JP2016131447A - 高周波整流回路 - Google Patents

Abstract

【課題】出力端子に接続される直流負荷抵抗値の変動に対し、高周波入力インピーダンスの変動が小さくなる高周波整流回路を提供する。
【解決手段】本発明に係る高周波整流回路は、同一の高周波整流要素二つからなり、該高周波整流要素の一つの入力端子に１／４波長線路を装荷し、並列接続されている。直流負荷抵抗値により、前記高周波整流要素が自律的に切り替わることが特徴である。高周波整流要素の切り替えは、高周波入力インピーダンスと直流負荷抵抗値が単調増加、あるいは単調減少の関係にある二つの整流要素を並列に接続することで実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波電力を伝送するシステムに用いる整流回路に関するものである。とくに、抵抗値が時間変動する直流負荷へ装荷する高周波整流回路である。

無線電力伝送システムにより様々な負荷に高周波（以下、ＲＦと記すことがある。）電力を送ることができる。負荷には電気自動車のモーターやバッテリーなどの直流（以下、ＤＣと記すことがある。）電力を必要とするＤＣ負荷も多い（例えば、非特許文献１を参照）。

ＲＦ電力でＤＣ負荷を動作させるにはＲＦ整流回路が必須である。一般によく使われるＲＦ整流回路のＲＦ入力インピーダンスはＤＣ負荷抵抗値と線形の関係にある（例えば、非特許文献２を参照）。モーターなどＤＣ負荷の抵抗値が時間変動するシステムでは、ＲＦ整流回路のＲＦ入力インピーダンスも時間変動する。つまり、ＲＦ整流回路の反射損失もＤＣ負荷抵抗値の時間変動に追従して変動する。

非特許文献３は、倍電流整流回路に関するものであり、入力されたＲＦ電力をＤＣ電力に変換する回路が示されている。当該回路では、電源の内部抵抗がＲＦ入力インピーダンスと一致しないとき、該電源からの入力電力に対して反射電力が生じる。該反射電力は電力変換効率の低下や、電源の破壊の原因となる。したがって、当該回路の課題は、負荷の変動による入力インピーダンスの変動で反射電力が生じることである。

前記ＤＣ負荷抵抗値の変動を解決する技術として、ＲＦ整流回路とＤＣ負荷の間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を装荷した回路が、非特許文献４に示されている。前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路により、ＤＣ負荷の変動に対し、該ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の入力インピーダンスは常に一定となる。したがって、ＤＣ負荷抵抗値の変動によらず、ＲＦ整流回路のＲＦ入力インピーダンスは一定となる。前記ＤＣ負荷抵抗値の変動を解決する技術は、半導体素子を含むＤＣ／ＤＣコンバータ回路が必要であり、該ＤＣ／ＤＣコンバータ回路による電力損失が課題である。

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上述の通り、高周波整流回路を常に高い高周波／直流変換効率で動作させるには、直流負荷抵抗値の変動に対する反射損失の変動に関する課題を解決することが重要である。

本発明は、前記の課題を解決するためになされたものであり、直流負荷変動による高周波整流回路の入力インピーダンス変動問題を、ＤＣ／ＤＣコンバータなどの複雑な回路を装荷することなく解決する高周波整流回路を提供するものである。

本発明に係る請求項１に記載の高周波整流回路は、
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
並列に接続される二つの整流要素と、該整流要素の一方の入力端子に装荷される１／４波長線路とを備えることを特徴とする。

本発明に係る請求項２に記載の高周波整流回路は、
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
並列に接続される二つの整流要素と、該整流要素の一方の入力端子に装荷される１／４波長線路とを備える単位回路が形成されており、
前記単位回路に対して並列に接続される少なくとも一つの整流手段を備えることを特徴とする。

本発明に係る請求項３に記載の高周波整流回路は、
請求項２に記載の高周波整流回路であって、
前記整流手段は、整流要素のみを備える第２の整流手段と、整流要素および１／４波長線路を直列に接続してなる第３の整流手段とに区分され、
前記単位回路と第２の整流手段との間に複数の第３の整流手段を順次並列に接続してなり、
前記単位回路の入力端子は、第３の整流手段における整流要素と１／４波長線路の間に接続されるとともに、
第３の整流手段の入力端子は、次順位の第３の整流手段における整流要素と１／４波長線路の間に接続されるものであることを特徴とする。

本発明に係る請求項４に記載の高周波整流回路は、
請求項２に記載の高周波整流回路であって、
前記整流手段は、前記単位回路と同じ構造の単位回路であり、いずれかの単位回路の入力端子に１／４波長線路が装荷されていることを特徴とする。

本発明に係る請求項５に記載の高周波整流回路は、
請求項２に記載の高周波整流回路であって、
前記整流手段は、前記単位回路と同じ構造の単位回路であり、両単位線路の入力端子のそれぞれに１／４波長線路が介在されていることを特徴とする。

本発明に係る請求項６に記載の高周波整流回路は、
高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
並列に接続される二つの整流要素と、該整流要素の一方の入力端子に装荷される１／４波長線路とを備える二つの単位回路を形成し、
これらの二つの単位回路の一方の入力端子にのみ１／４波長線路を装荷するとともに、これらを並列に接続してなる第２の単位回路を形成し、
同種の第２の単位回路を複数並列に接続してなることを特徴とする。

本発明に係る請求項７に記載の高周波整流回路は、
請求項４または５のいずれかに記載の高周波整流回路であって、
前記１／４波長線路は、直列に接続されるインダクタと、該インダクタの両端におけるグラウンド配線に介在される二つのキャパシタとの組み合わせによって構成されるものであり、
前記単位回路の入力側に介在される１／４波長線路を構成する出力側キャパシタと、該キャパシタを前記回路構成中に装荷される１／４波長線路を構成する入力側キャパシタとのいずれか一方を、他のキャパシタによって代替させるものであることを特徴とする。

本発明に係る請求項８に記載の高周波整流回路は、
請求項４、５または７に記載の高周波整流回路であって、
複数の前記単位回路が並列に接続されている入力端子には代替キャパシタが備えられており、前記単位回路の入力側に介在される１／４波長線路を構成する入力側キャパシタを、前記代替キャパシタによって代替させるものであることを特徴とする。

本発明に係る高周波整流回路によれば、高周波電力を直流電力に変換するとき、直流負荷の変動に対して、反射電力の損失を自律的に低減することができる。

逆ドハティ整流回路の基本トポロジー 連分数逆ドハティ整流回路のトポロジー 広義フラクタル逆ドハティ整流回路のトポロジー 狭義フラクタル逆ドハティ整流回路のトポロジー 本発明の実施例１に係る逆ドハティ整流回路 逆ドハティ整流回路のＲＦ入力インピーダンスのＤＣ負荷抵抗値特性 逆ドハティ整流回路の反射係数のＤＣ負荷抵抗値特性 逆ドハティ整流回路のＤＣ負荷抵抗値特性のシミュレーション解析 本発明の実施例２に係る逆ドハティ整流回路 本発明の実施例３に係る逆ドハティ整流回路 本発明の実施例４に係る連分数逆ドハティ整流回路 連分数逆ドハティ整流回路のＤＣ負荷抵抗値特性のシミュレーション解析 本発明の実施例５に係る広義フラクタル逆ドハティ整流回路 広義フラクタル逆ドハティ整流回路のＤＣ負荷抵抗値特性のシミュレーション解析 本発明の実施例６に係る広義フラクタル逆ドハティ整流回路

本発明を実施する形態について以下に説明する。なお、本発明では、整流回路の出力端子に接続する直流（以下、ＤＣと記す。）負荷抵抗値が変動した場合にも、高周波（以下、ＲＦと記す。）入力インピーダンスの変動が小さい該整流回路を逆ドハティ整流回路と記す。

また、説明の便宜上、ＲＦ入力インピーダンスとＤＣ負荷抵抗値が単調増加の関係にあるＲＦ整流回路をＲＦ整流要素と記すことがある。

＜逆ドハティ整流回路＞
逆ドハティ整流回路は、同一のＲＦ整流要素二つからなり、該ＲＦ整流要素の一つの入力端子に１／４波長線路（以下、λ／４線路と記し、λは波長を表す。）を装荷し、並列接続されている。ＤＣ負荷抵抗値により、前記ＲＦ整流要素が自律的に切り替わることが特徴である。ＲＦ整流要素の切り替えは、ＲＦ入力インピーダンスとＤＣ負荷抵抗値が単調増加、あるいは単調減少の関係にある二つの整流要素を並列に接続することで実現する。

以下、図および式を用いて、具体的に逆ドハティ整流回路の動作原理を説明する。一般に整流要素のＲＦ入力インピーダンスとＤＣ負荷抵抗値は比例の関係にある（例えば、非特許文献３を参照）。

同一の整流要素の入力側にλ／４線路を装荷すると、ＲＦ入力インピーダンスとＤＣ負荷抵抗値の関係は反比例になる。この現象を使って、図１に示すように整流要素Ａと、λ／４線路を装荷した整流要素Ｂを並列接続する。ＤＣ負荷抵抗値Ｒが小さいときには、整流要素ＡのＲＦ入力インピーダンスＺ_ｉｎＡ１と比べ、整流要素ＢのＲＦ入力インピーダンスＺ_ｉｎＢ１が大きい。結果、ＲＦ電流ｉ_ｉｎは整流要素Ａに多く流れる。つまり、整流要素Ａが動作し、整流要素Ｂはほとんど動作しない。

逆に，前記Ｒが大きいときには、Ｚ_ｉｎＢ１と比べ、Ｚ_ｉｎＡ１が大きい。結果、ｉ_ｉｎは整流要素Ｂに多く流れる。つまり、整流要素Ｂが動作し、整流要素Ａはほとんど動作しない。

以上をまとめると、前記Ｒが小さいとき、逆ドハティ整流回路全体は、整流要素Ａと等価な動作をする。前記Ｒが大きいとき、前記逆ドハティ整流回路全体は、λ／４線路を装荷した整流要素Ｂと等価な動作を示す。

前記逆ドハティ整流回路のＲＦ入力インピーダンスに対するＤＣ負荷抵抗値の特性を理論式により導く。

まず、逆ドハティ整流回路のＲＦ入力インピーダンスとＤＣ負荷の関係を示す理論式を導出する。

一般に整流要素のＲＦ入力インピーダンスとＤＣ負荷抵抗値は比例の関係にある。図１の整流要素ＡのＲＦ入力インピーダンスＺ_ｉｎＡ１とＤＣ負荷抵抗値Ｒ_Ａの関係は、

となる。ここでρはＺ_ｉｎＡ１とＲ_Ａの比例係数であり、整流要素のトポロジーにより一意に決まるものである。数１より、Ｚ_ｉｎＡ１は正の実数である。

整流要素Ａと同じ整流要素Ｂに特性インピーダンスＺ_０、電気長λ／４の分布定数線路を装荷する。得られる入力インピーダンスＺ_ｉｎＢ１は、

となり、ＤＣ負荷抵抗値Ｒ_Ｂと反比例の関係になる。

前記２種類の整流要素を並列に接続して得られる入力インピーダンスＺ_ｉｎは、

となる。

次に、前記Ｒ_ＡおよびＲ_Ｂと、前記ＤＣ負荷抵抗値Ｒの関係を導出すると、

が得られる。ここで、αはＩ_ＡとＩ_Ｂの比であり、α＞０である。数３および数４から次式が導出できる。

が得られる。上式でαのみ未知数である。

次に、前記αとＲの関係を導出する。前記整流要素Ａの入力電力Ｐ_ｉｎＡと出力電力Ｐ_ｏｕｔＡの関係より、

が得られる。ηは整流要素のＲＦ／ＤＣ変換効率であり、回路トポロジーにより一意に決まるものである。

整流要素Ｂも同じ式が導ける。数６に数１を代入し、Ｉ_ＡおよびＩ_Ｂを導くと、

となる。

さらに、Ｉ_Ｂ２はλ／４伝送線路のＦパラメータより、

と示せる。

数４、数７および数８から、

となる。上式、数１および数６から、αについて解くと、

となる。αは正の実数より、０＜Ｒ≦Ｚ_０ρのＤＣ負荷範囲で適用できる。

従って、０＜Ｒ≦Ｚ_０ρの範囲におけるＺ_ｉｎは、数５に数１０を代入することで

となる。ＤＣ負荷抵抗値Ｒ＝Ｚ_０ρの時、数１０よりα＝∞となる。

一方、Ｉ_ＡおよびＩ_Ｂは有限より、Ｉ_Ａ＝０とわかる。つまり、Ｒ＞Ｚ_０ρの範囲では整流要素Ｂが動作し、整流要素Ａはほとんど動作しない。このときのＺ_ｉｎは、数２より、

である。

以上をまとめると、逆ドハティ整流回路のＺ_ｉｎは、

のように振る舞う。

＜連分数逆ドハティ整流回路＞
ここでは、逆ドハティ整流回路の応用である、連分数逆ドハティ整流回路について説明する。連分数逆ドハティ整流回路のトポロジーを図２に示す。連分数逆ドハティ整流回路は、図２に示すように連なる各整流要素のＲＦ入力端子をλ／４線路で接続された回路である。あるいは、逆ドハティ整流回路（図２中＃Ａで示す。）もしくは、連分数逆ドハティ整流回路（図２中＃Ｂおよび＃Ｃで示す。）にλ／４線路を装荷した回路と整流要素を並列接続した回路である。換言すれば、逆ドハティ整流回路を単位回路とする場合、この単位回路に対し、複数の整流手段（少なくとも整流要素を有する回路）が並列に接続された構成となっている。ＤＣ負荷抵抗値の変動に対し、三つ以上の整流要素が自律的に順次動作を切り替える。三つ以上の整流要素を駆使するため、逆ドハティ整流回路より広いＤＣ負荷抵抗値範囲で低反射損失を示す。

連分数逆ドハティ整流回路の動作原理を説明するとともに、入力インピーダンスとＤＣ負荷抵抗値の関係を示す理論式を導出する。導出の際に，逆ドハティ整流回路で述べたＤＣ負荷抵抗値Ｒによって、一つの整流要素が動作し、他の整流要素はほとんど動作しないという結論を用いる。

図２において、並列接続された整流要素＃１と＃２は逆ドハティ整流回路である。そのＲＦ入力インピーダンスＺ_ｉｎ２は数１３より、

である。Ｒ＜Ｚ_１ρの範囲においては整流要素＃２が動作する。

次に、Ｒ＜＜Ｚ_１ρにおいて、整流要素＃２から＃３へ整流回路が切り替わるよう設計する。上述の逆ドハティ整流回路の入力端子に、特性インピーダンスＺ_２のλ／４線路を装荷する。数２より得られるＲＦ入力インピーダンスＺ_ｉｎ２ａは、

となる。

これに整流要素＃３を並列接続する。すると、Ｚ_ｉｎ３ａ＝Ｚ_ｉｎ２ａとなるＤＣ負荷抵抗値Ｒ＝Ｚ_２ρを境に、Ｒ＜Ｚ_２ρのとき、Ｚ_ｉｎ３ａ＜Ｚ_ｉｎ２ａとなる。一方、Ｒ＞Ｚ_２ρのとき、Ｚ_ｉｎ３ａ＞Ｚ_ｉｎ２ａを示す。つまり、上述の逆ドハティ整流回路と同じ現象により、整流要素＃３と逆ドハティ整流回路は、ＤＣ負荷抵抗値Ｒにより自律的に動作が切り替わる。ただしＺ_１ ^２＜Ｚ_２ ^２の場合、前記Ｒの値によらずＺ_ｉｎ３ａ＜Ｚ_ｉｎ２ａが常に成り立つため、自律的な動作の切り替わりが起こらない。

従って、ＲＦ入力インピーダンスＺ_ｉｎ３は、

となる。

前記連分数逆ドハティ整流回路の整流要素の数が増えても、同じ手順でＲＦ入力インピーダンスＺ_ｉｎを導出することができる。

図２に示す整流要素が四つの場合の連分数逆ドハティ整流回路のＺ_ｉｎは、

となる。

＜広義フラクタル逆ドハティ整流回路＞
さらに、ここでは逆ドハティ整流回路の応用である、広義フラクタル逆ドハティ整流回路について説明する。広義フラクタル逆ドハティ整流回路は、同じトポロジーの逆ドハティ整流回路、もしくは、広義フラクタル逆ドハティ整流回路を二つ用意し，それらのＲＦ入力端子を並列接続した回路である。換言すれば、逆ドハティ整流回路を単位回路とする場合、１以上の同じ構成の単位回路が並列に接続されたものである。ＤＣ負荷抵抗値の変動に対し、四つ以上の整流要素が自律的に順次動作を切り替える。

広義フラクタル逆ドハティ回路の動作原理を説明するとともに、入力インピーダンスとＤＣ負荷抵抗値の関係を示す理論式を導出する。対象とする広義フラクタル逆ドハティ回路のトポロジーを図３に示す。導出の際に、逆ドハティ整流回路で述べたＤＣ負荷抵抗値Ｒによって、一つの整流要素が動作し、他の整流要素はほとんど動作しないという結論を用いる。

図３のように、λ／４線路を装荷した逆ドハティ整流回路を二つ（図３中＃Ａおよび＃Ｂと示す。）を用意する。二つの逆ドハティ整流回路のＲＦ入力インピーダンスは、数１７より、

である。

Ｚ_１＜Ｚ_３であるならば、Ｒ＜Ｚ_１Ｚ_４ρ／Ｚ_２において、Ｚ_ｉｎ１＜Ｚ_ｉｎ２を示す。逆に、Ｒ＞Ｚ_１Ｚ_４ρ／Ｚ_２のとき、Ｚ_ｉｎ１＞Ｚ_ｉｎ２である。Ｚ_１Ｚ_４ρ／Ｚ_２はＺ_ｉｎ１＝Ｚ_ｉｎ２となるＤＣ負荷抵抗値Ｒの値である。つまり、上述の逆ドハティ整流回路と同じ現象により、図３中、上段の逆ドハティ整流回路と下段の逆ドハティ整流回路は、ＤＣ負荷抵抗値Ｒにより自律的に動作が切り替わる。

以上をまとめると、広義フラクタル逆ドハティ整流回路の入力インピーダンスは、

となる。

また，同じトポロジーの逆ドハティ整流回路、もしくは、広義フラクタル逆ドハティ整流回路を三つ並列接続しても同様の効果を得ることが期待できる。

さらに，図４に示すように２^ｎ個の整流素子を用いて、同じトポロジーの逆ドハティ整流回路を自己相似的に接続していくことで、同様の効果を得ることが期待できる。このような回路を狭義フラクタル逆ドハティ整流回路と記す。

本発明に係る第１の実施例を図５に示す。整流要素ＡおよびＢに、シングルシャント整流回路（ＲＦ入力インピーダンスとＤＣ負荷抵抗値の比例定数ρ＝１である。以下、シングルシャント整流要素と呼ぶ。）を用いた逆ドハティ整流回路である。この例ではＺ_１は７０Ωとする。

実施例１のＺ_ｉｎのＤＣ負荷特性（理論）を図６に、反射係数｜Γ｜のＤＣ負荷特性（理論）を図７に示す。結果より、反射係数｜Γ｜＜１／６となるＤＣ負荷抵抗値Ｒの範囲は、シングルシャント整流回路で３０＜Ｒ＜７０となる。逆ドハティ整流回路は３０＜Ｒ＜１６３である。つまり，逆ドハティ整流回路はシングルシャント整流回路より反射係数｜Γ｜＜１／６となる前記Ｒの範囲が約３．３倍広い結果が得られた。

また、数１４の確からしさを回路シミュレーションにより検証した結果を図８に示す。結果より、理論値と解析値の相対誤差の平均２乗平方根は０．２８を示した。

本発明に係る第２の実施例を図９に示す。実施例２は、様々な整流要素を用いた逆ドハティ整流回路である。図９に示す整流要素は既存技術を適用でき、非特許文献３から引用した。図９中、左上の回路図がシングルシャント整流要素を用いた逆ドハティ整流回路、同左下の回路図が倍電流整流要素を用いた逆ドハティ整流回路、同右下の回路図がフルブリッジ整流要素を用いた逆ドハティ整流回路である。

本発明に係る第３の実施例を図１０に示す。実施例３は、λ／４線路の代わりにコンデンサやコイルで構成される線形回路を用いた逆ドハティ整流回路である。λ／４線路の代わりとなる線形回路例を図１０中、右上に示す。同左上の回路図が実施例１、同左下の回路図がＴ型トポロジーを用いた逆ドハティ整流回路、同右下の回路図がΠ型トポロジーを用いた逆ドハティ整流回路である。該Π型トポロジーを用いた逆ドハティ整流回路が、実施例１と同じ性能を示すためのコイルとコンデンサの値を図１０に明記した。

本発明に係る第４の実施例を図１１に示す。実施例４は、シングルシャント整流要素を用いた連分数逆ドハティ整流回路である。伝送線路の特性インピーダンスは、それぞれＺ_３＝７０，Ｚ_２＝１６３，Ｚ_１＝３８０である。

実施例４の連分数逆ドハティ整流回路のＺ_ｉｎのＤＣ負荷特性の理論およびシミュレーション結果を図１１に示す。図１１より、反射係数｜Γ｜＜１／６となるＤＣ負荷抵抗値Ｒの範囲は３０＜Ｒ＜５００が得られた。シミュレーション、理論共に逆ドハティ整流回路より前記Ｒの範囲が拡がることを示した。

解析値と理論値のＺ_ｉｎのＤＣ負荷特性は、前記Ｒが大きくなるに従い、誤差が大きくなる傾向が見られた。これは、前記Ｒが大きくなるにつれ、シングルシャント整流回路の前記比例係数ρの理論値と解析値の差が大きくなる傾向があるためと考える。理論値と解析値の相対誤差の平均２乗平方根は０．３である。

本発明に係る第５の実施例を図１３に示す。実施例５は、シングルシャント整流要素を用いた広義フラクタル逆ドハティ整流回路である。伝送線路の特性インピーダンスは、それぞれＺ_１＝２０、Ｚ_２＝２４．５、Ｚ_３＝１０９，Ｚ_４＝５７である。

実施例５の広義フラクタル逆ドハティ整流回路のＺ_ｉｎのＤＣ負荷特性の理論およびシミュレーション結果を図１４に示す。図１４より、反射係数｜Γ｜＜１／６となるＤＣ負荷抵抗値Ｒの範囲は、理論で９＜Ｒ＜２００、解析で４＜Ｒ＜２００を示しており、シミュレーション、理論共に逆ドハティ整流回路より前記Ｒの範囲が拡がることがわかる。理論値と解析値の相対誤差の平均２乗平方根は０．２２である。

本発明に係る第６の実施例を図１５に示す。実施例６は、λ／４線路の代わりにコンデンサやコイルで構成されたΠ型トポロジー回路を用いた、広義フラクタル逆ドハティ整流回路について示す。図１５より、３箇所の節点においてコンデンサが並列に接続されていることがわかる。それらコンデンサを一つのコンデンサとみなすことで、本来の必要なコンデンサの数を三つ減らすことができる。

Claims (8)

1. 高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
   並列に接続される二つの整流要素と、該整流要素の一方の入力端子に装荷される１／４波長線路とを備えることを特徴とする高周波整流回路。
2. 高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
   並列に接続される二つの整流要素と、該整流要素の一方の入力端子に装荷される１／４波長線路とを備える単位回路が形成されており、
   前記単位回路に対して並列に接続される少なくとも一つの整流手段を備えることを特徴とする高周波整流回路。
3. 前記整流手段は、整流要素のみを備える第２の整流手段と、整流要素および１／４波長線路を直列に接続してなる第３の整流手段とに区分され、
   前記単位回路と第２の整流手段との間に複数の第３の整流手段を順次並列に接続してなり、
   前記単位回路の入力端子は、第３の整流手段における整流要素と１／４波長線路の間に接続されるとともに、
   第３の整流手段の入力端子は、次順位の第３の整流手段における整流要素と１／４波長線路の間に接続されるものであることを特徴とする請求項２に記載の高周波整流回路。
4. 前記整流手段は、前記単位回路と同じ構造の単位回路であり、いずれかの単位回路の入力端子に１／４波長線路が装荷されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波整流回路。
5. 前記整流手段は、前記単位回路と同じ構造の単位回路であり、両単位線路の入力端子のそれぞれに１／４波長線路が介在されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波整流回路。
6. 高周波電源から直流負荷に対し高周波電力を供給するための高周波整流回路であって、
   並列に接続される二つの整流要素と、該整流要素の一方の入力端子に装荷される１／４波長線路とを備える二つの単位回路を形成し、
   これらの二つの単位回路の一方の入力端子にのみ１／４波長線路を装荷するとともに、これらを並列に接続してなる第２の単位回路を形成し、
   同種の第２の単位回路を複数並列に接続してなることを特徴とする高周波整流回路。
7. 前記１／４波長線路は、直列に接続されるインダクタと、該インダクタの両端におけるグラウンド配線に介在される二つのキャパシタとの組み合わせによって構成されるものであり、
   前記単位回路の入力側に介在される１／４波長線路を構成する出力側キャパシタと、該キャパシタを前記回路構成中に装荷される１／４波長線路を構成する入力側キャパシタとのいずれか一方を、他のキャパシタによって代替させるものであることを特徴とする請求項４または５のいずれかに記載の高周波整流回路。
8. 複数の前記単位回路が並列に接続されている入力端子には代替キャパシタが備えられており、前記単位回路の入力側に介在される１／４波長線路を構成する入力側キャパシタを、前記代替キャパシタによって代替させるものであることを特徴とする請求項４、５または７に記載の高周波整流回路。
   
   

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