JP2016527005A - トライステートパルサを用いて任意の波形を生成する方法及びシステム - Google Patents
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Abstract
Description
本出願は、米国特許法第119条(e)項に基づき、2013年7月19日に出願された米国仮出願番号第61/856,488号の優先権を主張し、この文献の全体は、引用によって本願に援用される。
技術分野
本発明は、様々な忠実度基準の下で、トライステート(tri-state)RF超音波送信機を制御するために任意の波形を適切なシーケンスに符号化する方法及びこれに関連する超音波システムに関する。
送信機の説明
送信機の動作について、簡潔に説明する。まず、問題を数式化する使用モデルについて説明する。そして、推定及び符号化アルゴリズムを超音波システムに導入する。アルゴリズムを実現する実験的な手法を開示し、及びその結果について検討する。
使用モデル
エンコーダが目的関数を最適化するために採用する忠実度の尺度(fidelity metric)は、使用モデル、又は動作モード若しくはシナリオに依存する設計上の選択であり、これらは、全てアプリケーションに固有である。ここで検討する尺度は、(1)(正規化されたRMS誤差における)参照波形の音圧への近さ、(2)実際に達成された音圧に対する参照波形の予測された音圧の近さ及び(3)入力に存在するRF信号の固定成分のアナログ受信機利得段への近さである。最初の2つの尺度は、それぞれ、ここでは一方向トランスデューサ補償問題及び一方向DAC合成問題と命名して説明する。更に、これらの双方向カウンターパートについても、同様に、参照信号を、音圧ではなく、受信データと比較する。
この波形符号化方法は、帯域が制限されたチャンネルを介して通信を行う際のシンボル「等化」の概念によって動機付けされる。ここでは、この概念を包括的にシンボル−ブロックケース(symbol-block case)と呼ぶ。これは、(チャンネルの)送信パルスのシーケンス全体が、個々のパルスとして連続的にではなく、一括的に最適化されることを意味する。シンボル推定の問題は、離散値入力に制約された逆畳み込みとして解釈してもよい。通信問題と、ここに開示する等化概念の使用との間の重要な違いは、性能尺度である。通信問題では、(シンボル誤差率として)性能を測定できる実際のシンボルシーケンスが存在する。ここで取り扱う送信機問題では、「実際の」シンボルシーケンスは存在せず、ここでの目的は、許可された入力(シンボル)に応じたトランスデューサによって生じる音圧(又は受信機データ)及び可能であれば設計波形のフィッティングを行うことである。
図4は、符号化処理100のコンポーネント及び動作の構造を示している。これらのコンポーネントは、IR推定102、シンボルセット定義104、シンボルセット較正106、シンボル量子化108及び等化110を含む。処理100への入力は、アナログ信号又は関数の高精度サンプルによって表される参照設計波形112である。処理100の出力は、送信機パルサ回路の制御に適するトライステートパルスシーケンス114である。なお、「シンボル」という用語は、多値シンボルセット104のメンバ又は2値/3値送信機シンボルの値を意味する。この区別が重要な場合、2値/3値送信機は、常にこのように明示的に定義する。
まず、このアーキテクチャでは、使用モデルによって決定される信号経路に基づいて、送信要素毎にIR推定を実行する必要がある。インパルス応答推定102は、線形統計モデルにおける畳み込みとして定式化され、最小二乗理論によって解かれる。ソナー周波数における水中の音響データの先行実験によってこの技術を実証する。ここで、モデルは、入力として、送信パルスの既知のシーケンスを有し、これがベクトルqとして集合的に表され、テプリッツ行列が形成される。…インパルス応答を含む未知のパラメータは、ベクトルh=[h(1),…,h(L)]Tによって表される。
Y=Qh+e (1)
ここで、eは、モデリング誤差を表し、モデルデータは、以下のように定義される0がパッディングされたベクトルqのテプリッツ行列T(q)である。
(1)を解く1つの手法は、擬似逆行列によるものであり、これにより、以下のようにインパルス応答ベクトルhが推定される。
必要なパラメータは、クリッピングレベル及びシンボル期間dを含む。アーキテクチャが要求する設計変数は、シンボル期間であり、これは、通常、公称トランスデューサ中心周波数に基づく。各シンボルは、複数の送信クロック期間からなり、したがって、幾つかのトライステート電圧インスタンスからなる。選択されるシンボル期間は、通常、公称中心周波数の1/4である。例えば、クロックレートを250MHzとすると、12クロックシンボル期間は、5.2MHzに対応する。更に、シンボル期間は、利用できるPWMレベルの数を決定するシンボルセット104の選択の際、妥当なエンジニアリング評価によって選択される。仮定的な12クロックシンボル期間は、ゼロ電圧レベルを含む25個のPWMレベルを許容する。シンボル期間選択の2つの結果として、シンボル期間を長くすると、PWMレベルが増加するが、シンボルレートが低下するという設計上のトレードオフが生じる。
このアーキテクチャのシンボルセット較正コンポーネント106は、トランスデューサ又はチャンネルモデルの出力側に示すように、シンボルセット104内で利用できる各シンボルと、同等の重みを有するディラックインパルス(Dirac impulse)との間の利得マッピングを判定するように構成されている。これは、以下に示す利得変数g(k)についての最小二乗法によって達成される。
Sk=g(k)S0+e (4)
ここで、ベクトルSkは、k番目のシンボルで畳み込まれたときのインパルス応答モデルの応答を表し、ベクトルS0は、通常、帯域幅が最大のシンボルが選択されるプロトタイプ参照シンボルへの応答を表す。
等化器コンポーネント110は、使用モデルの信号経路の推定されたインパルス応答から導出されるモデルに対して、望ましい参照設計波形の逆畳み込みを実行する。等化器110の出力116は、「ソフト」シンボルのシーケンスrからなり、これは、連続値のディラックインパルスの重みを表す。これらがIRモデルによって畳み込まれると、その結果は、特定された設計波形に近似する。
W=[w(1),…,w(L+Pd−1)]T (5)
W=Hdr+e (6)
ここで、モデル行列Hdは、0がパッディングされたIR応答ベクトルhに関係するテプリッツ行列T(h)の列を間引きしたものであるである。
r=[r(1),…,r(L/d+P−1)]T (8)
幾つかの設計波形については、反復的拡張(ここでは「条件つきの等化器」と呼ぶ。)によって、より良い等化性能が得られる。この手法においては、等化の結果は、後のシンボル量子化ステップ108によって量子化される。これにより生成されるシンボルシーケンスpは、以下のように表される新たなモデルにおいて、インパルス応答に適用される。
W=Hdp+e(10)
特定の参照設計信号については、変形された等化処理を用いることによって、より良い性能が得られる。「反復的高精度化(iterative refinement)」と呼ぶこの手法では、ベースラインアルゴリズムから生じる誤差信号を符号化する。すなわち、参照設計信号と、ベースラインアルゴリズムによって生成された複製との間の差として生成される信号がアルゴリズムによる合成のための新たな信号となり、誤差信号が符号化される元の信号より小さくなることが動機付けされる。誤差信号を3値シーケンスに符号化した後、この符号を、3値範囲の飽和に対応する前段のパルサシーケンス符号から減算する。この処理は、誤差が改善されなくなると終了する。
シンボル量子化器コンポーネント108は、等化器110のソフトシンボル出力サンプル116毎に、較正ステップにおいて判定された利得マッピングに関して、シンボルセットに最も近いシンボルを選択するように構成されている。すなわち、各kの間でマッピングされているソフトシンボルに最も近いg(k)を選択する。そして、シンボルのシーケンスは、それらを構成する3値パルスシーケンスに変換され、これらは、1つのシーケンスに連結される。このトライステートパルサシーケンス114は、シンボル量子化器108の出力である。
IR推定及びトライステートの符号化処理の妥当性を検証するために、水槽実験を行った。
図7に示すようにフィリップスL7−4トランスデューサを水槽に取り付け、厚さ5.08cmのアクリルブロックに直接的に向けて実験を行った。トランスデューサには、Verasonics社のヴァンテージ取得システム(Vantage acquisition system)を接続した。
図7に示すトランスデューサインパルス応答推定実験120では、送信及び後の受信のためのトランスデューサ素子チャンネル122を選択した。トランスデューサ素子122は、指定された水位128まで水126が収容された水槽124内に配置した。水126に沈められた水槽の底のアクリルブロック130は、音響ミラーとして機能するように構成され、送信されてきた信号を実質的に変更することなく反射して、その信号源に戻す。個別の取得イベントにおいて、8つの異なる擬似乱数パルス列をプロービングシーケンスとして送信した。総合的IR推定及び各シーケンスの個別の推定を算出した。これらの結果を図6に示す。このグラフでは、送信されたプロービングシーケンスに対応するインパルス応答推定を重ねて示しており、これらの類似性が示されている。これは、プローブシーケンス選択からの独立を質的に示し、したがって、ここに開示する推定技術の有効性を示している。
例示的な、大きな時間−帯域幅波形の10マイクロ秒の期間の線形周波数変調(LFM)パルスに対する波形符号化の実験を行った。波形エンベロープには、テイラー重みを適用した。瞬間的周波数は、3.5MHzから6.5MHzの範囲に亘った。双方向トランスデューサ補償使用モデルでは、参照波形及び受信機フィルタリングの後の測定波形の間の正規化されたRMS誤差は、−21.7dBであった。
以上、3つの使用モデルのためのアプリケーションにより、トライステートパルサによる任意の波形生成のためのデバイスを開示した。
定義を以下に示す。
h=送信機状態ドエルに等しい期間、すなわち、送信機電圧状態をアサートするために必要な最小数の送信機クロックの期間のサンプルレート(Fdwellとして示す)に間引きされたトランスデューサインパルス応答
L=hの長さ
W=実用的に適切な長さの先頭及び末尾、例えば、それぞれL/4及び2*Lに0がパッディングされた参照設計信号
Lw=Wベクトルの長さ
H=第1の列がLw−2Lの長さに0パッディングされたhベクトルであり、Fdwellのレートに列が間引きされた上述したテプリッツ行列
B=通過帯域をトランスデューサの通過帯域に揃え、MLSEアルゴリズムによる実用的な解決に適する長さを有する適切な選択された低域通過又は帯域通過有限インパルス応答(finite-impulse-response:FIR)フィルタの参照インパルス応答(reference impulse response;RIR)
アルゴリズムは、以下のようなステップを実行する。
1.擬似逆行列又は他の適切な手法を用いて、最小二乗法問題H*r=Wにおけるベクトルrを解く。rは、トランスデューサ出力が参照波形Wであるときのトランスデューサの無限精度駆動信号を表す。
2.ベクトルBをベクトルrによって畳み込み、抽出された信号y=conv(r,B)を生成する。
3.MLSEアルゴリズムを用いて、ベクトルyMLSE=conv(IMLSE,B)として、RIRベクトルBによる畳み込みによって、抽出された信号yに最適に近似する、yのタイムサポートを含む期間に亘るシンボル{Ik}=IMLSEのトライステートシーケンスを推定する。
画素指向処理
本発明の一実施形態に基づくソフトウェアベースの方法及びシステムアーキテクチャは、ソフトウェアにおける全てのリアルタイム処理機能を実現する。ここに提案するアーキテクチャを図9に示す。
Claims (11)
- 超音波トランスデューサ素子を含み、音響媒体に音響波形を生成するように構成された超音波プローブと、
符号化処理を実行して、ユーザ指定波形を、送信機が忠実度を向上させるために適切な2値又は3値シンボルシーケンスに変換する超音波受信装置と、
超音波クロック間隔の対応する均一なシーケンスにおいて、正、負又はゼロの電圧レベルの対応するシーケンスで、前記超音波プローブ内の少なくとも1つの超音波トランスデューサ素子を駆動するように構成されたシンボル値の2値又は3値シーケンスを受け取るように構成された送信回路と、
を備えるシステム。 - 前記符号化処理は、任意の数値精度で指定された任意の波形値のサンプリングされたシーケンスを受け取り、前記送信回路及び付属する音響トランスデューサプローブに印加されると、音響媒体内に生じる音圧の指定された波形の忠実度を提供する請求項1記載のシステム。
- 前記符号化処理は、任意の数値精度で指定された任意の波形値のサンプリングされたシーケンスを受け取り、送信回路及び付属の音響トランスデューサプローブに印加され、後に超音波受信装置によって受信される受信超音波信号の指定された波形の忠実度を提供するように構成される請求項1記載のシステム。
- 前記受信装置は、差動受信機であり、
前記差動受信機は、
第1のイメージング送信チャンネルと、
超音波クロック間隔の対応する均一なシーケンスにおいて、正、負又はゼロの電圧レベルの対応するシーケンスで、組み込まれたアナログフィルタ及び減衰器を駆動するように構成され、後にアナログ加算デバイスを介して、第1の受信機アナログ信号経路に供給される、第2のシンボル値の2値又は3値シーケンスを受け取るように構成された第2の信号生成チャンネルと、
ユーザ指定波形を、弁別的受信及びイメージングの達成に適する2値又は3値シンボルシーケンスに変換する符号化処理を実行するように構成された対応する超音波受信装置と、
を含む請求項1記載のシステム。 - 前記符号化処理は、任意の数値精度で指定された任意の波形値のサンプリングされたシーケンスを受け取り、差動信号生成チャンネル送信回路及び組み込まれた低域通過フィルタ及び減衰器に印加され、後に付属のトランスデューサプローブ及び超音波受信装置によって受信される信号に加算される受信超音波信号の指定された波形の忠実度を提供するように構成される請求項4記載のシステム。
- 超音波クロック間隔の対応する均一なシーケンスにおいて、正、負又はゼロの電圧レベルの対応するシーケンスで超音波トランスデューサ素子を駆動するように構成されたシンボル値の2値又は3値シーケンスを準備することと、
前記超音波トランスデューサ素子において、前記シンボル値の2値又は3値シーケンスを受け取ることと、
対応する超音波受信装置において、ユーザ指定波形を、送信機が忠実度を高めるために適切な2値又は3値シンボルシーケンスに変換する符号化処理を実行することと、
を含む方法。 - 任意の数値精度で指定された任意の波形値のサンプリングされたシーケンスを受け取り、送信回路及び付属する音響トランスデューサプローブに印加されると、音響媒体内に生じる音圧の指定された波形の忠実度を提供する符号化処理を構成することを含む請求項6記載の方法。
- 任意の数値精度で指定された任意の波形値のサンプリングされたシーケンスを受け取り、送信回路及び付属の音響トランスデューサプローブに印加され、後に超音波受信装置によって受信される受信超音波信号の指定された波形の忠実度を提供する符号化処理を構成することを含む請求項6記載の方法。
- 超音波クロック間隔の対応する均一なシーケンスにおいて、正、負又はゼロの電圧レベルの対応するシーケンスで第2の差動信号生成チャンネルを駆動するように構成されたシンボル値の2値又は3値シーケンスを準備することと、
前記差動信号生成チャンネルにおいて、前記シンボル値の2値又は3値シーケンスを受け取ることと、
対応する超音波受信装置において、ユーザ指定波形を、組み込まれたアナログ低域通過フィルタ(LPF)における第1のイメージング送信チャンネルからの受信信号との加算における忠実度を達成するために、前記第2の差動信号生成チャンネルに適する2値又は3値シンボルシーケンスに変換する符号化処理を実行することと、
を含む方法。 - 任意の数値精度で指定された任意の波形値のサンプリングされたシーケンスを受け取り、低域通過フィルタ減衰器出力及び受信トランスデューサプローブ信号の加算結果に指定された波形の忠実度を提供し、前記トランスデューサプローブ信号における予想される公称固定組織クラッタ成分を打ち消し、アナログ−デジタル変換器におけるドップラ信号のダイナミックレンジを増加させるように前記符号化処理を構成することを含む請求項9記載の方法。
- 任意の数値精度で指定された任意の波形値のサンプリングされたシーケンスを受け取り、低域通過フィルタ減衰器出力及び受信トランスデューサプローブ信号の加算結果に指定された波形の忠実度を提供し、前記アナログ受信回路に起因する受信トランスデューサプローブ信号における予想される信号アーチファクトを打ち消し、アナログ−デジタル変換器における信号のダイナミックレンジを増加させるように前記符号化処理を構成すること含む請求項9記載の方法。
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