JP2016523003A - ステアリングアンテナ、ｃｐｌアンテナ、および１またはそれ以上の受信用の対数検波増幅器の組み合わせ - Google Patents

Abstract

【解決手段】ＷＬＡＮとＷＡＮの環境において、無線ルーターとそれらのクライアントの間で、より大きな範囲および帯域幅を提供するために、干渉を低減するか除去するために同期される、対数検波増幅器（ＬＤＡ）、複数のアンテナ、アクティブアンテナ、および複数のアクティブアンテナおよびレシーバーが、様々な構成で提供される。【選択図】図１３

Description

この出願は、２０１３年３月１５日に提出された米国仮出願６１／７９８，５２１、および２０１４年３月１４日に提出された米国特許出願１４／２１４，５７９の利益を請求する。

本発明は、無線および有線モードにおける混信をなくすためのいくつかの方法および対数検波増幅器（ＬＤＡ）の実施に関する。そのような方法は、ＭＩＭＯ上の多数のアンテナの選択、調節および操縦と同様に、受信器性能を改善するために、受信アンテナ当たり１つのＬＤＡが、ステアリングあるいはＣＰＬアンテナと共に使用される方法とを含んでいる。本発明の庇護の下に、部分的組み合わせが含まれる。１つは、新しい高性能高集積ＲＦフロントエンドにおいて、１つ以上のＬＤＡを利用して、より限定的に実施形態を取り扱うもの、もう１つは、送信電力増幅器としてのＬＤＡを含む、ＬＤＡの双方向用途について述べるもの、および最後に、ＬＤＡおよびアクティブアンテナの集積トポロジーである。

携帯電話および他の無線通信デバイスの新しい世代は、より小型化するとともに増加したアプリケーションが埋め込まれており、新しいアンテナ・デザインはこれらの装置の固有の制限に取り組むこと、および新しい性能を可能にすることが要求される。従来のアンテナ構造では、ある物理的容積が、特定周波数および特定帯域幅での共振アンテナ構造を生成するために要求される。しかしながら、そのようなアンテナの有効な実装は、しばしば装置中の制限された利用可能空間によるサイズ制約に直面している。

アンテナ能率は、装置の性能を決定する重要なパラメーターのうちの１つである。詳しくは、放射効率は、放射がどれくらい有効に生じるかを述べる物理量であり、放射されたパワーとアンテナの入力パワーの比率として表現される。より効率的なアンテナは、それに供給されたエネルギーをより高い比率で放射するであろう。同様に、アンテナの固有の相互性により、より効率的なアンテナは受信エネルギーのより多くを電気エネルギーに変換するであろう。したがって、よい効率およびコンパクトなサイズの両方を有するアンテナは、種々様々のアプリケーションのためにしばしば望まれる。

従来のループアンテナは典型的に電流が供給される装置である。それは磁場（Ｈ）を最初に生成する。そのため、それらは、トランスミッタとして典型的に適切ではない。これは、小さなループアンテナに特に該当する。（つまり、１波長より小さい、あるいはそれ未満の直径である）。ループアンテナによって受け取られた放射エネルギーの量の一部は、その領域によって決定される。典型的には、ループの領域が半分にされるごとに、受信可能なエネルギー量はおよそ３ｄＢ低減される。したがって、サイズと効率の釣り合いはループアンテナ・デザインに対する主要な検討事項の１つである。

ダイポールのような電圧供給アンテナは電場（Ｅ）および磁場Ｈの両方を放射し、送信および受信モードの両方で使用することができる。複合アンテナは、直交磁場（ＴＭ）および直交電場（ＴＥ）モードが励起されるものであり、たとえば広い帯域幅（低いＱ）、大きな放射強度／力／利得および高効率などの性能利点に帰着する。２次元の非複合のアンテナの多くの例があり、一般に回路基板上の金属の印刷された線条を含んでいる。これらアンテナの大部分は電圧が供給される。１のそのようなアンテナの一例は、平面逆Ｆ型アンテナ（ＰＩＦＡ）である。多くのアンテナ・デザインは、４分の１波長（あるいは波長の４分の１のある倍数）、電圧供給、ダイポールアンテナを利用する。

エラー率を最小化する一方で増強されたデータ通信比率を提供するために、ＭＩＭＯ（複数入力複数出力）技術の使用が、今日の無線通信デバイスの中で増加している。ＭＩＭＯシステムは、同一ではないが同じメッセージの異なる変形である異なる信号を送信するためにいくつかの送信（Ｔｘ）アンテナと、異なる信号を同時に受信するいくつかの受信（Ｒｘ）アンテナとを同時に使用することにより、多重通路伝送の環境からの干渉を緩和することを目指している、ＭＩＭＯシステムは一般に、アレイ利得を達成するように同じ合計送信電力をアンテナに広げることによって、補足帯域幅あるいは増加した送信電力なしで、データ・スループットの著しい増加を提示することができる。ＭＩＭＯプロトコルは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ（Ｗｉ−Ｆｉ）、４Ｇ、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）、ＷｉＭＡＸおよびＨＳＰＡ＋などのような無線通信規格の一部を構成する。しかしながら、複数アンテナを備える構成では、サイズ制約は、厳しくなる傾向がある。また、アンテナ中の電磁結合によって引き起こされた干渉効果は、著しく送信および受信品質の質を下げるかもしれない。同時に、効率は、多重経路がエネルギーを与えられ、電源消費が増加するという多くの実例の中で、低下する可能性がある。

送信および受信品質でのそのような低下は、ＷＬＡＮおよびＷＡＮアプリケーションの有効範囲、任意の時点で与えられる実効スループット、および干渉レベルには特に問題であり、キャパシティーは、有効な広帯域の接続性に、特に重要なパラメーターである。普段のビデオストリーミングのような新しいアプリケーションを備えた、ＷＬＡＮおよびＷＡＮのための性能性期待は、非常に高く、そのようなシステムの中で使用されるアンテナは、パフォーマンスを改善するためにこれらのパフォーマンス問題に対処することができなければならない。

エンド・ユーザによって経験されるようなスマートフォンに備えたＷＡＮ、またはＰＣか携帯型のデバイスに備えた個人的または公衆のＷＬＡＮネットワークの上で、パフォーマンスを改善する多くの機会がある。具体的には、各住居がそれぞれ１つ以上のＷｉ−Ｆｉアクセス・ポイントまたはルーターがあるところで、ＷＬＡＮは、住宅のシナリオにおける住宅の配備に改良の余地を持っている。通信圏および区域でのスループットは、この数年にわたって劇的に進歩し、平均では、大多数のユーザはよい通信圏と全体にわたるデータとを家庭内で得て居る。しかしながら増加している問題は、毎年増加する利用可能な帯域幅の不足および関連する干渉問題である。ＷＬＡＮ使用のための最初のＩＳＭバンドはアメリカで９００ＭＨｚだった。カメラおよびコードレス電話機のようなデバイス、および様々なプロトコルおよび異なる変調スキームの存在によって、９００ＭＨｚのバンドは、急速に混雑するようになった。その後、２．４ＧＨｚ帯が割り当てられ、１１のチャネル上のＩＥＥＥ ８０２．１１ｂおよび８０２．１１ｇデバイスが使用されたが、オーバーラップしないチャネルは３つだけであった。

新しいコードレス電話機（たとえばデジタル増強コードレス電気通信 ＤＥＣＴ６．０）も２．４ＧＨｚ帯に導入され、現状では、平均で、任意の大都市圏または郊外において、ＷＬＡＮノードはそれぞれ近辺で５つまたは１０のルーターに出会う。ルーターにとって、それらは互いに悪者アプリケーションとして見るので、それは帯域幅のための競争を意味する。送信電力を減少させるための、および後退（遅延）送信のアルゴリズムが存在する。しかし、実際的な側で、それらはＷｉ−Ｆｉアプリケーションであまり頻繁には適用されない。ＬＴＥ、ＷＣＤＭＡのためにだが、携帯用ハンドセットユーザ設備（ＵＥ）、発展したノードＢ（ｅｎｏｄｅＢ）、およびＧＳＭ中のベーストランシーバ局との間の一定電力調節がある。平均では、２．４ＧＨｚ帯も混雑する。比較的５ＧＨｚ帯の新用途はよりもっとオーバーラップしないチャネルを提供するが、しかしより高い解像度のより多くのビデオに対する必要性によって悪化した、より多くの帯域幅に対する絶え間がない切望は、１６０ＭＨｚの帯域幅での８０２．１１ａｃのような、より多くの帯域幅リソースの必要を示唆する。

ＷＬＡＮとＷＡＮのシステムに関する性能上の問題は全般的に新世代の８０２．１１ｂ／ｇ／ａ／ｎ無線カードおよびモジュールの開発によって、対処された。しかしながら、近くの無線ＬＡＮは、大部分が、チャネルをオーバーラップさせる干渉取り消しによって、互いに競合する。この競合は、クライアントがルーターからより遠くなるほど、および近隣のＷＬＡＮの中の競い合うルーターへ近づくほど帯域幅を低減する。さらに干渉によるビデオアプリケーション用の弱いスループット・データまたは能力不足が問題を残し、パフォーマンス向上のための主な機会を提供する。さらに、現在の８０２．１１システムは、橋架けモードによって、セルラー装置、タブレットおよびＰＣに、ダウンロード（ＤＬ）でのデータの３Ｇｂｐｓまで、およびアップロード（ＵＬ）での１．５Ｇｂｐｓまでを約束するＬＴＥアドバンストリリース１０（ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇ）のような、新しい競い合う無線基準と比較されるに違いない。主な違いは、住宅環境内のＬＴＥ対Ｗｉ−Ｆｉのような、セルラー・ネットワークの同期態様である。干渉問題は存在せず、ＬＴＥ対Ｗｉ−Ｆｉであまり低速であるべきでない；しかしながら、完全な容量および低スループットが、マルチパスフェージングによって、同期されたＷＡＮに対してさえまだ存在する。

本出願人は、レシーバーが、ノイズがある状態で下位レベル・システムをより確実に受信することを可能にすることにより、上記の問題に対処する対数検波増幅器（ＬＤＡ）を開発した。さらに、ＬＤＡは、付近のデバイスとのより低レベルの干渉を提供するために、送信器の送信出力が比例的に減少することを可能にする。典型的なＬＤＡはＵＳ特許７，９１１，２３５に述べられている。その内容は、参照によって、本明細書に組み込まれる。そこに説明されたように、ＬＤＡは、増幅器（例えば離散的なトランジスタまたは演算増幅器）、検出器の動作周波数をセットするための手段（例えば、同調されたＬ−ＣまたはＲ−Ｃ帰還回路またはフェーズロックループ）、およびコントローラを含む。増幅器への入力信号は、増幅器の発振を引き起こし、コントローラは発振を指示するしきい値を感知し、発振の検知に応答して、中断周波数が入力信号の出力の対数に比例するようにして、増幅器の発振を中断する。

オペレーションの間、増幅器の入力の電気雑音は、Ｌ−Ｃ調整された帰還回路によって測定された周波数で回路の発振をセット・アップする。同調回路の帯域幅外の雑音は、回路のオペレーションに最小の影響を持つ。他方、Ｌ−Ｃ同調帰還回路の帯域幅内に位置する入力信号は、ランダムノイズだけが回路を励起していた場合よりも、発振器をより高速に振動させる。受信されるノイズ中で求められる信号がある場合、オペレーションの設定周波数での入力信号の相対レベルは高く、しきい値は、ランダムノイズだけのための場合よりも早く到達するだろう。求められる信号のレベルが高いほど、しきい値はより早く到達し、発振の中断はより頻繁になる。従って、所要の周波数を持っている求められる信号は、ランダムノイズだけより発振をより速く生じさせる。そのようなＬＤＡは、干渉をキャンセルするのに全く効果的であることが示された。

より大きな空間的多様性の提供により、技術上の前述の問題に対処することが望まれる。
従来のモバイルのセルラー・ネットワーク・システムでは、基地局にはセル内のモバイルユニットの位置についての情報はなく、無線通信圏を提供するために、セル内にあらゆる方向の信号を放射する。これは、到達するモバイルユニットがない場合、いわゆる同一チャネルセルと呼ばれる、同じ周波数を使用する隣接セルとの干渉を引き起こすことに加えて、送信中の電力の浪費との結果となる。同様に、受信においでは、アンテナは、ノイズおよび干渉信号を含む、すべての方向から来る信号を受け取る。スマートアンテナ技術の使用によって、およびセル内のモバイルユニットの空間的配置を異ならせることによって、空間分割多元接続技術は、魅力的なパフォーマンス強化を提供する。基地局の放射パターンは、送信と受信の両方で、そのユーザの方向に最も高い利得を得るために各ユーザに適応させる。これはフェーズドアレイ技術を使用して、頻繁に行われる。

そのようなアンテナを使用する、増加した空間の多様性、およびＬＤＡを使用する場合の干渉取り消しにおける著しい改良の観点から、無線および有線の通信を利用する通信の新しいアプリケーションにおいて、本発明に従ってＬＤＡの使用を探求することが要望される。特に、干渉を低減するか除去するために、ＬＤＡ、複数のアンテナ、アクティブアンテナ、および複数のアクティブアンテナおよびレシーバーを同期させ、それによって、無線ルーターとそれらのクライアントの間でより大きな範囲および帯域幅を提供することが特に望まれる。本発明は、これらの及び他の技術分野の必要性に対処する。

請求されたアンテナシステムは、無線通信での干渉を低減するか実質的に除去するために適合させたＬＤＡを用いて、空間多様性を改善するために適合させたアンテナを含む１つ以上の解決手段の実施によって、前述の技術的要求に対処する。上で言及したように、近くの無線ＬＡＮは、大部分がオーバーラッピングチャンネルの干渉取り消しによって、互いと競合する。クライアントがルーターからより遠くなり、付近のＷＬＡＮの競い合うルーターにより近くなるほど、この競合は帯域幅を低減する。この取り消しを低減するか除去するために同期された、ＬＤＡ、複数のアンテナ、アクティブアンテナおよび複数のアクティブアンテナおよびレシーバーの使用を通じ、ここに記述されるような本発明を使用する、無線ルーターとそれらのクライアントの間のより広い範囲および帯域幅が提供できるかもしれない。

本明細書に記述された本発明は、干渉のこの問題に取り組み、干渉を一部分または全部低減するために、ＬＤＡ、複数のアンテナ、アクティブアンテナおよび複数のアクティブアンテナおよびレシーバーを使用する、様々な解決手段について注目する。
様々な実施形態はここに記述され、以下を含む：。
１．複合印刷ループ（ＣＰＬ）アンテナのようなアンテナの基部での受信器低雑音増幅器（ＬＮＡ）としてのＬＤＡ。
２．送信出力増幅器、ＲＦ送信／受信スイッチ、任意の帯域フィルタを含み、さらに同じ入出力周波数を備えた受信器ＬＮＡとしてのＬＤＡを含む、ＲＦフロントエンド。
３．ＬＤＡが以下として使用されるアンテナへのＲＦフロントエンドとしてのＬＤＡ：
ａ． 双方向全二重または半二重のアンプ装置として、
ｂ． 送信出力増幅器として、
ｃ． 送信出力レベル・フィードバック用ベースバンドに対する積分対数変換出力検知器の出力を備えた送信出力増幅器として、
ｄ． 全二重または半二重の時分割多重、あるいは周波数分割多重アプリケーションのための異なる帯域をカバーするためのマルチバンドあるいは可変の送信器および受信器を備えるＲＦフロントエンドに対する置換として、
ｅ． スプリッタ（および任意のバンドパスフィルター）を備えるＲＦフロントエンドに対する置換として、または
ｆ． 受信器パスが全二重または半二重の設定用の別の周波数にあるスプリッター（また任意のバンドパスフィルター）を持たないＲＦフロントエンドに対する置換として
４．ＳＩＳＯまたはＭＩＭＯトランシーバ、受信器あるいはトランスミッタのためのＬＤＡシステムをアンテナあたり１つ備えるＬＤＡベースのＲＦフロントエンド
５． 調整可能アンテナおよびＬＤＡベースのＲＦフロントエンドを備えたＳＩＳＯあるいはＭＩＭＯにおいて、干渉を低減させる様々なアーキテクチャ
６．調整可能なＣＰＬアンテナおよび非ＬＤＡ ＲＦフロントエンドを備えたＳＩＳＯあるいはＭＩＭＯにおいて、干渉を低減させる様々なアーキテクチャ
７．ＳＩＳＯまたはＭＩＭＯのためのアンテナを制御するためのアンテナ当たり１つの受信ＬＤＡと共に、１つまたはそれ以上の選択可能、調整可能、操縦可能なアンテナを使用するアーキテクチャ
８．ＳＩＳＯまたはＭＩＭＯのためのアンテナを制御するためのアンテナ当たり１つの送信／受信ＬＤＡと共に、１つまたはそれ以上の選択可能、調整可能、操縦可能なアンテナを使用するアーキテクチャ
９．アンテナを制御するためのアンテナの基部に位置する１モジュール当たり１つの集積ＬＤＡ出力増幅器と共に、１つまたはそれ以上の選択可能、調整可能、操縦可能なアンテナを使用するアーキテクチャ
１０．調整可能アンテナのための制御を含み、ＬＤＡが送信出力増幅器として反対に使用され、受信器ＬＮＡは直接的に使用され、また、ＲＦスイッチが送信および受信パス用のスプリッタと置換されるＲＦ周波数において双方向的なＬＤＡと共に、１つまたはそれ以上の選択可能、調整可能、操縦可能なアンテナを使用するアーキテクチャ
１１．調整可能アンテナのための制御を含み、ＬＤＡが送信出力増幅器として反対に使用され、受信器ＬＮＡは直接的に使用され、ＲＦスイッチが送信および受信パス用のスプリッタと置換され、また、受信器ＬＮＡのようなＬＤＡがＱＰＳＫ復調器を供給する受信器復調を含む双方向的なＬＤＡと共に、１つまたはそれ以上の選択可能、調整可能、操縦可能なアンテナを使用するアーキテクチャ
１２．位相、つまりアンテナ間の信号が、ＬＤＡのパラメーターによって電子的に制御可能な、一方向または双方向ＬＤＡのノードに直接接続された、１つまたはそれ以上の選択可能、調整可能、操縦可能なアンテナを使用するアーキテクチャ
１３．アンテナ位相、アンテナ周波数帯幅、アンテナ周波数中央周波数、アンテナ間の操縦のグループの１つ以上が、ＬＤＡのパラメーターによって電子的に制御可能な、一方向または双方向ＬＤＡのノードに直接接続された、１つまたはそれ以上の選択可能、調整可能、操縦可能なアンテナを使用するアーキテクチャ

受信器チェーンにＬＤＡを加えることは追加選択性および混信阻止を提供し得る一方で、ＭＩＭＯあるいは他の多様性スキームを使用することが、システムがマルチパスフェージングを有利に使用すること、および、空間の多様性が十分に大きい場合、多数のデータ流れを送ることを可能にする。ステアリングアンテナあるいは関連する手段は、人が、アンテナのパターン、方向あるいは利得をダイナミックに調節することを可能にする。最後に、ここに記述された実施形態はここに記述されるようなアンテナを備えたＬＤＡを使用することにより可能になったオプションおよび利点の幅を示すために提供され、本明細書の実施形態は、発明の範囲内で可能なそのような可能性のあるすべてを示すとは限らない。

発明の先述のおよび他の有益な特徴および利点は、添付の図面と関連させた次の詳細な説明によって明白になるだろう。

平面ＣＰＬアンテナの例を図示する。

いくつかのＯＦＤＭ信号が共存し、または代替または隣接チャネルの中で干渉し、または共同チャネル干渉により悪くなる場合の、Ｗｉ−Ｆｉ ８０２．１１の２．４−２．５ＧＨｚスペクトルの出力レベル対周波数を図示する。

対数検出器の実施形態を図示するブロック・ダイヤグラムである。

出力周波数が入力と同じでない場合のＬＤＡシステムの実施形態を図示するブロック・ダイヤグラムである。

ＬＤＡシステムの別の実施形態を図示するブロック・ダイヤグラムである。

低域フィルタによって様々なノードおよび出力でＦｒｅｐ信号がタップされ得る場合のＬＤＡシステムの別の実施形態を図示するブロック・ダイヤグラムである。

ＡＭおよびＰＭの復調性能を備えたＬＤＡの概略的な模型の実施形態を描く。

低雑音増幅器（ＬＮＡ）がＬＤＡシステムと置換される場合に、ＲＦ信号を送受信するための通信装置の第１の実施形態を図示する。

ＬＤＡシステムの回路構成の実施形態を図示する。

ＬＤＡ性能特性に影響せずに、ＲＦ信号を出力するための共振回路の実施形態を図示する。

ＲＦ送信出力からアンテナを運転するために、逆方向でＬＤＡが使用される実施形態の実例である。

図５の実施形態の順方向（下側の線。より短い破線）における、逆方向（上側の線。より長い破線）の利得を図示するグラフである。

逆方向の、送信出力増幅器ＰＡモードにおけるＬＤＡのシミュレーション結果を図示する。

ＲＦ出力からアンテナを運転するために、逆方向設定中で送信出力増幅器としてＬＤＡが使用される実施形態を図示する。

図１１で示された双方向送信出力増幅器およびＬＮＡ置換のハイレベル・ブロック・ダイヤグラムを図示する。

先行技術の中で使用されるような双方向増幅器の非ＬＤＡベースの実装を図示するブロック・ダイヤグラムである。

実施形態に従う図１３のＬＤＡベースの代替を図示するブロック・ダイヤグラムである。

ＬＤＡの時間変異振動およびケンチサイクルを描く。

並列共振回路および直列共振回路を備えた四極体を描く。

四極体の近似のレスポンスを示す予測プロットである。

集積ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡのブロック・ダイヤグラムの様々な実施形態を示す。 集積ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡのブロック・ダイヤグラムの様々な実施形態を示す。 集積ＦＭ復調回路を備えたＬＤＡのブロック・ダイヤグラムの様々な実施形態を示す。

ＦＭ復調を備えたＬＤＡの実施形態の概略を示す。

デジタル出力パルスストリームへの偽デジタル周波数入力のコンバージョンの例を描く。

デジタル等価な電圧サンプルへのデジタル・パルス・ストリームのコンバージョンを描く。

アナログ周波数電圧変換器の例を描く。

アナログ検出器の１つの実施形態を描く。

ＬＤＡの別の実装を描く。

アレーアンテナがいくつかのユーザ向けにプリセットされたアングルに合わせてそのビームを移動するように指定されるスイッチ・ビームアンテナを示す。。

どのようにして、適応性のあるビームフォーミングが、各ユーザに放射するビームを選択することができ、また、干渉ユーザを無効にすることができるかを示す。

フェーズドアレイ、ビームフォーミング・アプリケーションでのアンテナ間の分離を改善する異なる方法を図示する。

ＣＰＬアンテナが、周波数変位のために、または放射がそれに影響するのを防ぐために、あるインピーダンスをそれに載せることによって、受動的または能動的になり得ることを示す。 図２８のスイッチ・ビームアンテナ構成を使用して、結果として生ずるビームフォーミングを示す。

シリーズ・パワー・コンバイナーあるいはウィルキンソンのタイプ・コンバイナーに関連するアンテナを図示する。

可変および空間多様性を提供するためにＬＤＡが統合された構成を示す。

可変キャパシタを備える位相器調整器を図示する。

マイクロストリップ、ＣＰＷＧ、集中素子、導波管などによって位相を発現できる場合の、異なる電気的な位相に接続することができるＳＰ４Ｔスイッチを図示する。

受信器の調整可能なＬＤＡを含む、パターン、方向あるいは利得をダイナミックに調節するためにステアリングアンテナを使用して、時分割多重（ＴＤＤ）のための異なる帯域をカバーする実施形態を図示する。

可変トランスミッタおよび可変受信器が調整可能なＬＤＡを含めて、ＲＦフロントエンドのパターン、方向あるいは利得をダイナミックに調節するために半二重のモードでステアリングアンテナを使用する実施形態を図示する。

可変トランスミッタおよび可変受信器が時分割複式（ＴＤＤ）のための異なる帯域をカバーするために調整可能なＬＤＡを含めて、ＲＦフロントエンドのパターン、方向あるいは利得をダイナミックに調節するために全二重モードでステアリングアンテナを使用する実施形態を図示する。

可変トランスミッタおよび可変受信器が周波数分割複式（ＦＤＤ）のための異なる帯域をカバーするために調整可能なＬＤＡを含めて、ＲＦフロントエンドのパターン、方向あるいは利得をダイナミックに調節するために全二重モードでステアリングアンテナを使用する実施形態を図示する。

ＬＤＡおよび１つの調整可能なステアリングアンテナを使用することができる、ＳＩＳＯまたはＭＩＭＯのための同じ入出力の周波数を備え、ＴＸ ＰＡおよびＲＸ ＬＮＡを備えるＲＦフロントエンドの、実施形態を示す。

ＬＤＡおよびＭ調整可能なステアリングアンテナを使用することができる、ＳＩＳＯまたはＭＩＭＯのための同じ入出力の周波数を備え、ＴＸ ＰＡおよびＲＸ ＬＮＡを備える、ＲＦフロントエンドの実施形態を図示する。

受信器が全二重または半二重モードにおけるトランスミッタと異なる周波数にいる場合、ＬＤＡが、スプリッター（また任意のバンドパスフィルター）の追加のないＲＦフロントエンドの置換として使用される実施形態を図示する。

ＳＩＳＯまたはＭＩＭＯ構成中に１アンテナ当たり１スプリッタを備える、アクティブアンテナおよび双方向選択的な双方向ＬＤＡモジュールを図示する。

受信器が全二重または半二重モードにおけるトランスミッタと異なる周波数にいる場合に、ＳＩＳＯあるいはＭＩＭＯのための１アンテナ構成当たり１スプリッタを持たない、アクティブアンテナおよび双方向選択的な双方向ＬＤＡモジュールを図示する。

本発明は、添付の図および例に関して得られた次の詳細な記述への言及によってより容易に理解されるかもしれない。それは、この開示の一部を形成する。この発明が、本明細書に記述した及び／又は示した特定生産品、方法、条件あるいはパラメーターに、制限されないことが理解される。また、ここに使用される用語は、例を用いて特定の実施形態について記述するためのものであり、任意の請求された発明を限定することは意図されないも理解される。同様に、可能な機構または行動様式に関する、あるいは改良の理由に関する任意の記述は、単なる例示を意味し、また、ここの発明は、任意のそのような示唆された機構あるいは行動様式の正確さまたは間違い、あるいは改良の理由によって拘束されない。このテキストの全体にわたって、記述は、方法およびそのような方法を実現するためのソフトウェアの両方に言及することが認められる。

本発明の実例となる実施形態の詳細な記述は、今、図１−４２に関して記述されるだろう。この記述は、本発明の可能な実施の詳細な例を提供するが、これらの詳細が、模範的におよび全く発明の範囲の限界を定めないように意図されることが注目されるべきである。

上に言及されたように、本発明は、システムにＷＬＡＮおよびＷＡＮの環境内の著しく低減された干渉、最小化されるＲＦ回線長さによる受信感度、混信阻止、ＥＭＩ低減に関する増強されたＲＦの性能および、構成要素数の削減、容易な集積回路集積化、入手可能性、低パワー消耗および小型化という、集積化に関する改良および商品における展開を提供するために、様々な調整可能なアンテナとＬＤＡの様々な構成を組み合わせる。いくつかの可能なアンテナ構成、ＬＤＡ構成およびそれらの組み合わせが、本発明の機能および利点を例証するについてここに記述されるだろう。
アクティブＣＰＬアンテナ

広範囲のアンテナは典型的な実施形態の中で使用することができる。典型的なアンテナは、ＴＥおよびＴＭの両方を励起することができる（複合印刷ループ）ＣＰＬアンテナである。これらのアンテナには高い利得、高性能、低い反射減衰量、低電圧定在波比（ＶＳＷＲ）および１オクターブを超える広い帯域幅がある。アプリケーションに依存して、放射パターンは全方向性または指向性であるかもしれない。ＣＰＬアンテナは、磁気ループラジエーターおよび同じ場所を共用した電界の両方を利用する最初の商業ベースにのった複合平面アンテナである。ＣＰＬアンテナを使用すると、ダイオードがそのバイアスの変更により前方に変位した位置に置かれる場合に、インピーダンスを変更するループ中のダイオードを実施することが可能である。さらに、異なるインピーダンスをそれに載せるループに、可変コンデンサを入れることは可能である。可変コンデンサはさらにバラクター、デジタル・コンデンサー、あるいは交換される多くのコンデンサでもよい。可変誘導器もそのインピーダンスを変更するためにアンテナのループに置かれてもよい。

従来のアンテナに関連した既知の制限の観点から、放射効率に関し、修正済のループアンテナと呼ばれた合成のループアンテナ（ＣＰＬ）は、比較可能なサイズを備えた従来のアンテナより大きな効率で送信および受信モードを提供するために考案された。ＣＰＬアンテナの構造および実施例は、２０１２年３月２７日に発行された米国特許８，１４４，０６５、２０１２年４月３日に発行された８，１４９，１７３、および２０１２年４月２４日に発行された８，１６４，５３２に述べられている。ＣＰＬアンテナの重要な機能は、図１で示された例に関して下に要約される。

図１は、平面のＣＰＬアンテナ１００の例を図示する。この例において、平面のＣＰＬアンテナ１００はプリント回路板（ＰＣＢ）１０４上に印刷されループエレメント１０８を含んでいる。それは、２つの端部１１２および１１６を提供する開いたベース部を備えた長方形エッジに沿うトレースとしてこの場合形成される。１つの端部１１２は、電流が供給される場合のアンテナの供給ポイントである。他の端部１１６は接地である。ＣＰＬアンテナ１００は、Ｊ形のトレース１２４および蛇行トレース１２８がある放射素子１２０をさらに含んでいる。この例において、蛇行トレース１２８はループエレメント１０８にＪ形のトレース１２４をつなぐように構成される。放射素子１２０は本質的に共振回路として機能し、共振がアンテナの開閉頻度で生じるように、直列のインダクタンスおよびキャパシタンスを提供する直列共振回路、およびそれらの値が選ばれる。蛇行トレース１２８を使用する代わりに、Ｊ形のトレース１２４の形および次元は、ループエレメント１０８に直接接続し、かつさらにターゲット共振を提供するために調節されてもよい。

電流が供給されている典型的な従来のループアンテナと同様に、平面のＣＰＬアンテナ１００のループエレメント１０８は磁場（Ｈ）を生成する。直列共振回路特性がある放射素子１２０は、電場（Ｅ）ラジエータ（アンテナの本来的な相互性により当然電場レシーバーである）として有効に作動する。ループエレメント１０８への放射素子１２０の接続ポイントは、互いに実質的に直角のＥとＨのフィールドを生成する／受信するための平面のＣＰＬアンテナ１００において重要である。この直角の関係は、アンテナによって放射された電磁波が空間を通って有効に拡散することを可能にする効果がある。互いに直角に配置されたＥとＨのフィールドがない状態で、波は、短距離を越えて有効に拡散しない。この効果を達成するために、放射素子１２０は、放射素子１２０によって生成された電場Ｅが、ループエレメント１０８によって生産された磁場Ｈに関して位相が外れた９０°または２７０°である位置に置かれる。具体的には、放射素子１２０は、供給ポイント１１２からループエレメント１０８に沿った、電気的長さが実質的に９０°（あるいは２７０°）の位置に置かれる。あるいは、放射素子１２０はループエレメント１０８を通って流れる電流が反映的に最小になる位置でループエレメント１０８に接続されてもよい。

電場Ｅおよび磁場Ｈの直角に加えて、電場Ｅと磁場Ｈが大きさにおいて比較可能であることが望ましい。これらの２つの要因（つまり直角、比較可能な大きさ）は、Ｐ＝Ｅ ｘ Ｈ（ボルト／ｍ ｘアンペア／ｍ＝ワット／ｍ２）で定義されたポインティングベクトル（ベクトル電力濃度）に目を向けることにより評価され得る。アンテナを囲む表面から出る総放射出力は、ポインティングベクトルを表面で積分することにより見出される。従って、量Ｅ ｘ Ｈは、放射出力の直接の測定手段であり、したがって、放射効率である。最初に、ＥとＨが互いに直角の場合、ベクトル積が最大を与えることが注目される。次に、２つの産物の全体的な大きさは、より小さなものによって限定されるので、できるだけ接近している２つの量（この場合｜Ｈ｜および｜Ｅ｜）を持っていることは、最適な生成値を与えるだろう。上に説明されたように、平面ＣＰＬアンテナにおいて、放射素子１２０を、供給ポイント１１２からのループエレメント１０８に沿った電気的長さが実質的に９０°（あるいは２７０°）の位置に、置くことにより、直角が達成される。更にループエレメント１０８および放射素子１２０の形および次元は、比較可能で、強度がそれぞれ高い｜Ｈ｜および｜Ｅ｜を提供するように、それぞれ形成することが可能である。したがって従来のループアンテナとは好対照に、平面ＣＰＬアンテナは単に送信と受信モードの両方を提供するだけでなく、放射効率を増加させるように構成することが可能である、

小型化は、ループエレメントに直列のキャパシタンス及び／又はＣＰＬアンテナの放射素子を導入することによって、達成することが可能である。そのようなアンテナ構造は、容量連結型複合ループアンテナ（Ｃ２ＣＰＬ）と呼ばれ、より大きな効率を備える送信および受信モードの両方と、従来アンテナより小さなサイズとを提供するために開発された。
Ｃ２ＣＰＬアンテナの構造と実施の例は、２０１２年１１月５日に出願された「容量結合型複合ループアンテナ」と題する米国特許出願Ｎｏ．１３／６６９，３８９号に述べられている。
ＬＤＡ＋ＣＰＬアンテナ

典型的な実施例では、対数検波増幅器（ＬＤＡ）は、アンテナに直接統合される。前述の参照によって組み込まれた米国特許７，９１１，２３５号、または、本出願と同日に出願され、さらに参照によってここに組み込まれた関連すると共に継続中のＰＣＴ出願（依頼者整理番号１０１６０７．０００１２９、１０１６０７．０００１３１および１０１６０７．０００１４５）に概略的に記述されたタイプのＬＤＡ回路は、次を含む各種機能を、一部は同時に果たすことが可能である：対数検波および増幅、信号再生成、同一入出力周波数での低雑音増幅、、周波数変換、ノイズフィルタリング、混信阻止、およびアナログ／デジタル振幅、位相および周波数復調。これらの機能は、感度および帯域幅を増大させ、電源消費を低下させ、混信阻止と信号対雑音比を改善し、および、デジタルおよびアナログＡＭ、ＦＭおよびＰＭ入力の無線範囲を拡張する。ＬＤＡ技術の特定のアプリケーションは多数である。

典型的な実施例中のＣＰＬアンテナとＬＤＡとの組み合わせは、例えば、無線ＬＡＮアプリケーションのための無線通信を大幅に改善することが可能である。前に言及したように、無線通信での重要な制限は、スループットおよび無線範囲を厳しく低減し得る干渉のレベルである。これは恐らく、多くのワイヤレス・ルーターが存在し、それらのどれもがともに（住宅から住宅）同期されない住宅地区で展開した時のＷｉ−Ｆｉのための主な制限のうちの１つである。ルーターはそれぞれ他のものによって悪者アクセス・ポイントと見なされ、これは、ごく近くにいる場合、大きな干渉レベルを生成する。干渉は、各ルーターにデータ比率の後退を強制し、最小のビット誤り率（ＢＥＲ）を維持するために、それをより低いレベルまで低下させる。ますます多くの人々が、無線ルーター、アクセス・ポイント、中継器、コンピューター、タブレット、携帯電話、テレビ、ゲーム機などを所有している。さらに、隣人はそれぞれ自分の家の中に同様の設備を所有し、その結果、他の隣人の近くの無線ＬＡＮは競合を起こす。これが、チャンネルのオーバーラッピングの干渉取り消しの主な原因である。この競合は、クライアントがそのルーターからより遠くなるにつれ、また、付近のＷＬＡＮの中の競い合うルーターへ近づくにつれ、帯域幅を低減する。ＣＰＬアンテナとＬＤＡとの組合せは、この取り消しを低減するか除去するために、各クライアントおよびそのルーター上で、同期することが可能であり、それによって、無線ルーターとそれらのクライアントの間で、より大きな選択性、範囲および帯域幅を提供する。

ＷＬＡＮ、ＷＡＮおよびＷｉ−Ｆｉは、所要のチャネルと同期した２つのＬＤＡを、低ＩＦ変換率を有するＣＰＬ（商標）アンテナと組み合わせることによって、および（デジタル入出力の場合）２つのアナログ／デジタル変換器の、周波数デジタル変換器への置換によって、優れた受信感度、干渉取り消しおよび帯域幅を達成する。ＬＤＡは、ＱＰＳＫ変調を使用して、デバイスの再生デジタル出力を増強し、これが次に、チャネル間の識別力の向上により、干渉取り消しを低減する。さらに異なるアンテナおよび同調部分の使用によって、同じワイヤレス受信器技術は、ＷＬＡＮ、ＸＭサテライトおよびＷｉ−Ｆｉ信号を受信および復調することも可能である。

典型的な実施例の中で、ＬＤＡは、クライアント・ルーターが使用するべき最良チャネルを見つけるため、および、隣接したチャネルまたはオーバーラップするチャネルを強度差および位相微分を使用してフィルタリングするために、フェーズロックループ（ＰＬＬ）回路を使用してもよい。ＰＬＬを備えたＬＤＡは、干渉よりも６ｄＢ強く、現存システムよりも３ｄＢ強い信号を識別することが可能である。

さらに、ＩＦ範囲中の周波数変調への入力信号の変換、および対数展開の使用は、ノイズ低減に特に効果的であり、低い信号対雑音比を備えた弱い信号のダイナミックレンジを拡張する。それによって、超音波、ＭＲＩおよびＣＡＴスキャンなどのような微小信号医療機器、一般的な魚群探知機およびソナー、衝突防止装置および他のアプリケーションと同様に、跳ね飛ばす傾向のレーダーの感度および範囲（および電力消費の減少）を増加させる。

さらに、ＬＤＡがより弱い信号からのランダムノイズをフィルタリングする能力はそれらに、いくつかのまたはより多くのｄＢｓ対最良低雑音増幅器（ＬＮＡ）のような、非常に弱い信号を再生成するための手段を与える。ＬＮＡ未満の全般的な消費に加えて、全面的により良好なリンクバジェット（ｌｉｎｋ ｂｕｄｇｅｔ）である追加の受信感度を考慮する数ｄＢによって、通信の両側のＲＦ送信出力が低減されるかもしれない。携帯電話の出力電力をさらに低減するため、および、それによって、バッテリー寿命およびその範囲を３時間まで延長するために、ＬＤＡ技術は、電話機のＩＣチップ内へ直接組み込むことが可能である。

ＬＤＡはさらに、より高いデータ容量用の、複数のアクティブアンテナ、プラス８０２．１１ａｃ／ＭＩＭＯ、および直角周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）のための高性能デジタル無線受信機の解決手段の核心であり得る。そのような構成では、ＣＰＬアンテナはそれぞれ、高性能のＬＤＡベースに基づいたレシーバーであってもよい。ＬＤＡがアンテナに接続される場合、それは、各アンテナ間の分離を支援する。

さらにより詳細に下に記述されるように、ＬＤＡも電子的にステアリングアンテナ上で実装することが可能である。さらに、ＣＰＬアンテナは、アプリケーションに適切なように、ここに記述された実施例中の従来の広帯域アンテナと取り替えてもよい。

図２は、代替または隣接チャネルにおいて、いくつかのＯＦＤＭ信号が共存しまたは干渉し得るか、あるいは同一チャネル干渉により悪化しているＷｉ−Ｆｉ ８０２．１１の２．４−２．５ＧＨｚの帯域の出力レベル対周波数特性を示す。ＬＤＡは、これらの状況の全部において、その周波数帯幅が１つのチャネルの幅に限定されるとき、それを選択し、その周波数帯幅の外側の信号を抑えることを支援することが可能であると認められるであろう。ＬＤＡは、レシーバーのマスタークロックおよび反対側の所望の送信器で位相が固定される（および悪者ＡＰとは位相が外れる）ので、ＰＬＬを備えたチャネルへロックされてもよく、さらに同一チャネル干渉に対し支援してもよい。
典型的なＬＤＡ

前述の米国の特許７，９１１，２３５号に述べられていたＬＤＡに加え、本発明は、構成に依存するＬＤＡの種類のうちのどれでも実装してよい。例えば、図３は、対数検出器１００の実施例を図示するブロック・ダイヤグラムである。この実施例では、入力端子からの入力信号は、ＩＮＰＵＴと称され、増幅回路１０４によって受信されるであろう。増幅回路１０４は入力信号を増幅するように構成され、演算増幅器、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）または他の離散トランジスタ、真空管、ＲＦ増幅器などのような、任意の適切な増幅要素を含んでもよい。発振は、電気雑音及び／又は所望の信号に反応して、増幅回路１００において開始されてもよい。発振は、入力信号の強度に応じて周期的に停止してもよい。帰還回路に構成されることができる共振回路１０８は、動作頻度を制御するために、増幅回路１０４に並列に接続されてもよい。図３の実施例において、共振回路１０８は一連のＬＣ回路を含んでもよく、その場合、ＬとＣの値が、対数検出器１００の動作頻度に相当する共振周波数を有するように選択されてもよい。発振は、ＬとＣ値によって測定された周波数の増幅回路１０４において設定されてもよい。したがって、ＬＣ共振の外部のノイズは、ＬＣ回路の動作に与える影響が最小である。ＬＣ共振の帯域幅内の入力信号は、発振を、ランダムノイズのみよりも、急速に開始させてもよい。標準感度あるいは回路の要因Ｑは、共振回路１０８内で使用される構成要素によって大部分が測定されてもよい。高Ｑ回路は、例えば共振回路１０８内の水晶共振子の使用によって、達成されるかもしれない。

サンプリング回路１１２は増幅回路１０４に接続されてもよい。サンプリング回路１１２は、するように形成されてもよい。電圧補給線を増幅回路１０４へ流れる電流を有効にサンプリングするために、；一旦、予め測定されたしきい値が到達すると、サンプリング回路１１２は、発振を止めるために動作してもよい。すなわち、サンプリング回路１１２は、しきい値が到達する各時点に、周期的に発振を中断するために使用されてもよい。
周波数対電圧変換器１１６はサンプリング回路１１２に接続されてもよい。周波数対電圧変換器１１６への入力は、本明細書でさらに記述したように、繰り返し周波数Ｆｒｅｐとして表示される、一連の電圧スパイクを含んでもよく、その周波数は、入力信号の出力の対数として、実質的に変化する。周波数対電圧変換器１１６からの出力は、入力スパイクの周波数に比例する直流電圧でもよい。

入力信号が調整される場合、周波数‐電圧変換器１１６の出力は、直流電圧成分および交流電圧成分を含んでもよい。ＡＣ成分は入力変調に対応してもよく、および、有効的に、ベースバンドにおける復調された入力信号のコピーでもよい。

上に説明された対数検波器の実施形態は、様々な電子工学応用のために実施される様々な方法で適応させてもよい。対数検出器増幅器（ＬＤＡ）システムには一定の基礎的な特性が供給されてもよく、ターゲット・アプリケーションでの適切な性能強化のために修正されてもよい。図４は、ＬＤＡシステムの実施形態２００を示すブロック・ダイヤグラムである。ＬＤＡシステム２００は分離回路２０４、マッチングネットワーク２０８、ＬＤＡ核心２１２、ブースタ回路２１６および周波数‐電圧変換器２２０を含んでいてもよい。ＯＵＴＰＵＴ １として呼ばれる、出力はこの例における周波数‐電圧変換器２２０に連結されてもよい。ブースタ回路２１６および／または周波数‐電圧変換器２２０は、任意の要素であってもよい；それらのうちの１つまたは両方はターゲットアプリケーションによって省略されてもよい。ＬＤＡシステム２００がブースタ回路２１６および周波数‐電圧変換器２２０を含まない場合、図４中のＯＵＴＰＵＴ ２によってあらわされるように、出力ポートはＬＤＡ核心２１２から離れて直接置かれてもよい。ＬＤＡ核心２１２は増幅回路２２４、共振回路２２８およびサンプリング回路２３２を含んでいてもよく、増幅回路１０４、共振回路１０８、および図３の対数検波器１００のサンプリング回路１１２と同様に作動し、機能するよう構成してもよい。

分離回路２０４は電力漏れ、ＬＤＡ核心２１２による反射信号、およびＲｘチェーンを保護し、再生を最適化するために周囲の回路、特にＴｘチェーン、による他の干渉効果をフィルタするために使用される。特に、入力された信号と位相関連性が不明であるとして分離回路２０４に入力されるＬＤＡ核心からの反射し戻る信号は再生強化工程が同時の場合、信号再生に有害な効果があるかもしれない。反射され、入力信号とまざっている位相信号から、再生工程は所望に達成することができず乏しい性能が生じうる。

漏れた電力もまた、アンテナのような受信入力への道を見つけるかもしれず、不要発射またはＥＭＩとして放射される。分離回路２０４は、そのような分離を目的としてサーキュレータを含んでいてもよい。Ｒｘチェーン中のサーキュレータは、Ｒｘ信号をアースへ通し、かつ不要な漏れおよび反射をショートさせるように構成されてもよい。典型的なサーキュレータは、非線形性を修正するためにフェライトのような強磁性の要素を含んでいる。しかしながら、強磁性の要素は典型的にかさばっていて高価である。サーキュレータの代わりに、分離回路２０４は低雑音増幅器（ＬＮＡ）あるいはどんな受動または、能動素子も持つように構成されてもよく、それは高められた利得（能動回路用）、向上した分離、信号対雑音比および帯域幅を供給してもよい。マッチングネットワーク２０８はインピーダンス・マッチングおよび／または位相補正目的に用いられてもよい。図３で説明されたものと同様の機構に基づいて、ＬＤＡ核心２１２は一連の電圧スパイク、Ｆｒｅｐ、入力信号の電力の対数として本質的に変わる周波数を出力してもよい。信号のＦｒｅｐはＯＵＴＰＵＴ ２から出力されてもよく、あるいはブースタ回路２１６および／または、さらにＯＵＴＰＵＴ １から処理され出力するため周波数対電圧回路２２０に送信されてもよい。ブースタ回路２１６は、例えば約１００ｍＶから数Ｖまで信号Ｆｒｅｐを増幅するために、１以上のトランジスタまたは他の適切な増幅構成要素を含んでいてもよい。ブースタ回路は、より純粋でかつより鋭いスパイクを得るために増幅されたＦｒｅｐをデジタル化するために、シュミットトリガ回路あるいはデジタル・インバーターのような任意の単純なデジタル回路をさらに含んでもよい。ブースタ回路２１６による出力信号は、信号がＯＵＴＰＵＴ １から出力されるために可聴周波数のような、ＤＣおよびＡＣ電圧に変換されるよう、周波数‐電圧変換器２２０に送られてもよい。

前に言及されるように、ＬＤＡシステム２００はターゲットアプリケーションに対してふさわしい性能強化と同様に、図３で示されるような対数検波器の一定の基礎的な特性を含んでいてもよい。例えば、作動の周波数は、共振回路のＬおよびＣ値の選択により決定されてもよい。；そのため、ＬＤＡ核心増幅回路と共に、高いバンド外拒絶、高いスカート比率および高い信号対雑音比は、種々に修正されるようなＬＤＡシステム２００を用いることにより達成されてもよい。すなわち、ＬＤＡシステム２００は、高度な、周波数選別応用のために実施されてもよい。更に、サンプリング回路は、しきい値に到達し、しきい値が到達するごとに、周期的に発振を中断し、自己ケンチングおよび時間依存のサンプリング機能を供給してするために用いられてもよい。したがって、発振の再生特性は、増幅回路の低い即時の再生利得及び、発振をとめ再開することにより高められてもよく、高いＲｘ感度を高めてもよい。増幅回路の低い即時の再生の利得は、実施形態１乃至 ５の範囲中にあってもよい。しかしながら、再生の全サイクルにわたるＬＤＡ利得は本質的により高くてもよい。典型的に、例えば−１０ｄＢから＋５０ｄＢの範囲で最低値から最高値であってもよい。典型的なＬＮＡと比較して、信号対雑音比は高められてもよく、出力受信信号インジケータ（ＲＳＳＩ）レベルはより高くなってもよい。これは、続く受信段階、あるいは通信装置にとって都合がよく、通信装置においてＬＤＡは更なる増幅をあまりまたは、まったく要求されないのでシステム２００が用いられる。ＬＤＡのＲｘ感度は、キャパシタ、誘導子、ＳＡＷフィルタ、ＢＡＷフィルタ、セラミック共振器、機械工共振器などのような共振回路の中で高いＱ構成要素を用いることにより達成されるかもしれないＬＤＡ核心の周波数帯域幅を弱めることにより、増加されてもよい。誘導子とキャパシタ用の高Ｑ値は実施形態中で２５乃至２００の範囲中にあってもよい。ＳＡＷフィルタ、ＢＡＷフィルタ、セラミックフィルターおよび機械工フィルタ用の高Ｑ値は、特に５００乃至２０，０００の範囲中にあってもよい。

実施形態は弱い乃至強い受信信号を再生することができてもよく、また通常対数増幅器に関係している周波数の変換なしに、最小のノイズの追加でそれを選択的に増幅できてもよい。

図５Ａは、ＬＤＡシステムの他の実施形態３００を示すブロック・ダイヤグラムである。ＬＤＡシステム３００は分離回路３０４、マッチングネットワーク３０８およびＬＤＡ核心３１２を含んでいてもよい。ＬＤＡ核心３１２は増幅回路３２４、共振回路３２８およびサンプリング回路３３２を含んでいてもよく、それは同様に作動し機能するように増幅回路１０４、共振回路１０８、および図３の対数検出器１００のサンプリング回路１１２で構成してもよい。ＯＵＴＰＵＴ Ａは図４のＯＵＴＰＵＴ ２と同じであり、ＬＤＡ核心３１２は一連の電圧スパイク、Ｆｒｅｐを出力してもよい。あるいは、出力されずに、ここでＦｒｅｐは中断してもよい。ＬＤＡシステムの例３００では、共振回路３２８はＯＵＴＰＵＴ Ｂを通してＲＦ信号を出力するように構成されてもよい。図３および４のＯＵＴＰＵＴまたはＯＵＴＰＵＴ２がＩＮＰＵＴ周波数に対して異なる周波数にある場合がＬＤＡに反して、ＯＵＴＰＵＴ ＢはＩＮＰＵＴ周波数と同じ周波数を実質上有する。信号はＩＮＰＵＴ信号のコピーであり、併せてサンプリングされて、及び図１５のようにみえてもよい。これは、ＬＤＡのこの構成を図６の中の３００中に示されたようなＬＮＡ交換あるいはＬＮＡ補足適用に対して特に適するようにする。

集積ＡＭ／ＡＳＫ／ＯＯＫ復調回路を備えたＬＤＡのさらなる実施形態は、図５Ｂ中で示される。図５Ｂは、本質的に図５Ａと同じであるが、マッチングネットワークおよび他の出力を生じる、次の低域フィルタの追加を備えている。代替出力中の信号は本質的にＲＦ周波数構成要素が低域フィルタで除去された後どんなＡＭ／ＡＳＫ／ＯＯＫも含む入力信号の再生された時間サンプリングコピー（ｔｉｍｅ ｓａｍｐｌｅｄ ｃｏｐｙ）を生み出す。エネルギー伝達を分離し最大限にするために、マッチング回路は低域フィルタの前に追加されてもよい。

出力信号のタッピングは、増幅器の出力のような伝導モード、または相互につながれたインダクタンスとの電磁結合のような無線モード中に行われてもよい。時間サンプリングにより、周波数スペクトルは繰り返すように見えてもよい。ある場合には、ケンチング周波数パルスが、あたかもケンチング周波数がなく、出力上で変調された信号が同時に連続的に表れるように、システムが作用することがほとんどないかもしれない。しかしながら、代替出力ノードでタッピングすることは、この問題を和らげて、より高い電力出力信号Ｆ＿ｒｅｐ（ｔ）を供給してもよい。

低域フィルタの前の交互の出力中の周波数スペクトルは、（もしあれば）変調されたＲＦ信号、（もしあれば）変調を備えた中間周波数ＩＦの中の反復率ｆ＿ｒｅｐ（ｔ）周波数及び、（もしあれば）０ヘルツのベースバンド中に変調された信号を含んでいてもよい。この点で、２つのケースが可能となる：
１． 低域フィルタ、ＲＦ信号およびＩＦ周波数（ｆ＿ｒｅｐ）及び再生／増幅されたベースバンド信号を回復。
ベースバンド信号は復調されたＡＭ出力が起こる。
任意に、アンチエイリアスフィルターのあとデジタル信号ｖ（ｋ）を形成するＡＤＣは可能である。
２． 低域フィルタ（あるいはバンドパスフィルタ）ＲＦ信号およびベースバンド（ＢＢ）周波数、及び再生／増幅されたｆ＿ｒｅｐ（ｔ）信号の回復。
ＡＭ信号を復調するまたはベースバンドを回復する周波数‐電圧変換器、ｆ／ｖコンバーターおよび改変した増幅器を備えたアナログ方式工程ｆ＿ｒｅｐ（ｔ）。
任意に、アンチエイリアスフィルターのあとデジタル信号ｖ（ｋ）を形成するＡＤＣで対応することは可能である。
ｂ．デジタルに、デジタル波整形、瞬時周波数メーター（あるいはデジタル１／ｘ機能のあとのペリオド計）およびデジタル復調出力信号を得るためにスケーリングする工程ｆ＿ｒｅｐ（ｔ）。

さらなる実施形態は図５Ｂの中に示される。図５Ｂは、ＬＤＡを集積ＡＭ／ＡＳＫ／ＯＯＫ復調回路出力および交互の出力で示す。図５Ｂの中で、また、上記の節中にリストされるように、ｆ＿ｒｅｐ（ｔ）信号は、マッチングネットワーク２の後、Ｒ１、Ｃ３の上で出力のようなノードでタップすることができる。あるいは、出力は増幅器、あるいは並列共振回路からの分離したキャパシタ中央ノードの上誘導され、あるいは代わりに増幅器の入力側上での出力から誘導される。これらの選択肢のいずれかは、出力を得るためにマッチングネットワークと低域フィルタに続く。

図５Ｃは、ＡＭ及びＰＭの復調能力を備えたＬＤＡの回路図の実施形態を描く。ＡＭ復調能力を備えたＬＤＡの典型的な実想は、図５Ｃで示される。並列及び直列の共振器回路Ｌ１、Ｃ３は、増幅器Ｔ１、この場合はＮＰＮトランジスタのコレクタ上で発見される。１８０度の位相を供給するトランジスタＴ１は、コレクタとエミッタの間でシフトする。Ｃ１は帰還発振器キャパシタである。ＶＧ１は、キャパシタ（図示せず、しかし図５〜８中に示されるキャパシタＣ２のようなもの）を介してつながれた、入力源信号である。バイアスはＶＳ２、Ｒ３およびＣ６ある。
Ｄ２はＲＣ回路Ｒ４、Ｃ１１に対する二極管カップリングである。出力はＶＭ１である。任意のＣ７はケンチング工程を向上させるために示される。

ＦＩＧ ５Ａに戻り、分離回路３０４は、出力漏洩、周囲の回路、特にＴｘチェーンからの反射信号、および他の干渉効果をフィルタリングするため、Ｒｘチェーンを保護するため、および、先に説明したように、再生効率の低減またはＥＭＩとしての放射出力漏洩を避けるために、使用されてもよい。分離回路３０４は、分離目的のためのサーキュレータを含んでもよい。Ｒｘチェーン中のそのようなサーキュレータは、Ｒｘ信号、および、望まれない漏洩の短絡、および接地への反映を通過させるように構成されてもよい。典型的なサーキュレータは、フェライトのような、適正な非線形性の強磁性要素含んでいてもよい。しかしながら、強磁性のエレメントは全般的にかさばっていて高価である。代替物は、サイズを劇的に縮小し得るナノチューブ・メタ材料サーキュレータを使用することである。サーキュレータの代わりに、分離回路３０４が、増強された利得（能動回路用）、分離、信号対雑音比および帯域幅を提供し得るＬＮＡ、または任意の受動的または能動的素子を有するように構成されてもよい。

マッチングネットワーク３０８はインピーダンス・マッチング及び／又は位相補正目的に使用されてもよい。図３に関して説明されたものと同様の機構に基づき、ＬＤＡコア３１２は一連の電圧スパイク、Ｆｒｅｐを出力してもよい。Ｆｒｅｐは出力 Ａから出力されてもよく、または単に、出力されずに開いたままにしてもよい。

ＯＵＴＰＵＴＢを通してＲＦ信号を出力するように共振回路３２８を形成することによって、図５で示されるようなＬＤＡシステムは、様々なＲＦアプリケーションのために実施され、一方で従来のＲＦ通信装置と比較して高められた業績水準を提供してもよい。図６は、ＲＦ信号の送受信のための従来の通信装置の実施形態を示す。単一のアンテナ４０４はこの例の中で送信（Ｔｘ）および受信（Ｒｘ）モードの両方に対して用いられてもよい。Ｔｘ／Ｒｘスイッチ４０８は、時間間隔中にモードに依存するＴｘチェーンあるいはＲｘチェーンのいずれかを選択するためにアンテナ４０４につなげられてもよい。Ｒｘチェーンは、通常はＲｘフィルタ４１２およびＬＮＡ４１６が有していてもよい。付Ｒｘフィルタは、ＬＮＡ４１６、の前か後ろのいずれか、あるいはフィルタレベルおよび周波数範囲の両方に依存して追加されてもよい。ＬＮＡは典型的にＲｘ信号を増幅しその一方で、感度を増加するためにノイズと歪みをほとんど加えないため用いられてもよい。Ｒｘ信号は増幅され、最終的にＬＮＡ４１６からトランシーバ４２０に出力され、モデムのようなベースバンド処理装置４２４に到達する。Ｔｘチェーンは、電力増幅器（ＰＡ）４２８およびＴｘフィルタ４３２を有していてもよい。付加的なＴｘフィルタは、ＰＡ４２８の前か後ろ化のいずれか、あるいはフィルタレベルおよび周波数範囲の両方に依存して加えられてもよい。Ｔｘ信号は、トランシーバ４２０から出力されるＴｘ信号は、ＰＡ４２８に送られてもよく、Ｔｘ信号は増幅されＴｘフィルタ４３２に出力され、この実施形態に示されるようにアンテナ４０４に送られてもよい。トランシーバ４２０は、ＲＦ信号を処理するために様々な回路を含んでいてもよい。これらの回路は、図６中に表わされ、Ｒｘチェーン用Ｒｘ信号処理回路４３６が、Ｔｘチェーン用Ｔｘ信号処理回路４４０などがある。Ｒｘ信号処理回路４３６は、周波数をダウン変換するためのダウンコンバーター、変調された信号を復調するための復調器、ベースバンド処理装置４２４へ入力されるデジタル信号を生成するアナログ・デジタル変換器、および遠隔送信機から、レシーバーとともに入力シンボル・データ・ストリームを同調させるための同期機能を含んでいてもよい。

従来のＲＦ通信装置は図６で示され、ＬＮＡ４１６はＲｘ信号に増幅され、一方で、典型的にノイズと歪みをほとんど加えない。前に説明されるように、ＬＤＡシステムは不要なノイズを最小化する一方で増幅された信号を供給することができる。したがって、高められた性能レベルを備える新しいＲＦ通信装置のタイプは、図６の中の点で描いた四角によって示されるように、ＲＦ出力、ＯＵＴＰＵＴ Ｂをトランシーバ４２０につなぐことで、ＬＮＡ ４１６をＬＤＡシステム３００に置換して供給してもよい。あるいは、ＬＤＡシステムはＬＮＡを補足するために受信感度ブースタとして最初のあるいは後の増幅段階として追加されてもよい。自由に、ＬＤＡは、受信チェーンにおける高い利得のＬＮＡの後に追加され、さらに、線形回路で可能でないシステム雑音係数を弱めることができる。これは、繰返し信号が多くのＣＷサイクルにわたり存在する場合に、信号対雑音比を増加させることを可能にするＬＤＡの再生要因による。Ｒｘフィルタ４１２および他の構成要素もまたＬＤＡシステム中に含まれていてもよい。通信装置がＷｉＦｉシステムである場合に、約２．４ＧＨｚにおけるＲＦ信号はＬＤＡシステム３００によって増幅され、ダウンコンバーターを含むトランシーバ４２０へ出力されてもよい。典型的なダウンコンバーターは、間周波数を中心とする中間周波数信号を超長波を中心とするベースバンド信号に変換する。したがって、ＬＤＡシステム３００のＲＦ出力、ＯＵＴＰＵＴＢから約２．４ＧＨｚでＲＦ Ｒｘ信号をえることによって、ダウンコンバーターを含む既存のトランシーバー・テクノロジーは、ベースバンドプロセッサ４２４に送信されるＷｉ−Ｆｉ ８０２．１１ｂ 乃至８０２．１１ａｃのために、ダウンコンバート信号、約２０ＭＨｚから１６０ＭＨｚを獲得するような修正なしで用いられてもよい。

他の応用は、変調された信号帯域幅が低い数ＫＨｚであってもよい１６８ＭＨｚ、４３３ＭＨｚあるいは８６８ＭＨｚで使用を目的としてサブー１ＧＨｚ狭帯域トランシーバに関するものであってもよい。

さらに他の応用は、衛星通信、例えば１．５ＧＨｚのＧＰＳを考慮し、受信した無線信号が非常に低い電力レベル、典型的に受信逆拡散の前のノイズ・フロアまでであってもよい。 ＬＤＡは、そのような非常に低い受信レベル、搬送波に関連のある低データ速度および相対的な低データ速度アプリケーションのための受信ブースタとしてのすぐれた候補であってもよい。

さらに他の応用は、非常に速いトランジスタを備えた単純な電子位相が必要な場合、６０ＧＨｚ帯のような非常に短い周波数に関するものであってもよい。６０ＧＨｚのＣＭＯＳプロセスは、非常に敏感度の良い受信器を供給するためにそのような受信ブースタあるいはＬＮＡ交換を設計するために用いられてもよい。

さらに他の応用は、無線から、あるいはケーブル、電源線、電話線、光ファイバーなどを通して送信された様々な変調された通信信号に関してよく、ここで搬送波および／または変調された信号の電力が、高い感度、およびノイズの増加により増幅され、さらに、受信器ユニットによって処理されることが望まれる。

図５の中のＬＤＡシステムは、ＣＷ ＲＦ信号（変調されず）あるいは変調信号を備えたＲＦ搬送波信号のいずれかを増幅してもよい。変調信号は、アナログ振幅、周波数変調あるいは位相変調、（それぞれ短縮されてＡＭ、ＦＭ、ＰＭ）のデジタル変調の場合であってもよくあるいは変調の異なるタイプとして当業者が既知の略語であるＡＳＫ、ＯＯＫ、直角位相ｍ−ＡＭ、ＦＳＫ、ＭＳＫ、ＧＦＳＫ、ＧＭＳＫ、４−ＦＳＫ、４ＧＭＳＫ、ｍ−ＦＳＫ、ＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ｍ−ＰＳＫ、ｍ−ＱＡＭのいずれかであってもよい。変調の異なるタイプとして当業者が既知の略語であるＦＨ−ＳＳ、ＤＳ−ＳＳ、ＯＦＤＭ、ＢＰＳＫを備えたＭＩＭＯ ＮｘＮ、ＱＰＳＫ、ｍ−ＱＡＭおよびＯＦＤＭのような、より複雑な変調は使用されてもよい。典型的な意味では、図５で示さるように、ＬＤＡシステム３００は、高い受信感度により再生及び増幅し、低い雑音は再生度数帯域幅内のＩＮＰＵＴからの入力を表し、及びＯＵＴＰＵＴＢ上での周波数変換（つまり同じ周波数、同じスペクトルによる）信号を出力する。これは搬送波と変調を含んでいる。

前に言及されるように、ＬＤＡシステム３００は、ＬＮＡ４１６を交換するよりむしろ、ブロック４１２と４１６の間の受信パス内の相補的な方法中でＬＤＡシステム３００をくわえることにより受信ブースタとして図６の通信装置を実装してもよい。この構成では、受信感度は、ＬＤＡ高い受信感度、低雑音指数および増幅によって増加させてもよい。

他の実施形態では、フィルタ４１２はＬＤＡシステムが増加したスカート比率をパルス発振器および増幅器により選択性周波数回路であるので、取り除かれてもよい。これはフィルタ４１２の条件を緩めて、それを交換し、帯域外の除去性能をこえてもよい。

図７は、ＬＤＡシステム３００の回路構成の実施形態を示す。分離回路は入力ポートに連結され、Ｒｘチェーンを保護するためかつ再生効率電力の漏出、反射信号、及び周囲の回路による他の干渉効果を除外するために用いられてもよい、および再生効率あるいはＥＭＩ放射電力の減少を回避するために用いられてもよい。分離回路は、分離を目的としてサーキュレータを含んでいてもよい。典型的にかさばる高価な強磁性の要素を含むサーキュレータの代わりに、ＬＮＡ、あるいは高められた利得（能動回路用）、分離、信号対雑音比および帯域幅を供給しうる任意の受動的または能動的装置も備えるように構成されてもよい。マッチングネットワークはインピーダンス・マッチングおよび／または位相補正目的ように用いられてもよい。マッチングネットワークは、この実施形態中のキャパシタＣ２によって、増幅回路の入力セクションに決定的に連結されてもよい。十分な入力エネルギーがＬＤＡ中に導入されないので、過少連結のカップリングは再生工程に悪影響をうけるかもしれない。システムが過剰連結された反対の場合、再生はあまりにも多くの入力エネルギーがＬＤＡに転送されるので、影響されるかもしれない。増幅回路は入力信号を増幅するように構成されてもよく、演算増幅器、ＢＪＴ、ＦＥＴ、ＲＦ増幅器あるいは他の離散的なトランジスタのような適切な増幅要素もまた含んでいてもよい。

図７のＬＤＡシステムは、増幅回路の出力側で増幅回路と直列でつながれた共振回路、および増幅回路と並列につながれたキャパシタＣ１を含んでいてもよい。あるいは、共振回路は増幅回路の入力側で増幅回路と直列で繋げられてもよい。動作周波数は、共振回路のＬ値およびＣ値を選ぶことにより設定されてもよい。発振はそのように決定された周波数において増幅回路中で設定されてもよい。この実施形態において、サンプリング回路はダイオードＤ１を介して増幅回路に連結されてもよい。サンプリング回路は増幅回路までの電圧供給管路中で流れる電流を効果的にサンプリングするように構成されてもよく；前もって定義した閾値に到達した時点で、サンプリング回路は発振を止めるために作用してもよい。すなわち、閾値が到達するごとに、周期的にサンプリング回路の発振を止めるために使用されてもよい。サンプリング回路からの出力はこのように一連の電圧スパイク、Ｆｒｅｐであってもよい。ＦｒｅｐはＯＵＴＰＵＴ Ａから出力されるか、あるいは単に、出力されずに終了してもよい。当業者は、ＯＵＴＰＵＴ ＡがＦＭ復調のため異なる周波数を、内外に供給することを認識できる。ＦＭ変調に関して、共振回路は少なくとも並列および直列共振回路を必要とする。

ＬＤＡシステムの特性に影響を及ぼすことが無いＲＦ周波数おける信号出力において、図５あるいは図７の中のＬＤＡシステムの共振回路は、図４、図８で示されるＬＤＡシステム２００の共振回路２２８、ＬＤＡ特性に影響されない出力ＲＦ信号の共振回路の実施形態と異なった構成であってもよい。この共振回路は２つの主要部分：直列共振回路部分および並列共振回路部分を含んでいてもよい。この図では、ＶＣＣはＤＣ電圧供給を表わし、共振回路の入力ポートは増幅回路に連結されるように構成されてもよく、出力ポートはＲＦ信号の出力のためにＯＵＴＰＵＴＢに連結されてもよい。当業者は、ＡＭ、ＦＭおよびＰＭのようなアナログあるいはデジタル変調のいずれかのタイプに対してＯＵＴＰＵＴ Ｂが同じ周波数を内外に提供することを認識するにちがいない。ＯＵＴＰＵＴＡを用いた直接のＦＭ復調に関して、共振回路は少なくとも並列および直列共振回路を必要としてもよい。しかしながら、ＬＤＡ周波数応答の正規曲線の右の傾斜あるいは左の傾斜のほぼ真中に位置するようなに位置するＩＮＰＵＴ信号がＬＤＡ中央周波数の僅か左に位置するように勾配検出により直列共振回路のない狭帯域ＦＭを復調することは可能である。 広帯域のＦＭ信号は、ＬＤＡのＱファクターが適応するように減少する場合に右か左の勾配上に入力信号の広帯域の偏差を提供するのと同様に直接判別することができる。ＯＵＴＰＵＴ Ａを通したＡＭおよびＰＭ復調に関しては、直列の共振は必要ではない。直列共振部分は、キャパシタＣＳおよび誘導子ＬＳを含んでいてもよく直列共振を供給する。並列共振回路部分は、分離したキャパシタＣＰ１およびＣＰ２と並列の誘導子ＬＰ、およびＣＰ１とＣＰ２のコモンノードに連結された第３のキャパシタＣＣを含んでいてもよい。非常に互いを連結し、かつ出力インピーダンスのために最適化するようにＣＰ１、ＣＰ２およびＣＣの値を決定することによって、ＲＦ信号は最適にタップ（Ｔａｐｐｅｄ Ｏｕｔ）する。更に、並列共振回路部分中の誘導子およびキャパシタのうちのいくつかは高められた感度を備えた小さな帯域幅を持つように高いＱ誘導子および高いＱキャパシタであるように構成されてもよい。

図９は、ＲＦ＿ＯＵＴからＲＦ＿ＩＮまですすむより黒い線９０２によって示されたリバースＲＦ出力ＲＦ＿ＩＮからアンテナを駆動するために逆方向中でＬＤＡが用いられる実施形態の例を示す。そのような実施形態では、ＬＤＡは、結合し入出力のような共振器／増幅／ケンチング装置のようにモデル構成をしてもよく、図１１の結合ノードは増幅器出力（図９の中のトランジスタ・エミッター）より低いインピーダンスであるため、逆方向中の高出力を供給してもよい。カップリングはＲＦ＿ＩＮまたはＲＦ＿ＯＵＴの上で行われるかもしれません。しかしながら、逆方向では、入力ポートはＲＦ＿ＯＵＴおよび出力ポートはＲＦ＿ＩＮになる。正常な順方向では、ＲＦ＿ＩＮは入力ポートであり、ＲＦ＿ＯＵＴは出力ポートである。ＬＤＡのシミュレーションは、図１０Ａで示す通り利得が両方向にある。

１０Ａは、図９中に描かれたＬＤＡの作用の、逆のモードに対して、さらに直接のモードを示す。図１０Ａは、１００２行目によって示された逆のモード、および１００４行目によって示された直接のモードにおけるＬＤＡの利得を示すグラフである。注目されるように、共振における利得値は１よりもおおく、それはＬＤＡが逆のモード中で用いられてもよいことを実証する。これは慣例に従わず、典型的な増幅器あるいはＬＮＡでは可能ではない。例として、逆方向中のＬＮＡは、電力での要素１００〜１０００の減衰である利得の典型的な−２０ｄＢから−３０ｄＢ示す。

ＬＤＡは受信または送信モードを含む多くの異なるモードで作動することができる。図１０Ｂは、電力増幅器ＰＡモードのＬＤＡのシミュレーション結果を示す。最適化されていないＬＤＡ回路を備えたシミュレーションは８．５ｄＢの利得をしめすように０ｄＢｍの入力に対して８ｄＢｍの出力、さらに１３５ＭＨｚで６ｄＢの利得を備え５ｄＢｍの１ｄＢのＰ１ｄＢの圧縮電力を示す。ＬＤＡがＬＮＡとしては作用し、−１００ｄＢｍ未満の微弱入力信号を処理することができる直接のモードと比較される。

ＬＤＡの逆のモード作業の実施形態は、図１１および１２中にさらに示されます。図１１は、増幅器のノード（ａ）が低インピーダンスで、図１０Ｂの中で示されるような高電力に対して適している場合に、ＲＦ＿ＯＵＴからＲＦ＿ＩＮまで進む、より暗いラ線１１０２によって示されたリバース中で作動する送信電力増幅器（ＴＸ ＰＡ）としてのＬＤＡを示す。図１２は、図１１、および点線で示された送信電力増幅器の高水準の工程図および反対方向の、受信低雑音増幅器を示す。

ＬＤＡもまた両方向に同時に作動する、全二重双方向増幅器としては用いられてもよい。
典型的な従来の双方向増幅器の非ＬＤＡに基づいた実想は、図１３で示す。この増幅器には１つのアンテナ１３０２、１つのバンドパスフィルタ１３０４、伝送／受信ＲＦスイッチ１３０６、ＴＸ電力増幅器ＰＡ １３０８およびＲＸ低雑音増幅器ＬＮＡ １３１０からなる半二重方式のＲＦフロントエンドがある。直接のＲＸパスは直線１３１２で表され、一方で逆のＴＸパスはより暗い直線１３１４によって表わされる。この構成では、３つの能動素子、バンドパスフィルタに加えてアンテナがある。

図１４は、ＬＤＡに基づいた、全二重作動と同様に半二重の作動を目的として異なるＲＦフロントエンドを備えた図１３の単純な代替の実施形態を示す。この実施形態は、アンテナ１４０２、図１１でのような１つの双方向ＬＤＡ １４２０および抵抗性であってもよい、ウィルキンソン、カップラー、サーキュレータ、メタ材料、ランプされた（ｌａｍｐｅｄ）受動素子などのスプリッタ１４２２から構成されていてもよい。この構成中で、たった１つの能動素子、単純なスプリッタ加えてアンテナがある。この実想は多くのレベル：小規模、構成要素のより少ない数、ＬＤＮの経済的な再生モードにより低い電力消費、手ごろな解決法に対して魅力的であってもよい。小規模により、ＬＤＡはアンテナの基部に位置し、プリント回路基板上の不動産、送信ＰＡからアンテナまでの距離／損失／反射およびアンテナから受信ＬＮＡの伝送の回線の損失を最小化してもよい。別の対象となる特性は５０オームＬＤＭ以外に対応し、ＬＤＡのポートにアンテナが「対応する」ことであってもよい。他のより狭いかより広いトレース幅の間、５オームから１３０オームの範囲内で５０オーム以外の複素共役に通常一致するための理由はアンテナサイズ、容易、ＬＤＡなどに一致することなどである。

スプリッタは重要であり、２０〜３０ｄＢの送信および受信パスの間のよい分離を可能にする。よいスプリッタには約３．５ｄＢの減衰がある。ＴＸとＲＸのその位置は、観念的に図１４中に位置する。受信パスに関しては、ＬＮＡ ＬＤＡ基板の後ろにあり、その損失は第一の増幅器の後ろであるためシステムＮＦに影響を与えなかった。送信では、スプリッタは、ＰＡ出力からアンテナまでエネルギー伝達を最大限にすることを可能にするためＰＡの前に置かれる。他の利点は、ＬＤＡが周波数選別であるので、高いスカート比で、帯域フィルタの除去あるいは劣化したものの選択である。さらに、切替のタイミング問題と同様にベースバンドからも構成要素とコントロールを保護するため送信／受信Ｔ／Ｒスイッチもまた、必要ない。

１つの実施形態では、ＬＤＡは電力計にログスケールおよび巨大なダイナミックレンジを供給する。ＬＤＡによって供給される別の対象となる特徴は、図１１中に示され、ＰＡが送信している間、送信ＰＡモードの中で送信された電力を測定することができ、そして技術の状態につき外付部品は必要としない。逆のモードにおいて、システムはセルフケンチングし続け、Ｆｒｅｐ＿ＯＵＴ出力をもたらす。図４中において前述したように、Ｆｒｅｐは入力電圧のログに比例して平均電圧を出力する単純なＦ／Ｖ変換器につづいてもよい。非常に望ましい出力電圧は電力計としては、ｄＢ（ログスケール）で出力電力に比例してもよい。ダイナミックレンジは、広く５０〜１００ｄＢの範囲中である。変換されたＦ／Ｖから出された出力電圧は、実際の送信された電力上のベースバンドにフィードバックを供給するために内因性のログ変換により、より低い分解能ＡＤＣを供給してもよい。全二重はＦＤＤとＣＤＭＡに対して供給されてもよい。

別の実施形態では、双方向ＬＤＡは、受信モードの中あるいはその両方でＲＦ ＬＮＡ、ＡＭ／ＦＭ復調器あるいは両方としては同時に用いられてもよい。図１１は、双方向ＬＤＡが２つの受信出力を供給することを示す：第１に、同じ周波数対入力における同時受信ＬＮＡモードにおけるＲＦ＿ＯＵＴは、信号ＲＸ＿ＩＮを受け取り、第２にＦｒｅｐ出力は、ＩＦ帯の中の復調された出力である。変調がアナログまたはデジタルＡＭ、ＦＭ、ＡＭ＋ＦＭのように単純ならば、ＬＤＡはデジタルまたはアナログｆ／ｖ変換器も使用により直接復調することができる。

１つの実施形態では、ＬＤＡは可変コンダクタンスを備えたＬＣ回路と見なすことができ、後者は正から負まで周期的に変わる。図１５は、ＡＭ／ＦＭ復調能力を備えたＬＤＡの時間変種発振およびクエンチング・サイクルを描きます。より具体的には、図１５はサイクル５０２の始めからサイクル５０３の終わりまでサイクル５０１を描きます。発振は、５０６で次第にゼロになり、閾値５０５に及ぶまで増加５０４する。

図１６は、並列共振回路６０１および直列共振回路６０２を備えた四極子６００を描く。
ＦＭ復調能力を備えたＬＤＡは、図１６中に示されるような並列とシリーズの共振器回路６０１および６０２で作られていた四極子の使用に基づく。それは、通過帯域中のヌル位相を備える帯域フィルタであるように設計されている。並列共振回路の一例は、並列中に接続しているＬおよびＣ、適正に配置された開始スタブ、あるいは不足スタブの送信のライン、水晶共振子、ＳＡＷ回路、ＢＡＷあるいはこれらなどの組み合わせである。直列共振回路の一例は、直列の中で取り付けたＬおよびＣ、適正に配置された開始スタブ、あるいは不足スタブの送信のライン、水晶共振子、ＳＡＷ回路、ＢＡＷあるいはこれらなどの組み合わせである。

図１６の四極子の振幅および位相中の伝達関数は、図１７中に示される。横軸は周波数Ｈｚであり、縦軸はそれぞれ利得ｄＢにおよび位相（度）である。

図１７は１つの、四極子の近似の反応を示すボード線図を描く。ＦＭ／ＡＭ復調用の有用な動作範囲は、点線を備えた楕円の中で示された。図１７の中のプロットは周波数（下部）反応位相対振幅対周波数（上部）を示す。ＬＤＡの残りを備えた四極子および相互作用の設計によって、利得は、ダイヤグラムの中で示されるような２つのスパイクをもつ尖形に対し平らであるあるいは丸くなるように設計すされる。

図１８Ａは、図１８Ａは、不可欠なＦＭ復調回路を備えたＬＤＡのブロック・ダイヤグラムを描く。行動信念は下記の通りである：増幅器Ａ８１はループバック中のキャパシタＣ８１で発振するために作られる。典型的な増幅器は、ＮＰＮ、ＰＮＰトランジスタ、ＦＥＴトランジスタ、Ａ ＭＯＳトランジスタ、デュアルゲートＦＥＴトランジスタなどであってもよい。さらに、能動回路の構成は、ダーリントン、共通基板・共通のコレクタ、共通のエミッタ、カスコード、差動対などであってもよい。単一の増幅器または多段増幅器のような他のタイプの増幅器、ロジック増幅器が用いられてもよい。増幅器は、シリコン、Ｂｉ−ＣＭＯＳ、ＧａＡｓあるいは他の工程のような工程の任意の数によって作ることができる。

最も単純な実施は、入力８０１から増幅器Ａ８１出力までの１８０°の移動及び弱いか強いカップリングとしてＣ８１で維持される発振を持つことである。いいかえれば、Ｃ８１の値は望まれるような低い値にまで増幅値利得を減じる。四極子は、Ａ８１の出力に追加され、および通過帯域中のその高いより少ない（ｈｉｇｈ ｌｏｗｅｒ ）減衰により中心周波数で、あるいはその中心周波数のまわりで増幅器を共鳴させる。図１７中に示されるように、回路がヌルの位相範囲の中心に調節され、そこで作動する場合、最適なＦＭ復調モードが起こる。さらに、ひずみなしで復調することができる最高周波数偏差は等しいか、あるいはゼロの位相帯域幅より大きい。したがって、狭いか広いかにかかわらず、帯域フィルタ四極子はターゲット偏差を提供することを設計することができる。

別の重要なＬＤＡ活動部分は、ＲＣ回路Ｒ８１およびＣ８３のサンプリング回路としての行動されることである。増幅器に接続された時、それは周期的に充電し、その電位として増加するにつれ、Ｒ８１をわたって増幅器の出力電流を増加するように電圧は増加する。
同時に、増幅器の入力バイアス電流は減少し、そしてあたえられた限界スイッチが切れ従って発振が消える。この点で、Ｃ８３へ蓄積された充電は、Ｒ８３の中に放電され、および結果としてＲ８１とＣ８３の上の電圧が０まで低下する。サイクルは再開し、Ｒ８１とＣ８３の上の電位が少ないため、増幅器バイアス電流は、増加する傾向にあり、そして少し経つと発振が再び増す。

低域通過フィルタリングの後、Ｒ８１とＣ８３の上の信号は出力された反復周波数であり、その形は、図１５中に示される周期的な発振周波数のエンベロープに似ていてもよい。

二極管Ｄ８１はＲＣ回路Ｒ８１およびＣ８３に増幅器を連結し、よいＲＦ行動を備えた低いステップ・フィルタとして働く。伝導（入力電圧の正の半サイクル）、低インピーダンスであり、非伝導（入力電圧の負の半サイクル）中にいる場合は高インビーダンスであり、ＲＣ回路が載せられた時、整流器と低域フィルタとして働く。

その入力は、ダイオードＤ１のトップに弱くつながれる。入力マッチングは重要であり、よいマッチングは、重要要因単位で性能を向上させる場合がある。カップリングを増加させて、かつ反復のサイクリングを促進するために、任意のサキャパシタは、Ｄ８１のカソードと増幅器のバイアスの間で接続されてもよい。

別の実想では、ダイオードＤ８１は、比較的高価値、例えば共振器のインダクタンスの値の１０倍のインダクターおよび１００ｎＨから１ｎＨの範囲中で取り替えることができる。
ＬＤＡ発振作動頻度が高すぎるならば、寄生するものは低域通過結果を逆に影響を与えてもよく、ダイオードのようなより多くの理想的な成分が用いられてもよい。さらに付加的な実想では、Ｄ８１は、バイアスが適切にかけられるトランジスタのような有効分と取り替えることができる。

いくつかの型のＦＭ弁別器あるいは復調器がある：フォスターシーリー、トラビス、直角位相検波器、とりわけＰＬＬがある。フォスターシーリー弁別器は、使用周波数のために変調される、特別の中心タップ付変成器および全波整流中の２つのダイオードを用いる。偏差がない場合、トランスの両方の半分は等しい。ＦＭ信号が適用される場合、バランスは破壊されます。また、信号が、周波数偏移に比例して出力で現われる。

トラビスの弁別器はフォスターシーリーに似ているが、第二のトランスは、中央タップと２つの正反対のブランチを有し、各ブランチは同調回路および傾斜検出器に接続されている。第１の同調回路はわずかに搬送波より高く反響し、一方、第２のものはわずかに低い。その出力は、傾斜検出器１および２の電圧間の違いである。ＦＭ変調が適用され搬送波より高い周波数の方へそれる場合、検出器１の電圧は正になり、一方で検出器２の電圧は負になる。出力電圧および両方間の違いは正である。ＦＭ変調が搬送波より低い周波数にそれる場合、対極が生じ、出力電圧は負となる。反対の信号の２つの共振曲線の追加は、大きな中間区間は線形であるすばらしい「Ｓ」曲線特性出力を与える。

直角位相検波器では、入力は２に分かれ、及びパスのうち１つは９０度遅れ、共振するＬＣ回路に適用される。２の信号は最後に位相比較器を供給し、及び低域通過でフィルタされた結果は復調されたＦＭ出力である。

ＰＬＬは１つのＦＭ弁別器で、集積回路の容易な利用により採用された。
入力ＦＭ信号対電圧制御発振器の一つ（ＶＣＯ）の位相が比較される。結果は低域通過フィルタであり、かつＶＣＯを抑制する。入力変化の周波数として、補正電圧はＶＣＯの位相および周波数を増加させるか減少させるかのちがいにより、位相差を補おうとして位相検出器に現われます。ＰＬＬのループ帯域幅が適切に設計されているならば、ＶＣＯに対する補正電圧はさらに復調された出力電圧である。

対照的に、ここに示されたＬＤＡテクノロジーはいくつかの重要な新規性をもたらす。入出力の位相がお互いから１８０度である場合、Ｓ曲線の特有の出力は他の弁別器としては提供され、及びＬＤＡは、単に発振している低い利得増幅器を有することにより、トラビスの弁別器の性能に似ている。しかしながら、ＬＤＡテクノロジーにおいて、ここに開示されたＳ字曲線は四重極通過帯域幅を超過する。従って、ＦＭ−ＬＤＡは従来のＦＭ弁別器として、自動周波数制御ＡＦＣを必要とせず、Ｓカーブの中心中に正確に存在する必要はない。私たちの実想では、オートセンタリング効果がある。

位相がＳ曲線へ曲げられる場合、ＬＤＡ発振器はその中心にとどまろうとする。偏差が周波数中で高くなる場合は、反復率は減少し、偏差が下に行くあるいは周波数においてより低い場合、その反復はより速く進む。それは３つの数値を有することができる電力計に似ている：中心チャネルに近い、中心チャネルあるいは上方のチャネル。Ｓ字曲線が非常に広い場合、非常に広いＦＭを復調することができる。反対に、Ｓ字曲線が狭い場合、狭いＦＭを復調することができる。

出力反復周波数は位相と周波数情報を含み、ＦＭ受信信号によって低い中間周波数で復調される。標準ＦＭ弁別器は一定振幅を利用する。ここに示されたＬＤＡテクノロジーにおいて、このことは大振幅入力ダイナミックレンジを有し、及び大きいまたは非常に小さい入力振幅にかかわらずほとんど一定の反復率振幅を供給するＬＤＡによって実質的に供給される。ベースバンド信号はアナログまたはデジタル周波数‐電圧変換器（ＦＶＣ）によって回復される。

ＦＭ−ＬＤＡによって再生るため、ここの利点は下記の１つ以上を含む。：高ダイナミックレンジ以上の非常に高い感度、一定の反復出力振幅、高いスカート比（高選択度）および振幅のもう２、３ ｄＢをベースバンド復調振幅に加える同時ＦＭとＡＭ復調。

図１８Ｂおよび１８Ｃは、不可欠なＦＭ復調回路を備えたＬＤＡおよび交互のアウトプットの他の実施形態を示す。ＦＩＧ１８Ｂおよび１８Ｃの実施形態は、交互の出力を通過するフィルタ信号に形成された低域フィルタ８０２を含む。図１８Ｂでは、低いステップ・フィルター８０２は、交互の出力までの並列共振回路を出る信号をフィルタする。図１８Ｃでは、ローパスフィルタ８０２は、並列および直列共振回路を入力する信号をフィルタする。これらの実施形態の他のバリエーションは可能であり、例えば、低域フィルタは増幅器Ａ８１の入力に接続されてもよく、及びシステムは同様の代替出力（図示せず）を供給する。ＦＩＧ １８Ｂおよび１８Ｃの中で示されるような変調をタッピングする１つの利点は、復調信号がより高い振幅あるいはアナログＦＭ復調用「容量」を持っていてもよいことである。いくつかの場合には、Ｆｒｅｐ信号が小さくてもよく、及び復調信号は付加的な増幅の超過の後に小さくなるか雑音を生じる。

図１９は、ＦＭ復調のＬＤＡの概略の実施形態を示す。図１９は、ＦＭ復調機能のＬＤＡの実施形態を示す。並列共振回路Ｌ９１／Ｃ９３と直列共振回路Ｌ９２／Ｃ９８は、増幅器のコレクタに見られる。一実施形態では、増幅器はＮＰＮトランジスタにすることができる。コレクタ・エミッタ間に１８０度の位相シフトを供するトランジスタ、帰還発振用コンデンサＣ９１、コンデンサ（図示せず）を通って結合された入力信号源ＶＧ９１、バイアスＶＳ９２、Ｒ９３、及びＣ９６、ＲＣ回路Ｒ９４、Ｃ９１１に結合されたダイオードＤ９２、及び出力ＶＭ９１。オプショナルＣ９７はクエンチング工程を改善するために示されている。

図２０は、デジタル出力パルスストリーム１００２に擬似デジタル周波数入力１００１を変換する例を示す。前述したように、繰り返し周波数の割合は、準デジタルであり、デジタル信号に形成する工程が少し必要である。まず、ピークの振幅のピークが約０．５のＶｐｐよりも小さい場合に、増幅することができる。示されるように、振幅が０．１Ｖｐｐであれば、利得は、約５−２０である。増幅は、１つまたはいくつかの段階で行うことができる。その後、増幅された信号は、基準電圧Ｖ＿ｒｅｆと比較し、上記Ｖｒｅｆと０のとき、ロジック”１”を作成する。１以上の論理ゲートは、現在のデジタル信号に鋭いエッジとＴＴＬレベルを提供するために加えることができる。デジタル繰り返し周波数出力信号１００２は、位相および瞬時周波数の情報を含むことができる。上述したように、ノイズの多い環境で長距離運ぶことができ、その情報が振幅でないのでノイズに反応しない。

図２１は、デジタルパルスストリーム１１０１のデジタル等価電圧サンプル１１０５への変換を示す。デジタル繰り返し周波数信号１１０１は瞬間周波数メータ１１０２によりデジタル電圧Ｖ（ｋ）１１０３に変換することができる。代わりに、デジタル繰り返し周波数信号１１０１はデジタル反転機能を伴う期間、メータを通ることができる。デジタル電圧Ｖ（ｋ）１１０５は下記のようにスケーリング１１０４の後に得られる。
Ｖ（ｋ）＝Ｆ（ｋ）＊Ｋ_ｉ−Ｖｏ
ここで
Ｆ（ｋ）：ｋ番目の瞬時周波数のサンプル
Ｋ１：Ｖ Ｈｚの定数
Ｖｏ；ＬＤＡ入力が５０オームで送信されたときに生じた電圧（周波数）に対応する定数オフセット電圧
Ｖ（０）＝ Ｆ（ｋ）＊Ｋ１ａｔ ５０ Ｏｈｍ

図２２は、アナログ周波数電圧変換器（ＦＶＣ）の例を示す。ＦＶＣはＦＭ−ＬＤＡと組み合わせて使用することができる。これは、ＬＤＡの出力の繰り返し周波数に接続する。これは、その名前が示すように、変換された電圧である平均値を有する出力を提供する。さらに、低域通過フィルタリングを加えてもよい。これは、単純なＦＶＣだが、それはいくつかの制限がある。スルーレートは、例えば、前のデジタルアプローチよりも遅くなり、一般的に正確な平均電圧値にセットするためのいくつかのパルスを必要とする。

図２３は、アナログ検出器の一実施形態を示す。他の実施形態も可能である。アナログ検出器は、繰り返し周波数出力（ＶＭ １）に接続することが可能であり、図１９は増幅器の入力と同じである。さらにローパスフィルタリングと増幅が加えられることもある。

図２４はＬＤＡの他の実施形態を示す。ＦＭＬＤＡ復調器のこの好ましい実施形態では、増幅器Ａ１４１のための温度補償バイアス１４０４は増幅器Ａ１４１の温度を補償するように設計されている。例えば、増幅器がバイポーラトランジスタで作られている場合、ＶＢＥは−２ｍＶ／度で変化する。もしＤＣバイアス電圧が、〜２ｍＶ／度だけ減少するように作られている場合、エミッタ上のＤＣ電圧は一定のままであり、それ故、ＤＣ電流をＲ１４１に通す。

バイアス源の別の実施形態では、温度補償された電流源を使用することができる。増幅器が一定の低周波数利得を有する電流増幅器として動作しているとき、出力電流は、実質的に利得を乗じたバイアス電流に等しくなる。我々が、低周波利得は温度に一定のままであると仮定した場合、温度補償バイアス電流で増幅器出力電流は、温度が補償される。例えば、増幅器が、バイポーラトランジスタで構成されている場合、ＤＣベース電流が、温度補償され一定であれば、ＤＣコレクタ電流も同様に一定である。ＤＣエミッタ電流が、ベースとコレクタ電流の両方に和であり、それはまた一定である。抵抗Ｒ１４１を横切る定電流が、ベース − エミッタ電圧の変動に無関係に一定のＤＣ電圧を生成する。高インピーダンスの入力バイアス電流源が、−２ｍＶ ／度のベース − エミッタ間電圧ＶＢＥ
で自動的に変化し、それを補償する電圧を提供する。

ＦＭ復調のＬＤＡは、入力ポートを通じたその発振器からＲＦエネルギーの漏洩など、いくつかの弱点に悩まされる。これは、少なくとも２つの理由による悪化因子である。最初に、ＬＤＡがＲＦ受信機における第一段階として使用される場合、ＲＦエネルギーは、後方のアンテナに送られる。これはおそらく、アンテナに意図しない周波数帯で不要なエネルギーを放射させ、ＥＭＩノイズを発生させる。第二に、漏れたエネルギーは、入力に対して異なる位相を有するＬＤＡ入力に反映させることができ−事実、再生の目的（再生は、入力信号を有する共鳴位相コヒーレントの遅い蓄積である）を破る。そのためには、ＲＦ感度を低減する。

また、低雑音増幅器ＬＮＡが、ログ検出器増幅器ＬＤＡに先行するとき、利得の追加の使用を得ることができる。実際に再生デバイスであるＬＤＡは、従来の受信機チェーンのような線形回路のノイズ法則によって完全には記述されておらず、チェーンの第１の増幅器がフリッツの公式で定義されているように、受信機のノイズ特性を決定する際に重要な要素である。

ＮＦ：総雑音指数、ｄＢ比
Ｆ：総雑音指数、線形比
Ｆ_Ａｉ：増幅チェーンのリニア雑音指数
Ｇ_Ａｉ：ｉ番目の増幅器の線形利得
再生ログアンプの場合、最初の場所で、または受信チェーン内の任意の場所に置かれたとき、再生部分はＳＮＲを改善するしたがって、再生ＬＤＡは、ノイズ制限された増幅受信機チェーンでも先行する低雑音増幅器を十分に活用できる。ダイナミックレンジが、信号の低側（ノイズレベル）に拡張されるので、このようなＬＤＡはノイズに埋もれた信号を増幅することもある。ノイズ制限されているがＬＤＡを含まない受信機では、さらに、そのシステムはノイズ制限されるのでで、ＬＮＡを仮に追加してもほとんど意味がない。

例えばＬＤＡの無いノイズ制限された受信機の前で２０デシベル利得のＬＮＡを追加すると、かろうじて０乃至２デシベルだけ感度レベルを増加さえる。他方、約８デシベルの再生因子を備えるログアンプを使用することにより、６乃至８ ｄＢ因子で感度が改善するだろう。

したがってＬＤＡ入力で整合回路１４０１の追加は、前の回路との結合を改善し、入力された反射を低減することができる。さらに入力１４０２でのアイソレータ１４０３（例えば、アイソレーションの高い因子を持つアンプ）の追加は、さらに再生と利得の機会を改善する。

ＳＩＳＯ、ＬＤＡおよびアクティブアンテナ
空間ダイバーシティ、干渉除去または減少は、アンテナがアクティブである場合、本明細書に記載の種類の単一入力単一出力トランシーバを用いて達成することができる：周波数のアジャイル、ハスビーム形成能力、又は定まった方向に零位を置く能力は調整できる。ＬＤＡの追加は、感度を増加させ、ＲＦ周波数帯域幅を減少させ、信号を活発に再生させる。一方、ノイズを低減し、５０オームとは異なるアンテナに対する界面インピーダンスを設計させることができ、全二重、半二重、の双方向動作を提供し、トポロジー等を簡単にする。

図２５は、アレイアンテナがユーザにいくつかのプリセット角度で時間内でそのビームを移動させるように設計されたスイッチビームアンテナを示す。図２６に示すように、適応ビーム形成は、各ユーザに放射する光を選択することができ、干渉するユーザを０にすることができる。図２６に示す例では、ユーザ１は、任意の起こり得る干渉するユーザの数をゼロにすることにより、最も良好な起こり得る接続を維持するために、電話がそのビームを適用させるように、電話基地局を移動することができる。

図２７は、フェーズドアレイ、ビーム形成アプリケーションのアンテナ間のアイソレーションを改善するさまざまな方法を示す。 図示のように、ＣＰＬアンテナ、ＣＰＬ１、ＣＰＬ２、ＣＰＬ３、ＣＰＬ４が、理想的にλ／４， λ／２， 及び λの間隔で離間されている。しかし、いくつかのケースでは、アンテナとアンテナの間に十分な距離を提供するために、アンテナ収納に十分なスペースがなく、例えば、アンテナはλ／１０離れている。しかし、アンテナが互いに近接しているときに（例えば、λ／１Ο離れて）、アンテナを分離するために図に示すようにデカップリングラインを使用して異なる実施が可能であり、純粋なマイクロスティップ、マイクロストリップの集中素子組み合あせ及び、２個の適切なアンテナ間に置かれた接地アンテナ、ビームを形成するための位相シフター、及び類似のものなどを形成してもよい。 位相シフターは、ベースバンド・アプリケーションのアルゴリズムによって、または、例えば、ＭｌＰＩ，ＳＰＬ，ＧＰＩＯ等のインターフェースを介して制御することができる。

図２８に示すように、ＣＰＬアンテナは、周波数アジリティさのために、または、それからの放射を防ぐために、特定インピーダンスをそれにロードすることにより、送信にも受信にもなり得る。スイッチは、それに接地する、または任意のインピーダンス（５０オーム、＜＜５０オームの低インピーダンス、＞＞５０オームの高インピーダンス）でそれを終了させラジエータの隣に置くことができる。図２９は、図２８のスイッチビームアンテナ構造を用いた結果として生じるビームフォーミングの例を示す。示されるように干渉ユーザはゼロである。各アンテナはベストの送受信のためにＯＮ，ＯＦＦすることができ、最良のＲＦ電力が消費される。アンテナは、図２９の例の基地局に話しているユーザだけが受けるに値する。アクティブＣＰＬアンテナを、図２９に示す直列の電力合成／分配器、アクティブな位相シフタおよびデカップリングラインと組み合わせることにより、ユーザと基地局との間に強化された接続を提供することが可能である。図２９は、直列電力結合を提示する。図３０は、また、アンテナが、平面電力合成器またはＷｉｌｋｉｎｓｏｎタイプの合成器に接続できることを示す。任意のタイプのコンバイナが、適応ビームステアリングに使用できる。

図３１は、デュアル時間と空間ダイバーシティを提供するために統合されＬＤＡを含む構造を示す。図示されるように、１個のアンテナが入力にあり、１個が出力にありうる。これは、トランジスタのエミッタの入力に１個のアンテナだけを有することも可能であり、ＬＤＡは、受信信号を増幅するために使用することができる。あるいは、１個のアンテナをキャパシタＣｏｕｔの後ろの出力部に設けてもよい。また本明細書で述べたように、ＬＤＡは、低雑音増幅において、電力増幅器として双方向モードで使用することができる。加えて、それぞれの単一のアンテナは、適応ビーム形成を提供するために、アンテナのアレイで置き換えることができる。ＬＤＡの高感度のために、ＬＤＡは、発明者達に知られている任意の他のアーキテクチャより４乃至１０デシベル低いレベルの信号を検出することができる。

図３２は、可変コンデンサを有する移相シフターを示す。複合右左手系伝送線路（ＣＲＬＨ−ＴＬ）である構造のこのタイプを使用することにより、異なる周波数で異なる位相を有することができ、これにより、適応ビーム形成のためのより多くの柔軟性を提供する。

図３３は、ＳＰ４Ｔスイッチが異なる電気の位相に接続することができ、これらの位相はマイクロスティップ、ＣＰＷＧ、集中素子、導波路、などを用いて実現することができる。各ラインは、位相シフトの範囲を増加させるために可変集中素子を用いて実装することができる。

ＭＩＭＯの使用
ＭＩＭＯまたは他のダイバーシティ方式を使用することにより、マルチパス衰退を有利につかうことができ、また、イバーシティが十分に場合、データの複数のストリームが送信できる。最大のデータレートおよび制限されたダイバーシティＶＳ低いデータレート（リンク／スループットの堅牢性）の最大ダイバーシティのトレードオフが常にある。屋内分離が２０フィートを超え、また、ストリーミングビデオの場合、Ｎ個のアンテナ上のデータのＮ個のストリームよりも少ないことが、最も実用的な解決策であり、例えば、データの２ストリームと空間ダイバーシティのための２つのストリームを使用するが、４×４が、最も実用的な解決策である。

ＭＩＭＯに加えて、複数の選択可能および／または調整可能なアンテナの使用
本発明に応じて、複数の選択可能または調整可能なアンテナは、ＭＩＭＯストリームごとに同等に使用されてもよい。ＭＩＭＯアンテナはできるだけ無指向性であり、また、ある程度の距離で分離されることになっている。処理は、特定の方向の利得を増加させるためにビーム形成することができる。しかし、アンテナが指向されている場合、より多くの範囲またはスループットを達成することができ、その一方で、いくつかの有用なパターンが他のマルチパスフェディングのシナリオにとって実現可能でないものもあり、また、ビーム形成を成すのが困難である場合もある。この場合には、例えば、各スペースの約２０度をカバーするために、無指向性アンテナは、３つのセクタにセクタ化することができる。
これは、比較的、セルラー無線でよく動作するが、屋内では、人の動きや多くのパーティションを含む建物の構造に起因するマルチパスフェージングのためによく動作しない。空間ダイバーシティを提供することと、ストリームごとに複数のアンテナを持つ空間をカバーすることは、常に良いアイデアである。もちろん、ＭＩＭＯアルゴリズムは、例えば、デバイスへのルータから最高のスループットのためのアンテナのいくつかの組み合わせを試す更なる処理層を必要とする。また、各ＷＬＡＮデバイスへのルータからの伝達関数は、それぞれのＷＬＡＮデバイスでの最高のパフォーマンスのために測定され最適化される必要がある。

ＭＩＭＯと同等の１つ以上のステアリングアンテナの使用
ステアリングアンテナは、アンテナのパターン、方向、または利得をダイナミックに調整するために用いることができる。これは、複雑さを付加する１層であり、当然、ＮｘＮ、更に１ｘＮまたは１ｘ１のＭＩＭＯとして使用することが可能である。ステアリングアンテナは、複数のアンテナのための、また大きなアンテナに対応するためにデバイスのサイズを増大させるためのスペースが無い場所での、携帯電話などの小型クライアントデバイスに非常に有益である。 電子可動モードの追加は、大幅にその性能を向上させることができる。

図３４は、受信機の調整可能なＬＤＡを含むＭＩＭＯ ＮｘＮのアレイのパターン、方向、または利得を動的に調整するためのステアリングアンテナの具体的使用を示す。その図は、複数の送信ＰＡ及び各アンテナと半二重あたりのマルチバンドアプリケーション用ＬＤＡベースである受信ＬＮＡの受信を示す。アンテナ１つだけが図３４に示される。しかし、複数のアンテナは、単極のＮ Ｔｈｒｏｗ ＳＰＮＴ、又は双極のＮ Ｔｈｒｏｗ ＤＰＮＴ、又はＮ極のＮ Ｔｈｒｏｗ ＮＰ Ｔであることができるスイッチと接続することができる。

図３５は、アンテナ毎の二重時間分割（ＴＤＤ）のための異なる帯域をカバーするために調節可能なＬＤＡを含む可変送信機及び可変受信器を有するＲＦフロントエンドのパターン、方向、または利得をダイナミックに調整するための半二重モードでのステアリングアンテナの具体的な使用を示す。

図３６は、アンテナ毎の二重時間分割（ＴＤＤ）のための異なる帯域をカバーするために調節可能なＬＤＡを含む可変送信機及び可変受信器を有するＲＦフロントエンドのパターン、方向、または利得をダイナミックに調整するための全二重モードでのステアリングアンテナの具体的な使用を示す。

図３７は、二重周波数分割（ＦＤＤ）のための異なる帯域をカバーするために調節可能なＬＤＡを含む可変送信機及び可変受信器を有するＲＦフロントエンドのパターン、方向、または利得をダイナミックに調整するための全二重モードでのステアリングアンテナの具体的な使用を示す。

図３８は、アジャイルでステアリングアンテナ毎の複数機能で作られたＲＦフロントモジュールを示す具体例である。ＳＩＳＯ構成について、一つのアンテナは、ＲＦフロントエンドモジュールに接続されている。ＭＩＭＯに関しては、Ｎアンテナは、ＮＲＦフロントエンドモジュールに接続されている。本明細書の教示に基づいて、発明者らは、このモジュールは、１個以上のＬＤＡを含むことができ、集積回路に部分的に完全に統合することができ、小さいサイズでアンテナの好ましい構造で配置されることができることを学んだ。

ＲＦフロントエンドモジュールは、以下のブロックを有している。ＴＸ ＰＡ、ＲＸ ＬＮＡ、ＴＲスイッチ、オプションのフィルタ、コントローラ、デジタルインターフェース、ＲＦアクティブ調整器およびオプションの電力検出器。ＴＸ ＰＡは、標準のＰＡコンポーネント、又は前述したような同じ周波数の入力と出力を有するＰＡ中のＬＤＡ構造である。ＲＸ ＬＮＡは、標準のＬＮＡ、同じ周波数のＲＦの入力と出力を有したＬＮＡ中のＬＤＡ構造である。Ｔ／Ｒスイッチは、標準のＲＦスイッチであることができ、又ＬＤＡの実施形態で再駆動されてもよい。 オプションのＲＦフィルタは、ＳＡＷ、セラミック、能動部品、ＬＣ、同軸ケーブル等、又は、双方向周波数選択増幅器としてのＬＤＡ構造であり得る。送信又は受信からスイッチをコントロールするコントローラであって、そのコントローラはアンテナ調整ブロックを調整し、ＬＤＡが選択的でアジャイルなチャネルである場合、チャネル毎にＬＤＡを調整する。アンテナ調整ブロックは、アナログ信号またはロジック信号によって制御されるバイナリ範囲のキャパシタのバンクとすることができる、オプションのパワー検出器は、ＰＩＮダイオード回路、カプラ回路、ギルバートセルログアンプ、又はフリップ出力及びオプションのＶｏｕｔアナログ出力を含むＡＭ復調のＬＤＡ構造のような標準にすることができる。

任意の構造を混ぜるのは可能である。例として、６×６ＭＩＭＯを選ぶ。６つのＲＦフロントエンドは、６個の独立したアジャイルなアンテナに取り付けられる。フロントエンドは、次のブロックを有する。ＲＸ ＬＮＡ ＬＤＡベース、標準Ｔ／Ｒスイッチ、積算電力検出器とＶｏｕｔ信号を出力するＦ／Ｖコンバータとを備えたＬＤＡベースＰＡ、標準バンドパスフィルタ、コンデンサーデジタルブロック、及び小型化されたＣＰＬアンテナ。加えて、このＭＩＭＯ６ｘ６は、２．４〜２．５ＧＨｚのＷｉ−Ｆｉ帯をターゲットとされ、フロントエンドは、帯域内および帯域外の干渉除去を増加するために、特定のチャネルだろう。 ＴＸ ＰＡとＲＸ ＬＮＡ ＬＤＡベースの両方は、特定のチャネルであり、コントローラによって駆動される。 所望のチャネル、及びベースバンド送受信機からフロントエンドに送信された情報を選択するために、各々がＰＬＬにロックされることができる。

実施形態では、アジャイルでステアリングアンテナは、２，４−２．５ＧＨｚの帯でのＷｉ−Ｆｉ８０２．１ ＬＮのためのインスタンスのチャネル１〜１３の周波数に移動させることができる、をチャネル特定減少させた帯域幅を有するアジャイルなアンテナのみによって置き換えることができる。他の実施形態では、アンテナは固定されている。この実施は、最高のパフォーマンスおよびリモート処理統合でのローカル処理のためのアンテナで、又はアンテナの近くで、アンテナ毎の１個のＬＤＡを示す。アクティブＲＦフロントエンドが、アンテナ基地またはそれに非常に近い場所に位置しているので、ＲＦ受信機性能が最適化される。線が非常に短いので、ＥＭＩピックアップ用になり難く、又、アンテナからＲＦフロントエンドに低損失を提供する。

使用された場合の、高い受信感度、高ダイナミックレンジ、非常に低ノイズ、シンプルな受信機、及びアンテナごとにフロントエンドを提供するためにいくつかのフロントエンドモジュールをＰＣＢ上に置くことができるという事実のようなＬＤＡの高パフォーマンスの利点が、ＲＦフロントエンドに提供される。また、ＬＤＡの使用が、上述のように様々な部品の交換または取り外しを可能にすることが理解されよう。

図３９は、いくつかの機敏なステアリングアンテナ毎のいくつかの機能で作られたＲＦフロントモジュールを示す実施形態を説明する。ＳＩＳＯ構造について、Ｍ個のアンテナは１−Ｍスプリッタを有するＲＦフロントモジュールに接合される。ＭＩＭＯ ＮｘＮについて、Ｎ個のアンテナがＮＲＦフロントモジュールに取り付けられる。本明細書の教示に基づいて、本発明者らは、各ＲＦフロントモジュールが１個以上のＬＤＡを有してもよく、集積回路に部分的に又は完全に統合されてもよく、小さいサイズでＮ個のアンテナの近くに好ましい構造で位置してもよいことを学んだ。モジュールの記述は、１−Ｎウィルキンソンのスプリッタ又は小さいサイズのメタマテリアルスプリッタ等の標準であることができる１−Ｍスプリッタの追加以外は図３８と同一である。もう一つの違いは、デジタルコンデンサブロックとして、Ｍ個のアンテナアクティブ調整ブロックの付加である。実施形態は、図３１のように、ＬＤＡに直接接合される２個のアンテナのケースである。両アンテナの１個は、位相調整、アジャイルで可動な機能を有してもよい。

図３８および３９のＲＦフロントエンドは、柔軟さを設計してもよく、また、種々の変調（ＧＦＤＭ ＱＰＳＫ ＬＴＥ）と、例えばＷｉ−Ｆｉ，ＬＴＥ，Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ等である種々のホストシステムからのトポロジー（例えば８０２．１Ｉｎ，１ｘ１，ＭＩＭＯ，８０２．１ｌａｃ，等）とに取り組む、Ｍ＊Ｎアンテナ無線システムを設計してもよい。

全二重または半二重モードで送信器とは周波数が異なる受信器であるスプリッタ（およびオプションのバンドパスフィルタ）の追加がないＲＦフロントエンドの置き換えとして用いられるＬＤＡの実施形態を図４０が示す。これは、ＬＤＡが全二重または半二重双方向増幅器として使用されている図３８に関して上述された実施形態の変形例である。送信機と受信機経路がＬＤＡで既に分離されており、２個の受信器の経路が可能（ＲＸオプション１およびＲＸオプション２を参照）であるので、スプリッタが必要でないことを除いて、図１の実施形態と同様である。また、この特殊なケースでは、アンテナは固定１の他の実施形態であり、アンテナはアジャイルで可動である。図３８のＲＦフロントエンドと比較して、このソリューションは非常に経済的である。単一ＬＤＡは、ＰＡ機能、ＲＸ復調機能を埋め込み、Ｔ／Ｒスイッチが除去され、バンドパスフィルタが統合される。当業者は、図４０の実施形態がトポロジーのシンプルさ、手頃な価格、およびパフォーマンスの点で非常に魅力的であることを理解するだろう。

図４１はＴＸとＲＸの内外における同じ周波数を含むＲＦフロントエンドのさらに別の実施形態を示す。これは図３８のＲＦフロントエンドのより経済的なバージョンであり、１つのＬＤＡとしてのＴＸ ＰＡとＲＸ ＬＮＡ、積算バンドパスフィルタを含み、Ｔ／Ｒスイッチはなく、コントローラ、アンテナ調整ブロック、および、１つのアンテナ構造につきＳＩＳＧまたはＭＩＭＯ用のスプリッタを追加している。さらに別の実施形態では、ＬＤＡの積算電力検出器機能が加えられ、および、ｆ／ｖコンバータの後ろのＦｒｅｐまたはＶｏｕｔのいずれかが放出された電力値をベースバンドにフィードバックするように出力される。別の実施において、ＲＦフロントエンドはチャネルに特有ではなく、バンド全体を覆う。さらに別の実施では、ＲＦフロントエンドはチャネルに特有であり、ベースバンドにより制御される選択されたチャネルに設定される。

図４２はＲＦフロントエンドのさらに別の実施形態を示しており、アンテナがアジャイルかつ可動型で、入出力の整合に使用されるという点を除けば、図４０のものと非常によく似ている。

当業者が見ている、現在公知の、または後に考案される本発明の主題からの実体のない変化は、請求項の範囲内にあるものと等しいと明確に企図される。したがって、当業者に現在公知のまたは後に知られる明らかな置き換えは、定義される要素の範囲内であると定義される。

本明細書は多くの種類を含んでいるが、これらは本発明の範囲または主張されることに限定を与えるものと解釈されてはならず、むしろ本発明の特別な実施形態に特有の特徴の記載として解釈されなければならない。別々の実施形態の文脈で本明細書において記載されている特定の特徴は、１つの実施形態において組み合わせて実施され得る。逆に、１つの実施形態の文脈で記載される様々な特徴は複数の実施形態で別々に、あるいは、任意の適切な部分的な組み合わせでも実施可能である。さらに、こうした特徴は、特定の実施形態で作用するものとして、あるいは、そのようなものとして当初主張されたようにさえ作用するものとして上に記載されることもあり、本願の組み合わせからの１つ以上の特徴を場合によってはこの組み合わせから用いることができ、本願の組み合わせは１つの部分的な組み合わせまたは様々な部分的な組み合わせを対象としてもよい。

Claims (19)

1. ワイヤレス送信のためのアンテナシステムであって、
   アンテナと
   前記アンテナによって受信又は送信された送信データ中の無線障害を削除するように
   前記アンテナに接続される対数検波増幅器（ＬＤＡ）と、を備えたワイヤレス送信のためのアンテナシステム。
2. 前記アンテナが、ＭＩＭＯ又はＳＩＳＯのトップで、能動的、調整できる、及び／又は可動である、請求項１記載のアンテナシステム。
3. 多数のアンテナ、及び
   受信された又は送信されたチャンネル間のノイズ干渉を低減又は削除するためのステアリングアンテナ又はＣＰＬアンテナと共に用いられるのに適した受信アンテナ毎に１個のＬＤＡとを更に備えた、請求項１記載のアンテナシステム。
4. 前記ＬＤＡは、前記アンテナのベースの受信低雑音増幅器（ＬＮＡ）として構成された、請求項１記載のアンテナシステム。
5. 前記アンテナが、複合印刷ループ（ＣＰＬ）アンテナである、請求項４記載のアンテナシステム。
6. 前記ＬＤＡが、反転での操作時に、送信電力増幅器として用いられるＲＦ周波数で、前記ＬＤＡが動作する請求項１記載のアンテナシステム。
7. 前記ＬＤＡがダイレクトで、受信低雑音増幅器（ＬＮＡ）である、請求項１記載のアンテナシステム。
8. アクティブ、調整可能、および可動のアンテナに接続されたＲＦフロントエンドであり、前記ＲＦフロントエンドが、送信電力増幅器、受信低雑音増幅器、送受信スイッチ、アンテナ調整システム、及びアンテナ調整器を備え、１個以上の前記送信電力増幅器、受信低雑音増幅器、送受信スイッチが対数検波増幅器によって実行されるＲＦフロントエンド。
9. ＬＤＡによって実行される送信電力検出器を更に備える、請求項８記載のＲＦフロントエンド。
10. ＬＤＡによって実行されるバンドパスフィルタを更に備える、請求項８記載のＲＦフロントエンド。
11. 前記フロントエンドがＳＩＳＯ構造と用いられるために採用された、請求項８記載のＲＦフロントエンド。
12. 前記フロントエンドがＭＩＭＯ構造の使用に適している、請求項８記載のＲＦフロントエンド。
13. 前記アンテナの送信側が多数の送信電力増幅器を備え、前記アンテナの受信側の各調整ＬＤＡが半二重構造で接続されている、請求項８記載のＲＦフロントエンド。
14. アンテナ毎に周波数分割二重（ＦＤＤ）のために異なるバンドをカバーするための調整ＬＤＡを有する可変送信機と可変受信器を更に備える、請求項８記載のＲＦフロントエンド。
15. 前記ＬＤＡが同一の入力、出力周波数を有する受信機ＬＮＡを備える、請求項１３記載のＲＦフロントエンド。
16. 前記ＬＤＡがＦＭ変調のための異なる入力、出力周波数を有する受信機ＬＮＡを備える、請求項１３記載のＲＦフロントエンド。
17. 前記ＬＤＡがＡＭ／ＰＭ及びの他の変調のための異なる入力、出力周波数を有する受信機ＬＮＡを備える、請求項１３記載のＲＦフロントエンド。
18. 前記ＬＤＡが双方向全二重又は半二重電力増幅器として構成された、請求項１３記載のＲＦフロントエンド。
19. 全二重又は半二重時間分割マルチプレックス又は周波数分割マルチプレックスアプリケーションのために異なるバンドをカバーするために可変送信機及び可変受信器を更に備える、請求項１３記載のＲＦフロントエンド。

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