JP2016183982A - 駆動回路、集積回路装置及びセンサー装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電圧の変動や抵抗値のばらつきに起因する起動時間の変動を低減することが可能な駆動回路、集積回路装置及びセンサー装置を提供すること。【解決手段】判定回路２６０は、センサー素子４が出力する駆動電流がＩ／Ｖ変換回路２００により電圧に変換された信号に基づいて得られる判定対象信号ＬＰＦＯの電圧と判定電圧との大小関係を判定する。駆動信号生成回路２３０は、判定回路２６０の判定結果に基づいて、判定対象信号ＬＰＦＯの電圧が判定電圧ＶＲ２を超えるまではセンサー素子の自励発振を補助する発振器２８０の発振信号に基づいて駆動信号を生成し、判定対象信号ＬＰＦＯの電圧が判定電圧ＶＲ２を超えた後はＩ／Ｖ変換回路２００により電圧に変換された信号に基づいて駆動信号を生成する。判定電圧ＶＲ２は、１又は複数の抵抗に定電流を流すことにより得られる電圧と基準電圧とを加算又は減算して得られる電圧である。【選択図】図４

Description

本発明は、駆動回路、集積回路装置及びセンサー装置に関する。

今日、デジタルカメラ、ナビゲーション装置、携帯電話など、様々な電子機器にジャイロセンサーが搭載されている。近年、ジャイロセンサーの小型化と高い検出精度が要求されるようになり、これらの要求を満たすジャイロセンサーとして、例えば、水晶振動子の共振現象を利用した振動ジャイロセンサーが広く使用されている。

特開２００７−２９２６８０号公報

ところで、振動ジャイロセンサーを用いたシステムでは、消費電力を削減するために、角速度データが必要な場合のみ振動ジャイロセンサーを動作させ、それ以外では振動ジャイロセンサーをパワーダウンすることが多い。パワーダウンを解除して振動ジャイロセンサーを起動しても、水晶振動子が発振を開始して安定発振するまでは適正な検出動作を行うことができないため、水晶振動子が安定発振するまでの起動時間がなるべく短くなるような工夫がされている。水晶振動子が安定発振に達したか否かは、水晶振動子から出力される電流（水晶電流）をＩ／Ｖ変換器で電圧に変換し、その振幅が閾値を超えたか否かを判定することにより行われる。この判定処理は、図１５に示すようなシュミット回路（ヒステリシスコンパレーター）を用いて行われる。このシュミット回路では、出力電圧がハイレベル（ＶＤＤ）からローレベル（ＶＳＳ）になる判定電圧ＶＲ１と出力電圧がローレベル（ＶＳＳ）からハイレベル（ＶＤＤ）になる判定電圧ＶＲ２は、それぞれ次式（１）及び（２）で計算される。

この式（１）には電源電圧ＶＤＤが含まれているため、電源電圧の変動により判定電圧ＶＲ１が変動してしまう。そのため、シュミット回路において水晶振動子が安定発振に達したと判定する時間（起動時間）が電源電圧の変動に応じて変動することになる。その結果、シュミット回路において水晶振動子が安定発振に達したと判定する時間（起動時間）が変動することになる。

また、式（１），（２）より、製造ばらつきによって抵抗値Ｒ１，Ｒ２が設計値に対してずれても、２つの抵抗を同じ素材で構成しておけば抵抗値Ｒ１，Ｒ２が同じ方向にずれるので相殺され、判定電圧ＶＲ１，ＶＲ２は変動しない。一方、製造ばらつきによってＩ／Ｖ変換器に含まれる抵抗の抵抗値も設計値からずれるので、シュミット回路の入力信号ＩＮの電圧が設計値からずれることになる。つまり、抵抗の製造ばらつきに応じて、判定
電圧ＶＲ１，ＶＲ２は変動しないのに対して入力信号ＩＮは変動するので、シュミット回路において水晶振動子が安定発振に達したと判定する時間（起動時間）がばらつくことになる。

このように、従来の構成では、電源電圧の変動や抵抗値のばらつきに起因して起動時間が変動するため、起動時間のＭａｘ値が大きくなり、角速度データを用いた処理を開始する時間が遅くなるという問題が生じていた。

本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明のいくつかの態様によれば、電源電圧の変動や抵抗値のばらつきに起因する起動時間の変動を低減することが可能な駆動回路、集積回路装置及びセンサー装置を提供することができる。

（１）本発明は、所与の物理量を検出するセンサー素子を駆動する駆動信号を生成する駆動回路であって、前記センサー素子が出力する駆動電流を電圧に変換する電流電圧変換部と、前記電流電圧変換部により電圧に変換された信号に基づいて得られる判定対象信号の電圧と判定電圧との大小関係を判定する判定部と、前記センサー素子の自励発振を補助する発振信号を生成する発振器と、前記判定部の判定結果に基づいて、前記判定対象信号の電圧が前記判定電圧を超えるまでは前記発振信号に基づいて前記駆動信号を生成し、前記判定対象信号の電圧が前記判定電圧を超えた後は前記電流電圧変換部により電圧に変換された信号に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を含み、前記判定電圧は、１又は複数の抵抗に定電流を流すことにより得られる電圧と基準電圧とを加算又は減算して得られる電圧である。

本発明によれば、判定部の判定結果に基づいて、センサー素子の駆動電流が所望の電流値を超えるまでは発振器の発振信号に基づいて駆動信号を生成することで、センサー素子が発振を開始してから安定発振するまでの時間（起動時間）を短くすることができる。また、センサー素子の発振が安定した後は、センサー素子の駆動電流を電圧に変換した信号に基づいて駆動信号を生成することでセンサー素子の安定発振を継続させることができる。そして、１又は複数の抵抗に定電流を流すことにより得られる電圧と基準電圧とを加算又は減算して得られる電圧を判定部の判定電圧とすることで、電流電圧変換部の抵抗値の変動を打ち消すことができるので、抵抗値のばらつきに起因する起動時間の変動を低減することができる。

また、本発明によれば、判定部の判定電圧は電源電圧に依存しないので、電源電圧の変動に起因する起動時間の変動を低減することができる。

（２）この駆動回路において、前記駆動電流判定部は、前記判定対象信号の電圧が第１の電圧を超えるまでは当該第１の電圧を前記判定電圧とし、前記判定対象信号の電圧が前記第１の電圧を超えた後は第２の電圧を前記判定電圧とするようにしてもよい。

このように判定部がヒステリシスをもって判定することで、判定対象信号に重畳されるノイズの影響によって誤った判定がなされることを防止することができる。

（３）この駆動回路において、前記駆動電流判定部は、前記判定結果に応じて、前記判定電圧として前記第１の電圧と前記第２の電圧のいずれか一方を選択するスイッチ部を含むようにしてもよい。

（４）本発明は、上記のいずれかの駆動回路を含む、集積回路装置である。

（５）本発明は、上記の集積回路装置と、所与の物理量を検出するセンサー素子と、を含む、センサー装置である。

本実施形態のセンサー装置の一例である角速度検出装置の機能ブロック図。 本実施形態の駆動回路の構成例を示す図。 Ｉ／Ｖ変換回路の構成例を示す図。 本実施形態の基準回路の一部と判定回路の構成例を示す図。 本実施形態の判定回路の入力信号と出力信号の波形の一例を示す図。 シミュレーション対象の駆動回路の構成を示す図。 シミュレーション結果の波形の一例を示す図。 各シミュレーション条件でのシミュレーション結果から計算される駆動電流値の一例を示す図。 比較例の駆動回路の構成を示す図。 比較例のシミュレーション結果から計算される駆動電流値の一例を示す図。 変形例１の基準回路の一部と判定回路の構成例を示す図。 変形例１の判定回路の入力信号と出力信号の波形の一例を示す図。 変形例２の基準回路の一部と判定回路の構成例を示す図。 変形例２の判定回路の入力信号と出力信号の波形の一例を示す図。 従来の判定回路の構成例を示す図。

以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。

１．センサー装置の構成
図１は、本実施形態のセンサー装置の一例である角速度検出装置の機能ブロック図である。本実施形態の角速度検出装置１は、センサー素子４と角速度検出用ＩＣ（集積回路装置）２を含んで構成されている。

本実施形態のセンサー素子４は、２本のＴ型の駆動振動腕とともにその間に１本の検出振動腕を有するいわゆるダブルＴ型の水晶振動片に２つの駆動電極と２つの検出電極が形成され、不図示のパッケージに封止されている。ただし、センサー素子４の振動片は、ダブルＴ型でなくてもよく、例えば、音叉型やくし歯型であってもよいし、三角柱、四角柱、円柱状等の形状の音片型であってもよい。また、センサー素子４の振動片の材料としては、水晶（ＳｉＯ_２）の代わりに、例えば、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３）等の圧電単結晶やジルコン酸チタン酸鉛（ＰＺＴ）等の圧電セラミックスなどの圧電性材料を用いてもよいし、シリコン半導体を用いてもよい。また、例えば、シリコン半導体の表面の一部に、駆動電極に挟まれた酸化亜鉛（ＺｎＯ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）等の圧電薄膜を配置した構造であってもよい。

センサー素子４の２本の駆動振動腕は、駆動信号として交流電圧信号が与えられると、逆圧電効果によって、互いの先端が接近と離間を繰り返す屈曲振動（励振振動）をする。この２本の駆動振動腕の屈曲振動の振幅が等しければ、２本の駆動振動腕は検出振動腕に対して常に線対称な関係で屈曲振動をするので、検出振動腕は振動を起こさない。

この状態で、センサー素子４の励振振動面に垂直な軸を回転軸とする角速度が加わると、２本の駆動振動腕は、屈曲振動の方向と回転軸の両方に垂直な方向にコリオリの力を得
る。その結果、２本の駆動振動腕の屈曲振動の対称性が崩れ、検出振動腕は、バランスを保つように屈曲振動をする。このコリオリ力に伴う検出振動腕の屈曲振動と駆動振動腕の屈曲振動（励振振動）とは位相が９０°ずれている。

ただし、実際には、コリオリ力が加わっていなくても２本の駆動振動腕の屈曲振動の振幅がわずかに異なるため、検出振動腕はバランスを保つようにわずかに屈曲振動をする。この屈曲振動は漏れ振動と呼ばれ、駆動信号とは同位相である。そして、圧電効果によってこれらの屈曲振動に基づく逆位相（位相が１８０°異なる）の交流電荷が２つの検出電極に発生する。コリオリ力に基づいて発生する交流電荷は、コリオリ力の大きさ（言い換えれば、センサー素子４に加わる角速度の大きさ）に応じて変化するのに対して、漏れ振動に基づいて発生する交流電荷は、センサー素子４に加わる角速度の大きさに関係せず一定である。

センサー素子４の２つの駆動電極は、それぞれ角速度検出用ＩＣ２のＤＳ端子とＤＧ端子に接続されている。また、センサー素子４の２つの検出電極は、それぞれ角速度検出用ＩＣ２のＳ１端子とＳ２端子に接続されている。

本実施形態の角速度検出用ＩＣ２は、電源回路１０、駆動回路２０、検出回路３０、基準回路４０、不揮発メモリー５０、シリアルインターフェース回路６０を含んで構成されている。なお、本実施形態の角速度検出用ＩＣ２は、これらの一部の構成（要素）を省略したり、新たな構成（要素）を追加した構成としてもよい。

電源回路１０は、ＶＤＤ端子，ＶＳＳ端子からそれぞれ電源電圧（例えば３Ｖ）とグランド電圧（０Ｖ）が供給され、角速度検出用ＩＣ２の内部の電源電圧を生成する。

基準回路４０は、電源回路１０が生成する電源電圧ＶＤＤから基準電圧ＶＲＥＦ（アナロググランド電圧やその他の一定電圧）や定電流を生成し、駆動回路２０や検出回路３０に供給する。

駆動回路２０は、センサー素子４を励振振動させるための駆動信号を生成し、ＤＳ端子を介してセンサー素子４の一方の駆動電極（第１の駆動電極）に供給する。また、駆動回路２０は、センサー素子４の励振振動により他方の駆動電極（第２の駆動電極）に発生する駆動電流（水晶電流）がＤＧ端子を介して入力され、この駆動電流の振幅が一定に保持されるように駆動信号の振幅レベルをフィードバック制御する。また、駆動回路２０は、検出回路３０に含まれる同期検波回路の参照信号やスイッチトキャパシタフィルター（ＳＣＦ）のクロック信号を生成する。

検出回路３０は、Ｓ１端子とＳ２端子を介して、センサー素子４の２つの検出電極の各々に発生する交流電荷（検出電流）がそれぞれ入力され、同期検波により、これらの交流電荷（検出電流）に含まれる角速度成分のみを検出し、角速度の大きさに応じた電圧レベルの信号（角速度信号）を生成し、ＶＯ端子を介して外部に出力する。この角速度信号は、例えば、ＶＯ端子に接続された不図示のマイクロコンピューターにおいてＡ／Ｄ変換され、角速度データとして種々の処理に用いられる。なお、本実施形態の角速度検出用ＩＣ２にＡ／Ｄ変換器を内蔵し、角速度を表すデジタルデータを、例えばシリアルインターフェース回路６０を介して外部に出力するようにしてもよい。

不揮発メモリー５０は、駆動回路２０や検出回路３０に対する各種の調整データを保持し、例えば、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）として構成することができる。

シリアルインターフェース回路６０は、ＣＬＫ端子とＤＡＴＡ端子を介して、それぞれクロック信号とシリアルデータ信号による２線論理で不揮発メモリー５０に対する調整データの書き込みや読み出しの処理などを行う。なお、不揮発メモリー５０にデータを書き込む際は、メモリー素子に保持されているデータを反転させるのに十分なエネルギーを供給するため、ＶＰＰ端子を介して高電源電圧（例えば１５Ｖ以上）が供給される。

２．駆動回路の構成
図２は、本実施形態の駆動回路２０の構成例を示す図である。図２に示すように、本実施形態における駆動回路２０は、Ｉ／Ｖ変換回路２００、ハイパスフィルター２１０、コンパレーター２２０、駆動信号生成回路２３０、全波整流回路２４０、ローパスフィルター２５０、判定回路２６０、カウンター回路２７０、発振器２８０、コンパレーター２９０、スイッチ２９２，２９４，２９６を含んで構成されている。なお、本実施形態の駆動回路２０は、これらの一部の構成（要素）を省略したり、新たな構成（要素）を追加した構成としてもよい。

Ｉ／Ｖ変換回路２００（電流電圧変換部の一例）は、ＤＧ端子を介して入力されたセンサー素子４の駆動電流Ｉｄｒを交流電圧信号に変換する。図３に示すように、本実施形態のＩ／Ｖ変換回路２００は、オペアンプ２０２の反転入力端子（−入力端子）と出力端子の間に抵抗２０４とコンデンサー２０６が接続され、オペアンプ２０２の非反転入力端子（＋入力端子）に基準電圧ＶＲＥＦ（アナロググランド電圧）が供給される。このＩ／Ｖ変換回路２００の出力信号ＩＶＯの電圧Ｖ_ｉｖは、抵抗２０４の抵抗値をＲ_ｉｖとすると、次式（３）で表される。

Ｉ／Ｖ変換回路２００の出力信号は、全波整流回路２４０によって全波整流される。また、Ｉ／Ｖ変換回路２００の出力信号は、ハイパスフィルター２１０でオフセットがキャンセルされるとともに位相調整されてコンパレーター２２０に入力される。

コンパレーター２２０は、ハイパスフィルター２１０の出力信号を増幅して２値化信号（方形波電圧信号）を出力する。ただし、本実施形態では、コンパレーター２２０は、ローレベルのみ出力可能なオープンドレイン出力のコンパレーターである。

駆動信号生成回路２３０（駆動信号生成部の一例）は、コンパレーター２２０の出力信号と全波整流回路２４０の出力信号に基づいて、センサー素子４を発振駆動するための駆動信号を生成する。具体的には、例えば、駆動信号生成回路２３０は、所望の電圧値ＶＲ３と全波整流回路２４０の出力電圧との差分を積分する積分器（不図示）を含み、この積分器の出力電圧をプルアップ抵抗（不図示）を介してハイレベルとして出力するとともに、コンパレーター２２０の出力信号をローレベルとして出力する。これにより、駆動信号生成回路２３０が生成する駆動信号の振幅は、全波整流回路２４０の出力電圧に応じて変動する。すなわち、全波整流回路２４０の出力電圧が所望の電圧値ＶＲ３よりも高くなれば駆動信号の振幅が減少し、ＶＲ３よりも低くなれば駆動信号の振幅が増加する。

この駆動信号は、スイッチ２９４とＤＳ端子を介してセンサー素子４の第１の駆動電極に供給され、センサー素子４の第２の駆動電極には駆動信号の振幅に応じた駆動電流Ｉｄｒが発生する。このループにより、全波整流回路２４０の出力電圧が所望の電圧値ＶＲ３に一致するように、従って駆動信号の振幅が一定（駆動電流Ｉｄｒの電流値が一定）になるようにフィードバック制御がかかる。駆動信号の振幅を一定にすることにより、センサ
ー素子４を極めて安定に発振させることができ、角速度の検出精度を向上させることができる。

コンパレーター２９０は、ハイパスフィルター２１０の出力信号を増幅して２値化信号（方形波電圧信号）を出力する。この２値化信号は、検出回路３０における同期検波の参照信号ＳＤＥＴとして用いられる。なお、コンパレーター２２０の出力信号は、ハイレベルが変動するので、このハイレベルが検出回路３０の同期検波における論理閾値を越えないようなことがあると不具合が生じるため参照信号として用いず、コンパレーター２９０を別個に設けている。

また、全波整流回路２４０の出力信号はローパスフィルター２５０でローパス処理され、判定回路２６０において、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧と所定の電圧値が比較される。判定回路２６０（判定部の一例）は、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧が所定の判定電圧よりも高いか低いかを判定し、例えば、判定電圧よりも低ければハイレベル、高ければローレベルとなる選択信号ＳＷを生成する。

発振器２８０は、センサー素子４の自励発振を補助する発振信号ＯＳＣを生成する発振器であり、その発振周波数はセンサー素子４の共振周波数と一致する。発振器２８０は、例えば、リングオシレーターやＲＣ発振回路で実現することができる。

スイッチ２９２は、選択信号ＳＷがハイレベルの時にオンして（閉じて）発振器２８０の出力信号（発振信号ＯＳＣ）をコンパレーター２２０に入力し、選択信号ＳＷがローレベルの時にオフする（開く）。

スイッチ２９４は、選択信号ＳＷがローレベルの時にオンして（閉じて）駆動信号生成回路２３０の出力とＤＳ端子とを接続し、選択信号ＳＷがハイレベルの時にオフする（開く）。一方、スイッチ２９６は、選択信号ＳＷがハイレベルの時にオンして（閉じて）コンパレーター２９０の出力とＤＳ端子とを接続し、選択信号ＳＷがローレベルの時にオフする（開く）。

これにより、センサー素子４が励振を開始してから駆動電流Ｉｄｒが所望の電流値に達するまではコンパレーター２９０の出力信号（発振信号ＯＳＣの２値化信号）が選択され、駆動電流Ｉｄｒが所望の電流値に達した後は駆動信号生成回路２３０の出力信号（発振器２８０の出力信号ＯＳＣの２値化信号）が選択され、ＤＳ端子を介してセンサー素子４の第２の駆動電極に供給される。このように、駆動電流Ｉｄｒが小さい間は振幅の大きい（エネルギーの大きい）発振信号ＯＳＣを駆動信号としてセンサー素子４を駆動することで、センサー素子４が発振を開始してから安定発振するまでの時間（起動時間）を短縮することができる。また、駆動電流Ｉｄｒが所望の電流値に達した後は駆動信号生成回路が生成する一定振幅の駆動信号を供給することで、センサー素子４の安定発振を継続させることができる。

なお、カウンター回路２７０は、選択信号ＳＷはハイレベルからローレベルに変化したのをトリガとしてカウントを開始し、センサー素子４が安定発振を開始するのに十分な時間をカウントするとローレベルからハイレベルに変化するＳＷＢ信号を生成し、このＳＷＢ信号により発振器２８０の発振が停止する。これにより、発振器２８０で消費する電流を削減することができる。

ところで、Ｉ／Ｖ変換回路２００に含まれる抵抗２０４の抵抗値Ｒ_ｉｖは、製造ばらつきのため、ＩＣ毎に設計値に対して±２０％程度のばらつきが生じるため、Ｉ／Ｖ変換回路２００における変換率がＩＣ毎にばらつくことになる。これにより、駆動電流Ｉｄｒが
一定であっても、Ｉ／Ｖ変換回路２００の出力電圧、従ってローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧がＩＣ毎にばらつくことになる。そのため、このばらつきをキャンセルしなければ、判定回路２６０での判定タイミング（ＳＷがハイレベルからローレベルに変化するタイミング）もばらつくことになり、起動時間がＩＣ毎に変動することになってしまう。

そこで、本実施形態では、基準回路４０において、抵抗２０４の抵抗値のばらつきに応じて変動する判定電圧を生成し、判定回路２６０において、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧をこの判定電圧と比較することで起動時間の変動を抑制する。

図４は、本実施形態の基準回路４０の一部と判定回路２６０の構成を示す図である。また、図５は、判定回路２６０の入力信号と出力信号の波形図である。

図４に示すように、本実施形態の判定回路２６０は、オペアンプ２６２と２つのスイッチ２６４，２６６（スイッチ部の一例）を含んで構成されている。

オペアンプ２６２の反転入力端子（−入力端子）には、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯが入力される。

スイッチ２６４は、オペアンプ２６２の出力信号（選択信号ＳＷ）がハイレベルの時にオンして（閉じて）判定電圧ＶＲ２をオペアンプ２６２の非反転入力端子（＋入力端子）に入力し、オペアンプ２６２の出力信号（選択信号ＳＷ）がローレベルの時にオフする（開く）。

一方、スイッチ２６６は、オペアンプ２６２の出力信号（選択信号ＳＷ）ＳＷがローレベルの時にオンして（閉じて）判定電圧ＶＲ１をオペアンプ２６２の非反転入力端子（＋入力端子）に入力し、オペアンプ２６２の出力信号（選択信号ＳＷ）がハイレベルの時にオフする（開く）。

すなわち、本実施形態の判定回路２６０は、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯ（判定対象信号の一例）の電圧がＶＲ２（第１の電圧の一例）を超えるまではＶＲ２を判定電圧とし、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧がＶＲ２を超えた後はＶＲ１（第２の電圧の一例）を判定電圧として選択信号ＳＷを生成するシュミット回路として構成されている。このように判定回路２６０がヒステリシスをもって判定することで、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯに重畳されるノイズの影響によって誤った判定がなされることを防止することができる。

そして、特に本実施形態では、基準回路４０において、電源電圧ＶＤＤと基準電圧ＶＲＥＦの間に定電流源４００、抵抗４１０、抵抗４２０をこの順に直列に接続し、抵抗４１０と抵抗４２０に定電流を流すことにより２つの判定電圧ＶＲ１及びＶＲ２を生成している。ただし、判定回路２６０が定電流源４００、抵抗４１０、抵抗４２０を含み、判定回路２６０の内部で判定電圧ＶＲ１及びＶＲ２を生成するようにしてもよい。

ところで、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧Ｖ_ｌｐｆは、次式（４）で表される。

また、定電流源４００による定電流の電流値をＩ_ｒｅｆ、抵抗４１０の抵抗値をＲ１、抵抗４２０の抵抗値をＲ２とすると、ＶＲ１，ＶＲ２はそれぞれ次式（５），（６）で表される。

Ｖ_ｌｐｆ＝ＶＲ２の時に選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに変化し、その時の駆動電流Ｉｄｒは、式（４）と式（６）より、次式（７）で計算される。

一方、Ｖ_ｌｐｆ＝ＶＲ１の時に選択信号ＳＷがローレベルからハイレベルに変化し、その時の駆動電流Ｉｄｒは、式（４）と式（５）より、次式（８）で計算される。

式（７）及び式（８）より、抵抗４１０と抵抗４２０を、Ｉ／Ｖ変換回路２００の抵抗２０４と同じ素材とすることで、抵抗２０４の抵抗値が大きくなる方向に振れた時は抵抗４１０と抵抗４２０の各抵抗値も大きくなり、抵抗２０４の抵抗値が小さくなる方向に振れた時は抵抗４１０と抵抗４２０の各抵抗値も小さくなるので、抵抗値のばらつきを相殺することができる。これにより、選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに、あるいはローレベルからハイレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄｒのばらつきを抑制することができる。

また、式（７）及び式（８）には電源電圧ＶＤＤが含まれていないので、電源電圧を変えても駆動電流Ｉｄｒは変わらない。

３．駆動回路のシミュレーション結果
次に、抵抗値、電源電圧値、温度などのシミュレーション条件を変更して行った駆動回路２０のシミュレーション結果について説明する。図６は、シミュレーション対象の駆動回路の構成を示す図であり、図７は、所定の１つのシミュレーション条件で行ったシミュレーション結果を示す波形図である。図７の上段は入力信号である駆動電流Ｉｄｒの振幅を変動させた時の選択信号ＳＷの波形を示しており、下段はローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯと２つの判定電圧ＶＲ１，ＶＲ２の波形を示している。図７に示すように、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧がＶＲ２を超える時に選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに変化し、その後、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧がＶＲ１を下回る時に選択信号ＳＷがローレベルからハイレベルに変化している。

図８（Ａ）は、各シミュレーション条件でのシミュレーション結果から、選択信号ＳＷ
がハイレベルからローレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄｒを計算により求めて表示した図であり、図８（Ｂ）は、選択信号ＳＷがローレベルからハイレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄｒを計算により求めて表示した図である。

図８（Ａ）及び図８（Ｂ）において、Ｇ１は、Ｔｙｐｉｃａｌ条件（電源電圧３．０Ｖ，温度２５℃）での駆動電流Ｉｄｒの値を示している。Ｇ２，Ｇ３は、それぞれＴｙｐｉｃａｌ条件に対して電源電圧を２．７Ｖと３．６Ｖに変更した時の駆動電流Ｉｄｒの値を示している。Ｇ４，Ｇ５は、それぞれＴｙｐｉｃａｌ条件に対して温度を−４０℃と８５℃に変更した時の駆動電流Ｉｄｒの値を示している。Ｇ６，Ｇ７は、それぞれＴｙｐｉｃａｌ条件に対して各抵抗値を７５％と１２５％に変更した時の駆動電流Ｉｄｒの値を示している。Ｇ８，Ｇ９は、それぞれＴｙｐｉｃａｌ条件に対して定電流値Ｉｒｅｆを９５％と１０５％に変更した時の駆動電流Ｉｄｒの値を示している。Ｇ１０，Ｇ１１は、それぞれＴｙｐｉｃａｌ条件に対して基準電圧ＶＲＥＦを９９％と１０１％に変更した時の駆動電流Ｉｄｒの値を示している。

また、比較のため、判定回路２６０を従来のシュミット回路で構成した図９に示す駆動回路に対して同様のシミュレーションを行った各シミュレーション結果から選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄｒを計算により求めたものを図１０（Ａ）に、選択信号ＳＷがローレベルからハイレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄｒを計算により求めたものを図１０（Ｂ）に示す。

図１０（Ａ）ではＧ１〜Ｇ７で駆動電流値がかなり変動するのに対して、図８（Ａ）ではＧ１〜Ｇ７で駆動電流値がほぼ一定になっている。つまり、従来のシュミット回路で構成した駆動回路では、電源電圧や温度の変動あるいは抵抗値のばらつきに応じて、選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄｒが変動するのに対して、本実施形態の駆動回路では、電源電圧や温度の変動あるいは抵抗値のばらつきがあっても、選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄｒがほぼ一定である。言い換えると、電源電圧や温度の変動あるいは抵抗値のばらつきに対して、従来のシュミット回路で構成した駆動回路では起動時間が変動するが、本実施形態の駆動回路では起動時間をほぼ一定に保つことができる。

また、図８（Ａ）のＧ１〜Ｇ７と図１０（Ｂ）のＧ１〜Ｇ７を比較すると、図８（Ａ）の方が駆動電流値の変動が小さい。つまり、本実施形態の駆動回路のほうが、電源電圧や温度の変動あるいは抵抗値のばらつきに対して、選択信号ＳＷがローレベルからハイレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄｒの変動がより小さいといえる。

以上に説明したように、本実施形態によれば、判定回路２６０が、センサー素子４の駆動電流に基づいてセンサー素子４が安定発振しているか否かを判定し、センサー素子４が安定発振するまでは発振器２８０の発振信号ＯＳＣに基づく駆動信号をセンサー素子４に供給することで起動時間を短くすることができる。また、センサー素子４の発振が安定した後は、センサー素子４の駆動電流に応じて振幅が調整された駆動信号をセンサー素子４に供給することでセンサー素子４の安定発振を継続させることができる。

そして、抵抗４１０，４２０に定電流Ｉｒｅｆを流すことで得られる判定電圧ＶＲ１，ＶＲ２を用いることで、判定回路２６０の判定処理において、Ｉ／Ｖ変換回路２００の抵抗２０４の抵抗値の変動を打ち消すことができるので、抵抗値のばらつきに起因する起動時間の変動を低減することができる。

また、本実施形態によれば、判定電圧ＶＲ１，ＶＲ２は電源電圧に依存しないので、電源電圧の変動に起因する起動時間の変動を低減することができる。

なお、本実施形態では、角速度検出装置を例にとり説明したが、本発明は、角速度、角加速度、加速度、力等を検出するセンサー装置にも適用することができる。

４．変形例
本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、以下のような変形例が考えられる。

［変形例１］
図１１は、変形例１の基準回路４０の一部と判定回路２６０の構成を示す図である。また、図１２は、変形例１の判定回路２６０の入力信号と出力信号の波形図である。

変形例１の判定回路２６０は、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧がＶＲ２を下回るまではＶＲ２を判定電圧とし、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧がＶＲ２を下回った超えた後はＶＲ１を判定電圧として選択信号ＳＷを生成するシュミット回路として構成されている。

本変形例では、基準回路４０において、基準電圧ＶＲＥＦとグランド電圧ＶＳＳの間に抵抗４２０、抵抗４１０、定電流源４００をこの順に直列に接続し、抵抗４１０と抵抗４２０に定電流を流すことにより２つの判定電圧ＶＲ１及びＶＲ２を生成している。ただし、判定回路２６０が定電流源４００、抵抗４１０、抵抗４２０を含み、判定回路２６０の内部で判定電圧ＶＲ１及びＶＲ２を生成するようにしてもよい。

変形例１では、さらに、全波整流回路２４０の出力信号の極性が反転するように全波整流回路２４０の構成を変更される。これにより、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧Ｖ_ｌｐｆは、次式（９）で表される。

また、定電流源４００による定電流の電流値をＩ_ｒｅｆ、抵抗４１０の抵抗値をＲ１、抵抗４２０の抵抗値をＲ２とすると、ＶＲ１，ＶＲ２はそれぞれ次式（１０），（１１）で表される。

Ｖ_ｌｐｆ＝ＶＲ２の時に選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに変化し、その時の駆動電流Ｉｄｒは、式（９）と式（１１）より、次式（１２）で計算される。

一方、Ｖ_ｌｐｆ＝ＶＲ１の時に選択信号ＳＷがローレベルからハイレベルに変化し、その時の駆動電流Ｉｄｒは、式（９）と式（１０）より、次式（１３）で計算される。

式（１２）及び式（１３）より、抵抗４１０と抵抗４２０を、Ｉ／Ｖ変換回路２００の抵抗２０４と同じ素材とすることで、抵抗２０４の抵抗値が大きくなる方向に振れた時は抵抗４１０と抵抗４２０の各抵抗値も大きくなり、抵抗２０４の抵抗値が小さくなる方向に振れた時は抵抗４１０と抵抗４２０の各抵抗値も小さくなるので、抵抗値のばらつきを相殺することができる。これにより、選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに、あるいはローレベルからハイレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄｒのばらつきを抑制することができる。

また、式（１２）及び式（１３）には電源電圧ＶＤＤが含まれていないので、電源電圧を変えても駆動電流Ｉｄｒは変わらない。

従って、本変形例でも、電源電圧の変動や抵抗値のばらつきに起因する起動時間の変動を低減することができる。

［変形例２］
図１３は、変形例２の基準回路４０の一部と判定回路２６０の構成を示す図である。また、図１４は、変形例２の判定回路２６０の入力信号と出力信号の波形図である。

変形例２の判定回路２６０は、ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧が判定電圧ＶＲよりも高いか低いかを判定する単純なコンパレーターとして構成されている。

変形例２では、定電流源４００による定電流の電流値をＩ_ｒｅｆ、抵抗４１０の抵抗値をＲとすると、ＶＲは次式（１４）で表される。

ローパスフィルター２５０の出力信号ＬＰＦＯの電圧Ｖ_ｌｐｆは、式（４）で表され、Ｖ_ｌｐｆ＝ＶＲの時に選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに、あるいはローレベルからハイレベルに変化し、その時の駆動電流Ｉｄｒは、式（４）と式（１４）より、次式（１５）で計算される。

式（１５）より、抵抗４１０を、Ｉ／Ｖ変換回路２００の抵抗２０４と同じ素材とすることで、抵抗２０４の抵抗値が大きくなる方向に振れた時は抵抗４１０の抵抗値も大きくなり、抵抗２０４の抵抗値が小さくなる方向に振れた時は抵抗４１０の抵抗値も小さくなるので、抵抗値のばらつきを相殺することができる。これにより、選択信号ＳＷがハイレベルからローレベルに、あるいはローレベルからハイレベルに変化する時の駆動電流Ｉｄ
ｒのばらつきを抑制することができる。

また、式（１５）には電源電圧ＶＤＤが含まれていないので、電源電圧を変えても駆動電流Ｉｄｒは変わらない。

従って、本変形例でも、電源電圧の変動や抵抗値のばらつきに起因する起動時間の変動を低減することができる。

本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成）を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。

１ 角速度検出装置、２ 角速度検出用ＩＣ、４ センサー素子、１０ 電源回路、２０
駆動回路、３０ 検出回路、４０ 基準回路、５０ 不揮発メモリー、６０ シリアルインターフェース回路、２００ Ｉ／Ｖ変換回路、２０２ オペアンプ、２０４ 抵抗、２０６ コンデンサー、２１０ ハイパスフィルター、２２０ コンパレーター、２３０
駆動信号生成回路、２４０ 全波整流回路、２５０ ローパスフィルター、２６０ 判定回路、２６２ オペアンプ、２６４，２６６ スイッチ、２７０ カウンター回路、２８０ 発振器、２９０ コンパレーター、２９２，２９４，２９６ スイッチ、４００ 定電流源、４１０，４２０ 抵抗

Claims (5)

1. 所与の物理量を検出するセンサー素子を駆動する駆動信号を生成する駆動回路であって、
   前記センサー素子が出力する駆動電流を電圧に変換する電流電圧変換部と、
   前記電流電圧変換部により電圧に変換された信号に基づいて得られる判定対象信号の電圧と判定電圧との大小関係を判定する判定部と、
   前記センサー素子の自励発振を補助する発振信号を生成する発振器と、
   前記判定部の判定結果に基づいて、前記判定対象信号の電圧が前記判定電圧を超えるまでは前記発振信号に基づいて前記駆動信号を生成し、前記判定対象信号の電圧が前記判定電圧を超えた後は前記電流電圧変換部により電圧に変換された信号に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を含み、
   前記判定電圧は、
   １又は複数の抵抗に定電流を流すことにより得られる電圧と基準電圧とを加算又は減算して得られる電圧である、駆動回路。
2. 請求項１において、
   前記駆動電流判定部は、
   前記判定対象信号の電圧が第１の電圧を超えるまでは当該第１の電圧を前記判定電圧とし、前記判定対象信号の電圧が前記第１の電圧を超えた後は第２の電圧を前記判定電圧とする、駆動回路。
3. 請求項２において、
   前記駆動電流判定部は、
   前記判定結果に応じて、前記判定電圧として前記第１の電圧と前記第２の電圧のいずれか一方を選択するスイッチ部を含む、駆動回路。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載の駆動回路を含む、集積回路装置。
5. 請求項４に記載の集積回路装置と、
   所与の物理量を検出するセンサー素子と、を含む、センサー装置。