JP2016163513A

JP2016163513A - 電力変換装置

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Publication number: JP2016163513A
Application number: JP2015043393A
Authority: JP
Inventors: 美和子田中; Miwako Tanaka; 藤井　俊行; Toshiyuki Fujii; 俊行藤井; 香帆椋木; Kaho Mukugi
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2015-03-05
Filing date: 2015-03-05
Publication date: 2016-09-05
Anticipated expiration: 2035-03-05
Also published as: JP6274447B2

Abstract

【課題】交流と直流との間で電力を変換するＭＭＣ型の電力変換装置において、過電流検出時にスイッチング素子の故障を防止しつつ、電力の安定供給の継続性を高める。
【解決手段】スイッチング素子１０と直流コンデンサ９で構成された変換器セル３で各相のアーム２Ｐ、２Ｎが構成された電力変換器１を制御する制御装置４を備える。電流検出部８ＵＰ〜８ＷＮが各相のアーム２Ｐ、２Ｎのスイッチング素子１０の過電流を検出した場合、制御装置４はその過電流検出相のスイッチング素子１０を一時的にＯＦＦにし、直流コンデンサ９のバランスを安定化させて再び過電流とならないように各相アーム間を流れる循環電流制御パラメータを調整した後、直流コンデンサの電圧の位相及び交流系統電圧周期に応じてスイッチング素子１０を再びＯＮに戻すタイミングを調整する。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流を直流に変換する、もしくは直流を交流に変換する電力変換装置に関し、特には複数の半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子と称する）と直流コンデンサとからなる変換器セルを複数直列接続したアームを備えるモジュラー・マルチレベル電力変換装置（以下、ＭＭＣ型の電力変換装置という）に関するものである。

交流系統および直流系統に連系され、交流を直流に変換する、もしくは直流を交流に変換する電圧型電力変換器であるＭＭＣ型の電力変換装置は、双方向チョッパ回路やフルブリッジ回路と直流コンデンサとを備える単位変換回路である変換器セルを、カスケードに接続した複数のアームで構成される。各アームは、一方の端子がアームリアクトルを介して互いに直列接続され、この接続点はそれぞれ３相交流系統の各相に接続される。

高電圧直流送電中において、運転中のＭＭＣ型の電力変換装置に過電流が発生した際、スイッチング素子に過電流が流れ、素子が故障して直流送電が停止するという問題がある。

従来の電力変換装置においては、過電流検出後、過電流となる原因が解消されるまで、全ての変換器セルのスイッチング素子のゲート信号をＯＦＦにして、素子故障を防ぐ方法が一般的であった。しかしながら、全ての変換器セルのスイッチング素子のゲート信号をＯＦＦにしている間、直流送電が停止することになり、電力を安定供給できないという問題がある。

この対策として、ＭＭＣ型の電力変換装置を対象としたものではないが、電力変換装置に過電流が発生した場合は、スイッチング素子の最大定格電流を検出する第１の過電流検出手段を有し、第１の過電流検出手段が過電流を検出した場合には、過電流検出相のスイッチング素子のゲート信号をＯＦＦにする手段と、半導体スイッチングの最大定格電流以下の一定電流値を検出する第２の過電流検出手段を有し、第２の過電流検出手段が動作した時に、電力変換装置を流れる電流を一定過電流値以下に抑制する方式が開示されている（例えば、下記の特許文献１参照）。

また、ＭＭＣ型の電力変換装置の過電流対策として、電力変換装置に少なくとも２種類以上の制御周期で操作する部分演算装置を設け、少なくとも１つ以上の部分演算装置は、交流電圧系統の電圧を他の部分演算装置よりも高速かつ高精度にサンプリングし、各アームの一部または全部の変換器セルに属するスイッチング素子のスイッチング状態を反転させて電流を逆方向に流すことにより、過電流レベルを抑制する方式が開示されている（例えば、下記の特許文献２参照）。

特開昭５５−６３５７９号公報特開２０１３−２７２２１号公報

上記特許文献１に記載の電力変換装置では、スイッチング素子の最大定格電流値以下の基準値を超えた場合は、過電流を検出した相の全てのスイッチング素子のゲート信号をＯＦＦにする一方、他相のスイッチング素子は駆動状態にあるので運転継続可能である。しかしながら、相間の電圧アンバランスや、正負のアーム間の電圧のアンバランスまでは十分に考慮されていない。このため、当該技術をＭＭＣ型の電力変換装置に適用した場合には、過電流抽出相のスイッチング素子のゲート信号をＯＦＦにしたことにより、各アーム間の電圧バランスや変換器セルの直流コンデンサ電圧のバランスが崩れて、他相においても連鎖的に過電流となる可能性が高くなる。

また、上記特許文献２に記載のＭＭＣ型の電力変換装置では、少なくとも２種類の制御周期で動作する部分演算装置を備え、少なくとも１つの以上の部分演算装置は交流系統の電圧を他の部分演算装置より高速にサンプリングして、過電流検出時に高速に過電流検出相または全ての変換器セルのスイッチング素子のスイッチング状態を反転させて逆電流を流すことで、過電流流出時間を短くして過電流のピークを抑えることができる。しかし、１つの相アームの変換器セルのスイッチング素子のスイッチング状態を反転させた場合に、反転させた相のアーム電圧が急激に低下するため、各アーム間の電圧のバランスが崩れ、再び過電流となる可能性が高くなる。

この発明は上述のような課題を解決するためになされたものであり、高電圧直流送電網と交流系統に連系して、交流を直流に変換する、もしくは直流を交流に変換する電力変換装置において、スイッチング素子の定格電流を越える過電流を検出した場合に、比較的短時間の内に過電流の発生が解消される場合には、直流コンデンサの電圧変動を抑制して運転継続を行うことで、過電流によるスイッチング素子の故障を防止するとともに、安定に電力を供給できるようにすることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、正側アームと負側アームとが直列接続されその接続点が各相交流線に接続される複数のレグ回路が正負の直流母線間に並列接続されて交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、この電力変換器の動作を制御する制御装置とを備え、上記レグ回路の上記正側アームと上記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数のスイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとからなる変換器セルを有する電力変換装置であって、次の構成を採用している。

すなわち、この発明において、制御装置は、上記直流コンデンサの各電圧を検出する直流コンデンサ電圧検出部と、上記正側アームと上記負側アームの各々の上記スイッチング素子に流れる電流が予め設定された定格電流を超えるか否かを検出する過電流検出部と、上記直流コンデンサ電圧検出部で検出された電圧に基づいて交流事故の有無を判定する交流事故判定部と、ＰＷＭ制御の指令に基づいて各々の上記スイッチング素子を駆動するゲート駆動部と、上記ゲート駆動部に対してＰＷＭ制御の指令を与えて上記スイッチング素子の動作を制御するゲート駆動制御部と、上記過電流検出部の過電流の検出に応じて上記ゲート駆動制御部の上記指令に対する制御応答を変化させるための制御パラメータを調整する制御パラメータ調整部と、上記過電流検出部が過電流を検出した時に上記ゲート駆動部による上記スイッチング素子の駆動を停止する時間を調整するゲートブロック時間調整部と、を備えることを特徴としている。

この発明に係る電力変換装置によれば、過電流が検出された時に変換器セルのスイッチング素子の故障を防止するとともに、交流電源系統が事故中であっても短時間（概ね交流周期の１／２サイクル以内）であれば、電力供給を中断することなく、安定して電力を供給することが可能となる。

この発明の実施の形態による電力変換装置の全体を示す回路構成図である。この発明の実施の形態による電力変換装置の制御装置の構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態による電力変換装置における電力変換器の循環電流経路を示す説明図である。この発明の実施の形態による電力変換装置の制御装置の制御動作を示すフロー図である。各相の正側アームおよび負側アームの直流コンデンサの電圧平均値の電圧変化を示す波形図である。過電流検出相のスイッチング素子をＯＦＦしてからＯＮするまでの時間を調整しない場合に正側アームおよび負側アームの直流コンデンサの電圧平均値の変化状態を示す波形図である。過電流検出相のスイッチング素子をＯＦＦしてからＯＮするまでの時間を調整した場合に正側アームおよび負側アームの直流コンデンサの電圧平均値の変化状態を示す波形図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の全体を示す回路構成図である。

この実施の形態１の電力変換装置は、交流と直流との間で電力変換を行うＭＭＣ型の電力変換器１と、この電力変換器１を制御する制御装置４とを備えている。電力変換器１は、その交流端子が変圧器５を介して、３相交流系統６に連系されている。また、電力変換器１の直流端子は正極側が直流母線７Ｐに、負極側が直流母線７Ｎにそれぞれ接続されて、高電圧直流送電網に連系している。

電力変換器１は、図１に示すように、複数の変換器セル３と１つのアームリアクトル１２とを直列接続してなる正側アーム２Ｐと、同じく複数の変換器セル３と１つのアームリアクトル１２とを直列接続してなる負側アーム２Ｎとを有している。そして、電力変換器１は、これら正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎのそれぞれ一方の端子を互いに直列接続して構成されるレグ回路２を３個備えており、これらの各レグ回路２を正負の直流母線７Ｐ、７Ｎ間に並列接続している。

正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎの互いの接続点（電力変換器１の交流側端子）はそれぞれ各相交流線（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続され、正側アーム２Ｐの他方の端子は、正極側の直流母線７Ｐに、負側アーム２Ｎの他方の端子は、負極側の直流母線７Ｎにそれぞれ接続されている。

各々の変換器セル３は、スイッチング素子１０とこのスイッチング素子１０に並列接続されたダイオード１１を１組として、この組を複数組（ここでは２組）直列接続した双方向チョッパ回路であり、この双方向チョッパ回路に対して直流コンデンサ９を並列に接続している。なお、ここでは、スイッチング素子１０としてＩＧＢＴを用いるが、これに限定されるものではなく、他の自己消弧型のスイッチング素子を用いてもよい。

また、電力変換器１の各相の正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎに対しては、各相の正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎに流れる電流値を測定する電流検出部８ＵＰ，８ＶＰ，８ＷＰ、８ＵＮ，８ＶＮ，８ＷＮが個別に設けられている。

図２は、この実施の形態の電力変換装置の制御装置４の構成を示すブロック図である。

この実施の形態に係る制御装置４は、各々の変換器セル３の直流コンデンサ９の電圧値を検出する直流コンデンサ電圧検出部２７と、各相の正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎにそれぞれ流れる過電流の有無を検出する過電流検出部２１と、交流系統に事故が起きたか否かを直流コンデンサ電圧検出部２７から得た情報に基づいて判定する交流事故判定部２２と、過電流検出部２１で過電流が検出された時にスイッチング素子１０を一時的にＯＦＦしてから駆動停止の指令を解除するまでの時間を上記直流コンデンサ９の電圧位相および交流系統電圧の周期に応じて調整するゲートブロック時間調整部２４と、過電流検出部２１で過電流が検出され、かつ交流事故判定部２２で交流系統事故と判定された場合に“１”のセットパルスを出力するアンドゲート４３と、このアンドゲート４３から出力されるセットパルスに応じて起動パルスが出力されるＲＳフリップフロップ４４と、このＲＳフリップフロップ４４から出力される起動パルスに応じて動作して、後述の相電圧バランス制御部４０、正負電圧バランス制御部４１、および循環電流制御部４２の制御応答を変化させるための制御パラメータ（例えばＰＩ制御などの制御ゲイン）を調整する制御パラメータ調整部２３と、電力変換器１の動作を制御するため循環電流制御部４２からの指令値に基づき、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）駆動するためのゲート信号の指令を出力するゲート駆動制御部２６と、ゲート駆動制御部２６の指令を受けて各スイッチング素子１０に対してこれをＯＮ／ＯＦＦ制御するゲート信号を与えるゲート駆動部２８を有する。

ＭＭＣ型の電力変換器１は、変換器セル３を多数接続して、高電圧大容量化を図っており、多数の直流コンデンサ９の電圧は常に均等である必要がある。このため、この実施の形態１のＭＭＣ型の電力変換器１では、過電流検出や系統事故の有無にかかわらず、定常的に相電圧バランス制御部４０による相電圧バランス制御、正負電圧バランス制御部４１による正負電圧バランス制御、および循環電流制御部４２による循環電流制御をそれぞれ行っている。

ここに、上記の相電圧バランス制御部４０による相電圧バランス制御は、各変換器セル３の直流コンデンサ電圧の各相間の電圧バランスを制御するものである。ここで、各相の直流コンデンサ９の電圧のバランスを制御するためには、相間で直流コンデンサ９に流入する電力量を調整する必要があり、正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎ間では同方向で、相間では逆極性に流れる直流の循環電流を制御する。そのため、相電圧バランス制御では、直流コンデンサ電圧検出部２７から得られた各相全ての変換器セル３の直流コンデンサ９の電圧の平均値を演算し、その平均値に対応した電流値を循環電流指令値として出力する。

ここで、循環電流とは、図３に示すように、相アーム間を循環する電流Ｉｚｕ，Ｉｚｖ，Ｉｗｚのことであり、正側アーム電流Ｉｐｕと負側アーム電流Ｉｎｕにより次の（１）（２）（３）式で求められるものである。この循環電流は、ＭＭＣ型の電力変換器１に特徴付けられるものである。

Ｉｚｕ＝１／２（Ｉｐｕ＋Ｉｎｕ）（１）
Ｉｚｖ＝１／２（Ｉｐｖ＋Ｉｎｖ）（２）
Ｉｚｗ＝１／２（Ｉｐｗ＋Ｉｎｗ）（３）

また、上記の正負電圧バランス制御部４１による正負電圧バランス制御は、各相のレグ回路２の正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎの直流コンデンサ９の電圧の不平衡を制御するものである。この正負電圧バランス制御では、相毎に正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎの変換器セル３の直流コンデンサ９の電圧の平均値を演算し、その差分が”０”になるように制御する。正負電圧バランス制御は、交流側出力電圧を変化させることで制御可能であるため、その制御出力を交流側電圧指令値とする。

さらに、上記の循環電流制御部４２による循環電流制御は、上記の相電圧バランス制御部４０で得られる循環電流指令値を入力し、この循環電流指令値に上記の（１）（２）（３）式で求められる循環電流Ｉｚｕ，Ｉｚｖ，Ｉｗｚが追随するように制御する。

次に、制御装置４による電力変換器１の制御動作、特にこの実施の形態１では、交流系統事故時に電力変換器１が過電流を検出した場合の制御動作について、図４に示すフローチャートを参照して説明する。

通常運転開始後、ステップＳ０００では、電力変換器１の直流電圧を安定化させるために、制御装置４は、相電圧バランス制御部４０による各相の直流コンデンサ９の電圧バランスを均等にするための相電圧バランス制御と、正負電圧バランス制御部４１による正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎの直流コンデンサ９の電圧のバランスを制御する正負バランス制御と、循環電流制御部４２による各相アーム間を循環する循環電流Ｉｚｕ，Ｉｚｖ，Ｉｗｚを制御する循環電流制御を行っている。

次に、ステップＳ００１において、過電流検出部２１は、電力変換器１の電流検出部８ＵＰ，８ＶＰ，８ＷＰ、８ＵＮ，８ＶＮ，８ＷＮにより計測した電力変換器１の各相の正側アーム２Ｐと負側アーム２Ｎに流れる電流値を測定し、これらの電流値がスイッチング素子１０の最大定格電流以下である所定の電流値（しきい値）を超えるか否かを検出する。このステップＳ００１で過電流が検出されない場合には、Ｓ０００に戻り電力変換器１の直流電圧を安定化させる制御を継続する。

一方、Ｓ００１において、過電流検出部２１によりいずれかの相の正負側のアーム２Ｐ、２Ｎで過電流を検出した場合は、ステップＳ００２に移行する。このステップＳ００２において、ゲート駆動制御部２６は、過電流が検出された相のアームに接続された全てのスイッチング素子１０をＯＦＦにする指令をゲート駆動部２８に送る。この指令に応じて、ゲート駆動部２８は、当該スイッチング素子１０をＯＦＦにする。これにより、過電流を検出した相のアーム電流は”０”になる。

次いで、ステップＳ００３において、交流事故判定部２２が、交流事故中であるか定常送電中であるかを判定する。ここで、交流事故中であるか否かの判断方法は、以下の方法で行う。すなわち、交流系統事故が発生した場合、入力交流電力が出力直流電力に対して小さくなり、その差電力により直流コンデンサ９から放電して直流コンデンサ９の電圧が低下する。そのため、交流事故判定部２２は、直流コンデンサ電圧検出部２７より得られた全ての直流コンデンサ９の電圧の平均値を入力とし、その平均値が定格電圧よりも所定の電圧（例えば０．１ＰＵ）以上低下した場合に交流事故と判定する。

ＭＭＣ型の電力変換器１は、交流系統事故などにより、交流系統の電圧が急変した場合、各相間の直流コンデンサ９の電圧や各相のレグ回路２内の正側アーム２Ｐおよび負側アーム２Ｎの直流コンデンサ９の電圧が不平衡となって過電流が発生し易い。

過電流検出部２１より過電流が検出され、かつ交流事故判定部２２より交流事故が検出されると、アンドゲート４３からは“１”のセットパルスが出力される。そして、アンドゲート４３のセットパルスに応じてＲＳフリップフロップ４４から起動パルスが出力される。ＲＳフリップフロップ４４の起動パルスに応じて制御パラメータ調整部２３が動作する。すなわち、ステップＳ００４において、制御パラメータ調整部２３により、相電圧バランス制御部４０による相電圧バランス制御、正負電圧バランス制御部４１による正負バランス制御、および循環電流制御部４２による循環電流制御の各制御パラメータを調整する。

例えば、相電圧バランス制御部４０による相電圧バランス制御に対しては、ＰＩ制御などの制御ゲインを調整して制御応答を上げるようにする。また、正負電圧バランス制御部４１による正負電圧バランス制御に対しては、循環電流制御ゲインを直流コンデンサ９の電圧がバランスする方向に調整する。制御ゲインの調整時間は、ゲート駆動制御部２６からゲート信号の出力停止の解除指令が出力されるまでの期間とする。このように、制御ゲインを調整することで、過電流を検出した相のスイッチング素子１０に対するゲート信号の出力が停止中であっても、他の相の全ての変換器セル３の直流コンデンサ９の電圧のバランスを平衡状態に保つことができる。

続いて、ステップＳ００５では、所定時間内に再び過電流となる否かを判定する。この場合の所定時間とは、過電流が検出された相のアーム２Ｐ、２Ｎに接続された全てのスイッチング素子１０をＯＦＦにしている時間とする。

ステップＳ００５で、過電流検出相のゲート信号をＯＦＦにしている時間内に再び過電流となった場合には、ステップＳ００７に移り、他の２相のゲート信号もＯＦＦに設定する。

これに対して、上記のステップＳ００５において、所定時間内に再び過電流を検出しない場合には、次に、ステップＳ００６において、過電流を検出した相の正負のアーム２Ｐ、２Ｎの直流コンデンサ９の正極側電圧と負極側電圧の位相に基づいてスイッチング素子１０をＯＮに戻す時間を調整するか、あるいは全相のスイッチング素子１０のＯＦＦ状態を継続させるか否かを判定する。

この判定方法について、図５〜図７に示す波形図を参照して説明する。

図５は各相の正側アーム２Ｐの直流コンデンサ９の電圧の平均値６１（図中実線で示す）と、各相の負側アーム２Ｎの直流コンデンサ９の電圧の平均値６２（図中破線で示す）の時間変化を示す波形図である。

例えば、Ｕ相の過電流検出によりスイッチング素子１０をＯＦＦに設定した場合の直流コンデンサ９の電圧は、スイッチング素子１０をＯＦＦに設定している間（時刻ｔ１〜ｔ２の間）は直流コンデンサ９に充放電されず、スイッチング素子１０をＯＦＦした時刻ｔ１の時点での電圧値を維持している。一方、Ｖ相、Ｗ相の直流コンデンサ９は交流電流により充放電を継続しており、その電圧が変化している状態である。なお、時刻ｔ１〜ｔ２の間は、制御パラメータ調整部２３により、相電圧バランス制御部４０による相電圧バランス制御、正負電圧バランス制御部４１による正負バランス制御、および循環電流制御部４２による循環電流制御の各制御パラメータが調整されているため、他相の直流コンデンサ９の電圧のバランスはとれている状態にある。

図６は、過電流を検出した相のスイッチング素子１０を時刻ｔ１でＯＦＦにして、θ（＜９０°）進んだ時刻ｔ２の時点でＯＦＦ設定を解除した場合の直流コンデンサ９の電圧（平均値）の時間変化を示す波形図である。

時刻ｔ１での位相角を例えば０°とし、位相がθ（θ＜９０°）進んだ時刻ｔ２の時点でゲート信号のＯＦＦ設定を解除した場合、時刻ｔ１では正負側の各アーム２Ｐ、２Ｎの直流コンデンサ９の電圧は同電位であるが、時刻ｔ２以降では、交流電流の流れに応じて正側のアーム２Ｐの電圧６１（図中実線で示す）は充電方向に、負側アームの電圧６２（図中破線で示す）は放電方向にそれぞれ変化する。

この場合、時刻ｔ１〜ｔ２の期間が交流電流の１／４サイクルより長い時間であると、正側アーム２Ｐの直流コンデンサ９の電圧６１と負側アーム２Ｎの直流コンデンサ９の電圧６２が互いにかい離する方向に充放電されるため、正側アーム２Ｐの直流コンデンサ９の電圧は最大レベルを超える一方、負側アーム２Ｎの直流コンデンサ９の電圧は最小電圧レベル以下に低下してしまう。

そこで、図７に示すように、過電流を検出した相のスイッチング素子１０を時刻ｔ１（位相角０°）でＯＦＦにした後、位相がθ１（但し、９０°＜θ１＜１８０°）進んだ時刻ｔ２の時点でＯＦＦ設定を解除する。そうすると、時刻ｔ１では同電位であった正負側の各アーム２Ｐ、２Ｎの直流コンデンサ９の電圧（平均値）は、時刻ｔ２以降、正側アームの電圧６１（図中実線で示す）は充電方向に、負側アームの電圧６２（図中破線で示す）は放電方向にそれぞれ変化するものの、時刻ｔ２〜ｔ３までの期間は、交流電流の１／４サイクル以内の時間となる。
したがって、時刻ｔ３で正負側の各アーム２Ｐ、２Ｎの直流コンデンサ９の電圧レベルがそれぞれの最大、最小の各電圧レベルを超えてしまうことはない。このため、直流コンデンサ９の電圧が低電圧や過電圧となることなく、安定した電圧を得ることができる。

ここで、過電流を検出してスイッチング素子１０をＯＦＦした時点の位相が１５０°〜１８０°の範囲にある場合、スイッチング素子１０をＯＦＦにする時間は、位相が３０°未満進むまでの極わずかな時間なので、正側と負側の各アーム２Ｐ、２Ｎの直流コンデンサ９の電圧がかい離する方向に変動しても、それぞれの最大、最小の各電圧レベルを超えることはないが、このような極わずかな時間の間にスイッチング素子１０をＯＦＦからＯＮに切り替えるのは制御が不安定となって得策でない。

よって、ステップＳ００６で、過電流検出時点の直流コンデンサ９の電圧の位相が０°〜１５０°の範囲にあると判定された場合にのみ、次のステップＳ００９において、直流コンデンサ９の電圧の位相に応じて過電流検出相のスイッチング素子１０のＯＦＦ設定を解除する。その後、通常運転に戻る。

これに対して、ステップＳ００６で、スイッチング素子１０をＯＦＦした時点の位相が１５０°〜１８０°の範囲にある場合は、ステップＳ００７に移り、他の２相の全てのスイッチング素子１０もＯＦＦに設定する。

ステップＳ００８では、所定時間の経過後に過電流となる要因が排除されたタイミングで全セルのスイッチング素子１０のＯＦＦ設定を解除して通常運転に戻る。

上記のように、この実施の形態１の電力変換装置によれば、過電流によるスイッチング素子の故障を防ぐことができ、かつ直流送電の継続性を高めることができる。特に交流事故中に過電流が検出された場合において、直流コンデンサ９の電圧の位相に応じてスイッチング素子１０のＯＦＦを継続する時間間隔を調整することで、直流コンデンサ９の電圧を安定化することができ、継続して電力を供給することができる。

なお、この実施の形態１では、ステップＳ００９でスイッチング素子１０のＯＦＦ時間の調整に用いる直流コンデンサ９の電圧は、図７に示したように平均値を例としてあげたが、最小電圧を用いてもよい。

実施の形態２．
この実施の形態２における電力変換装置において、電力変換器１の回路構成や制御装置４の構成自体は図１、図２に示したものと同じである。

この実施の形態２では、電力変換装置が定常送電中に過電流を検出した場合の制御装置４の制御動作について、図４に示すフローチャートを参照して説明する。

図４において、Ｓ０００〜Ｓ００２までの制御処理は実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
また、Ｓ００３において、交流事故判定部２２が、交流事故中であるか定常送電中であるかを判定するが、この場合、交流事故中であると判定された場合の制御内容は、実施の形態１の場合で説明しているので、説明を省略する。

Ｓ００３において、交流事故判定部２２が、定常送電中であると判定した場合、次に、ステップＳ０１０で所定時間内に再び過電流となるか否かを判定する。ここで、所定時間とは、交流系統電圧の周期により最大１／２周期までとし、スイッチング素子１０をＯＦＦ状態に継続する設定時間を１／８周期、１／４周期等の時間的制約条件を設ける。

その理由は、ステップＳ００２で過電流を検出した場合、その過電流を検出した相のレグ回路２内のスイッチング素子を一旦、全てＯＦＦにするが、このＯＦＦに設定する時間が長くて交流系統電圧の１周期以上になった場合、直流コンデンサ９の電圧が不平衡となり、再び過電流となる可能性が高い。再び過電流とならないためには、スイッチング素子１０をＯＦＦに設定する時間を、交流系統電圧の周期により１／２周期以内の時間で設定するのが望ましいからである。

ステップＳ０１０において、上記の所定時間内に再び他相で過電流を検出しなかった場合には、次に、ステップＳ０１１において、直流コンデンサ９の電圧が変動しないように、交流系統電圧の周期に応じた上記の時間的制約条件に基づいて、その制約時間が経過した時点でスイッチング素子１０のＯＦＦ設定を解除する。その後、通常運転に戻る。

一方、ステップＳ０１０において、所定時間内に他相で再び過電流を検出した場合には、次に、ステップＳ００７において他の２相のレグ回路２内の変換器セル３の全てのスイッチング素子１０をＯＦＦにした後、続いて、ステップＳ００８において上記の時間的制約条件に基づいて、その制約時間が経過した時点でスイッチング素子１０のＯＦＦ設定を解除する。その後、通常運転に戻る。

このように、前述の実施の形態１では直流コンデンサ９の電圧の位相に応じて過電流検出相のゲート信号をＯＦＦに設定する時間間隔を調整したが、この実施の形態２では、定常送電中に過電流を検出した場合には、過電流を検出した相のスイッチング素子を一旦、全てＯＦＦにした後、スイッチング素子のＯＦＦ設定を解除するまでの時間を交流系統の周期に応じた時間的制約条件に基づいて調整するようにした。そのため、この時間的制約条件を設けるだけで、直流コンデンサ９の電圧を安定化することができ、短時間の過電流検出においては直流送電を継続できる効果がある。

なお、この発明は、上記の実施の形態１、２の構成や制御内容のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲内において、各実施の形態１、２について適宜、構成や制御内容について変形を加えたり、省略することができ、また各実施の形態１、２を適宜に組み合せることが可能である。

１電力変換器、２レグ回路、２Ｐ正側アーム、２Ｎ負側アーム、
３変換器セル、４制御装置、６交流系統、７Ｐ，７Ｎ直流母線、
８ＵＰ，８ＵＮ，８ＶＰ，８ＶＮ，８ＷＰ，８ＷＮ電流検出部、９直流コンデンサ、１０半導体スイッチング素子、１１ダイオード、１２アームリアクトル、
２１過電流検出部、２２交流事故判定部、２３制御パラメータ調整部、
２４ゲートブロック時間調整部、２６ゲート駆動制御部、
２７直流コンデンサ電圧検出部、２８ゲート駆動部、４０相電圧バランス制御部、４１正負電圧バランス制御部、４２循環電流制御部。

Claims

正側アームと負側アームとが直列接続されその接続点が各相交流線に接続される複数のレグ回路が正負の直流母線間に並列接続されて交流と直流との間で電力変換を行う電力変換器と、この電力変換器の動作を制御する制御装置とを備え、上記レグ回路の上記正側アームと上記負側アームのそれぞれは、互いに直列接続された複数のスイッチング素子の直列体とこの直列体に並列接続された直流コンデンサとからなる変換器セルを有する電力変換装置であって、
上記制御装置は、
上記直流コンデンサの各電圧を検出する直流コンデンサ電圧検出部と、
上記正側アームと上記負側アームの各々の上記スイッチング素子に流れる電流が予め設定された定格電流を超えるか否かを検出する過電流検出部と、
上記直流コンデンサ電圧検出部で検出された電圧に基づいて交流事故の有無を判定する交流事故判定部と、
ＰＷＭ制御の指令に基づいて各々の上記スイッチング素子を駆動するゲート駆動部と、
上記ゲート駆動部に対してＰＷＭ制御の指令を与えて上記スイッチング素子の動作を制御するゲート駆動制御部と、
上記過電流検出部の過電流の検出に応じて上記ゲート駆動制御部の上記指令に対する制御応答を変化させるための制御パラメータを調整する制御パラメータ調整部と、
上記過電流検出部が過電流を検出した時に上記ゲート駆動部による上記スイッチング素子の駆動を停止する時間を調整するゲートブロック時間調整部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
上記制御パラメータ調整部は、上記交流事故判定部による交流系統事故の判定結果に応じて、上記直流コンデンサの電圧バランスが平衡化するように上記制御パラメータを調整する、請求項１に記載の電力変換装置。
上記ゲート駆動制御部は、上記過電流検出部による過電流検出に応じて、過電流を検出した相の上記スイッチング素子の駆動を予め設定された一定時間にわたって一時的に停止する指令を生成する、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
上記ゲートブロック時間調整部は、上記過電流検出部による過電流検出および上記交流事故判定部の判定結果に応じて、上記ゲート駆動制御部による過電流を検出した相の上記スイッチング素子に対する駆動停止の指令を解除する時間を上記直流コンデンサの電圧位相および交流系統電圧の周期に応じて調整する、請求項３に記載の電力変換装置。
上記ゲート駆動制御部は、過電流を検出した相の上記スイッチング素子に対する駆動停止の指令の出力期間中に上記過電流検出部によって他相の上記スイッチング素子における過電流が検出されると、これに応じて全ての相の上記スイッチング素子の駆動を停止する指令を出力する、請求項３に記載の電力変換装置。
上記ゲート駆動制御部は、上記直流コンデンサ電圧検出部による上記直流コンデンサの電圧検出結果、上記ゲートブロック時間調整部による上記スイッチング素子の駆動停止時間の情報、および上記制御パラメータ調整部による制御パラメータの情報に基づいて上記ゲート駆動部に対するＰＷＭ制御の上記指令を制御する、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。