する場所にスモールセルの基地局装置を設置する場合を想定すると、その様な場所に隣接するビルの屋上では伝搬減衰が大きくなる。そのため、ビルの屋上よりも高さの低い場所、例えばビルの壁面などへの設置が求められることがある。しかし、既設のビルの壁面に光ファイバを敷設するのは困難な場合があり、その様な場合には無線回線を用いてその基地局装置へのバックホール回線を提供する必要に迫られることがある。

この様なバックホール回線を提供する場合、スモールセルにおいて求められる１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送に対応するために、同様にミリ波帯を活用して１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送を行う必要がある。この様な環境では、対向する無線局装置は双方が安定的な場所に固定設置されるため、当然ながら見通しが安定的に確保され、且つ、指向性アンテナを相互に向け合うことが一般的である。この場合、ビル間の反射波などはある程度は存在するが、受信される信号の殆どは見通し波成分であり、マルチパス環境とは言いにくい状態であると予想される。この状況は、スモールセル用の基地局装置がビル壁面などの高所に設置され、上方から下方のユーザを見下ろす形で、概ね見通し環境で利用するならば、アクセス系に関しても同様である。

次に、５Ｇで求められる伝送速度である１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の大容量伝送については、ミリ波帯の活用により非常に広い帯域幅の周波数資源を利用することが可能になり、これにより実現可能性は高まっている。例えば、ミリ波帯を用いたバックホール回線を想定するならば、一例としてＥバンド（７１〜７６ＧＨｚ及び８１〜８６ＧＨｚ）などを用い、仮に１ＧＨｚの帯域幅を用いるとすれば、周波数利用効率は１０ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚで済むことになる。しかし、１０ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚの周波数利用効率を達成するための既存の無線設備は、概ねＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）チャネルを利用した空間多重伝送を採用している。空間多重伝送は一般にはマルチパス環境を利用しており、ＭＩＭＯチャネルの伝達関数を行列形式で表現したチャネル行列Ｈの特異値分解を行った際に、その結果得られる特異値の絶対値の分布が、その空間多重伝送の特性を表す。具体的には、特異値の絶対値の２乗値は信号対雑音電力比ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）に比例した値であり、空間多重伝送のためには第１特異値のみならず、第２特異値以降も十分に大きな値を持たなければ通信が成り立たない。アクセス系であるスモールセルにおける大容量伝送でも同様であるが、この様な見通し波が支配的な環境での空間多重伝送を実現することが、目的とする無線システムの実現には必要不可欠である。

上述のように、５Ｇではアクセス系及びバックホール回線共に、ミリ波帯の利用が期待される。また、先に述べたように、高周波数帯の特徴は、周波数の２乗に反比例して伝搬減衰が大きくなることである。例えば２ＧＨｚ帯（既存のアクセス系）と８０ＧＨｚ帯（ミリ波帯を用いる将来システム）とを比較すれば４０倍の周波数であるために、伝搬減衰は１６００倍であり、３２ｄＢの回線利得が不足することになる。もちろん、マクロセルほど広範囲をカバーする必要はないので３２ｄＢの全てを補う必要はないが、一方で高周波数帯では送信段でのハイパワーアンプはあまり高出力のデバイスが存在しないため、この点も加味すれば数１０ｄＢレベルでの追加の回線利得の確保をしなければならないと考えられる。さらには、その様な環境で空間多重伝送も期待されるため、基地局及び端末局の双方において、従来技術に比べて格段に多くのアンテナ素子を備えた無線システムが検討されるようになった。この様な技術をＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯと呼ぶ。以下に、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯに関する従来技術を紹介する。

非特許文献１では、基地局側が２５６素子、端末局側が１６素子のアンテナを備え、２５６×１６のサイズのチャネル行列を活用して１６ストリームの空間多重伝送を目指している。この非特許文献１では、複数の信号系列（ストリーム）を伝送するために、その指向性形成を、無線のアナログ回路における複素位相量の回転を用いたアナログビームフォーミングと、デジタル・ベースバンド回路におけるデジタル領域でのデジタルビームフォーミングとを併用して行う。これにより、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器及びデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器の多用を避け、消費電力の低減とチャネル情報のフィードバック時の回線利得不足対策を行っている。以下、非特許文献１に示された技術の概要を説明する。

図２５は、従来技術における無線局装置の構成例を示す機能ブロック図である。同図に示す無線局装置は、変調器９０１−１〜９０１−Ｎ（ＭＯＤ＃１〜ＭＯＤ＃Ｎ）と、プリコーダ９０２と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval）付与回路９０３−１〜９０３−Ｎ_０と、Ｄ／Ａ変換器９０４−１〜９０４−Ｎ_０と、アップコンバータ（ＵＣ）９０５−１〜９０５−Ｎ_０と、ダウンコンバータ（ＤＣ）９０６−１〜９０６−Ｎ_０と、Ａ／Ｄ変換器９０７−１〜９０７−Ｎ_０と、ＧＩ除去＆ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路９０８−１〜９０８−Ｎ_０と、ポストコーダ９０９と、復調器９１０−１〜９１０−Ｎ（ＤＥＭ＃１〜ＤＥＭ＃Ｎ）と、ＴＤＤスイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）９１１と、分配結合器（ＨＹＢ）９１２−１〜９１２−Ｎ_０と、移相器９１３−１−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０と、分配結合器（ＨＹＢ）９１５−１〜９１５−Ｍ_０と、アンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０とを備える。ここでＮは空間多重を行う際の多重数（ストリーム数）に相当し、Ｎ_０はデジタル的な指向性形成のための信号処理を行う信号系統数を、Ｍ_０はアンテナ素子数を表している（Ｍ_０≧Ｎ_０≧Ｎ）。さらにアンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０は、全体としてアレーアンテナを構成している。

分配結合器９１２−１〜９１２−Ｎ_０からアンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０は送受信で共通である。また、ＴＤＤスイッチ９１１は、分配結合器９１２−１〜９１２−Ｎ_０からアンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０への接続を、送信系に相当する変調器９０１−１〜９０１−Ｎからアップコンバータ９０５−１〜９０５−Ｎ_０と、受信系に相当するダウンコンバータ９０６−１〜９０６−Ｎ_０から復調器９１０−１〜９１０−Ｎとの間で切り替える。例えば、送信時にはアップコンバータ９０５−ｎと分配結合器９１２−ｎが接続され、受信時にはダウンコンバータ９０６−ｎと分配結合器９１２−ｎが接続される（ｎ＝１，…，Ｎ_０）。ここには図示していない全体の制御回路が、フレーム周期や送受信タイミングを管理し、ＴＤＤスイッチ９１１の切り替えもこの制御回路により実施される。

また、移相器９１３−１−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０は、事前に定められたビームパターンに応じて送受信信号の位相関係を調整し、図示していない制御回路によりこの位相回転量も管理される。ここでの位相は、フェーズドアレーアンテナにおける指向性制御と同様である。例えば、アンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０全体で所定の方向への指向性利得が最大となる様に、その方向からの到来波に対して各アンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０における経路長差を波長で除算した値に相当する複素位相を調整する。これにより、各アンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０が同位相で信号を送受信できるようにする。

なお、ここでの指向性は水平方向の方位角θ及び垂直方向の方位角φを所定の角度の刻み幅で分割し、選択可能な（θ_ｉ，φ_ｊ）のメニューごとに、対応する複素位相の組をセットとして移相器９１３−ｎ−１〜９１３−ｎ−Ｍ_０（ｎ＝１，…，Ｎ_０）の位相量の調整を行う。この結果、例えば、アンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０、移相器９１３−ｎ−１〜９１３−ｎ−Ｍ_０、分配結合器９１２−ｎ全体でｎ番目の信号系列ついてのひとつの仮想的指向性アンテナとして振る舞う。これらの仮想的指向性アンテナは物理的には分配結合器９１５−１〜９１５−Ｍ_０を介して、アンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０を共用することになる。

さらに以下の説明では、一例としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式の様に周波数軸上の信号を形成して通信を行う場合を例に取り説明する。なお、シングルキャリア伝送の場合であっても周波数軸上での等化処理を行う場合には一旦周波数軸の信号に変換するので、プリコーディング処理及びポストコーディング処理に関しては、この様な周波数軸上の信号に変換した後の処理と見なせば、ＯＦＤＭかシングルキャリア伝送かの区別なく、同様の議論は可能である。

具体的な信号の流れは以下の通りである。まず信号の送信について説明する。変調器９０１−１〜９０１−Ｎは、それぞれで空間多重を行う各ストリームの送信信号を生成する。プリコーダ９０２は、複数の仮想的指向性アンテナ間の間で信号合成を適宜行い、受信局側での信号分離が効率的に実施できるようにする。このプリコーディング処理は、例えばＮ_０系統の仮想的指向性アンテナと実際に送受信するＮ系統の信号系統間のＭＩＭＯチャネル行列を特異値分解した際のユニタリー変換行列の乗算に相当する。これにより、所謂、固有モード伝送を実現し、効率的な伝送を実現する。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路９０３−１〜９０３−Ｎ_０は、この様にして形成された送信信号系列を、周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換し、ガードインターバルを付与する。必要に応じて、シンボル間の波形整形などもここで行うものとする。Ｄ／Ａ変換器９０４−１〜９０４−Ｎ_０は、この様にして生成されたデジタル信号を、アナログ信号に変換する。アップコンバータ９０５−１〜９０５−Ｎ_０は、このアナログ信号を、ベースバンド信号から無線周波数帯の信号に変換する。

送信時においてＴＤＤスイッチ９１１は、アップコンバータ９０５−ｎと分配結合器９１２−ｎを接続する（ｎ＝１，…，Ｎ_０）。なお、添え字の１〜Ｎ_０は全て同様に振る舞う。分配結合器９１２−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ_０）は、無線周波数帯の信号をアンテナ系統数Ｍ_０だけの信号に分配し、これを移相器９１３−ｎ−１〜９１３−ｎ−Ｍ_０に入力する。例えば移相器９１３−１−１〜９１３−１−Ｍ_０は、第１の信号系列に対応する指向性の方位（θ_ｉ，φ_ｊ）に対応した所定の複素位相の調整をアナログ信号上で実施し、調整後の第１の信号系列を分配結合器９１５−１〜９１５−Ｍ_０を介してアンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０から送信する。同様に移相器９１３−Ｎ_０−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０は、第Ｎ_０の信号系列に対応する指向性の方位（θ_ｉ’，φ_ｊ’）に対応した所定の複素位相の調整をアナログ信号上で実施し、調整後の第Ｎの信号系列を分配結合器９１５−１〜９１５−Ｍ_０を介してアンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０から送信する。なお、分配結合器９１５−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ_０）は、対応する移相器９１３−１−ｍ、９１３−２−ｍ、…、９１３−Ｎ_０−ｍから入力した信号を合成し、アンテナ素子９１６−ｍに出力する。

次に信号の受信について説明する。アンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０が受信した信号は分配結合器９１５−１〜９１５−Ｍ_０により、それぞれＮ_０系統の信号に分配され、それぞれが対応する移相器９１３−１−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０に出力される。
例えば移相器９１３−１−１〜９１３−１−Ｍ_０は、第１の信号系列に対応する指向性の方位（θ_ｉ，φ_ｊ）に対応した所定の複素位相の調整をアナログ信号上で実施し、調整後の第１の信号系列を分配結合器９１２−１に入力する。分配結合器９１２−１は入力されたこれらの信号を合成し、合成された信号を、ＴＤＤスイッチ９１１を介してダウンコンバータ９０６−１に入力する。
同様に、移相器９１３−Ｎ_０−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０は、第Ｎの信号系列に対応する指向性の方位（θ_ｉ’，φ_ｊ’）に対応した所定の複素位相の調整をアナログ信号上で実施し、調整後の第Ｎの信号系列を分配結合器９１２−Ｎ_０に入力する。分配結合器９１２−Ｎ_０は、入力されたこれらの信号を合成し、合成された信号を、ＴＤＤスイッチ９１１を介してダウンコンバータ９０６−Ｎ_０に入力する。

ダウンコンバータ９０６−１〜９０６−Ｎ_０は、無線周波数の信号をベースバンド信号にダウンコンバートする。Ａ／Ｄ変換器９０７−１〜９０７−Ｎ_０は、ダウンコンバートにより得られたアナログのベースバンド信号をデジタルのベースバンド信号に変換する。ここでは図示していないタイミング検出回路にて管理されるシンボルタイミングに基づき、ＧＩ除去＆ＦＦＴ回路９０８−１〜９０８−Ｎ_０は、デジタルのベースバンド信号からガードインターバルを除去し、時間軸の信号を周波数軸の信号に変換する。ポストコーダ９０９は、ＧＩ除去＆ＦＦＴ回路９０８−１〜９０８−Ｎ_０により処理された各信号系列（ストリーム）間のクロストーク成分を周波数軸上で信号分離し、クロストーク成分分離後の信号を対応する復調器９１０−１〜９１０−Ｎに出力する。復調器９１０−１〜９１０−Ｎは、所定の信号検出処理により、データを再生して出力する。

なお、ここでは送信側のパワーアンプ及び受信側のローノイズアンプは明示的に記載していないが、一般にはアップコンバータ９０５−１〜９０５−Ｎ_０の後段（符号「Ａ_１」〜「Ａ_Ｎ０」の位置）にパワーアンプを設置し、ダウンコンバータ９０６−１〜９０６−Ｎ_０の前段（符号「Ｂ_１」〜「Ｂ_Ｎ０」の位置）にローノイズアンプを設置する。このパワーアンプとローノイズアンプは個別に複素位相回転量が異なり、更には周波数毎に移送回転量が異なる場合もある。しかし、ＴＤＤスイッチ９１１とアンテナ素子９１６−１〜９１６−Ｍ_０の間には送信と受信で位相回転量に差がつく要因は排除されており、送信時と受信時でのチャネルの対称性が保存される。このため、移相器９１３−１−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０の位相回転量の設定は、送信時と受信時で同じ値を用いることが可能である。

以上がハイブリッド・ビームフォーミングを用いたＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の概要である。ここでは移相器９１３−１−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０で設定する位相回転量ないしは各信号系列に対応する指向性の方位（上述の例では、移相器９１３−１−１〜９１３−１−Ｍ_０では（θ_ｉ，φ_ｊ）、移相器９１３−Ｎ_０−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０では（θ_ｉ’，φ_ｊ’））などの取得方法は本願発明の特徴に直接関係ないために省略するが、非特許文献１などの従来技術により取得可能である。

［見通し波が支配的な場合のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の拡張］
以上のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の説明では、主としてアクセス系での利用を想定していたために、概ねマルチパス環境であることを前提としていた。しかし、アクセス系であってもスモールセル基地局が上方に設置され、見下ろす格好で概ね見通しが確保できる場合には、非マルチパス環境での運用が余儀なくされる場合がある。特にバックホール回線の場合にはそれが顕著で、所謂、ライス係数Ｋが１０ｄＢ以上となる、見通し波成分の１／１０以下程度しかマルチパス成分が伴わない環境での利用が想定される。この場合、第１特異値に相当する回線利得と第２特異値以上に相当する回線利得差が２０ｄＢ、ないしはそれ以上となることが予想され、実質的に２ストリーム以上の空間多重伝送は非効率となることが予想される。

この様な環境では、非特許文献２に示される様に、第１特異値に対応する回線利得の効率の高さを活用して、全アンテナ素子を複数のセットに分割し、セット毎にサブアレー構成をとることが有効になる。そして、そのサブアレーを空間的に離して設置することで、サブアレー間の相関を低下させ、第１特異値に対応した伝送を低相関で並列伝送することが有効になる。また、同様に非特許文献３では、ここでのサブアレーのアンテナ開口長が狭く、見通し波が支配的で十分にサブアレー内の各アンテナ素子間の相関が強い場合、各アンテナ素子の送受信ウエイトは周波数依存性を持たない定数として扱うことが可能であり、この場合には時間軸上のサンプリングデータ単位でウエイトの乗算が可能であるという「時間軸ビームフォーミング技術」が提案されている。

これは、素子間隔が狭くアンテナ素子の相関が強い場合、アンテナ素子毎の相対的なチャネル情報（ある基準となるアンテナ素子でのチャネル情報に対するチャネル情報の相対値であり、具体的には基準アンテナ素子の第ｋ周波数成分のチャネル情報の複素位相をψ_ｒｅｆ ^（ｋ）とした場合に、各アンテナ素子にＥｘｐ｛−ｊψ_ｒｅｆ ^（ｋ）｝を乗算して得られる情報）の複素位相の周波数依存性は、概ね一定となっていることに起因した方式である。例えば受信時においては、これらの各アンテナ素子の受信信号を複素位相が同位相になる様に信号合成するための受信ウエイトの複素位相は、全周波数帯域において概ね一定となっており、全周波数帯で同一の定数の受信ウエイトを用いることが可能となる。一般に、周波数軸上で定数となる関数をフーリエ変換するとδ関数になるため、周波数軸の受信ウエイトをＩＦＦＴにより時間軸上に変換したウエイトは、ｔ＝０の成分のみを考慮すればよいことになる。つまり、遅延波成分を考慮した信号処理が不要であることから、アナログ・ベースバンドの受信信号をＡ／Ｄ変換器でサンプリングしたサンプリングデータに、直接、アンテナ素子毎の所定の係数である時間軸受信ウエイトを乗算すれば、受信信号をＦＦＴ処理などにより一度も周波数軸上の信号に変換することなく、完全に時間軸の信号処理だけで指向性形成を実現することが可能になる。

時間軸ウエイトとして乗算する複素位相の回転のための係数は以下の式（１）〜式（３）により求められる。

上記の式において、Ｓ_ｉ（ｎ）は、受信したトレーニング信号の中で、第ｉアンテナの第ｎサンプルのサンプリングデータを表し、Ｓ_ｉ（ｎ）^＊は、Ｓ_ｉ（ｎ）の複素共役を表す。Ｎ_ＦＦＴは所定の周期性を想定し、例えばＯＦＤＭのＦＦＴポイント数の様な相関検出において意味を持つ周期性の値を示す。ψ_ｊは時間軸ビームフォーミングで実施する（受信側の）複素位相の回転量である。関数ａｎｇｌｅ（ｘ）は複素数ｘの複素位相を表す関数であり、ｘの実数部とｘの虚数部の比及び実部と虚部の符号により定まる値である。また、式（１）における相関演算においては所定の周期性としてＯＦＤＭ信号の場合にはＦＦＴポイント数であるＮ_ＦＦＴサンプルに渡り相関演算を行うとしたが、例えばＮ_ＦＦＴの整数倍であっても周期性は維持される様に、その他のサンプル数に渡る相関演算を行っても構わない。

ここで式（２）より明らかな様に、上記式（１）で与えられる複素係数ｃ_ｊの複素位相と、上記式（２）で与えられる時間軸ウエイトｗ_ｊの複素位相は符号が反転したものとなっている。この意味で、後述する本発明の実施形態において、相対的なチャネル情報に対応する式（１）で与えられる複素係数ｃ_ｊの複素位相を求めることと、時間軸ウエイトｗ_ｊの複素位相を求めることは等価である。

図２６は、非特許文献３に記載の従来技術における時間軸ビームフォーミングを用いた無線局装置の構成例（サブアレー分離型）を示す機能ブロック図である。同図に示す無線局装置は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎとを備える。ベースバンド信号処理回路１４０は、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ（ＭＯＤ＃１〜ＭＯＤ＃Ｎ）と、信号分離回路１４１と、復調器１３０−１〜１３０−Ｎ（ＤＥＭ＃１〜ＤＥＭ＃Ｎ）とを備える。送受信信号処理回路９２９−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−ｎと、Ｄ／Ａ変換器９２２−ｎ−１〜９２２−ｎ−Ｍと、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍと、ダウンコンバータ（ＤＣ）９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍと、Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍと、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−ｎと、ＴＤＤスイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）９２７−ｎとを備える。ＴＤＤスイッチ９２７−ｎは、アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍと接続される。ここでＮは空間多重を行う際の多重数（ストリーム数）に相当し、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎは全体でＮ系統分だけ実装されている。またＭは、各送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎに実装されるサブアレーのアンテナ素子数を表している。図２５の説明では全アンテナ素子数をＭ_０としていたが、ここではアンテナ全体をサブアレー構成としているので個々のサブアレーのアンテナ素子数は異なる値Ｍと標記した。

ここで送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎ（送受信信号処理回路９２９−ｎにはサブアレーのアンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍが付随している）は、非特許文献２の様に空間的に離して設置することが想定されている。また、ベースバンド信号処理回路１４０は、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎそれぞれと有線接続され、この有線上でデジタル・ベースバンド信号が転送されている。また、図２５の場合と同様に、ここには図示していない全体の制御回路がベースバンド信号処理回路１４０上に実装され、フレーム周期や送受信タイミングを管理し、ここでＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎの切り替えもここで管理される。

さらに時間軸ビームフォーミング技術では、基本的に時間軸での信号処理を前提とするが、ＯＦＤＭ変調方式の様に周波数軸上の信号を形成する場合でもＦＦＴ処理及びＩＦＦＴ処理により周波数軸上の信号は時間軸上の信号に変換可能であり、この時間軸信号への信号処理の実施により、シングルキャリア伝送と共にＯＦＤＭ変調方式でも同様に時間軸ビームフォーミング技術を適用可能である。ただし、図２５では周波数軸上の信号処理を想定し、ＩＦＦＴ処理のためのＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路９０３−１〜９０３−Ｎ_０とＦＦＴ処理のためのＧＩ除去＆ＦＦＴ回路９０８−１〜９０８−Ｎ_０とを、変調器９０１−１〜９０１−Ｎ及び復調器９１０−１〜９１０−Ｎとは分離して表記していたが、ここでは周波数軸上の信号処理を前提としないため、図２６では仮にＯＦＤＭ変調方式などを用いる場合であっても、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−Ｎ（または信号分離回路１４１）内部にＦＦＴ処理及びＩＦＦＴ処理の機能が含まれているものと見做し、これらの表記は省略することとした。したがって、ＯＦＤＭ変調方式やシングルキャリア伝送の如何にかかわらず、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−Ｎからの入出力信号は時間軸上の信号であるものとする。また、信号分離回路１４１では各信号系列間の信号分離を行うが、ここでは時間軸での信号分離を行うことも可能であるし、一旦、ＦＦＴにより周波数軸の信号に変換し、周波数軸で周波数依存性のある信号分離を実施しても構わない。この意味で、復調器１３０−１〜１３０−Ｎへの入力は、時間軸の信号である場合と周波数軸の信号である場合が想定されるが、ここでは簡単のために時間軸での信号を入力するものとして説明する。

具体的な信号の流れは以下の通りである。まず信号の送信について説明する。変調器１２０−１〜１２０−Ｎは、それぞれで空間多重を行う各ストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号を生成し、それぞれを時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎに入力する。時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、変調器１２０−ｎから入力されたデジタル信号を、送受信信号処理回路９２９−ｎで指向性形成するためのサブアレーの各アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍに対応した送信ウエイトを乗算したデジタル信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器９２２−ｎ−１〜９２２−ｎ−Ｍは、送信ウエイトが乗算されたデジタル信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍは、アナログ・ベースバンド信号を無線周波数帯の信号に変換する。送信時において、ＴＤＤスイッチ９２７−ｎは、アップコンバータ９２３−ｎ−ｍ（ｍは１以上Ｍ以下の整数）をアンテナ素子９２８−ｎ−ｍに接続する。各アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍからは、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍから入力されたそれぞれの信号が送信され、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎ毎に指向性ビームが形成される。

次に信号の受信について説明する。アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はＴＤＤスイッチ９２７−ｎを介してダウンコンバータ９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍに入力される。ダウンコンバータ９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍは、無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍは、アナログ・ベースバンド信号を、デジタル・ベースバンド信号に変換する。このデジタル・ベースバンド信号は時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−ｎに入力される。時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−ｎは、入力された信号それぞれに、各アンテナ素子９２８−ｎ−１〜９２８−ｎ−Ｍに対応した受信ウエイトを乗算し、受信ウエイト乗算後の信号を加算合成してそれぞれ１系統の信号系列に変換する。すなわち、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎにより、合計でＮ系統の信号系列（ストリーム）に変換され、これらの信号は信号分離回路１４１に入力される。信号分離回路１４１は、各ストリーム間のクロストーク成分を抑圧して信号分離を行い、この分離された信号を対応する復調器１３０−１〜１３０−Ｎに入力する。復調器１３０−１〜１３０−Ｎは、所定の信号検出処理により、データを再生して出力する。

信号分離回路１４１で行うクロストーク成分の抑圧は、時間軸上で実施することも可能であるし、一旦、ＦＦＴ処理により周波数軸信号に変換して周波数軸上で実施することも可能である。ないしは、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎで行う信号処理のみで済ませ、信号分離回路１４１では特に何も処理を行わなくてもよい。ただしいずれにしても、ここでの信号分離の方法の詳細は本願に直接関係ないために省略する。

また、時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎで用いる時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎで用いる時間軸受信ウエイトのそれぞれは、ここでは図示していない時間軸送受信ウエイト取得手段において取得する。そして、同様にここでは図示していない制御回路が、そこで用いる時間軸送受信ウエイトの値を管理する。例えば、通信相手となる無線局が送信したトレーニング信号に対し、Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍで取得したサンプリングデータを基に、所定のサンプル数に渡り基準アンテナ素子（例えば９２８−ｎ−１）とのアンテナ素子間の相関値を求め、この複素位相を基に定めてもよい。時間軸受信ウエイトと時間軸送信ウエイトの複素位相の値は、ここでは図示していないパワーアンプとローノイズアンプなどの複素位相の回転量が個々のアンプで異なるため一般には一致しないが、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法を用いることで、時間軸受信ウエイトから時間軸送信ウエイトへの変換は可能である。この様にして取得した送受信ウエイトを対応する無線局装置毎にメモリに記憶しておく。そして、送信時及び受信時にはこれらの送受信ウエイトの値を基に時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎ、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎにてウエイトの乗算を行うことになる。

図２７は、非特許文献３に記載の従来技術における時間軸ビームフォーミングを用いた無線局装置の構成例（サブアレー共用型）を示す機能ブロック図である。同図において、図２６と共通の機能には同一の図番号を付与している。同図において、無線局装置９４２は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎと、分配結合器（ＨＹＢ）９４１−１〜９４１−Ｍと、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍとを備える。図２６では、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎは、サブアレー毎に空間的に分離した場所に設置することを想定して異なる筐体に収容され、別筐体のベースバンド信号処理回路１４０との間で有線接続されている構成を示した。一方、図２７では、全ての送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎとベースバンド信号処理回路１４０を同一筐体の無線局装置９４２として構成し、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍを全体で共用している。このため、例えば送信時においては各送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−ＮのＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎからの信号を分配結合器９４１−１〜９４１−Ｍで合成し、合成された信号をアンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍから送信する。同様に受信時には、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍのそれぞれが受信した信号を分配結合器９４１−１〜９４１−Ｍにより分配する。つまり、分配結合器９４１−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は、アンテナ素子９２８−ｍが受信した信号を、ＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎに分配して入力する。これ以外の信号処理は全て図２６と図２７で共通である。

同様に、図２８は、非特許文献３に記載の従来技術における時間軸ビームフォーミングを用いた無線局装置の別の構成例（サブアレー共用型）の機能ブロック図である。同図において、図２７に示す無線局装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。同図に示す無線局装置９４５は、ベースバンド信号処理回路１４０と、時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎと、加算合成器９４３−１〜９４３−Ｍと、Ｄ／Ａ変換器９２２−１〜９２２−Ｍと、アップコンバータ９２３−１〜９２３−Ｍと、ダウンコンバータ９２４−１〜９２４−Ｍと、Ａ／Ｄ変換器９２５−１〜９２５−Ｍと、複製器９４４−１〜９４４−Ｍと、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎと、ＴＤＤスイッチ９２７と、アンテナ素子９２８−１〜９２８−Ｍとを備える。

図２７では、送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎをサブアレー毎に個別に実装したが、Ｄ／Ａ変換器９２２−ｎ−１〜９２２−ｎ−Ｍ、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍ、ダウンコンバータ９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍ、Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍ、ＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎはそれぞれ共通化可能である（ｎ＝１，…，Ｎ）。そこで、図２８では時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎ（全体でＮ面が実装されている）で生成したＮ系統のデジタル・ベースバンド信号をサンプリングデータ単位で加算合成器９４３−１〜９４３−Ｍで加算合成し、それぞれを１系統に集約したものをＤ／Ａ変換器９２２−１〜９２２−Ｍにてデジタル信号からアナログ信号に変換する。同様に受信側では、複製器９４４−１〜９４４−Ｍは、Ａ／Ｄ変換器９２５−１〜９２５−Ｍで生成したデジタル・ベースバンド信号をサンプリングデータ単位でＮ系統の信号に複製し、複製された信号を時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎ（全体でＮ面が実装されている）に入力する。時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎのそれぞれは、入力された信号に受信ウエイトを乗算し、その結果を加算合成することでそれぞれ１系統の信号に変換する。すなわち、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎにより、合計Ｎ系統の信号に変換され、これらの信号は信号分離回路９４１に入力される。

これにより、Ｄ／Ａ変換器９２２−ｎ−１〜９２２−ｎ−Ｍの重複実装、アップコンバータ９２３−ｎ−１〜９２３−ｎ−Ｍの重複実装、ダウンコンバータ９２４−ｎ−１〜９２４−ｎ−Ｍの重複実装、Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍの重複実装、ＴＤＤスイッチ９２７−１〜９２７−Ｎの重複実装を避け、回路規模の縮小と消費電力等の削減につなげている。

ここで実際の運用においては、図２６に示す無線局装置と、図２７又は図２８に示す無線局装置とが対向して通信を行う。例えば、基地局装置については、ビル屋上の様に設置自由度があり、複数個所にサブアレーを設置可能である。一方で、端末局装置側は、ビル壁面などの設置に関する制約が大きい場合、図２６を基地局装置、図２７又は図２８を端末局装置とする構成により、端末局装置はサブアレーをひとつのアレーアンテナで共用する形で設置自由度を高めることが可能である。あるいは、例えば端末局装置当たりの伝送容量が空間多重を必要としない程度であれば、図２７又は図２８を基地局装置、図２６を送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎのうち１系統のみ（例えば、図２６の送受信信号処理回路９２９−１のみ）を実装した端末局装置とすることを想定し、複数の端末局装置と一つの基地局装置とによりマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行う構成とすることも可能である。

なお、図２５と図２６、図２７及び図２８との対応に関しては、例えば図２５の移相器９１３−１−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０で行う複素位相の回転量をψ_α（αは移相器９１３−１−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０に対する識別番号に相当）とするならば、時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎ、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎが、対応するアンテナ素子の信号系列に対しＥｘｐ｛ｊψ_α｝を乗算することに相当する。つまり、図２５では各アンテナ素子から送受信する信号をアナログ回路（すなわち移相器９１３−１−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０）で変換処理していたのに対し、図２６、図２７及び図２８では各アンテナ素子から送受信する信号をデジタル回路（すなわち時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−１〜９２１−Ｎ、時間軸受信ウエイト乗算回路９２６−１〜９２６−Ｎ）で変換処理することに相当する。これにより、図２５ではＡ／Ｄ変換器９０７−１〜９０７−Ｎ_０及びＤ／Ａ変換器９０４−１〜９０４−Ｎ_０の数を抑えることが可能であるという利点を備える一方、図２６、図２７及び図２８では、非特許文献３に記載の通り、指向性形成の分解能を高めると共に、簡易で効率的なチャネル情報のフィードバックが可能であるという利点を備えている。

なお、移相器による位相回転は、通常はデバイス上で位相回転量に相当する遅延線を選択的に経由させることで位相回転を与える。そのため、絶対値としてｘの位相回転を与えると、信号としては位相ｘに相当する遅延に伴い複素位相回転量はマイナスの位相回転（遅延）が行われることになり、符号の整合性が取れない。しかし、以降の説明では便宜上、信号として係数Ｅｘｐ｛ｊψ_α｝の乗算に相当する位相回転を移相器で与える場合に「移相器で行う複素位相の回転量をψ_α」と呼ぶことにする。

［チャネル情報フィードバックにおけるキャリブレーション技術］
一般に、送信側において複数アンテナ素子を用いて指向性形成を行う場合には、上述の非特許文献１から非特許文献３までの技術も含めてＭＩＭＯチャネルのチャネル情報のフィードバックが必要である。この際、アンテナ素子数が膨大になるとフィードバックすべきチャネル情報の情報量が膨大となるために、様々な工夫が必要となる。上述の様なＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯシステムにおいては、送信方向のフォワードリンクのチャネル情報を取得するために、受信方向のリバースリンクのチャネル情報を用い、受信時に用いるローノイズアンプ等の回路によって生じる受信信号の複素位相の回転量と、送信時に用いるハイパワーアンプ等の回路によって生じる送信信号の複素位相の回転量との関係を換算し、リバースリンクのチャネル情報に所定のキャリブレーション係数を乗算することでフォワードリンクのチャネル情報を取得することが可能である。一般に、これらの技術は、インプリシットフィードバック技術として知られている（例えば、非特許文献４参照）。以下にキャリブレーション処理の詳細を示す。

実際の無線通信装置では、送信側の信号処理において、送信の直前にハイパワーアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ハイパワーアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ハイパワーアンプ内で複素位相がハイパワーアンプごとに異なる値で回転する場合がある。同様に、受信側の信号処理において、受信の直後にローノイズアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ローノイズアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ローノイズアンプ内で複素位相がローノイズアンプごとに異なる値で回転する場合がある。場合によっては、この増幅率及び位相回転量には周波数依存性が伴うこともある。増幅率及び複素位相の回転量の個体差が無視できないほどに大きい場合には、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定する際に、キャリブレーション処理を施す必要がある。この増幅率及び位相回転量の誤差は時間的にはほぼ安定しているため、増幅率及び位相回転量の誤差を事前に測定しておき、誤差の影響をキャンセルするための係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報に換算する。以下の説明では、複数のアンテナ素子を備える基地局装置側で行うキャリブレーション処理を中心に説明を行うが、同様のことは端末局装置側においても可能であり、一般的な無線局装置共通の説明である。

先の説明において、ハイパワーアンプやローノイズアンプ（厳密にはその他のフィルタ等の回路を含めた送信系及び受信系の回路等）により、振幅や複素位相が変化する場合がある。この場合、振幅や複素位相の変化に応じた補正をするためのキャリブレーション係数を事前に取得しておき、これを補正に用いると説明した。キャリブレーション処理は、公知の技術を用いても構わないが、以下にキャリブレーション処理の一例を説明する。

図２９は、アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。同図において、符号９５５−１〜９５５−３は無線モジュールを示し、符号９５１−１〜９５１−３はハイパワーアンプ（ＨＰＡ）を示し、符号９５２−１〜９５２−３はローノイズアンプ（ＬＮＡ）を示し、符号９５３−１〜符号９５３−３はＴＤＤスイッチを示し、符号９５４−１〜９５４−３はアンテナ素子を示している。

ここでは、キャリブレーション技術の説明のために、無線局装置内でチャネル情報に影響を与える機能のみを抽出したため、図示した以外の構成は省略した。そのため、無線モジュール９５５−１〜９５５−３の構成については、便宜上、ハイパワーアンプ９５１−１〜９５１−３、ローノイズアンプ９５２−１〜９５２−３、ＴＤＤスイッチ９５３−１〜９５３−３、アンテナ素子９５４−１〜９５４−３のみを示したが、これらの後段（前段）にはアップコンバータやダウンコンバータなどの機能が実装されている。また、例えば複数アンテナを備えた無線局装置が無線モジュール９５５−１〜９５５−２をひとつの筐体の中に複数実装している場合を想定し、無線モジュール９５５−３はこれと対抗して通信する無線局装置のひとつのアンテナ素子に対応した無線モジュール９５５−３を抽出して説明する図に相当する。また、信号がハイパワーアンプ９５１−１〜９５１−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺ_{ＨＰＡ＃１}（ｆ_ｋ）、Ｚ_{ＨＰＡ＃２}（ｆ_ｋ）、Ｚ_{ＨＰＡ＃３}（ｆ_ｋ）変化するものとする。また、信号がローノイズアンプ９５２−１〜９５２−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺ_{ＬＮＡ＃１}（ｆ_ｋ）、Ｚ_{ＬＮＡ＃２}（ｆ_ｋ）、Ｚ_{ＬＮＡ＃３}（ｆ_ｋ）変化するものとする。ここでは一般的な条件として周波数依存性があるものとし、第ｋ周波数成分に対する周波数「（ｆ_ｋ）」の表記を行っている。

ここで、例えば、無線モジュール９５５−１及び無線モジュール９５５−２から試験用の無線モジュール９５５−３に信号を送信する場合のチャネル情報について説明する。ここでは、無線モジュール９５５−１のアンテナ素子９５４−１と、無線モジュール９５５−３のアンテナ素子９５４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ_１（ｆ_ｋ）で表され、無線モジュール９５５−２のアンテナ素子９５４−２と無線モジュール９５５−３のアンテナ素子９５４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ_２（ｆ_ｋ）で表されている。

このとき、実際に無線モジュール９５５−１から無線モジュール９５５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ_１（ｆ_ｋ）にハイパワーアンプ９５１−１の通過に伴う変化を示す係数Ｚ_{ＨＰＡ＃１}（ｆ_ｋ）、及びローノイズアンプ９５２−３の通過に伴う変化を示す係数Ｚ_{ＬＮＡ＃３}（ｆ_ｋ）が乗算された値として観測される。同様に、無線モジュール９５５−２から無線モジュール９５５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ_２（ｆ_ｋ）にハイパワーアンプ９５１−２の通過に伴う変化を示す係数Ｚ_{ＨＰＡ＃２}（ｆ_ｋ）、及びローノイズアンプ９５２−３の通過に伴う変化を示す係数Ｚ_{ＬＮＡ＃３}（ｆ_ｋ）が乗算された値として観測される。したがって、無線モジュール９５５−１から無線モジュール９５５−３へのチャネルは、Ｚ_{ＨＰＡ＃１}（ｆ_ｋ）・ｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃３}（ｆ_ｋ）で表される。また、無線モジュール９５５−２から無線モジュール９５５−３へのチャネルは、Ｚ_{ＨＰＡ＃２}（ｆ_ｋ）・ｈ_２（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃３}（ｆ_ｋ）で表される。このため、無線モジュール９５５−１と無線モジュール９５５−２との間では、チャネル情報ｈ_１（ｆ_ｋ）とｈ_２（ｆ_ｋ）の差に加えて、相対的にＺ_{ＨＰＡ＃２}（ｆ_ｋ）／Ｚ_{ＨＰＡ＃１}（ｆ_ｋ）の差が発生する。

この状況は受信側においても同様であり、無線モジュール９５５−３から送信された信号を無線モジュール９５５−１にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ_１（ｆ_ｋ）にハイパワーアンプ９５１−３の通過に伴う変化を示す係数Ｚ_{ＨＰＡ＃３}（ｆ_ｋ）と、ローノイズアンプ９５２−１の通過にともなる変化を示す係数Ｚ_{ＬＮＡ＃１}（ｆ_ｋ）とが乗算された値として観測される。同様に、無線モジュール９５５−３から送信された信号を無線モジュール９５５−２にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ_２（ｆ_ｋ）にハイパワーアンプ９５１−３の通過に伴う変化を示す係数Ｚ_{ＨＰＡ＃３}（ｆ_ｋ）と、ローノイズアンプ９５２−２の通過に伴う変化を示す係数Ｚ_{ＬＮＡ＃２}（ｆ_ｋ）とが乗算された値として観測される。したがって、無線モジュール９５５−３から無線モジュール９５５−１へのチャネルは、Ｚ_{ＨＰＡ＃３}（ｆ_ｋ）・ｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃１}（ｆ_ｋ）で表される。また、無線モジュール９５５−３から無線モジュール９５５−２へのチャネルは、Ｚ_{ＨＰＡ＃３}（ｆ_ｋ）・ｈ_２（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃２}（ｆ_ｋ）で表される。このため、無線モジュール９５５−１と無線モジュール９５５−２との間では、チャネル情報ｈ_１（ｆ_ｋ）とｈ_２（ｆ_ｋ）の差に加えて、相対的にＺ_{ＬＮＡ＃２}（ｆ_ｋ）／Ｚ_{ＬＮＡ＃１}（ｆ_ｋ）の差が発生する。

ここで再度整理すると、左側の無線局装置におけるリバースリンクに対応する無線モジュール９５５−３から送信された信号を無線モジュール９５５−１にて受信する場合のチャネル情報はｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＨＰＡ＃３}（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃１}（ｆ_ｋ）となる。また、フォワードリンクに対応する無線モジュール９５５−１から送信された信号を無線モジュール９５５−３にて受信する場合のチャネル情報はｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＨＰＡ＃１}（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃３}（ｆ_ｋ）である。無線モジュール９５５−１のキャリブレーション係数は以下の式（４）で与えられる。

同様に、左側の無線局装置におけるリバースリンクに対応する無線モジュール９５５−３から送信された信号を無線モジュール９５５−２にて受信する場合のチャネル情報はｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＨＰＡ＃３}（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃２}（ｆ_ｋ）となる。また、フォワードリンクに対応する無線モジュール９５５−２から送信された信号を無線モジュール９５５−３にて受信する場合のチャネル情報はｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＨＰＡ＃２}（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃３}（ｆ_ｋ）である。無線モジュール９５５−２のキャリブレーション係数は以下の式（５）で与えられる。

ここで、例えば無線モジュール９５５−１〜９５５−２で取得されるリバースリンクにおけるチャネル情報はそれぞれｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＨＰＡ＃３}（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃１}（ｆ_ｋ）及びｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＨＰＡ＃３}（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃２}（ｆ_ｋ）であるが、これにキャリブレーション係数Ｃ_１（ｆ_ｋ）及びＣ_２（ｆ_ｋ）を乗算すると、ｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＨＰＡ＃１}（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃３}（ｆ_ｋ）及びｈ_１（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＨＰＡ＃２}（ｆ_ｋ）・Ｚ_{ＬＮＡ＃３}（ｆ_ｋ）となる。

実運用時において、実際の通信相手の無線モジュールが無線モジュール９５５−３とは異なる場合には、厳密にはこのキャリブレーション係数を乗算して得られるフォワードリンクのチャネル情報の推定値は、フォワードリンクのチャネル情報そのものとは異なる値を示すことになる。しかし、その場合でも無線モジュール９５５−１と無線モジュール９５５−２に関する真のフォワードリンクのチャネル情報に対し、共通の係数が乗算された値と上述の推定値が一致することになり、指向性形成においては全アンテナ素子に共通の定数が乗算されていても影響ないことを考慮すれば、チャネル情報のフィードバックとしては問題ない。

また、上記の説明では着目する無線局装置が送信する側をフォワードリンク、受信する側をリバースリンクとして説明したが、着目する無線局装置が基地局装置の場合には、通常、フォワードリンクのことをダウンリンク、リバースリンクのことをアップリンクと呼ぶ。同様に、着目する無線局装置が端末局装置ないしは中継局装置の場合には、通常、フォワードリンクのことをアップリンク、リバースリンクのことをダウンリンクと呼ぶ。

須山 聡、小原 辰徳、シン キユン、奥村 幸彦，「高周波数帯ハイブリッドビームフォーミングを用いたMassive MIMOにおけるアナログビームフォーミング構成の影響」，信学技報，一般社団法人 電子情報通信学会，2015年3月，vol.114，no.490，RCS2014-337，p.213-218 太田 厚、新井 拓人、白戸 裕史、丸田 一輝、岩國 辰彦、飯塚 正孝，「第１固有モードの並列伝送を用いた見通し環境ミリ波帯空間多重伝送技術〜方式提案と基本特性評価結果〜」,信学技報，一般社団法人 電子情報通信学会，2015年8月，vol.115，no.181，RCS2015-144，p.73-78 太田 厚、白戸 裕史、丸田 一輝、新井 拓人、岩國 辰彦、飯塚 正孝，「見通し環境Massive MIMOにおける第１固有モード伝送の有効利用」，信学技報，一般社団法人 電子情報通信学会,2015年11月，vol.115，no.288，RCS2015-239，p.293-298 福園 隼人、村上 友規、工藤 理一、鷹取 泰司、溝口 匡人，「下りマルチユーザMIMO-OFDMシステムにおけるインプリシットフィードバックの実験評価」，信学技報，一般社団法人 電子情報通信学会，2013年11月，vol.113，no.301，RCS2013-187，p.79-84

以上説明してきたミリ波帯などの高周波数帯を用いた無線伝送システムにおいては、以下に示すように、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器、ならびに、アップコンバータ及びダウンコンバータに関する課題が存在する。

上述の「見通し波が支配的な場合のＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術の拡張」において説明した時間軸ビームフォーミング技術では、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、アップコンバータ、ダウンコンバータがアンテナ素子数分だけ必要になる。また、図２７に示した構成例では、これらがアンテナ素子数×ストリーム数分だけ必要になる。一般に、広帯域故に非常にクロック速度の高い環境で利用されるＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器は消費電力が大きくなる傾向があり、その結果、発熱量も無視できないレベルになる。発熱量が大きな装置の場合、その熱を放熱するための放熱板などが必要になり、これらは発熱量に比例した大きさが物理的に必要になる。また、回路そのものの設計上の要請に加えて運用時に見込まれる発熱量に対する放熱処理の必要性から、定常的に電力を消費するＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器自体も小型化は困難になり、大型化する。

もともと、ミリ波帯の利用を想定したシステムにおいては、アンテナ素子自体は周波数が高まるに従い波長が短くなり、この波長に比例する形でアンテナ素子単体のサイズも小さくすることが可能である。例えば、アンテナ素子のサイズを波長に対して十分に小さく設計可能であり、そのアンテナ素子を１／２波長程度で並べる場合、アンテナ素子数が大きくても全体のアレーアンテナのサイズを小さく設計することが可能になる。例えば、Ｅバンドを想定して中心周波数が８０ＧＨｚであるとすると、１波長は３．７５ｍｍになる。仮に１波長間隔、且つ、正方アレー構造で１６×１６＝２５６素子のアレーアンテナを構成すると、アレーアンテナ全体のサイズは６ｃｍ×６ｃｍ程度の大きさに収まることになる。しかし、このサイズでの実装を実現するためには、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器自体も１波長である３．７５ｍｍ角以下に収まる構成とし、且つ、運用時に見込まれる発熱量に対する放熱のためのヒートシンクもこの中に納めなければならない。これが出来なければ、実際のアレーアンテナのサイズはＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器のサイズ、及びその放熱のヒートシンクのサイズなどに依存することになる。例えば、帯域幅が１ＧＨｚもの広帯域信号を扱うのであれば、ベースバンドで行うサンプリング処理も最低でも１ＧＨｚ以上の超速度で実施する必要がある。速度が速くなれば消費電力が高まり、発熱量も大きくなり、結局のところは小型化を実現することが出来ない。この様に、高周波数帯故に小型化が可能なＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術にもかかわらず、消費電力の大きさに起因して小型化が図れない事態になる。この様な理由から、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器で消費される電力の低減は大きな課題である。

さらには、消費電力に加えて超高速のＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器は、値段的にも高価となるため、アンテナ素子数が１００本単位となれば、なおさらコスト低減のためにＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の総数を減らすことが求められる。これは、アップコンバータ及びダウンコンバータに関しても同様で、アンテナ素子数分のアップコンバータ及びダウンコンバータの実装はコストの増大に繋がる。また、アップコンバータ及びダウンコンバータに入力するローカル発振器は指向性形成のために複素位相の不確定性を排除する必要があるため、ローカル信号の共用化が求められる。これらの高周波信号をアンテナ素子毎に膨大な数を分配することによる損失や、各系統間での相互予被干渉などの影響も無視できない。特に、各系統間の相互予被干渉を回避するためには、それぞれの系統の信号を物理的な距離を隔離することが理想的だが、そのためには更にアレーアンテナの物理的なサイズの大規模化に繋がる。

したがって、各無線局装置のアレーアンテナをより小型に構成するためには、時間軸ビームフォーミングを活用する場合においても、可能な限り実装するＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器で消費される電力を低減する必要がある。

また、上述のように、高周波数帯を用いたＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術では、波長の短さ故にアンテナサイズを物理的に小型化し、装置全体のサイズを小さくすることが可能になる。この際、例えば送受信アンテナを共用しながら、ＴＤＤスイッチなどで送信系と受信系を切り替えて利用する際にＴＤＤスイッチでは送信信号が受信系に漏れこむことを避けて、十分なアイソレーションを確保する必要がある。しかし、装置の規模が小型化すると、ＴＤＤスイッチもシンプルな構成にする必要に迫られる。送受信系間のアイソレーションを確保するためには、スイッチを多段にしてアイソレーションをかせぐ方法もあるが、これでは多段のスイッチ分の物理的なサイズが実装時に必要となり小型には不向きである。このような問題を回避するためには、送信アンテナと受信アンテナを物理的に分けることが想定されるが、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合には、インプリシットフィードバックを行う上でのチャネルの対称性が破れることになるため、インプリシットフィードバックが利用できなくなってしまうという問題があった。

上記事情に鑑み、本発明は、小型化及び低コスト化を図るとともに、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合であってもインプリシットフィードバックを利用することができる技術の提供を目的としている。

本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を含んで構成されるひとつまたは複数のアレーアンテナを用いて指向性を形成し、他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置であって、前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信部と、前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部と、前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子の組合せ毎の相関を算出する相関算出部と、前記相関算出部で算出した前記アレーアンテナ毎の情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する回転量予測部と、前記回転量予測部で予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理部と、前記第１の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で付与する第１の位相回転部と、前記第１の位相回転部からの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てのアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成部と、前記信号合成部により合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生部と、を備える無線通信装置である。

本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記第１の位相回転部は、前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上で複素位相を所定の値だけ回転させ、前記信号合成部は、アナログ信号上で受信に用いた全てのアンテナ素子に亘りアナログ信号の前記受信信号を合成する。

本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記他の無線通信装置が送信した信号に対して、前記アンテナ素子毎にデジタル信号上又はアナログ信号上で複素位相を所定の値だけ回転させる前記第１の位相回転部と共通化された、又は、独立した第２の位相回転部と、前記相関算出部で算出した情報あるいは前記回転量予測部で予測された情報、又は、該情報に所定のキャリブレーション処理を実施して得られる新たな複素位相回転量に関する情報のいずれかに基づいて、前記第２の位相回転部で与えるべき複素位相の回転量を算出する第２の回転量算出部と、前記第２の回転量算出部で算出された複素位相に基づいて、前記第２の位相回転部が与える複素位相の回転量を管理する第２の位相回転量管理部と、前記他の無線通信装置宛てのデジタル信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号生成部が生成した送信信号をデジタル信号上又はアナログ信号上で前記アンテナ素子毎に分岐させる信号分配部と、前記第２の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を前記第２の位相回転部に設定し、前記第２の位相回転部にて前記信号分配部で分岐した信号に所定の複素位相回転を施した後の信号を、無線周波数のアナログ信号として前記アンテナ素子を介して送信する信号送信部と、さらに備える。

本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記信号合成部と前記信号分配部とを共用し、かつ、共用される各機能部と前記信号再生部又は前記送信信号生成部との接続を時間的に切り替える時分割接続切り替え部をさらに備え、前記第１の位相回転部と前記第２の位相回転部を共通化し、前記第１の位相回転量管理部と前記第２の位相回転量管理部を共用する。

本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記信号合成部と前記信号分配部とが個別独立であり、かつ、前記第１の位相回転部と前記第２の位相回転部とが個別独立である。

本発明の一態様は、複数のアンテナ素子を含んで構成されるひとつまたは複数のアレーアンテナを用いて指向性を形成し、他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置が実行する無線通信方法であって、前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信ステップと、前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選択される基準となるアンテナ素子と、他のアンテナ素子の組合せ毎の相関を算出する相関算出ステップと、前記相関算出ステップにおいて算出した前記アレーアンテナ毎の情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する回転量予測ステップと、前記回転量予測ステップにおいて予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理ステップと、前記第１の位相回転量管理ステップによって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で付与する第１の位相回転ステップと、前記第１の位相回転ステップからの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てのアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成ステップと、前記信号合成ステップにおいて合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生ステップと、を有する無線通信方法である。

本発明により、小型化及び低コスト化を図るとともに、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合であってもインプリシットフィードバックを利用することが可能となる。

本発明の実施形態における無線局装置の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における無線局装置の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における通信システムの構成例を示す図である。 同実施形態における送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。 第２の実施形態における無線局装置の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における無線局装置の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。 第３の実施形態における直線状にアンテナ素子が配置されたリニアアレーにおけるチャネル情報予測の概要を示す図である。 同実施形態における平面状に構成されたアレーアンテナの具体例を示す図である。 同実施形態における平面状に構成されたアレーアンテナの具体例を示す図である。 同実施形態における平面状に構成された正方アレーアンテナの具体例を示す図である。 同実施形態における平面状に構成された正方アレーアンテナの具体例を示す図である。 同実施形態における平面状に構成された正方アレーアンテナの具体例を示す図である。 同実施形態における平面状に構成された送受信が分離されたアレーアンテナの具体例を示す図である。 同実施形態における平面状に構成された送受信が分離されたアレーアンテナの具体例を示す図である。 同実施形態における複素位相の回転量の予測に用いるアンテナパターンの例を示す図である。 同実施形態における送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態における送受信信号処理回路の構成例を示す機能ブロック図である。 同実施形態におけるデジタル信号処理を用いた送受信信号処理回路の別の構成例を示す機能ブロック図である。 従来技術における無線局装置の構成例を示す機能ブロック図である。 従来技術における無線局装置の構成例を示す機能ブロック図である。 従来技術における無線局装置の構成例を示す機能ブロック図である。 従来技術における無線局装置の構成例を示す機能ブロック図である。 従来技術におけるキャリブレーション処理を示す図である。

本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。まず最初に、本発明の実施形態の基本原理について説明する。本明細書にて用いる「時間軸」「周波数軸」と言う用語は、「時間領域」「周波数領域」と表現されることもあるが、ここでは「時間軸」「周波数軸」に統一して説明を行う。

［基本原理の概要］
時間軸ビームフォーミング技術では、例えば受信時においては送受信局間の到来波のメインパスを抽出し、その方向にアンテナ素子群の指向性利得を向けるための信号処理を行う。その際に用いる送受信ウエイトは周波数依存性を持たない定数となり、その結果、様々な点で信号処理を軽減する。ただし、デジタル的な信号処理を基本としているために、アンテナ素子毎に個別にデジタル信号処理上において送受信ウエイトを乗算し、それに付随してアンテナ系統毎に個別のＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器及びＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器を必要としていた。

しかし、周波数依存性を持たない係数の乗算処理は、例えば振幅の変化を伴わない複素位相の回転処理だけに限定すれば、必ずしもデジタル的な信号処理を必要としない。具体的には、アナログ回路である移相器を用い、アナログ信号を所定の複素位相回転に設定されたこの移相器を経由させることで、実質的にウエイトの乗算処理と等価な信号処理を実現することができる。非特許文献１では、移相器を用いて指向性制御を実現しているが、これは例えば水平／垂直方向に５度刻みで設定する所定の方向毎に、アンテナ素子毎の位相回転量の組み合わせセットを事前に定めておき、何らかの制御手順で得られたビームを向けるべき方向に合わせて、各移相器の位相回転量を設定していた。しかし、この位相回転量の組み合わせセットは事前に設定されたメニューから選択することになり、この方向毎に個別にトレーニング信号を送信しながら、最も受信レベルが高くなる方向を検索する必要があった。しかし、時間軸ビームフォーミングでは、端末局装置側から送信されるトレーニング信号を基に各アンテナ素子の位相回転量を最適化するため、指向性形成に用いる位相回転量の算出などを簡易にフィードバックすることが可能であると共に、複素位相の回転量の組み合わせセットは、事前のメニューなどを必要とせず格段に高い自由度で設定可能であった。

そこで、本発明の実施形態における無線局装置（無線通信装置）は、デジタルアシスト型のアナログビームフォーミングを採用する。すなわち、無線局装置は、各移相器で行う複素位相の回転量の算出処理をデジタル信号処理で実施し、そのデジタル信号処理的に得られた複素位相の値を用いて移相器を制御することにより、所望の複素位相を回転させてアナログ信号上で指向性形成を行う。

ここで、デジタル的な信号処理で行う時間軸ビームフォーミングの送受信ウエイトの複素位相を算出する処理は、必ずしも各アンテナ素子で同時に行う必要はない。ないしは、時間軸ビームフォーミングの送受信ウエイトの複素位相を算出する際にはデジタル的な信号処理を行ったとしても、この為の信号処理を行う時間率は、ユーザデータの送受信を行う通常の通信の時間率に比べて圧倒的に少なくなることが予想される。そこで、本実施形態の無線局装置は、これらのデジタル回路の動作を時間的に限定的に実施する。

また、時間軸ビームフォーミングは、到来波の最大強度となるパスに指向性を向ける制御に相当する。そのため、最大強度となるパスの方向からの到来波の平面波近似では、平面的に配置されたアンテナ素子から平面波の波面となる同位相となる平面へ引いた垂線の長さは経路長差となり、その経路長差は幾何学的な周期性を持ち、座標の関数で与えられることになる。また、送受信ウエイトは、その経路長差をキャンセルする複素位相の回転に対応する係数になる。

もちろん、実際にはマルチパス成分を伴う上に測定誤差も含むため、アンテナ素子毎の複素位相の回転量は綺麗な周期性から若干ずれることになる。しかし、近似的にはアンテナが配置される平面上にｘ軸、ｙ軸を設定し、アンテナ素子の座標点に対してｚ軸を複素位相の回転量として３次元表記を行い、各アンテナ素子の座標に対してその複素位相の回転量をプロットすると、全プロット点は平面波近似ではひとつの平面上に存在することになる。なお、複素位相の回転量ψは、±２π×整数を加算しても複素数Ｅｘｐ（−ｊ｛ψ±２π×整数｝）は全く等価であるため、全体のアンテナ開口が大きい場合には各アンテナ素子の座標によっては±２π×整数を加算した値として平面上に存在すると見なすべき場合もあるが、その様な複素位相のオフセットを考慮すれば、少数のアンテナ素子で複素位相の回転量を求め、残りのアンテナ素子は経路長差を基に線形補間処理で複素位相の回転量を近似的に取得することができる。

また、送信アンテナと受信アンテナを分離するようなアップリンク／ダウンリンクのチャネルの非対称性が伴う場合でも、この経路長差を考慮すれば複素位相の回転量を近似的に取得することは可能である。例えば、経路長差をΔＬ、波長をλとすれば、経路長差をキャンセルするための複素位相の回転量は（２πΔＬ／λ）で与えられる。

この際、最低３つのアンテナ素子における複素位相の回転量が求まれば、その３点を含む平面上の各アンテナ素子座標の複素位相の回転量から、残りのアンテナ素子の複素位相の回転量が算出できる。４点以上のアンテナ素子で複素位相の回転量を算出できれば、各アンテナ素子の座標と複素位相の回転量で与えられる３次元空間上の複素位相の回転量と、算出された複素位相の回転量との誤差に対する最小二乗法のアプローチで、最も２乗誤差の和の小さな平面を算出し、その平面上での各アンテナ座標に対する複素位相の回転量を求め、これを移相器に設定して対応してもよい。

また、仮にアップリンクとダウンリンクのアンテナ素子が異なる構成を取る場合であっても、アップリンクのアンテナ素子とダウンリンクのアンテナ素子が入り混じって全体のアンテナ構成を取る場合には、アップリンクの受信アンテナでそのアンテナ素子の複素位相の回転量を求めたら、その他のダウンリンク用のアンテナ素子をアップリンクでも用いると仮定した場合の複素位相の回転量も算出することが可能であり、そのアンテナ素子の位相回転量を基にキャリブレーション処理を実施し、ダウンリンク用のアンテナ素子の複素位相の回転量を算出することができる。

ないしは、アップリンク用のアンテナ素子群とダウンリンク用のアンテナ素子群が物理的に分離して構成されている場合でも、アップリンク用のアンテナ素子群とダウンリンク用のアンテナ素子群が単純な平行移動関係にある場合（すなわち、同一平面上で且つ、各アンテナ素子の相対的な位置関係が送受信アンテナで変わらない場合）、受信側のアンテナで求めたダウンリンクの複素位相の回転量をそのまま送信側の対応するアンテナ素子の複素位相として用いたとしても、送受信局間の距離が十分に離れていて、共通の平面波近似が可能と予想される場合には、十分に近似的に有効な指向性形成が可能であると予想される。
以下、基本原理を適用した詳細な実施形態について図を用いて説明する。

［第１の実施形態］
図１は、本実施形態における無線局装置４５０の構成例（サブアレー分離型）を示す機能ブロック図である。同図において、図２６〜図２８に示す従来技術による無線局装置と同一の部分には同一の符号を付している。本実施形態では、従来技術の図２６及び図２７に対応するように、指向性ビームを複数のサブアレーに分離して形成する「サブアレー分離型」による構成と、ひとつのアレーで複数の指向性ビームを実現する「サブアレー共用型」（厳密には、サブアレーに分離していないので、「一体型アレー」と理解してもよい）による構成のバリエーションが存在するが、ここでは「サブアレー分離型」について説明を行う。

同図に示す無線局装置４５０は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎ（Ｎは１以上の整数）と、制御回路４６０とを備える。ベースバンド信号処理回路１４０は、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ（ＭＯＤ＃１〜ＭＯＤ＃Ｎ）と、信号分離回路１４１と、復調器１３０−１〜１３０−Ｎ（ＤＥＭ＃１〜ＤＥＭ＃Ｎ）とを備える。送受信信号処理回路４５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、ＴＤＤ（Time Division Duplex：時分割複信）スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）１２７−ｎと、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ（Ｍは２以上の整数）と、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍと、分配結合器（ＨＹＢ）４０４−ｎと、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎと、ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍと、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−Ｍとを備える。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍと接続される。Ｄ／Ａ変換器１２２−１〜１２２−Ｎ、アップコンバータ１２３−１〜１２３−Ｎ、ダウンコンバータ１２４−１〜１２４−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器１２５−１〜１２５−Ｎにはそれぞれ、図２６及び図２７に示すＤ／Ａ変換器９２２−１−１〜９２２−Ｎ−Ｍ、アップコンバータ９２３−１−１〜９２３−Ｎ−Ｍ、ダウンコンバータ９２４−１−１〜９２４−Ｎ−Ｍ、Ａ／Ｄ変換器９２５−１−１〜９２５−Ｎ−Ｍと同様のものを用いることができる。

ここで、ダウンコンバータ４２４−１−１〜４２４−Ｎ−Ｍでは、無線周波数の信号とベースバンドの信号の間の周波数変換を行うために、ローカル発振器からの信号の入力が必要となる。つまり、同じ送受信信号処理回路４５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）におけるダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍの組み合わせには共通のローカル信号を利用し、各ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍにおける複素位相の相対的関係の時間変化を抑える必要がある。この意味では、実質的にはダウンコンバータ４２４−１−１〜４２４−Ｎ−Ｍの外部にローカル発振器が存在する構成を取るが、記述が煩雑になるためにここでは簡易な記述として外部のローカル発振器の明記は省略する。なお、同一のｎのダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍの間では用いるローカル発振器は共用化する必要があるが、ｎの値が異なるダウンコンバータ４２４−ｎ’−１〜４２４−ｎ’−Ｍとの組み合わせにおいては用いるローカル発振器は共用化する必要はない。また、これらのローカル発振器は、アップコンバータ１２３−１〜１２３−Ｎとダウンコンバータ１２４−１〜１２４−Ｎとの間で共用化する必要もない。あくまでも、指向性形成を協調して実施する信号系列間でのローカル信号の共通化のみが重要である。

ここでＮは空間多重を行う際の多重数（ストリーム数）に相当し、無線局装置４５０は、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎを全体でＮ系統分だけ実装している。またＭは、各送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎのそれぞれに実装されるサブアレーのアンテナ素子数を表している。図２５の説明では全アンテナ素子数をＭ_０としていたが、図２６の場合と同様にここではアンテナ全体をサブアレー構成としているので個々のサブアレーのアンテナ素子数は異なる値Ｍと標記した。送受信信号処理回路４５１−ｎのそれぞれにはサブアレーのアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍが付随しており、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎは、非特許文献２の様に空間的に離して設置することが想定される。また、ベースバンド信号処理回路１４０は、それぞれの送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎに有線接続され、この有線上でデジタル・ベースバンド信号が転送される。また、図２５では図示を省略していたが、無線局装置４５０は、全体の制御回路４６０を備える。同図では、無線局装置４５０が、制御回路４６０をベースバンド信号処理回路１４０上に実装する例を示している。この制御回路４６０は、フレーム周期や送受信タイミングを管理し、ＴＤＤスイッチ１２７−１〜１２７−Ｎの切り替えも管理する。制御回路４６０は、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）により、分配結合器４０４−ｎを、アップコンバータ１２３−ｎと接続するか、ダウンコンバータ１２４−ｎと接続するかを時分割で切り替える。

さらに本実施形態では、基本的に送受信ウエイトに相当する可変移相器で行う複素位相回転量の推定処理をデジタル信号処理にて行い、実際の複素位相の回転処理はアナログ信号処理にて実現する。このため、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−ＮではＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式の様に周波数軸上の信号処理を前提とする場合でも、ＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）の様に時間軸上での信号処理を前提とする場合でも、どちらの方式に対しても対応可能である。ただし、信号分離回路１４１では各信号系列間の信号分離を行うが、ここでは時間軸での信号分離を行うことも可能であるし、一旦、ＦＦＴにより周波数軸の信号に変換し、周波数軸で周波数依存性のある信号分離を実施しても構わない。この意味で、復調器１３０−１〜１３０−Ｎへの入力は、時間軸の信号である場合と周波数軸の信号である場合が想定されるが、ここでは簡単のために時間軸での信号を入力するものとして説明する。この様に、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥなどの通信方式のバリエーションに関する考え方は、以降の説明でも同様である。

具体的な信号の流れは以下の通りである。
まず信号の送信について説明する。無線局装置４５０は、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍが分配結合器４０４−ｎと移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍとを接続し、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎがアップコンバータ１２３−ｎと分配結合器４０４−ｎとを接続した状態で信号の送信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。

変調器１２０−１〜１２０−Ｎはそれぞれ、空間多重を行う各ストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号を生成し、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎに入力する。送受信信号処理回路４５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）には、変調器１２０−ｎが生成した時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号が入力される。送受信信号処理回路４５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）のＤ／Ａ変換器１２２−ｎは、変調器１２０−ｎから入力された送信信号を、アナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ１２３−ｎに入力する。アップコンバータ１２３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎから入力された信号を、ベースバンド信号から無線周波数帯の信号に変換し、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎに入力する。ＴＤＤスイッチ１２７−ｎは、アップコンバータ１２３−ｎから入力された信号を、分配結合器４０４−ｎに入力する。

分配結合器４０４−ｎは、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎから入力されたアナログ信号をＭ系統のアナログ信号に分岐する。分岐されたアナログ信号は、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加える。例えば、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは、アナログ信号形式の無線周波数帯の信号に対して所定量の複素位相回転を加える。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにより複素位相回転が加えられたアナログ信号はそれぞれ、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍを介して送信される。送信信号は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにおける複素位相回転により、所定の指向性形成がなされている。例えば、アンテナ素子４０１−１−１〜４０１−１−Ｍとアンテナ素子４０１−Ｎ−１〜４０１−Ｎ−Ｍでは個別の指向性形成がなされており、その指向性方向にある無線局装置と通信を行う。

次に信号の受信について説明する。無線局装置４５０は、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍが移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと分配結合器４０４−ｎとを接続し、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎが分配結合器４０４−ｎとダウンコンバータ１２４−ｎとを接続した状態で信号の受信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。

アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はそれぞれ、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器４０４−ｎに入力する。分配結合器４０４−ｎは、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して入力された各アンテナ系統の信号をアナログ信号上で合成し、合成した信号をＴＤＤスイッチ１２７−ｎを介してダウンコンバータ１２４−ｎに入力する。ダウンコンバータ１２４−ｎは、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎを介して入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎに入力する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、ダウンコンバータ１２４−ｎから入力された信号を、アナログ・ベースバンド信号からデジタル・ベースバンド信号に変換し、信号分離回路１４１に入力する。

信号分離回路１４１は、各ストリーム間のクロストーク成分を抑圧して信号分離を行い、この分離された信号を対応する復調器１３０−１〜１３０−Ｎに入力する。信号分離回路１４１が行うクロストーク成分の抑圧は、時間軸上で実施することも可能であるし、一旦、ＦＦＴ処理により周波数軸信号に変換して周波数軸上で実施することも可能である。クロストーク成分の抑圧を時間軸上で実施する場合には、まず、信号分離回路１４１に入力される信号系列間の相関を、受信したトレーニング信号に対応するデジタル・ベースバンド信号を基に算出する。そして、算出された相関により与えられるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネル行列を基に、そのＺＦ（Zero Forcing）型やＭＭＳＥ（Maximum Mean Square Error）型の信号分離などの一般的なＭＩＭＯ信号分離処理と同様の行列を算出し、この行列を信号分離回路１４１に入力される信号系列をベクトルと見なしてサンプリングデータ単位で乗算すればよい。これは、一般的な周波数軸上のＺＦ型やＭＭＳＥ型の信号分離などの一般的なＭＩＭＯ信号分離処理では周波数成分毎に異なる行列を用いていたのに対し、周波数軸上でほぼ同一の行列を用いる場合には、サンプリングデータ単位で時間軸上で信号分離処理が可能であることに対応する。ないしは、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎで行う信号処理のみで済ませ、信号分離回路１４１では特に何も処理を行わなくてもよい。ただしいずれにしても、ここでの信号分離の方法の詳細は本実施形態の特徴に直接関係ないために省略する。復調器１３０−１〜１３０−Ｎは、信号分離回路１４１においてクロストーク成分が抑圧された信号を復調処理する。

次に、移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍにおける複素位相の回転量を算出する際の信号処理を説明する。この信号処理は、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍとダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍとを接続した状態で行われる。これらのスイッチ切替は、制御回路４６０の指示のもと、相関算出回路４０５−１〜４０５−Ｎが管理する。なお、複素位相の回転量を算出するとき以外は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、分配結合器４０４−ｎに接続される。また、複素位相の回転量の算出処理を行う際には、移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍの位相回転量を所定の値に設定しておく。その後の処理で得られる複素位相の回転量は、当初の所定の値に対する差分として設定する。例えば、もっとも分かり易い例では、移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍを全てゼロ（又はすべて同一の値）に設定してもよく、この場合は得られた複素位相の回転量の値をそのまま、その後の通信時の移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍの位相回転量とすればよい。ないしは、移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍの当初の所定の値が＋１０度、＋２０度、＋３０度、・・・であり、複素位相の回転量の算出値が＋α度、＋β度、＋γ度、・・・であったとすれば、その後の通信時の移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍの位相回転量を＋（α＋１０）度、＋（β＋２０）度、＋（γ＋３０）度、・・・とすればよい。

実際の処理としては、まず、複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置がチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、無線局装置４５０はこのトレーニング信号を受信する。アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はそれぞれ、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介してダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍに入力する。ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−Ｍに入力する。Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号を、アナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換し、相関算出回路４０５−ｎに出力する。

相関算出回路４０５−１〜４０５−Ｎはそれぞれ、式（１）〜式（３）を用いて複素位相の回転量を算出する。また、相関算出回路４０５−１〜４０５−Ｎは必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。相関算出回路４０５−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）が求めたこの複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号（複数の無線局装置と通信を行う場合。単一の無線局装置とＰ−Ｐ（ポイント・ツー・ポイント）型で通信を行う場合には識別番号は不要。）と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）に入力される。位相シフト制御回路４０６−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍそれぞれに設定すべき複素位相の回転量を、通信相手の無線局装置の識別番号と対応付けてメモリに記憶するなどして管理する。

なお、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信処理ないし受信処理を行う際には、制御回路４６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）に対して、通信を行う無線局装置に対応した複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに設定するよう指示する。位相シフト制御回路４０６−ｎは、通信を行う無線局装置に対応した複素位相の回転量をメモリから読み出すなどして取得し、この複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに設定してアナログ上のビームフォーミングを実現する。

なお、同図においては明記していないが、例えば送信側のハイパワーアンプ（ＨＰＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ａ」と記述された点に配置し、受信側のローノイズアンプ（ＬＮＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ｂ」及び「Ｃ_１−１」〜「Ｃ_Ｎ−Ｍ」と記述された点に配置する。「Ａ」及び「Ｂ」と記述された点に関しては、同一の送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎ内では共通化されているので個別のハイパワーアンプ及びローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するキャリブレーション処理は不要である。

一方、「Ｃ_１−１」〜「Ｃ_Ｎ−Ｍ」と記述された点のローノイズアンプに関しては、複素位相の回転量が時間的に変動し得る場合には、同一の送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎ内の各アンテナ素子４０１−１−１〜４０１−Ｎ−Ｍ間での複素位相の不確定性の原因となり得るために、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法と同様に、各系統のローノイズアンプの複素位相の不確定性は除去する必要がある。なお、本実施形態は任意の手法に対して適用可能であり、キャリブレーション処理の具体的な方法は問わない。このキャリブレーション結果を考慮し、例えば「Ｃ_１−１」、「Ｃ_１−２」、「Ｃ_１−３」それぞれでの複素位相の回転量が＋１０度、＋２０度、＋３０度であったとすると、式（１）〜式（３）で得られた複素位相の回転量に対し、−１０度、−２０度、−３０度の補正をそれぞれ行い、位相回転量を調整する。なお、このキャリブレーション結果の情報はここでは図示していないキャリブレーション回路にて収集し、位相シフト制御回路４０６−１〜４０６−Ｎないしは相関算出回路４０５−１〜４０５−Ｎにてこの情報を用いて補正を実施する。

また、サブアレー構成とした送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎは、物理的に離して設置することで、アナログ上で形成される指向性ビームの相関を低減可能であるため、一般的には所定以上の距離だけ離して設置する。

さらに、以下の全ての説明（その他の実施形態も含む）においても同様であるが、図１では、ベースバンド信号処理回路１４０と送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎの間が有線接続され、この有線上でデジタル・ベースバンド信号を送受信する構成としているが、Ｄ／Ａ変換器１２２−１〜１２２−Ｎ及びＡ／Ｄ変換器１２５−１〜１２５−Ｎをベースバンド信号処理回路１４０が実装する場合は、ベースバンド信号処理回路１４０と送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎとの間の有線接続上で流れる信号を、アナログ・ベースバンド信号とすることも可能である。

次に、従来技術における図２６に対する図２７と同様に、本実施形態の無線局装置を、複数の指向性ビーム形成をひとつのアレーアンテナで実現する「サブアレー共用型」により構成することも可能である。この構成を図２に示す。

図２は、本実施形態における無線局装置４５２の構成例（サブアレー共用型）を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

同図に示す無線局装置４５２は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎと、分配結合器（ＨＹＢ）４０７−１〜４０７−Ｍと、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍと、制御回路４６０とを備える。分配結合器（ＨＹＢ）４０７−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は、送受信信号処理回路４５１−１、４５１−２、…、４５１−Ｎそれぞれの移相器４０２−１−ｍ、４０２−２−ｍ、…、４０２−Ｎ−ｍ、及び、アンテナ素子４０１−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）と接続される。

無線局装置４５２においても、図１に示す無線局装置４５０と同様に、ダウンコンバータ４２４−１−１〜４２４−Ｎ−Ｍが、無線周波数の信号とベースバンドの信号の間の周波数変換を行うために、ローカル発振器からの信号の入力が必要となる。各送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎそれぞれにおけるダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）の各組み合わせには共通のローカル信号を利用し、各ダウンコンバータでの複素位相の相対的関係の時間変化を抑える必要がある。この意味では、実質的には送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎの外部にローカル発振器が存在する構成を取るが、記述が煩雑になるためにここでは簡易な記述として外部のローカル発振器の明記は省略する。なお、各送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎにおいて用いるローカル発振器を共用化する必要はない。また、これらのローカル発振器とアップコンバータ１２３−１〜１２３−Ｎ及びダウンコンバータ１２４−１〜１２４−Ｎとを共用化する必要もない。あくまでも、指向性形成を協調して実施する信号系列間でのローカル信号の共通化のみが重要である。ただし、図１の場合とは異なり、ダウンコンバータ４２４−１−１〜４２４−Ｎ−Ｍは全て同一の筐体に収まっているため、全てのローカル信号を共用化することも図２の場合には可能ではある。

先の説明と同様に、Ｎは空間多重を行う際の多重数（ストリーム数）に相当し、Ｍは、共通化されているアレーアンテナのアンテナ素子数を表している。図１に示す無線局装置４５０では、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎが系統ごとに物理的に異なる筐体に実装されている。これに対し、図２に示す無線局装置４５２では、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−ＮのＮ系統が全てひとつの筐体に実装されている。さらに、無線局装置４５２では、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎが、分配結合器４０７−１〜４０７−Ｍを介してアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍを共用している。ここで、図１に示す無線局装置４５０と図２に示す無線局装置４５２とでは、送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎにおける内部処理は同一である。また、図２では、制御回路４６０がベースバンド信号処理回路１４０に実装されている場合を示しているが、無線局装置４５２内の任意の場所に実装され得る。制御回路４６０は、フレーム周期、送受信タイミング、ＴＤＤスイッチ１２７−１〜１２７−Ｎの切り替えを管理する。

以下は、図１に示す無線局装置４５０との差分に着目した、無線局装置４５２における具体的な信号の流れを示す。
まず信号の送信について説明する。無線局装置４５２は、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍが分配結合器４０４−ｎと移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍとを接続し、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎがアップコンバータ１２３−ｎと分配結合器４０４−ｎとを接続した状態で信号の送信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。この点は、図１に示す無線局装置４５０と共通である。

変調器１２０−１〜１２０−Ｎはそれぞれで空間多重を行う各ストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号を生成し、それぞれを送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎに入力する。図１に示す無線局装置４５０と同様の処理により、指向性形成のための処理がなされた無線周波数のアナログ信号が、移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍから出力される。移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍは、これらの各系統の信号を、対応するアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍに接続された分配結合器４０７−１〜４０７−Ｍに入力する。すなわち、移相器４０２−１−ｍ、４０２−２−ｍ、…、４０２−Ｎ−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は、分配結合器４０７−ｍに信号を入力する。分配結合器４０７−１〜４０７−Ｍはそれぞれ、入力された信号を合成し、合成された信号がアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍを介して送信される。

次に信号の受信について説明する。無線局装置４５２は、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍが移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと分配結合器４０４−ｎとを接続し、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎが分配結合器４０４−ｎとダウンコンバータ１２４−ｎとを接続した状態で信号の受信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。この点は、図１に示す無線局装置４５０と共通である。

アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍが受信した信号はそれぞれ、分配結合器４０７−１〜４０７−Ｍに入力される。分配結合器４０７−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は、入力された信号をＮ系統に分配し、移相器４０２−１−ｍ、４０２−２−ｍ、…、４０２−Ｎ−ｍに入力する。送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎは、この様に移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍに入力された信号に対し、図１に示す無線局装置４５０における信号処理と同様の信号処理を行い、信号分離回路１４１にデジタル・ベースバンド信号を入力する。信号分離回路１４１は、クロストーク成分を抑圧して信号分離を行い、復調器１３０−１〜１３０−Ｎは、分離された信号を復調処理する。

移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍにおける複素位相の回転量を算出する際の信号処理については、図１と図２とでは送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎが実装される単位に相違はあるが、図１の送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎにおける信号処理と図２の送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎにおける信号処理は同一であるため、ここではその説明を省略する。

図３は、本実施形態における通信システムの構成例を示す図である。同図に示す通信システムは、図２に示す無線局装置４５２と、図１に示す無線局装置４５０とを有する。無線局装置４５０では、複数の送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎのそれぞれがサブアレーとしてひとつのビームを形成する。これに対し、無線局装置４５２では（サブ）アレーが共通化されており、ひとつのアレーアンテナが複数のビームを形成する構成である。実際の運用では、図３に示す様に、無線局装置４５０が無線局装置４５２と対向することで、Ｎ系統の信号を空間多重することが可能になる。

次に、図４〜図６を用いて本実施形態の送受信信号処理回路の他の構成例を説明する。図４〜図６のそれぞれに示す送受信信号処理回路は、図１に示す無線局装置４５０又は図２に示す無線局装置４５２が備える送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎと置き換えることができる。以下では、無線局装置４５０が備える送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎと置き換える場合を例に説明する。なお、無線局装置４５２が備える送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎと置き換える場合、図４〜図６におけるアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍは、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍとなる。

図４は、本実施形態における送受信信号処理回路４５３−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）の構成例を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

同図に示す送受信信号処理回路４５３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、分配結合器４１４−ｎと、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍと、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍと、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ と、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍと、分配結合器４１５−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍと、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−Ｍと、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎとを備える。ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍはそれぞれ、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍに接続される。なお、ここでも図１と同様に、外部のローカル発振器の明記は省略する。

送受信信号処理回路４５３−ｎと、図１または図２で示した送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎとの差分は、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍがアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍの直近に配置され、その結果として送信系におけるアップコンバータ１２３−ｎからアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍまでの経路と、受信系におけるアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍからダウンコンバータ１２４−ｎまでの経路が物理的に分離されている点である。

図１又は図２に示す送受信信号処理回路４５１−ｎの場合には、例えば送信系のハイパワーアンプ（ないしはパワーアンプ）はアップコンバータ１２３−ｎの後段の「Ａ」と記述された場所に配置され、受信系のローノイズアンプはダウンコンバータ１２４−ｎの前段の「Ｂ」と記述された場所（さらにはダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍの前段の「Ｃ_ｎ−１」、「Ｃ_ｎ−２」、…、「Ｃ_ｎ−Ｍ」と記述された場所）に配置され、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎからアンテナ端までの回路を送受で共用可能としている。この点が送受信信号処理回路４５３−ｎとは大きく異なっている。図４の様な構成を取るメリットは、ハイパワーアンプやローノイズアンプをアンテナ素子数分だけ実装することが可能になり、この結果としての総送信電力が向上し、図１や図２におけるＴＤＤスイッチ１２７−ｎからアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍまでの間における様々な回路の挿入損失並びに分配及び結合損失の影響を抑えることが可能になる点である。このため、ここでは図示していないが、送受信信号処理回路４５３−ｎにおいては、「Ｄ_１」、「Ｄ_２」、…、「Ｄ_Ｍ」と記載された場所にハイパワーアンプが、「Ｅ_１」、「Ｅ_２」、…、「Ｅ_Ｍ」と記載された場所にローノイズアンプが配置されることが好ましい。この場合には、それぞれのハイパワーアンプ、ローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するためのキャリブレーション処理が必要となる。しかし、「Ａ」と記載された場所にハイパワーアンプが、「Ｂ」と記載された点の場所にローノイズアンプが配置されれば、必ずしも「Ｄ_１」、「Ｄ_２」、…、「Ｄ_Ｍ」と記載された場所及び「Ｅ_１」、「Ｅ_２」、…、「Ｅ_Ｍ」と記載された場所のそれぞれにハイパワーアンプ、ローノイズアンプが配置される必然性はない。

以下は、上記の差分に着目した送受信信号処理回路４５３−ｎにおける具体的な信号の流れを示す。
まず信号の送信について説明する。送受信信号処理回路４５３−ｎは、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍがアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍと移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍとをそれぞれ接続した状態で信号の送信を行う。

送受信信号処理回路４５３−ｎには、ここには図示されていない変調器１２０−ｎからひとつのストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号が入力される。Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎは、入力された送信信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ１２３−ｎに入力する。アップコンバータ１２３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎから入力されたアナログ・ベースバンド信号を無線周波数帯の信号に変換し、分配結合器４１４−ｎに入力する。

分配結合器４１４−ｎは、アップコンバータ１２３−ｎから入力された無線周波数帯のアナログ信号をＭ系統のアナログ信号に分岐し、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに入力する。移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍはそれぞれ、分配結合器４１４−ｎから入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍを介してアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍに入力する。アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍは、入力された送信信号を送信する。送信信号は、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍにおける複素位相回転により、所定の指向性形成がなされている。

次に信号の受信について説明する。送受信信号処理回路４５３−ｎは、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍがアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍと移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍとを接続し、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍが移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと分配結合器４１５−ｎとを接続した状態で信号の受信を行う。

アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍが受信した信号はそれぞれ、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍを介して移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍのそれぞれは、入力された信号に対して、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器４１５−ｎに入力する。分配結合器４１５−ｎは、各アンテナ系統の信号をアナログ信号上で合成し、ダウンコンバータ１２４−ｎに入力する。ダウンコンバータ１２４−ｎは、無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎに入力する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、入力されたアナログ・ベースバンド信号をデジタル・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、変換されたデジタル・ベースバンド信号を、ここには図示されていないベースバンド信号処理回路１４０内の信号分離回路１４１に入力する。ベースバンド信号処理回路１４０は、後続する信号処理を行う。

次に、移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍにおける複素位相の回転量を算出する際の信号処理を説明する。送受信信号処理回路４５３−ｎは、この信号処理を、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍが移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍとダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍとをそれぞれ接続した状態で行う。これらのスイッチ切替は、制御回路４６０の指示のもと、相関算出回路４０５−１〜４０５−Ｎが管理する。なお、複素位相の回転量を算出するとき以外は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは、分配結合器４１５−ｎに接続される。また、複素位相の回転量の算出処理を行う際には、移相器４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍの位相回転量を所定の値に設定しておく。その後の処理で得られる複素位相の回転量は、上述の説明と同様に、当初の所定の値に対する差分として設定する。送受信信号処理回路４５３−１〜４５３−Ｎは、制御回路４６０の管理の基、一斉に同様の処理を行う。

実際の処理としては、まず、複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置がチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、送受信信号処理回路４５３−１〜４５３−Ｎを備える無線局装置は、このトレーニング信号を受信する。アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍが受信した信号はそれぞれ、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍを介して移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍを介してダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍに入力する。ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−Ｍに入力する。Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号を、アナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換し、相関算出回路４０５−ｎに出力する。

相関算出回路４０５−ｎは、図１における説明と同様に、複素位相の回転量を算出する。相関算出回路４０５−ｎが求めた複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎに入力される。位相シフト制御回路４０６−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍそれぞれに設定すべき複素位相の回転量を、通信相手の無線局装置の識別番号と対応付けてメモリに記憶するなどして管理する。

また、上記の複素位相の回転量は受信系における移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍの位相回転量に関するものであるが、ローノイズアンプ及びハイパワーアンプなどにおける複素位相回転量の個体差をキャンセルするため、相関算出回路４０５−ｎは、従来技術のインプリシットフィードバックにおけるキャリブレーション処理を施し、受信系における複素位相の回転量を基にキャリブレーション処理に相当する補正により送信系における複素位相の回転量を換算し、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに設定する値とする。ただし、「Ｅ_１」、「Ｅ_２」、…、「Ｅ_Ｍ」と記載された場所にローノイズアンプを配置する場合には、十分な受信レベルが得られるので「Ｃ_１」、「Ｃ_２」、…、「Ｃ_Ｍ」と記載された場所にはローノイズアンプは不要であるため、受信系の各ローノイズアンプにおける複素位相の回転は空間上での複素位相の回転と区別する必要はなく、受信系の移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに設定する複素位相の回転量は、相関算出回路４０５−ｎが算出した複素位相の回転量をそのまま用いることが可能である。なお、位相シフト制御回路４０６−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍのそれぞれに設定すべき送信系における複素位相の回転量を、通信相手の無線局装置の識別番号と対応付けて同様にメモリに記憶するなどして管理する。

なお、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信処理ないし受信処理を行う際には、制御回路４６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに設定するよう指示する。位相シフト制御回路４０６−ｎは、通信を行う無線局装置に対応した受信系及び送信系のそれぞれにおける複素位相の回転量をメモリから読み出すなどして取得する。位相シフト制御回路４０６−ｎは、この受信系の複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに設定し、送信系の複素位相の回転量を移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに設定してアナログ上のビームフォーミングを実現する。

図５は、本実施形態における送受信信号処理回路４５４−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）の構成例を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

同図に示す送受信信号処理回路４５４−ｎと、図４に示す送受信信号処理回路４５３−ｎとの差分は以下の点である。すなわち、図４に示す送受信信号処理回路４５３−ｎはアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍを送受信で共用していた。一方、図５に示す送受信信号処理回路４５４−ｎは、これらを送信と受信で分離した上で、送受信でペアを組み、近接した場所に送受信アンテナをセットで配置する構成としている。したがって、無線局装置４５０の送受信信号処理回路４５１−ｎを送受信信号処理回路４５４−ｎに置き換える場合は、アンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍが追加され、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍは省略される。なお、無線局装置４５２の送受信信号処理回路４５１−ｎを送受信信号処理回路４５４−ｎに置き換える場合は、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍに代えて、送受信信号処理回路４５４−１〜４５４−Ｎで共用するアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍ及びアンテナ素子４４１−１〜４４１−Ｍ（及びアンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍ、アンテナ素子４４１−１〜４４１−Ｍに対応した分配結合器）で構成される。

図４の説明では便宜上、アンテナ素子の直近までを送受信信号処理回路４５３−ｎと見なして説明をしていたが、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍをアンテナ素子側の機能と見なせば、図４と図５は全く等価な図である。信号処理の詳細においても、受信系においては図４に示す送受信信号処理回路４５３−ｎでは、アンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍが信号を受信していたのに対し、図５に示す送受信信号処理回路４５４−ｎではアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍを用いて受信する点、及び、送受信においてＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍを経由しない点を除けば、図５に示す送受信信号処理回路４５４−ｎと、図４に示す送受信信号処理回路４５３−ｎにおける全ての信号処理は共通である。

ただし、送受信アンテナが物理的に異なる点を考慮し、単なるキャリブレーション処理に加えて、物理的にアンテナ素子の座標が異なることを考慮した補正を加えることも可能である。なお、上述の説明では近接した場所に送受信アンテナをセットで配置する構成として説明したが、この物理的にアンテナ素子の座標が異なることを考慮した補正を行う限りにおいては、必ずしも送受信アンテナをセットで配置する必要はない。

図６は、本実施形態における送受信信号処理回路４５５−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）の構成例を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

図６に示す送受信信号処理回路４５５−ｎにおいても、図５に示す送受信信号処理回路４５４−ｎと同様に、ＴＤＤスイッチ４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍをアンテナ素子側の機能と見なせば、図６も図４と全く等価な図である。この意味で図６に示す送受信信号処理回路４５５−ｎにおいても、図５に示す送受信信号処理回路４５４−ｎと同様に、送信用のアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍと受信用のアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍとを分離した構成となっている。ただし、図５に示す送受信信号処理回路４５４−ｎでは、個別の送受信アンテナ素子のペア（例えばアンテナ素子４０１−ｎ−１とアンテナ素子４４１−ｎ−１のペア等）が一体として近傍に配置される構成に対し、図６に示す送受信信号処理回路４５５−ｎでは送信用のアンテナ素子４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍはそれらでひとつの送信アンテナアレーを構成し、受信用のアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍはそれらでひとつの受信アンテナアレーを構成する構成を想定している。従って、物理的なアンテナ素子の配置（ないしはアンテナ素子とを結ぶ配線上の幾何学的違い）以外は、図５と図６では差がない。
さらには送受信アンテナを分離して運用する場合に、送信アンテナから受信アンテナへの信号の漏れ込を避けるために、壁状の障害物を配置しても良い。

以上説明したように、本実施形態によれば、無線局装置は、指向性制御を行うための複素位相の回転量を算出する際にのみアンテナ素子毎のＡ／Ｄ変換器を利用する。そして、無線局装置は、実際の信号送信時には、デジタルビームフォーミングの代わりに移相器を用いたアナログビームフォーミングで代用する。一方、信号受信時には、無線局装置は、スイッチを用いて、受信アンテナからの信号の出力先を、トレーニング信号の受信時にはＡ／Ｄ変換器に、信号合成して復調処理を行うときには受信回路に切り替える。これにより、Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯにおいて、デジタルビームフォーミングを行うときに従来では定常的に必要としていたＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の数を大幅に低減することができる。よって、通信時において定常的に多数のＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器が動作し続ける状況を回避し、特に広帯域の通信時にかかっていた膨大なＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の消費電力を低減するとともに発熱量も低減することが可能となる。さらには、Ａ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器に、発熱のために必要としていた大がかりな放熱板が不要となるため、低消費電力化だけでなく、無線局装置の小型化を図ることが可能となり、コストの低減も可能となる。

［第２の実施形態］
第１の実施形態では、全ての（送）受信アンテナに対して個別のダウンコンバータとＡ／Ｄ変換器を実装していたが、これらの回路はチャネル推定の際にしか利用しない。これが全体の消費電力を低減し、発熱量を抑えるために有効に働くが、装置の小型経済化的な観点からは、一時的にしか利用しない回路を膨大な数のアンテナ素子数だけ実装するのは非効率である。特に、広帯域故に超高速な動作となるＡ／Ｄ変換器は一つ当たりの価格も高価になりがちで、装置全体の価格の高騰に繋がりかねない。第２の実施形態では、これらのダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器等を１系統に集約するための構成を示す。

図７は、本実施形態における無線局装置５５０の構成例（サブアレー分離型）を示す機能ブロック図である。第１の実施形態と同様に第２の実施形態においても、第１の実施形態における図１と図２に対応するように、指向性ビームを複数のサブアレーに分離して形成する「サブアレー分離型」による構成と、ひとつのアレーで複数の指向性ビームを実現する「サブアレー共用型」（厳密には、サブアレーに分離していないので、「一体型アレー」と理解してもよい）による構成のバリエーションが存在する。図７では、「サブアレー分離型」について説明を行う。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

同図に示す無線局装置５５０は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎ（Ｎは１以上の整数）と、制御回路５６０とを備える。送受信信号処理回路５５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）は、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ１２３−ｎと、ダウンコンバータ１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎと、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍと、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍと、分配結合器５０４−ｎと、相関算出回路５０５−ｎと、位相シフト制御回路５０６−ｎとを備える。移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍと接続される。

図１に示す無線局装置４５０と同様に、Ｎは空間多重を行う際の多重数（ストリーム数）に相当し、無線局装置５５０は、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎを全体でＮ系統分だけ実装している。また、無線局装置４５０と同様に、Ｍは、各送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎのそれぞれに実装されるサブアレーのアンテナ素子数を表している。送受信信号処理回路５５１−ｎのそれぞれにサブアレーのアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍが付随しており、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎは、非特許文献２の様に空間的に離して設置することが想定されている。また、ベースバンド信号処理回路１４０は、それぞれの送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎに有線接続され、この有線上でデジタル・ベースバンド信号が転送される。また、図２５では図示を省略していたが、無線局装置５５０が全体の制御回路５６０をベースバンド信号処理回路１４０上に実装する例を示している。制御回路５６０は、フレーム周期や送受信タイミングを管理し、ＴＤＤスイッチ１２７−１〜１２７−Ｎの切り替えも管理する。制御回路５６０は、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）により、分配結合器５０４−ｎを、アップコンバータ１２３−ｎと接続するか、ダウンコンバータ１２４−ｎと接続するかを時分割で切り替える。また、制御回路５６０は、相関算出回路５０５−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）にスイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍの制御を指示する。

さらに本実施形態では、基本的に送受信ウエイトに相当する移相器で行う複素位相回転量算出処理をデジタル信号処理的に行い、実際の複素位相の回転処理はアナログ信号処理にて実現する。このため、変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−ＮではＯＦＤＭ変調方式の様に周波数軸上の信号処理を前提とする場合でも、ＳＣ−ＦＤＥの様に時間軸上での信号処理を前提とする場合でも、どちらの方式に対しても対応可能であり、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥなどの通信方式のバリエーションに関する考え方は、上述の第１の実施形態の説明と同様である。

また、アップコンバータ１２３−１〜１２３−Ｎ及びダウンコンバータ１２４−１〜１２４−Ｎでは、無線周波数の信号とベースバンドの信号の間の周波数変換を行うために、ローカル発振器からの信号の入力が必要となるが、各送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎ間では協調した信号処理は想定していないので、必ずしも共通のローカル発振器を利用する必要はない。なお、記述が煩雑になるためにここでは簡易な記述として外部のローカル発振器の明記は省略する。また以降の説明では省略するが、付加的機能として各送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎ間で協調した信号処理を行うことも当然可能であるが、この場合にはローカル発振器の共通化を行っても構わない。

無線局装置５５０における具体的な信号の流れは以下の通りである。
まず信号の送信について説明する。無線局装置５５０は、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを全てＯＮ（分配結合器５０４−ｎとの接続状態）とし、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎがアップコンバータ１２３−ｎ−１〜１２３−ｎ−Ｎと分配結合器５０４−ｎとを接続した状態で信号の送信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。全ての送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎでこれらの条件は同じである。

変調器１２０−１〜１２０−Ｎがそれぞれ、空間多重を行う各ストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号を生成し、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎに入力してから、送受信信号処理回路５５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）のアップコンバータ１２３−ｎが、無線周波数帯の信号を後段に入力するまでの処理は、図１に示す無線局装置４５０と同様である。アップコンバータ１２３−ｎは、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎを介して信号を分配結合器５０４−ｎに入力する。

分配結合器５０４−ｎは、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎから入力したアナログ信号を、Ｍ系統のアナログ信号に分岐し、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを介して移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍに入力する。移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍのそれぞれは、入力された信号に対して、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加える。移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍにより複素位相回転が加えられたアナログ信号はそれぞれ、アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍを介して送信される。送信信号は、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍにおける複素位相回転により、所定の指向性形成がなされており、その指向性の先の無線局装置と通信を行う。

以上の説明はＮ系統実装される送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎに共通の信号処理であり、共通のクロックで動作する等概ね同期関係を維持しながら、並列的に同様の処理を実施する。

次に受信に関する信号の流れを説明する。無線局装置５５０は、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを全てＯＮ（分配結合器５０４−ｎとの接続状態）とし、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎが分配結合器５０４−ｎとダウンコンバータ１２４−ｎとを接続した状態で信号の受信を行う（ｎ＝１，…，Ｎ）。全ての送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎでこれらの条件は同じである。

アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はそれぞれ、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器５０４−ｎに入力する。分配結合器５０４−ｎは、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを介して入力された各アンテナ系統の信号をアナログ信号上で合成し、合成した信号をＴＤＤスイッチ１２７−ｎを介してダウンコンバータ１２４−ｎに入力する。以降の処理は、図１に示す無線局装置４５０と同様である。

移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍのそれぞれが、アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍを介して受信した信号に対して、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、それらが合成されることで所定の指向性形成がなされており、その指向性の先の無線局装置と通信を行う。以上の説明はＮ系統実装される送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎに共通の信号処理であり、共通のクロックで動作する等概ね同期関係を維持しながら、並列的に同様の処理を実施する。

なお、信号分離回路１４１は、各送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎから入力された信号に対し、図１に示す無線局装置４５０と同様の処理を行い、上述の指向性形成では除去しきれない無線局装置間のクロストーク成分の抑圧処理を行う。信号分離回路１４１が行うクロストーク成分の抑圧は、時間軸上で実施することも可能であるし、一旦、ＦＦＴ処理により周波数軸信号に変換して周波数軸上で実施することも可能である。ないしは、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎで行う指向性形成の信号処理のみで済ませ、信号分離回路１４１では特に何も処理を行わなくてもよい（この場合には、信号分離回路１４１は省略可能である）。ただしいずれにしても、ここでの信号分離の方法の詳細は本実施形態には直接関係なく、従来のＭＩＭＯ信号処理の技術を用いて実施することが可能であるため、ここでは説明を省略する。

次に、移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍにおける複素位相の回転量を算出する際の信号処理を説明する。この信号処理は、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）のいずれかひとつが移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍとダウンコンバータ１２４−ｎとを接続（ＯＮ）する一方、残りのスイッチはダウンコンバータ１２４−ｎとの接続を切った状態（ＯＦＦ）状態で行われる。スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）のうちダウンコンバータ１２４−ｎに接続する（ＯＮにする）対象は順に切り替える。これらのスイッチ切替は、制御回路５６０の指示のもと、相関算出回路５０５−１〜５０５−Ｎが管理する。なお、ここで説明している複素位相の回転量を算出するとき以外の通常運用時は、上述のように移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）は全て、分配結合器５０４−ｎに接続される。また、複素位相の回転量の算出処理を行う際には移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍの位相回転量を所定の値に設定しておく。その後の処理で得られる複素位相の回転量は、当初の所定の値に対する差分として設定する。例えば、もっとも分かり易い例では、移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍを全てゼロ（又はすべて同一の値）に設定してもよく、この場合は得られた複素位相の回転量の値をそのまま、その後の通信時の移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍの位相回転量とすればよい。ないしは、移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍの当初の所定の値が＋１０度、＋２０度、＋３０度、・・・であり、複素位相の回転量の算出値が＋α度、＋β度、＋γ度、・・・であったとすれば、その後の通信時の移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍの位相回転量を＋（α＋１０）度、＋（β＋２０）度、＋（γ＋３０）度、・・・とすればよい。

実際の処理としては、まず、複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置がチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、無線局装置５５０はこのトレーニング信号を受信する。アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）が受信した信号はそれぞれ、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器５０４−ｎに入力する。ここで、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍでは、ひとつを除いてすべてがＯＦＦとなっているため、実効的には分配結合器５０４−ｎにおいて合成された信号は、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍの中で唯一、スイッチが接続（ＯＮ）されている系統のアンテナで受信された信号のみが出力されたことになる。すなわち、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍと分配結合器５０４−ｎでは、これ全体で、アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍのアンテナ群の中から、ひとつのアンテナ素子５０１−ｎ−ｋ（ｋは１以上Ｍ以下の整数のいずれか）を抽出する処理を実施することになる。なお、ｋが１からＭまでのいずれかの値をとるように所定の周期で切り変わる。この様にして選択されたアンテナ素子５０１−ｎ−ｋの受信信号は、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎを介してダウンコンバータ１２４−ｎに入力される。ダウンコンバータ１２４−ｎは、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎに入力する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、入力されたアナログ・ベースバンド信号をデジタル・ベースバンド信号に変換し、相関算出回路５０５−ｎに入力する。

相関算出回路５０５−１〜５０５−Ｎはそれぞれ、切り替えながら全てのスイッチからの信号を受信し終わるまで、連続的にデジタル・ベースバンド信号を記録する。つまり、相関算出回路５０５−ｎは、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを切り替えながら、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍの全てのスイッチからデジタル・ベースバンド信号を受信し、記録する。相関算出回路５０５−ｎは、この記録されたデジタル・ベースバンド信号に対し、トレーニング信号の周期性（例えば、２０４８サンプル周期で同一内容のトレーニング信号が繰り返されるなどの周期性）を考慮し、当該周期におけるサンプリングタイミングが対応するように、各アンテナ素子５０１−ｎ−ｋのサンプリングデータを抽出し、第１の実施形態の相関算出回路４０５−１〜４０５−Ｎと同様に、式（１）〜式（３）を用いて、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍそれぞれに設定すべき複素位相の回転量を算出する。なおこれは、無線局装置が高所に固定設置され且つ見通し環境であれば、チャネルの時変動は無視可能であることを利用している。さらに、必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、相関算出回路５０５−１〜５０５−Ｎは、第１の実施形態の相関算出回路４０５−１〜４０５−Ｎと同様に、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。

第１の実施形態では、同時に各アンテナ素子４０１−ｎ−ｋのサンプリングデータを取得できたが、第２の実施形態では、時間的に異なるタイミングでサンプリングを行っているので、トレーニング信号の周期性から等価的に同一時刻にサンプリングしたものと見なせるように工夫している。この際、送信側と受信側で周波数誤差が無視できない場合には、トレーニング信号の周期性だけでは等価的に同一時刻にサンプリングと見なせない場合があり、この様な場合には周波数誤差の補正を行っても構わない。例えば、ひとつのスイッチ５０３−ｎ−ｋが継続的にＯＮとなっている間のトレーニング信号のサンプリングデータＳ_ｋ（ｎ）に対し、トレーニング信号がＮ_ＦＦＴサンプルの周期性をもつとし、Ｎ_Ｔｅｓｔ周期分のサンプリングデータが確保できたとする。仮に周波数誤差がΔｆであるとすると、様々なΔｆ’に対し以下の式（６）のＱ値を最大とするΔｆ’を求めることで、Δｆを推定することが可能である。

ここではスイッチ５０３−ｎ−ｋの情報だけに着目したが、各スイッチ５０３−ｎ−ｋのサンプリングデータに対してΔｆを求め、それを平均化して扱っても構わない。この様にしてΔｆを推定したら、サンプリングデータＳ_ｋ（ｎ’）に対し、以下の式（７）に示す補正を行うことで周波数誤差の影響を除去することが可能となる。

なお、ここでのｎ’はスイッチ切り替えに関係なく、スイッチ５０３−ｎ−１からスイッチ５０３−ｎ−１へと切り替える間で連続した通し番号を意味している。サンプリング周期×ｎ’の時間の間に２πｊΔｆｎ’だけの位相が回転するので、その回転を逆補正していることになる。

この様にして相関算出回路５０５−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）が求めた複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号（複数の無線局装置と通信を行う場合。第１の実施形態と同様に、単一の無線局装置とＰ−Ｐ型で通信を行う場合には識別番号は不要。）と共に、位相シフト制御回路５０６−ｎに入力される。位相シフト制御回路５０６−ｎは、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍそれぞれに設定すべき複素位相の回転量を、通信相手の無線局装置の識別番号と対応付けてメモリに記憶するなどして管理する。

なお、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信処理ないし受信処理を行う際には、制御回路５６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路５０６−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）に対して、通信を行う無線局装置に対応した複素位相の回転量を移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍに設定するよう指示する。位相シフト制御回路５０６−ｎは、通信を行う無線局装置に対応した複素位相の回転量をメモリから読み出すなどして取得し、この複素位相の回転量を移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍに設定してアナログ上のビームフォーミングを実現する。

なお、同図においては明記していないが、例えば送信側のハイパワーアンプ（ＨＰＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ａ」と記述された点に配置し、受信側のローノイズアンプ（ＬＮＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ｂ」と記述された点に配置する。「Ａ」及び「Ｂ」と記述された点に関しては、同一の送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎ内では、同一のｎに対してアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍに対し共通化されているので、各送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎ間で協調した伝送を基本的には想定していない本実施形態においては、個別のハイパワーアンプ及びローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するキャリブレーション処理は不要である。

また、サブアレー構成とした送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎは、物理的に離して設置することで、アナログ上で形成される指向性ビームの相関を低減可能であるため、一般的には所定以上の距離だけ離して設置する。

次に、第１の実施形態における図１に対する図２と同様に、本実施形態の無線局装置を、複数の指向性ビーム形成をひとつのアレーアンテナで実現する「サブアレー共用型」により構成することも可能である。この構成を図８に示す。

図８は、本実施形態における無線局装置５５２の構成例（サブアレー共用型）を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

同図に示す無線局装置５５２は、ベースバンド信号処理回路１４０と、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎと、分配結合器（ＨＹＢ）５０７−１〜５０７−Ｍと、アンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍと、制御回路５６０とを備える。分配結合器（ＨＹＢ）５０７−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は、送受信信号処理回路５５１−１、５５１−２、…、５５１−Ｎそれぞれの移相器５０２−１−ｍ、５０２−２−ｍ、…、５０２−Ｎ−ｍ、及び、アンテナ素子５０１−ｍと接続される。

無線局装置５５２においても、図７に示す無線局装置５５０と同様に、Ｎは空間多重を行う際の多重数（ストリーム数）に相当し、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎは全体でＮ系統分だけ実装されている。またＭは、無線局装置５５２に実装されるサブアレーのアンテナ素子数を表している。図７に示す無線局装置５５０では各サブアレーのアンテナ素子数をＭとしていたのでアンテナ総数はＮ×Ｍであるが、図７の場合と同様に共用化した本図面においても便宜上アンテナ素子数を同様の値Ｍと標記した。実際の運用では、図７に示す無線局装置５５０と図８に示す無線局装置５５２で同一のアンテナ素子数にする必然性はない。

ベースバンド信号処理回路１４０は、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎのそれぞれに有線接続され、この有線上でデジタル・ベースバンド信号が転送されている。また、図１の場合と同様に、図８では、全体の制御回路５６０がベースバンド信号処理回路１４０上に実装されている場合を例に示している。

無線局装置５５０と同様に、無線局装置５５２は、基本的に送受信ウエイトに相当する移相器で行う複素位相回転量はデジタル信号処理的に行い、実際の複素位相の回転処理はアナログ信号処理にて実現する。このため、無線局装置５５０と同様に無線局装置５５２の変調器１２０−１〜１２０−Ｎ及び復調器１３０−１〜１３０−Ｎでは、周波数軸上の信号処理を前提とする場合、時間軸上での信号処理を前提とする場合のどちらの方式にも対応可能である。

また、アップコンバータ１２３−１〜１２３−Ｎ及びダウンコンバータ１２４−１〜１２４−Ｎでは、無線周波数の信号とベースバンドの信号の間の周波数変換を行うために、ローカル発振器からの信号の入力が必要となる。しかし、各送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎ間では協調した信号処理は想定していないので、必ずしも共通のローカル発振器を利用する必要はない。図７に示す無線局装置５５０の場合とは異なり、無線局装置５５２では、アップコンバータ１２３−１〜１２３−Ｎ及びダウンコンバータ１２４−１〜１２４−Ｎは全て同一の筐体に収まっている。そのため、アップコンバータ１２３−１〜１２３−Ｎ及びダウンコンバータ１２４−１〜１２４−Ｎに、個別のローカル発振器を用意するとコストがかさむので、実質的には外部に共通化されたローカル発振器が存在する構成が一般的である。ただし、記述が煩雑になるためにここでは簡易な記述として外部のローカル発振器の明記は省略する。

上記のように、無線局装置５５２では、Ｎ系統分の送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎはひとつの筐体内に実装されており、分配結合器５０７−１〜５０７−Ｍを介してアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍを共用している。また、図８では、制御回路５６０がベースバンド信号処理回路１４０に実装される場合を例に示しているが、無線局装置５５２内の任意の場所に実装され得る。制御回路５６０は、フレーム周期や送受信タイミングを管理し、ＴＤＤスイッチ１２７−１〜１２７−Ｎの切り替えも管理する。

図７に示す無線局装置５５０と、図８に示す無線局装置５５２との差分は、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎがひとつの無線局装置５５２の筐体内に集約され、共用化されたサブアレーのアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍのそれぞれを、分配結合器５０７−１〜５０７−Ｍで分配して送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎと接続した構成である点である。そのため、送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎ内部での処理は、図７に示す無線局装置５５０も図８に示す無線局装置５５２も同一である。

以下では、図７に示す無線局装置５５０との差分に着目し、無線局装置５５２における差分となる具体的な信号の流れを示す。
まず信号の送信について説明する。無線局装置５５２において、送受信信号処理回路５５１−ｎの移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍ（ｎ＝１，…，Ｎ）のそれぞれから指向性形成のための処理がなされた無線周波数のアナログ信号が出力される。これらの各Ｍ系統の信号はそれぞれ、対応するアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍに接続された分配結合器５０７−１〜５０７−Ｍに入力される。つまり、移相器５０２−１−ｍ、５０２−２−ｍ、…、５０２−Ｎ−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）は、分配結合器５０７−ｍに信号を入力する。分配結合器５０７−１〜５０７−Ｍはそれぞれ、Ｎ個の送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎから入力された信号を合成し、合成された信号がアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍを介して送信される。

次に信号の受信について説明する。無線局装置５５２のアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍが受信した信号はそれぞれ、分配結合器５０７−１〜５０７−ＭにおいてＮ系統に分配され、それぞれが送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎに入力される。例えば、アンテナ素子５０１−ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）が受信した信号は、分配結合器５０７−ｍでＮ系統に分配され、移相器５０２−１−ｍ、５０２−２−ｍ、…、５０２−Ｎ−ｍに入力される。無線局装置５５２は、この様に移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍに入力された信号に、図７に示す無線局装置５５０における信号の受信と同様の信号処理を行う。

移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍにおける複素位相の回転量を算出する際の信号処理においても受信処理と同様に、アンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍが受信した信号はそれぞれ、分配結合器５０７−１〜５０７−ＭにおいてＮ系統に分配され、それぞれが送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎに入力される。無線局装置５５２は、この様に移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍに入力された信号に、図７に示す無線局装置５５０における複素位相の回転量の算出と同様の信号処理を行う。

その他の動作に関しては、基本的に図７に示す無線局装置５５０と同様に行う。また、送信側のＨＰＡや受信側のＬＮＡに関する説明も、図７に示す無線局装置５５０と同様である。

なお、本実施形態における通信システムは、図３に示す無線局装置４５０に代えて無線局装置５５０を備え、無線局装置４５２に代えて無線局装置５５２を備えた構成である。なお、無線局装置４５０と無線局装置５５２が対向してもよく、無線局装置５５０と無線局装置４５２が対向してもよい。

次に、図９〜図１２を用いて本実施形態の送受信信号処理回路の他の構成例を説明する。図９〜図１２のそれぞれに示す送受信信号処理回路は、図７に示す無線局装置５５０又は図８に示す無線局装置５５２が備える送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎと置き換えることができる。以下では、無線局装置５５０が備える送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎと置き換える場合を例に説明する。なお、無線局装置５５２が備える送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎと置き換える場合、図９〜図１２におけるアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍ及びアンテナ素子５４１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍは、アンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍ及びアンテナ素子５４１−１〜５４１−Ｍ、及びアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍ、アンテナ素子５４１−１〜５４１−Ｍに対応した分配結合器（ＨＹＢ））で構成される。

図９は、本実施形態における送受信信号処理回路５５３−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）の構成例を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

同図に示す送受信信号処理回路５５３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ１２３−ｎと、ダウンコンバータ１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、サーキュレータ５２１−ｎと、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍと、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍと、分配結合器５０４−ｎと、相関算出回路５０５−ｎと、位相シフト制御回路５０６−ｎとを備える。移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍに接続される。

同図では、図７との対比を分かりやすくするためアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍを図中に記載したが、送受信信号処理回路５５３−ｎは実線の枠内に相当し、この枠内に関しては図８の送受信信号処理回路５５１−ｎにも対応する部分である。

図７及び図８に示す送受信信号処理回路５５１−ｎと同図に示す送受信信号処理回路５５３−ｎとの差分は、図７及び図８に示す送受信信号処理回路５５１−ｎではＴＤＤスイッチ１２７−ｎにより送信信号と受信信号の入出力の流れの制御を行っていたが、図９に示す送受信信号処理回路５５３−ｎではサーキュレータ５２１−ｎを用いてこの入出力の流れの制御を行う。すなわち、サーキュレータ５２１−ｎは、アップコンバータ１２３−ｎからの入力信号を分配結合器５０４−ｎへ通過させ、分配結合器５０４−ｎからの入力信号をダウンコンバータ１２４−ｎに通過させる。サーキュレータ５２１−ｎは、これ以外の信号の流れを抑制する。よって、図７及び図８に示す送受信信号処理回路５５１−ｎの様にＴＤＤスイッチ１２７−１〜１２７−Ｎを用いずとも同様の信号処理を実施することが可能になる。この点を除けば、他の全ての信号処理は図７及び図８に示す送受信信号処理回路５５１−ｎの信号処理と同等である。また送信側のＨＰＡや受信側のＬＮＡに関する説明も図７及び図８に示す送受信信号処理回路５５１−ｎと同様である。

図１０は、本実施形態における送受信信号処理回路５５４−ｎの構成例を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

同図に示す送受信信号処理回路５５４−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ１２３−ｎと、分配結合器５１４−ｎと、移相器５０９−ｎ−１〜５０９−ｎ−Ｍと、ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍと、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍと、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍと、分配結合器５１５−ｎと、ダウンコンバータ１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、相関算出回路５０５−ｎと、位相シフト制御回路５０６−ｎとを備える。ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍはそれぞれ、アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍに接続される。

ここでも図７に示す送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎと同様に、アップコンバータ１２３−ｎ及びダウンコンバータ１２４−ｎでは、無線周波数の信号とベースバンドの信号の間の周波数変換を行うために、ローカル発振器からの信号の入力が必要となる。しかし、各送受信信号処理回路５５４−１〜５５４−Ｎ間では協調した信号処理を想定していないので、必ずしも共通のローカル発振器を利用する必要はない。なお、記述が煩雑になるためにここでは簡易な記述として外部のローカル発振器の明記は省略する。

また、全体の制御回路５６０が無線局装置５５０又は無線局装置５５２のベースバンド信号処理回路１４０内、あるいは、無線局装置５５２内に実装される。制御回路５６０は、送受信タイミングを管理する。また、複数の送受信信号処理回路５５４−１〜５５４−Ｎはそれぞれ連動して動作するため、制御回路５６０が制御を行う際には、複数の送受信信号処理回路５５４−１〜５５４−Ｎはタイミングを揃えて動作する。

送受信信号処理回路５５４−ｎと、図７または図８で示した送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎとの差分は、ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍがアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍ（又はアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍ）の直近に配置され、その結果として送信系におけるＤ／Ａ変換器１２２−ｎからアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍまでの経路と、受信系におけるアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−ＭからＡ／Ｄ変換器１２５−ｎまでの経路が物理的に分離されている点である。

図７又は図８に示す送受信信号処理回路５５１−ｎの場合には、例えば送信系のハイパワーアンプ（ないしはパワーアンプ）がアップコンバータ１２３−ｎの後段の「Ａ」と記述された場所に配置され、受信系のローノイズアンプはダウンコンバータ１２４−ｎの前段の「Ｂ」と記述された場所に配置され、ＴＤＤスイッチ１２７−ｎからアンテナ端までの回路を送受で共用可能としている。この点が送受信信号処理回路５５４−ｎとは大きく異なっている。図１０のような構成を取るメリットは、ハイパワーアンプやローノイズアンプをアンテナ素子数分だけ実装することが可能になり、この結果としての総送信電力が向上し、図７や図８におけるＴＤＤスイッチ１２７−ｎからアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍまでの間における様々な回路の挿入損失並びに分配及び結合損失の影響を抑えることが可能になる点である。このため、ここでは図示していないが、「Ｄ_１」、「Ｄ_２」、…、「Ｄ_Ｍ」と記載された場所にハイパワーアンプが、「Ｅ_１」、「Ｅ_２」、…、「Ｅ_Ｍ」と記載された場所にローノイズアンプが配置されることが好ましい。この場合には、それぞれのハイパワーアンプ、ローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するためのキャリブレーション処理が必要となる。しかし、「Ａ」と記載された場所にハイパワーアンプが、「Ｂ」と記載された場所にローノイズアンプが配置されれば、必ずしも「Ｄ_１」、「Ｄ_２」、…、「Ｄ_Ｍ」と記載された点の場所及び「Ｅ_１」、「Ｅ_２」、…、「Ｅ_Ｍ」と記載された点の場所のそれぞれに、ハイパワーアンプ、ローノイズアンプが配置される必然性はない。

以上の変更点は、第１の実施形態における図１及び図２における送受信信号処理回路４５１−ｎを、図４に示す送受信信号処理回路４５３−ｎに変更したのに対応している。第２の実施形態における図７及び図８における送受信信号処理回路５５１−ｎを、図１０に示す送受信信号処理回路５５４−ｎに変更したときの細かな信号処理の変更点も、送受信信号処理回路４５３−ｎへの変更に対応したものである。

以下は、本実施形態に特徴的な部分に着目して、送受信信号処理回路５５１−ｎとの差分となる、送受信信号処理回路５５４−ｎにおける具体的な信号の流れを示す。
まず信号の送信について説明する。送受信信号処理回路５５４−ｎは、ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍがアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍと移相器５０９−ｎ−１〜５０９−ｎ−Ｍとをそれぞれ接続した状態で信号の送信を行う。

送受信信号処理回路５５４−ｎには、ここには図示されていない変調器１２０−ｎからひとつのストリームの時間軸デジタル・ベースバンドの送信信号が入力される。Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎは、入力された送信信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、アップコンバータ１２３−ｎに出力する。アップコンバータ１２３−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎから入力されたアナログ・ベースバンド信号を無線周波数帯の信号に変換し、分配結合器５１４−ｎに入力する。

分配結合器５１４−ｎは、アップコンバータ１２３−ｎから入力された無線周波数帯のアナログ信号をＭ系統のアナログ信号に分岐し、移相器５０９−ｎ−１〜５０９−ｎ−Ｍに入力する。移相器５０９−ｎ−１〜５０９−ｎ−Ｍはそれぞれ、分配結合器５１４−ｎから入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍを介してアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍに入力する。アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍは、入力された送信信号を送信する。送信信号は、移相器５０９−ｎ−１〜５０９−ｎ−Ｍにおける複素位相回転により、所定の指向性形成がなされている。

次に信号の受信について説明する。送受信信号処理回路５５４−ｎは、ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍがアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍと移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍとを接続し、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍが分配結合器５１５−ｎと移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍとをそれぞれ接続した状態で信号の受信を行う。

アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍが受信した信号はそれぞれ、ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍを介して移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍのそれぞれは、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器５１５−ｎに入力する。分配結合器５１５−ｎは、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを介して入力された各アンテナ系統の信号をアナログ信号上で合成し、ダウンコンバータ１２４−ｎに入力する。ダウンコンバータ１２４−ｎは、無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎに入力する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、ダウンコンバータ１２４−ｎから入力されたアナログ・ベースバンド信号をデジタル・ベースバンド信号に変換し、ここには図示されていないベースバンド信号処理回路１４０内の信号分離回路１４１に入力する。ベースバンド信号処理回路１４０は、後続する信号処理を行う。

次に、移相器５０２−１−１〜５０２−Ｎ−Ｍにおける複素位相の回転量を算出する際の信号処理を説明する。この信号処理は、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍのいずれかひとつが分配結合器５１５−ｎと移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍとを接続（ＯＮ）する一方、残りのスイッチは分配結合器５１５−ｎとの接続を切った状態（ＯＦＦ）状態で行われる。これらのスイッチ切替は、制御回路５６０の指示のもと、相関算出回路５０５−１〜５０５−Ｎが管理する。なお、ここで説明している複素位相の回転量を算出するとき以外の通常運用時は、上述のように移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍは全て分配結合器５１５−ｎに、移相器５０９−ｎ−１〜５０９−ｎ−Ｍは全て分配結合器５１４−ｎに接続される。また、図７又は図８に示す送受信信号処理回路５５１−ｎと同様に、複素位相の回転量の算出処理を行う際には移相器５０２−１−１〜５０２−１−Ｍの位相回転量は所定の値に設定しておき、その後の処理で得られる複素位相の回転量は、当初の所定の値に対する差分として設定する。

実際の処理としては、まず、複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置がチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、送受信信号処理回路５５４−１〜５５４−Ｎを有する無線局装置はこの信号を受信する。アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍが受信した信号はそれぞれ、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍに入力される。移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍはそれぞれ、入力された信号に対し、アナログ信号上で所定の複素位相回転を加え、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍを介して分配結合器５１５−ｎに入力する。ここで、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍでは、ひとつを除いてすべてがＯＦＦとなっているため、実効的には分配結合器５１５−ｎにおいて合成された信号は、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍの中の唯一、スイッチが接続（ＯＮ）されている系統のアンテナで受信された信号のみが出力されたことになる。すなわち、スイッチ５０３−ｎ−１〜５０３−ｎ−Ｍと分配結合器５１５−ｎでは、これ全体で、アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍの中からひとつのアンテナ素子５０１−ｎ−ｋ（ｋは１以上Ｍ以下の整数のいずれか）を抽出する処理を実施することになる。なお、ｋが１からＭまでのいずれかの値をとるように切り変わる。この様にして選択されたアンテナ素子５０１−ｎ−ｋの受信信号は、ダウンコンバータ１２４−ｎに入力される。ダウンコンバータ１２４−ｎは、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎに入力する。Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎは、アナログ・ベースバンド信号をデジタル・ベースバンド信号に変換し、相関算出回路５０５−ｎに入力する。

送受信信号処理回路５５４−ｎの相関算出回路５０５−ｎ及び位相シフト制御回路５０６−ｎは、図７に示す送受信信号処理回路５５１−ｎの相関算出回路５０５−ｎ及び位相シフト制御回路５０６−ｎと同様の処理を行う。つまり、相関算出回路５０５−ｎは、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍそれぞれに設定すべき送信側の複素位相の回転量を算出する。位相シフト制御回路５０６−ｎは、移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍそれぞれに設定すべき複素位相の回転量を、通信相手の無線局装置の識別番号と対応付けてメモリに記憶するなどして管理する。

また、相関算出回路５０５−ｎは、「Ｄ_１」、「Ｄ_２」、…、「Ｄ_Ｍ」と記載された場所にハイパワーアンプが、「Ｅ_１」、「Ｅ_２」、…、「Ｅ_Ｍ」と記載された場所にローノイズアンプが配置される場合には、図４の送受信信号処理回路４５３−ｎの相関算出回路４０５−ｎと同様に、上記で算出した受信系の複素位相の回転量に、従来技術のインプリシットフィードバックにおけるキャリブレーション処理を施し、受信系における複素位相の回転量を基にキャリブレーション処理に相当する補正により送信系における複素位相の回転量に換算してもよい。位相シフト制御回路５０６−ｎは、移相器５０９−ｎ−１〜５０９−ｎ−Ｍそれぞれに設定すべき送信系における複素位相の回転量を、通信相手の無線局装置の識別番号と対応付けて同様にメモリに記憶するなどして管理する。

なお、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信処理ないし受信処理を行う際には、制御回路５６０が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路５０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍ及び移相器５０９−ｎ−１〜５０９−ｎ−Ｍを設定するよう指示する。位相シフト制御回路５０６−ｎは、通信を行う無線局装置に対応した複素位相の回転量をメモリから読み出すなどして取得し、この複素位相の回転量を移相器５０２−ｎ−１〜５０２−ｎ−Ｍ及び移相器５０９−ｎ−１〜５０９−ｎ−Ｍに設定してアナログ上のビームフォーミングを実現する。これらの処理は、送受信信号処理回路５５４−１〜５５４−Ｎにおいて同様に実施される。

図１１は、本実施形態における送受信信号処理回路５５５−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）の構成例を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

同図に示す送受信信号処理回路５５５−ｎと、図１０に示す送受信信号処理回路５５４−ｎとの差分は以下の点である。すなわち、図１０に示す送受信信号処理回路５５４−ｎはアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍを送受信で共用していた。一方、図１１に示す送受信信号処理回路５５５−ｎは、これらを送信と受信で分離した上で、送受信でペアを組み、近接した場所に送受信アンテナをセットで配置する構成としている。したがって、無線局装置５５０の送受信信号処理回路５５１−ｎを送受信信号処理回路５５５−ｎに置き換える場合は、アンテナ素子５４１−ｎ−１〜５４１−ｎ−Ｍが追加され、ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍは省略される。なお、無線局装置５５２の送受信信号処理回路５５１−ｎを送受信信号処理回路５５５−ｎに置き換える場合は、アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍ及びアンテナ素子５４１−ｎ−１〜５４１−ｎ−Ｍに代えて、送受信信号処理回路５５５−１〜５５５−Ｎで共用するアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍ及びアンテナ素子５４１−１〜５４１−Ｍ（及びアンテナ素子５０１−１〜５０１−Ｍ、アンテナ素子５４１−１〜５４１−Ｍに対応した分配結合器）で構成される。

図１０の説明では便宜上、アンテナ素子の直近までを送受信信号処理回路５５４−ｎと見なして説明をしていたが、ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍをアンテナ素子側の機能と見なせば、図１０と図１１は全く等価な図である。信号処理の詳細においても、受信系においては図１０に示す送受信信号処理回路５５４−ｎは、アンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍが信号を受信していたのに対し、図１１に示す送受信信号処理回路５５５−ｎではアンテナ素子５４１−ｎ−１〜５４１−ｎ−Ｍを用いて受信する点、及び、送受信においてＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍを経由しない点を除けば、図１０に示す送受信信号処理回路５５４−ｎと、図１１に示す送受信信号処理回路５５５−ｎとにおける全ての信号処理は共通である。

ただし、送受信アンテナが物理的に異なる点を考慮し、単なるキャリブレーション処理に加えて、物理的にアンテナ素子の座標が異なることを考慮した補正を加えることも可能である。

なお、上述の説明では近接した場所に送受信アンテナをセットで配置する構成として説明したが、この物理的にアンテナ素子の座標が異なることを考慮した補正を行う限りにおいては、必ずしも送受信アンテナをセットで配置する必要はない。図１２は、本実施形態における送受信信号処理回路５５６−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）の構成例を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

図１２に示す送受信信号処理回路５５６−ｎにおいても、図１１に示す送受信信号処理回路５５５−ｎにと同様に、ＴＤＤスイッチ５０８−ｎ−１〜５０８−ｎ−Ｍをアンテナ素子側の機能と見なせば、図１０も図１２と全く等価な図である。この意味で図１２に示す送受信信号処理回路５５６−ｎにおいても、図１１に示す送受信信号処理回路５５５−ｎと同様に、送信用のアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍと受信用のアンテナ素子５４１−ｎ−１〜５４１−ｎ−Ｍを分離した構成となっている。ただし、図１１に示す送受信信号処理回路５５５−ｎでは、個別の送受信アンテナ素子のペア（例えばアンテナ素子５０１−ｎ−１とアンテナ素子５４１−ｎ−１のペア等）が一体として近傍に配置される構成に対し、図１２に示す送受信信号処理回路５５６−ｎでは、送信用のアンテナ素子５０１−ｎ−１〜５０１−ｎ−Ｍはそれらでひとつの送信アンテナアレーを構成し、受信用のアンテナ素子５４１−ｎ−１〜５４１−ｎ−Ｍはそれらでひとつの受信アンテナアレーを構成する構成を想定している。従って、物理的なアンテナ素子の配置以外には、信号処理は図１１と図１２では差がない。

Ｍａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯにおいてデジタルビームフォーミングを行う場合、従来の無線局装置には、高価なＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器を、信号系列数に対応した個数分必要とするため、装置が高額になるとともに、消費電力が増大するという問題を有していた。そこで、本実施形態の無線局装置は、指向性制御を行う際のウエイト情報を取得する際にのみ対象とする信号系列のみがＡ／Ｄ変換器と接続状態となるようスイッチを切替える。また、無線局装置は、データ送信時には、アンテナ素子毎に分離する前の信号をＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換し、変換したアナログ信号をアンテナ素子毎に分離した後に移相器を用いてアナログビームフォーミングを行う。その結果、データ送受信時にウエイト情報を取得するために必要とするＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の数を削減することが可能になるとともに、消費電力を低減することが可能となる。

［第３の実施形態］
一般に、複数のアンテナ素子のチャネル情報を取得する場合、マルチパス環境であれば１／２波長程度の距離が離れたアンテナ素子の場合にはチャネル情報の相関が大きく低下している。しかし、概ね見通し環境となる場合や反射点が限定されている場合などでは、最も強度が強い到来波に対する平面波近似が適用可能となる傾向がある。この場合、同一の複素位相で到来する波面を抽出することができれば、アンテナ平面と到来波の波面との間のアンテナ素子毎の経路長差は幾何学的な規則性を持ち、一部のアンテナ素子のチャネル情報の複素位相から残りのアンテナ素子のチャネル情報の複素位相を推定することができる。

図１３に、本発明の第３の実施形態における直線状にアンテナ素子が配置されたリニアアレーにおけるチャネル情報予測の概要を示す。同図では、アンテナ素子４０１−１〜４０１−５が直線状に配置されている状態が示されている。まず、リニアアレーの正面方向に対して角度θ方向から到来する平面波について考える。また、各アンテナの素子の間隔をｄとする。ここで、アンテナ素子４０１−１における受信信号をΦ１（ｔ）、アンテナ素子４０１−２における受信信号をΦ２（ｔ）、・・・、アンテナ素子４０１−５における受信信号をΦ５（ｔ）とし、アンテナ素子４０１−１を基準とした第ｓアンテナ素子（ｓは２以上の整数）の経路長差をΔＬｓとする。便宜上、ΔＬ１は０とする。

一般に、波長がλの時に経路長ΔＬを経由すると、複素位相は２πΔＬ／λだけ回転する。平面波近似を想定すると、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−２の間の経路長差はΔＬ２＝ｄ・Ｓｉｎθである。同様に、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−３の間の経路長差はΔＬ３＝２×ｄ・Ｓｉｎθ、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−４の間の経路長差はΔＬ４＝３×ｄ・Ｓｉｎθ、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−５の間の経路長差はΔＬ５＝４×ｄ・Ｓｉｎθとなっている。

したがって、ある波長λの周波数成分に着目すれば、平面は近似が成立する波で、Φ２（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ２／λ｝Φ１（ｔ）、Φ３（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ３／λ｝Φ１（ｔ）、Φ４（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ４／λ｝Φ１（ｔ）、Φ５（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊΔＬ５／λ｝Φ１（ｔ）の関係が成り立つ。上述のΔＬｓ＝（ｓ−１）ｄ・Ｓｉｎθの関係を用いれば、Φｓ（ｔ）≒Ｅｘｐ｛−２πｊ（ｓ−１）ｄ・Ｓｉｎθ／λ｝Φ１（ｔ）であり、アンテナ素子間でそれぞれＥｘｐ｛−２πｊｄ・Ｓｉｎθ／λ｝ずつ複素位相が回転していることになる。したがって、例えばアンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−５にてチャネル推定を実施し、この間の複素位相の回転量を基に、その複素位相の差分の１／４ずつがアンテナ素子毎に回転すると予測することが可能になる。

同様の予測は、アンテナ素子が１次元的に配列している場合の他に、２次元的に配列している場合でも可能となる。次に、図１４及び図１５を用いて本実施形態における平面状に構成されたアレーアンテナのチャネル情報予測の具体例を説明する。図１４において、「○」で示したアルファベットのａ〜ｚ及びＡ〜Ｋはアンテナ素子を表す。ここでは最密充填状に正三角形を敷き詰めた形状の例を示すが、形状はその他の如何なる構成であっても構わない。

例えば、無線局装置は、２重の黒丸で示されたアンテナ素子ｉ、ｍ、ｑの３点のチャネル推定を行い、その３点のチャネル情報の複素位相が求まったとする。ここで、例えば、アンテナ素子ｉを基準アンテナとし、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｍの間の複素位相の回転量をζ、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｑの間の複素位相の回転量をηとする。この場合、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｍを結ぶ直線上のアンテナ素子に着目すれば、アンテナ素子ｃではζ×１／３、アンテナ素子ｄではζ×２／３、アンテナ素子Ｂではζ×４／３、アンテナ素子ｕでは−ζ×１／３と近似可能である。同様に、アンテナ素子ｉとアンテナ素子ｑを結ぶ直線上のアンテナ素子に着目すれば、アンテナ素子ｂではη×１／３、アンテナ素子ｇではη×２／３、アンテナ素子Ｇではη×４／３、アンテナ素子ｖでは−η×１／３と近似可能である。これを拡張すれば２次元的な予測も可能であり、一例としてアンテナ素子ａであればζ×１／３＋η×１／３、アンテナ素子Ｈであれば−ζ×１／３＋η×４／３、アンテナ素子Ｅであればζ×２／３＋η×３／３といったように予測可能である。

以上の予測を可能とするための条件としては、チャネル情報を取得するアンテナ素子とアンテナ素子との間において、複素位相の回転量がπ以下である必要がある。例えば、図１３の場合を例に取れば、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−５の間の複素位相差がπ／２であったとしても−３π／２であったとしても、Ｅｘｐ｛ｊ・π／２｝＝Ｅｘｐ｛−ｊ・３π／２｝であることから区別することができない。仮に複素位相差がπ／２であれば、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−２の間の複素位相差はπ／２×（１／４）であるはずであるが、仮に複素位相差が−３π／２であれば、アンテナ素子４０１−１とアンテナ素子４０１−２の間の複素位相差は−３π／２×（１／４）であるはずである。

上記の様な不確定性がある状況では正しくチャネル情報の予測を行うことは出来ないため、チャネル情報を取得するアンテナ素子間の複素位相差はπ以下である必要がある。なお、実際の測定においては雑音による測定誤差やマルチパスの影響により複素位相のふらつきも予想される。そのため、実際には複素位相差はπよりも余裕を持って小さな値である必要がある。その目安となる値は反射波の影響の大小で異なるために一概には言えないが、アンテナ素子間隔ｄを小さくしたり、到来角θが十分に小さい場合には、経路長差ΔＬが小さくなるために、経路長差に伴う複素位相の変化量は十分に小さくすることが可能である。図１４の例では、アンテナ素子ｉ、ｍ、ｑの３点が比較的離れた位置関係になっているが、アンテナ素子間の複素位相差をπ以下にするために、相互の素子間隔が小さな隣接するアンテナ素子（例えばアンテナ素子ａ、ｅ、ｆなど）を利用することも可能である。なお、図１４では３つのアンテナ素子でチャネルを推定して残りのアンテナ素子の複素位相を２次元平面的に近似する場合の例を示したが、より多くのアンテナ素子においてチャネル情報を取得する場合には、もう少し細かなチャネル情報の予測が可能となる。

図１５に、本発明の第３の実施形態における平面状に構成されたアレーアンテナのチャネル情報予測の別例を示す。図１４との差分は、チャネル情報の取得を行うアンテナ素子を３つから、２重の黒丸で示されたアンテナ素子ａ、ｗ、ｚ、Ｃ、Ｆ、Ｉ、ｔの７点に変更となっていることがである。この場合、６角形状のアレーアンテナは６つの三角形｛ａ，ｗ，ｚ｝、｛ａ，ｚ，Ｃ｝、｛ａ，Ｃ，Ｆ｝、｛ａ，Ｆ，Ｉ｝、｛ａ，Ｉ，ｔ｝、｛ａ，ｔ，ｗ｝に分けることができる。各三角形内の点は、各三角形の頂点の複素位相を基に予測を行っても良い。例えば、三角形｛ａ，ｗ，ｚ｝に着目し、先ほどと同様にアンテナ素子ａを基準アンテナとし、アンテナ素子ａとアンテナ素子ｗの間の複素位相の回転量をζ、アンテナ素子ａとアンテナ素子ｚの間の複素位相の回転量をηとする。

この場合、例えばアンテナ素子ａとアンテナ素子ｗを結ぶ直線上のアンテナ素子に着目すれば、アンテナ素子ｃではζ×１／３、アンテナ素子ｊではζ×２／３と近似可能である。同様にアンテナ素子ａとアンテナ素子ｚを結ぶ直線上のアンテナ素子に着目すれば、アンテナ素子ｄではη×１／３、アンテナ素子ｌではη×２／３と近似可能である。その他のアンテナ素子ｋであればζ×１／３＋η×１／３、アンテナ素子ｙであればζ×１／３＋η×２／３、アンテナ素子ｘであればζ×２／３＋η×１／３といったように予測可能である。その他の三角形も同様に予測は可能である。図１４との差分は、空間的な広がりを持つアレーアンテナにおいては、離れた場所のアンテナ素子におけるマルチパスの影響は相関が弱まるため、三角形｛ａ，ｗ，ｚ｝、｛ａ，ｚ，Ｃ｝、｛ａ，Ｃ，Ｆ｝、｛ａ，Ｆ，Ｉ｝、｛ａ，Ｉ，ｔ｝、｛ａ，ｔ，ｗ｝ごとに個別の近似を行うことで、アレーアンテナ全体での到来波の到来方向が微妙に異なる場合でも、近似の精度を高めることが可能であるという特徴がある。なお、当然ではあるがアンテナ素子の並び方に対しては本質的な制約はないため、図１４及び図１５の様な細密充填構造である必然性はなく、例えば正方格子アレーを用いることも可能である。

次に、図１６〜図１８を用いて本実施形態における平面状に構成された正方アレーアンテナのチャネル情報予測の具体例を説明する。図１６において、「○」又は「●」で示したアルファベットのａ〜ｚ、Ａ〜Ｊはアンテナ素子を表す。ここでは最密充填状に正三角形を敷き詰めた形状の代わりに、正方格子状にアンテナ素子が配置された場合の例を示す。例えば、無線局装置は、２重の黒丸で示されたアンテナ素子ａ、ｌ、ｐの３点のチャネル推定を行い、その３点のチャネル情報の複素位相が求まったとする。

例えば、アンテナ素子ａを基準アンテナとし、アンテナ素子ａとアンテナ素子ｌの間の複素位相の回転量をζ、アンテナ素子ａとアンテナ素子ｐの間の複素位相の回転量をηとする。この場合、図１４及び図１５と比べて線形予測は少々複雑になるが、基本的な考え方は同様である。例えば、正方格子をｘｙ平面の格子点と考え、アンテナ素子ａを原点とみなす。この際、例えばアンテナｓは（１，０）、アンテナｖは（０，１）の様に座標を定義すれば（ここでは便宜上、ｙ軸は下向きが正の方向としている）。この場合、アンテナｌは（５，３）、アンテナｐは（１，５）に相当する。

位相回転量をｚ軸で表し３次元表記をすると、アンテナａに関しては（０，０，０）、アンテナｌに関しては（５，３，ζ）、アンテナｐに関しては（１，５，η）となる。２次元平面を表す式は、ａ，ｂ，ｃの係数（この係数はアンテナ素子の識別子とは関係ない）を用いると、ａ（ｘ−ｘ_０）＋ｂ（ｙ−ｙ_０）＋ｃ（ｚ−ｚ_０）＝０で表される。例えば（０，０，０）が平面上の点であるから、（ｘ_０，ｙ_０，ｚ_０）＝（０，０，０）とすれば、ａｘ＋ｂｙ＋ｃｚ＝０の関係式が得られる。ここで、（ａ，ｂ，ｃ）はこの平面の法線ベクトルであり、ベクトルの絶対値自体には意味がないので、ａ’＝ａ／ｃ、ｂ’＝ｂ／ｃとすると未定数はふたつとなり、ａ’ｘ＋ｂ’ｙ＋ｚ＝０の関係式が得られる。これに対し、座標（５，３，ζ）、（１，５，η）が平面上にあることから、ａ’及びｂ’に対する２元１次連立方程式を立てることができ、これを解くことで簡単にａ’及びｂ’の値が求まる。

上記の様にして求めたａ’及びｂ’を用いると、ｚ＝−（ａ’ｘ＋ｂ’ｙ）となるので、このｘ、ｙに各アンテナ素子の座標を代入すれば各アンテナ素子の複素位相が求まることになる。例えば、アンテナｅに関しては座標が（３，１）であるのでｚ＝−（３ａ’＋ｂ’）が所望の値であり、アンテナｒに関しては座標が（５，５）であるのでｚ＝−（５ａ’＋５ｂ’）が所望の値となる。この様にすることで、アンテナ配置の構成に依存することなく、同様の平面波近似により少数のアンテナ素子に関するチャネル情報から残りのアンテナ素子のチャネル情報を推定することが可能である。
なお、この様な各アンテナ素子の座標と各アンテナ素子の複素位相の関係を示す方程式を活用する方法について、若干補足を加えておく。図１４、図１５に関する以上の説明では、３点のアンテナ素子の複素位相を求め、そこから線形近似でその他のアンテナ素子の複素位相を求める場合について説明したが、図１５の７点のアンテナ素子ａ、ｗ、ｚ、Ｃ、Ｆ、Ｉ、ｔの複素位相の情報の扱い方としては、最小二乗法を用いて全てのアンテナ素子ａ〜ｚ、Ａ〜Ｋをひとつの平面波で近似することも可能である。例えば、アンテナ素子ａ〜ｚ、Ａ〜Ｋが存在する２次元平面において、任意の直交したｘ軸・ｙ軸を定め、第ｋアンテナ素子の座標を（ｘ_ｋ，ｙ_ｋ）とした時に、第ｋアンテナ素子の複素位相φ_ｋをα，β，γの係数を用いて以下の式（８）で与えられるものとする。

これに対し、第１アンテナ素子（例えば図中のアンテナ素子ａ）を基準アンテナとして実際に推定された第ｋアンテナ素子の複素位相を〜φ_ｋ（チルダφは「〜」をφの上側に表示したもの。以下、同様に記載する。）とすると、以下の評価関数Ｗ（α，β，γ）を最小にする（α，β，γ）の組み合わせが最小二乗法により求めることが可能である（式（９））。

上記の最小二乗法により求めた（α，β，γ）の組み合わせを基に、式（８）を用いて第ｋアンテナ素子の座標（ｘ_ｋ，ｙ_ｋ）から、必要な複素位相を算出することが可能になる。この様に最小二乗法を用いる場合には、複素位相を求めるアンテナ素子数は任意の数が選択可能である。元々、本発明は到来波を平面波で近似しているが、実際には反射波の影響を受けて、見通し波（平面波）以外の成分を含むため、式（８）の様な綺麗な関係にはならない。この平面からの誤差が複素位相の推定精度に影響を与えるのであるが、最小二乗法に活用するアンテナ素子の数を増やすことで、この反射波の影響を平均化することが可能になり、推定精度の改善を図ることができる。一方で最小二乗法に活用するアンテナ素子の数を増やすと回路規模が増大するので、それぞれのトレードオフでアンテナ素子数の設定を行うことになる。

なお、以上の説明ではチャネル情報の複素位相を予測する手順を示したが、チャネル情報の複素位相を求めた後、その複素位相に−１を乗算した値が移相器で実施する複素位相の回転量に相当するため、この複素位相の回転量をｚ軸の値として設定し、直接、複素位相の回転量を求める演算処理を行ったとしても構わない。

なお、図１６ではａ〜ｒに相当する「○」で示したアンテナ素子と、ｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊ相当する「●」で示したアンテナ素子が入れ子になって並んでいる。例えば図５、図１１で説明したように送信アンテナと受信アンテナを分離し、且つそれぞれをペアにして配置する場合には、「○」で表したアンテナ素子ａ〜ｒを受信アンテナ、「●」で表したアンテナ素子ｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊを送信アンテナとし、それぞれが近傍に配置される構成をとれば、上述の手法で一部の受信アンテナにてチャネル情報を取得し、その情報を基にその他のアンテナ素子の情報を予測すれば、その予測するアンテナ素子は送信アンテナであっても受信アンテナであっても構わないので、実際には信号を受信することができない送信アンテナにおいてもチャネル情報の予測（取得）は可能になる。なお、送信アンテナと受信アンテナは再隣接の格子点同士で異なる配置にする必要はなく、その他の一般的な配置であっても構わない。

図１７に、本発明の第３の実施形態における平面状に構成された正方アレーアンテナのチャネル情報予測の別例を示す。図１６との差分は、図１６では送信アンテナと受信アンテナがオセロのマス目の様に交互に配置されていたのに対し、図１７では縦の列に送信アンテナ又は受信アンテナが整列するような並びになっている点である。この場合では、例えばひとつの送受信信号処理回路４５４−ｎ、又はひとつの送受信信号処理回路５５５−ｎのペアとなるアンテナ素子４０１−ｎ−１と４４１−ｎ−１、ないしはアンテナ素子５０１−ｎ−１と５４１−ｎ−１などは、図１４のアンテナ素子ａとｓ、アンテナ素子ｄとｖなど、隣接したアンテナとして配置すれば良いことになる。

図１８に、本発明の第３の実施形態における平面状に構成された正方アレーアンテナのチャネル情報予測の別例を示す。図１７との差分は、図１７では送信アンテナと受信アンテナが縦の列に整列して並んでいながら、隣接する列同士では送信アンテナと受信アンテナが交互になる様な配置になっていたが、図１８では全ての受信アンテナａ〜ｒを一か所にまとめ、同様に全ての送信アンテナｓ〜ｚ及びＡ〜Ｊも一か所にまとめ、それぞれが別の領域に配置される構成となっている。これは、先の説明の図６及び図１２に対応している。

送信系と受信系を分離するメリットは、例えば信号受信時においても送信系のハイパワーアンプの電源を落とさずに運用する場合において、送信系のノイズが受信系に漏洩するのを回避する上で、送信系全体と受信系全体が分離されていることで、相互のアイソレーションを確保しやすいという点があげられる。一方で、図１６、図１７で示した様に実際に信号受信によるチャネル情報の取得を行っていないアンテナ素子におけるチャネル情報を、上述の手法で推定するためには構成的には好ましくはない。しかし、仮に対抗する無線局装置＃１と無線局装置＃２の送信アンテナと受信アンテナのアンテナ配置がある種の対称性を持つ場合には、受信側で取得したチャネル情報を適切なキャリブレーション処理を行う前提の上では、そのまま送信側のチャネル情報と見なして扱うことが可能になる。一例としては、受信アンテナ素子ａと送信アンテナ素子ｓ、受信アンテナ素子ｂと送信アンテナ素子ｔ、受信アンテナ素子ｃと送信アンテナ素子ｕ、受信アンテナ素子ｄと送信アンテナ素子ｖ・・・とが幾何学的に平行移動した位置関係にあり、この様な対称性を考慮して受信アンテナａ〜ｒの複素位相の回転量を、そのまま送信アンテナｓ〜Ｊに適用しても、平面波近似が可能な範囲では大きな差はないとみなすことができる。

次に、図１９及び図２０を用いて本実施形態における平面状に構成された送受信が分離されたアレーアンテナのチャネル情報予測の具体例を説明する。図１９において、無線局装置＃１が実装するアレーアンテナを５６１とし、無線局装置＃２が実装するアレーアンテナを５６２とし、無線局装置＃１が実装する送信アンテナを５６３−１〜５６３−２とし、無線局装置＃１が実装する受信アンテナを５６４−１〜５６４−２とし、無線局装置＃２が実装する送信アンテナを５６５−１〜５６５−２とし、無線局装置＃２が実装する受信アンテナを５６６−１〜５６６−２とする。

図１９で示した無線局装置＃１が実装するアレーアンテナ５６１と、無線局装置＃２が実装するアレーアンテナ５６２の幾何学的な位置関係の特徴は、アレーアンテナ５６１の各アンテナ素子が存在する平面と、アレーアンテナ５６２の各アンテナ素子が存在する平面とが概ね平行で向き合っていることであり、その結果として概ね見通し波が支配的な状況であれば、無線局装置＃１のアンテナ素子５６３−１から送信されて無線局装置＃２のアンテナ素子５６６−１で受信される際のチャネル情報と、無線局装置＃１のアンテナ素子５６３−２から送信されて無線局装置＃２のアンテナ素子５６６−２で受信される際のチャネル情報との相対的なチャネル情報の関係が、無線局装置＃２のアンテナ素子５６５−１から送信されて無線局装置＃１のアンテナ素子５６４−１で受信される際のチャネル情報と、無線局装置＃２のアンテナ素子５６５−２から送信されて無線局装置＃１のアンテナ素子５６４−２で受信される際のチャネル情報との相対的なチャネル情報の関係と概ね一致するものと考えられる。

これは、無線局装置＃１が実装する送信アンテナと無線局装置＃２が実装する受信アンテナの関係を、鏡面で送信と受信を対称に折り返し、さらにそれを平行移動したものが無線局装置＃２が実装する送信アンテナと無線局装置＃１が実装する受信アンテナの関係に相似していることに起因する。したがって、各アンテナ素子の幾何学的な対応を、送信アンテナ群を平行移動して受信アンテナ群に対応させることで、概ね受信側で得られたチャネル情報を送信側にて活用することが可能になる。

なお、送受信アンテナを共用せず、且つ図１８（及び図１９）の様に物理的に送信アンテナ群、受信アンテナ群が隔離されて設置される場合には、図１９で説明した様な幾何学的な平行移動の関係の関係を活用した近似では精度が低くなる可能性がある。この場合には、若干の工夫を施すことで対処することも可能である。

図２０に、本発明第３の実施形態における平面状に構成された送受信が分離されたアレーアンテナのチャネル情報予測の別例を示す。図２０において、図１９の構成と異なる構成についてのみ説明する。図２０では、無線局装置＃１において受信アンテナ５６４−１〜５６４−２内に１つの送信アンテナ５６７が含まれる。また、図２０では、無線局装置＃２において送信アンテナ５６５−１〜５６５−２内に３つの受信アンテナ５６８−１〜５６８−３が含まれる。なお、無線局装置＃２の受信ウエイトの算出に関しては図１９と同様であるが、無線局装置＃２の送信ウエイトの算出に関しては、若干の変更が加えられる。

ここでは、無線局装置＃１のアンテナ素子５６７は、受信アンテナ群の中の重心付近のアンテナ素子であり、このアンテナ素子５６７よりトレーニング用の信号を送信することが可能である。このアンテナ素子から送信されたトレーニング信号は、無線局装置＃２のアンテナ素子５６８−１〜５６８−３の受信アンテナにて受信され、これらのアンテナ素子で求めたチャネル情報を基に、上述の手段で無線局装置＃２の送信アンテナ群の各アンテナ素子のチャネル情報を予測し、その情報を基に送信指向性制御における複素位相の回転量を算出することが可能になる。これらの付加的機能は全体の構成の中では特異な機能であるが、アンテナ規模が膨大であったり、送信アンテナ群と受信アンテナ群の距離が離れるような場合には有効となる。

なお、図２０では、無線局装置＃２の送信アンテナ群の各アンテナ素子に関する複素位相の回転量を予測する際に、受信用のアンテナ素子５６８−１〜５６８−３で求めた複素位相の回転量を基にその他の複素位相の回転量の予測をするとしたが、当然ながらその他のパターンのアンテナ素子を用いることも可能である。図２１に、本発明の第３の実施形態における複素位相の回転量の予測に用いるアンテナパターンの例を示す。図２１では、５×５の正方アレーにおける（ａ）から（ｄ）の４つのパターンの例を示している。図中に置ける記号ａ〜ｙで示した●及び◎はアンテナ素子を表し、◎で示したアンテナ素子を用いて求めた複素位相の回転量を基にその他の●で示したアンテナ素子の複素位相の回転量の予測をする。ここでは５つのアンテナ素子を複素位相の回転量を求めるために利用する場合を例として示しているが、当然ながら３以上のその他の数の素子数で実施することも可能である。

例えば、図２１（ａ）を例に取れば、アンテナ素子ｈ，ｌ，ｍ，ｎ，ｒを用いて複素位相の回転量を取得し、重心付近のアンテナ素子ｍとその他のアンテナ素子の相関を算出し、相関値の複素位相をアンテナ素子ｈ，ｌ，ｎ，ｒに対して求める。その様にして求めた複素位相をｚ軸に設定し、式（８）、式（９）で説明したのと同様の最小二乗法を用い、式（８）に示す関係式で各アンテナ素子の複素位相の回転量を推測しても良い。図２１（ｂ）も同様である。
その他にも、複素位相の回転量予測に用いるアンテナ素子の空間的な広がりを拡張するために、基準アンテナの第１近接及び第２近接の素子以外をチャネル情報の予測に用いる図２１（ｃ）及び（ｄ）のパターンを用いることも可能である。この場合も図２１（ａ）及び（ｂ）の場合と同様であるが、例えば（ｃ）の場合にはアンテナ素子ｒを基準アンテナと設定し、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｌ及びアンテナ素子ｎとの相関演算を行い、相関値の複素位相を求めた後に、アンテナ素子ｆ及びアンテナ素子ｊに関しては、直接、基準のアンテナ素子ｒと相関演算を行う代わりに、アンテナ素子ｌとアンテナ素子ｆの相関演算とアンテナ素子ｎとアンテナ素子ｊの相関演算とを行っても良い。アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｌの複素位相の相対値と、アンテナ素子ｌに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値の加算値が、近似的にアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値と見なすことが可能である。これは同様に、アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｎの複素位相の相対値と、アンテナ素子ｎに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値の加算値が、近似的にアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値と見なすことが可能である。

さらに言えば、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｆ及びｊの相関値を直接算出する一方、２π周期の複素位相の不確定性を除去するために、アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｌの複素位相の相対値とアンテナ素子ｌに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値の加算値、及びアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｎの複素位相の相対値とアンテナ素子ｎに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値の加算値を別の形で利用しても良い。この場合には、アンテナ素子ｒとアンテナ素子ｆ及びｊの相関値を直接算出した値に２πの整数倍を加えた値と、アンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｌの複素位相の相対値とアンテナ素子ｌに対するアンテナ素子ｆの複素位相の相対値の加算値、及びアンテナ素子ｒに対するアンテナ素子ｎの複素位相の相対値とアンテナ素子ｎに対するアンテナ素子ｊの複素位相の相対値の加算値が最も近くなるようにアンテナ素子ｒとアンテナ素子ｆ及びｊの相関値を補正しても良い。
この様に複数段に分けて複素位相差を算出して加算する処理を含む理由は、所望のアンテナ素子間の複素位相差が±π以上となる場合には、複素位相の周期性故に位相の２π周期の不確定性が無視できなくなるためで、近接のアンテナ素子間の相関値の複素位相を加算して用いることで、近接するアンテナ素子間で複素位相差がπ以上にならないようにすることが可能になり、結果的に２π周期の複素位相の不確定性を回避することが可能になる。
なお、この様なアンテナパターンは図１４、図１５、図１６と同様に受信アンテナの複素位相の回転量の推定においても、図２０に示す様に送信アンテナの複素位相の回転量の推定と同様に用いることが可能である。

以下、図２２及び２３を用いて、本発明の第３の実施形態を実現するための送受信信号処理回路の構成について説明する。図２２における送受信信号処理回路は、図１における第１の実施形態における送受信信号処理回路４５１−１〜４５１−Ｎ、及び図７における第２の実施形態における送受信信号処理回路５５１−１〜５５１−Ｎに対応する送受信信号処理回路の両者を組み合わせた別の実現形態に相当する。

図２２は、本実施形態における送受信信号処理回路６５１−ｎ（ｎ＝１，…，Ｎ）の構成例を示す機能ブロック図である。同図において、前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与し、その説明を省略する。

同図に示す送受信信号処理回路６５１−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、ＴＤＤスイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）１２７−ｎと、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍと、ダウンコンバータ（ＤＣ）４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２と、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２と、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎと、複素位相回転量予測回路４１０−ｎとを備える。なお、同図では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが２つの構成を示しているが、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎはＭより少ない値であればどのような値であってもよい。以下の説明では、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが２つ（ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２）の場合を例に説明する。

図１又は図２における第１の実施形態における送受信信号処理回路４５１−１〜Ｎとの差分は、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが全てのアンテナ系統に配置されていない点である。例えば、アンテナ素子４０１−２〜アンテナ素子４０１−３にはダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが配置されない。また、例えば、アンテナ素子４０１−１〜４０１−Ｍの中の３系統（一般的には３系統以上、Ｍ−１系統以下）にダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ等を配置し、図１４〜図１７で説明したチャネル情報の取得手順を実施すれば、実効的に残りのアンテナ素子の系統においてはダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ等は不要である。

以下、その差分に着目して差分となる具体的な信号の流れを示す。基本的に送信及び受信に関する信号処理は図１及び図２と同様であり、差分は移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理においてのみ存在する。以下にその詳細を示す。

移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において、スイッチ４０３−ｎ−１はダウンコンバータ４２４−ｎ−１と移相器４０２−ｎ−１とを接続し、スイッチ４０３−ｎ−４はダウンコンバータ４２４−ｎ−２と移相器４０２−ｎ−４とを接続し（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様）、残りのスイッチに関しては未接続状態とする。この状態で、まず複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置からチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、当該無線局装置ではこの信号を受信する。

アンテナ素子４０１−ｎ−１〜Ｍで受信した信号は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力され、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにてアナログ信号上で所定の複素位相回転が加えられ、それぞれがスイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍに入力される。スイッチ４０３−ｎ−１、４０３−ｎ−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様であるが、説明の簡単化のためにこの二つのアンテナ系統についてのみ説明する）に入力された信号は、ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２に入力される。ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２は、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２は、アナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換する。

Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２によってデジタル・ベースバンド信号に変換された情報は相関算出回路４０５−ｎに入力される。相関算出回路４０５−ｎは、入力された情報を基に、式（１）〜式（３）を用いて複素位相の回転量を算出する。また、必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。相関算出回路４０５−ｎで求めた複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、複素位相回転量予測回路４１０−ｎに入力される。

複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、限られたアンテナ系統のチャネル情報を基に、残りのアンテナ素子のチャネル情報を予測する。図２２の場合には、複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、アンテナ素子４０１−１及び４０１−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えた系統のアンテナ素子も同様）で受信されたチャネル情報を基に、残りのアンテナ素子のチャネル情報を予測する。複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行うべき複素位相の回転量を算出し、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎに入力する。位相シフト制御回路４０６−ｎでは、ここで入力された値がメモリに記憶されるなどして管理される。

なお、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信ないし受信処理を行う際には、図２２には図示されていない制御回路が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに複素位相の回転量を指示し、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍではこの複素位相の回転量に設定してアナログ上のビームフォーミングを実現する。

なお、図２２においては明記していないが、例えば送信側のハイパワーアンプ（ＨＰＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ａ」の記述のある点に配置し、受信側のローノイズアンプ（ＬＮＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ｂ」及び「Ｃ_１」〜「Ｃ_２」の記述のある点に配置することになる。「Ａ」及び「Ｂ」に関しては、送受信信号処理回路６５１−ｎでは相互に協調することを想定していないので個別のハイパワーアンプ及びローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するキャリブレーション処理は不要だが、「Ｃ_１」〜「Ｃ_２」の記述のある点のローノイズアンプに関しては、同一の送受信信号処理回路６５１−ｎ内の各アンテナ素子４０１−１及びアンテナ素子４０１−４等との間での複素位相の不確定性の原因となり得るために、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法等を用いることで、各系統のローノイズアンプの複素位相の不確定性は除去する必要がある。

本発明は任意の手法に対して適用可能であり、キャリブレーション処理の具体的な方法は問わない。このキャリブレーション結果を考慮し、例えば「Ｃ_１」「Ｃ_２」での複素位相の回転量が＋１０度、＋２０度であったとすると、式（１）〜式（３）で得られた複素位相の回転量に対し、−１０度、−２０度の補正を行い位相回転量を調整する。なお、このキャリブレーション結果の情報はここでは図示していないキャリブレーション回路にて収集し、位相シフト制御回路４０６−ｎ、複素位相回転量予測回路４１０−ｎないしは相関算出回路４０５−ｎにてこの情報を用いて補正を実施する。なお、先の説明においても、図１と図７の説明に対し、様々なバリエーションとして図２、図４〜図１１の説明を行ったが、同様の拡張を行えば、他の運用方法と同様に活用することが可能である。
また本図において、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えていない系統のスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍに関しては、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において接続状態としたり、ないしはこれらのスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍを省略したりしても、実効的には問題とはならない。

図２３は、本実施形態における送受信信号処理回路６５２−ｎの別の構成例を示す機能ブロック図である。図２３は、図６の第１の実施形態における送受信信号処理回路４５５−ｎ、及び図１２の第２の実施形態における送受信信号処理回路５５６−ｎに対応する送受信信号処理回路の両者を組み合わせた別の実現形態に相当する。前述の図と同一の機能ブロックについては、同一の番号を付与している。

同図に示す送受信信号処理回路６５２−ｎは、Ｄ／Ａ変換器１２２−ｎと、アップコンバータ（ＵＣ）１２３−ｎと、ダウンコンバータ（ＤＣ）１２４−ｎと、Ａ／Ｄ変換器１２５−ｎと、分配結合器４１４−ｎと、分配結合器４１５−ｎと、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍと、スイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍと、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍと、ダウンコンバータ（ＤＣ）４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２と、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２と、相関算出回路４０５−ｎと、位相シフト制御回路４０６−ｎと、複素位相回転量予測回路４１０−ｎとを備える。

図６における第１の実施形態における送受信信号処理回路４５５−ｎとの差分は、ダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが全てのアンテナ系統に配置されていない点である。例えば、アンテナ素子４４１−２〜４４１−３にはダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎが配置されない。また、例えば、アンテナ素子４４１−１〜４４１−Ｍの中の３系統（一般的には３系統以上、Ｍ−１系統以下）にダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ等を配置し、図１４〜図１７で説明したチャネル情報の取得手順を実施すれば、実効的に残りのアンテナ素子の系統においてはダウンコンバータ４２４−ｎ及びＡ／Ｄ変換器４２５−ｎ等は不要である。

以下は、その差分に着目して差分となる具体的な信号の流れを示す。基本的に送信及び受信に関する信号処理は図６の説明（及び図６に関連する図４の説明）と同様であり、差分は移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理においてのみ存在する。以下にその詳細を示す。移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において、スイッチ４０３−ｎ−１はダウンコンバータ４２４−ｎ−１と移相器４０２−ｎ−１とを接続し、スイッチ４０３−ｎ−４はダウンコンバータ４２４−ｎ−２と移相器４０２−ｎ−４とを接続し（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様）、残りのスイッチに関しては未接続状態とする。

これらのスイッチ切替は、ここには図示されていない制御回路の指示のもと、相関算出回路４０５−ｎより管理し、複素位相の回転量を算出する際以外は移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍは分配結合器４１５−ｎに接続される。また、この処理を行う際には移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍの位相回転量は所定の値に設定しておく。その後の処理で得られる複素位相の回転量は、上述の説明と同様に、当初の所定の値に対する差分として設定する。また、ここでは図示されていないその他の送受信信号処理回路６５２−ｎにおいても、ここでは図示されていない制御回路の管理の基、一斉に同様の処理を行うことになる。

この状態で、まず複素位相の回転量を取得すべき通信相手の無線局装置からチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、当該無線局装置ではこの信号を受信する。アンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍで受信した信号は、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍに入力され、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍにてアナログ信号上で所定の複素位相回転が加えられ、それぞれがスイッチ４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍに入力される。スイッチ４０３−ｎ−１、４０３−ｎ−４（実際には、ここには図示していないダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えたアンテナ系統のスイッチも同様であるが、説明の簡単化のためにこの二つのアンテナ系統についてのみ説明する）に入力された信号はダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２に入力される。ダウンコンバータ４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−２は、入力された無線周波数の信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２ではアナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換する。

Ａ／Ｄ変換器４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−２によってデジタル・ベースバンド信号に変換された情報は相関算出回路４０５−ｎに入力される。相関算出回路４０５−ｎは、式（１）〜式（３）を用いて複素位相の回転量を算出する。また、必要に応じてキャリブレーション処理が必要な場合には、式（１）〜式（３）にキャリブレーション係数を考慮した値として送信側の複素位相の回転量を定める。相関算出回路４０５−ｎで求めたこの複素位相の回転量は、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、複素位相回転量予測回路４１０−ｎに入力される。

複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、限られたアンテナ系統のチャネル情報を基に、残りのアンテナ素子のチャネル情報を予測する。図２３の場合には、複素位相回転量予測回路４１０−ｎは、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行うべき複素位相の回転量を算出し、通信する相手となる無線局装置の識別番号と共に、位相シフト制御回路４０６−ｎに入力する。位相シフト制御回路４０６−ｎでは、ここで入力された値がメモリに記憶されるなどして管理される。

また、以上の複素位相の回転量は受信系における移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍの位相回転量に関するものであるが、ローノイズアンプ及びハイパワーアンプなどにおける複素位相回転量の個体差をキャンセルするため、従来技術のインプリシットフィードバックにおけるキャリブレーション処理を施し、送信系における複素位相の回転量を換算し、移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに設定する値として、同様にメモリに記憶されるなどして管理される。

なお、実際のデータ通信を行う際、すなわち送信ないし受信処理を行う際には、図２３には図示されていない制御回路が通信相手となる無線局装置を把握し、位相シフト制御回路４０６−ｎに対して、通信を行う無線局装置に対応する複素位相の回転量を移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍに複素位相の回転量を指示し、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ及び移相器４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍではこの複素位相の回転量に設定してアナログ上のビームフォーミングを実現する。

なお、本図においては明記していないが、例えば送信側のハイパワーアンプ（ＨＰＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ａ」及び「Ｄ_１」〜「Ｄ_Ｍ」の記述のある点に配置し、受信側のローノイズアンプ（ＬＮＡ）等を配置するとすれば、図中の「Ｂ」及び「Ｅ_１」〜「Ｅ_Ｍ」の記述のある点に配置することになる。「Ａ」及び「Ｂ」に関しては、送受信信号処理回路６５２−ｎでは相互に協調することを想定していないので個別のハイパワーアンプ及びローノイズアンプの複素位相の不確定性を除去するキャリブレーション処理は不要だが、「Ｄ_１」〜「Ｄ_Ｍ」の記述のある点のハイパワーアンプ、及び「Ｅ_１」〜「Ｅ_Ｍ」の記述のある点のローノイズアンプに関しては、同一の送受信信号処理回路６５２−ｎ内の各アンテナ素子４０１−ｎ−１〜Ｍ及びアンテナ素子４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍとの間での複素位相の不確定性の原因となり得るために、従来技術のインプリシットフィードバックのキャリブレーション手法を用いることで、各系統のローノイズアンプの複素位相の不確定性は除去する必要がある。

本発明は任意の手法に対して適用可能であり、キャリブレーション処理の具体的な方法は問わない。このキャリブレーション結果を考慮し、例えば「Ｃ_１」「Ｃ_２」等での複素位相の回転量が＋１０度、＋２０度等であったとすると、式（１）〜式（３）で得られた複素位相の回転量に対し、−１０度、−２０度等の補正を行い位相回転量を調整する。なお、このキャリブレーション結果の情報はここでは図示していないキャリブレーション回路にて収集し、位相シフト制御回路４０６−ｎ、複素位相回転量予測回路４１０−ｎないしは相関算出回路４０５−ｎにてこの情報を用いて補正を実施する。
また図２２と同様に、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄ変換器を備えていない系統のスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍに関しては、移相器４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍで行う複素位相の回転量を算出する際の信号処理において接続状態にしたり、ないしはこれらのスイッチ４０３−ｎ−２、４０３−ｎ−３、４０３−ｎ−５〜４０３−ｎ−Ｍを省略したりしても、実効的には問題とはならない。

なお、以上の説明は、各アンテナ素子の複素位相の回転をアナログ信号上で実施する場合を中心に説明を行ったが、デジタル信号処理上においても利用することは可能である。この場合、受信信号処理においては全てのアンテナ素子にＡ／Ｄ変換器を実装しているために、少数のアンテナ素子を用いて行った複素位相の回転量評価結果を基にその他のアンテナ素子の複素位相の回転量を求めることに直接的なメリットはないが、送信側の信号処理に関しては、送信アンテナと受信アンテナが物理的に異なる場合には有効に利用することも可能である。

図２４は、本発明の第３の実施形態における、デジタル信号処理を用いた送受信信号処理回路６５３−ｎの別の構成例を示す機能ブロック図である。図２４は、図２６及び図２７に示した従来技術における時間軸ビームフォーミングを用いた無線局装置の構成例における送受信信号処理回路９２９−１〜９２９−Ｎに対し、本発明を適用するための改良を加えたものである。図２６及び図２７に示す送受信信号処理回路９２９−ｎとの差分は、相関算出回路４０５−ｎ、複素位相回転量予測回路４１０−ｎ、送信ウエイト算出回路４１１−ｎが新たに追加され、時間軸送信ウエイト乗算回路へ入力する送信ウエイトに関する情報を、送信ウエイト算出回路４１１−ｎより与える構成としている点である。

例えば、図１６、図１７に示す様に送信アンテナと受信アンテナが異なる場合には、受信に用いるＡ／Ｄ変換器９２５−ｎ―１〜９２５−ｎ−Ｍの中の全て又はその一部の幾つかの系統に関するサンプリングデータを相関算出回路４０５−ｎに入力し、この情報を基に基準アンテナ素子と他のアンテナ素子との間の相関演算を行う。その相関値は複素位相回転量予測回路４１０−ｎに入力され、ここで入力された複素位相とアンテナ素子の座標情報を基に、上述の最小二乗法や線形推定手法により全てのアンテナ素子の複素位相の回転量を推定し、その推定結果を送信ウエイト算出回路４１１−ｎに入力する。送信ウエイト算出回路４１１−ｎでは、基準アンテナに対する各アンテナ素子の相対的複素位相差をキャンセルするために、その複素位相ψに対しＥｘｐ（−ｊψ）に相当する複素数を各アンテナ素子の時間軸送信ウエイトとし、これを時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−ｎに入力し、時間軸送信ウエイト乗算回路９２１−ｎではこの値をアンテナ素子毎に乗算した後にＤ／Ａ変換器９２２−ｎ−１〜９２２−ｎ−Ｍに入力する。この様にすることで、デジタル信号処理上でも一部の受信アンテナで求めた情報を基に、受信アンテナとは異なる送信アンテナを用いた送信指向性制御が可能になる。

なお、図２４では、Ａ／Ｄ変換器９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍから相関算出回路４０５−ｎへの入力の系統数を明示していないが、図２２及び図２３と同様に、全体の一部のアンテナ系統に関するＡ／Ｄ変換器（９２５−ｎ−１〜９２５−ｎ−Ｍの一部）からの信号を入力する構成としても良いし、その全てを入力する構成としても構わない。さらには、図２０に示す構成の様に、送信アンテナ５６５を構成するアンテナ素子群の一部のアンテナ素子５６８−１〜５６８−３を受信アンテナとする場合には、該当する受信アンテナのみの出力を相関算出回路４０５−ｎへ入力する構成（この場合には、その受信アンテナはユーザデータの受信信号処理に用いなくても良い）としても構わない。

以上説明したように、本実施形態によれば、無線局装置は、全てのアンテナ素子のチャネル情報を取得せず、一部のアンテナ素子のチャネル情報を取得する。無線局装置は、取得したチャネル情報からウエイト情報を算出し、算出したウエイト情報に基づいて他のアンテナ素子のウエイト情報を近似で算出する。これにより、スイッチ等の切り替え機構を新たに備える必要が無く、チャネル情報を取得するために必要となるＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ変換器の数を抑えることができる。また、上記のように、他のアンテナ素子のウエイト情報を近似で算出することにより、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合であってもインプリシットフィードバックを利用することができる。そのため、小型化及び低コスト化を図るとともに、送信アンテナと受信アンテナとが異なる場合であってもインプリシットフィードバックを利用することが可能になる。

なお、上述した各実施形態においては無線周波数のアナログ信号上で複素位相の回転を行っていたが、アップコンバータの位置を変更し、ベースバンドまたは中間周波数のアナログ信号に対して複素位相の回転を与え、その後段または前段で無線周波数との周波数変換を行う構成としてもよい。

［実施形態に関する補足事項］
以上説明した本発明の実施形態に関する補足事項を以下に示す。
前述した実施形態における無線局装置をコンピュータで実現する様にしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線の様に、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリの様に、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、更に前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。

以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。

複数アンテナにより無線信号を送受信する無線通信装置に適用可能である。

１２０−１〜１２０−Ｎ…変調器
１２２−１〜１２２−Ｎ、１２２−ｎ…Ｄ／Ａ変換器
１２３−１〜１２３−Ｎ、１２３−ｎ…アップコンバータ
１２４−１〜１２４−Ｎ、１２４−ｎ…ダウンコンバータ
１２５−１〜１２５−Ｎ、１２５−ｎ…Ａ／Ｄ変換器
１２７−１〜１２７−Ｎ…ＴＤＤスイッチ
１３０−１〜１３０−Ｎ…復調器
１４０…ベースバンド信号処理回路
１４１…信号分離回路
４０１−１〜４０１−Ｍ…アンテナ素子
４０１−１−１〜４０１−Ｎ−Ｍ、４０１−ｎ−１〜４０１−ｎ−Ｍ…アンテナ素子
４０２−１−１〜４０２−Ｎ−Ｍ、４０２−ｎ−１〜４０２−ｎ−Ｍ…移相器
４０３−１−１〜４０３−Ｎ−Ｍ、４０３−ｎ−１〜４０３−ｎ−Ｍ…スイッチ
４０４−１〜４０４−Ｎ…分配結合器
４０５−１〜４０５−Ｎ、４０５−ｎ…相関算出回路
４０６−１〜４０６−Ｎ、４０６−ｎ…位相シフト制御回路
４０７−１〜４０７−Ｍ…分配結合器
４０８−ｎ−１〜４０８−ｎ−Ｍ…ＴＤＤスイッチ
４０９−ｎ−１〜４０９−ｎ−Ｍ…移相器
４１０−ｎ…複素位相回転量予測回路
４１１−ｎ…送信ウエイト算出回路
４１４−ｎ…分配結合器
４１５−ｎ…分配結合器
４２４−１−１〜４２４−Ｎ−Ｍ、４２４−ｎ−１〜４２４−ｎ−Ｍ…ダウンコンバータ
４２５−１−１〜４２５−Ｎ−Ｍ、４２５−ｎ−１〜４２５−ｎ−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器
４４１−１〜４４１−Ｍ…アンテナ素子
４４１−ｎ−１〜４４１−ｎ−Ｍ…アンテナ素子
４５０…無線局装置
４５１−１〜４５１−Ｎ…送受信信号処理回路
４５２…無線局装置
４５３−ｎ…送受信信号処理回路
４５４−ｎ…送受信信号処理回路
４５５−ｎ…送受信信号処理回路
４６０…制御回路
９０１−１〜９０１−Ｎ…変調器
９０２…プリコーダ
９０３−１〜９０３−Ｎ_０…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
９０４−１〜９０４−Ｎ_０…Ｄ／Ａ変換器
９０５−１〜９０５−Ｎ_０…アップコンバータ
９０６−１〜９０６−Ｎ_０…ダウンコンバータ
９０７−１〜９０７−Ｎ_０…Ａ／Ｄ変換器
９０８−１〜９０８−Ｎ_０…ＧＩ除去＆ＦＦＴ回路
９０９…ポストコーダ
９１０−１〜９１０−Ｎ…復調器
９１１…ＴＤＤスイッチ
９１２−１〜９１２−Ｎ_０…分配結合器
９１３−１−１〜９１３−Ｎ_０−Ｍ_０…移相器
９１５−１〜９１５−Ｍ_０…分配結合器
９１６−１〜９１６−Ｍ_０…アンテナ素子
９２１−１〜９２１−Ｎ…時間軸送信ウエイト乗算回路
９２２−１〜９２２−Ｍ…Ｄ／Ａ変換器
９２２−１−１〜９２２−Ｎ−Ｍ…Ｄ／Ａ変換器
９２３−１〜９２３−Ｍ…アップコンバータ
９２３−１−１〜９２３−Ｎ−Ｍ…アップコンバータ
９２４−１〜９２４−Ｍ…ダウンコンバータ
９２４−１−１〜９２４−Ｎ−Ｍ…ダウンコンバータ
９２５−１〜９２５−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器
９２５−１−１〜９２５−Ｎ−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器
９２６−１〜９２６−Ｎ…時間軸受信ウエイト乗算回路
９２７−１〜９２７−Ｎ…ＴＤＤスイッチ
９２８−１〜９２８−Ｍ…アンテナ素子
９２８−１−１〜９２８−Ｎ−Ｍ…アンテナ素子
９２９−１〜９２９−Ｎ…送受信信号処理回路
９４１−１〜９４１−Ｍ…分配結合器
９４２…無線局装置
９４３−１〜９４３−Ｍ…加算合成器
９４４−１〜９４４−Ｍ…複製器
９４５…無線局装置
９５１−１〜９５１−３…ハイパワーアンプ
９５２−１〜９５２−３…ローノイズアンプ
９５３−１〜９５３−３…ＴＤＤスイッチ
９５４−１〜９５４−３…アンテナ素子
９５５−１〜９５５−３…無線モジュール

Claims (6)

1. 複数のアンテナ素子を含んで構成されるひとつまたは複数のアレーアンテナを用いて指向性を形成し、他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置であって、
   前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信部と、
   前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部と、
   前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選定される基準となるアンテナ素子と、前記信号変換部が備えられた他のアンテナ素子の組合せ毎の相関を算出する相関算出部と、
   前記相関算出部で算出した前記アレーアンテナ毎の情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する回転量予測部と、
   前記回転量予測部で予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理部と、
   前記第１の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転する第１の位相回転部と、
   前記第１の位相回転部からの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てのアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成部と、
   前記信号合成部により合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生部と、
   を備える無線通信装置。
2. 前記第１の位相回転部は、前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上で複素位相を所定の値だけ回転させ、
   前記信号合成部は、アナログ信号上で受信に用いた全てのアンテナ素子に亘りアナログ信号の前記受信信号を合成する、請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記他の無線通信装置が送信した信号に対して、前記アンテナ素子毎にデジタル信号上又はアナログ信号上で複素位相を所定の値だけ回転させる前記第１の位相回転部と共通化された、又は、独立した第２の位相回転部と、
   前記相関算出部で算出した情報あるいは前記回転量予測部で予測された情報、又は、該情報に所定のキャリブレーション処理を実施して得られる新たな複素位相回転量に関する情報のいずれかに基づいて、前記第２の位相回転部で与えるべき複素位相の回転量を算出する第２の回転量算出部と、
   前記第２の回転量算出部で算出された複素位相に基づいて、前記第２の位相回転部が与える複素位相の回転量を管理する第２の位相回転量管理部と、
   前記他の無線通信装置宛てのデジタル信号を生成する送信信号生成部と、
   前記送信信号生成部が生成した送信信号をデジタル信号上又はアナログ信号上で前記アンテナ素子毎に分岐させる信号分配部と、
   前記第２の位相回転量管理部によって管理された複素位相の回転量を前記第２の位相回転部に設定し、前記第２の位相回転部にて前記信号分配部で分岐した信号に所定の複素位相回転を施した後の信号を、無線周波数のアナログ信号として前記アンテナ素子を介して送信する信号送信部と、
   さらに備える、請求項１又は２に記載の無線通信装置。
4. 前記信号合成部と前記信号分配部とを共用し、かつ、共用される各機能部と前記信号再生部又は前記送信信号生成部との接続を時間的に切り替える時分割接続切り替え部をさらに備え、
   前記第１の位相回転部と前記第２の位相回転部を共通化し、前記第１の位相回転量管理部と前記第２の位相回転量管理部を共用する、請求項３に記載の無線通信装置。
5. 前記信号合成部と前記信号分配部とが個別独立であり、かつ、前記第１の位相回転部と前記第２の位相回転部とが個別独立である、請求項３に記載の無線通信装置。
6. 複数のアンテナ素子を含んで構成されるひとつまたは複数のアレーアンテナを用いて指向性を形成し、他の無線通信装置と無線通信する無線通信装置が実行する無線通信方法であって、
   前記他の無線通信装置が送信した信号を、前記複数のアンテナ素子それぞれを介して受信する信号受信ステップと、
   前記他の無線通信装置が送信したトレーニング信号を用いて、前記複数のアンテナ素子の中の一部の複数系統に備えられ、該アンテナ素子にて受信された無線周波数のアナログ信号をベースバンドのデジタル信号に変換する信号変換部が備えられた複数系統のアンテナ素子の中から選択される基準となるアンテナ素子と、他のアンテナ素子の組合せ毎の相関を算出する相関算出ステップと、
   前記相関算出ステップにおいて算出した前記アレーアンテナ毎の情報に基づいて、前記複数のアンテナ素子の受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を予測する回転量予測ステップと、
   前記回転量予測ステップにおいて予測された複素位相に基づいて、受信信号に対して与えるべき複素位相の回転量を管理する第１の位相回転量管理ステップと、
   前記第１の位相回転量管理ステップによって管理された複素位相の回転量を、受信に用いる前記アンテナ素子毎の受信信号に対しアナログ信号上又はデジタル信号上で位相回転
   する第１の位相回転ステップと、
   前記第１の位相回転ステップからの出力信号を、アナログ信号上又はデジタル信号上で前記アレーアンテナ毎の受信に用いた全てのアンテナ素子に亘り信号を合成する信号合成ステップと、
   前記信号合成ステップにおいて合成された前記受信信号に基づいて前記他の無線通信装置が送信した信号を再生する信号再生ステップと、
   を有する無線通信方法。

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