JP2016040912A - 時間周波数偏移通信システムにおける変調および等化 - Google Patents

時間周波数偏移通信システムにおける変調および等化 Download PDF

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Abstract

【課題】時間周波数偏移通信システムにおける変調および等化の方法およびシステムを提供する。
【解決手段】データフレーム６０１は、データ要素の行列［Ｄ］を定義する。デジタルエンコーダは、行列［Ｄ］６０１を行列［Ｕ１］６０２で乗算し６１０、行列積［Ｕ１］［Ｄ］の順序の変更を行い６１１、スペクトル成形行列を形成する行列［Ｕ２］６０４で行列［Ｕ１］［Ｄ］を乗算する６１４。時間周波数偏移行列の要素は、ＯＴＦＳ（正規直交時間周波数偏移）アナログ変調器によって選択され６１６、選択された要素は、変調信号生成のために使用され６１８、時間変異電波信号６２０を制御する。時間周波数偏移行列の１つの要素列は、時間拡散間隔６０８中に送信され、この列からの要素は、時間拡散間隔６０８のＮ個のタイムスライス６１２のうちの１つの中で送信される。
【選択図】図６Ａ

Description

（関連出願への相互参照）
本願は、米国特許法§１１９（ｅ）のもと、米国仮特許出願第６１／６６４，０２０号
（名称「ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ＥＱＵＡＬＩＺＡＴＩＯＮ ＩＮ ＡＮ ＯＲ
ＴＨＯＮＯＲＭＡＬ ＴＩＭＥ−ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＳＨＩＦＴＩＮＧ ＣＯＭＭＵＮ
ＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭ」、２０１２年６月２５日出願）、米国仮特許出願第６
１／８０１，３９８号（名称「ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ＥＱＵＡＬＩＺＡＴＩＯ
Ｎ ＩＮ ＡＮ ＯＲＴＨＯＮＯＲＭＡＬ ＴＩＭＥ−ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＳＨＩＦＴ
ＩＮＧ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭ」、２０１３年３月１５日出願）
、米国仮特許出願第６１／８０１，３６６号（名称「ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＡＮＤ Ｅ
ＱＵＡＬＩＺＡＴＩＯＮ ＩＮ ＡＮ ＯＲＴＨＯＮＯＲＭＡＬ ＴＩＭＥ−ＦＲＥＱＵ
ＥＮＣＹ ＳＨＩＦＴＩＮＧ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭ」、２０１
３年３月１５日出願）、米国仮特許出願第６１／８０１，４３５号（名称「ＭＯＤＵＬＡ
ＴＩＯＮ ＡＮＤ ＥＱＵＡＬＩＺＡＴＩＯＮ ＩＮ ＡＮ ＯＲＴＨＯＮＯＲＭＡＬ
ＴＩＭＥ−ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＳＨＩＦＴＩＮＧ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ Ｓ
ＹＳＴＥＭ」、２０１３年３月１５日出願）、米国仮特許出願第６１／８０１，４９５号
（名称「ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ＥＱＵＡＬＩＺＡＴＩＯＮ ＩＮ ＡＮ ＯＲ
ＴＨＯＮＯＲＭＡＬ ＴＩＭＥ−ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＳＨＩＦＴＩＮＧ ＣＯＭＭＵＮ
ＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭ」、２０１３年３月１５日出願）、米国仮特許出願第６
１／８０１，９９４号（名称「ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ＥＱＵＡＬＩＺＡＴＩＯ
Ｎ ＩＮ ＡＮ ＯＲＴＨＯＮＯＲＭＡＬ ＴＩＭＥ−ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ ＳＨＩＦＴ
ＩＮＧ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭ」、２０１３年３月１５日出願）
、および、米国仮特許出願第６１／８０１，９６８号（名称「ＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ Ａ
ＮＤ ＥＱＵＡＬＩＺＡＴＩＯＮ ＩＮ ＡＮ ＯＲＴＨＯＮＯＲＭＡＬ ＴＩＭＥ−Ｆ
ＲＥＱＵＥＮＣＹ ＳＨＩＦＴＩＮＧ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＳＹＳＴＥＭ」
、２０１３年３月１５日出願）の優先権の利益を主張し、これによって、その各々の内容
は、その全体がすべての目的のために参照によって援用される。
（分野）
本開示は、概して、通信プロトコルおよび方法に関し、より具体的には、無線および他
の形態の通信に使用される信号の変調および関連処理のための方法に関する。
（背景）
光ファイバ、電子ワイヤ／ケーブル、または無線リンク等の伝送媒体を経由して通信す
るように構成されるデバイス等の現代の電子通信デバイスは全て、信号を変調し、適用可
能な伝送媒体を経由してこれらの信号を送信することによって、動作する。概して、光の
速度またはその付近で進行する、これらの信号は、種々の種類の劣化またはチャネル障害
を受け得る。例えば、変調信号が光ファイバまたはワイヤ／ケーブルの中の分岐点に遭遇
するときはいつでも、光ファイバまたはワイヤ／ケーブル媒体によってエコー信号を潜在
的に生成し得る。エコー信号はまた、無線信号が、建築物の側面および他の構造等の無線
反射表面から跳ね返るときに潜在的に生成し得る。同様に、周波数偏移は、光ファイバま
たはワイヤ／ケーブルが、いくらか異なる信号伝搬性質または異なる周囲温度を伴うファ
イバまたはケーブルの異なる領域を通過するときにも起こり得る。無線信号については、
移動車両へ、またはそこから伝送される信号は、同様に周波数偏移をもたらすドップラ効
果に遭遇し得る。加えて、基礎的機器（すなわち、伝送器および受信器）自体は、必ずし
も完璧に動作するわけではなく、同様に周波数偏移を生じ得る。
これらのエコー効果および周波数偏移は、望ましくなく、そのような偏移が大きくなり
過ぎる場合に、最大達成可能データ速度を効果的に低減させ、および／またはエラー率を
増加させることによって、ネットワーク性能に悪影響を及ぼし得る。そのような性能劣化
は、それぞれ増え続ける量のデータを送受信することを所望する、ますます多くのユーザ
に適応するように努める、無線ネットワークにおいて特に問題である。無線ネットワーク
内で、エコー効果および周波数偏移から生じる悪影響は、少なくとも部分的に、無線通信
能力を有する既存の無線デバイスの特性に起因する。具体的には、これらの携帯用無線デ
バイス（携帯電話、携帯用コンピュータ、および同等物等）は、多くの場合、小型バッテ
リによって電力供給され、そのようなデバイスのユーザは、典型的には、再充電が必要と
される前に、何時間にもわたってそれらを操作することを期待する。これらのユーザ期待
を満たすために、これらのデバイス上の無線伝送器は、非常に少量の電力を使用して無線
信号を出力しなければならず、背景雑音にわたって無線電波信号を区別することを困難に
する。
付加的な問題は、これらのデバイスの多くが自動車等の移動車両上で搬送されることで
ある。これらのデバイスによって伝送される低出力無線信号が、様々な予測不可能なドッ
プラ偏移、および多くの場合、建築物または他の構造からの様々な電波反射によって引き
起こされる、予測不可能な多経路効果等、種々の歪曲も受け得るため、これは、付加的な
複雑な事態を引き起こす。
また、種々の無線チャネルの雑音背景は、雑音生成電子デバイスが急増するにつれて、
さらに高くなる。他の無線デバイスの急増もまた、背景雑音を増大させる。
（概要）
本明細書で開示される広帯域通信のためのシステムおよび方法は、ドップラ偏移、多経
路反射、および背景雑音の問題への向上した抵抗を維持しながら、比較的少量の電力を使
用して動作することが可能である。無線通信との関連での実施例を本願の全体を通して使
用するが、本明細書で開示される方法は、別様に記述されない限り、有線通信システムに
同等に適用可能であることを目的としている。
一側面では、本開示は、信号伝送システムにおいて使用可能な変調信号を提供する方法
を説明する。この側面の方法は、複数のデータ要素を含むデータフレームを、複数の変換
データ要素を有する変換データ行列に変換するステップであって、複数の変換データ要素
のうちの要素は、複数のデータ要素のうちの複数の要素に基づく、ステップを含む。この
方法はさらに、変換データ行列の変換データ要素に従って変調信号を生成するステップを
含む。
別の側面では、本開示は、信号伝送システムにおいて使用可能な変調信号を提供する方
法を説明する。この側面の方法は、複数のデータ要素を含むデータフレームを、複数の変
換データ要素を有する変換データ行列に変換するステップであって、複数の変換データ要
素のそれぞれは、複数のデータ要素のそれぞれに基づく、ステップと、変換データ行列の
変換データ要素に従って変調信号を生成するステップとを含む。
本開示の別の側面は、通信システムで使用するための信号伝送器に関する。信号伝送器
は、入力ポートと、出力ポートと、プロセッサと、プロセッサによって実行可能なプログ
ラムコードを含むメモリとを含む。プログラムコードは、入力ポートにおいて、複数のデ
ータ要素を含むデータフレームを受信するためのコードを含む。プログラムコードはさら
に、データフレームを、複数の変換データ要素を有する変換データ行列に変換するための
コードであって、複数の変換データ要素のうちの要素は、複数のデータ要素のうちの複数
の要素に基づく、コードを含む。加えて、プログラムコードは、変換データ行列の変換デ
ータ要素に従って変調信号を生成するため、および変調信号を出力ポートに提供するため
のコードを含む。
その上さらなる側面では、本開示は、入力ポートと、出力ポートと、プロセッサと、プ
ロセッサによって実行可能なプログラムコードを含むメモリとを含む、信号伝送器に関す
る。プログラムコードは、入力ポートにおいて、複数のデータ要素を含むデータフレーム
を受信するためのコードを含む。プログラムコードはさらに、データフレームを、複数の
変換データ要素を有する変換データ行列に変換するためのコードであって、複数の変換デ
ータ要素のそれぞれは、複数のデータ要素のそれぞれに基づく、コードを含む。また、プ
ログラムコード内に、変換データ行列の変換データ要素に従って変調信号を生成するため
のコードも含まれる。
付加的な側面では、本開示は、信号伝送器の中のプロセッサによって実行するためのプ
ログラム命令を含む、非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体に関する。プログラム
命令は、プロセッサに、信号伝送器の入力ポートにおいて、複数のデータ要素を含むデー
タフレームを受信させるための命令を含む。プログラム命令はさらに、プロセッサに、デ
ータフレームを、複数の変換データ要素を有する変換データ行列に変換させ、複数の変換
データ要素のうちの要素は、複数のデータ要素のうちの複数の要素に基づく。加えて、プ
ログラム命令は、プロセッサに変換データ行列の変換データ要素に従って変調信号を生成
させる。
その上さらなる側面では、本開示は、信号伝送器の中のプロセッサによって実行するた
めのプログラム命令を含む、非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体に関する。プロ
グラム命令は、プロセッサに、信号伝送器の入力ポートにおいて、複数のデータ要素を含
むデータフレームを受信させるための命令を含む。命令はまた、プロセッサに、データフ
レームを、複数の変換データ要素を有する変換データ行列に変換させ、複数の変換データ
要素のそれぞれは、複数のデータ要素のそれぞれに基づく。加えて、プログラム命令は、
プロセッサに変換データ行列の変換データ要素に従って変調信号を生成させる。
別の側面では、本開示は、信号伝送システムにおいて使用可能な変調信号を提供する方
法を説明する。この側面の方法は、少なくともＮ個の要素の第１の次元および少なくとも
Ｎ個の要素の第２の次元を有する、元のデータフレームを確立するステップであって、Ｎ
は、１より大きい、ステップと、変換データ行列を提供するよう、時間周波数変換に従っ
て元のデータフレームを変換するステップと、変換データ行列の要素に従って変調信号を
生成するステップとを含む。
別の側面では、本開示は、通信システム内で伝送するためのデータを変調するための方
法を説明する。この側面の方法は、次元ＮｘＮの時間周波数偏移行列を確立するステップ
であって、Ｎは、１より大きい、ステップと、中間データフレームを提供するように、時
間周波数偏移行列をデータフレームと組み合わせるステップと、中間データフレームの要
素の順序を変えることによって変換データ行列を提供するステップと、変換データ行列の
要素に従って変調信号を生成するステップとを含む。
別の側面では、本開示は、データ変調の方法を説明する。この側面の方法は、Ｎ個の要
素の第１の次元およびＮ個の要素の第２の次元を有する、元のデータフレームの中へ一式
のデータ要素を配列するステップであって、Ｎは、１より大きい、ステップと、少なくと
もＮ２個の要素を有する中間データ行列を形成するよう、時間周波数偏移行列に従って元
のデータフレームを変換するステップと、中間データ行列の要素の少なくとも一部分の順
序を変えることによって変換データ行列を提供するステップと、変換データ行列の要素に
基づいて変調信号を生成するステップとを含む。
別の側面では、本開示は、データを受信する方法を説明する。この側面の方法は、一式
のデータ要素から成る伝送データフレームに対応する、データ信号を受信するステップと
、データ信号に基づいて、少なくともＮ個の要素の第１の次元および少なくともＮ個の要
素の第２の次元を有する、受信データフレームを構築するステップであって、Ｎは、１よ
り大きい、ステップと、未置換データフレームを形成するよう、受信データフレームの要
素の少なくとも一部分の順序を逆に変えるステップと、伝送データフレームの再構築バー
ジョンに対応する回復データフレームを形成するよう、第１の逆変換行列に従って、未置
換データフレームを逆変換するステップとを含む。
別の側面では、本開示は、データ伝送の方法を説明する。この側面の方法は、Ｎ個の要
素の第１の次元および少なくともＮ個の要素の第２の次元を有する、元のデータフレーム
の中へ一式のデータ要素を配列するステップであって、Ｎは、１より大きい、ステップと
、少なくともＮ２個の変換要素を有する第１の変換データ行列を形成するように、変換行
列に従って元のデータフレームを変換するステップであって、変換データ要素のそれぞれ
は、元のデータフレームの複数のデータ要素に基づき、第１の変換データ行列の第１の次
元は、周波数偏移軸に対応し、第２の次元は、時間偏移軸に対応する、ステップとを含む
。この側面の方法はさらに、時間偏移軸に関して要素の少なくとも一部分を偏移させるよ
う、第１の変換データ行列の要素の少なくとも一部分の順序を変えることによって置換デ
ータ行列を形成するステップと、伝送フレームを形成するように、周波数偏移符号化行列
を使用して置換データ行列を変換するステップと、伝送フレームの要素に従って変調信号
を生成するステップとを含む。
別の側面では、本開示は、データを受信する方法を説明する。この側面の方法は、１つ
以上の搬送波形上で、元のデータフレームの複数のデータ要素を表す信号を受信するステ
ップであって、データ要素のそれぞれは、既知の一式の波形の周期的時間偏移および周期
的周波数偏移バージョンによって表され、信号に基づいて、少なくともＮ個の要素の第１
の次元および少なくともＮ個の要素の第２の次元を有する、受信データフレームを生成す
るステップであって、Ｎは、１より大きく、第１の次元は、周波数偏移軸に対応し、第２
の次元は、時間偏移軸に対応する、ステップとを含む。この側面の方法はさらに、未変換
行列を生じるよう、復号行列を使用して、受信データフレームの要素に関する逆変換動作
を行うステップと、未変換行列に基づいて、元のデータフレームの推定値を備える回復デ
ータフレームを生成するステップとを含む。
別の側面では、本開示は、時間、周波数、および／またはスペクトル形状（波形）の広
い範囲にわたってデータ記号を拡散することを伴う、新しい信号変調技法を説明する。ス
ペクトル成形が採用されるときに「正規直交時間周波数偏移およびスペクトル成形（「Ｏ
ＴＦＳＳＳ」）」、またはより一般的には「ＯＴＦＳ」と称される、そのような方法は、
従来技術の方法で使用されるデータフレームより概して実質的に大きい「塊」またはフレ
ームであるものの中でデータを送信することによって動作する。つまり、従来技術の方法
が、特定の時間間隔にわたって通信リンクを経由して「Ｎ」個の記号のユニットまたはフ
レームを符号化して送信し得る一方で、ＯＴＦＳは、Ｎ２個の記号のフレームが（多くの
場合、比較的長い時間間隔にわたって）伝送されることを考慮する。ＯＴＦＳ変調を用い
ると、伝送される各データ記号または要素は、時間、周波数、および／またはスペクトル
形状空間の中で、新規の様式で広範囲に拡散される。接続の受信端において、各データ記
号は、実質的にＮ２個の受信記号のフレーム全体に基づいて分解される。
別の側面では、ＮｘＮ（Ｎ２）のコンボリューション単位行列（データフレーム）を使
用して、時間、周波数、および潜在的にスペクトル形状にわたって入力データを拡散する
ことを前提とする無線通信方法が本明細書で開示される。一般に、データ記号のＮ２個全
てが、Ｎ個の特定の拡散時間間隔（それぞれＮ個のタイムスライスから成る）にわたって
受信されるか、またはいかなるそのような記号も受信されないかのいずれか一方である。
伝送プロセス中に、各ＮｘＮデータフレーム行列は、典型的には、第１のＮｘＮ時間周波
数偏移行列で乗算され、順序を変えられ、次いで、第２のＮｘＮスペクトル成形行列で乗
算され、それによって、結果として生じるＮｘＮ行列全体（ＴＦＳＳＳデータ行列と称さ
れ得る）にわたって各データ記号を混合するであろう。次いで、ＴＦＳＳＳデータ行列か
らの列が、タイムスライスにつき１つの要素の基準で、選択され、変調され、伝送される
。受信器において、複製ＴＦＳＳＳ行列が再構築されてデコンボリューションを受け、入
力データの再構築をもたらす。
本明細書で説明されるシステムおよび方法の実施形態は、時間、スペクトル、波形、お
よび／またはスペクトル形状にわたってデータを拡散するために、新規の時間周波数偏移
およびスペクトル成形コードを使用してもよい。そのような実施形態では、時間偏移技法
、周波数偏移技法、および随意にスペクトル成形技法が、ドップラ偏移、多経路効果、お
よび背景雑音によって引き起こされる問題に対して通常は抵抗性がある様式で、データを
高速で伝送するために併せて使用されてもよい。

信号伝送プロセス中に、ＯＴＦＳ伝送器は、周波数の周期的に変化する範囲にわたって、および一連の拡散時間間隔にわたって、各データ要素または記号を細分して伝送してもよい。多くの場合、これは、他の通信システムの中で伝送データフレームに利用されるものよりもいくらか長い期間にわたって、各データ要素または記号が伝送されることを要求するであろう。これらの潜在的により長い伝送期間にもかかわらず、ＯＴＦＳシステムは、本明細書で議論されるコンボリューションおよびデコンボリューションスキームを前提としている複雑な多重化方法を使用することによって、優れたデータ速度を達成することが可能である。そのような方法の使用を通して、比較的大量の情報が、各伝送信号内に含まれてもよい。具体的には、本明細書で開示されるコンボリューションおよびデコンボリューションスキームを使用して各データフレーム中に伝送される、比較的多数（すなわち、Ｎ２）のデータ記号または要素は、別様にＮ個の時間拡散間隔にわたる単一のデータ要素または記号の分割に起因し得る、データ速度の減少にもかかわらず、比較的高いデータ速度が獲得されることを可能にする。また、各データ記号が、典型的には、複数の信号にわたって細分されて送信されるため、本明細書で説明される信号処理スキームは、複数の伝送信号のうちの１つ以上の損失の場合でさえも、データ記号が回復させられることを可能にするために採用されてもよい。加えて、そのようなスキームは、ドップラ偏移および多経路効果等の共通無線通信リンク障害による損失を補償するために採用されてもよい。
例えば、従来技術では、第１の伝送器からの１つの無線信号によって引き起こされるド
ップラ効果が偶然に、第１または第２の伝送器からの別の信号と同一の周波数にかかる（
多経路効果については、受信器に対して恣意的な角度で物体に衝突する、移動する第１ま
たは第２の伝送器からの信号が、同様に受信器に到達する第１または第２の伝送器のドッ
プラ歪曲反射またはエコー信号を生成することができる）場合、これは、混乱、曖昧性、
およびデータ損失をもたらし得る。対照的に、周波数を周期的に偏移させ、複数の時間間
隔にわたってデータの要素を送信することによって、ドップラ「衝突」の衝撃は、実質的
に最小限化され、多くても、特定のデータ記号または要素を伝送するために使用される複
数の信号のうちの１つのみの損失をもたらす、簡潔な過渡効果が生じるであろう。周期的
に偏移する周波数が、多経路効果を補償するさらに別の方法を提供するため、多経路効果
等の他の通信リンク障害の効果も最小限化することができる。
データ要素または記号が、周期的に偏移する周波数の時間範囲にわたって分割され得る
、少なくとも２つの方法、したがって、ＯＴＦＳ方法の２つの基本的形態が存在する。Ｏ
ＴＦＳ方法の第１の形態では、単一の記号からのデータが、複数のタイムスライスにわた
って畳み込み積分されて分割され、最終的にタイムスライスごとの基準で一連のタイムス
ライスとして伝送される。この伝送スキームが使用されるとき、周期的に偏移する周波数
は、複数の時間拡散間隔にわたって達成される。したがって、ＯＴＦＳ方法のこの第１の
形態については、データ伝送の基本単位は、タイムスライス基準で動作する。
ＯＴＦＳ方法の第２の形態では、データは、最終的に特徴的な周波数を伴う一連の波形
として伝送され、各波形は、概してＮ個のタイムスライスから成る拡散時間間隔にわたっ
て持続する。この伝送スキームが使用されるとき、周期的に偏移する周波数は、複数の時
間拡散間隔にわたって達成される。したがって、ＯＴＦＳ方法のこの第２の形態について
は、データ伝送の基本単位は、Ｎ個のタイムスライスから成る比較的長い拡散時間間隔に
わたって動作する。特に指定がない限り、本開示の残りの部分内の議論は、データ伝送の
基本単位がタイムスライス基準で動作する、ＯＴＦＳ方法の第１の形態に焦点を合わせる
であろう。
ＯＴＦＳ方法の第１の形態を再度考慮すると、一実施形態では、ＯＴＦＳ方法のこの形
態は、Ｎ２個の記号または要素を有するＮｘＮデータフレーム行列の形成、および第１の
ＮｘＮ時間周波数偏移行列によるこのデータフレームの乗算を考慮する。この乗算の結果
は、随意に、順序を変えられ、置換に続いて、随意に、第２のＮｘＮスペクトル成形行列
で乗算される。結果として、データのフレームの中のＮ２個のデータ要素は、ここでは「
時間周波数偏移」データ行列または「ＴＦＳ」データ行列と呼ばれる、結果として生じる
ＮｘＮ行列積の全体を通して、本質的に混合または分配される。随意的なスペクトル成形
が使用される場合、結果として生じるＮｘＮ行列積は、「時間周波数偏移およびスペクト
ル成形」データ行列または「ＴＦＳＳＳ」データ行列と称されてもよい。したがって、例
えば、データのＮｘＮフレームの行１列１の中の単一の記号または要素は、最後には、結
果として生じるＮｘＮ ＴＦＳまたはＴＦＳＳＳデータ行列の全ての行および列にわたっ
て分配されてもよい（以下では、ＴＦＳという用語は、ＴＦＳまたはＴＦＳＳＳデータ行
列のいずれか一方を含意し得る）。
次いで、このＴＦＳデータ行列の内容（すなわち、個々の要素）が、選択され、変調さ
れ、伝送されてもよい。通常、このＴＦＳデータ行列からの一度のＮ個の要素（多くの場
合、ＴＦＳデータ行列からの列）が、１つの拡散時間間隔にわたって送信されるように選
択され、したがって、多くの場合、ＴＦＳデータ行列の内容全体を伝送するために、Ｎ個
の拡散時間間隔を必要とする。順に、この拡散時間間隔は、通常、少なくともＮ個のタイ
ムスライスから成る。各タイムスライス中に、Ｎ個の要素の最新の選択からの（例えば、
ＴＦＳデータ行列の選択された列からの）１つの要素が、選択され、変調され、伝送され
る。
受信端では、プロセスは、概して逆に動作する。ＴＦＳデータ行列の個々の要素は、種
々のタイムスライスおよび種々の時間拡散間隔にわたって受信され、受信器が元のＴＦＳ
データ行列の複製（通信リンク障害効果により、完璧な複製ではない場合がある）を組み
立て直すことを可能にする。第１のＮｘＮ時間周波数偏移行列、随意的な置換プロセス、
第２のＮｘＮスペクトル成形行列、およびＴＦＳデータ行列の異なる要素を選択するため
に使用される選択プロセス、ならびに障害効果を克服するための種々の雑音低減または補
償技法のその知識を使用して、次いで、受信器は、Ｎ２個の記号または要素の元のＮｘＮ
データフレーム行列を再構築するであろう。元のデータフレームからの各データ記号また
は要素が、多くの場合、ＴＦＳデータ行列の全体を通して拡散されるため、多くの場合、
ＴＦＳ行列のほとんどまたは全体は、元のデータ記号または要素について解くために再構
築される必要があろう。しかしながら、雑音低減または補償技法を使用することによって
、多くの場合、伝送中の軽微なデータ損失を補償することができる。
いくつかの実施形態では、周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形を利用する、先進的信号変調スキームが、広範囲の状況でチャネル障害を補正するために利用されてもよい。例えば、一側面では、ＯＴＦＳ方法は、エコー反射および周波数オフセットの悪影響を効果的に補償する様式で変調される信号を使用する、複数のデータ記号の転送を考慮してもよい。この方法は、概して、１つ以上のＮｘＮ記号行列の中へこの複数のデータ記号を分配するステップと、伝送器内で発生する信号変調を制御するために、これらの１つ以上のＮｘＮ記号行列を使用するステップとを含むであろう。具体的には、伝送プロセス中に、Ｎ個の波形に加重するために、ＮｘＮ記号行列内の各データ記号が使用される。これらＮ個の波形は、符号化行列Ｕに従って判定される、Ｎ個の周期的時間偏移波形およびＮ個の周期的周波数偏移波形の全ての置換のＮ２サイズのセットから選択される。正味の結果は、各データ記号について、Ｎ個の記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形を生じる。概して、この符号化行列Ｕは、対応する逆復号行列ＵＨを有する、ＮｘＮユニタリ行列であるように選択される。この制約の発動は、符号化行列Ｕが、概して復号することができる結果を生じることを意味する。
この実施例を続けると、ＮｘＮ記号行列の中の各データ記号について、伝送器は、対応
するＮ個の記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形を合計し、ＮｘＮ
記号行列全体がそのように符号化される時間までに、Ｎ２個の総和記号加重された周期的
時間偏移および周期的周波数偏移波形を生じてもよい。次いで、伝送器は、Ｎ個の時間ブ
ロックまたは周波数ブロックの任意の組み合わせにわたって、Ｎ個の複合波形として構築
される、これらのＮ２個の総和記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波
形を伝送するであろう。
この伝送を受信して復号するために、伝送されたＮ２個の総和記号加重された周期的時
間偏移および周期的周波数偏移波形は、後に、対応する復号行列ＵＨによって制御される
受信器によって受信される。次いで、受信器は、種々のＮｘＮ記号行列の中の元の記号を
再構築するために、この復号行列ＵＨを使用するであろう。
この伝送および受信のプロセスは、通常、信号伝送器のコンボリューションおよび変調
部分を制御する、マイクロプロセッサ装備、デジタル信号プロセッサ装備、または他の電
子回路等の種々の電子デバイスによって行われるであろう。同様に、受信および復調のプ
ロセスもまた、概して、信号受信器の復調、累積、およびデコンボリューション部分を制
御する、マイクロプロセッサ装備、デジタル信号プロセッサ装備、または他の電子回路に
依存するであろう。しかしながら、本明細書で開示される例示的な技法およびシステムは
、多くの場合、少なくとも１つの無線伝送器および受信器から成る無線通信システムの文
脈内で議論されるであろうが、これらの実施例は、限定的であることを目的としていない
ことを理解されたい。代替実施形態では、伝送器および受信器は、光学／光ファイバ伝送
器および受信器、電子ワイヤまたはケーブル伝送器および受信器、または他の種類の伝送
器および受信器であってもよい。原則として、音響信号および同等物等のより特殊な信号
伝送媒体もまた、本方法と関連して利用されてもよい。
以前に議論されたように、種々の波形を伝送するために使用される媒体（例えば、光学
、電気信号、または無線信号）にかかわらず、これらの波形は、種々のエコー反射および
周波数偏移等の種々の信号障害によって歪曲されるか、または損なわれ得る。結果として
、受信器は、多くの場合、元の信号の歪曲形態を受信するであろう。ここで、ＯＴＦＳ方
法の実施形態は、周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形が、そのような歪曲を検出
して補正するために特に有用であるという洞察を利用する。
通信信号が有限速度で（多くの場合、光の速度またはその付近で）それぞれの通信媒体
を通って伝搬するため、および伝送器から受信器までの距離が、通常、伝送器とエコーが
生成される場所との間の距離、およびエコーが生成される場所と受信器との間の距離とは
実質的に異なるため、エコー反射の正味の効果は、最初に伝送された波形およびその時間
偏移バージョンの両方が受信器において受信され、それによって、歪曲した複合信号をも
たらすことである。しかしながら、周期的時間偏移波形を利用するＯＴＦＳ方法の実施形
態が、この歪曲に対抗するために採用されてもよい。具体的には、受信器における時間デ
コンボリューションデバイスは、これらの波形の周期的時変パターンを分析し、繰り返し
パターンを判定し、エコー歪曲信号を種々の信号の種々の時間偏移バージョンに分解する
のに役立つために、これらの繰り返しパターンを使用するように動作してもよい。時間デ
コンボリューションデバイスはまた、時間遅延エコー信号が最初に伝送された信号と一致
することを可能にするために、どれだけの時間オフセット（または複数の時間オフセット
）が必要とされるかを判定することもできる。本明細書では時間デコンボリューションパ
ラメータと称され得る、この時間オフセット値は、伝送器および受信器に対するエコー場
所の相対位置として、有用な情報を与えることができるとともに、また、本システムが伝
送器と受信器との間で起こる信号障害のうちのいくつかを特徴付けるのに役立つこともで
きる。これは、より良好な性能のために、通信システムが自動的にそれ自体を最適化する
のに役立つことができる。
エコー反射に加えて、１つ以上の周波数偏移をもたらし得る、他の信号歪曲が起こり得
る。例えば、無線移動伝送器が、静止受信器に向かって、またはそこから離れて移動する
ときに、ドップラ偏移またはドップラ効果が起こり得る。無線移動伝送器が静止受信器に
向かって移動している場合、それが伝送する無線波形は、より高い周波数にオフセットさ
れ、受信器がより低い周波数で変調される信号を期待している場合に混乱を引き起こし得
る。無線移動伝送器が受信器と垂直に移動し、また、無線移動伝送器の経路の中にエコー
源（建築物等）がある場合に、さらに混乱する結果が生じ得る。ドップラ効果により、エ
コー源は、元の信号の青方偏移（より高い周波数）バージョンを受信し、元の信号のこの
青方偏移（より高い周波数）バージョンを受信器に反射する。結果として、受信器は、元
のより低い周波数で、最初に伝送された「直接」無線波形、およびまた、元の無線波形の
時間遅延したより高い周波数のバージョンの両方を受信し、かなり混乱を引き起こすであ
ろう。
周期的時間偏移波形および周期的周波数偏移波形の使用は、この種類の問題に対処する
のに役立ち得ることが分かっている。具体的には、受信した信号のどの部分が歪曲されて
いるか、およびそのような歪曲の程度を受信器が判定することを可能にし得る、重要なパ
ターン合致情報を周期変動がもたらすことが分かっている。一実施形態では、これらの周
期的に変化する信号は、受信器が、受信した信号の２次元（例えば、時間および周波数）
デコンボリューションを行うことを可能にする。例えば、受信器の周波数デコンボリュー
ション部分は、波形の周期的周波数変化パターンを分析し、本質的に周波数パターン合致
を行い、歪曲信号を種々の信号の種々の周波数偏移バージョンに分解することができる。
同時に、受信器のこの部分はまた、周波数歪曲信号を最初に伝送された信号と一致させる
ために、どれだけの周波数オフセットが必要とされるかを判定することもできる。本明細
書では「周波数デコンボリューションパラメータ」と称される、この周波数オフセット値
は、受信器に対する伝送器の速度に関する有用な情報を与えることができる。これは、伝
送器と受信器との間に起こる周波数偏移信号障害のうちのいくつかの特性化を促進し得る。
前述のように、受信器の時間デコンボリューション部分は、波形の周期的時変パターン
を分析し、時間パターン合致を再度行い、エコー歪曲信号を元の信号の種々の時間偏移バ
ージョンに分解することができる。受信器の時間デコンボリューション部分はまた、時間
遅延信号を元の信号または直接信号と一致させるために、どれだけの時間オフセットが必
要とされるかを判定することもできる。再度、「時間デコンボリューションパラメータ」
と呼ばれる、この時間オフセット値はまた、エコー場所の相対位置に関する有用な情報を
与えることもでき、また、本システムが伝送器と受信器との間に起こる信号障害のうちの
いくつかを特徴付けるのに役立つこともできる。
時間および周波数デコンボリューションの両方の正味の効果は、相互に対して異なる距
離および速度で潜在的に存在する、伝送器、受信器、およびエコー源に適用されるとき、
受信器が、損なわれたエコーおよび周波数偏移通信信号を適正に解釈することを可能にす
ることである。
さらに、たとえ受信器において、適切な時間および周波数オフセットまたはデコンボリ
ューションパラメータを適用することによって、最初に伝送された信号の歪曲されていな
い形態から受信されるエネルギーが、望ましくない信号対雑音比を有するように低くても
、代わりに信号に寄与するように、信号の時間および／または周波数偏移バージョンから
のエネルギー（別様に雑音に寄与するであろう）を代わりに利用することができる。
前述のように、時間および周波数デコンボリューションパラメータはまた、伝送器およ
び受信器に対するエコー場所の相対位置および速度、ならびに伝送器と受信器との間の種
々の速度に関する有用な情報を提供することもできる。これらは順に、本システムが伝送
器と受信器との間に起こる信号障害のうちのいくつかを特徴付けるのに役立つとともに、
自動システム最適化方法を支援することができる。
したがって、いくつかの実施形態では、ＯＴＦＳシステムはまた、エコー反射および周波数オフセットのうちの１つまたは組み合わせのいずれか一方により、エコー反射および周波数オフセットによる複数の信号が、伝送器によって以前に送信されたＮ２個の総和記号加重された周期的時間偏移および周波数偏移波形の時間および／または周波数偏移バージョンを表す、時間および／または周波数の畳み込み積分した信号を受信器に受信させる、改良型通信信号受信器のための方法を提供してもよい。ここで、改良型受信器はさらに、種々のエコー反射および周波数オフセットを補正するように、損なわれた信号の時間および／または周波数デコンボリューションを行うであろう。この改良型受信器方法は、時間および周波数の畳み込みを解いた結果（すなわち、より高い品質およびより低い信号対雑音比を伴う信号）、ならびに自動通信チャネル最適化に加えて他の目的にも有用である、種々の時間および周波数デコンボリューションパラメータをもたらすであろう。これらの他の目的は、チャネル測深（すなわち、種々の通信システム信号障害をより良好に特徴付ける）、種々の信号障害に従って変調方法を適応的に選択すること、およびレーダシステムにおける改良さえも含むことができる。
本発明は、例えば、以下を提供する。
（項目１）
信号伝送システムにおいて使用可能な変調信号を提供する方法であって、前記方法は、
複数のデータ要素を含むデータフレームを、複数の変換データ要素を有する変換データ行列に変換することであって、前記複数の変換データ要素のうちの要素は、前記複数のデータ要素のうちの複数の要素に基づく、ことと、
前記変換データ行列の前記変換データ要素に従って前記変調信号を生成することと
を含む、方法。
（項目２）
前記変換することは、時間および周波数の両方に関して前記複数のデータ要素のうちの要素を変換することを含む、項目１に記載の方法。
（項目３）
前記データフレームは、Ｎ個のデータ要素の第１の次元およびＮ個のデータ要素の第２の次元を有し、Ｎは、１より大きい、項目１に記載の方法。
（項目４）
前記変換データ行列は、Ｎ個の変換データ要素の第１の次元およびＮ個の変換データ要素の第２の次元を有する、項目３に記載の方法。
（項目５）
前記生成することは、列ごとに前記変換データ行列の前記変換データ要素を選択することを含む、項目１に記載の方法。
（項目６）
信号伝送システムにおいて使用可能な変調信号を提供する方法であって、前記方法は、
複数のデータ要素を含むデータフレームを、複数の変換データ要素を有する変換データ行列に変換することであって、前記複数の変換データ要素のそれぞれは、前記複数のデータ要素のそれぞれに基づく、ことと、
前記変換データ行列の前記変換データ要素に従って前記変調信号を生成することと
を含む、方法。
（項目７）
前記複数の変換データ要素のそれぞれは、前記複数のデータ要素のそれぞれに対応する加重寄与を含む、項目６に記載の方法。
（項目８）
前記変換することは、時間および周波数の両方に関して前記複数のデータ要素のそれぞれを変換することを含む、項目６に記載の方法。
（項目９）
前記データフレームは、Ｎ個のデータ要素の第１の次元およびＮ個のデータ要素の第２の次元を有し、Ｎは、１より大きい、項目６に記載の方法。
（項目１０）
前記変換データ行列は、Ｎ個の変換データ要素の第１の次元およびＮ個の変換データ要素の第２の次元を有する、項目９に記載の方法。
（項目１１）
前記生成することは、列ごとに前記変換データ行列の前記変換データ要素を選択することを含む、項目６に記載の方法。
（項目１２）
通信システムにおける使用のための信号伝送器であって、前記信号伝送器は、
入力ポートと、
出力ポートと、
プロセッサと、
前記プロセッサによって実行可能なプログラムコードを含むメモリと
を備え、前記プログラムコードは、
前記入力ポートにおいて、複数のデータ要素を含むデータフレームを受信するためのコードと、
前記データフレームを、複数の変換データ要素を有する変換データ行列に変換するためのコードであって、前記複数の変換データ要素のうちの要素は、前記複数のデータ要素のうちの複数の要素に基づく、コードと、
前記変換データ行列の前記変換データ要素に従って変調信号を生成するため、および前記変調信号を前記出力ポートに提供するためのコードと
を含む、
信号伝送器。
（項目１３）
前記プログラムコードは、時間および周波数の両方に関して前記複数のデータ要素のうちの要素を変換するためのコードをさらに含む、項目１２に記載の信号伝送器。
（項目１４）
前記データフレームは、Ｎ個のデータ要素の第１の次元およびＮ個のデータ要素の第２の次元を有し、Ｎは、１より大きい、項目１２に記載の信号伝送器。
（項目１５）
前記変換データ行列は、Ｎ個の変換データ要素の第１の次元およびＮ個の変換データ要素の第２の次元を有する、項目１２に記載の信号伝送器。
（項目１６）
前記プログラムコードは、列ごとに前記変換データ行列の前記変換データ要素を選択するためのコードをさらに含む、項目１２に記載の信号伝送器。
（項目１７）
通信システムにおける使用のめの信号伝送器であって、前記信号伝送器は、
入力ポートと、
出力ポートと、
プロセッサと、
前記プロセッサによって実行可能なプログラムコードを含むメモリと
を備え、前記プログラムコードは、
前記入力ポートにおいて、複数のデータ要素を含むデータフレームを受信するためのコードと、
前記データフレームを、複数の変換データ要素を有する変換データ行列に変換するためのコードであって、前記複数の変換データ要素のそれぞれは、前記複数のデータ要素のそれぞれに基づく、コードと、
前記変換データ行列の前記変換データ要素に従って変調信号を生成するためのコードと
を含む、
信号伝送器。
（項目１８）
前記複数の変換データ要素のそれぞれは、前記複数のデータ要素のそれぞれに対応する加重寄与を含む、項目１７に記載の信号伝送器。
（項目１９）
前記プログラムコードは、時間および周波数の両方に関して前記複数のデータ要素のそれぞれを変換するためのコードを含む、項目１７に記載の信号伝送器。
（項目２０）
前記データフレームは、Ｎ個のデータ要素の第１の次元およびＮ個のデータ要素の第２の次元を有し、Ｎは、１より大きい、項目１７に記載の信号伝送器。
（項目２１）
前記変換データ行列は、Ｎ個の変換データ要素の第１の次元およびＮ個の変換データ要素の第２の次元を有する、項目２０に記載の信号伝送器。
（項目２２）
前記プログラムコードは、列ごとに前記変換データ行列の前記変換データ要素を選択するためのコードを含む、項目１７に記載の信号伝送器。
（項目２３）
信号伝送器におけるプロセッサによる実行のためのプログラム命令を含む、非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体であって、前記プログラム命令は、前記プロセッサに、
前記信号伝送器の入力ポートにおいて、複数のデータ要素を含むデータフレームを受信することと、
前記データフレームを、複数の変換データ要素を有する変換データ行列に変換することであって、前記複数の変換データ要素のうちの要素が、前記複数のデータ要素のうちの複数の要素に基づく、ことと、
前記変換データ行列の前記変換データ要素に従って変調信号を生成することと
を行わせるための命令を備える、
非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目２４）
前記プログラム命令は、時間および周波数の両方に関して前記複数のデータ要素のうちの要素を変換するための命令をさらに含む、項目２２に記載の非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目２５）
前記データフレームは、Ｎ個のデータ要素の第１の次元およびＮ個のデータ要素の第２の次元を有し、Ｎは、１より大きい、項目２３に記載の非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目２６）
前記変換データ行列は、Ｎ個の変換データ要素の第１の次元およびＮ個の変換データ要素の第２の次元を有する、項目２３に記載の非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目２７）
前記プログラム命令は、前記プロセッサに列ごとに前記変換データ行列のデータ要素を変換させるための命令をさらに含む、項目２３に記載の非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目２８）
信号伝送器におけるプロセッサによる実行のためのプログラム命令を含む、非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体であって、前記プログラム命令は、前記プロセッサに、
前記信号伝送器の入力ポートにおいて、複数のデータ要素を含むデータフレームを受信することと、
前記データフレームを、複数の変換データ要素を有する変換データ行列に変換することであって、前記複数の変換データ要素のそれぞれが、前記複数のデータ要素のそれぞれに基づく、ことと、
前記変換データ行列の前記変換データ要素に従って変調信号を生成することと
を行わせるための命令を備える、
非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目２９）
前記複数の変換データ要素のそれぞれは、前記複数のデータ要素のそれぞれに対応する加重寄与を含む、項目２８に記載の非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目３０）
前記プログラム命令は、前記プロセッサに時間および周波数の両方に関して前記複数のデータ要素のそれぞれを変換させるための命令をさらに含む、項目２８に記載の非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目３１）
前記データフレームは、Ｎ個のデータ要素の第１の次元およびＮ個のデータ要素の第２の次元を有し、Ｎは、１より大きい、項目２８に記載の非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目３２）
前記変換データ行列は、Ｎ個の変換データ要素の第１の次元およびＮ個の変換データ要素の第２の次元を有する、項目３１に記載の非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目３３）
前記プログラム命令は、前記プロセッサに列ごとに前記変換データ行列の前記変換データ要素を選択させるための命令をさらに含む、項目２８に記載の非一過性のコンピュータ読み取り可能な媒体。
（項目３４）
前記変調信号に従って搬送波信号を変調するための伝送器回路をさらに含む、項目１２に記載の信号伝送器。
本発明の種々の実施形態の性質および目的のより良い理解のために、添付図面と併せて解釈される、以下の発明を実施するための形態を参照されたい。
図１は、時間／周波数選択性フェージングを呈し得る、無線通信システムの実施例を図示する。 図２は、図１の無線通信システムにおける通信をモデル化するために使用することができる、例示的な数学モデルを示す。 図３Ａは、ＯＴＦＳ通信システムの構成要素の例示的なブロック図を示す。 図３Ｂは、図３Ａのシステム内の伝送デバイスのＯＴＦＳ送受信器がデータフレームを伝送し得る、プロセスを図示する。 図３Ｃは、図３Ａのシステム内の受信デバイスのＯＴＦＳ送受信器が伝送データフレームを受信し得る、プロセスを図示する。 図４Ａは、例示的なＯＴＦＳ送受信器の構成要素を図示する。 図４Ｂは、それに従ってＯＴＦＳ送受信器がＴＦＳデータ行列を利用して情報を伝送、受信、および再構築し得る、例示的なプロセスを図示する。 図５は、例示的なＯＴＦＳ方法と、時間／周波数フェージングを呈する例示的な通信チャネルを経由した時分割多重アクセス方法との間の予測ビットエラー率の比較を図示する。 図６Ａは、無線リンクを経由してデータを伝送するためにＯＴＦＳ方法が使用され得る、１つの様式の概観を示す。 図６Ｂは、図６Ａの方法を行うための例示的なＯＴＦＳ伝送器の構成要素を図示する。 図６Ｃは、例示的なＯＴＦＳデータ伝送方法を表す流れ図である。 図７Ａは、無線リンクを経由してデータを受信するためにＯＴＦＳ方法が使用され得る、１つの様式の概観を示す。 図７Ｂは、図７Ａの方法を行うための例示的なＯＴＦＳ受信器の構成要素を図示する。 図７Ｃは、例示的なＯＴＦＳデータ復調方法を表す流れ図である。 図８は、ＯＴＦＳ方法の第２の形態に従ってデータを畳み込み積分し、かつ畳み込みを解くために使用される、例示的な一式の基本構成ブロックを示す。 図９は、伝送データのグループ間のガード時間を含む、例示的な伝送フレームを示す。 図１０は、ＯＴＦＳ方法の第２の形態に従ってデータを畳み込み積分し、かつデータを伝送するために使用される、周期的コンボリューション方法の略図を示す。 図１１は、図９の伝送フレームに起因する受信フレームの例示的な構造を示す。 図１２は、ＯＴＦＳ方法の第２の形態に従って受信データの畳み込みを解くために使用される、周期的デコンボリューション方法の略図を示す。 図１３は、第１の代替的なＯＴＦＳ伝送スキームに一致する伝送器によって行われる動作を図示する。 図１４は、第１の代替的なＯＴＦＳ伝送スキームに一致する受信器によって行われる動作を図示する。 図１５は、第２の代替的なＯＴＦＳ伝送スキームに一致する伝送器によって行われる動作を図示する。 図１６は、第２の代替的なＯＴＦＳ伝送スキームに一致する受信器によって行われる動作を図示する。 図１７は、時分割多重伝送基底を表す恒等行列の形態でユニタリ行列［Ｕ１］を図示する。 図１８は、周波数分割多重伝送基底を表すＤＦＴ行列の形態でユニタリ行列［Ｕ１］を図示する。 図１９は、符号分割多重伝送基底を表すアダマール行列の形態でユニタリ行列［Ｕ１］を図示する。 図２０は、時間および周波数の両方で拡散されたＬｘＮｘＮ記号を備えるデータのフレームを構成する、一連のＬ−ＯＴＦＳ ＮｘＮ行列を図示する。 図２１Ａは、ＯＴＦＳ伝送器モジュールの一実施形態のより詳細な略図を示す。 図２１Ｂは、図２１ＡのＯＴＦＳ伝送器内で生成されたＴＦＳ行列を描写する。 図２１Ｃは、図２１Ａの伝送器の動作に関連する時系列を描写する。 図２２は、ＯＴＦＳ変調スキームで使用することができる、例示的な置換演算を図示する。 図２３は、ＯＴＦＳ変調スキームで使用することができる、別の例示的な置換演算を図示する。 図２４は、ＯＴＦＳ変調スキームで使用することができる、第１の例示的な時間および周波数タイリングアプローチを図示する。 図２５は、ＯＴＦＳ変調スキームで使用することができる、第２の例示的な時間および周波数タイリングアプローチを図示する。 図２５は、ＯＴＦＳ変調スキームで使用することができる、第３の例示的な時間および周波数タイリングスキームを図示する。 図２７は、種々の種類のエコー反射を補償するよう、受信した信号の時間デコンボリューションが行われることを可能にするために、周期的時間偏移波形の伝送を図示する。 図２８は、エコー反射および周波数偏移の両方を補償するよう、受信した信号の時間および周波数デコンボリューションの両方が行われることを可能にするために、周期的時間偏移波形および周期的周波数偏移波形の両方の伝送を図示する。 図２９は、単一の記号行列内で関連付けられる一連のＮ個の連続時間ブロックとして、または代替として、異なる記号行列からの一連の時間インターリーブしたブロックとしてのいずれか一方で、種々の複合波形ブロックの伝送を図示する。 図３０は、１つ以上のより広い周波数範囲にわたって、より短い持続時間ブロックとして、または１つ以上のより狭い周波数範囲にわたって、より長い持続時間ブロックとしてのいずれか一方で、種々の複合波形ブロックの伝送を図示する。 図３１は、等化器を使用してエコー反射および周波数偏移の効果を数学的に補償するように構成される、受信器処理セクションの高レベル表現を示す。 図３２Ａは、エコー反射および周波数偏移が、伝送された信号を曖昧にし、または損ない、または歪曲させ得る、通信チャネルの実施例を示す。 図３２Ｂは、歪曲を補正するために使用され得る、適応線形等化器の実施例を示す。 図３２Ｃは、歪曲を補正するために使用され得る、適応決定フィードバック等化器の実施例を示す。 図３３は、チャネルを通した伝搬中に信号が遭遇し得る、種々のエコー（時間偏移）および周波数偏移を図示する、時間周波数グラフを示す。 図３４は、適応決定フィードバック等化器のフィードフォワード（ＦＦ）部分によって生成されるタップ値の時間周波数マップを例証的に表す。 図３５は、適応決定フィードバック等化器のフィードバック（ＦＢ）部分によって生成されるタップ値の時間周波数マップを例証的に表す。 図３６Ａおよび３６Ｂは、少なくとも部分的に期待待ち時間に基づいて、インターリービングスキームに一致する種々の異なる時間ブロックを伝送することの有用性を実証する。 図３７は、本開示による、全二重ＯＴＦＳ送受信器の実施例を図示する。 図３８は、本開示による、反復信号分離を提供するＯＴＦＳ受信器の実施例を図示する。 図３９Ａ、３９Ｂ、３９Ｃ、および３９Ｄは、一対の変換行列またはフレームを使用するＯＴＦＳ符号化が、どのようにしてＮ２個のデータ記号ｄｉｊを基底フレームＦｉｊのＮ２個の異なる基底行列Ｂｉｊの中へ拡散することができるかを図示する。 図３９Ａ、３９Ｂ、３９Ｃ、および３９Ｄは、一対の変換行列またはフレームを使用するＯＴＦＳ符号化が、どのようにしてＮ２個のデータ記号ｄｉｊを基底フレームＦｉｊのＮ２個の異なる基底行列Ｂｉｊの中へ拡散することができるかを図示する。 図３９Ａ、３９Ｂ、３９Ｃ、および３９Ｄは、一対の変換行列またはフレームを使用するＯＴＦＳ符号化が、どのようにしてＮ２個のデータ記号ｄｉｊを基底フレームＦｉｊのＮ２個の異なる基底行列Ｂｉｊの中へ拡散することができるかを図示する。 図３９Ａ、３９Ｂ、３９Ｃ、および３９Ｄは、一対の変換行列またはフレームを使用するＯＴＦＳ符号化が、どのようにしてＮ２個のデータ記号ｄｉｊを基底フレームＦｉｊのＮ２個の異なる基底行列Ｂｉｊの中へ拡散することができるかを図示する。 図４０は、多重アンテナＯＴＦＳシステムにおける信号分離を促進するために採用され得る、時間・周波数・空間決定フィードバック等化器のブロック図である。 図４１は、時間・周波数・空間決定フィードフォワードＦＩＲフィルタのブロック図である。 図４２は、時間・周波数・空間決定フィードバックＦＩＲフィルタのブロック図である。 図４３は、例示的な無線通信システムで利用することができる、従来の送受信器の高レベル表現を提供する。 図４４Ａおよび４４Ｂは、拡散カーネルを利用するように構成される第１および第２のＯＴＦＳ送受信器の実施形態のブロック図表現を提供する。 図４５は、ＯＴＦＳ送受信器によって行われる動作を表す流れ図である。 図４６は、２次元時間周波数行列を伝送された波形に転換するように配置される、直交マップとしての変調器の機能を図示する。 図４７および４８は、直交マップに従った、復調器による２次元時間周波数行列への受信した波形の変換を図示する。 図４７および４８は、直交マップに従った、復調器による２次元時間周波数行列への受信した波形の変換を図示する。 図４９は、最小二乗平均（ＬＭＳ）等化手順を行うように構成される２次元決定フィードバック等化器の例示的な実装を図示する。 図５０は、セルサイトおよび関連セルサービスエリアから成るセルラー通信システムのコンテキスト内のＯＴＦＳメッシュネットワークを示す。 図５１は、一式の有線ネットワークゲートウェイの周囲に組織化されたＯＴＦＳメッシュネットワークを示す。 図５２は、複数のメッシュ要素を含む、単一チャネル無線メッシュネットワークから成るＯＴＦＳメッシュネットワークシステムを示す。 図５３は、２次元チャネルインパルスの説明図を提供する。 図５４Ａ−５４Ｃは、２次元チャネル歪曲後の入力および出力ストリームを描写する。

本明細書で説明される信号変調技法の１つの独特な側面は、時間、周波数、およびスペクトル形状の比較的広い範囲にわたって単一の記号のデータを拡散するという概念である。対照的に、従来技術の通信システムは、所与のデータ記号を、そのようなデータ記号と一意的に関連付けられる特定の時間拡散間隔またはタイムスライスに割り当てることを前提としている。以下で議論されるように、開示されたＯＴＦＳ方法は、少なくとも部分的に、多くの場合、種々の利点が、他の記号と共有される複数の時間拡散間隔にわたって単一の記号のデータを拡散することから生じ得るという認識に基づく。従来技術と対照的に、ＯＴＦＳ方法は、複数のタイムスロット、複数の周波数またはスペクトル領域（拡散スペクトラム）、および複数のスペクトル形状の両方にわたって、単一のデータ記号を畳み込み積分することを伴ってもよい。以下で説明されるように、データコンボリューションへのこのアプローチは、損なわれた通信リンクを経由して優れた性能をもたらす。
システム概観
図１は、時間／周波数選択性フェージングを呈し得る無線通信システム１００の実施例を図示する。システム１００は、伝送器１１０（例えば、携帯電話の中継塔）と、受信器１２０（例えば、携帯電話）とを含む。図１で図示されるシナリオは、受信器１００に着信する前に伝送器１００から伝送される信号が通って進行する、複数の経路（多経路）を含む。第１の経路１３０は、木１３２を通って反射し、第２の経路１４０は、建築物１４２から反射し、第３の経路１５０は、第２の建築物１５２から反射する。第４の経路１６０は、移動する車１６２から反射する。経路１３０、１４０、１５０、および１６０のそれぞれが異なる距離を進行し、異なるレベルおよび異なる周波数で減衰またはフェードされるため、従来的に構成されるとき、受信器１２０は、多経路信号の相殺的干渉により、通話をドロップするか、または低スループットに少なくとも悩まされ得る。
ここで図４３を参照すると、図１の無線通信システム１００で利用することができる従
来の送受信器４３００の高レベル表現が提供される。送受信器４３００は、例えば、時分
割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）、または直交周波数分
割多重アクセス（ＯＦＤＭ）システム用の確立されたプロトコルに従って動作することが
できる。ＴＤＭＡ、ＣＤＭＡ、およびＯＦＤＭシステム等の従来の無線通信システムでは
、伝送器４３０４と受信器４３０８との間の多経路通信チャネル４３１０は、１次元モデ
ルによって表される。これらのシステムでは、チャネル歪曲は、通信チャネルのインパル
ス応答の１次元表現を使用して特徴付けられる。送受信器４３００は、受信器４３０８に
よって生成される１次元出力データストリーム４３３０から、この推定チャネル歪曲を少
なくとも部分的に除去するように構成される、１次元等化器４３２０を含んでもよい。
残念ながら、１次元チャネルモデルの使用は、いくつかの基礎的問題を提示する。第１
に、既存の通信システムで採用される１次元チャネルモデルは、静止しておらず、つまり
、通信チャネルの記号歪曲影響が記号によって変化する。加えて、チャネルが１次元のみ
でモデル化されるとき、「チャネルフェージング」により、ある受信した信号は、他の信
号よりもエネルギーが有意に低いであろう可能性が高い。最終的に、１次元チャネル状態
情報（ＣＳＩ）は、ランダムに見え、その大部分は、特定の点で得られるチャネル測定値
の間で補間することによって推定され、したがって、情報を本質的に不正確にする。これ
らの問題は、多重アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムにおいて悪化するのみである。以下
で議論されるように、本明細書で説明されるＯＴＦＳ方法の実施形態は、１次元チャネル
モデルの使用から生じる基礎的問題を実質的に克服するために使用することができる。
方程式（１）によって以下で示されるように、一側面では、ＯＴＦＳ方法は、無線チャ
ネルが時間およびドップラ偏移の組み合わせの加重重畳として表されてもよい。
既存のチャネルモデルと関連付けられるパラメータと対照的に、方程式（１）の時間周
波数加重（τ，）は、２次元であり、無線チャネルを完全に特徴付けると考えられる。時
間周波数加重（τ，）は、無線チャネルに存在する多様性分岐の本質的に全てを表すこと
を目的としている。これは、１次元モデルを前提としたシステムで共通するフェージング
に対して、ＯＴＦＳシステムおよび概して２次元チャネルモデルに基づく他の通信システ
ムによって経験されるフェージング効果を実質的に最小限化すると考えられる。最終的に
、従来の通信システムで採用される非静止１次元チャネルモデルと対照的に、方程式（１
）の時間周波数加重（τ，）は、実質的に静止しており、つまり、加重は、ＯＴＦＳシス
テムの例示的実施形態の時間的尺度に対して非常にゆっくりと変化する。
ＯＴＦＳ通信システムの実施形態における方程式（１）の２次元チャネルモデルの使用
は、いくつかの利点を得る。例えば、方程式（１）のチャネルモデルの使用は、チャネル
多経路遅延およびドップラ偏移の両方が同時に正確にプロファイル作成されることを可能
にする。このモデルおよび本明細書で説明されるＯＴＦＳ変調技法の使用はまた、全ての
記号がチャネル内に存在する多様性分岐の実質的に全てを経験するため、チャネルエコー
の理路整然とした組立およびフェージング現象の最小限化を促進する。２次元チャネルモ
デルが本質的に静止していると考慮して、全ての記号は、実質的に同一の２次元パターン
に従って確定的に歪曲される（不鮮明にされる）。継続的な２次元での通信チャネルのこ
の安定した正確な特性化はさらに、どのようにして各ビットがチャネルを横断して送達さ
れるかを「カスタマイズすること」によって、ＯＴＦＳシステムがデータ歪曲を最小限化
することを可能にする。最終的に、２次元チャネルモデルの使用は、複数のソースの間の
相互緩衝を分断して排除することによって、効果的な信号分離を可能にする。
ここで、時間／周波数選択性フェージングをモデル化するために使用することができる、数学モデル２００の実施例を図示する、図２に注意を向ける。モデル２００の伝送側は、前置等化器２１０と、伝送器／変調構成要素２２０と、チャネルモデル２３０と、加算器２５０を介して伝送された信号と組み合わせられる付加雑音２４０とを含む。モデル２００の受信側は、受信器／復調器２６０と、後置等化器２７０とを含む。
前置等化器２１０は、受信器／復調器２６０および／または後置等化器２７０によって
行われる測定によって判定されるように、モデルの受信側からチャネルを経由して受信さ
れるフィードバックに基づいて、チャネルモデルｈｃにおいて変化するチャネル条件を補
うために使用することができる、歪曲前伝達関数ｈｔをモデル化するために使用される。
伝送器／変調器２２０は、チャネル２３０を経由してデータを伝送するために、本明細書
で説明される変調スキームを使用する。
受信器／復調器２６０は、チャネル２３０を経由して受信される信号を復調する。受信
した信号は、チャネル伝達関数ｈｃによって判定されるように、時間／周波数選択性フェ
ージングによって歪曲されており、付加雑音２４０を含む。受信器／復調器２６０および
後置等化器２７０は、チャネル条件による時間／周波数選択性フェージングおよび付加雑
音によって引き起こされる歪曲を低減させるために、本明細書で議論される方法を利用す
る。数学モデル２００は、元のデータＤに作用する３つの伝達関数の数学的組み合わせを
行うことによって、等化データＤｅｑの性質を判定するために使用することができる。３
つの伝達関数は、伝送器伝達関数ｈｔ、チャネル伝達関数ｈｃ、および等化器伝達関数ｈ
ｒを含む。
本明細書で説明されるＯＴＦＳ方法およびシステムの実施形態は、部分的に、本明細書
で説明される様式で、時間、スペクトル、および／またはスペクトル形状にわたって所与
の記号に対するデータを拡散することにより、干渉、具体的には、ドップラ効果および多
経路効果、ならびに一般的な背景雑音効果によって引き起こされる干渉に対して実質的に
抵抗性がある変調信号を生じるという認識に基づく。また、ＯＴＦＳ方法は、既存の通信
システム（例えば、ＯＦＤＭシステム）によって必要とされるほど精密ではない、受信器
と伝送器との間の周波数同期を必要とすると考えられる。
本質的に、ＯＴＦＳ方法は、従来技術の方法よりも概して長い期間にわたって記号群に対するデータを送信させる方法で、時間、周波数、およびいくつかの実施形態ではスペクトル形状の両方にわたってＮ２個の記号群（本明細書では「フレーム」と呼ばれる）に対するデータを畳み込み積分する。ＯＴＦＳ方法の使用はまた、従来技術の方法よりも概して長い期間にわたって所与の記号群に対するデータを累積させる。しかしながら、ある実施形態では、本方法によって可能にされる他の伝送効率を活用することによる、そのようなより長い伝送期間の使用にもかかわらず、ＯＴＦＳ方法は、それでもなお、有利なデータ速度が達成されることを可能にしてもよい。例えば、一実施形態では、記号群が、同一の拡散スペクトルコードを使用して伝送されてもよい。これは（各記号がコードと一意的に関連付けられないであろうため）別様に混乱および曖昧性をもたらし得るが、ＯＴＦＳ方法の使用は、例えば、一連の時間および周波数期間にわたって異なる（しかし以前に定義された）拡散スペクトルコンボリューション方法を使用して、記号が送信されることを可能にしてもよい。結果として、記号に対応するデータの全てが最終的に受信器内で累積されるとき、記号のフレームまたはグループ全体が、従来技術の技法によって考慮されない様式で再構築されてもよい。一般に、開示されたアプローチと関連付けられる１つのトレードオフは、データの多重記号フレーム全体が正しく受信されるであろうか、またはフレームのうちのいずれも正しく受信されないであろうかのいずれか一方であり、つまり、通信チャンネル内に過剰に多くの干渉がある場合には、畳み込みを解いて複数の記号を取り出すことに成功する能力がないことがある。しかしながら、議論されるように、ＯＴＦＳの種々の側面が、別様にこの明白なトレードオフに起因するであろう、性能の任意の劣化を軽減し得る。
図３Ａは、例示的なＯＴＦＳ通信システム３００の構成要素のブロック図である。示さ
れるように、システム３００は、伝送デバイス３１０と、受信デバイス３３０とを含む。
伝送デバイス３１０および受信デバイス３３０は、それぞれ、第１および第２のＯＴＦＳ
送受信器３１５−１および３１５−２を含む。ＯＴＦＳ送受信器３１５−１および３１５
−２は、本明細書で説明される様式で、通信チャネル３２０を介して、一方向性または双
方向性のいずれか一方で通信する。本明細書で説明される例示的実施形態では、システム
３００は、無線通信システムを備えてもよいが、他の実施形態では、通信チャネルは、例
えば、光ファイバまたは同軸ケーブル内の通信チャネル等の有線通信チャネルを備えても
よい。上記で説明されたように、通信チャネル３２０は、複数の経路を含み、時間／周波
数選択性フェージングによって特徴付けられてもよい。
図４は、例示的なＯＴＦＳ送受信器４００の構成要素を図示する。ＯＴＦＳ送受信器４
００は、図３の通信システム３００で図示される例示的なＯＴＦＳ送受信器３１５の一方
または両方として使用することができる。ＯＴＦＳ送受信器４００は、前置等化器４１０
と、ＯＴＦＳエンコーダ４２０と、ＯＴＦＳ変調器４３０とを含む、伝送器モジュール４
０５を含む。ＯＴＦＳ送受信器４００はまた、後置等化器４８０と、ＯＴＦＳデコーダ４
７０と、ＯＴＦＳ復調器４６０とを含む、受信器モジュール４５５も含む。ＯＴＦＳ送受
信器の構成要素は、ハードウェア、ソフトウェア、またはその組み合わせで実装されても
よい。ハードウェア実装については、処理ユニットは、１つ以上の特定用途向け集積回路
（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理デバイス（ＤＳＰ
Ｄ）、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ
（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ
、上記で説明される機能を果たすように設計されている他の電子ユニット、および／また
はその組み合わせ内で実装されてもよい。送受信器４００の種々の構成要素を考慮して、
開示されたＯＴＦＳ方法を説明する。
一側面では、ＯＴＦＳ通信の方法は、通信チャネル３２０を通して伝送デバイス３１０
から受信デバイス３３０へ少なくとも１つのデータのフレーム（［Ｄ］）を伝送すること
を伴い、そのようなデータのフレームは、最大でＮ２個のデータ要素の行列を備え、Ｎは
１より大きい。本方法は、各データ要素の値が、伝送されるときに複数の無線波形にわた
って拡散され、各波形が特徴的な周波数を有し、各波形がデータフレーム［Ｄ］からの複
数の該データ要素から畳み込み積分された結果を搬送するように、ＯＴＦＳ送受信器３１
５−１内で、データフレームのデータ要素を畳み込み積分するステップを含む。さらに、
伝送プロセス中に、各データ要素の値が、複数の時間にわたって送信される複数の周期的
周波数偏移波形として伝送されるように、複数の時間にわたって、この複数の無線波形の
周波数を周期的に偏移させる。受信デバイス３３０では、ＯＴＦＳ送受信器３１５−２は
、これらの無線波形を受信して畳み込みを解き、それによって、該少なくとも１つのデー
タのフレーム［Ｄ］の複製を再構築する。例示的実施形態では、コンボリューションプロ
セスは、これらの無線波形の実質的に全てが伝送および受信されるまで、恣意的なデータ
のフレーム（［Ｄ］）の恣意的なデータ要素が完全精度で再構築されるように保証できな
いようなものである。
図５は、ＴＤＭＡシステムおよびＯＴＦＳシステムのシミュレーションによって予測さ
れるビットエラー率（ＢＥＲ）の比較を図示する。両方のシステムは、１６ＱＡＭ配置を
利用する。シミュレーションは、１００Ｈｚのドップラ拡散および３マイクロ秒の遅延拡
散をモデル化した。グラフから分かるように、ＯＴＦＳシステムは、同一の信号対雑音比
（ＳＮＲ）について、ＴＤＭＡシステムよりもはるかに低いＢＥＲを提供する。
ここで、例えば、ＯＴＦＳ送受信器４００として実装され得る、ＯＴＦＳ送受信器４５
００によって行われる動作を表す流れ図である、図４５に注意を向ける。ＯＴＦＳ送受信
器４５００は、変調器４５１０を含む伝送器と、復調器４５２０および２次元等化器４５
３０を含む受信器とを含む。動作時に、ＯＴＦＳ送受信器４５００の伝送器は、以降では
ＴＦ行列と称され得る、記号のＮ×Ｎ行列の形態で２次元記号ストリームを受信する。
図４６で図示されるように、一実施形態では、変調器４５１０は、２次元ＴＦ行列を以
下の伝送波形に変換するように配置される、直交マップとして機能する。
図４７を参照すると、復調器４５２０は、出力ストリームを生成するために、直交マッ
プに従って、受信波形を２次元ＴＦ行列に変換する。
一実施形態では、ＯＴＦＳ送受信器４５００は、例えば、遅延分解能（すなわち、デジ
タル時間「チック」またはクロック増分）、ドップラ分解能、処理利得係数（ブロックサ
イズ）、および正規直交基底関数を含む、いくつかの可変パラメータによって特徴付けら
れてもよい。これらの可変パラメータのそれぞれは、以下のように表され得る。
遅延分解能（デジタル時間チック）：
ドップラ分解能：
処理利得係数（ブロックサイズ）：
ＣＮｘ１の正規直交基底（スペクトル形状）：
図４５によって図示されるように、動作中、変調器４５１０は、ＴＦ行列ｘ∈ＣＮ×Ｎ
を取り込み、それをパルス波形に変換する。一実施形態では、パルス波形は、ハイゼンベ
ルグ表示およびスペクトル形状に関して定義される、パルス列を備える。
式中、ｂ１、ｂ２…ｂＮは、図４８で図示され、ハイゼンベルグ関係に従って、
である。
ハイゼンベルグ表示は、
であることを規定し、式中、ＬｔおよびＭｗは、それぞれ、周期的時間および周波数偏移
を表し、以下のように表され得る。
復調器４５２０は、受信波形を取り込み、それをウィグナー変換およびスペクトル形状
に関して定義されるＴＦ行列ｙ∈ＣＮ×Ｎに変換する。
ＭおよびＤ（ストーン・フォン・ノイマン定理）の主要性質は、以下である。
図４９で図示されるように、等化器４５３０は、以下であるように、最小二乗平均（Ｌ
ＭＳ）等化手順を行うように構成される、２次元決定フィードバック等化器として実装さ
れてもよい。
行列の定式化
本説明の全体を通して、行列の用語の使用は、ＯＴＦＳ送受信器３１５−１またはＯＴＦＳ送受信器３１５−２のいずれか一方によって実行されるであろう種々の動作の簡潔な説明であるものとして理解されるべきである。したがって、特定の行列の係数を取得するために使用される一連のステップは、概して、伝送器または受信器電子回路（例えば、図４Ａで図示される伝送器４０５および受信器４５５の種々の構成要素）のための一式の命令に対応する。例えば、一式の係数は、拡散スペクトル動作を行うように伝送器４０５または受信器４５５に指示してもよく、異なる一式の係数は、スペクトル成形変調または復調動作を行うように伝送器４０５または受信器４５５に指示してもよく、別の一式の係数は、種々の時間拡散または時間累積機能を果たすように伝送器に指示してもよい。ここで、これらの複雑な一連の無線信号を伝送および受信するために使用される一連の命令を記述する簡便な方法として、標準行列数学が使用される。
したがって、議論が行列の積について話すとき、乗算によって形成される行列の中の各
データ要素は、純粋な数字としてよりもむしろ、伝送器または受信器電子回路（例えば、
図４Ａで図示される伝送器４０５または受信器４５５）によって実行される種々の多段階
動作に関して理解することができる。したがって、例えば、別のスキャンシステム、置換
スキーム、またはデータ命令を有し得る行列によって乗算される、ＱＡＭまたは位相偏移
キーイング命令等のトーンまたはスペクトル形状拡散命令を有し得る、別の行列によって
乗算される擬似乱数のような、拡散スペクトルを有し得る１つの行列から形成される行列
要素は、これら３つの手段に従って変調される電波信号を伝送するように伝送器４０５に
指図するもの、またはこれら３つの手段に従って変調される電波信号を受信および復調／
復号するように受信器４５５に指図するものとして理解されるべきである。
行列の用語にすると、時間、スペクトル、およびトーンまたはスペクトル形状の両方に
わたって、記号群に対するデータを畳み込み積分するＯＴＦＳ方法は、Ｎ２個の情報要素
（記号）を伴うデータフレームをＮ２個の要素を伴う別の新しい行列に変換するものと見
なすことができ、それによって、新しい変換行列（ここではＴＦＳデータ行列と呼ばれる
）の中の各要素は、元のデータフレームの全ての要素についての情報を搬送する。換言す
ると、新しい変換ＴＦＳデータ行列は、概して、元のデータフレーム行列［Ｄ］の各要素
からの加重寄与を搬送するであろう。このＴＦＳデータ行列の要素は順に、連続的な時間
間隔にわたって伝送および受信される。
前述のように、ＯＴＦＳ方法の実施形態では、コンボリューションおよびデコンボリューションの基本単位（コンボリューション単位）は、Ｎ２個の記号またはデータ要素の行列から成る。各時間間隔にわたって、異なる波形が各データ要素に使用されてもよい。対照的に、従来技術の方法は、概して、各データ要素に同一の波形を使用する。一貫性を保つために、Ｎ２個のデータの単位を、概して、本明細書では「データフレーム」と称する。Ｎは、１より大きい任意の値であってもよく、いくつかの実施形態では、６４から２５６に及ぶであろう。
ＯＴＦＳ方法と従来の変調スキームとの間の１つの区別は、従来技術の通信プロトコル
用のコンボリューション、伝送、受信、およびデコンボリューションの基本単位が、１つ
の拡散間隔時間にわたってｎ個の記号に対するデータを送信する拡散コードに作用される
、ｎ個の記号または要素「ｄ」のデータフレームとして特徴付けられ得ることを観察する
ことによって、理解され得る。
対照的に、ＯＴＦＳ方法の実施形態は、概して、コンボリューション、伝送、受信、お
よびデコンボリューションの異なる基本単位を使用する。具体的には、そのようなＯＴＦ
Ｓの実施形態は、典型的には、議論されるように、複数の拡散間隔時間にわたってこれら
Ｎ２個の要素に対するデータを送信する、Ｎ２個の要素または記号「ｄ」から成る、より
大きいデータフレーム［ＤＮｘＮ］を使用するであろう（多くの場合、複数はＮである）
。データフレーム［ＤＮｘＮ］は、以下のように表され得る。
一般に、本明細書ではデータのフレームという言及は、行列の中の少なくともいくつか
の要素がゼロまたはヌル要素であり得る、上記で示されるもの等のＮｘＮまたはＮ２行列
という言及であると見なされてもよい。いくつかの実施形態では、データのフレームは、
非正方形、またはＮ≠Ｍである、Ｎ×Ｍであり得る。
信号伝送
以前に議論されたように、ＯＴＦＳ方法は、各個別拡散時間間隔が少なくともＮ個のタ
イムスライスから成る、複数の拡散時間間隔（通常は少なくともＮ個の拡散間隔または時
間）にわたって、通信リンクを横断してこのＮ２個の記号群を拡散するであろう。同期お
よび識別目的で潜在的なオーバーヘッドにより、いくつかの実施形態では、このオーバー
ヘッドのための余地を提供するように、余分なタイムスライスおよび／または余分拡散時
間間隔が割り付けられ得ることに留意されたい。提示を明確にするために、このオーバー
ヘッドは、概して、無視されるが、本開示は、そのようなオーバーヘッドが存在する方法
を包含することも目的としていることを理解されたい。
したがって、ＯＴＦＳ方法の例示的実施形態では、データは、通常は１００ＭＨｚを上
回り、多くの場合は１ＧＨｚ以上を上回る周波数を伴う無線電波信号を通常は経由して、
複雑な一連の波形として伝送されるであろう。次いで、これらの無線周波数は、通常、各
拡散時間間隔が、多くの場合、少なくともＮ個のタイムスライスから成る、少なくともＮ
個の拡散時間間隔にわたって受信される。いったん受信されると、元のデータフレームは
、畳み込みを解かれ（すなわち、値を求められ）、元の記号群の最も可能性が高い係数が
再構築されるであろう。元のデータフレームの畳み込みを解くか、または値を求めること
に成功するために、受信器は、通常、伝送器によって使用される、時間、スペクトル、お
よびトーンまたはスペクトル形状拡散アルゴリズムの予備知識を有するであろうことが明
白なはずである。
ここで、伝送デバイス３１０のＯＴＦＳ送受信器３１５−１が、ここでは（Ｎ×Ｎ）ま
たは（Ｎ２）行列［Ｄ］として表される、データのデータフレーム（またはコンボリュー
ション単位）を伝送し得る、プロセス３４０を図示する、図３Ｂに注意を向ける。このプ
ロセスは、以下のように標準的な行列の乗算を使用して説明され得る。
１：第１のＮｘＮ行列［Ｕ１］および［Ｄ］の行列積を構築する（多くの場合、［Ｕ１］
＊［Ｄ］またはより単純に［Ｕ１］［Ｄ］のいずれか一方として書かれ、ここでは、「＊
」および単純な近接関連（例えば、［Ｕ１］［Ｄ］）の両方は、行列の乗算を表すことを
目的としている）（段階３４２）。
２：随意に、新しいＮｘＮ行列を作成するために、置換演算Ｐによって［Ｕ１］［Ｄ］の
順序を変える（段階３４４）。一般に、任意の可逆的な置換演算が使用されてもよい。Ｐ
は、一致演算であってもよく、または代替として、元のＮｘＮ［Ｕ１］［Ｄ］行列の列を
変換［Ｕ１］［Ｄ］’行列の直交要素に本質的に変換する置換演算であってもよい。
３：置換を完了すると、随意に、（例えば、スペクトル成形のための）第２のＮｘＮ［Ｕ
２］行列で置換結果を乗算し、
［Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）］［Ｕ２］を形成する（段階３４８）。
４：以下で議論される方法に従って、この信号を伝送する（段階３５０）。
一実施形態では、置換演算Ｐは、随意に、以下の形態であってもよい。
式中、［ａ］は、元の行列（ここでは［Ｕ１］［Ｄ］）であり、［ｂ］は、新しい行列（
ここではＰ（［Ｕ１］［Ｄ］）である。
簡単にするために、この置換演算の結果は、Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）として書かれてもよ
い。
図２２は、使用され得る別の置換を図示する。この場合、置換は、以下の関係によって
求められる。
さらに別の置換演算が、図２３で図示されている。図２３では、例証目的で、第２の［
ａ］行列が、元の［ａ］行列の隣に配置されている。対角線が、第１および第２の［ａ］
行列に重複して描かれている。置換［ｂ］行列は、各対角線を左（またはさらに別の置換
では右）に１列平行移動させることによって形成され、平行移動させられた入力のうちの
１つ以上は、１つ以上の入力が第２の［ａ］行列から第１の［ａ］行列の中の同一の位置
まで移動させられるように、第２の［ａ］行列の中に入る。
ここで、［Ｕ１］および［Ｕ２］は、両方とも、使用されている場合、広帯域雑音、狭帯域干渉、インパルス雑音、ドップラ偏移、クロストーク等の（多くの場合は無線）通信リンク上のある障害を軽減するように通常は選択される、ユニタリＮｘＮ行列であり得る。こうするために、比較的自明な恒等行列［Ｉ］、または係数のほとんどが行列の中央対角線に沿って単純に配置されている行列であるように、［Ｕ１］および［Ｕ２］を単純に選択するよりもむしろ、［Ｕ１］および［Ｕ２］は、通常、比較的効率的かつ一様に、スペクトルおよびトーンまたはスペクトル形状空間にわたって、コンボリューション単位［Ｄ］の所望の拡散またはコンボリューションを達成するよう、概して行列の全体を通して、ゼロではない係数を伴って選択されるであろう。通常、行列係数はまた、直交性を維持するように、またはそれぞれの行列の異なる行で具現化される異なる符号化スキームを区別する能力を提供するように、ならびに電波信号が多経路効果を受けるときに起こり得る自己相関効果を最小限化するように、選択されるであろう。
［Ｕ１］が疑似ランダム系列に対応する行を有し得る具体的な場合を参照して、行列の
中の各連続行が、それの上方の疑似ランダム系列の周期的回転バージョンである、置換ス
キームを採用することが有用であり得る。したがって、ＮｘＮ行列全体が、長さＮの単一
の疑似ランダム系列の連続的な周期的回転バージョンから成ってもよい。
図１７−１９は、種々の形態の変調を表すために、異なる種類のユニタリ行列［Ｕ１］を使用することができる様式を例証的に表す。例えば、図１７は、時分割多重伝送基底を表す恒等行列１７１０の形態でユニタリ行列［Ｕ１］、つまり、各列および各行が単一の「１」および複数の「０」値から成る、基底ベクトルの行列を図示する。恒等行列１７１０がデータ行列［Ｄ］と組み合わせられるとき、結果は、時系列１７００のうちの１つに対応する異なるタイムスロットの中で伝送されている、［Ｄ］の各列に対応する（すなわち、［Ｄ］の列は、伝送の時分割多重列の中で伝送される）。
図１８は、周波数分割多重伝送基底を表すＤＦＴ基底ベクトル行列１８１０の形態で単
一行列［Ｕ１］を図示する。ＤＦＴ基底ベクトル行列１８１０は、回転移相器またはトー
ン基底ベクトルを表す、Ｎ個の列入力から成る。ＤＦＴ基底ベクトル行列１８１０がデー
タ行列［Ｄ］で乗算されるとき、結果として生じる行列の列は、一式の時系列１８００に
よって表されるように、それぞれ異なる周波数オフセットまたはトーンを有する回転移相
器を表す。これは、異なる周波数オフセットまたはトーンで伝送されている［Ｄ］の各列
に対応する。
図１９は、符号分割多重伝送基底を表すアダマール行列１９１０の形態でユニタリ行列［Ｕ１］を図示する。アダマール行列１９１０は、一式の準ランダムプラスおよびマイナス基底ベクトルから成る。アダマール行列１９１０がデータ行列［Ｄ］で乗算されるとき、結果として生じる行列の列は、一式の時系列１９００によって表されるように、異なる準ランダム符号分割多重信号を表す。これは、異なる準ランダムコードを使用して伝送されている［Ｄ］の各列に対応する。
原則として、［Ｕ１］および［Ｕ２］は、両方が使用されている場合、多種多様の異なるユニタリ行列であってもよい。例えば、［Ｕ１］は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列であってもよく、［Ｕ２］は、アダマール行列であってもよい。代替として、［Ｕ１］は、ＤＦＴ行列であってもよく、［Ｕ２］は、チャープ行列であってもよい。代替として、［Ｕ１］は、ＤＦＴ行列であってもよく、［Ｕ２］もまた、ＤＦＴ行列であってもよい等である。したがって、ＯＴＦＳ方法のある側面を説明する目的で、［Ｕ１］および［Ｕ２］のある具体的実施例および実施形態が挙げられるが、これらの具体的実施例および実施形態は、限定的であることを目的としていない。
チャープ行列［Ｖ］は、Ψがチャープ率である場合、［Ｖ］＝ｄｉａｇ（Ψ，Ψ２，…
Ψｎ）、Ψ＝ｅｊψ、周波数＝ｅｊωであり、ωがスペクトルの初期中心周波数である、
行列として信号処理において一般的に定義されることに留意されたい。
代替として、以下の形態の要素で満たされる、異なるチャープ行列が使用されてもよい
。
式中、ｊは、行列の行であり、ｋは、行列の列であり、Ｎは、行列のサイズである。
（議論される）［Ｕ１］または［Ｕ２］または［Ｕ３］に使用され得る、他の一般的に使用されている正規直交行列は、離散フーリエ行列、多項式指数行列、高調波振動行列、以前に議論されたアダマール行列、ウォルシュ行列、ハール行列、ペーリー行列、ウィリアムソン行列、Ｍ系列行列、ルジャンドル行列、ヤコビ行列、ハウスホルダ行列、回転行列、および置換行列を含む。これらの行列の逆行列も使用されてもよい。
議論されるように、いくつかの実施形態では、［Ｕ１］は、時間周波数偏移行列であるものとして理解することができ、［Ｕ２］は、スペクトル成形行列であるものとして理解することができる。読みやすさを保つために、したがって、［Ｕ１］は、多くの場合、第１の時間周波数偏移行列と称され、したがって、［Ｕ２］は、多くの場合、第２のスペクトル成形行列と称されるであろう。しかしながら、この表記法の使用もまた、限定的であることを目的としていない。第２の行列［Ｕ２］による随意的な置換または乗算が行われない実施形態では、［Ｕ１］行列は、それを通して、結果として生じる変換データ行列の要素が異なる時間に（例えば、列ごとに、または任意の他の順序付けられた基準で）伝送される、フレームワークを提供することによって、時間偏移を促進する。
いくつかのより具体的な実施形態を参照すると、いくつかの実施形態では、［Ｕ１］は
、ルジャンドル記号に対応する行、または行列の中の各連続行が、それの上方の行の中の
ルジャンドル記号の周期的偏移バージョンであり得る、拡散系列を有してもよい。これら
のルジャンドル記号はまた、随時、代替案では基底ベクトルと称され、かつ随時、スペク
トル拡散コードと称されるであろう。
いくつかの実施形態では、［Ｕ２］は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列または逆離散
フーリエ変換行列（ＩＤＦＴ）であるように選択されてもよい。このＤＦＴおよびＩＤＦ
Ｔ行列は、ＮｘＮ（Ｐ［Ｕ１］［Ｄ］）行列等の一連の実数または複素数を取り込み、さ
らにＰ（［Ｕ１］［Ｄ］）を無線伝送に好適な一連のスペクトル形状に変調するために使
用することができる。
ＤＦＴおよびＩＤＦＴ行列［Ｕ２］の個々の行は、随時、代替案ではフーリエベクトル
と称されるであろう。一般に、フーリエベクトルは、以下の種類の複雑な正弦波形（トー
ンまたはスペクトル形状）を生成し得る。
式中、ＮｘＮ ＤＦＴ行列については、Ｘは、ＤＦＴ行列の行ｋ、列Ｎの中のフーリエベ
クトルの係数であり、ｊは、列番号である。このフーリエベクトルの積は、トーンまたは
スペクトル形状であると見なすことができる。
所与のデータフレーム［Ｄ］を伝送するために、ある特定の［Ｕ１］および［Ｕ２］を
使用することができるが、複数のデータフレーム［Ｄ］が同時に伝送されているとき、選
択される特定の［Ｕ１］および［Ｕ２］は、データフレーム［Ｄ］の間で変化し得、実際
に、通信セッションを経由して多くのデータフレーム［Ｄ］を伝送している間に、ある通
信リンク障害を回避するように動的に最適化されてもよい。
このコンボリューションおよび変調のプロセスは、通常、無線電波伝送器のコンボリュ
ーションおよび変調部分を制御する、マイクロプロセッサ装備、デジタル信号プロセッサ
装備、または他の電子回路等の電子デバイスによって行われるであろう。同様に、受信お
よび復調のプロセスもまた、概して、無線電波受信器の復調、累積、およびデコンボリュ
ーション部分を制御する、マイクロプロセッサ装備、デジタル信号プロセッサ装備、また
は他の電子回路に依存するであろう。
したがって、行列の乗算を再度使用し、これらが全てＮｘＮ行列であることを再度思い
出すと、［Ｕ２］が随意的である、［Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）］［Ｕ２］は、伝送器が、複
数の時間拡散間隔、タイムスライス、周波数、およびスペクトル形状にわたって分配する
であろう、ＴＦＳデータ行列を表す。再度、種々の行列演算および随意的な置換ステップ
の結果として、変調および伝送後の元のＮｘＮデータ行列［Ｄ］からの単一の要素または
記号は、異なる時間拡散間隔、タイムスライス、周波数、およびスペクトル形状の全体を
通して分配され、次いで、受信器によって組み立て直され、記号の元の単一のデータ要素
に戻って畳み込みを解かれるであろうことに留意されたい。
図６Ａは、通信チャネル３２０等の無線リンクを経由してデータを伝送するための例示
的なＯＴＦＳ方法６００を例証的に表す。図６Ｂは、図６Ａの方法を行うための例示的な
ＯＴＦＳ伝送器６５０の構成要素を図示する。方法６００は、例えば、図４のＯＴＦＳ送
受信器４００の構成要素によって、または図６ＢのＯＴＦＳ伝送器６５０の構成要素によ
って行うことができる。
図６の実施例では、伝送を目的とするペイロードは、Ｎ２個の記号またはデータ要素を
含有するＮｘＮ行列［Ｄ］から成る、入力データフレーム６０１を備える。図６Ａに示さ
れるように、それぞれがＮｘＮ個のデータ要素の行列［Ｄ］を定義する、一連のデータフ
レーム６０１が提供される。各行列［Ｄ］は、ＯＴＦＳ伝送器６５０の中のデジタルデー
タソース６６０によって提供することができる。行列［Ｄ］の要素は、例えば、１６ＱＡ
Ｍ量子化器の１６点配置等の配置行列の中の点から選択される、複素数値であり得る。こ
のデータを符号化するために、ＯＴＦＳデジタルエンコーダ６６５は、ＮｘＮ行列［Ｕ１
］６０２を選択し、いくつかの実施形態では、ＮｘＮ行列［Ｕ２］６０４を選択するであ
ろう（段階６０６）。以前に議論されたように、いくつかの実施形態では、行列［Ｕ１］
６０２は、ルジャンドル記号またはアダマール行列から成る行列であってもよい。この行
列［Ｕ１］６０２は、多くの場合、基礎的データ行列［Ｄ］６０１の中の記号または要素
を時間または周波数偏移させるように設計されるであろう。
行列［Ｕ２］６０４は、ＤＦＴまたはＩＤＦＴ行列であってもよく、多くの場合、信号
をスペクトル的に成形するように設計されている。例えば、いくつかの実施形態では、行
列［Ｕ２］６０４は、直交振幅変調（ＱＡＭ）または位相偏移キーイング、あるいは他の
スキームによって等、ＯＦＤＭ様式で経時的に信号を変換するようにＯＴＦＳ変調器４３
０の伝送器回路に指図する係数を含有してもよい。
通常、行列［Ｄ］６０１は、段階６１０でデジタルエンコーダ６６５によって行列［Ｕ
１］６０２で乗算される行列となり、次いで、この演算［Ｕ１］［Ｄ］の行列積は、随意
に、Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）を形成するデジタルエンコーダ６６５によって順序を変えられ
るであろう（段階６１１）。スペクトル成形行列が利用される実施形態では、デジタルエ
ンコーダ６６５は、本明細書ではＯＦＴＳ伝送行列とも称され得る、ＮｘＮ ＴＦＳデー
タ行列を形成する行列［Ｕ２］６０４で行列［Ｕ１］［Ｄ］を乗算する（段階６１４）。
次いで、ＴＦＳ行列の種々の要素が、ＯＴＦＳアナログ変調器６７０によって選択され
、通常、時間基準において単一の要素上で、一度にＮ個の要素の列である（段階６１６）
。次いで、選択された要素は、アンテナ６８０を介して伝送される変調信号を生成するた
めに使用される（段階６１８）。より具体的には、一実施形態では、各個別ＴＦＳ行列要
素の特定の実数および虚数成分が、各タイムスライス中に時間変異電波信号６２０を制御
するために使用される。したがって、ＴＦＳ行列の１つのＮ要素列が、通常、各時間拡散
間隔６０８中に送信され、この列からの各要素は、時間拡散間隔６０８のＮ個のタイムス
ライス６１２のうちの１つの中で送信される。オーバーヘッド効果を無視して、概して、
Ｎ個の単一時間拡散間隔６２２にわたって、完全なＮｘＮ ＴＦＳ行列を伝送することが
できる。
ここで、ＯＴＦＳ伝送器６５０によって、または例えば、（以下で議論される）図２１
のＯＴＦＳ伝送器２１００によって、実装されることが可能である、例示的なＯＴＦＳデ
ータ伝送方法６９０を表す流れ図である、図６Ｃに注意を向ける。示されるように、本方
法は、少なくとも２次元の時間周波数変換行列を確立するステップを含む（段階６９２）
。次いで、時間周波数変換行列は、データ行列と組み合わせられる（段階６９４）。方法
６９０はさらに、時間周波数変換行列およびデータ行列の組み合わせに基づいて、変換行
列を提供するステップを含む（段階６９６）。次いで、変換データ行列の要素に従って、
変調信号が生成される（段階６９８）。
ここで、図６Ａおよび６Ｃの伝送方法６００を実装するためにＯＴＦＳ伝送器６５０（
図６Ｂ）の機能を果たすことが可能なＯＴＦＳ伝送器モジュール２１００のブロック図表
現である、図２１Ａに注意を向ける。図２１および図６Ｂを参照すると、伝送器２１００
は、デジタルエンコーダ６６５内に含むために構成されるデジタルプロセッサ２１０２と
、アナログ変調器構成要素６７０内に含むために構成される変調器２１０４とを含む。マ
イクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、または他の類似デバイスであり得る、デジ
タルプロセッサ２１０２は、入力としてデータ行列［Ｄ］２１０１を受け入れ、入力とし
て［Ｕ１］行列２１０２および［Ｕ２］行列２１０４を生成してもよいか、または受け入
れてもよいかのいずれか一方である。プロセッサ２１０２と関連付けられるメモリ内に記
憶された行列生成ルーチン２１０５は、プロセッサ２１０２によって実行されるとき、概
して、一式の複素数値要素から成るであろう、ＴＦＳ行列２１０８（図２１Ｂ）を生成す
るであろう。いったん生成されると、スキャン／選択ルーチン２１０６は、プロセッサ２
１０２によって実行されるとき、多くの場合、最初に、ＴＦＳ行列からＮ個の要素の１列
を選択し、次いで、この列を下方にスキャンし、一度に個々の要素を選択することによっ
て、ＴＦＳ行列２１０８の行列から個々の要素を選択するであろう。概して、１つの新し
い要素が、タイムスライス２１１２（図２１Ｃ）ごとに選択されるであろう。
したがって、連続タイムスライスごとに、ＴＦＳ行列２１０８からの１つの要素が、変
調器２１０４を制御するために使用されるであろう。ＯＴＦＳ方法の一実施形態では、変
調器２１０４は、要素をその実数および虚数成分に分離するためのモジュール２１３２お
よび２１３４と、結果として生じた実数および虚数成分を細分化するためのモジュール２
１４２および２１４４と、後にフィルタリング動作を行うためのフィルタリングモジュー
ル２１５２および２１５４とを含む。次いで、フィルタにかけられた結果は、正弦および
余弦発生器２１６２および２１６４の動作を制御するために使用され、その出力は、アナ
ログ電波波形２１２０を生成するためにＲＦ搬送波を使用してアップコンバートされる。
次いで、この波形は、受信器へ進み、そこで、図７を参照して以下で説明されるように、
復調されて畳み込みを解かれる。したがって、このスキームでは（再度、オーバーヘッド
効果を無視して）、ＴＦＳ行列の第１の列からの要素ｔ１，１を、第１のタイムスライス
の中で送信することができ、ＴＦＳ行列の第１の列からのＮ番目の要素を、第１の時間拡
散間隔２１２４の最後のタイムスライスの中で送信することができる。ＴＦＳ行列の第２
の列からの次の要素ｔ１，２を、第２の時間拡散間隔２１２８の第１のタイムスライスの
中で送信することができる等である。したがって、変調器２１０４は、各時間拡散間隔中
に複合波形を伝送し、波形の値は、拡散間隔の各タイムスライス中にＴＦＳ行列２１０８
の異なる要素によって判定される。
代替実施形態では、最終的なＮｘＮ伝送行列のＮ本の対角線がＮ個の時間間隔にわたっ
て伝送されるように、単一の時間拡散間隔につき１本の対角線で、ＴＦＳデータ行列の対
角線が一連の単一時間拡散間隔にわたって伝送されてもよい。他の実施形態では、ＴＦＳ
伝送行列［［Ｕ１］［Ｄ］］［Ｕ２］の個々の要素が通信リンクを横断して伝送される順
番は、伝送行列または伝送ベクトルによって判定される。
いくつかの実施形態では、この基本モデルにとって、いくらかのオーバーヘッドがあり
得る。したがって、例えば、いくらかの時間の水増し（付加的なタイムスライスまたは付
加的な時間拡散間隔）を用いて、畳み込み積分されない様式で伝送することができる、チ
ェックサムまたは他の検証／ハンドシェイキングデータは、必要に応じてＴＦＳデータ行
列のある部分の再伝送を要求するために、時間拡散間隔ごとに、Ｎ個の時間拡散間隔ごと
に、またはさらにタイムスライス間隔ごとに、受信器によって伝送器に返送することがで
きる。
図９は、ガード時間９５０によって分離された複数の伝送ブロック９２０から成る、例
示的な伝送フレーム９００を例証的に表す。各伝送ブロック９２０は、図９に示されるよ
うな列、または行等の［Ｄ］行列の一部分、あるいは［Ｄ］行列のサブブロックに対応す
る、データを含む。ガード時間９５０は、伝送された信号においてドップラ偏移を分解す
る時間を受信器に提供することができる。ドップラ偏移は、受信時間の遅延または前進を
引き起こし、ＯＴＦＳ受信器４５５は、他のユーザからの干渉を伴わずにデータを捕捉す
るために、伝送ブロック９２０−１、９２０−２、９２０−３、９２０−４、および９２
０−５の間の空間を使用することができる。ガード時間９５０は、ＯＴＦＳ方法の第１ま
たは第２の形態のいずれか一方とともに使用することができる。ガード時間９５０は、伝
送がフレーム９００を伝送するために使用されるコードとは異なるコード（例えば、アダ
マールコード）を使用する限り、領域中の他の伝送器によって利用することができる。
ここで、それぞれ次元ＮｘＮである一連のＬ個のＯＴＦＳ行列２０１０を図示する、図
２０に注意を向ける。Ｌ個のＯＦＴＳ行列２０１０は、集合的に、時間および周波数の両
方において拡散されるＬｘＮｘＮ個の記号を含む、データのフレームを備える。行列２０
１０−１から２０１０−Ｌは、連続して伝送され、行列２０１０の間にガード時間（Ｔｇ
）を含む。所与の行列２０１０のＮ列２０２０は、典型的には、各列２０２０の伝送の間
に挿入されたガード時間を伴って、列ごとに伝送される。したがって、Ｌ個のフレーム２
０１０が、Ｎ×［Ｌ×（Ｎ×Ｔ＋Ｔｇ）］より長い時間で伝送され、Ｔは、上記で説明さ
れるガード時間を含む、記号の１列を伝送する時間である。
以前に議論されたように、いくつかの実施形態では、第１のＮｘＮ時間拡散行列［Ｕ１
］は、周期的偏移ルジャンドル記号のＮ行、または長さＮの擬似乱数から構築されてもよ
い。つまり、ＮｘＮ拡散行列全体が、同一のルジャンドル記号の種々の周期的置換の全て
で満たされる。いくつかの実施形態では、［Ｕ１］行列のこのバージョンは、スペクトル
拡散目的で使用することができ、例えば、経時的に急速に、つまり、ルジャンドル記号が
作用している行列の要素の情報信号ビットレートよりはるかに速いチップレートで、それ
が影響を及ぼす任意の行列の要素を急速に変調するように伝送器に指示してもよい。
いくつかの実施形態では、第２のＮｘＮスペクトル成形行列［Ｕ２］は、離散フーリエ
変換（ＤＦＴ）または逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）行列であり得る。これらのＤＦＴ
およびＩＤＦＴ行列は、ＤＦＴ行列係数が作用する任意の行列の要素をスペクトル的に偏
移させるように伝送器に指示することができる。多くの異なる変調スキームが使用されて
もよいが、いくつかの実施形態では、この変調は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）型変
調であるように選択されてもよく、その場合、直交振幅変調または位相偏移キーイング等
の変調スキームが使用されてもよく、これは順に、随意に、多くの近接して離間した直交
副搬送波にわたって分割されてもよい。
多くの場合、どの係数を第１のＮｘＮ時間周波数偏移行列［Ｕ１］に使用するか、およ
びどのような係数を第２のＮｘＮスペクトル成形行列［Ｕ２］に使用するかという実際の
選択は、通信チャネル３２０に存在する条件に依存し得る。例えば、通信チャネル３２０
が、広帯域雑音、狭帯域干渉、インパルス雑音、ドップラ偏移、クロストーク等の特定の
種類の障害を受ける場合には、いくつかの第１のＮｘＮ時間周波数偏移行列およびいくつ
かの第２のＮｘＮスペクトル成形行列が、これらの障害をより良好に克服することができ
るであろう。ＯＴＦＳ方法のいくつかの実施形態では、伝送器および受信器は、これらの
チャネル障害を測定しようとし、そのような障害によって引き起こされるデータ損失を最
小限化するために、代替的な種類の第１のＮｘＮ時間周波数偏移行列［Ｕ１］および第２
のＮｘＮスペクトル成形行列を各［Ｕ２］に提案してもよい。
行列の乗算［［Ｕ１］［Ｄ］］［Ｕ２］によって表される上記のデータ伝送プロセスの種々の修正もまた、本開示の範囲内であり、図１３および１５を参照して以下で説明される。例えば、図１３は、第１の代替的なＯＴＦＳ伝送スキームを示す。図１３の実施形態では、データ行列［Ｄ］は、ＩＤＦＴ行列であり得る、第３のユニタリ行列［Ｕ３］１３０６によって、さらに畳み込み積分されてもよい。１つの実装では、［Ｕ１］は、ＤＦＴ行列であってもよく、行列［Ｕ２］１３０８は、ＤＦＴ行列および基底の積であってもよい。このスキームでは、データをスキャンして伝送するプロセスは、以前に説明された置換演算Ｐによって表される。したがって、基本伝送プロセスは、［Ｕ３］＊［Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）］＊［Ｕ２］として表すことができる。ここで、行列［Ｄ］は、参照数字１３００によって識別され、行列積（［Ｕ１］［Ｄ］）は、参照数字１３０２によって識別される。行列積（［Ｕ１］［Ｄ］）の置換バージョン、すなわち、Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）は、参照数字１３０４によって識別され、最終的な行列積［Ｕ３］［Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）］［Ｕ２］は、参照数字１３１０によって識別される。種々の実施形態では、行列［Ｕ３］１３０６は、ＤＦＴ行列、ＩＤＦＴ行列、または自明な恒等行列を備えてもよい（その場合、この第１の代替的なスキームは、行列［Ｕ３］が採用されないスキームと本質的に同等となる）。
ここで、第２の代替的なＯＴＦＳ伝送スキームを図示する、図１５に注意を向ける。示
されるように、元のデータ行列［Ｄ］は、参照数字１５００によって識別され、行列積［
Ｕ１］［Ｄ］は、参照数字１５０２によって識別され、置換行列Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）は
、参照数字１５０４によって識別され、行列［Ｕ２］は、参照数字１５０６によって識別
される。図１５の表現では、置換演算Ｐの効果のうちの少なくともある効果が、矢印１５
０７および矢印１５０７’の異なる方向によって表される。一実施形態では、［Ｕ１］は
、アダマール行列、つまり、相互に直交する行、および＋１または−１係数のいずれか一
方から成る正方形の行列であってもよい。この行列は、Ｈ＊ＨＴ＝ｎＩｎであり、Ｉｎが
ＮｘＮ恒等行列であり、ＨＴがＨの転置であるという性質を有する。図１５の代替的なＯ
ＴＦＳ伝送スキームに一致して、伝送された信号に対応する行列は、［Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ
］）］＊［Ｕ２］として表されてもよく、参照数字１５０８によって識別される。
信号受信およびデータ再構築
ここで、受信デバイス３３０のＯＴＦＳ送受信器３１５−２が伝送データフレームを受
信するように動作し得る、プロセス３６０を図示する、図３Ｃに注意を向ける。ＯＴＦＳ
送受信器３１５−２内で、伝送中に行われるプロセスは、本質的に逆に行われる。ここで
、ＴＦＳデータ行列（［Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）］［Ｕ２］）’（’の注釈は複製行列を示
す）の時間および周波数拡散複製が、複数の時間拡散間隔、タイムスライス、周波数、お
よびスペクトル形状にわたって累積され、次いで、以下の動作を行うことによって［Ｄ］
の値を求めるように畳み込みを解かれる。
１：（［Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）］［Ｕ２］）’を受信する（段階３６２）
２：１が伝送に使用された場合、［Ｕ２］行列のエルミート行列［Ｕ２ Ｈ］による第１の
左乗算を行い、したがって、Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）を生成する（段階３６４）。
３：置換が伝送中に使用された場合、（Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）Ｐ−１によってこの複製の
順序を逆に変え、したがって、［Ｕ１］［Ｄ］を生成する（段階３６８）。
４．［Ｕ１］行列のエルミート行列［Ｕ１ Ｈ］による第２の右乗算を行い、したがって、
［Ｄ］を再作成する（段階３７０）。
チャネルの中の雑音および他の障害の結果として、情報行列および他の雑音低減方法の
使用が、通信リンクの中の種々の障害によるデータ損失または歪曲を補償するために採用
されてもよい。実際に、ＯＴＦＳ方法の実施形態によって考慮されるように、広い範囲の
時間、周波数、およびスペクトル形状にわたってデータフレーム［Ｄ］の元の要素を拡散
することの１つの利点は、多くの伝送時間、周波数、およびスペクトル形状のうちのいく
つかと関連付けられる情報の伝送中の損失を補償することが単純になることであると容易
に理解され得る。
種々のデコンボリューション方法がＯＴＦＳ方法の実施形態で使用されてもよいが、一般に、ユニタリ行列［Ｕ］の任意のエルミート行列［ＵＨ］について、以下の関係が適用されるため、エルミート行列の使用が特に好適であり得る。［Ｕ］［ＵＨ］＝［Ｉ］、式中、［Ｉ］は、恒等行列である。
通信リンクは、当然ながら、無限速度でデータを伝送することが可能ではない。したが
って、ＯＴＦＳ方法の一実施形態では、第１のＮｘＮ時間周波数偏移行列（［Ｕ１］）、
第２のＮｘＮスペクトル成形行列（［Ｕ２］（１が使用されるとき））、およびデータフ
レームの要素、ならびに通信リンクの制約（例えば、利用可能な帯域幅、電力、時間量等
）は、均衡して（かつオーバーヘッドを無視して）１つの時間拡散間隔で通信リンクを経
由して、ＮｘＮ ＴＦＳデータ行列の少なくともＮ個の要素を伝送することができるよう
に選択される。より具体的には（再度、オーバーヘッドを無視して）ＮｘＮ ＴＦＳデー
タ行列の１つの要素は、概して、各時間拡散間隔の各タイムスライス中に伝送されるであ
ろう。
このデータを伝達する速度を考慮すると、次いで、典型的には、ＴＦＳデータ行列全体
が、Ｎ個の時間拡散間隔にわたって伝達されてもよく、この仮定は、概して、本議論に使
用されるであろう。しかしながら、第１のＮｘＮ時間周波数偏移行列、第２のＮｘＮスペ
クトル成形行列、およびデータフレームの要素、ならびに通信リンクの制約の間の他の均
衡を保つ考慮事項を考慮すると、ＴＦＳデータ行列全体は、Ｎ個より少ない時間拡散間隔
、またはＮ個より多くのＮ時間拡散間隔でも伝達されてもよいことが明白なはずである。
上記で議論されるように、ＴＦＳデータ行列のコンテンツは、ＴＦＳデータ行列から異
なる要素を選択し、複数の拡散時間間隔にわたって、タイムスライスにつき１つの要素の
基準で、通信リンクを経由してそれらを送信することによって、伝送されてもよい。原則
として、ＴＦＳデータ行列の異なる要素を選択するというこのプロセスは、単一の時間拡
散間隔ごとにＴＦＳデータ行列の連続行を送信すること、連続時間拡散間隔ごとにＴＦＳ
データ行列の連続列を送信すること、連続時間拡散間隔ごとにＴＦＳデータ行列の連続対
角線を送信すること等、通信リンク能力の観点から、干渉を最小限化すること、および曖
昧性を低減させること等の種々の異なる方法によって達成することができるが、いくつか
のスキームは、多くの場合、他のスキームより良好である。したがって、多くの場合、［
Ｕ１］および［Ｕ２］行列、ならびに置換スキームＰは、通信リンクにおける種々の障害
に応答して、伝送効率を最適化するように選択されてもよい。
図４Ｂに示されるように、したがって、それに従ってＯＴＦＳ送受信器がＴＦＳデータ
行列を利用して情報を伝送、受信、および再構築し得る、例示的なプロセス４０４は、概
して、以下のように特徴付けられてもよい。
１：各単一時間拡散間隔について、ＴＦＳデータ行列のＮ個の異なる要素を選択する（多
くの場合、ＴＦＳ行列の連続列が選択されるであろう）（段階４８２）。
２：所与の時間拡散間隔の中の異なるタイムスライスにわたって、ＴＦＳデータ行列のＮ
個の異なる要素から１つの要素（タイムスライスごとに異なる要素）を選択し、この要素
を変調し、各異なる要素が各自のタイムスライスを占有するように、この要素を伝送する
（段階４８４）。
３：所与の時間拡散間隔で異なる該タイムスライスにわたって、伝送ＴＦＳデータ行列の
これらのＮ個の異なる複製要素を受信する（段階４８６）。
４：ＴＦＳデータ行列のこれらのＮ個の異なる要素を復調する（段階４８８）。
５．受信器においてＴＦＳデータ行列の複製を組み立て直すために、最大で合計Ｎ回、段
階４８２、４８４、４８６、および４８８を繰り返す（段階４９０）。
この方法は、第１のＮｘＮ拡散コード行列［Ｕ１］、第２のＮｘＮスペクトル成形行列
［Ｕ２］、置換スキームＰ、ならびに種々の期間にわたって伝送するＴＦＳ行列から要素
を選択するために使用される特定のスキームの受信器による知識を仮定する。一実施形態
では、受信器は、累積ＴＦＳデータ行列を取り込み、標準線形代数方法を使用して、元の
ＮｘＮデータフレームの値を求める。元のデータフレーム［Ｄ］からの各元のデータ記号
が、ＴＦＳデータ行列全体にわたって本質的に分配されているため、完全なＴＦＳデータ
行列が受信器によって受信されるまで、データ［Ｄ］からの恣意的な要素または記号を再
構築することが可能ではない場合があることが理解され得る。
ここで、通信チャネル３２０等の無線リンクを経由してＯＴＦＳ変調データを復調するための例示的な方法７００を例証的に表す、図７Ａに注意が向けられる。図７Ｂは、図７Ａの方法を行うための例示的なＯＴＦＳ受信器の構成要素を図示する。方法７００は、図４ＡのＯＴＦＳ送受信器４００のＯＴＦＳ受信器モジュール４５５によって、または図７ＢのＯＴＦＳ受信器７５０によって行うことができる。ＯＴＦＳ伝送器４０５が、多くの場合、デジタル部分で行列の計算を行い、次いで、アナログ部分で結果をアナログ信号に変換することが可能である、ハイブリッドアナログ／デジタルデバイスであるように、同様に、ＯＴＦＳ受信器７５０は、典型的には、ＯＴＦＳ受信器７５０のアナログ受信器７７０において電波信号を受信して復調し、次いで、多くの場合、デジタルＯＴＦＳ受信器７８０のデジタル部分でこれらの信号を復号するか、または畳み込みを解くことが可能であろう。
図７Ａに示されるように、伝送された電波信号６２０のチャネル障害バージョンに対応する、受信した信号７２０は、例えば、ＯＴＦＳ受信器７５０のアンテナ７６０によって受信されてもよい。受信した信号７２０は、概して、通信チャネル３２０によって生じた信号アーチファクト、障害、または歪曲により、伝送された信号６２０の正確なコピーを備えないであろう。したがって、ＴＦＳ行列の元の要素の正確なコピーではなく複製が、タイムスライス６１２ごとにＯＴＦＳアナログ受信器７７０によって受信および復調される７２２。例示的実施形態では、ＴＦＳ行列の１列が、全拡散時間間隔６０８中に段階７２２で復調される。結果として、ＯＴＦＳ復調器４６０は、Ｎ個の単一時間拡散間隔にわたって、これらの要素を累積し、最終的に、元のＴＦＳ行列の複製を作成するために必要な要素を累積するであろう（段階７２４）。
段階７２４中に累積されるＴＦＳ行列を復号するか、または畳み込みを解くために、デ
ジタルＯＴＦＳデータ受信器７８０は、段階７２６中に、［Ｕ２］行列のエルミート行列
、すなわち、データ段階７０４で確立される［Ｕ２ Ｈ］でＴＦＳ行列を左乗算する。次に
、デジタルＯＴＦＳデータ受信器７８０は、段階７２８で、この左乗算の結果の逆置換（
Ｐ−１）を行う。次いで、デジタルＯＴＦＳデータ受信器７８０は、段階７３０で、元の
ＮｘＮ時間周波数偏移行列［Ｕ１］のエルミート、すなわち、段階７０２で確立される［
Ｕ１ Ｈ］で段階７２８の結果を右乗算することによって、元のデータ行列［Ｄ］の複製７
３２を再構築するためにＴＦＳ行列の畳み込みを解く。再構築された信号が、概して、種
々の通信リンク障害による、いくらかの雑音および歪曲を有するであろうため、情報行列
等の種々の標準的な雑音低減および統計平均技法が、再構築プロセス（図示せず）を支援
するために使用されてもよい。各元のデータ行列［Ｄ］の各複製フレーム７３２が、デジ
タルデータ記憶装置７８２内に記憶されてもよい（段階７４０）。
ここで、ＯＴＦＳ送受信器４００のＯＴＦＳ受信器モジュール４５５によって、または
例えば、図７ＢのＯＴＦＳ受信器７５０によって実装されることが可能な例示的なＯＴＦ
Ｓデータ復調方法７９０を表す流れ図である、図７Ｃに注意が向けられる。図７Ｃに示さ
れるように、本方法は、少なくとも２次元の時間周波数逆変換行列を確立するステップを
含む（段階７９２）。本方法はさらに、逆変換行列のエルミートである時間周波数変換行
列を使用して形成される、変調信号を受信するステップを含む（段階７９４）。次いで、
変調信号は、変換データ行列を形成するように復調される（段階７９６）。本方法はさら
に、変換データ行列および逆変換行列を組み合わせることによってデータ行列を生成する
ステップを含む（段階７９８）。
ここで、図１５の代替的なＯＴＦＳ伝送スキームに対応する代替的なＯＴＦＳ信号受信
スキームを図示する、図１６に注意が向けられる。示されるように、データ［Ｄ］を符号
化して変調するために使用される行列［Ｕ１］および［Ｕ２］のエルミート行列を形成す
ること、ならびに複数の時間間隔にわたってデータをスキャンして伝送するために使用さ
れる元の置換演算Ｐを取り消す逆置換演算Ｐ−１によって、受信したデータの行列［ｒ］
１６００が復調され、畳み込みが解かれる（復号される）。図１６の説明図では、逆置換
Ｐ−１（［ｒ］［Ｕ２ Ｈ］）は、参照数字１６０４によって識別され、再構築されたデー
タ行列［Ｄ］（［Ｕ１ Ｈ］＊Ｐ−１（［ｒ］＊［Ｕ２ Ｈ］）から作成される）は、参照数
字１６０６によって識別される。
ここで、代替的なＯＴＦＳ伝送スキームを図示する、図１５に注意が向けられる。示さ
れるように、元のデータ行列［Ｄ］は、参照数字１５００によって識別され、行列積［Ｕ
１］［Ｄ］は、参照数字１５０２によって識別され、置換行列Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］）は、
参照数字１５０４によって識別され、行列［Ｕ２］は、参照数字１５０６によって識別さ
れる。図１５の表現では、置換演算Ｐの効果のうちの少なくともある効果が、矢印１５０
７および矢印１５０７’の異なる方向によって表される。一実施形態では、［Ｕ１］は、
アダマール行列、つまり、相互に直交する行、および＋１または−１係数のいずれか一方
から成る正方形の行列であってもよい。この行列は、Ｈ＊ＨＴ＝ｎＩｎであり、ＩｎがＮ
ｘＮ恒等行列であり、ＨＴがＨの転置であるという性質を有する。図１５の代替的なＯＴ
ＦＳ伝送スキームに一致して、伝送された信号に対応する行列は、［Ｐ（［Ｕ１］［Ｄ］
）］＊［Ｕ２］として表されてもよく、参照数字１５０８によって識別される。
上記のデータ再構築プロセスの種々の修正もまた、本開示の範囲内であり、図１４およ
び１６を参照して以下で説明される。ここで図１４を参照すると、図１３の第１の代替的
なＯＴＦＳ伝送スキームに一致して伝送される信号の受信および再構築のためのスキーム
が図示されている。ここで、種々の通信リンク障害効果の後に、伝送器が受信して累積し
たデータは、［ｒ］行列１４００として表される。データ［Ｄ］を符号化して変調するた
めに最初に使用される元の［Ｕ１］、［Ｕ２］、および［Ｕ３］行列のエルミート行列を
形成すること、ならびに複数の時間間隔にわたってデータをスキャンして伝送するために
使用される元の置換演算Ｐを取り消す逆置換演算Ｐ−１によって、［ｒ］行列１４００が
復調され、畳み込みが解かれる（復号される）。ここで、［Ｕ１ Ｈ］は、ＩＤＦＴ行列で
あってもよく、［Ｕ３ Ｈ］は、ＤＦＴ行列であってもよく、［Ｕ２ Ｈ］１４０２は、ＤＦ
Ｔ行列×基底であってもよい。示されるように、Ｐ−１（［Ｕ３ Ｈ］［ｒ］［Ｕ２ Ｈ］）
は、参照数字１４０４によって識別され、再構築されたデータ行列［Ｄ］は、参照数字１
４０６によって識別される。
ここで図１１を参照すると、受信データまたはブロック群１１２０の間にガード時間１
１５０を含む、例示的な受信フレーム１１００が図示されている。受信フレーム１１００
は、図９で図示される特性と同等の特性を有するフレームの伝送に応答して受信される、
フレームに対応する。図１１に示されるように、各受信ブロック１１２０は、図１１に示
されるような列、または行等の［Ｄ］行列の一部分、あるいは［Ｄ］行列のサブブロック
を備える、情報を含む。［Ｄ］行列全体は、Ｎ個のブロック１１２０およびＮ−１個のガ
ード時間１１５０を含む、時間Ｔｆ１１３０で受信される。ガード時間１１５０は、受信
した信号においてドップラ偏移を分解する時間を受信器に提供する。ドップラ偏移は、受
信時間の遅延または前進を引き起こし、ＯＴＦＳ受信器４５５は、他のユーザからの干渉
を伴わずにデータを捕捉するために、受信ブロック１１２０−１、１１２０−２、１１２
０−３、１１２０−４、および１１２０−５の間のガード時間１１２０を使用することが
できる。
ＯＴＦＳ方法の第２の形態
ここで、ＯＴＦＳ方法の第２の形態の側面を説明する際に参照されるであろう、図８、
１０、および１２に注意が向けられる。前述のように、図６および７を参照して説明され
た第１のＯＴＦＳ方法では、タイムスライスごとの基準でデータが伝送される。対照的に
、ＯＴＦＳ方法の第２の形態は、それぞれが、概して、Ｎ個のタイムスライスの期間にわ
たって存続する、一連の波形として伝送されることを考慮する。より具体的には、ＯＴＦ
Ｓ方法の第２の形態の実施形態では、Ｎ２個の要素を含むデータの入力フレーム［Ｄ］内
の各データ要素は、持続時間のＮ個のタイムスライスの基本波形から導出される独特の波
形を割り当てられる。１つの実装では、この独自性は、各データ要素に基本波形の時間お
よび周波数周期偏移の特定の組み合わせを割り当てることによって得られる。
ＯＴＦＳ方法の第２の形態の一実施形態に一致して、データの入力フレーム［Ｄ］の中
の各要素は、その対応する独特の波形で乗算され、それによって、一連のＮ２個の加重さ
れた独特の波形を生成する。１つの拡散時間間隔（概して、Ｎ個のタイムスライスから成
る）にわたって、データのフレーム［Ｄ］の中の各データ要素に対応する、Ｎ２個全ての
加重された独特の波形が、同時に組み合わせられて伝送される。さらに、本実施形態では
、Ｎ個のタイムスライスの長さ（または持続時間）の異なる独特の基本波形が、各連続時
間拡散間隔に使用される。一式のＮ個の独特の基本波形（すなわち、Ｎ個の時間拡散間隔
のそれぞれに１つ）が、正規直交基底を形成する。理解され得るように、ＯＴＦＳ要素の
第２の形態の実施形態は、［Ｄ］の少なくとも一部がＮ個の時間拡散間隔のそれぞれの中
で伝送されることを考慮する。
ＯＴＦＳ方法のこの第２の形態に従って変調および伝送される波形を受信するために、
受信した信号は（Ｎ個のタイムスライスの各拡散間隔にわたって）、その特定の時間拡散
間隔にわたって伝送プロセス中に各データ要素に以前に割り当てられた一式のＮ２個全て
の波形と相関する。この相関を行うと、受信器は、Ｎ２個のデータ要素のうちのそれぞれ
１つに対する独特の相関スコアを生成するであろう（受信器は、伝送器によって、対応す
る一式のＮ２個のデータ要素にそれぞれ割り当てられた、一式のＮ２個の波形の知識を有
するか、または提供されるであろう）。このプロセスは、概して、Ｎ個の時間拡散間隔に
わたって繰り返されるであろう。したがって、元のデータ行列［Ｄ］は、各データ要素に
ついて、Ｎ個の時間拡散間隔にわたって相関スコアを合計することによって、受信器によ
って再構築することができる。相関スコアのこの総和は、典型的には、データのフレーム
［Ｄ］のＮ２個のデータ要素を生じるであろう。
ここで図８を参照すると、ＯＴＦＳ方法の第２の形態に従ってデータを畳み込み積分し
、かつ畳み込みを解くために使用される、例示的な一式のベクトルが示されている。具体
的には、図８は、基底ベクトル８０２、データベクトル８００、フーリエベクトル８０４
、および伝送ベクトル８０６を描写する。図８の実施形態では、データベクトル８００は
、ＮｘＮ［Ｄ］行列のＮ個の要素（多くの場合、１つの行、列、または対角線）を含んで
もよく、基底ベクトル８０２は、ＮｘＮ［Ｕ１］行列のＮ個の要素（多くの場合、１つの
行、列、または対角線）を含んでもよく、フーリエベクトル８０４は、多くの場合、ＤＦ
ＴまたはＩＤＦＴ行列を備え得る、ＮｘＮ［Ｕ２］行列のＮ個の要素（多くの場合、１つ
の行、列、または対角線）を含んでもよい。伝送フレーム８０８は、それぞれが、複数（
Ｎ個等）のタイムスライスを含有する伝送ベクトル８０６によって定義される、Ｎ個の単
一時間拡散間隔Ｔｍ８１０から成る。図８の実施形態では、伝送ベクトル８０６は、各伝
送間隔の各タイムスライス中に伝送するためにＯＴＦＳ伝送行列の要素を選択する際に伝
送器によって使用される情報を提供する。
図８では、線８１２は、各フーリエベクトル波形８０４が１つの拡散時間間隔Ｔｍ８１
０にわたって現れることを示すことを目的としている。これは、ＯＴＦＳ方法の第２の形
態（各波形が複数（例えば、Ｎ個）のタイムスライスから成る時間拡散間隔にわたって存
在する）とＯＴＦＳ方法の第１の形態（無線信号が本質的にタイムスライスごとの基準で
伝送される）との間の無線電波信号変調の差異を表すことが観察される。
図１０は、ＯＴＦＳ方法の第２の形態に従ってデータを畳み込み積分し、かつデータを
伝送するために使用され得る、周期的コンボリューション方法の側面を図示する。以前に
議論されたように、具体的には、［Ｕ１］が、長さＮの周期的置換ルジャンドル数から成
る場合において、データを畳み込み積分し、データをスキャンするプロセスは、代替とし
て、基礎的データの周期的コンボリューションであるものとして理解することができる。
ここで、ｄ０、ｄｋ、ｄＮ−１は、［Ｄ］行列のデータベクトル１０００成分の要素また
は記号であるものとして理解することができ、ｂｍ係数は、［Ｕ１］行列の基底ベクトル
１００２成分を表すものとして理解することができ、Ｘ係数は、［Ｕ２］行列のフーリエ
ベクトル１００４成分を表すものとして理解することができる。ｂｍ係数およびＸ係数の
組み合わせは、伝送ブロックＴｍ１０１０を形成するように合計される。図１０の説明図
では、それぞれのそのような組み合わせは、［ｂｍ＊Ｘｋ］として表され、ｋ番目のフー
リエベクトルとのｍ番目の基底ベクトルの要素に関する乗算を含む。
図３９Ａ、３９Ｂ、３９Ｃ、および３９Ｄは、それに従って、データ行列のＮ２個のデ
ータ記号ｄｉｊが、一対の変換行列を使用して基底フレームＦｉｊのＮ２個の異なる基底
行列Ｂｉｊの中へ拡散される、例示的なＯＴＦＳ符号化スキームを図示する。図３９Ａを
参照すると、基底行列は、Ｎ長のＮ個の基底ベクトルｂ０−ｂＮ−１を含む。［Ｕ１］が
ＤＦＴまたはＩＤＦＴ行列を使用して実装されるとき、主要対角線に沿って各ＤＦＴベク
トル（列）のＮ個の成分を配置することによって形成される対角行列で基底ベクトルｂ０
−ｂＮ−１のそれぞれを乗算することによって、［Ｕ１］および［Ｕ２］による［Ｄ］行
列の乗算を複製することができる。これらの乗算の結果は、Ｎ２個の基底行列である。図
３９Ａに示されるように、次いで、各データ要素ｄｉｊは、Ｎ２個の基底行列のうちの１
つで乗算され、結果として生じるＮ２個の行列ｄｉｊ＊Ｂｉｊは、ＯＴＦＳデータ行列を
生じるように合計される。これは、例えば、図１０の周期的コンボリューションによって
図示される。したがって、各データ要素ｄｉｊは、ＯＴＦＳデータ行列の各要素にわたっ
て拡散される。
図３９Ｂは、ｌおよびｋが１以上である、Ｎ−ｌ列およびＮ−ｋ行を含む、不完全な基
底行列を図示する。結果として生じる乗算は、ＮｘＮ ＯＴＦＳ行列全体にわたってデー
タ要素ｄｉｊの一部分のみを拡散する。図３９Ｃは、ＭがＮより大きい、長さＭのＮ個の
ベクトルを有する基底フレームを図示する。結果として生じる基底フレームは、ＮｘＭ要
素を含む。図３９Ｄは、ｌおよびｋが１以上である、Ｎ−ｌ列およびＭ−ｋ行を含む、不
完全な基底フレームを図示する。結果は、全てよりも少ないデータ要素ｄｉｊが、Ｎ２個
の基底フレームの全てにわたって拡散されることである。
図１２は、ＯＴＦＳ方法の第２の形態に従って受信データの畳み込みを解くために使用
され得る、周期的デコンボリューション方法の略図を示す。図１２では、Ｒｍ１２０２は
、ＯＴＦＳ受信器４５５によって受信および復調される、累積信号７３０の一部分を表す
。再度、以前に議論されたように、具体的には、［Ｕ１］が、長さＮの周期的置換ルジャ
ンドル数から成る場合において、次いで、データの畳み込みを解き、データを再構築する
行列ベースの数学プロセスは、代替として、図１０で以前に畳み込み積分された伝送デー
タの周期的デコンボリューションであるものとして理解することができる。ここで、再構
築成分１２００〜ｄ０、〜ｄｋ、〜ｄＮ−１は、［Ｄ］行列のデータベクトル１０００成
分の再構築要素（記号）であるものとして理解することができ、ｂｍ係数１００２は、再
度、［Ｕ１］行列の同一の基底ベクトル１００２成分を表すものとして理解することがで
き、Ｘ係数１００４は、再度、［Ｕ２］行列のフーリエベクトル１００４成分を表すもの
として理解することができる。加えて、［ｂｍ＊Ｘｋ］’は、ｋ番目のフーリエベクトル
とのｍ番目の基底ベクトルのミラー共役の要素に関する乗算を表すものとして理解するこ
とができる。
この代替的なスキームまたは実施形態では、ＯＴＦＳ方法は、複数の時間拡散間隔にわ
たって、複数の時間スペクトルトーンまたはスペクトル形状拡散コードを作成するステッ
プを含み、各単一時間拡散間隔は、少なくとも１つのクロック間隔から成り、各時間スペ
クトルトーンまたはスペクトル形状拡散コードは、第１の時間周波数偏移、第２のスペク
トル成形、および時間拡散コードの関数、またはスキャンおよび伝送スキームを含む、通
信リンクを経由して少なくとも１つのデータのフレーム（［Ｄ］）を伝送する方法である
ものとして理解することができる。
複数のユーザ
例示的実施形態では、単一の受信器によって受信されるように、データが複数の伝送器（ここでは通常、複数伝送器事例と称される）を使用して複数のユーザから送信されることを可能にするために、ＯＴＦＳ変調技法が採用されてもよい。例えば、複数のユーザ「ａ」、「ｂ」、「ｃ」、および「ｄ」がそれぞれ、Ｎ個の要素を含むデータのフレームを送信することを所望すると仮定されたい。マルチユーザＯＴＦＳ伝送スキームの実施形態に一致して、複数のユーザによって共有される概念的なＮｘＮ ＯＴＦＳ伝送行列が、以下で説明される様式で作成されてもよい。具体的には、各所与のユーザが、データのＮ個の要素を、そのようなユーザと関連付けられるＮｘＮデータフレームの１列の中へ詰めるが、他の列を空のままにする（ゼロに設定された係数）。したがって、ユーザ「ａ」と関連付けられ、かつユーザ「ａ」によって伝送されるＮｘＮデータフレーム［Ｄａ］は、以下のように表され得る。
同様に、したがって、ユーザ「ｂ」と関連付けられ、かつユーザ「ｂ」によって伝送さ
れるＮｘＮデータフレーム［Ｄｂ］は、以下のように表され得る。
そして、ユーザ「ｎ」が、ＮｘＮデータフレーム［Ｄｎ］を送信する。
したがって、それぞれ、ユーザ「ａ」、「ｂ」．．「ｎ」によるデータフレーム［Ｄａ
］、［Ｄｂ］…［Ｄｎ］の伝送は、概念的なＮｘＮ ＯＴＦＳ伝送行列の伝送をもたらし
、ユーザのそれぞれが、そのような概念的な伝送行列の列のうちの１つと関連付けられて
いる。このようにして、各独立ユーザ「ａ」、「ｂ」．．「ｎ」は、概念的なＮｘＮ Ｏ
ＴＦＳ伝送行列内のその指定スロット（すなわち、列）中に、そのＮ個のデータ要素を伝
送し、そうでなければ、情報を伝送しない。これは、概念的なＮｘＮ ＯＴＦＳ伝送行列
が、単一の伝送器のみによって送信される完全なデータフレームを表すかのように、デー
タフレーム［Ｄａ］、［Ｄｂ］…［Ｄｎ］に対応する信号が受信器で受信されることを可
能にする。いったん受信器でそのように受信されると、受信データフレーム［Ｄａ］、［
Ｄｂ］…［Ｄｎ］は、概念的なＮｘＮ ＯＴＦＳ伝送行列を効果的に複製し、次いで、こ
れは、上記で議論される様式で畳み込みを解かれてもよい。
図２４は、先行実施例に一致して、複数のユーザが概念的なＯＴＦＳ伝送行列の指定列
の中でデータを伝送し得る様式を図示する、時間／周波数平面２４００を描写する。示さ
れるように、時間／周波数平面２４００は、第１のユーザによる、概念的なＯＴＦＳ伝送
行列の第１の列の中のデータの伝送を表す、第１のタイルＴ０２４１０−１を含む。図２
４の実施形態では、第１のタイルＴ０２４１０−１は、ＯＴＦＳチャネルの帯域幅（ＢＷ
）全体を包含し、Ｔｆが、概念的なＯＴＦＳ伝送行列内の入力の全てを伝送するために必
要とされる合計時間を表す、Ｔｆ／Ｎの持続時間にわたって延在する。同様に、時間／周
波数平面２４００は、第２のユーザによる、第２のＴｆ／Ｎ間隔中の概念的なＯＴＦＳ行
列の第２の列の中のデータの伝送を表す、第２のタイルＴ１２４１０−２を含む。このよ
うにして、Ｎ人のユーザのそれぞれは、ＮｘＮ概念的ＯＴＦＳ伝送行列内に含まれる、そ
れぞれのＮ個の要素を伝送するように、Ｔｆ／Ｎの時間間隔を提供される。
図２５は、先行実施例に一致して、複数のユーザが概念的なＯＴＦＳ伝送行列の指定列
の中でデータを伝送し得る別の様式を図示する、代替的な時間／周波数平面２４００を描
写する。示されるように、時間／周波数平面２５００は、第１のユーザによる、概念的な
ＯＴＦＳ伝送行列の第１の行または第１の一式の行の中のデータの伝送を表す、第１のタ
イルＴ０２５１０−１を含む。図２５の実施形態では、第１のタイルＴ０２５１０−１は
、第１の行の数に対応するＯＴＦＳチャネルの帯域幅（ＢＷ）全体の第１の部分を包含し
、伝送は、Ｔｆが、概念的なＯＴＦＳ伝送行列内の入力の全てを伝送するために必要とさ
れる合計時間を表す、持続時間Ｔｆ全体にわたって延在する。同様に、時間／周波数平面
２５００は、帯域幅の第２の部分を包含し、また、Ｔｆ時間間隔全体中に伝送する、第２
のユーザによる、概念的なＯＴＦＳ行列の第２の行または複数の行の中のデータの伝送を
表す、第２のタイルＴ１２５１０−２を含む。このようにして、ユーザのそれぞれは、Ｎ
ｘＮ概念的ＯＴＦＳ伝送行列内に含まれる、それぞれのＮ個の要素（またはＮ個の要素の
整数の倍数）を伝送するように、Ｔｆの時間間隔全体にわたって帯域幅の一部分を提供さ
れる。
図２６は、先行実施例に一致して、複数のユーザが概念的なＯＴＦＳ伝送行列の指定列／行部分の中でデータを伝送し得る別の様式を図示する、さらに別の時間／周波数平面２６００を描写する。示されるように、時間／周波数平面２６００は、第１のユーザによる、概念的なＯＴＦＳ伝送行列の１つ以上の第１の列および１つ以上の第１の行の中のデータの伝送を表す、第１のタイルＴ０２６１０−１を含む。図２６の実施形態では、第１のタイル２６１０−１は、第１のタイルＴ０２６１０−１の中の行数に比例するＯＴＦＳチャネルの帯域幅（ＢＷ）全体のうちの一部を包含し、伝送は、Ｔｆが、概念的なＯＴＦＳ伝送行列内の入力の全てを伝送するために必要とされる合計時間を表し、ｎ≦Ｎが、第１のタイル２６１０−１が含む行数を表す、ｎＴｆ／Ｎの持続時間にわたって延在する。同様に、時間／周波数平面２６００は、第２のユーザによる、ｍ≦Ｎが、第２のタイルＴ１２６１０−２の中の行数を表す、第２のｍＴｆ／Ｎ間隔中の概念的なＯＴＦＳ行列の１つ以上の第２の列および１つ以上の第２の行の中のデータの伝送を表す、第２のタイル２６１０−２を含む。このようにして、ユーザのそれぞれは、ＮｘＮ概念的ＯＴＦＳ伝送行列内に含まれる、それぞれの要素を伝送するように、Ｔｆ／Ｎの整数の倍数の時間間隔を提供される。
図２４−２６のタイルのサイズは、対応するユーザに提供されるデータの量に比例的に
対応する。したがって、より高いデータ速度要求を伴うユーザには、［Ｄ］行列のより大
きい部分、したがって、より大きいタイルを与えることができる。加えて、伝送器により
近いユーザには、［Ｄ］行列のより大きい部分を与えることができる一方で、より遠く離
れているユーザは、近いユーザへの効率的な伝送を利用し、さらに遠いユーザに伝送して
失われるデータを最小限化するように、より小さい部分を提供されてもよい。
異なる伝送器（または単純に複数の伝送器）を使用している複数のユーザは、同一のプ
ロトコルを使用して、同一の通信リンクを経由して通信してもよい。ここで、各ユーザま
たは伝送器は、例えば、それぞれのデータを送信または受信するように、Ｎ２サイズのデ
ータのフレームの中の少数のデータ要素のみを選択してもよい。一実施例では、ユーザは
、単純に、それらの目的でデータのフレームの１列を選択し、ゼロで他の列を設定しても
よい。次いで、ユーザのデバイスは、ＴＦＳデータ行列を計算し、それらを通常通り送受
信するであろう。
以前に議論されたように、ＯＴＦＳアプローチの１つの利点は、ドップラ偏移および周
波数偏移に対する抵抗の増加である。例えば、多くの場合、ＯＴＦＳアプローチによって
考慮される時間、周波数、およびスペクトル成形の大部分は、損なわれた通信リンクを経
由して機能するＯＴＦＳ装備デバイスの優れた能力により、そのような偏移のいかなる悪
影響も大きく軽減するであろう。他の場合において、損なわれたローカルデバイスをさら
に正確に識別することができるため、基地局または他の伝送デバイスは、補正信号を損な
われたデバイスに送信することができるか、または代替として、損なわれたデバイスを動
作停止させることができるかのいずれか一方である。
チャネル障害に対する抵抗の向上
以前に議論されたように、ＯＴＦＳ方法の１つの利点は、通信チャネル障害に対する抵
抗の増加である。障害に対するこの抵抗は、異常伝送器、具体的には、異常伝送器によっ
て占有されるＴＦＳデータ行列の要素に隣接しているＴＦＳデータ行列の要素上のドップ
ラ偏移または周波数偏移に悩まされる伝送器の影響を最小限化するように、第１のＮｘＮ
時間周波数偏移行列および第２のＮｘＮスペクトル成形行列をさらに選択することによっ
て、向上させることができる。代替として、受信器は、問題を分析し、代替的な一式の第
１のＮｘＮ時間周波数偏移行列および／または該第２のＮｘＮスペクトル成形行列が問題
を軽減するであろうかどうかを判定し、対応する変更が対応する伝送器に行われることを
提案または命令してもよい。
記号ベースの電力およびエネルギー考慮
ＯＴＦＳ方法はまた、従来の変調技法を使用して行われることが可能であるよりも精緻
なトレードオフが、伝送距離、伝送器電力、および情報データ速度の間で行われることも
可能にする。部分的に、各記号が、概して、従来の技法が採用される場合に対して、より
多数の間隔にわたって拡散されるため、この増加した融通性が生じる。例えば、従来の時
分割多重通信システムでは、記号が１つだけの時間間隔にわたって伝送されているため、
伝送される記号あたりの電力が極めて高くなければならない。従来の拡散スペクトル通信
システムでは、記号は、本質的にＮ個の間隔にわたって伝送されており、間隔あたりの電
力は、それに対応してより少ない。ＯＴＦＳ方法がＮ２個の異なるモダリティ（例えば、
波形、時間）にわたって情報のビットまたは記号を伝送するため、モダリティあたりの電
力は、はるかに少ない。とりわけ、これは、一般に、特定の時間間隔にわたって特定の波
形のみに影響を及ぼすであろう、インパルス雑音の効果が、より少ないであろうことを意
味する。それはまた、ＯＴＦＳ方法によって可能にされる、増加した数の信号伝送モダリ
ティ（波形、時間）により、手近の特定の通信リンク障害状況に最も良好に対応するよう
に信号を最適化するために利用可能である、より多くの自由度があることも意味する。
ＯＴＦＳ等化の概観
ここで、ＯＴＦＳ通信システム内のドップラおよび周波数偏移を補償するための種々の
技法を説明する際に参照されるであろう、図２７−３６に注意を向ける。ここで図２７を
参照すると、受信器２７０６が、本明細書で説明される様式で、受信した信号の時間デコ
ンボリューションを通して、種々の種類のエコー反射または他のチャネル歪曲を補償する
、例示的なプロセスが示されている。図２７では、無線伝送器２７００は、上記の説明に
従った方法を使用して、複数の方向に複雑な周期的時間偏移および周期的周波数偏移無線
波形２７０２を伝送する。無線伝送器２７００は、例えば、図４のＯＴＦＳ伝送器４０５
を使用して実現することができる。これらの信号２７０４のうちのいくつかは、受信器２
７０６へ直接進む。受信器２７０６は、例えば、図４のＯＴＦＳ受信器４５５であり得る
。他の信号２７０８は、建築物２７０７等の無線反射体によって反射されてもよい。これ
らの「エコー」反射２７１０は、より長い距離を進んで受信器２７０６に到達し、したが
って、最後には時間遅延させられる。結果として、受信器２７０６は、元の信号２７０４
およびエコー波形２７１０の両方の総和である、歪曲信号２７１２を受信する。
伝送された信号２７０２の一部分が周期的時間偏移波形であるため、図４の後置等化器
４８０等の受信器における時間デコンボリューションデバイス２７１４は、波形の周期的
時変パターンを分析し、適切な補償を達成する。図２７の実施形態では、この分析は、一
種のパターン合致または同等物、および種々の時間偏移バージョンへの受信した歪曲信号
の分解を含んでもよい。これらの時間偏移バージョンは、例えば、直接信号２７０４に対
応する第１の時間偏移バージョン２７１６、および反射信号２７１０に対応する第２の時
間偏移バージョン２７１８を含んでもよい。時間デコンボリューションデバイス２７１４
はまた、時間遅延エコー信号２７１８、２７１０を元の信号または直接信号２７１６、２
７０４と合致させるために必要な時間オフセット２７２０を判定してもよい。ここでは時
間デコンボリューションパラメータと呼ばれる、この時間オフセット値２７２０は、伝送
器２７００および受信器２７０６に対するエコー場所の相対位置に関する有用な情報を提
供してもよい。このパラメータは、本システムが伝送器と受信器との間に起こる信号障害
のうちのいくつかを特徴付けるのに役立ってもよい。
図２８は、エコー反射および周波数偏移の両方、本実施例ではドップラ効果周波数偏移を補償するように、受信器２８０６（ＯＴＦＳ受信器４５５等）が受信した信号の時間および周波数補償の両方を達成するのに役立つために、周期的時間偏移波形および周期的周波数偏移波形の両方を伝送することがどのように有用であり得るかという実施例を示す。図２８では、ＯＴＦＳ伝送器４０５等の移動する無線伝送器２８００が、再度、複数の方向に複雑な周期的時間偏移および周期的周波数偏移無線波形２８０２を伝送している。提示を単純化するために、伝送器２８００が、受信器に向かって移動することも受信器から離れる方に移動することもしておらず、したがって、受信器２８０６に対するドップラ周波数偏移がないように、受信器２８０６と垂直に移動していると仮定される。さらに、伝送器２８００が建築物２８０７等の無線反射体に向かって移動しており、したがって、元の無線波形２８０２がドップラ効果によって修正され、それによって、反射体２８０７に対して、（青方偏移された）より高い周波数に向かって波形２８０２の周波数を偏移させるであろうと仮定される。
したがって、受信器２８０６に影響を及ぼす直接信号２８０４は、本実施例では、周波
数偏移させられないであろう。しかしながら、無線反射体、ここでは再度、建築物２８０
７から跳ね返る、ドップラ偏移無線信号２８０８は、高周波数偏移形態で反響するであろ
う。これらの高周波数偏移「エコー」反射２８１０はまた、依然として、より長い距離を
移動して受信器２８０６に到達し、したがって、最後には同様に時間遅延させられる必要
がある。結果として、受信器２８０６は、時間および周波数偏移エコー波形２８１０との
直接信号２８０４の総和により歪曲させられる、信号２８１２を受信する。
しかしながら、上記で説明されたように、本明細書で説明されるＯＴＦＳ技法は、周期
的時間偏移および周波数偏移波形の伝送を利用してもよい。したがって、受信器２８０６
内の時間および周波数デコンボリューションデバイス２８１４（代替として、図４のＯＴ
ＦＳ復調器４６０およびＯＴＦＳ後置等化器４８０等の時間および周波数適応等化器）は
、そのような波形を種々の時間偏移および周波数偏移バージョンに戻して分解するために
、波形の周期的時変および周波数変化パターンを評価してもよい。そのようなバージョン
の間に、直接信号２８０４に対応する第１のバージョン２８１６、および周波数偏移エコ
ー波形２８１０に対応する第２のバージョン２８１８が含まれる。一実施形態では、この
評価および分解は、パターン合致または関連技法を使用して達成されてもよい。同時に、
時間および周波数デコンボリューションデバイス２８１４はまた、上記で参照された時間
デコンボリューションパラメータ、および本明細書では周波数デコンボリューションパラ
メータとも称され得る、周波数オフセット値２８２２を判定してもよい。これらのパラメ
ータは、伝送器２８００および受信器２８０６に対するエコー場所の相対位置に関する有
用な情報を提供してもよく、また、伝送器と受信器との間で起こる信号障害のうちの特定
のものの特性化を可能にしてもよい。
時間および周波数デコンボリューションの両方の正味の効果は、相互に対して異なる距
離および速度で潜在的に存在する伝送器、受信器、およびエコー源に適用されるとき、受
信器が損なわれた信号を適正に解釈することを可能にすることである。ここで、たとえ一
次信号において受信されるエネルギーが低すぎて適正な解釈を可能にすることができなく
ても、信号バージョンへの適切な時間および周波数オフセットまたはデコンボリューショ
ンパラメータの適用時に、信号の時間および／または周波数偏移バージョンからのエネル
ギーを一次信号に追加することができ、それによって、受信器において、より雑音が少な
く、より確実な信号をもたらす。加えて、時間および周波数デコンボリューションパラメ
ータは、伝送器および受信器に対するエコー場所の相体位置および速度、ならびに伝送器
と受信器との間の種々の速度に関する有用な情報を含有することができ、また、本システ
ムが伝送器と受信器との間で起こる信号障害のうちのいくつかを特徴付けるのに役立つこ
ともできる。
したがって、いくつかの実施形態では、本明細書で説明されるＯＴＦＳシステムはまた
、エコー反射および周波数オフセットのうちの１つまたは組み合わせのいずれか一方によ
り、そのような反射およびオフセットと関連付けられる複数の信号が、Ｎ２個の総和記号
加重された周期的時間偏移および周波数偏移波形の時間および／または周波数偏移バージ
ョンを表す、時間および／または周波数畳み込み複合信号を受信器に受信させる、改良型
受信器を提供する方法を提供してもよい。ここで、改良型受信器はさらに、そのようなエ
コー反射ならびに結果として生じる時間および／または周波数オフセットを補正するよう
に、時間および／または周波数畳み込み信号の時間および／または周波数畳み込みを解く
であろう。これは、時間および周波数の両方の畳み込みを解いた結果（すなわち、典型的
には、はるかに高い品質および低い信号対雑音比の信号）、ならびに議論されるように、
いくつかの目的で有用である種々の時間および周波数デコンボリューションパラメータを
もたらすであろう。
しかしながら、他の用途のさらに詳細な議論に進む前に、最初に、種々の波形について
さらに詳細に議論することが有用である。
本明細書で説明されるＯＴＦＳシステムおよび方法の実施形態は、概して、複数のデータ記号を１つ以上のＮｘＮ記号行列の中へ分配し、伝送器の信号変調を制御するためにこれらの１つ以上のＮｘＮ記号行列を使用することによって生成される波形を利用する。ここで、各ＮｘＮ記号行列については、伝送器は、符号化行列Ｕに従って判定される、Ｎ個の周期的時間偏移波形およびＮ個の周期的周波数偏移波形の全ての置換のＮ２サイズのセットから選択される、Ｎ個の波形に加重するために各データ記号を使用し、したがって、各データ記号に対するＮ個の記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形を生成してもよい。この符号化行列Ｕは、対応する逆復号行列ＵＨを有するＮｘＮユニタリ行列であるように選択される。本方法はさらに、ＮｘＮ記号行列の中の各データ記号について、Ｎ個の記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形を合計し、Ｎ２個の総和記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形を生成するであろう。伝送器は、Ｎ個の時間ブロックまたは周波数ブロックの任意の組み合わせにわたって、Ｎ個の複合波形として構築される、これらのＮ２個の総和記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形を伝送するであろう。
上記で議論されるように、通信リンクを介して少なくとも１つのデータのフレーム［Ｄ
］（最大Ｎ２個のデータ記号または要素の行列から成る）を伝送および受信するために、
種々の波形を使用することができる。ここで、各データ記号は、基本波形から導出される
独特の波形を割り当てられてもよい（対応する波形が指定される）。
例えば、データ行列［Ｄ］のデータ記号は、この基本波形の時間および周波数周期偏移
のデータ記号特有の組み合わせとともに、各データ記号を長さＮのタイムスライスの基本
波形から導出される独特の波形（対応する波形）に割り当てることによって、一連の周期
的に変化する時間および周波数偏移にわたって拡散されてもよい（本明細書で説明される
実施形態では、一式のＮ個のタイムスライスは、時間ブロックとも称される、この波形を
伝送するために必要とされる時間に対応する）。
一実施形態では、データのフレーム［Ｄ］の中の各記号は、その対応する波形で乗算さ
れ、一連のＮ２個の加重された独特の波形を生成する。１つの拡散時間間隔（または時間
ブロック間隔）にわたって、データのフレーム［Ｄ］の中の各データ記号に対応する、Ｎ
２個全ての加重された独特の波形は、同時に組み合わせられて伝送される。さらに、１つ
の時間ブロック（Ｎ個のタイムスライス）の長さ（または持続時間）の異なる独特の基本
波形が、各連続時間拡散間隔（連続時間ブロック）に使用されてもよい。したがって、１
つの時間ブロックに対応する、異なる独特の基本波形が、各連続時間拡散間隔に使用され
てもよく、この一式のＮ個の独特の波形は、概して、正規直交基底を形成する。本質的に
、［Ｄ］の各記号は、Ｎ個全ての時間ブロックにわたって、または代替として、時間ブロ
ックおよび周波数ブロック（例えば、割り当てられた周波数範囲）のいくつかの組み合わ
せにわたってのいずれかで、（部分的に）何度も繰り返して伝送される。
各時間ブロックにわたってデータを受信するために、受信した信号は、その特定の時間
ブロックに対して伝送器によって各データ記号に以前に割り当てられた、対応する一式の
Ｎ２個全ての波形と相関する。この相関を行うと、受信器は、Ｎ２個のデータ記号のうち
のそれぞれ１つに対する独特の相関スコアを生成してもよい。このプロセスは、Ｎ個全て
のブロックが受信されるまで、時間ブロックおよび周波数ブロックの何らかの組み合わせ
にわたって繰り返されるであろう。したがって、元のデータ行列［Ｄ］は、各データ記号
について、Ｎ個の時間ブロックまたは周波数ブロックにわたって相関スコアを合計するこ
とによって、受信器によって再構築することができ、相関スコアのこの総和は、データの
フレーム［Ｄ］のＮ２個のデータ記号を再現するであろう。
いくつかの実施形態では、これらＮ個の時間ブロックのうちのいくつかが、非連続的に
伝送されてもよく、または代替として、これらＮ個の時間ブロックのうちのいくつかが、
完全に異なる周波数範囲へ周波数偏移させられ、伝送時間を加速するために、元の一式の
Ｎ個の時間ブロックから、他の時間ブロックと並行して伝送されてもよいことに留意され
たい。これは、後に図２９を参照してさらに詳細に議論される。
焦点が基礎的な周期的時間偏移および周期的偏移波形に向けられることを可能にするた
めに、上記で説明されるＯＴＦＳ方法の一実施形態の詳細な側面が、いくらか一般化され
、また、簡略化形態で議論されてもよい。例えば、Ｎ個の周期的時間偏移波形およびＮ個
の周期的周波数偏移波形の全ての置換のＮ２セットから選択する動作は、少なくとも部分
的に、随意的な置換演算Ｐ、ならびに上記で議論される他のステップに対応してもよい。
加えて、Ｎ個の周期的時間偏移波形およびＮ個の周期的周波数偏移波形の全ての置換のＮ
２セットは、例えば、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列または逆離散フーリエ変換行列（
ＩＤＦＴ）によって少なくとも部分的に表されると理解されてもよい。このＤＦＴおよび
ＩＤＦＴ行列は、例えば、一連の実数または複素数を取り込み、それらを一連の異なる波
形に変調するために、伝送器によって使用することができる。
ここで特定の実施例を考慮すると、ＤＦＴ行列（例えば、図１８のＤＦＴ行列）の個々
の行はそれぞれ、一式のＮ個の周期的時間偏移および周波数偏移波形を含む、フーリエベ
クトルを生成するために使用されてもよい。一般に、フーリエベクトルは、以下の種類の
複雑な正弦波形を生成してもよい。
式中、ＮｘＮ ＤＦＴ行列［Ｘ］については、Ｘｊ ｋは、ＤＦＴ行列の行ｋ列ｊの中の
フーリエベクトルの係数であり、Ｎは、列数である。このフーリエベクトルの積は、ＯＴ
ＦＳシステムで使用するために好適な種々の時間偏移および周波数偏移波形が生成され得
る、様式の一実施例を表すと見なされてもよい。
例えば、前述のように、図１０は、伝送器がデータを符号化して伝送するために使用す
ることができる、周期的コンボリューション方法の一実施例の略図を示す。図１０では、
種々の［ｂｍ＊Ｘｋ］成分の合計はまた、「複合波形」と称することもできる。結果とし
て、図１０に一致する実施形態では、記号の完全［Ｄ］行列が、最終的に、Ｎ個の複合波
形として伝送されるであろう。
以前に議論されたように、図１２はまた、受信データを復号するために使用されること
が可能な周期的デコンボリューション方法の略図を提供すると理解されてもよい。より具
体的には、特に、［Ｕ１］が、長さＮの周期的置換ルジャンドル数から成る場合において
、データの畳み込みを解き、データを再構築するプロセスは、代替として、図１０を参照
して説明されるように、伝送器によって以前に畳み込み積分（符号化）された伝送データ
の周期的デコンボリューション（周期的復号）であるものとして理解することができる。
図１２の実施形態では、〜ｄ０、〜ｄｋ、〜ｄＮ−１要素は、（伝送データベクトル１０
００に対応する）［Ｄ］行列のデータベクトル１２００成分の再構築記号（記号）を表し
、ｂｍ係数は、再度、［Ｕ１］行列の基底ベクトル１００２成分を表し、Ｘｊ ｋ係数は、
［Ｕ２］行列のフーリエベクトル１００４成分を表すものとして理解することができる。
ここで、（Ｒｍ）１２０２は、受信器によって受信および復調される、累積信号１０１０
の一部分である。
図２４−２６を参照して上記で説明されるように、複数のユーザが同一のデータ行列［
Ｄ］の中の複数の時間／周波数オフセットブロックにわたってデータを伝送するために提
供するように、データ行列［Ｄ］の行（周波数オフセット）および列（時間オフセット）
を比例させるための異なるタイリングスキームを利用することができる。これらのタイリ
ングスキームは、運動および反射信号の種類、ならびに伝送器および受信器が経験してい
る、結果として生じる時間および周波数オフセットに応じて、異なって利用することがで
きる。ここで、図２９−３０を参照して、異なる時間／周波数ブロックを利用するための
いくつかの例示的な方法を説明する。
ここで図２９を参照すると、一連のＮ個の連続時間ブロックとして（すなわち、間にい
かなる他のブロックもない）伝送することができる、種々の伝送波形ブロック２９００が
示されている。これらの連続時間ブロックは、隣接列２９０２（すなわち、種々の波形ブ
ロックの間に最小限の時間間隙を伴うか、または時間間隙が全くない）であり得るか、ま
たは低密度隣接列２９０４（すなわち、いくつかの実施形態では、同期化、ハンドシェイ
キング、他のユーザの伝送器を聞くこと、チャネル査定、および他の目的で使用され得る
、種々の波形ブロックの間に時間間隙を伴う）であり得るかのいずれか一方である。代替
として、種々の波形時間ブロックは、列２９１０に示されるように、隣接または低密度イ
ンターリーブ様式で、１つ以上の異なる記号行列２９０６、２９０８からのブロック（場
合によっては異なる伝送器に由来し得る）と時間インターリーブされて伝送することがで
きる。
さらに別の代替案として、種々の波形時間ブロックのうちのいくつかは、完全に異なる
周波数帯域または範囲２９１２、２９１４、２９１６に転置された周波数であってもよい
。ここで、複数の波形時間ブロックを異なる周波数ブロックと同時に伝送することができ
るため、これは、伝送時間を加速することができる。時間／周波数オフセットタイル２９
１８および２９２０に示されるように、そのような複数の周波数帯域伝送はまた、隣接、
低密度隣接、隣接インターリーブ、または低密度隣接インターリーブ様式で行うこともで
きる。ここで、２９２２および２９２８は、第１の周波数範囲２９１２での１つの時間ブ
ロックを表し、２９２４および２９３０は、周波数範囲２９１２での次の時間ブロックを
表す。ここで、種々の周波数範囲２９１２、２９１４、および２９１６は、簡潔に説明さ
れるように、異なる周波数搬送波に従って信号を変調することによって形成することがで
きる。したがって、例えば、周波数範囲または帯域２９１２は、１ＧＨｚ周波数搬送波を
変調することによって伝送され得る、周波数範囲または帯域２９１４は、１．３ＧＨｚ周
波数搬送波を変調することによって伝送され得る、帯域２９１５は、１．６ＧＨｚ周波数
搬送波を変調することによって伝送され得る等である。
言い方を変えれば、それら自体が、以前に議論されたＮ２個の総和記号加重された周期
的時間偏移および周期的周波数偏移波形から導出される、Ｎ個の複合波形は、少なくとも
Ｎ個の時間ブロックにわたって伝送されてもよい。これらＮ個の時間ブロックは、時間的
に連続して（例えば、２９０２、２９０４）伝送されてもよいか、または代替として、第
２の異なるＮｘＮ記号行列からのＮ個の時間ブロックと時間インターリーブされて伝送さ
れてもよいかのいずれか一方である。
図３０は、１つ以上のより広い周波数範囲にわたって、より短い持続時間ブロックとし
て、または１つ以上のより狭い周波数範囲にわたって、より長い持続時間ブロックとして
のいずれか一方で、伝送器によって伝送される種々の複合波形ブロックを伝送できること
を示す。つまり、図３０は、ＯＴＦＳ方法の実施形態の使用を通して利用可能にされる、
周波数帯域幅と時間との間の例示的なトレードオフを示す。時間／周波数タイル２９４０
では、各周波数範囲２９１２、２９１４、および２９１６に対する利用可能な帯域幅が、
比較的大きい一方で、２９４２では、各周波数範囲２９３２、２９３４、および２９３６
に対する利用可能な帯域幅は、大幅に小さい。ここで、ＯＴＦＳスキームは、時間ブロッ
クにつきより多くの時間を許容することによって、より狭い周波数範囲を補償することが
できる。したがって、時間／周波数タイル２９４０では、高い帯域幅が利用可能であると
、時間ブロック２９２２および２９２４が、より短くあり得る一方で、時間／周波数タイ
ル２９４２では、より低い帯域幅が利用可能であると、複合波形を伝送するための時間ブ
ロック２９２６は、より長い。
次いで、図２９および３０の両方について、１つだけの基本搬送波周波数がある場合に
は、Ｎ個全てのブロックが、Ｎ個の時間ブロックとして時間的に連続して伝送される。利
用可能なＮ未満の複数の基本搬送波周波数がある場合には、Ｎ個の時間ブロックおよびＮ
個の周波数ブロックの何らかの組み合わせとして、Ｎ個全てのブロックを伝送することが
できる。利用可能なＮ個以上の基本周波数がある場合には、１つの時間ブロックの持続時
間にわたって、Ｎ個の周波数ブロックとして、Ｎ個全てのブロックを伝送することができ
る。
ここで、例示的な事前等化スキームを説明する際に参照されるであろう、図２１に注意
が向けられる。以前に説明されたように、伝送器２１００は、各時間ブロックが一式のＮ
個のタイムスライスを包含する、一連のＮ個の連続波形時間ブロックを伝送するように構
成される。全連続タイムスライス中に、変調回路２１０４を制御するために、ＯＴＦＳ行
列２１０８からの１つの要素を使用することができる。また、以前に議論されたように、
変調スキームは、要素が、その実数および虚数成分に分離され、細分化され、フィルタに
かけられ、次いで、正弦および余弦発生器の動作を制御するために使用され、複合アナロ
グ波形２１２０を生成するであろう、スキームであってもよい。元のＮｘＮデータ記号行
列［Ｄ］全体が伝送される時間までに、正味の効果は、Ｎ個の複合波形として構造化され
る、Ｎ２総和記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形の形態でデータ
を伝送することである。
いくつかの実施形態では、伝送器２１００はさらに、典型的には、アナログ変調回路２
１０２に提供する前に［Ｄ］行列を処理することを伴う、図４の前置等化器４１０によっ
て行われる、事前等化動作を実装してもよい。この事前等化動作が行われるとき、伝送器
２１００は、事前等化ＯＴＦＳ信号２１３０を出力し、そうでなければ、伝送器は、単純
にＯＴＦＳ信号２１２０を出力する。事前等化動作は、例えば、伝送器２１００と通信し
ている受信器が、ＯＴＦＳ信号２１２０が特定のエコー反射および／または周波数偏移を
受けていることを検出するときに、行われてもよい。そのようなエコー反射および／また
は周波数偏移をそのように検出すると、受信器は、そのような反射および偏移に関連する
補正情報を伝送器に伝送してもよい。次いで、前置等化器４１０は、これらのエコー反射
および／または周波数偏移を補償するよう、後に伝送された事前等化ＯＴＦＳ信号を成形
してもよい。したがって、例えば、受信器がエコー遅延を検出する場合、前置等化器４１
０は、エコー除去防止波形を伴う信号を送信してもよい。同様に、受信器が周波数偏移を
検出する場合、前置等化器４１０は、補整逆周波数偏移を伝送された事前等化信号２１３
０に導入することができる。
図３１は、エコー反射および周波数偏移の効果を補償するように動作する、受信器処理
セクション３１１０を図示する。図３１を参照すると、受信器処理セクション３１１０は
、周期的デコンボリューション処理ブロック３１０６と、等化器３１０２とを含む。等化
器３１０２は、一連の数学演算を行い、エコー反射および周波数偏移が基礎的信号を歪曲
させた程度に関連する情報も与えることができる、等化パラメータ３１０８を出力する。
等化器３１０２Ａは、例えば、適応等化器であり得る。
図３１では、伝送以来、複合伝送波形が、図２７および２８で以前に示されたように、
種々のエコー反射および／または周波数偏移によって歪曲させられていると仮定される。
これは、簡単にするために、単純エコー反射遅延歪曲を通して表される、歪曲波形３１０
０を生成する。図３１では、等化器３１０２は、歪曲波形３１００を分析することによっ
て、そのような歪曲を低減させるか、または実質的に排除し、元の複合波形がＮ個の周期
的時間偏移波形およびＮ個の周期的周波数偏移波形で構成されたという知識で支援されて
、どのような種類の時間オフセットおよび周波数オフセットが、畳み込みを解かれた波形
３１０４として図３１で表される、元の波形の近接表現に戻して歪曲波形３１００の畳み
込みを最も良好に解くであろうかを判定するように構成される。等化器３１０２によって
行われる等化動作は、代替として、周期的デコンボリューションデバイス３１０６によっ
て実行されてもよい。
一実施形態では、等化器３１０２は、歪曲波形を等化するプロセス中に一式の等化パラ
メータ３１０８を生成する。例えば、元の波形が、時間ｔｏｆｆｓｅｔまで、かつ元の波
形およびｔｏｆｆｓｅｔエコー波形が受信器に到達する時間まで、単一のエコー反射オフ
セットのみによって歪曲させられた、単純な場合において、結果として生じる歪曲信号３
１００は、例えば、約９０％の元の波形および１０％のｔｏｆｆｓｅｔエコー波形であっ
てもよく、次いで、等化パラメータ３１０８は、９０％の元の信号および１０％のエコー
信号の両方の混合、ならびにｔｏｆｆｓｅｔ値を出力することができる。典型的には、当
然ながら、実際の歪曲信号３１００は、いくつかの種々の時間および周波数オフセット成
分から成ることができ、ここで再度、この歪曲を取り除くことに加えて、等化器３１０２
はまた、信号３１００の種々の成分の種々の時間オフセット、周波数オフセット、および
割合混合を伝送器および／または受信器に報告することもできる。
図２９および３０で以前に議論されたように、Ｎ個の時間ブロックの中の種々の複合波
形を種々の方法で伝送することができる。時間連続伝送、すなわち、（多くの場合、随意
に、ハンドシェイキングまたは他の制御信号に使用され得る、時間間隙によって）第２の
時間ブロック、次いで、第３の時間ブロックが後に続く、第１のブロックに加えて、複合
波形の種々のブロックを他のスキームによって伝送することができる。
いくつかの実施形態では、例えば、複数の伝送器、また、潜在的に複数の受信器もあり得る、ネットワークシステムでは、１つより多くの符号化方法を使用して、種々の伝送器からデータを伝送することが有用であり得る。ここで、例えば、第１の一式のＮ個の時間ブロックは、第１のユニタリ行列［Ｕ１］を使用して、第１の伝送器から、第１のＮｘＮ記号行列が起源であるデータ記号を伝送してもよい。第２の一式のＮ個の時間ブロックは、第２のユニタリ行列［Ｕ２］を使用して、第２の伝送器から、第２のＮｘＮ記号行列が起源であるデータ記号を伝送してもよい。実施形態に応じて、［Ｕ１］および［Ｕ２］は、同一であり得るか、または異なり得る。第１の伝送器が起源である信号が、異なる障害（例えば、異なるエコー反射、異なる周波数偏移）に遭遇し得るため、周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形のいくつかのスキームは、他のスキームより良好に動作してもよい。したがって、これらの波形、ならびにユニタリ行列［Ｕ１］および［Ｕ２］は、これらの特定のエコー反射、周波数オフセット、ならびに第１の伝送器、第２の伝送器、および／または受信器のシステムおよび環境の他の信号障害の特性に基づいて選択されてもよい。
実施例として、図３１に従って等化を実装するように構成される受信器は、それが導出する等化パラメータ３１０８に基づいて、そのような受信器によって経験される現在の環境および条件を考慮して、優れた動作を提供することを目的としている、代替的な一式の周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形を提案することを選択してもよい。この場合、受信器は、この提案（またはコマンド）を対応する伝送器に伝送することができる。この種類の「ハンドシェイキング」は、所望される任意の種類の信号伝送および符号化スキームを使用して行うことができる。したがって、複数伝送器および受信器環境で、各伝送器は、その意図された受信器が、その間の通信チャネルを経由した伝送器と受信器との間の通信に特有の障害を最も良好に克服することができるように、その信号を最適化しようとしてもよい。
場合によっては、大量のデータを伝送する前に、または所望に応じていつでも、所与の
伝送器および受信器が、種々のエコー反射、周波数偏移、および伝送器および受信器のシ
ステムおよび環境の他の障害をより直接的に試験することを選択してもよい。これは、例
えば、伝送器に試験信号を送信させることによって行うことができ、複数のデータ記号は
、受信器に知られている試験記号であるように選択される（例えば、受信器が、これらの
特定の試験記号の記録を記憶している場合がある）。この場合、受信器が、いかなる障害
もない場合に、どのような種類の信号を受信するべきかを正確に認識するであろうため、
等化器３１０２は、概して、受信器にそのような認識が欠けている場合に対して、受信器
によって使用するためのさらに正確な時間および周波数等化パラメータ３１０８を提供す
ることができるであろう。したがって、この場合、等化パラメータは、エコー反射、周波
数オフセット、ならびに適用可能な伝送器および受信器のシステムおよび環境の他の信号
障害の特性に関する、さらに正確な情報を提供する。このより正確な情報は、適用可能な
伝送器が、本状況により好適な通信スキームの使用に（例えば、Ｕ行列に）移行すること
を提案または命令するために、受信器によって使用されてもよい。
いくつかの実施形態では、伝送器が無線伝送器であり、受信器が無線受信器であり、周
波数オフセットがドップラ効果によって引き起こされるとき、伝送器および受信器の環境
内の少なくとも１つの物体の場所および速度を判定するために、デコンボリューションパ
ラメータ、すなわち、エコー反射および周波数オフセットの特性のより正確な判定を使用
することができる。
ＯＴＦＳ等化技法の実施例
本節は、上記で議論される一般的なＯＴＦＳ等化アプローチおよび装置に一致して実装
されることが可能である、いくつかの例示的なＯＴＦＳ等化技法の説明を含む。しかしな
がら、そのような例示的な技法を説明する前に、これらのＯＴＦＳ等化技法の議論のため
の適切な文脈を提供するために、ＯＴＦＳ変調信号の伝送および受信の側面の概要が挙げ
られる。
ここで、ＯＴＦＳ信号伝送および受信のそのような概要を参照して、記号を種々のＮｘ
Ｎ行列［Ｄ］の種々の要素の中へ再パッケージ化または分配することによって、マイクロ
プロセッサ制御伝送器が、伝送のために一連の異なる記号「ｄ」（例えば、ｄ１、ｄ２、
ｄ３…）をパッケージ化する場合を考慮されたい。１つの実装では、そのような分配は、
例えば、［Ｄ］行列のＮｘＮ個全ての記号が満たされるまで、ｄ１を［Ｄ］行列の第１の
行および第１の列に（例えば、ｄ１＝ｄ０，０）、ｄ２を［Ｄ］行列の第１の行、第２の
列に（例えば、ｄ２＝ｄ０，１）等、割り当てることを含んでもよい。ここで、伝送器が
伝送する「ｄ」記号を使い果たした場合、残りの［Ｄ］行列要素を、０またはヌル入力を
示す他の値に設定することができる。
これらの波形が特徴的な正弦形状を有することを示すように、ここでは「トーン」と呼
ばれるであろう、データを伝送するための主要基底として使用される、種々の主要波形を
、ＮｘＮ逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）行列［Ｗ］によって表すことができ、式中、［
Ｗ］の中の各要素ｗについて、
であり、または代替として、
または
である。したがって、［Ｄ］の中の個々のデータ要素ｄは、行列乗算演算［Ｗ］＊［Ｄ］
によって、種々の基本トーンｗの組み合わせとして変換されて分配され、ここでは、［Ａ
］＝［Ｗ］＊［Ｄ］である、ＮｘＮ行列［Ａ］によって表される、データ行列のトーン変
換および分配形態を生成する。
Ｎ個の周期的時間偏移波形およびＮ個の周期的周波数偏移波形を生成するために、次い
で、トーン変換および分配データ行列［Ａ］はさらに、それ自体がモジュラー算術または
「クロック」算術によって順序を変えられ、それによって、
である、［Ｂ］の各要素ｂを含む、ＮｘＮ行列［Ｂ］を作成する。これは、代替として、
［Ｂ］＝Ｐｅｒｍｕｔｅ（［Ａ］）＝Ｐ（ＩＤＦＴ＊［Ｄ］）として表すことができる。
したがって、クロック算術は、周期的時間および周波数偏移のパターンを制御する。
次いで、以前に説明されたユニタリ行列［Ｕ］を、［Ｂ］に作用するために使用することができ、［Ｔ］＝［Ｕ］＊［Ｂ］である、ＮｘＮ伝送行列［Ｔ］を生成し、したがって、符号化行列［Ｕ］に従って判定される、Ｎ個の周期的時間偏移波形およびＮ個の周期的周波数偏移波形の全ての置換のＮ２サイズのセットを生成する。
代替的に言うと、ＮｘＮ伝送行列［Ｔ］＝［Ｕ］＊Ｐ（ＩＤＦＴ＊［Ｄ］）である。
次いで、典型的には、列ごとの基準で、Ｎの各個別列が、周波数搬送波をさらに変調す
るために使用される（例えば、約１ＧＨｚの周波数の範囲内で伝送される場合、搬送波は
１ＧＨｚで設定されるであろう）。この場合、ＮｘＮ行列［Ｔ］の各Ｎ要素列は、各デー
タ記号に対してＮ個の記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形を生成
する。次いで、効果的に、伝送器は、データの時間ブロックにわたって、例えば、複合波
形として、一度に［Ｔ］の１列からＮ個の記号加重された周期的時間偏移および周期的周
波数偏移波形の合計を伝送している。代替として、伝送器は、代わりに、［Ｔ］の異なる
列に異なる周波数搬送波を使用し、したがって、例えば、１つの周波数搬送波を経由して
［Ｔ］の１列を伝送し、同時に、異なる周波数搬送波を経由して［Ｔ］の異なる列を伝送
し、したがって、同時により多くのデータを伝送することができるが、当然ながら、そう
するためにより多くの帯域幅を使用する。同時に［Ｔ］の１つより多くの列を伝送するた
めに異なる周波数搬送波を使用する、この代替的な方法は、各周波数搬送波が各自の周波
数ブロックと見なされる、周波数ブロックと称されるであろう。
したがって、ＮｘＮ行列［Ｔ］がＮ個の列を有するため、伝送器は、図２９および３０
で以前に示されたように、Ｎ個の時間ブロックまたは周波数ブロックの任意の組み合わせ
にわたって、Ｎ個の複合波形として構造化される、Ｎ２個の総和記号加重された周期的時
間偏移および周期的周波数偏移波形を伝送するであろう。
受信器側で、伝送プロセスは、本質的に逆転される。ここで、例えば、マイクロプロセ
ッサ制御受信器が、当然ながら、その特定の用途のために所望に応じて、種々の時間ブロ
ックまたは周波数ブロックにわたって、種々の列［Ｔ］を受信する（例えば、Ｎ個の記号
加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形としても知られている、Ｎ個の複
合波形を受信する）であろう。十分な帯域幅が利用可能であり、時間が最重要である場合
において、伝送器は、複数の周波数搬送波を経由して複数の周波数ブロックとしてデータ
を伝送してもよい。一方で、利用可能な帯域幅がより制限され、および／または時間（待
ち時間）があまり重要ではない場合には、代わりに、複数の時間ブロックにわたって、伝
送器が伝送し、受信器が受信するであろう。
動作中に、受信器は、効果的に１つ以上の周波数搬送波に同調し、特定の用途のために
設定された時間および周波数ブロックの数にわたって、最終的に、ＮｘＮ受信行列［Ｒ］
として、元のＮｘＮ伝送行列［Ｔ］からデータまたは係数を受信してもよい。一般的な場
合において、［Ｒ］は、［Ｔ］に類似するであろうが、伝送器と受信器との間の種々の障
害の存在により、同一ではない場合がある。
次いで、マイクロプロセッサ制御受信器は、元の伝送プロセスを逆に模倣する、一連の
ステップとして伝送プロセスを逆転させる。ＮｘＮ受信行列［Ｒ］は、最初に、逆復号行
列［ＵＨ］によって復号され、［ＢＲ］＝（［ＵＨ］＊［Ｒ］）である、ここでは［ＢＲ
］と呼ばれる、元の置換行列［Ｂ］の近似バージョンを生成する。
次いで、受信器は、ＮｘＮ［ＢＲ］行列の要素に逆モジュラー数学または逆クロック算
術演算を行うことによって、周期的時間偏移および周期的周波数偏移波形（またはトーン
）からデータを取り消すように逆クロック演算を行い、ＮｘＮ［ＢＲ］行列の各要素ｂＲ
について、
を生成する。これは、以降で［ＡＲ］と称され得る、データ行列［Ａ］のトーン変換およ
び分配形態の逆周期的時間偏移および逆周期的周波数偏移バージョンを生成する。代替的
に言うと、［ＡＲ］＝Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｐｅｒｍｕｔｅ（［ＢＲ］）または［ＡＲ］＝Ｐ
−１（［ＵＨ］＊［Ｒ］）である。
次いで、受信器はさらに、元の逆フーリエ変換行列（ＩＤＦＴ）のＮｘＮ離散フーリエ
変換行列ＤＦＴを使用して［Ａ］行列を分析することによって、［ＡＲ］行列からの元の
データ記号ｄの少なくとも近似値を抽出する。
ここで、各受信記号ｄＲについて、ｄＲは、［ＤＲ］＝ＤＦＴ＊ＡＲ、または代替とし
て、［ＤＲ］＝ＤＦＴ＊Ｐ−１（［ＵＨ］＊［Ｒ］）である、ＮｘＮ受信データ行列［Ｄ
Ｒ］の要素である。
したがって、元のＮ２個の総和記号加重された周期的時間偏移および周期的周波数偏移
波形は、後に、対応する復号行列ＵＨ（［ＵＨ］としても表される）によって制御される
、受信器によって受信される。受信器のプロセッサは、１つ以上の最初に伝送されたＮｘ
Ｎ記号行列［Ｄ］の中の種々の伝送記号「ｄ」（またはこれらの伝送記号の少なくとも近
似値）を再構築するために、この復号行列［ＵＨ］を使用する。
ここで種々の例示的なＯＴＦＳ等化技法の議論を参照すると、エコー反射および周波数
偏移の信号障害効果によって引き起こされる歪曲を補正するために使用されることが可能
である、少なくともいくつかの一般的アプローチが存在する。１つのアプローチは、周期
的時間偏移および周期的周波数偏移波形または「トーン」が予測可能な時間周波数パター
ンを形成するという事実を活用する。このスキームでは、受信器のフロントエンドに位置
するデコンボリューションデバイスは、これらのパターン、ならびにこれらのパターンの
エコー反射および周波数偏移バージョンを認識し、パターン認識プロセスによって適切な
デコンボリューションを行うように率直に構成されてもよい。代替として、歪曲は、種々
のエコー反射および周波数偏移効果を本質的に判定し、これらの効果について解くように
設計されている、受信器のプロセッサによって実行される、ソフトウェアルーチンを使用
して、数学的に補正されてもよい。第３の代替案として、いったんいずれか一方のプロセ
スによって、受信器が通信媒体の特定の時間および周波数歪曲の時間および周波数等化パ
ラメータを判定すると、受信器は、例えば、図４の前置等化器４１０等の前置等化器を使
用することによって、これらの効果を本質的に事前補償または事前符号化するように伝送
器に指示するコマンドを伝送器に伝送してもよい。つまり、例えば、受信器がエコーを検
出する場合、このエコーを相殺する様式等で伝送するように、伝送器に指示することがで
きる。
図３２Ａは、チャネルＨｃのエコー反射および周波数偏移（例えば、運動によって引き
起こされるドップラ偏移）が、曖昧になり得るか、または付加雑音３２０２によって歪曲
させられ得る、例示的なシステムを図示する。時間および周波数歪曲は、データアレイに
作用する２次元フィルタＨｃとしてモデル化することができる。フィルタＨｃは、例えば
、時間遅延およびドップラ偏移を伴う複数のエコーの存在を表す。これらの歪曲を低減さ
せるために、信号は、信号３２００がチャネルを経由して受信器に伝送される前に、例え
ば、前置等化器３２０８を使用して事前等化し、後に、ＤＲ行列が３２０６で回復させら
れた後に、後置等化器３２０６を使用して事後等化することができる。この等化プロセス
は、例えば、デジタル処理技法を使用することによって行われてもよい。理想的には元の
Ｄ行列を完全に再現するであろう、受信したＤ行列の等化形態は、以降でＤｅｑと称され
てもよい。
図３２Ｂは、そのような歪曲を補正するために後置等化器３２０６を実装するように使
用され得る、適応線形等化器３２４０の実施例を示す。等化器３１０２としても使用され
得る、適応線形等化器３２４０は、以下の関数に従って動作してもよい。
２次元等化の数学的基盤
本質的に２次元である、ＯＴＦＳ変調と関連付けられる例示的な等化機構が、以下で議
論される。これは、例えば、ＯＦＤＭおよびＴＤＭＡ等の従来の変調スキームにおけるそ
の１次元対応物とは対照的である。
ＯＴＦＳ伝送器に提供される入力記号ストリームが、特定の有限配置
（例えば、ＱＰＳＫまたは高次ＱＡＭのいずれか一方）の中の値を伴うデジタル関数
であると仮定されたい。この伝送器は、この入力ストリームをアナログ信号ΦＴｘ，Ｐａ
ｓｓに変調し、次いで、これが伝送される。伝送中に、ΦＴｘ，Ｐａｓｓは、多経路チャ
ネル歪曲を受ける。歪曲通過帯域信号ΦＴｘ，Ｐａｓｓは、ＯＴＦＳ受信器に着信し、本
明細書では出力ストリームと称され得る、デジタル関数
に戻して復調される。ＯＴＦＳ変調の局所性の性質は、多経路チャネル歪曲の正味の効果
が、２次元チャネルインパルス応答で周期的２次元コンボリューションによって求められ
ることを示唆する。図５３および５４を参照されたい。
ここで図５３を参照すると、２次元チャネルインパルスの説明図が提供されている。時
間軸に沿った塗りつぶしが、時間遅延を引き起こす多経路反射を表す一方で、周波数軸に
沿った塗りつぶしは、ドップラ偏移を引き起こす多経路反射体を表す。図５４Ａ−５４Ｃ
では、入力および出力ストリームが、２次元チャネル歪曲後に描写されている。具体的に
は、図５４Ａは、２次元チャネルインパルスを表し、図５４Ｂは、入力ストリームの一部
分を表し、図５４Ｂは、チャネルおよび付加雑音を伴うコンボリューション後の同一部分
を描写する。
以下では、適切な等化機構を説明する。この目的を達成するために、０、１、．．、Ｎ−１によってデジタル時間軸の要素を列挙すること、および以下の関数列として、それぞれ、入力ストリームＸおよび出力ストリームＹを考慮することが便利であろう。
式中、全てのｋ＝０、．．、Ｎ−１およびｉ∈Ｒｄについて、Ｘ（ｋ）（ｉ）＝Ｘ（ｋ，
ｉ）およびＹ（ｋ）（ｉ）＝Ｙ（ｋ，ｉ）である。
さらに、説明の目的で、時間指数ｋが両方向で無限であり、つまり、
であり、デジタル時間方向が線形であり、デジタル周波数方向が周期的であると仮定され
るであろう。これらの慣例の下で、出力ストリームと入力ストリームとの間の関係は、以
下の方程式（１．１）によって表すことができる。
式中、
は、チャネルインパルスタップである。典型的には、
および
である。数ｎＣ＝ＲＣ−ＬＣ＋１は、本明細書ではチャネルのメモリ長と称され得る。（
４．１）の中の演算＊は、環Ｒｄ上の１次元周期的コンボリューションを表す。
は、白色ガウス雑音を表す、平均０および共分散行列Ｎ０・Ｉｄを伴う複素ガウスＮ次元
ベクトルである。
ここで図３２Ｃを参照すると、等化器３１０２（図３１）として利用されることが可能
である、例示的な適応決定フィードバック等化器３２５０の実施例が示されている。適応
決定フィードバック等化器３２５０は、フォワードフィードバックプロセス３２１０にお
いて主要信号に加えてエコーおよび周波数偏移信号を偏移させるとともに、次いで、３３
１２の中の任意の残留エコーおよび周波数偏移信号をさらに除去するように、フィードバ
ック信号消去方法も使用する。次いで、本方法は、結果として生じる信号を離散値に効果
的に四捨五入する。
適応決定フィードバック等化器３２５０は、いくつかの実施形態では、以下の関数に従
って動作してもよい。
式中、
である。
ロックされた搬送波周波数を用いた決定フィードバック最小二乗平均推定量（ＤＦ−Ｌ
ＭＳ）
ここで、搬送波周波数が伝送器と受信器との間でロックされる、つまり、ＷＴｘ＝ＷＲ
ｘであるという条件下で、方程式（１．１）で表される関係に適合された例示的な決定フ
ィードバックＬＭＳ等化器を説明する。後に、ゼロではない相違、すなわち、ΔＷ≠０の
存在の条件下での等化器の適合を説明する。一側面では、等化器は、以下のようなフォワ
ードフィルタおよびフィードバックフィルタを組み込む。
式中、典型的には、
は、
を満たす。実際に、両方のフィルタは、デジタル時間軸上の現在の点を指定する付加的な
パラメータ
に依存し、したがって、フィルタタップの完全な表記法は、Ｆｋ（ｌ）およびＢｋ（ｌ）
である。しかしながら、提示のために、この付加的な指数は、概して、省略され、必要な
ときのみ含まれるであろう。ソフト推定量が、以下のように定義される。
式中、Ｘｈ（ｋ＋ｌ）は、量子化Ｘｈ（ｋ）＝Ｑ（Ｘ８（ｋ））として定義される、過去
のデータベクトルＸ（ｋ＋ｌ），ｌ＝ＬＢ，．．，−１の過去のハード推定であり、つま
り、
である。
初期フォワードおよびフィードバックフィルタタップの計算
一側面では、チャネルインパルス応答に関して表される、決定フィードバック等化器のフォワードおよびフィードバックフィルタタップを判定するために、閉鎖式が使用されてもよい。この場合、フォワードフィルタタップが、フィードバックに関係なく計算され、次いで、フィードバックフィルタタップが判定される。
フォワードフィルタタップの計算
最初に、ｋ＝０を固定し、フォワードフィルタタップのみに依存する、ベクトルＸ（０
）の以下のソフト推定量をＸ８に示させる。
以下では、全ての
について、
であると仮定される。後に、この条件は、Ｘ８の選択にさらに適合される、ｋ≧０につい
ては
であり、ｋ＜０についてはＸ（ｋ）＝０である、条件に置換されてもよい。Ｅｒｒ＝Ｅｒ
ｒ（０）によって、ソフトエラー項を表す。
費用関数を考慮し、
入力ストリームＸおよび付加白色ガウス雑音
の確率分布にわたって期待値が求められる。最適なフィルタＦｏｐｔは、以下のように定
義される。
したがって、以下の連立一次方程式を満たす。
勾配∇Ｆ（ｌ）Ｕの式は、（１．６）の平均化バージョンであり、つまり、以下である
。
最初に、項
、次いで、項
を計算する。式
を作成すると、以下を得る。
ｌ≠０であるときに
、および
であると観察し、したがって、以下のように結論付ける。
次に、項
を計算する。
Ｙ（ｌ’）＊Ｙ（ｌ）の式を作成すると、以下を得る。
を表す。（１．１３）の両側の期待値を求めると、Ｒ（ｌ，ｌ’）の以下の明示式を得る
。
Ｒ（ｌ，ｌ’）の計算では、（１．１３）の中の特定の項の平均に以下の条件を使用する
。
（１．９）、（１．１０）、（１．１１）、および（１．１２）を組み合わせて、最適
なフィルタＦｏｐｔが以下の連立一次方程式を満たすと結論付ける。
最終的に、連立一次方程式（１．１５）は、以下のようなＮ個のｎＦ＝ＲＦ−ＬＦ＝１
連立スカラー方程式に要約することができる。（１．１５）の両側にＤＦＴを適用して、
以下を得る。
式中、
は、対応する関数のＤＦＴを表し、・は、ＤＦＴが点別乗算とコンボリューションを交換
し、複素共役と
を交換することを想定すると、
の中の関数の点別乗算を表す。ここで、環Ｒｄの各要素上の両側を評価することによって
、（１．１６）の中の各関数値方程式がｎＦ個のスカラー値方程式に分離することを観察
されたい。明示的に、Ｒｄの中の要素を０、１、２、．．、Ｎ−１によって番号付けする
場合、全てのｉ＝０，．．，Ｎ−１について、以下のスカラー値連立方程式で終わる。
より具体的な行列形態（１．１７）は、全てのｉ＝０，．．，Ｎ−１について、以下のよ
うに見える。
過去の干渉の（フィードバック）減算に適合される場合である、ｋ＜０について入力スト
リームがＸ（ｋ）＝０を満たす場合を考慮することによって、議論を結論付ける。このシ
ナリオでは、最適なフォワードフィルタＦｏｐｔは、「行列係数」Ｒ（ｌ，ｌ’）が以下
の形態を成す、形態（１．１５）の連立一次方程式を満たす。
フィードバックフィルタタップの計算
最適なフィードバックフィルタタップＢｏｐｔ（ｌ），ｌ＝ＬＢ，．．，−１を、以下
の式に従って、フォワードおよびチャネルタップから計算することができる。
式（１．２０）の正当化は、以下のように進む。ある特定のｌ０＝ＬＢ，．．，−１に
対する入力ベクトルＸ（ｌ０）を固定する。各項Ｙ（ｌ０＋ｌ’）からその干渉Ｃ（ｌ’
）＊Ｘ（ｌ０）を差し引いて、「干渉がない」数列
ｌ＝ＬＦ，．，ＲＦを得る。ここで、フォワードフィルタＦｏｐｔを数列
に適用して、正当化を結論付ける、以下によって求められるＸ（０）の推定量を得る。
最適な初期フォワードおよびフィードバックフィルタタップの計算
代替的な側面では、決定フィードバック等化器の最適なフォワードおよびフィードバッ
クフィルタの閉鎖式が、チャネルインパルス応答に関して表されてもよい。この点に関し
て、全ての
について、
であると仮定する、確率設定で計算を行う。Ｘｓによって、ベクトルＸ（０）の以下のソ
フト推定量を表す。
Ｅｒｒ＝Ｅｒｒ（０）によって、ソフトエラー項を表す。
費用関数を考慮し、
入力ストリームＸおよび付加白色ガウス雑音
の確率分布にわたって期待値が求められる。最適なフィルタＦｏｐｔ、Ｂｏｐｔは、以下
のように定義される。
したがって、以下の連立一次方程式を満たす。
勾配は、以下によって求められる。
最初に、第１の連立一次方程式
を明示的に書く。項
を拡張して、以下を得る。
直接計算は、以下を明らかにし、
式中、
である。
したがって、第１の連立方程式は、以下となる。
次に、連立一次方程式
を明示的に書く。項
を拡張して、以下を得る。
直接計算は、以下を明らかにする。
したがって、第２の連立方程式は、以下となる。
方程式（１．２６）を使用して、最適なフィードバックフィルタタップは、チャネルタ
ップおよび最適なフォワードフィルタタップに関して、以下のように表されてもよい。
（１．２５）の中で（１．２７）の右側を置換することは、以下の連立一次方程式の解
を求めることによって、最適なフォワードフィルタタップが判定されることを可能にする
。
式中、
である。
最終的な注釈として、Ｒ（ｌ，ｌ’）＝Ｒ１（ｌ，ｌ’）−Ｒ２（ｌ，ｌ’）を表し、
以下の形態で連立一次方程式（１．２８）を書く。
連立一次方程式（１．２９）は、以下のようなＮ個のｎＦ＝ＲＦ−ＬＦ＝１連立スカラ
ー方程式に要約することができる。（１．１５）の両側にＤＦＴを適用して、以下を得る
。
式中、
は、対応する関数のＤＦＴを表し、・は、ＤＦＴが点別乗算とコンボリューションを交換
し、複素共役と
を交換するため、
の中の関数の点別乗算を表す。ここで、環Ｒｄの各要素上の両側を評価することによって
、（１．３０）の中の各関数値方程式がｎＦ個のスカラー値方程式に分離することが観察
される。明示的に、０、１、２、．．、Ｎ−１としてＲｄの中の要素を番号付けすること
により、全てのｉ＝０，．．，Ｎ−１について、以下のスカラー値連立方程式をもたらす
。
より具体的な行列形態（１．３１）は、全てのｉ＝０，．．，Ｎ−１について、以下のよ
うに見える。
チャネル獲得
ここで、ＯＴＦＳ変調スキームの例示的なチャネル獲得構成要素を説明する。この目的
を達成するために、０、１、２、．．、Ｎ−１によって、Ｒｄの要素を番号付けする。チ
ャネル獲得のために、長方形片［０，ＲＣ−２ＬＣ］×［０，Ｎ］が時間周波数平面に専
念する。この一片における入力ストリームＸの値は、以下であるように特定される。
このストリームの補数は、概して、データに専念するであろう。
勾配補正
前述のように、決定フィードバック等化器のフォワードおよびフィードバックタップは
、指数ｋに依存し、ｋが変動するとゆっくり変化する。本明細書では、適切な二次費用関
数に関する勾配補正に基づいて、例示的な追跡機構を続けて説明する。Ｅｒｒ（ｋ）によ
って、ｋステップでソフトエラー項を表す。
式中、理論的には、このエラーは、真のデータベクトルＸ（ｋ）（真の決定）に関して求
められるべきであるが、例示的実施形態では、エラーは、方程式（１．４）で特定される
ようにハード推定量Ｘｈ（ｋ）（ハード決定）に関して求められる。引数をフォワードお
よびフィードバックフィルタタップとして取り、以下の費用関数Ｕを定義する。
式中、
は、
についての標準エルミート内積
と関連付けられるノルムである。実際、費用関数は指数ｋに依存するが、簡潔にするため
に、表記からこの指数を省略することに留意されたい。次に、
についてのユークリッド内積
に関して、勾配
および
を計算する（実ベクトル空間と見なされる）。勾配の式は、以下である。

式中、
は、全ての
について
によって求められる、コンボリューション代数
についてのスター演算を表す。換言すると、関数のスター演算は、複素共役が後に続く、
Ｒｄの内側の座標を反転させることによって得られる。スター演算は、ＤＦＴによって複
素共役に関係付けられ、つまり、全ての
について
であることに留意する。
ｋステップでのタップの補正は、（逆）勾配方向にわずかな増分を追加することによっ
て得られ、つまり、適切に選択された正の実数μ≪１について、以下である。
わずかなパラメータμの最適な値μｏｐｔは、以下によって求められる。
パラメータμの中の二次式
の形式的展開は、以下を明らかにし、
式中、Ｈｅｓｓ（∇Ｆ，∇Ｂ）は、以下を表し、
および
は、以下を表す。
を表す場合には、放物線の最小値の標準式は、μｏｐｔが以下によって求められることを
示唆する。
図３３は、チャネルを通した伝搬中に信号が遭遇し得る、種々のエコー（時間偏移）お
よび周波数偏移の説明図を提供する、時間周波数グラフを示し、つまり、図３３は、チャ
ネルのインパルス応答を図示する。チャネルにいかなるエコー（時間偏移）または周波数
偏移も欠けていた場合、代わりに、チャネルによって変換されるような元の信号を表す、
信号スパイク３４００が、定義された時間および周波数で単一のスパイクとして現れるで
あろう。しかしながら、種々のエコーおよび周波数偏移により、代わりに、元の信号は、
スパイク３４００によって図示される様式で、時間３３０２および周波数３３０４の両方
にわたって拡散される。したがって、受信器３２０４においてさらに処理する前、または
後に受信器が処理をＤＲ段階３２０６に運んだ後のいずれか一方で、これらの効果を補償
するか、または別様に対処することが所望される。代替として、元の信号は、関連プロセ
スを使用して、伝送に先立って事前等化されてもよい３２０８。
図３４は、図３３に示されるチャネルインパルス応答によって導入される時間および周
波数歪曲を補正するときに、図３２Ｃの適応決定フィードバック等化器のフィードフォワ
ード（ＦＦ）部分によって生成されるタップ値の時間周波数マップを例証的に表す。等化
器のＦＦ部分３２１０は、もう一度主要信号（非反射および非偏移信号）と一致するよう
にエコーまたは周波数偏移信号を偏移させるために稼働し、したがって、エコーまたは周
波数偏移信号の強度を減少させながら、受信した信号の強度を増進する。
図３５は、図３３に示されるチャネルインパルス応答によって導入される時間および周
波数歪曲を補正するときに、図３２Ｃの適応決定フィードバック等化器のフィードバック
（ＦＢ）部分３２１２によって生成されるタップ値の時間周波数マップを例証的に表す。
等化器のフィードフォワード（ＦＦ）部分３２１０がエコーおよび周波数偏移信号を実質
的に相殺した後、依然として、いくつかの残留エコーおよび周波数信号が残っているであ
ろう。フィードバック（ＦＢ）部分３２１２は、本質的に、本システムのこの部分のため
の適応キャンセラのように作用して、これらのトレース残存エコー信号を打ち消すように
作用する。
次いで、適応決定フィードバック等化器３２１４の量子化器部分は、例えば、伝送後の
記号「１」が、「０．９９９」よりもむしろ「１」として受信端でもう一度現れるように
、結果として生じる信号を最近傍量子化値に「四捨五入」するように作用する。
以前に議論されたように、ステップ８０２Ｂに特に好適である、等化方法の代替的な数
学的議論は、その内容が参照することにより本明細書に組み込まれる、仮出願第６１／６
１５，８８４号で説明されている。
データインターリービング
ここで、ＯＴＦＳシステム内のインターリービングの使用についてさらに詳述する際に
参照されるであろう、図３６Ａおよび３６Ｂに注意を向ける。具体的には、図３６Ａおよ
び３６Ｂは、Ｎ個全てのブロックを伝送するために必要とされる時間が、異なるデータ行
列Ｄの間で変化し得る、インターリーブスキームで種々の異なる時間ブロックを伝送する
ことが有用であり得ることを示し、インターリービングスキームは、種々の最適化スキー
ムに従って、待ち時間、つまり、Ｎ個全てのブロックを伝送するために必要とされる時間
を考慮すること等である。待ち時間のグループを適正に選択することによって、１人のユ
ーザまたは別のユーザへの遅延を防止することができる。例えば、図３６Ａは、５人のユ
ーザａ、ｂ、ｃ、ｄ、およびｅに対する伝送時間を描写する、第１の待ち時間の時系列３
６００を示す。配置３６０５は、それぞれ４という待ち時間を伴うユーザａおよびｂを備
える第１のグループと、それぞれ６という待ち時間を伴うユーザｃ、ｄ、およびｅを備え
る第２のグループとを含む、２つのグループを示す階層図を示す。これは、ユーザａおよ
びｂが、４つのタイムスロットごとにデータを伝送または受信するであろう一方で、ユー
ザｃ、ｄ、およびｅは、６つのタイムスロットごとにデータを伝送または受信するであろ
うことを意味する。時間トラック３６１０が、各ユーザに対する伝送／受信の結果として
生じる順番を示す一方で、待ち時間指標３６１５、３６２０、３６２５、３６３０、およ
び３６３５は、それぞれ、ユーザａ、ｂ、ｃ、ｄ、およびｅに対する結果として生じる待
ち時間間隔を示す。
図３６Ｂは、４人のユーザａ、ｂ、ｃ、およびｄに対する伝送時間を示す、第２の待ち
時間の時系列３６５０を示す。配置３６５５は、２という待ち時間を伴うユーザａを備え
る第１のグループと、４という待ち時間を伴うユーザｂを備える第２のグループと、８と
いう待ち時間を伴うユーザｃおよびｄを備える第３のグループとを含む、３つのグループ
を描写する階層図を示す。これは、ユーザａが、２つのタイムスロットごとにデータを伝
送または受信し、ユーザｂが、４つのタイムスロットごとにデータを伝送または受信する
であろう一方で、ユーザｃおよびｄは、８つのタイムスロットごとにデータを伝送または
受信するであろうことを意味する。時間トラック３６６０が、各ユーザに対する伝送／受
信の結果として生じる順番を示す一方で、待ち時間指標３６６５、３６７０、３６７５、
および３６８０は、それぞれ、ユーザａ、ｂ、ｃ、およびｄに対する結果として生じる待
ち時間間隔を示す。ユーザがどのような種類のサービスを求めているかに応じて、異なる
待ち時間を異なるユーザに対して選択することができる。例えば、音声接続が、２という
待ち時間を提供されてもよい一方で、ファイルまたはビデオダウンロードは、８という待
ち時間を提供され得る。待ち時間は、他の理由で選択されてもよい。
全二重送受信器
図３７は、データが同一の周波数帯域内で同時に伝送および受信されることを可能にすることが可能である、全二重ＯＴＦＳ送受信器３７００の実施例を示す。ＯＴＦＳ送受信器３７００は、時間および周波数領域内でエコー消去を実装する、エコー消去モジュール３７０５を伴って構成される。これは、伝送された信号の２次元反射の推定、つまり、周波数偏移および時間偏移の推定を可能にする。示されるように、第１のＯＴＦＳエンコーダ３７１０−１は、第１の行列［Ｕ１］を用いたＯＴＦＳ符号化、置換演算、基底行列［Ｕ２］の第２の行列乗算、および結果として生じる変換データ行列の要素の正弦／余弦伝送を行う。変換データ行列は、１次元データストリームの中で一度に１列伝送され、ＲＦアップコンバータ３７１５−１を用いてＲＦ周波数にアップコンバートされ、電力増幅器３７２０−１を用いて電力増幅され、サーキュレータ３７２２を介してアンテナ３７４０に渡される。
図３７の実施形態では、アンテナはまた、別の伝送器から第２のデータストリームも受
信する。しかしながら、第２のデータストリームはまた、ＯＴＦＳ伝送器３７００によっ
て伝送される第１の信号の反射も含む。サーキュレータ３７２２は、エコーキャンセラ３
７０５によって生成される反射信号の推定値を差し引く、減算器３７２４に受信した第２
の信号を送る。第２のＯＴＦＳエンコーダ３７１０−２、第２のＲＦアップコンバータ３
７１５−２、およびエコーキャンセラ電力増幅器３７２０−２は、受信した第２の信号か
ら差し引かれる、推定エコーを生成する。
ＲＦダウンコンバータ３７２５は、第２の受信した信号を復調し、復調された受信した
第２のデータストリームＤｒを第１のＯＴＦＳデコーダ３７３０−１および第２のＯＴＦ
Ｓデコーダ３７３０−２に渡す。第１のＯＴＦＳデコーダ３７３０−２は、第１のデータ
ストリームを伝送するために使用された基底ｔ行列を使用して、受信した第２の信号を復
号する。第２のＯＴＦＳデコーダ３７３０−２は、他方の伝送器が第２のデータストリー
ムを符号化するために使用した基底ｒ行列を使用して、エコーが消去されたデータストリ
ームを復号する。第１のＯＴＦＳデコーダ３７３０−１の出力は、反射エコーチャネルの
２次元推定値を調整するために、残留エラー信号としてエコーキャンセラ３７０５にフィ
ードバックされる。第２のＯＴＦＳデコーダ３７３０−２の出力は、他方の伝送器からの
第２のデータストリームの推定値である。周波数および時間の両方においてエコーチャネ
ルの推定値を得る能力は、ＯＴＦＳ技法の有意な利点であり、従来技術の方法を使用して
可能であると考えられない様式で、共通周波数帯域にわたって全二重通信を促進する。
反復信号分離
図３８は、本開示による、反復信号分離を提供するＯＴＦＳ受信器３８００の実施例を
示す。ＯＴＦＳ受信器３８００は、第１の基底行列を使用する第１の伝送器から第１のデ
ータ行列Ｄ１を受信する。ＯＴＦＳ受信器３８００はまた、第１の基底行列とは異なる第
２の基底行列を使用して第２のデータストリームＤ２が符号化された同一の周波数帯域内
で、第２の伝送器から第２のデータストリームＤ２も受信する。第１のＯＴＦＳデコーダ
３８１０−１が、１次元データストリームＹ１を生成するように第１のデータ行列Ｄ１を
復号する一方で、第２のＯＴＦＳデコーダは、第２の１次元データストリームＹ２を形成
するように第２のデータ行列Ｄ２を復号する。
ＯＴＦＳ受信器３８００は、第１および第２のフィードフォワード等化器３８２０−１
および３８２０−２と、第１および第２のフィードバック等化器３８３５−１および３８
３５−２と、第１および第２のスライサ３８２５−１および３８２５−２とを備える、一
対のフィードフォワードおよびフィードバック等化器を含む。第１および第２の減算器３
８３０−１および３８３０−２は、２次元時間／周波数偏移チャネルモデルを最適化する
ために、フィードフォワード等化器３８２０およびフィードバック等化器３８３５のうち
のそれぞれによって使用される、第１および第２の残留エラー信号３８４０−１および３
８４０−２を計算する。
一対のクロストークキャンセラ３８４５−１および３８４５−２もまた、減算器３８１
５−１および３８１５−２で各信号を差し引くために、第１の受信データ信号および第２
の受信データ信号の推定値を最適化するために、それぞれ、残留エラー信号３８４０−１
および３８４０−２を使用する。このようにして、一方のデータ信号から他方のデータ信
号へのクロストークが最小限化される。図３７の全二重ＯＴＦＳ送受信器３７００と同様
に、ＯＴＦＳ受信器３８００は、２次元時間／周波数チャネルをモデル化することができ
、従来の１次元（すなわち、時間のみ）チャネルモデリングアプローチを採用する受信器
と比べて有意な進歩を表すと考えられる。
ここで、多重アンテナＯＴＦＳシステムにおける信号分離を促進するために採用され得る、時間・周波数・空間決定フィードバック等化器４０００のブロック図である、図４０に注意を向ける。図４０に示されるように、一式のＭ個の時間周波数平面４００４によって表される、受信した信号の情報（Ｒ）が、等化器４０００の入力ポート４０１０で受信される。Ｍ個の時間周波数平面４００４のそれぞれは、ＯＴＦＳ受信器と関連付けられるＭ個のアンテナインスタンスのうちの１つによる、Ｎ個の伝送アンテナインスタンス（Ｍ＞Ｎ）から収集される情報を表す。同一場所に位置する場合もあり、位置しない場合もある、Ｎ個の伝送アンテナインスタンスは、概して、Ｍ個の受信アンテナインスタンスと関連付けられるＯＴＦＳ受信器から遠隔にあるＯＴＦＳ伝送器と関連付けられるであろう。Ｎ個の伝送アンテナインスタンスおよびＭ個の受信アンテナインスタンスのそれぞれは、例えば、他のアンテナインスタンスと同一の場所に位置するか、または同一の場所に位置しないかのいずれかである、単一の物理的アンテナを備えてもよい。代替として、Ｎ個の伝送アンテナインスタンスおよびＭ個の受信アンテナインスタンスのうちの１つ以上は、偏波技法を通して得られるアンテナインスタンスに対応してもよい。
図４０の実施形態では、時間・周波数・空間決定フィードバック等化器４０００は、時
間・周波数・空間フィードフォワードＦＩＲフィルタ４０２０と、時間・周波数・空間フ
ィードバックＦＩＲフィルタ４０３０とを含む。等化器４０００は、再度、Ｎが、等化器
４０００と関連付けられるＯＴＦＳ受信器のＭ個のアンテナインスタンスに情報を伝送す
るアンテナインスタンスの数に対応する、一式のＮ個の時間周波数平面（Ｍ＞Ｎ）内で少
なくとも概念的に配列される、等化データストリームを生成する。
ここで図４１を参照すると、時間・周波数・空間フィードフォワードＦＩＲフィルタ４０２０を実装するために利用され得る、時間・周波数・空間決定フィードフォワードＦＩＲフィルタ４１００のブロック図が提供されている。示されるように、フィルタ４１００は、対応する一式のＭ本の受信アンテナによって提供される、一式のＭ個の時間周波数平面４１０４上で搬送される、受信した信号の情報（Ｒ）を処理する。フィルタ４１００は、再度、Ｎが、等化器４０００と関連付けられるＯＴＦＳ受信器のＭ個のアンテナインスタンスに情報を伝送するアンテナインスタンスの数に対応する、一式のＮ個の時間周波数平面４１５０（Ｍ＞Ｎ）内で少なくとも概念的に配列される、フィルタにかけられたデータストリームを生成する。
図４２を参照すると、時間・周波数・空間フィードバックＦＩＲフィルタ４０３０を実
装するために利用され得る、時間・周波数・空間決定フィードバックＦＩＲフィルタ４２
００のブロック図が提供されている。示されるように、フィルタ４２００は、例えば、対
応する一式のＭ本の受信アンテナによって提供される一式のＭ個の時間周波数平面に対応
し得る、一式のＭ個の時間周波数平面４２０４上で搬送される、受信した信号の情報（Ｒ
）を処理する。フィルタ４２００は、一式のＮ個の時間周波数平面４２５０（Ｍ＞Ｎ）内
で少なくとも概念的に配列される、フィルタにかけられたデータストリームを生成する。
時間・周波数・空間決定フィードバック等化器４０００は、利用可能な帯域幅の利用を
実質的に最大限化する様式で、ＯＴＦＳ通信システム内の信号の分離を有利に可能にする
。そのような信号分離は、ＯＴＦＳ通信システム内のいくつかのコンテキストで有利であ
る。これらは、複数の共同設置または非共同設置アンテナによって供給される受信器にお
いて、伝送器の一式の共同設置または非共同設置アンテナによって伝送される信号の分離
を含む。加えて、時間・周波数・空間決定フィードバック等化器４０００は、近隣伝送ア
ンテナからの伝送に応答して、遠隔伝送器から受信される信号エネルギーから、受信アン
テナによって受信されるエコーの分離を可能にする。本明細書で説明される２次元チャネ
ルモデリング技法が、エコーチャネルおよび遠隔伝送器と関連付けられるチャネルの両方
の正確な静止表現を可能にするため、このエコー消去は、伝送または受信信号エネルギー
が同一の周波数帯域内にあるときでさえも起こり得る。また、以下で議論されるように、
開示された時間・周波数・空間決定フィードバック等化器の信号分離能力は、近隣ＯＴＦ
Ｓ送受信器が、相互と透過的な様式で、同一の周波数帯域内で他のそのような送受信器と
の全二重通信に従事し得る、メッシュ構成でのＯＴＦＳ送受信器の展開を可能にする。
再度、図４０を参照すると、例示的なＯＴＦＳシステムの動作は、伝送器と関連付けら
れる各アンテナインスタンスからの送信されている２次元情報アレイを表す時間周波数平
面の伝送として特徴付けられてもよい。それぞれのそのようなアンテナインスタンスは、
同一場所に位置しようと同一場所に位置していなかろうと、それぞれ他方から独立してい
る２次元情報平面を同時に伝送してもよい。これらの情報平面のそれぞれの中の情報は、
同一の基底関数を使用して、時間および周波数において偏移させられてもよい。Ｎ個の伝
送アンテナインスタンスのそれぞれからＭ個の受信アンテナインスタンスのそれぞれへの
伝送中に、各伝送平面内の情報は、Ｎ個の伝送アンテナインスタンスのうちの１つをＭ個
の受信アンテナインスタンスのそれぞれに結び付ける、異なる２次元チャネルによる異な
る影響を受ける。
ＯＴＦＳ受信器と関連付けられるＭ個のアンテナインスタンスのそれぞれにおいて、収
集されている受信した信号のエネルギーの２次元アレイ内の各入力は、典型的には、その
ような信号エネルギーを伝送することに関与する、Ｎ個の伝送アンテナインスタンスのそ
れぞれからの寄与を含むであろう。つまり、Ｍ個の受信アンテナインスタンスのそれぞれ
は、Ｎ個の伝送アンテナインスタンスのそれぞれによって別々に送信される情報の２次元
時間周波数平面の混合物を収集する。したがって、等化器４０００によって解決される問
題は、Ｎ個のＯＴＦＳ伝送アンテナインスタンスとＭ個のＯＴＦＳ受信アンテナインスタ
ンスとの間の種々の通信チャネルを表す、ＮｘＭ「連結行列」の反転として、いくらか単
純化して特徴付けられてもよい。
一実施形態では、Ｎ個の伝送アンテナインスタンスのそれぞれは、時間周波数平面内のその位置により、他のＮ−１個のアンテナインスタンスによって伝送されるパイロット信号と区別され得る、パイロット信号を送信する。これらのパイロット信号は、ＯＴＦＳ受信器が、各チャネル、および各アンテナインスタンス間の連結を別々に測定することを可能にする。この情報を使用して、受信器は、収束をより急速に達成することができるように、等化器４０００内に存在するフィルタを本質的に初期化する。一実施形態では、受信した信号のエネルギーを異なる時間・周波数・空間平面に分離するために使用される、逆チャネルまたはフィルタを精緻化するために、適応プロセスが利用される。したがって、各伝送および受信アンテナインスタンス間の連結チャネルが測定されてもよく、測定されたチャネルの表現が反転させられてもよく、その逆チャネル表現は、受信した信号のエネルギーを情報の別個の明確に異なる時間周波数平面に分離するために使用されてもよい。
上述のように、ＯＦＤＭベースのシステム等の既知の従来型通信システムと関連付けら
れる、チャネルモデルは、本質的に１次元である。したがって、これらのモデルは、チャ
ネルの２次元（すなわち、時間ベースおよび周波数ベースの）特性の全てを正確に考慮す
ることができず、１つだけのそのような特性の推定値を提供することに限定される。また
、そのような１次元チャネルモデルは、現代の通信システムの時間的尺度に対して急速に
変化し、したがって、適用可能なチャネル表現の反転は、たとえ可能であるとしても、非
常に困難になる。
本明細書で説明される静止２次元時間周波数チャネルモデルはまた、ＯＦＴＳシステム
が効果的に交差偏波消去を実装することも可能にする。ＯＦＴＳ送受信器と関連付けられ
る伝送アンテナインスタンスが水平偏波伝送のために構成され、ＯＦＴＳ送受信器の近隣
受信アンテナが垂直偏波エネルギーを受容するように構成される、場合を考慮されたい。
残念ながら、伝送または受信アンテナのいずれか一方に近接する反射体は、そのうちのい
くらかが、垂直偏波反射として受信アンテナに指向され得る、伝送アンテナからの伝送さ
れた水平偏波エネルギーのうちのいくらかを反射して交差偏波させてもよい。別様に受信
アンテナに意図されるエネルギーから、この交差偏波反射を分断して打ち消すために、本
明細書で開示される種類の２次元チャネルモデルが必要とされると考えられる。
同様に、同一のチャネル上で実行される全二重通信は、近隣受信器への伝送器の影響を
実質的に除去するために十分にロバストなエコー消去を必要とする。再度、そのようなエ
コー消去は、特に反射体を移動させる場合において、表現が適切に反転させられることを
可能にするために、少なくともエコーチャネルの正確な２次元表現を必要とすると考えら
れる。
拡散カーネルを使用するＯＴＦＳ送受信器
上記で議論されるように、ＯＴＦＳ方法の実施形態は、２次元入力データ行列を拡散す
ることによって２次元行列を生成することを伴ってもよい。加えて、時間／周波数タイリ
ングが、チャネルを横断する２次元行列のトランスポートで利用されてもよい。このアプ
ローチでは、各行列の列が、時間の関数としてタイル表示されてもよく、つまり、各列の
要素は、随意に後続の列の間に間置された時間間隙を伴って、全利用可能伝送帯域幅を利
用する短い記号タイムスライスを占有する。代替として、行列の列が、周波数の関数とし
てタイル表示およびトランスポートされてもよく、つまり、列の各要素は、随意に後続の
列の間に間置された時間間隙を伴って、より長い期間にわたって周波数ビンを占有する。
他の実施形態では、拡散カーネルが、入力データ行列の拡散を達成するために使用され
てもよい。この場合、２次元拡散は、例えば、拡散カーネルを用いた２次元周期的コンボ
リューション、２次元ＦＦＴを使用して実装されるコンボリューション、拡散カーネルの
２次元ＤＦＴとの乗算を通して達成されてもよく、その後に２次元逆フーリエ変換が続く
。多種多様の拡散カーネルが利用されてもよいが、選択されたカーネルの２次元ＤＦＴに
は、逆拡散プロセス中にゼロによる分割を回避するように、いかなるゼロも欠くべきであ
る。また、拡散はまた、コンボリューション、変換、および置換の代替的な方法を使用し
て達成されてもよい。各演算が可逆的である限り、マスキング（すなわち、要素×要素の
乗算）も利用されてもよい。
ここで、拡散カーネルを利用するように構成される第１のＯＴＦＳ送受信器４４００お
よび第２のＯＴＦＳ送受信器４４５０の実施形態のブロック図表現を提供する、図４４Ａ
および４４Ｂに注意が向けられる。拡散カーネルを使用するＯＴＦＳ通信の原理を説明す
る際に、図４４Ａの第１のＯＴＦＳ送受信器４４００が参照されるであろう。第２のＯＴ
ＦＳ送受信器４４５０は、原則として第１のＯＴＦＳ送受信器４４００に実質的に類似す
るが、より効率的な信号処理を可能にすると考えられるアーキテクチャによって特徴付け
られる。
図４４Ａに示されるように、第１のＯＴＦＳ送受信器４４００の伝送器４４０４は、２次元拡散ブロック４４０８と、ＦＦＴブロック４４１０と、第１および第２の時間周波数タイリング要素４４１２、４４１４とを含む。第１および第２の時間周波数タイリング要素４４１２、４４１４は、２次元拡散入力データの時間周波数タイリングを達成するように構成され、例えば、１つ以上のフィルタバンクを使用して実装されてもよい。２次元拡散ブロック４４０８およびＦＦＴブロック４４１０は、例えば、幅広いユニタリ行列群から選択される拡散カーネルを使用して、一連の演算を行うことによって、２次元入力データの拡散を協調的に達成する。一実施形態では、この一連の演算は、拡散カーネルを用いた２次元周期的コンボリューション、２次元ＦＦＴを使用して実装されるコンボリューション、拡散カーネルの２次元離散フーリエ変換を使用する乗算、および２次元逆フーリエ変換を含む。これは、情報指数に対応する（時間偏移を生じる）量だけ列方向に沿って「上方に」カーネル行列を周期的偏移させ、周波数が情報指数によって設定される対角トーンで乗算させる。次いで、全ての結果として生じる変換行列は、その各要素が変換カーネル（基底行列）を使用して搬送される、２次元拡散行列を生成するためにともに合計される。
第１のＯＴＦＳ送受信器４４００の受信器４４２０は、時間周波数タイリング要素４４
１２および４４１４によって行われるタイリング演算の逆を達成するように構成される、
第１および第２の逆時間周波数タイリング要素４４２４、４４２６を含む。２次元ＩＦＦ
Ｔブロック４４２８および逆拡散ブロック４４３０は、２次元拡散ブロック４４０８およ
びＦＦＴブロック４４１０によって行われる拡散演算の逆を行うように構成される。次い
で、受信データは、時間・周波数・空間決定フィードフォワード／フィードバック分析器
ブロック４４３８によって等化されることに先立って、ＦＦＴブロック４４３４を使用し
て変換される。次いで、等化データは、ＩＦＦＴブロック４４４０を使用して変換される
。
ここで図４４Ｂを参照すると、第２のＯＴＦＳ送受信器４４５０の伝送器４４５４は、
ＦＦＴブロック４４５８、およびフーリエマスクによって対処される乗算器４４６０から
成る、２次元拡散配列を含む。伝送器４４５４内で、各情報要素は、適用可能な情報要素
指数に対応する水平（行）および垂直（列）方向の両方（入力２次元情報アレイの中の行
および列位置）で、カーネル行列の周期的偏移として表される。図４４Ｂの実装では、拡
散カーネルは、その２次元ＤＦＴが完全にゼロではない要素から成る（したがって、特異
点を形成することなく、結果として生じる行列が反転させられることを可能にする）よう
に選択される。結果として生じる行列は、行のＤＦＴ変換を通過して２次元拡散情報要素
を表す。次いで、全ての結果として生じる変換行列は、結果として生じる２次元拡散情報
行列を生成するために、ともに合計される。
図４４Ｂに示されるように、時間周波数タイリング要素４４６２、４４６４、および４
４６６の配列は、乗算器４４６０によって出力される２次元拡散入力データの時間周波数
タイリングを達成するように構成される。時間周波数タイリング要素４４６４および４４
６６は、例えば、１つ以上のフィルタバンクを使用して実装されてもよい。
第２のＯＴＦＳ送受信器４４５０の受信器４４７０は、時間周波数タイリング要素４４
６２、４４６４、および４４６６によって行われるタイリング演算の逆を達成するように
構成される、逆時間周波数タイリング要素４４７４、４４７６、４４７８の直列配列を含
む。乗算器４４８０は、逆時間周波数タイリング要素４４７４、４４７６、および４４７
８によって生成される出力を逆マスクで乗算するように構成される。次に、ＩＦＦＴブロ
ック４４８２は、乗算器４４８０の出力を変換し、結果を時間・周波数・空間決定フィー
ドフォワード／フィードバック分析器ブロック４４８８に提供する。次いで、等化データ
は、ＩＦＦＴブロック４４９２によって変換される。
メッシュネットワーキング
ここで、ＯＴＦＳ通信システムのメッシュネットワーク実装を例証的に表す、図５０−
５２に注意を向ける。図５０−５２で描写されるＯＴＦＳメッシュネットワークは、その
ような通信チャネルが近隣ＯＴＦＳメッシュノードによって利用されるか否かにかかわら
ず、ＯＴＦＳメッシュノードが同一の通信チャネル上の他のそのようなノードとの全二重
通信に従事することを可能にするために、本明細書に説明される時間・周波数・空間等化
およびエコー消去技法を有利に活用する。
図５０を参照すると、セルサイト５００４および関連セルサービスエリア５００８から
成るセルラー通信システムのコンテキスト内のＯＴＦＳメッシュネットワーク５０００が
示されている。図５０から理解され得るように、有意な間隙がサービスエリア５００８の
間に存在し得る。
メッシュネットワーク５０００は、概して、サービスエリア５００８の範囲外にある、
高需要領域内の固定またはモバイルデバイスに無線通信サービスエリアを提供するように
動作する、複数のＯＴＦＳ無線メッシュノード５０２０を備える。上記で議論される理由
で、各ＯＴＦＳ無線メッシュノード５０２０は、同一周波数帯域にわたって、他のそのよ
うなメッシュノード５０２０との全二重無線通信のために構成されてもよい。同一周波数
帯域にわたる、この全二重無線通信は、無線通信リンク５０３０によって図５０で表され
る。図５０の実施形態では、無線メッシュリンク５０３０のそれぞれは、同一の周波数範
囲にわたって動作する。
ここで図５１を参照すると、一式の有線ネットワークゲートウェイ５１１０の周囲に組
織化されたＯＴＦＳメッシュネットワーク５１００が示されている。メッシュネットワー
ク５１００は、ノード５１２０のそれぞれに近接する領域内の固定またはモバイルデバイ
スに無線通信を提供するように動作する、複数のＯＴＦＳ無線メッシュノード５１２０を
備える。各ＯＴＦＳ無線メッシュノード５１２０は、同一周波数帯域にわたって、他のそ
のようなメッシュノード５１２０との全二重無線通信のために構成されてもよい。同一周
波数帯域にわたる、この全二重無線通信は、無線メッシュリンク５１３０によって図５１
で表される。図５１の実施形態では、無線メッシュノード５１２０は、ノード５１２０が
、相互を発見するように、およびリンク５１３０を経由した各有線ネットワークゲートウ
ェイ５１１０への全ての可能性として考えられる経路を判定するように構成されるという
意味で、自己組織化している。したがって、無線メッシュリンク５１３０を経由して両方
向へ、メッシュノード５１２０および有線ネットワークゲートウェイ５１１０の間でパケ
ット化情報を送るために、ネットワークルーティング技法が採用されてもよい。
図５２は、複数のメッシュ要素を含む、単一チャネル無線メッシュネットワーク５２０
４から成るＯＴＦＳメッシュネットワークシステム５２００を示す。一実施形態では、メ
ッシュネットワーク５２０４のメッシュ要素のうちのある要素は、好ましくは、ＯＴＦＳ
無線メッシュルータ５２１０と、それぞれのサービスエリア５２５４内のエンドユーザデ
バイス５２５０に供給するトラフィック集約デバイス５２２０（例えば、ＬＴＥノードま
たはＷｉ−Ｆｉアクセスポイント）とを含む。各ＯＴＦＳ無線メッシュルータ５２１０は
、同一周波数帯域にわたって、他のそのようなメッシュノード５２１０との全二重無線通
信のために構成されてもよい。図５２の実施形態では、無線メッシュノード５２１０は、
ノード５２１０が、相互を発見するように、およびＯＴＦＳ無線リンク５２３０を経由し
た各有線ネットワークゲートウェイ５２４０への全ての可能性として考えられる経路を判
定するように構成されるという意味で、自己組織化している。したがって、無線メッシュ
リンク５１３０を経由して両方向へ、有線ネットワークゲートウェイ５１１０を介して、
メッシュノード５１２０および有線ネットワーク５２４４の間でパケット化情報を送るた
めに、ネットワークルーティング技法が採用されてもよい。示されるように、有線ネット
ワーク５２４４は、それを通して、メッシュネットワーク５２０４とモバイルネットワー
クオペレータのコアネットワーク５２６０との間で情報パケットが送られる、広域ネット
ワークへの導管を提供してもよい。
一実施形態では、単一の２点間リンクにわたって同一の周波数帯域を使用して、情報の
ストリームの同時並行伝送をサポートするために近隣メッシュノード５１２０を使用する
ことによって、メッシュ空間利得が達成されてもよい。このアプローチは、分散伝送源を
効果的に作成するために近隣ノード５１２０を使用することによって信号伝送利得を向上
させ、それによって、空間信号分離を通して利得を達成してもよい。
本明細書で説明されるシステムおよび方法のいくつかの実施形態は、上記および／また
は関連出願で説明されるもの等の方法と関連付けられる１つ以上のプロセスまたは関数を
実装するように構成される、コンピュータソフトウェアおよび／またはハードウェア／ソ
フトウェアの組み合わせを含んでもよい。これらの実施形態は、ソフトウェアおよび／ま
たは ハードウェア・ソフトウェアの組み合わせで機能性を実装する、モジュールの形態
であってもよい。実施形態はまた、本明細書で説明されるような機能性に関係する動作等
の種々のコンピュータ実装動作を行うためにその上にコンピュータコードを有する、コン
ピュータ読み取り可能な媒体を伴うコンピュータ記憶製品の形態を成してもよい。媒体お
よびコンピュータコードは、請求されたシステムおよび方法の目的で特別に設計および構
築されてもよく、またはそれらは、コンピュータソフトウェアの当業者に周知かつ利用可
能な種類であってもよく、またはそれらは、両方の組み合わせであってもよい。
本開示の精神および範囲内のコンピュータ読み取り可能な媒体の実施例は、ハードディ
スク等の磁気媒体、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ、およびホログラフィックデバイス等の光学媒
体、磁気光学媒体、およびプログラマブルマイクロコントローラ、特定用途向け集積回路
（「ＡＳＩＣ」）、プログラマブル論理デバイス（「ＰＬＤ」）、ならびにＲＯＭおよび
ＲＡＭデバイス等のプログラムコードを記憶して実行するように特別に構成されるハード
ウェアデバイスを含むが、それらに限定されない。コンピュータコードの実施例は、コン
パイラによって生成されるもの等の機械コード、およびインタープリタを使用してコンピ
ュータによって実行される高レベルコードを含有するファイルを含んでもよい。コンピュ
ータコードは、有用な結果を提供するように１つまたは複数の特定のプロセスを実行する
、１つ以上のモジュールから成ってもよく、モジュールは、当技術分野で公知である手段
を介して相互と通信してもよい。例えば、本明細書で説明されるシステムのいくつかの実
施形態は、アセンブリ言語、Ｊａｖａ（登録商標）、Ｃ、Ｃ＃、Ｃ＋＋、または当技術分
野で公知であるような他のプログラミング言語およびソフトウェア開発ツールを使用して
実装されてもよい。説明されたシステムの他の実施形態は、機械実行可能ソフトウェア命
令の代わりに、またはそれと組み合わせて、配線回路で実装されてもよい。
先述の説明は、説明の目的で、請求されたシステムおよび方法の徹底的な理解を提供す
るために特定の用語体系を使用した。しかしながら、本明細書で説明されるシステムおよ
び方法を実践するために、具体的詳細が必要とされないことが当業者に明白となるであろ
う。したがって、説明されたシステムおよび方法の具体的実施形態の先述の説明は、例証
および説明の目的で提示される。それらは、包括的となること、または請求項を開示され
る精密な形態に限定することを目的としておらず、明白に、上記の教示を考慮して、多く
の修正および変形例が可能である。実施形態は、説明されたシステムおよび方法の原理、
ならびにそれらの実用的な適用を最も良好に説明するために、選択して説明され、それに
よって、当業者が、説明されたシステムおよび方法、ならびに考慮される特定の使用に適
するような種々の修正を伴う種々の実施形態を最も良好に利用することを可能にする。以
下の請求項およびそれらの同等物は、本明細書で説明されるシステムおよび方法の範囲を
定義することが意図される。

Claims (1)

  1. 明細書に記載された発明。
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