JP2016171466A - 光受信回路および光結合装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数特性を維持しつつ低電圧で動作する光受信回路および光結合装置を提供する。
【解決手段】実施形態の光受信回路は、受光素子と、前記受光素子に接続された第１ゲート電極と、基準電位線に接続された第１ソース電極と、第１ノードを介して第１負荷回路に接続された第１ドレイン電極と、を有し、飽和領域で動作し得る第１導電形の第１ＭＯＳトランジスタと、前記第１ノードに接続された第２ゲート電極と、出力端子に接続された第２ソース電極と、前記基準電位線に接続された第２ドレイン電極と、を有する第２導電形の第２ＭＯＳトランジスタと、電源電位線と前記第２ドレイン電極との間に接続された第２負荷回路と、前記第１ゲート電極と前記出力端子との間に接続された帰還抵抗素子と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、光受信回路および光結合装置に関する。

光結合素子や光通信装置等は、産業用、通信用、家庭用を含めさまざまな電子機器に広く用いられている。近年、これらの装置に用いられる発光素子は、発光効率等性能が改善されている。

このような光受信回路で扱う光信号の強度は、微弱レベルから非常に強いレベルまでのものが含まれ、広いダイナミックレンジを有する光受信回路が要望されている。

特開２００９−８８５８０号公報

本実施形態は、周波数特性を維持しつつ低電圧で動作する光受信回路および光結合装置を提供する。

実施形態に係る光受信回路は、受光素子と、前記受光素子に接続された第１ゲート電極と、基準電位線に接続された第１ソース電極と、第１ノードを介して第１負荷回路に接続された第１ドレイン電極と、を有し、飽和領域で動作し得る第１導電形の第１ＭＯＳトランジスタと、前記第１ノードに接続された第２ゲート電極と、出力端子に接続された第２ソース電極と、前記基準電位線に接続された第２ドレイン電極と、を有する第２導電形の第２ＭＯＳトランジスタと、電源電位線と前記第２ドレイン電極との間に接続された第２負荷回路と、前記第１ゲート電極と前記出力端子との間に接続された帰還抵抗素子と、を備える。

第１の実施形態に係る光受信回路を例示する回路図である。 図１の回路をより具体的な回路要素として示した光受信回路の回路図である。 比較例に係る光受信回路の回路図である。 図４（ａ）は、本実施形態の光受信回路の周波数特性を表したグラフである。図４（ｂ）は、比較例の光受信回路の周波数特性を表したグラフである。 本実施形態の光受信回路パルス応答特性を、比較例の光受信回路のパルス応答特性と対比して表したグラフである。 第２の実施形態に係る光受信回路を例示する回路図である。 第３の実施形態に係る光受信回路を例示する回路図である。 本実施形態の光受信回路のパルス応答特性と他の実施形態の光受信回路のパルス応答特性を対比して表したグラフである。 第４の実施形態に係る光受信回路を例示する回路図である。 図１０（ａ）は、第５の実施形態に係る光結合装置を例示するブロック図である。図１０（ｂ）は、第５の実施形態に係る光結合装置の構造を例示する断面図である。 第６の実施形態に係る光通信システムを例示するブロック図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る光受信回路を例示する回路図である。
図２は、図１の回路をより具体的な回路要素として示した光受信回路の回路図である。
図３は、比較例に係る光受信回路の回路図である。
図４（ａ）は、本実施形態の光受信回路の周波数特性を表したグラフである。図４（ｂ）は、比較例の光受信回路の周波数特性を表したグラフである。
図５は、本実施形態の光受信回路パルス応答特性を、比較例の光受信回路のパルス応答特性と対比して表したグラフである。
図１に示すように、本実施形態の光受信回路１０は、受光素子１１と、増幅トランジスタ１と、出力トランジスタ２と、負荷回路１３と、帰還抵抗素子１４と、を備える。光受信回路１０は、電源端子１５と基準電圧端子１６との間に接続される。基準電圧端子１６の電位Ｖｓｓは、光受信回路１０が接続される電位のうちもっとも低い電位であり、典型的には接地電位であり、０Ｖである。電源端子１５の電位Ｖｄｄは、光受信回路１０が接続される電位のうちもっとも高い電位であり、たとえば、接地電位に対して２．５Ｖである。基準電圧端子１６の電位Ｖｓｓおよび電源端子１５の電位Ｖｄｄとは、上述の電位関係が維持されていればよく、基準電圧端子１６の電位Ｖｓｓおよび電源端子１５の電位Ｖｄｄの両方または一方が負の電位を有していてもよい。

本明細書では、ＭＯＳトランジスタの飽和領域というときには、ＭＯＳトランジスタのドレインソース間の出力特性において、ドレイン電流（出力電流）がゲートソース間電圧としきい値電圧との電圧差の２乗に比例する領域をいうものとする。より具体的には、飽和領域においては、ドレイン電流Ｉｄは、以下のように表される。

Ｉｄ＝（ｋ／２）・（Ｖｇ−Ｖｔ）^２ （１）
ここで、Ｖｇは、ＭＯＳトランジスタのゲートソース間電圧であり、Ｖｔは、ＭＯＳトランジスタのゲートしきい値電圧である。また、ｋは、ｋ＝（Ｗ／Ｌ）・μ・Ｃｏｘである。ＷおよびＬは、それぞれＭＯＳトランジスタのゲート幅およびゲート長である。μは、チャネルにおけるキャリア（ｎチャネルの場合には電子、ｐチャネルの場合には正孔）の移動度であり、Ｃｏｘは、ゲート酸化膜による静電容量である。

ＭＯＳトランジスタの飽和領域では、ドレイン電流は、ドレインソース間電圧に対してほぼ一定値を示す。これに対して、ＭＯＳトランジスタの線形領域というときには、ＭＯＳトランジスタの出力特性において、ドレイン電流が、ゲートソース間電圧としきい値電圧との電圧差を比例定数に含むドレインソース間電圧の線形項を有する領域である。より具体的には、線形領域においては、ドレイン電流Ｉｄは、以下のように表される。

Ｉｄ＝ｋ・｛（Ｖｇ−Ｖｔ）・Ｖｄ−（１／２）・Ｖｄ^２｝ （２）
ここで、Ｖｄは、ＭＯＳトランジスタのドレインソース間電圧であり、他のパラメータは、式（１）におけるパラメータと同じである。

ＭＯＳトランジスタの飽和領域と線形領域との境界のドレインソース間電圧は、ゲートソース間電圧としきい値電圧との電圧差に等しく、このときのドレインソース間電圧をオーバドライブ電圧ということがある。なお、出力波形の飽和等というときには、光受信回路の出力電圧波形において、出力電圧波形に関連するＭＯＳトランジスタが線形領域で動作することによって、期待される出力電圧波形とは異なる、たとえば歪んだ形状を有する電圧波形を示す場合等をいうものとする。

また、ｐチャネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧は、一般的にはマイナスの数値で表すが、特に断らない限り、本明細書では絶対値表記を省略し、プラスの数値として扱うもととする。

受光素子１１は、基準電圧端子１６と入力ノード１８との間に接続される。受光素子１１は、たとえばシリコンフォトダイオードである。受光素子１１は、シリコンフォトダイオードのほか、光伝送距離や通信速度等に応じてシリコンＰＩＮフォトダイオード、あるいはアバランシェフォトダイオード等他の光電変換素子であってもよい。また、シリコン以外の半導体材料を用いたフォトダイオードであってもよい。

増幅トランジスタ（第１ＭＯＳトランジスタ）１は、入力ノード１８で受光素子１１に接続されたゲート電極１ａと、基準電位Ｖｓｓに接続されたソース電極１ｂと、ゲート電極１ａに入力された電圧を反転出力するドレイン電極１ｃと、を有する。増幅トランジスタ１のドレイン電極１ｃは、内部出力ノード１９（第１ノード）で負荷回路１２に直接接続される。増幅トランジスタ１は、たとえばｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。

増幅トランジスタ１は、負荷回路１２と直列に接続されている。負荷回路１２は、電流値Ｉ１を有する電流源からなる。負荷回路１２は、電源電位Ｖｄｄと、内部出力ノード１９と、の間に接続される。

増幅トランジスタ１は、負荷回路１２によって動作点を設定されたソース接地増幅回路を構成する。なお、ＭＯＳトランジスタの動作点を設定するとは、そのＭＯＳトランジスタの飽和領域におけるドレイン電流を設定することをいう。換言すると、上述の式（１）にしたがって、ＭＯＳトランジスタに所望のドレイン電流が流れるように、負荷回路の電流値を設定することをいう。

出力トランジスタ（第２ＭＯＳトランジスタ）２は、内部出力ノード１９で増幅トランジスタ１のドレイン電極１ｃに接続されたゲート電極２ａと、出力ノード２０で負荷回路１３および出力端子１７に接続されたソース電極２ｂと、基準電位Ｖｓｓに接続されたドレイン電極２ｃとを有する。出力トランジスタ２は、増幅トランジスタ１とは異なる導電形のＭＯＳトランジスタであり、増幅トランジスタ１がｎチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴである。光受信回路１０の動作状態において、出力トランジスタ２のゲートソース間電圧の絶対値Ｖｇｓ２は、増幅トランジスタ１のしきい値電圧Ｖｔｈ１よりも小さい。なお、出力トランジスタ２は、増幅トランジスタ１がｐチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴとなる。なお、出力トランジスタ２のソース電極２ｂは、出力の信号によって電位が変動するため、バックゲート電極２ｄは、ソース電極２ｂに接続される。

負荷回路１３は、電流値Ｉ２を有する電流源からなる。負荷回路１３は、電源電位Ｖｄｄと、出力端子１７および出力トランジスタ２のソース電極２ｂが接続されている出力ノード２０と、の間に接続されている。

出力トランジスタ２は、負荷回路１３と直列に接続されている。出力トランジスタ２は、負荷回路１３によって動作点を設定されたソースフォロワ回路である。出力トランジスタ２と負荷回路１３とを含むソースフォロワ回路は、増幅トランジスタ１と負荷回路１２とを含むソース接地増幅回路の出力を、高インピーダンスで受けて低インピーダンスで出力する出力回路である。

図２に示すように、負荷回路１２，１３の電流源には、カレントミラー回路を用いることができる。ダイオード接続されたトランジスタ２１は、電源電位Ｖｄｄと接地電位Ｖｓｓとの間に接続される。トランジスタ２１は、トランジスタ２１と接地電位Ｖｓｓとの間に接続された抵抗素子２２によって基準となる電流値が設定される。カレントミラー２３は、電源電位Ｖｄｄと内部出力ノード１９との間に接続される。カレントミラー２４は、電源電位Ｖｄｄと出力ノード２０との間に接続される。カレントミラー２３，２４のそれぞれのゲート電極は、トランジスタ２１のゲート電極に接続される。カレントミラー２３，２４の電流値は、トランジスタ２１と、カレントミラー２３，２４のそれぞれのトランジスタサイズによって決定される。つまり、トランジスタ２１、カレントミラー２３，２４のそれぞれのトランジスタサイズの比が、たとえば１：１：１である場合には、それぞれのトランジスタに流れる電流値は同一である。

なお、負荷回路１２，１３には、カレントミラー回路等による電流源回路のほか、抵抗素子によって構成されたものを用いてもよい。

帰還抵抗素子１４は、入力ノード１８と、出力ノード２０と、の間に接続される。したがって、光受信回路１０は、ソース接地増幅回路とソースフォロワ回路との縦続接続からなる反転増幅回路の入出力間に帰還抵抗素子１４が接続されたトランスインピーダンス増幅回路ＴＩＡを含んでいる。

トランスインピーダンス増幅回路ＴＩＡは、受光素子１１が受光量に応じて出力する出力電流を入力して、この電流を電圧に変換して出力する。

次に、本実施形態の光受信回路の動作について図２を用いて説明する。
基準電位Ｖｓｓは、接地電位であり０Ｖであるものとする。したがって、電源電圧は電源電位Ｖｄｄに等しい。

まず、無信号時の場合について説明する。光受信回路１０において無信号とは、受光素子１１に光照射がない場合であり、受光素子１１は、出力電流を発生していない。なお、受光素子１１の暗電流等による電流については無視するものとする。

無信号時には、受光素子１１が電流を出力していないので、帰還抵抗素子１４の両端に電圧降下は生じていない。そのため、出力ノード２０の電圧Ｖｏｕｔは、入力ノード１８の電圧、すなわち増幅トランジスタ１のゲートソース間電圧Ｖｇｓ１に等しくなっている。

増幅トランジスタ１のドレイン電極１ｃは、出力トランジスタ２のゲート電極２ａに接続されているので、増幅トランジスタ１のドレインソース間電圧Ｖｄｓ１は、出力トランジスタ２のゲートソース間電圧Ｖｇｓ２によって決定される。より具体的には、増幅トランジスタ１のドレインソース間電圧Ｖｄｓ１は、出力ノード２０の電圧Ｖｏｕｔと、出力トランジスタのゲートソース間電圧Ｖｇｓ２との差に等しい（Ｖｄｓ１＝Ｖｏｕｔ−Ｖｇｓ２＝Ｖｇｓ１−Ｖｇｓ２）。出力トランジスタ２のゲートソース間電圧Ｖｇｓ２は、カレントミラー２４の電流値Ｉ２をドレイン電流Ｉｄ２とするように式（１）によって決定されている。

増幅トランジスタ１は、オーバドライブ電圧Ｖｏｖ１までドレインソース間電圧Ｖｄｓ１が低下しても飽和領域で動作することができる。つまり、ドレインソース間電圧Ｖｄｓ１は、オーバドライブ電圧Ｖｏｖ１以上である必要がある。すなわち、Ｖｄｓ１≧Ｖｏｖ１を満たしたときに、増幅トランジスタ１は、飽和領域で動作する。また、上述のとおり、Ｖｄｓ１＝Ｖｇｓ１−Ｖｇｓ２であるから、以下を得る。

Ｖｇｓ１−Ｖｇｓ２≧Ｖｏｖ１

ここで、Ｖｏｖ１＝Ｖｇｓ１−Ｖｔｈ１よりＶｇｓ１を消去すると、以下のようになる。

Ｖｏｖ１＋Ｖｔｈ１−Ｖｇｓ２≧Ｖｏｖ１
∴Ｖｔｈ１≧Ｖｇｓ２ （３）

ここで、Ｖｔｈ１は増幅トランジスタ１のしきい値電圧である。Ｖｏｖ１は、増幅トランジスタ１のオーバドライブ電圧である。オーバドライブ電圧Ｖｏｖ１は、ゲートソース間電圧Ｖｇｓ１としきい値電圧Ｖｔｈ１との差に等しい。

式（１）および式（３）より、増幅トランジスタ１は、飽和領域で動作している。なお、このときのゲートソース間電圧Ｖｇｓ１は、しきい値電圧Ｖｔｈ１と等しいかしきい値電圧Ｖｔｈ１よりも大きい電圧であり、カンレントミラー２３の電流値Ｉ１にほぼ等しいドレイン電流Ｉｄ１を流す電圧値である（式（１））。

次に、受光素子１１が受光して電流を出力する場合の光受信回路１０の動作について説明する。受光素子１１は、光を受光して光量に応じた出力電流を発生する。受光素子１１から出力された電流は、帰還抵抗素子１４を介して、出力ノード２０から入力ノード１８に向かって流れる。帰還抵抗素子１４に流れる電流にしたがって帰還抵抗素子１４で発生する電圧降下によって、出力ノード２０の電圧Ｖｏｕｔは上昇する。つまり、光受信回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔは、受光素子１１が発生する出力電流にほぼ比例した電圧となる。したがって、光受信回路１０は、受光素子１１に光が照射され、受光素子１１が電流を出力しているときに最大の電圧を出力する。最大出力電圧は、以下のように計算される。

光受信回路１０の出力電圧は、上昇するにつれて、電源端子１５と出力端子１７との間の電圧が小さくなる。カレントミラー２４の両端には、電源端子１５と出力端子１７との間の電圧が印加されるので、出力電圧の最大値は、カレントミラー２４が飽和領域から脱する条件によって決定される。つまり、カレントミラー２４の両端の電圧がオーバドライブ電圧Ｖｏｖ２４に等しくなったときに出力電圧が最大になる。カレントミラー２４のオーバドライブ電圧Ｖｏｖ２４は、カレントミラー２４のゲートソース間電圧Ｖｇｓ２４と、しきい値電圧Ｖｔｈ２４との差であるから、Ｖｏｖ２４＝Ｖｇｓ２４−Ｖｔｈ２４である。なお、カレントミラー２３のドレインソース間には、カレントミラー２４のドレインソース間電圧に出力トランジスタ２のゲートソース間電圧分だけ大きい電圧が印加される。そのため、カレントミラー２４は、カレントミラー２３よりも先に飽和領域からはずれる。したがって、最大出力電圧Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）は、以下のように表される。

Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）＝Ｖｄｄ−Ｖｏｖ２４ （４）

出力トランジスタ２のゲートソース間電圧Ｖｇｓ２は、カレントミラー２４で設定されている電流で決まるほぼ一定値である。

増幅トランジスタ１のドレイン電極１ｃには、出力トランジスタ２のゲート電極２ａが接続されている。そのため、増幅トランジスタ１のドレインソース間電圧Ｖｄｓ１は、出力ノード２０の電圧Ｖｏｕｔから出力トランジスタ２のゲートソース間電圧Ｖｇｓ２を引いた値に等しい。ゲートソース間電圧Ｖｇｓ２は、カレントミラー２４で設定された電流によって設定されており、ほぼ一定値である。出力ノード２０の電圧Ｖｏｕｔは、上述のように、無信号のときの電圧よりも大きい電圧となっておりゲートソース間電圧Ｖｇｓ２はほぼ一定であるので、増幅トランジスタ１のドレインソース間電圧Ｖｄｓ１は、オーバドライブ電圧Ｖｏｖ１よりも大きい。したがって、有信号時においては、増幅トランジスタ１は、飽和領域で動作することが保証される。なお、負荷回路としてカレントミラーに代えて、抵抗素子等を用いた場合には、オーバドライブ電圧の制約がないので、負荷回路の両端に印加できる電圧を小さくすることができるので、光受信回路１０の最大出力電圧を大きくすることができる。

次に、本実施形態の光受信回路１０の作用および効果について、比較例の光受信回路と比較しつつ説明する。

図３に示すように、比較例の光受信回路１００は、出力トランジスタ１０２が増幅トランジスタ１０１と同じ導電形のｎチャネルＭＯＳＦＥＴであり、負荷回路１１３を負荷とするソースフォロワである点で上述の実施形態の光受信回路１０と相違する。すなわち、出力トランジスタ１０２は、電源電位Ｖｄｄと出力ノード１２０との間に接続され、負荷回路１１３は、出力ノード１２０と基準電位Ｖｓｓとの間に接続されている。

比較例の光受信回路１００では、無信号時の最小出力電圧Ｖｏｕｔ０’は、第１の実施形態の光受信回路１０と同様に、増幅トランジスタ１０１のゲートソース間電圧Ｖｇｓ１０１が出力される。比較例の光受信回路１００では、無信号時に、飽和領域から線形領域に移行するＭＯＳトランジスタが存在しないため、特別な条件はなく、Ｖｏｕｔ０’＝Ｖｇｓ１０１となる。

有信号時の最大出力電圧Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）’は、以下のように求められる。
比較例の光受信回路１００では、最大出力電圧Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）’が出力される場合に、出力トランジスタ１０２がソースフォロワ回路を構成しているため、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇とともに、出力トランジスタ１０２のゲート電極の電位が上昇する。したがって、電源電位Ｖｄｄと出力トランジスタ１０２のゲート電極との間に接続されているカレントミラー１１２が飽和領域からはずれる可能性がある。

カレントミラー１１２が飽和領域から線形領域に移行するときのカレントミラー１１２の両端電圧をＶｏｖ１１２とし、出力トランジスタ１０２のゲートソース間電圧をＶｇｓ１０２とすると、最大出力電圧Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）’は以下のように求められる。

Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）’＝Ｖｄｄ−Ｖｏｖ１１２−Ｖｇｓ１０２ （５）

たとえば、式（５）において、電源電位Ｖｄｄを２．５Ｖとし、カレントミラー１１２のオーバドライブ電圧Ｖｏｖ１１２を０．４Ｖとし、出力トランジスタ１０２としてしきい値の低いトランジスタを用いたとして、Ｖｇｓ１０２を０．５Ｖとすると以下のようになる。
Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）’＝２．５Ｖ−０．４Ｖ−０．５Ｖ＝１．６Ｖ

一方、本実施形態の光受信回路１０の場合で、無信号のときには、受光素子１１に光照射がなく、出力電流が０である。したがって、出力ノード２０の電圧Ｖｏｕｔは、入力ノード１８の電圧、すなわち増幅トランジスタ１のゲートソース間電圧Ｖｇｓ１に等しい。このときの出力電圧が、本実施形態の光受信回路１０の最小の出力電圧Ｖｏｕｔ０である。ゲートソース間電圧Ｖｇｓ１は、動作点を決める負荷回路１２によって設定されるドレイン電流によって決定され、たとえば比較例の光受信回路１００の場合と同じ１Ｖとすることができる。

このときには、増幅トランジスタ１のしきい値電圧Ｖｔｈ１と出力トランジスタ２のゲートソース間電圧Ｖｇｓ２との間には、式（３）の関係を満たす必要がある。式（３）は、再掲すると以下のとおりである。

Ｖｔｈ１≧Ｖｇｓ２ （３）

したがって、最小の出力電圧の大きさについては、本実施形態の光受信回路１０は、式（３）の条件を満たすことによって、比較例の光受信回路１００の最小出力電圧と同程度の値を実現することができる。

有信号時のときには、本実施形態の光受信回路１０の最大の出力電圧Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）は、上述したように、電源電圧Ｖｄｄからカレントミラー２４の両端の最小の電圧を引いた電圧に等しい。光受信回路１０の最大の出力電圧Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）を表す式（４）を再掲すると、以下のとおりである。

Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）＝Ｖｄｄ−Ｖｏｖ２４ （４）
式（４）を用いて、電源電圧Ｖｄｄ＝２．５Ｖ、Ｖｏｖ２４＝０．４Ｖとすると、以下のようになる。
Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）＝２．５Ｖ−０．４Ｖ＝２．１Ｖ

比較例の光受信回路１００の最大の出力電圧Ｖｏｕｔ（ｍａｘ）’は、上述のように、１．６Ｖであり、本実施形態の光受信回路１０では、より大きい出力電圧を得ることできる。

以上より、第１の実施形態の光受信回路１０のダイナミックレンジは、２．１Ｖ−１Ｖ＝１．１Ｖであるのに対して、比較例の光受信回路１００のダイナミックレンジは、１．６Ｖ−１Ｖ＝０．６Ｖとなる。比較例の光受信回路１００では、１段の負荷回路に加えて出力トランジスタ１０２のゲートソース間電圧Ｖｇｓ１０２が直列に接続されている。これに対して、本実施形態の光受信回路１０では、電源端子１５と出力端子１７（出力ノード２０）との間にはカレントミラー２４等の負荷回路が１段のみが接続されている。そのため、電源端子１５出力端子１７との間の電圧をより小さくすることができるので、光受信回路１０は、より高い出力電圧を出力することが可能である。

また、本実施形態の光受信回路１０では、電源端子１５と出力端子１７との間の電圧をより低い電圧とすることができるので、増幅トランジスタ１および出力トランジスタ２のドレインソース間に印加される電圧をより大きくすることができる。そのため、増幅トランジスタ１および出力トランジスタ２の周波数特性を向上させることができ、以下のように、光受信回路１０の小信号周波数特性およびパルス応答特性の電源電圧依存性を向上させることができる。

図４（ａ）に示すように、本実施形態の光受信回路１０では、電源電圧Ｖｄｄが１．７５Ｖの場合であっても、電源電圧Ｖｄｄが１．２５Ｖの場合であっても、周波数特性は、ほとんど変わらない。一方、図４（ｂ）に示すように、比較例の光受信回路１００では、電源電圧Ｖｄｄが１．７５Ｖの場合には、本実施形態の光受信回路１０の周波数特性とほとんど差がないが、電源電圧Ｖｄｄを１．２５Ｖとすると、周波数特性は大幅に劣化する。

図５に示すように、大振幅の周波数特性、すなわちパルス応答特性においても、本実施形態の光受信回路１０では、比較例の光受信回路１００と比べて、出力波形の飽和を生じにくく、入力電流波形にほぼ相似な出力電圧が得られている（実線のグラフ）。一方、比較例の光受信回路１００では、ダイナミックレンジが狭いために、出力波形が歪んでパルス幅が受光素子１１の出力電流のパルス幅よりも広がっている（破線のグラフ）。なお、図５のパルス応答特性では、電源電圧Ｖｄｄを２．５Ｖとし、帰還抵抗素子１４，１１４の抵抗値を５０ｋΩとしている。また、受光素子の最大出力電流を２５μＡとしている。

以上説明したように、本実施形態の光受信回路１０では、出力トランジスタ２は、増幅トランジスタの極性とは異なる極性のＭＯＳトランジスタ、上述の例ではｐチャネルＭＯＳトランジスタを用いたソースフォロワ回路を用いている。そのため、光受信回路１０では、ソースフォロワの負荷回路によって決定される出力電圧の上昇まで許容される。一方で、本実施形態の光受信回路１０では、出力トランジスタ２のゲート電極２ａが増幅トランジスタ１のドレイン電極１ｃに接続されているとともに、式（３）の条件を満たすように増幅トランジスタ１および出力トランジスタ２の設計パラメータが設定されている。そのため、増幅トランジスタ１のドレインソース間電圧Ｖｄｓ１がオーバドライブ電圧Ｖｏｖ１以上で動作し、増幅トランジスタ１の飽和領域での動作が保証される。したがって、本実施形態の光受信回路１０では、ダイナミックレンジが拡大される。

近年、装置の低消費電力化が強く求められており、そのため装置を構成する部品や素子等には低電圧動作が求められている。本実施形態の光受信回路１０では、出力の負荷回路１３に低い電圧が印加できるので、増幅トランジスタ１および出力トランジスタ２が動作することができる電圧範囲に余裕ができる。そのため、電源電圧を下げてた場合であっても、周波数特性やパルス応答特性の劣化を少なくすることができる。したがって、本実施形態の光受信回路１０では、より低電圧動作が可能になり、装置の低消費電力化に貢献することができる。

なお、増幅トランジスタ１は、たとえば、光受信回路１０の出力端子１７に現れる出力電圧Ｖｏｕｔの波形が飽和して歪んでいなければ、あるいは歪みが十分に小さければ、線形領域（式（２））に出力電圧の振幅の一部が入って動作する場合があってもよい。出力電圧Ｖｏｕｔの波形の歪みの大きさについては、後段回路との接続条件等により適切な値が設定される。これらについては、以下説明する他の実施形態の光受信回路についても同様である。

（第２の実施形態）
図６は、第２の実施形態に係る光受信回路を例示する回路図である。
上述した第１の実施形態の光受信回路１０では、出力トランジスタ２のしきい値電圧を増幅トランジスタ１のしきい値電圧Ｖｔｈ１よりも低く設定して、出力トランジスタ２の動作時のゲートソース間電圧Ｖｇｓ２をＶｔｈ１以下とすることとしている（式（１））。出力トランジスタ２のしきい値電圧Ｖｔｈ２を低く設定するには、半導体製造工程において、しきい値電圧の低いｐチャネルＭＯＳＦＥＴを作り込むように製造パラメータを設定すればよい。しかしながら、しきい値電圧によっては、安定に低しきい値電圧を有するｐチャネルＭＯＳＦＥＴを作り込むことが困難な場合がある。また、多種類のしきい値電圧を有するトランジスタを作り込むことは、製造工程数が増大し、コストアップにもつながる。そこで、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴのバックゲート電極に外部から電圧を加えることによって、しきい値電圧をシフトさせ、実質的に低しきい値電圧のｐチャネルＭＯＳＦＥＴを形成する。

図６に示すように、本実施形態の光受信回路１０ａは、しきい値電圧設定のための抵抗素子８と、しきい値電圧設定のための電源（第２電源）９とをさらに備える。抵抗素子８は、出力トランジスタ２のソース電極２ｂと、バックゲート電極２ｄとの間に接続される。電源９は、バックゲート電極２ｄと基準電位Ｖｓｓとの間に接続される。電源９は抵抗素子８に電流値Ｉ９の定電流を流して、抵抗素子８の両端に電圧を発生させる。出力トランジスタ２のソース電極２ｂとバックゲート電極２ｄとの間が順方向バイアスとなるように、抵抗素子８の両端に電圧が印加される。出力トランジスタ２のソース電極２ｂとバックゲート電極２ｄとの間に印加される電圧は、（抵抗素子８の抵抗値Ｒ８）×（電源９の電流値Ｉ９）である。バックゲート電極２ｄの電位がソース電極２ｂの電位よりもＲ８×Ｉ９だけ低下した分、出力トランジスタ２のしきい値電圧Ｖｔｈ２’は低い電圧値に設定される。

しきい値電圧設定のための抵抗素子８および電源９を備えたことによって、出力トランジスタ２は、増幅トランジスタ１のしきい値電圧Ｖｔｈ１よりも低いしきい値電圧を、製造工程を追加することなく安定して生成することができる。したがって、ダイナミックレンジの広い光受信回路１０ａを容易に実現することができる。

（第３の実施形態）
図７は、第４の実施形態に係る光受信回路を例示する回路図である。
図８は、本実施形態の光受信回路および第１の実施形態の光受信回路のパルス応答特性を比較して表したグラフである。
光受信回路において、出力のダイナミックレンジを拡大するためには、受光素子が出力する出力電流を広い範囲で入力することを可能にする必要がある。微弱レベルの発光を受光して十分なレベルで出力しようとすると、強い光を受光した場合には、出力回路の負荷回路が飽和領域からはずれて線形領域に移行してしまう。そのため、出力信号波形がつぶれて入力信号波形のパルス幅と異なるパルス幅の電圧信号が出力されるので、ＭＯＳトランジスタが飽和領域からはずれることを防止する必要がある。そこで、広いダイナミックレンジを有する光受信回路では、出力回路が出力する出力信号の振幅を制限して、出力回路が線形領域で動作しないようにリミッタ回路を付加する。一方で、リミッタ回路を付加して出力信号波形のレベルを制限すると、増幅器の帰還量が変化し、光受信回路が不安定になることがある。そこで、リミッタ回路に加えて、リミッタ回路動作時に光受信回路の安定動作を確保する回路をさらに付加する必要がある。

図７に示すように、本実施形態の光受信回路１０ｂは、リミッタ回路３０と、バイパス回路４０と、電圧発生回路５０と、をさらに備える。他の回路要素については、第１の実施形態の光受信回路１０と同じであり、同一の符号を付して詳細な説明を省略する。

リミッタ回路３０は、リミッタトランジスタ３（第３ＭＯＳトランジスタ）と、抵抗素子３２と、を含む。リミッタトランジスタ３は、出力ノード２０に接続されたゲート電極３ａと、抵抗素子３２の一方に接続されたソース電極３ｂと、電源電位Ｖｄｄに接続されたドレイン電極３ｃと、を有する。抵抗素子３２は、他方の端子が入力ノード１８に接続される。抵抗素子３２は、リミッタトランジスタ３のゲートソース間電圧を介して出力ノード２０に接続されているので、帰還抵抗素子１４と実質的に並列に接続されており、ダイナミックレンジに応じて抵抗値が設定される。

受光素子１１が受光して電流を出力すると、出力された電流は、帰還抵抗素子１４に流れる。受光素子１１の受光量が小さい場合には、帰還抵抗素子１４に流れる電流が小さく、帰還抵抗素子１４の両端の電圧は、リミッタトランジスタ３のしきい値電圧よりも小さい。そのため、帰還抵抗素子１４に流れる電流値に応じて、出力ノード２０の電位は上昇する。リミッタトランジスタ３のしきい値電圧は、負荷回路１３が飽和状態から線形領域に移行しない範囲では、リミッタトランジスタ３がオンしないように設定されている。受光素子１１が出力する電流が大きくなり、帰還抵抗素子１４の両端の電圧がリミッタトランジスタ３のしきい値電圧を超えると、リミッタトランジスタ３はオンする。リミッタトランジスタ３がオンすると、帰還抵抗素子１４の両端の電圧の上昇が制限される。このため、出力ノード２０の電位上昇が制限され、負荷回路１３が飽和状態から線形領域に移行することを防止する。このようにして、リミッタ回路３０は、大きな信号が入力された場合に、負荷回路１３が飽和領域からはずれることを防止し、出力信号のレベルが飽和しないように動作する。

バイパス回路４０は、抵抗素子４２と、ダイオード接続されたバイパストランジスタ４（第４ＭＯＳトランジスタ）と、を含む。抵抗素子４２と、バイパストランジスタ４とは、直列に接続されている。バイパス回路４０は、内部出力ノード１９と、電圧発生回路５０の出力端子５０ａと、の間に接続されている。バイパストランジスタ４は、内部出力ノード１９から電圧発生回路５０の出力端子５０ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。抵抗素子４２は、バイパストランジスタ４がオンしたときに流れる電流値を設定する。

電圧発生回路５０は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ５（第５ＭＯＳトランジスタ）とｐチャネルＭＯＳトランジスタ６（第６ＭＯＳトランジスタ）と、負荷回路５４と、を含む。負荷回路５４、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６、およびｎチャネルＭＯＳトランジスタ５は、この順に直列に接続され、電源電位Ｖｄｄと基準電位Ｖｓｓとの間に接続される。負荷回路５４は、電源電位ＶｄｄとｐチャネルＭＯＳトランジスタ６のソース電極６ｂとの間に接続される。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６のゲート電極６ａは、ドレイン電極６ｃと接続されるとともに、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ５のドレイン電極５ｃに接続される。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ５のゲート電極５ａは、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６のソース電極６ｂに接続される。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ５のソース電極５ｂは、基準電位Ｖｓｓに接続される。電圧発生回路５０は、出力端子５０ａから無信号時の内部出力ノード１９の電位に等しい電位を出力する。出力端子５０ａは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５のドレイン電極５ｃに接続されている。

ｎチャネルＭＯＳトランジスタ５は、増幅トランジスタ１と同じ極性のＭＯＳＦＥＴであり、増幅トランジスタ１がｎチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。なお、増幅トランジスタ１がｐチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、ＭＯＳトランジスタ５は、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴである。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ５と、増幅トランジスタ１とは、しきい値電圧がほぼ等しくなるように設定されている。ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６は、出力トランジスタ２と同じ極性のＭＯＳＦＥＴであり、出力トランジスタ２がｐチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴである。なお、出力トランジスタ２がｎチャネルＭＯＳＦＥＴの場合には、ＭＯＳトランジスタ６は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。出力トランジスタ２とＭＯＳトランジスタ６とは、ほぼ等しいしきい値を有するように設定されている。このようにしきい値電圧をそれぞれ合わせることによって、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ５のドレイン電極５ｃは、無信号時の内部出力ノード１９の電圧に等しい電圧を出力する。

たとえば、負荷回路１２，１３，５４の電流値をすべて等しいものとし、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタ５のトランジスタサイズと増幅トランジスタ１のトランジスタサイズとを等しくする。また、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６のトランジスタサイズと出力トランジスタ２のトランジスタサイズとを等しくする。このように電流値およびトランジスタサイズを設定することによって、上述のようなしきい値電圧がそろったトランジスタを設定することができる。なお、ここで、トランジスタサイズとは、ＭＯＳＦＥＴのゲート幅／ゲート長で表されるものとする。

リミッタ回路３０、バイパス回路４０、および電圧発生回路５０は、以下のように動作する。
無信号時には、増幅トランジスタ１のゲートソース間電圧Ｖｇｓ１が出力端子１７から出力される。受光素子１１が小さな出力電流を出力しており、リミッタトランジスタ３が動作していない状態では、受光素子１１の出力電流がトランスインピーダンス倍された電圧が出力端子１７から出力される。なお、増幅トランジスタ１のしきい値電圧Ｖｔｈ１および出力トランジスタ２のゲートソース間電圧Ｖｇｓ２は、上述した式（１）の関係を満たしている場合には、増幅トランジスタ１が飽和領域からはずれることはない。

受光素子１１から出力される電流が大きく、リミッタトランジスタ３がオンすると、バイパストランジスタ４がない場合には、等価的な帰還抵抗値が低下する。この等価的な帰還抵抗値と、受光素子１１の端子間容量値とで形成される極が、増幅トランジスタ１、負荷回路１２、出力トランジスタ２、および負荷回路１３によって構成される増幅回路の極と接近して形成されるために、増幅回路は、発振動作等の不安定動作となる。本実施形態の光受信回路１０ｂでは、バイパストランジスタ４のソース電極４ｂは、電圧発生回路５０の出力端子５０ａの電圧、すなわちｎチャネルのＭＯＳトランジスタ５のドレイン電極５ｃの電圧に保たれている。このときにリミッタトランジスタ３がオンすると、内部出力ノード１９の電位が上昇するため、バイパストランジスタ４は、リミッタトランジスタ３と同時にオンする。バイパストランジスタ４がオンすることによって、増幅トランジスタ１、負荷回路１２、出力トランジスタ２、および負荷回路１３によって構成される増幅回路のループゲインが低下して、増幅回路の安定動作が実現される。

なお、電圧発生回路５０は、上述の構成に限定されず、無信号時に内部出力ノード１９に等しい電圧を出力する任意の回路とすることができる。

図８に示すように、大振幅の周波数特性、すなわちパルス応答特性においても、本実施形態の光受信回路１０ｂでは、第１の実施形態の光受信回路１０（一点鎖線のグラフ）と比べて、出力波形の飽和によるつぶれを生じず、入力電流波形にほぼ相似な出力電圧が得られることが示される（実線のグラフ）。また、図８では、光受信回路１０ｂからバイパス回路４０および電圧発生回路５０を除去した場合の光受信回路の出力電圧の波形を合わせて示している。バイパス回路４０および電圧発生回路５０が除去されリミッタ回路３０のみが動作する光受信回路では、リミッタ回路３０の動作時に極の周波数が変化し、発振波形が認められる（破線のグラフ）。これに対して、バイパス回路４０および電圧発生回路５０を付加した本実施形態の光受信回路１０ｂでは、安定した波形を出力している。なお、図８のパルス応答特性では、電源電圧Ｖｄｄを１．８Ｖとし、帰還抵抗素子１４，１１４の抵抗値を５０ｋΩとしている。また、受光素子１１の最大出力電流を２５μＡとし、端子間容量を１０ｐＦとしている。

このように、本実施形態の光受信回路１０ｂでは、上述の他の実施形態の光受信回路の効果に加えて、以下の効果を有する。すなわち、光受信回路１０ｂでは、受光素子１１の出力電流に対して、出力波形の飽和防止がなされるので、大振幅パルス信号を入力した場合に、歪みの少ない、より適切な出力電圧波形を得ることができる。また、電源電圧を下げた動作させた場合には、入力されるパルス信号の振幅は、相対的に大きくなるが、本実施形態の光受信回路１０ｂでは、最小出力電圧から最大出力電圧までＭＯＳトランジスタが飽和領域で動作することが維持されるので、出力のダイナミックレンジを確保しつつ、低電圧動作を可能にする。

（第４の実施形態）
図９は、第４の実施形態に係る光受信回路を例示する回路図である。
本実施形態の光受信回路１０ｃは、増幅トランジスタ１のドレイン電極１ｃと、内部出力ノード１９と、の間に接続されたゲート接地増幅回路７０を含む点で、第１の実施形態の光受信回路１０と相違する。以下では、第１の実施形態の光受信回路１０と同じ回路要素および接続については、同じ符号をつけて詳細な説明は省略する。

ゲート接地増幅回路７０は、カスコードトランジスタ７（第７ＭＯＳトランジスタ）と、バイアス電源７２と、を含む。バイアス電源７２は、基準電位Ｖｓｓに接続され、ゲート接地増幅回路７０に適切な直流バイアスを与える。カスコードトランジスタ７は、バイアス電源７２に接続されたゲート電極７ａと、増幅トランジスタ１のドレイン電極１ｃに接続されたソース端子７ｂと、内部出力ノード１９に接続されたドレイン電極７ｃと、を有する。ゲート接地増幅回路７０は、増幅トランジスタ１のドレイン電極１ｃ側に低インピーダンスで接続し、内部出力ノード１９へ高インピーダンスで出力する。そのため、ゲート接地増幅回路７０は、増幅トランジスタ１のミラー容量を減少させることができるので、増幅トランジスタ１とゲート接地増幅回路７０と負荷回路１２とを含む増幅回路の周波数特性を向上させることができる。光通信の通信速度を向上させるためには、光受信回路の広帯域化が不可欠であり、このようなゲート接地増幅回路７０を用いることによって、光受信回路を広帯域化することができる。本実施形態の光受信回路１０ｃによれば、ゲート接地増幅回路７０を用いることによって光受信回路１０ｃの広帯域化を可能にしつつ、低電圧動作を可能にし、出力のダイナミックレンジを拡大する。

本実施形態の光受信回路１０ｃでは、第１の実施形態の光受信回路１０と同様に、ダイナミックレンジの下側のレベルを確保して出力のダイナミックレンジを拡大するために、以下の条件を満たす必要がある。

増幅トランジスタ１のゲートソース電圧をＶｇｓ１とし、出力トランジスタ２のゲートソース間電圧をＶｇｓ２とし、カスコードトランジスタ７のしきい値電圧およびゲートソース間電圧をそれぞれＶｔｈ７およびＶｇｓ７とする。また、増幅トランジスタ１およびカスコードトランジスタ７の飽和領域から線形領域へ移行するときのドレイン電圧をそれぞれＶｏｖ１およびＶｏｖ７とし、カスコードトランジスタ７のゲートのバイアス電源（第１電源）７２の電圧値をＶ７２（Ｖ７）とすると、以下のように表される。

まず、カスコードトランジスタ７が飽和領域から線形領域へ移行するときのドレインソース間電圧Ｖｏｖ７が満たすべき条件から、以下のようになる。
Ｖｇｓ１−Ｖｇｓ２−（Ｖ７２−Ｖｇｓ７）≧Ｖｏｖ７
∴Ｖｇｓ１＋Ｖｔｈ７−Ｖ７２≧Ｖｇｓ２ （４）

また、増幅トランジスタ１が飽和領域から線形領域へ移行するときのドレインソース間電圧Ｖｏｖ１が満たすべき条件から、
Ｖ７２−Ｖｇｓ７≧Ｖｏｖ１ （５）
式（４）および式（５）を同時に満足することによって、増幅トランジスタ１およびカスコードトランジスタ７が飽和領域をはずれることなく、光受信回路１０ｃは、下側の出力電圧レベルを出力することが可能となる。

以上の説明したように、本実施形態の光受信回路１０ｃでは、上述した他の実施形態の光受信回路の効果に加えて以下の効果を有する。すなわち、ゲート接地増幅回路７０を増幅トランジスタ１とカスコード接続することによって、増幅トランジスタ１のミラー容量が低下するので、本実施形態の光受信回路１０ｃでは、広帯域化が実現される。

なお、本実施形態の光受信回路１０ｃに用いたゲート接地増幅回路７０を、第３の実施形態の光受信回路１０ｂに適用して受信信号の広帯域化を図ることも可能である。

上述したように、増幅トランジスタ１およびカスコードトランジスタ７について、飽和領域で動作することが望ましい。しかしながら、光受信回路１０ｃの出力電圧Ｖｏｕｔの波形歪みが十分小さいか歪みがなければ、増幅トランジスタ１およびカスコードトランジスタ７のうち一方あるいは両方が、必ずしも飽和領域で動作していなくてもよいのは、第１の実施形態等の場合と同様である。

（第５の実施形態）
図１０（ａ）は、第５の実施形態に係る光結合装置を例示するブロック図である。図１０（ｂ）は、第５の実施形態に係る光結合装置の構造を例示する断面図である。
上述した各実施形態に係る光受信回路は、光信号を送信する光送信回路とともに用いられて、光結合装置２１０とすることができる。光結合装置２１０は、入出力間で電圧レベルが異なること等により電気回路を直接接続して信号の伝送を行うことが困難な環境等で用いられる。光結合装置２１０は、たとえばフォトカプラである。

図１０（ａ）に示すように、本実施形態に係る光結合装置２１０は、発光素子２１１と、受信回路２１２と、を備える。

発光素子２１１は、たとえばＡｌＧａＡｓ等を含む赤外発光ダイオードである。発光素子２１１は、駆動回路２１４により駆動される。駆動回路２１４は、たとえばＶｄｄ１−Ｖｓｓ１の電圧を出力する外部電源に接続されて、信号入力端子ＩＮから信号が入力される。発光素子２１１は、入力信号にしたがって発光し、光信号を光受信回路１０に伝達する。Ｖｄｄ１は、たとえば＋５Ｖであり、Ｖｓｓ１は、たとえば−５Ｖである。

受信回路２１２は、上述した第１の実施形態の光受信回路１０を含む。伝送帯域等に応じて他の実施形態の光受信回路が用いられてももちろんよい。光受信回路１０は、受光した光信号を受光素子１１で電流に変換して、増幅トランジスタ１と負荷回路１２と出力トランジスタ２と負荷回路１３とからなる増幅回路と、帰還抵抗素子１４と、を有するトランスインピーダンス増幅回路ＴＩＡによって電圧に変換して出力する（図１）。受信回路２１２は、波形整形回路２１３をさらに含んでもよい。波形整形回路２１３は、光受信回路１０の出力に接続される。波形整形回路２１３は、たとえば所定のしきい値電圧を有するコンパレータを含む。波形整形回路２１３は、光受信回路１０から出力されたアナログの電圧信号を、しきい値電圧と比較することによってデジタル信号に変換して出力端子ＯＵＴから出力する。光受信回路１０および波形整形回路２１３は、共通の電源で動作するのが好ましく、動作電圧はＶｄｄ２−Ｖｓｓ２である。Ｖｄｄ２は、たとえば３．３Ｖであり、Ｖｓｓ２は、たとえば０Ｖである。

図１０（ｂ）に示すように、光結合装置２１０は、リードフレーム２２１，２２２を有している。リードフレーム２２１は、発光素子２１１が半導体基板上に形成された発光素子チップ２１１ａがマウントされ、ボンディングワイヤ（図示せず）で接続される。リードフレーム２２２は、受信回路２１２が半導体基板上に形成された受信回路チップ２１２ａがマウントされ、ボンディングワイヤ（図示せず）で接続される。リードフレーム２２１，２２２は、発光素子チップ２１１ａおよび受信回路チップ２１２ａがマウントされた面を向かい合わせるように配置される。向かい合うように配置された発光素子チップ２１１ａおよび受信回路チップ２１２ａの部分は、光伝送損失を考慮した透明樹脂２２３によって覆われる。さらにその外周部分は、たとえばトランスファモールド技術を用いて、エポキシ系の遮光性樹脂２２４で封止される。光結合装置２１０は、発光素子チップ２１１ａがマウントされたリードフレーム２２１のリードを用いて、駆動回路２１４と電気的に接続され、受信回路チップ２１２ａがマウントされたリードフレーム２２２のリードから出力信号を得る。

光結合装置２１０は、低電圧で動作し、ダイナミックレンジの広い光受信回路１０を備えているので、広いダイナミックレンジにおいて、低消費電力での信号の伝送を、電気的に絶縁された環境の下で行うことができる。

（第６の実施形態）
図１１は、第６の実施形態に係る光通信システムを例示するブロック図である。
上述した実施形態に係る光受信回路１０は、光信号を送信する送信回路とともに用いられて、光通信システム２３０とすることができる。光通信システム２３０は、光ファイバを介して伝送された光信号を受信して電気信号に変換して出力する。

本実施形態に係る光通信システム２３０は、送信装置２３１と、光ファイバ２３５と、受信装置２４０と、を備える。送信装置２３１は、駆動回路２３２と、駆動回路２３２で駆動される発光素子２３３と、を有する。送信装置２３１の発光素子２３３は、光ファイバ２３５の端部で光ファイバ２３５に光学的に結合されて、光信号を伝送する。受信装置２４０は、光受信回路１０と、光受信回路１０から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する波形整形回路２４２と、を有する。光ファイバ２３５の他方の端部は、受信装置２４０の光受信回路１０の受光素子１１と光学的に結合されて、光ファイバ２３５を介して伝送されてきた光信号を受信する。光受信回路１０では、光信号をアナログの電気信号に変換して波形整形回路２４２に出力する。

本実施形態に係る光通信システム２３０は、低電圧で動作し、ダイナミックレンジの広い光受信回路１０を備えているので、消費電力の増大を抑えつつ、通信距離を長くすることができ、伝送路の伝送損失が大きい場合であっても高ゲインで光信号を受信し、安定して動作させることができる。

なお、上述したすべての実施形態について、図示されたＭＯＳトランジスタとは逆極性のＭＯＳトランジスタを用いて光受信回路を構成することができる。

以上説明した実施形態によれば、低電圧動作が可能で、広いダイナミックレンジで安定に動作する光受信回路および光結合装置を実現することができる。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明およびその等価物の範囲に含まれる。また、前述の各実施形態は、相互に組み合わせて実施することができる。

１ 増幅トランジスタ（第１ＭＯＳトランジスタ）、２ 出力トランジスタ（第２ＭＯＳトランジスタ）、３ バイパストランジスタ（第３ＭＯＳトランジスタ）、４ リミッタトランジスタ（第４ＭＯＳトランジスタ）、５ ｎチャネルＭＯＳトランジスタ（第５ＭＯＳトランジスタ）、６ ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ（第６ＭＯＳトランジスタ）、７ カスコードトランジスタ（第７ＭＯＳトランジスタ）、８ 抵抗素子、９ 電源、１０〜１０ｃ 光受信回路、１１ 受光素子、１２ 負荷回路、１３ 負荷回路、１４ 帰還抵抗素子、１５ 電源端子、１６ 基準電圧端子、１７ 出力端子、１８ 入力ノード、１９ 内部出力ノード（第１ノード）、２０ 出力ノード、２１ トランジスタ、２２ 抵抗素子、２３，２４ カレントミラー、３０ リミッタ回路、３２ 抵抗素子、４０ バイパス回路、４２ 抵抗素子、５０ 電圧発生回路、５４ 負荷回路、７０ ゲート接地増幅回路、７２ バイアス電源、２１０ 光結合装置、２１１ 発光素子、２１１ａ 発光素子チップ、２１２ 受信回路、２１２ａ 受信回路チップ、２１３ 波形整形回路、２１４ 駆動回路、２２１，２２２ リードフレーム、２２３ 透明樹脂、２２４ 遮光性樹脂、２３０ 光通信システム、２３１ 送信装置、２３２ 送信回路、２３３ 発光素子、２３５ 光ファイバ、２４０ 受信装置、２４２ 波形整形回路

Claims (9)

1. 受光素子と、
   前記受光素子に接続された第１ゲート電極と、基準電位線に接続された第１ソース電極と、第１ノードを介して第１負荷回路に接続された第１ドレイン電極と、を有し、飽和領域で動作し得る第１導電形の第１ＭＯＳトランジスタと、
   前記第１ノードに接続された第２ゲート電極と、出力端子に接続された第２ソース電極と、前記基準電位線に接続された第２ドレイン電極と、を有する第２導電形の第２ＭＯＳトランジスタと、
   電源電位線と前記第２ドレイン電極との間に接続された第２負荷回路と、
   前記第１ゲート電極と前記出力端子との間に接続された帰還抵抗素子と、
   を備えた光受信回路。
2. 前記出力端子に接続された第３ゲート電極と、前記第１ゲート電極に接続された第３ソース電極と、第３ドレイン電極と、を有する第３ＭＯＳトランジスタと、
   無信号時に前記第１ノードに現れる電圧と等しい電圧を発生する電圧発生回路と、
   前記第１ノードと、前記電圧発生回路との間に接続され、第４ゲート電極と第４ドレイン電極とが互いに接続された第４ＭＯＳトランジスタと、
   をさらに備えた請求項１記載の光受信回路。
3. 前記電圧発生回路は、
   前記電源電位線に一端が接続された第３負荷回路と、
   前記第３負荷回路の他端に接続された第５ゲート電極と、前記基準電位線に接続された第５ソース電極と、前記第４ソース電極に接続された第５ドレイン電極と、を有する前記第１導電形の第５ＭＯＳトランジスタと、
   前記第５ドレイン電極に接続された第６ゲート電極および第６ドレイン電極と、前記第５ゲート電極に接続された第６ソース電極と、を有する前記第２導電形の第６ＭＯＳトランジスタと、
   を含む請求項２記載の光受信回路。
4. 前記第１ドレイン電極と、前記第１ノードとの間に接続されたゲート接地増幅回路をさらに備えた請求項１〜３のいずれか１つに記載の光受信回路。
5. 前記ゲート接地増幅回路は、第１電源と、前記第１電源の出力に接続された第７ゲート電極、前記第１ドレイン電極に接続された第７ソース電極、および前記第１ノードに接続された第７ドレイン電極を有する第１導電形の第７ＭＯＳトランジスタと、を有し、
   前記第１ゲート電極と前記第１ソース電極との間の電圧をＶｇｓ１とし、
   前記第１ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧をＶｔｈ１とし、
   前記第２ゲート電極と前記第２ソース電極との間の電圧をＶｇｓ２とし、
   前記第７ゲート電極と前記第７ソース電極との間の電圧をＶｇｓ７とし、
   前記第７ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧をＶｔｈ７とし、
   前記第１電源の出力電圧をＶ７とし、
   前記Ｖｇｓ１と、前記Ｖｔｈ１との間の電圧差をＶｏｖ１としたときに、以下の関係が成り立つ請求項４記載の光受信回路。
   Ｖｇｓ１＋Ｖｔｈ７−Ｖ７≧Ｖｇｓ２、および
   Ｖ７−Ｖｇｓ７≧Ｖｏｖ１
6. 前記第２ゲート電極と前記第２ソース電極との間の電圧は、前記第１ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧に等しいか小さい請求項１〜３のいずれか１つに記載の光受信回路。
7. 前記第２ソース電極と前記バックゲート電極との間が順バイアスされるように接続された第２電源をさらに備えた請求項１〜６のいずれか１つに記載の光受信回路。
8. 受光素子と、
   前記受光素子に接続された第１ゲート電極と、基準電位線に接続された第１ソース電極と、第１ノードを介して第１負荷回路に接続された第１ドレイン電極と、を有する第１導電形の第１ＭＯＳトランジスタと、
   前記第１ノードに接続された第２ゲート電極と、出力端子に接続された第２ソース電極と、前記基準電位線に接続された第２ドレイン電極と、を有し、前記第２ゲート電極と前記第２ソース電極との間の電圧は、前記第１ＭＯＳトランジスタのしきい値電圧に等しいか小さい第２導電形の第２ＭＯＳトランジスタと、
   電源電位線と前記第２ドレイン電極との間に接続された第２負荷回路と、
   前記第１ゲート電極と前記出力端子との間に接続された帰還抵抗素子と、
   を備えた光受信回路。
9. 発光素子と、
   前記発光素子から放出された光を受光する受光素子と、前記受光素子に接続された第１ゲート電極と、基準電位線に接続された第１ソース電極と、第１ノードを介して第１負荷回路に接続された第１ドレイン電極と、を有する第１導電形の第１ＭＯＳトランジスタと、前記第１ノードに接続された第２ゲート電極と、出力端子に接続された第２ソース電極と、前記基準電位線に接続された第２ドレイン電極と、を有する第２導電形の第２ＭＯＳトランジスタと、電源電位線と前記第２ドレイン電極との間に接続された第２負荷回路と、前記第１ゲート電極と前記出力端子との間に接続された帰還抵抗素子と、
   を備えた光結合装置。

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