JP2016034121A - Transmitter - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce learning time of a non-linear distortion characteristic and an orthogonal modulation error characteristic, in a transmitter for amplifying a plurality of frequency bands at the same timing.SOLUTION: A transmitter includes a transmission part for amplifying transmission signals in a plurality of frequency bands at the same timing, an analysis part for learning a non-linear distortion characteristic and an orthogonal modulation error characteristic of an amplifier, and a feedback part for feeding back an amplified transmission signal to the analysis part. The transmission part includes a signal generation part for generating a transmission signal, a distortion compensation part for compensating non-linear distortion based on the non-linear distortion characteristic, and an orthogonal modulation compensation part for compensating an orthogonal modulation error based on the orthogonal modulation error characteristic. The analysis part includes a non-linear distortion analysis part for obtaining a non-linear distortion coefficient showing the orthogonal modulation error characteristic, and renewing a non-linear distortion coefficient stored in an own device, and an orthogonal modulation error analysis part for obtaining an orthogonal modulation compensation coefficient showing the orthogonal modulation error characteristic, and renewing an orthogonal modulation compensation coefficient stored in the own device.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する技術に関する。   The present invention relates to a technique for amplifying signals in a plurality of frequency bands at the same timing.

無線通信の高度化にしたがって多種多様な無線システムが実現されている。このような多種多様な無線システムを統合的に収容するために、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する送信機が検討されている。
送信機は生成した送信信号を増幅器によって増幅しアンテナから送信する。一般的に、増幅器は非線形歪み特性を有する。そのため、高品質な信号送信を実現するためには、送信信号の非線形歪みを補償することが必要となる。そのため、送信機において、非線形歪み特性を予め記憶し、増幅する前の送信信号に対して、増幅器によって生じる非線形歪みを補償することが検討されている。具体的には、送信機は、非線形歪み特性に基づいて推定される非線形歪みが、増幅によってキャンセルされるように送信信号を整形する。このように、予め入力信号を整形することによって出力信号を補償する手法をプリディストーションという。 A wide variety of wireless systems have been realized with the advancement of wireless communication. In order to accommodate such a wide variety of wireless systems in an integrated manner, a transmitter that amplifies signals in a plurality of frequency bands at the same timing has been studied.
The transmitter amplifies the generated transmission signal by an amplifier and transmits it from the antenna. In general, an amplifier has nonlinear distortion characteristics. Therefore, in order to realize high-quality signal transmission, it is necessary to compensate for nonlinear distortion of the transmission signal. Therefore, in a transmitter, it has been studied to store nonlinear distortion characteristics in advance and compensate for nonlinear distortion caused by an amplifier for a transmission signal before amplification. Specifically, the transmitter shapes the transmission signal so that nonlinear distortion estimated based on the nonlinear distortion characteristic is canceled by amplification. A technique for compensating the output signal by shaping the input signal in advance is called predistortion.

しかしながら、直交変調後の信号にはＩＱ（In-phase and Quadrature channels）インバランス及びＤＣ（Direct Current）オフセットが生じる場合がある。このＩＱインバランス及びＤＣオフセットを直交変調誤差と呼ぶ。そして、この直交変調誤差は信号の非線形歪み成分に影響を及ぼす。そのため、直交変調誤差は、信号の非線形歪みを補償する精度を劣化させる要因となる。   However, IQ (In-phase and Quadrature channels) imbalance and DC (Direct Current) offset may occur in the signal after quadrature modulation. This IQ imbalance and DC offset are called quadrature modulation errors. This quadrature modulation error affects the nonlinear distortion component of the signal. Therefore, the quadrature modulation error becomes a factor that degrades the accuracy of compensating for the nonlinear distortion of the signal.

そのため、送信機は、増幅器に入力する前に送信信号の直交変調誤差を補償する必要がある。直交変調誤差を補償する手法として、増幅器に入力する前の送信信号をフィードバックすることにより補償すべき直交変調誤差の特性（以下、「直交変調誤差特性」という。）を学習し、プリディストーションにより補償する手法がある。しかしながら、この手法では、直交変調誤差特性を学習するためのフィードバック系の回路を別途実装する必要があり、送信機を構成する部品の数が増加するという問題がある。
また、フィードバックする信号として、送信信号ではなく学習用の信号を用いる手法もある。この場合、学習用の信号として低電力の信号を入力し増幅器を線形領域で動作させる。しかしながら、この手法では、増幅器において生じる非線形歪みを補償する前に直交変調誤差を学習する必要があり、信号の生成から送信までに要する時間が増加するという問題がある。 Therefore, the transmitter needs to compensate for the quadrature modulation error of the transmission signal before inputting to the amplifier. As a method of compensating for the quadrature modulation error, the characteristics of the quadrature modulation error to be compensated by feeding back the transmission signal before being input to the amplifier (hereinafter referred to as “quadrature modulation error characteristic”) are learned and compensated by predistortion There is a technique to do. However, in this method, it is necessary to separately mount a feedback circuit for learning the quadrature modulation error characteristic, and there is a problem that the number of components constituting the transmitter increases.
There is also a method of using a learning signal instead of a transmission signal as a feedback signal. In this case, a low-power signal is input as a learning signal, and the amplifier is operated in the linear region. However, in this method, it is necessary to learn a quadrature modulation error before compensating for nonlinear distortion generated in the amplifier, and there is a problem that the time required from signal generation to transmission increases.

このような問題に対して、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性を一括して学習し、送信信号をプリディストーションにより補償する手法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。非特許文献１では、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅するときの非線形歪み特性を表現する多項式が提案されている。また、非特許文献２及び３には、上記の非線形歪み特性を表現する多項式に、直交変調誤差特性を表現する多項式を組み合わせた結合多項式モデルが提案されている。   In order to solve such a problem, a technique has been proposed in which nonlinear distortion characteristics and orthogonal modulation error characteristics are collectively learned, and a transmission signal is compensated by predistortion (see, for example, Non-Patent Document 1). Non-Patent Document 1 proposes a polynomial that expresses nonlinear distortion characteristics when signals of a plurality of frequency bands are amplified at the same timing. Non-Patent Documents 2 and 3 propose a combined polynomial model in which a polynomial that expresses an orthogonal modulation error characteristic is combined with a polynomial that expresses the above-described nonlinear distortion characteristic.

非特許文献２では、２つの周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅するときの結合多項式モデルを用いてＩチャネルの信号の補償とＱチャネルの信号の補償とを分け、プリディストーションにより信号を補償する手法が提案されている。この手法では、ＩチャネルとＱチャネルとのそれぞれでフィードバックによる学習を行い、適応的に多項式係数を更新することによって、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性を一括して学習し、補償することを可能としている。   Non-Patent Document 2 separates I-channel signal compensation and Q-channel signal compensation using a coupled polynomial model when signals in two frequency bands are amplified at the same timing, and compensates the signal by predistortion. A method has been proposed. In this method, learning by feedback is performed in each of the I channel and Q channel, and the polynomial coefficient is adaptively updated, so that it is possible to learn and compensate for nonlinear distortion characteristics and orthogonal modulation error characteristics collectively. It is said.

さらに、非特許文献３では、非線形歪み特性を表現する多項式にボルテラモデルを適用することによって、結合多項式の多項式係数の数を削減している。

Figure 2016034121
Furthermore, in Non-Patent Document 3, the number of polynomial coefficients of a coupling polynomial is reduced by applying a Volterra model to a polynomial that expresses nonlinear distortion characteristics.
Figure 2016034121

式１は、Ｐ個の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する場合において、プリディストーションによる信号の補償を行うときの結合多項式モデルを表す。式１は、結合多項式モデルの一例であり、非線形歪みとして混変調歪みのみを考慮したｐ番目の周波数帯域に関するモデルである。なお、式１はボルテラモデルによる多項式係数の削減を行っていない。
式１において、ｘｐは結合多項式モデルにおけるｐ番目の周波数帯域の複素入力信号を表す。ｙｐは結合多項式モデルにおけるｐ番目の周波数帯域の複素出力信号を表す。ｋは結合多項式の次数を表し、Ｋを最大値とする。Ｔｓはサンプリングの間隔を表す。すなわち式１は、ある時刻における出力が、その時刻における入力のみならず、過去の時刻における入力の影響を受ける「メモリ効果」を伴う。ｎは、Ｔｓの時間間隔でサンプリングされた時間軸において時刻を表す変数である。ｍはメモリの深さを表し、Ｍを最大値とする。すなわちメモリの深さｍは、結合多項式モデルにおいて、過去のどれだけの期間を対象としてメモリ効果を補償するかを表す。αはＩチャネルの非線形歪み及びＩＱインバランスに関する係数（以下、「チャネル補償係数」という。）である。βはＱチャネルのチャネル補償係数である。γはＤＣオフセットに関する係数（以下「ＤＣオフセット補償係数」という。）である。 Equation 1 represents a combined polynomial model when signals of P frequency bands are amplified at the same timing when the signal is compensated by predistortion. Expression 1 is an example of a coupled polynomial model, and is a model related to the p-th frequency band in which only cross modulation distortion is considered as nonlinear distortion. Note that Equation 1 does not reduce polynomial coefficients by the Volterra model.
In Equation 1, x p represents a complex input signal of the p-th frequency band in the combined polynomial model. y p represents a complex output signal of the p-th frequency bands in the coupling polynomial model. k represents the order of the coupling polynomial, and K is the maximum value. T s represents a sampling interval. That is, Equation 1 involves a “memory effect” in which an output at a certain time is affected not only by an input at that time but also by an input at a past time. n is a variable representing time on a time axis sampled at a time interval of T s . m represents the depth of the memory, and M is the maximum value. That is, the memory depth m represents how long the memory effect is compensated for in the past in the coupled polynomial model. α is a coefficient related to I-channel nonlinear distortion and IQ imbalance (hereinafter referred to as “channel compensation coefficient”). β is a channel compensation coefficient of the Q channel. γ is a coefficient relating to DC offset (hereinafter referred to as “DC offset compensation coefficient”).

式１より、各チャネルの１周波数帯域あたりのチャネル補償係数の数がＬである場合、Ｐ個の周波数帯域の結合多項式モデルでは、α、β及びγはそれぞれＰＬ個、ＰＬ個及びＰ個となり、合計Ｐ（２Ｌ＋１）個の多項式係数の学習が必要になる。   From Equation 1, when the number of channel compensation coefficients per frequency band of each channel is L, α, β, and γ are PL, PL, and P, respectively, in the combined polynomial model of P frequency bands. A total of P (2L + 1) polynomial coefficients need to be learned.

図５は、従来構成の送信機９０の機能構成を示す機能ブロック図である。
送信機９０は、送信系９２、フィードバック系９６及び解析部９７を備える。送信系９２は、送信信号を生成するための機能部の集合を表す。フィードバック系９６は、送信信号をフィードバックするための機能部の集合を表す。解析部９７は、送信系９２で生成された送信信号と、フィードバック系９６によってフィードバックされた信号と、に基づいて非線形歪み特性及び直交変調誤差特性を学習する機能部である。
送信系９２は、解析部９７によって学習された非線形歪み特性及び直交変調誤差特性に基づいて、送信信号を補償する。具体的には、送信系９２は、Ｉチャネル及びＱチャネルのチャネル補償係数を結合多項式に適用することによって、送信信号を補償する。 FIG. 5 is a functional block diagram showing a functional configuration of a transmitter 90 having a conventional configuration.
The transmitter 90 includes a transmission system 92, a feedback system 96, and an analysis unit 97. The transmission system 92 represents a set of functional units for generating a transmission signal. The feedback system 96 represents a set of functional units for feeding back a transmission signal. The analysis unit 97 is a functional unit that learns nonlinear distortion characteristics and orthogonal modulation error characteristics based on the transmission signal generated by the transmission system 92 and the signal fed back by the feedback system 96.
The transmission system 92 compensates the transmission signal based on the nonlinear distortion characteristic and the orthogonal modulation error characteristic learned by the analysis unit 97. Specifically, the transmission system 92 compensates the transmission signal by applying channel compensation coefficients of the I channel and the Q channel to the coupling polynomial.

以下、解析部９７の詳細について説明する。なお、送信系９２のＩチャネル用歪み補償部９２２−１〜９２２−Ｐは、解析部９７のＩチャネル用歪み補償部９７１−１〜９７１−Ｐと同様のため説明を省略する。同様の理由により、送信系９２のＱチャネル用歪み補償部９２３−１〜９２３−Ｐ及びＤＣオフセット補償部９２４−１〜９２４−Ｐについても説明を省略する。また、送信系９２のその他の機能部及びフィードバック系９６については、実施形態にて詳細を説明するため、同図での説明を省略する。   Details of the analysis unit 97 will be described below. The I-channel distortion compensation units 922-1 to 922-P of the transmission system 92 are the same as the I-channel distortion compensation units 971-1 to 971-P of the analysis unit 97, and thus description thereof is omitted. For the same reason, the description of the Q channel distortion compensation units 923-1 to 923-P and the DC offset compensation units 924-1 to 924-P of the transmission system 92 is also omitted. Further, the other functional units of the transmission system 92 and the feedback system 96 will be described in detail in the embodiment, and the description thereof will be omitted.

Ｉチャネル用歪み補償部９７１−１〜９７１−Ｐは、それぞれフィードバック系９６から出力されたフィードバック信号に基づいて、フィードバック信号のＩチャネル成分の非線形歪み及びＩＱインバランスを補償する。Ｉチャネル用歪み補償部９７１−１〜９７１−Ｐは、自装置が保持するＩチャネルのチャネル補償係数αを式１の結合多項式に適用することによってフィードバック信号を補償する。このときフィードバック信号の補償に用いられるチャネル補償係数αは、フィードバック信号が生成された元の送信信号の補償に用いられたチャネル補償係数αである。Ｉチャネル用歪み補償部９７１−１〜９７１−Ｐは、非線形歪み及びＩＱインバランスが補償されたフィードバック信号を、それぞれ加算器９７４−１〜９７４−Ｐに出力する。   The I-channel distortion compensators 971-1 to 971-P compensate for nonlinear distortion and IQ imbalance of the I-channel component of the feedback signal based on the feedback signal output from the feedback system 96, respectively. The I-channel distortion compensation units 971-1 to 971-P compensate the feedback signal by applying the I-channel channel compensation coefficient α held by the own apparatus to the coupling polynomial of Equation 1. At this time, the channel compensation coefficient α used for compensation of the feedback signal is the channel compensation coefficient α used for compensation of the original transmission signal from which the feedback signal is generated. The I channel distortion compensators 971-1 to 971-P output the feedback signals compensated for nonlinear distortion and IQ imbalance to the adders 974-1 to 974-P, respectively.

Ｑチャネル用歪み補償部９７２−１〜９７２−Ｐは、それぞれフィードバック系９６から出力されたフィードバック信号に基づいて、フィードバック信号のＱチャネル成分の非線形歪み及びＩＱインバランスを補償する。Ｑチャネル用歪み補償部９７２−１〜９７２−Ｐは、自装置が保持するＱチャネルのチャネル補償係数βを式１の結合多項式に適用することによってフィードバック信号を補償する。このときフィードバック信号の補償に用いられるチャネル補償係数βは、フィードバック信号が生成された元の送信信号の補償に用いられたチャネル補償係数である。Ｑチャネル用歪み補償部９７２−１〜９７２−Ｐは、非線形歪み及びＩＱインバランスが補償されたフィードバック信号を、それぞれ加算器９７４−１〜９７４−Ｐに出力する。   The Q channel distortion compensators 972-1 to 972-P compensate for nonlinear distortion and IQ imbalance of the Q channel component of the feedback signal based on the feedback signal output from the feedback system 96, respectively. The Q-channel distortion compensators 972-1 to 972-P compensate the feedback signal by applying the Q-channel channel compensation coefficient β held by itself to the coupling polynomial of Equation 1. At this time, the channel compensation coefficient β used for compensation of the feedback signal is a channel compensation coefficient used for compensation of the original transmission signal from which the feedback signal is generated. The Q channel distortion compensators 972-1 to 972-P output the feedback signals compensated for nonlinear distortion and IQ imbalance to adders 974-1 to 974-P, respectively.

ＤＣオフセット補償部９７３−１〜９７３−Ｐは、それぞれフィードバック系９６から出力されたフィードバック信号のＤＣオフセットを補償する。具体的には、ＤＣオフセット補償部９７３−１は、自装置が保持するＤＣオフセット補償係数γを加算器９７４−１に出力する。ＤＣオフセット補償部９７３−２は、自装置が保持するＤＣオフセット補償係数γを加算器９７４−２に出力する。同様に、ＤＣオフセット補償部９７３−３〜９７３−Ｐは、自装置が保持するＤＣオフセット補償係数γを加算器９７４−３〜９７４−Ｐに出力する。このとき、ＤＣオフセット補償部９７３−１〜９７３−Ｐは、対応する周波数帯域（１〜Ｐ）のＤＣオフセット補償係数γを出力する。そして、フィードバック信号の補償に用いられるＤＣオフセット補償係数γは、フィードバック信号が生成された元の送信信号の補償に用いられたＤＣオフセット補償係数である。
加算器９７４−１は、Ｉチャネル用歪み補償部９７１−１、Ｑチャネル用歪み補償部９２３−１及びＤＣオフセット補償部９７３−１の出力を合成する。加算器９７４−２は、Ｉチャネル用歪み補償部９７１−２、Ｑチャネル用歪み補償部９２３−２及びＤＣオフセット補償部９７３−２の出力を合成する。同様に、加算器９７４−Ｐは、Ｉチャネル用歪み補償部９７１−Ｐ、Ｑチャネル用歪み補償部９２３−Ｐ及びＤＣオフセット補償部９７３−Ｐの出力を合成する。加算器９７４−１〜９７４−Ｐは、上記の合成によって非線形歪み及び直交変調誤差が補償された送信信号を生成する。加算器９７４−１〜９７４−Ｐは、生成した送信信号を係数更新部９７５に出力する。 The DC offset compensators 973-1 to 973-P each compensate for the DC offset of the feedback signal output from the feedback system 96. Specifically, DC offset compensation section 973-1 outputs DC offset compensation coefficient γ held by itself to adder 974-1. The DC offset compensation unit 973-2 outputs the DC offset compensation coefficient γ held by the own device to the adder 974-2. Similarly, DC offset compensation units 973-3 to 973-P output DC offset compensation coefficient γ held by the own device to adders 974-3 to 974-P. At this time, the DC offset compensation units 973-1 to 973-P output the DC offset compensation coefficient γ of the corresponding frequency band (1 to P). The DC offset compensation coefficient γ used for compensation of the feedback signal is a DC offset compensation coefficient used for compensation of the original transmission signal from which the feedback signal is generated.
Adder 974-1 synthesizes the outputs of distortion compensation unit 971-1 for I channel, distortion compensation unit 923-1 for Q channel, and DC offset compensation unit 973-1. Adder 974-2 synthesizes the outputs of I-channel distortion compensation unit 971-2, Q-channel distortion compensation unit 923-2, and DC offset compensation unit 973-2. Similarly, adder 974-P combines the outputs of I-channel distortion compensation unit 971-P, Q-channel distortion compensation unit 923-P, and DC offset compensation unit 973-P. Adders 974-1 to 974 -P generate transmission signals in which nonlinear distortion and quadrature modulation error are compensated by the above synthesis. The adders 974-1 to 974 -P output the generated transmission signal to the coefficient update unit 975.

係数更新部９７５は、加算器９７４−１〜９７４−Ｐによって合成された各周波数帯域のフィードバック信号と、送信系９２から出力された各周波数帯域の送信信号と、を比較することによって、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性を学習する。具体的には、係数更新部９７５は、送信系９２から出力された各周波数帯域の送信信号と、加算器９７４−１〜９７４−Ｐによって合成された各周波数帯域のフィードバック信号と、の差分が最小となるように結合多項式の係数を決定する。係数更新部９７５は、自装置が保持する結合多項式の係数を、決定した係数で更新する。係数更新部９７５が、結合多項式の係数を決定することによって、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性が学習される。   The coefficient updating unit 975 compares the feedback signals of the respective frequency bands synthesized by the adders 974-1 to 974 -P with the transmission signals of the respective frequency bands output from the transmission system 92, thereby performing nonlinear distortion. Learn characteristics and quadrature modulation error characteristics. Specifically, the coefficient updating unit 975 calculates the difference between the transmission signal of each frequency band output from the transmission system 92 and the feedback signal of each frequency band synthesized by the adders 974-1 to 974 -P. The coefficient of the coupling polynomial is determined so as to be minimized. The coefficient updating unit 975 updates the coefficient of the coupling polynomial held by the own apparatus with the determined coefficient. The coefficient updating unit 975 learns the nonlinear distortion characteristic and the orthogonal modulation error characteristic by determining the coefficient of the coupling polynomial.

図６は、送信機９０が信号を送信する流れを示すフローチャートである。
以下の説明では説明を簡単にするために、各機能部の符号について周波数帯域の識別子を省略して記載する。例えば、特に区別しない限り信号生成部９２１−１〜９２１−Ｐを信号生成部９２１と記載する。 FIG. 6 is a flowchart illustrating a flow in which the transmitter 90 transmits a signal.
In the following description, in order to simplify the description, the frequency band identifiers are omitted for the codes of the functional units. For example, the signal generation units 921-1 to 921-P are referred to as the signal generation unit 921 unless otherwise specified.

まず、各信号生成部９２１が対応する周波数帯域で送信されるベースバンドのデジタル信号（以下、「ベースバンド信号」という。）を生成する（ステップＳ２０１）。各信号生成部９２１は、生成したベースバンド信号をＩチャネル用歪み補償部９２２−１〜９２２−Ｐ及びＱチャネル用歪み補償部９２３−１〜９２３−Ｐのそれぞれに出力する。Ｉチャネル用歪み補償部９２２は、ベースバンド信号のＩチャネル成分について非線形歪み及びＩＱインバランスを補償する。Ｑチャネル用歪み補償部９２３は、ベースバンド信号のＱチャネル成分について非線形歪み及びＩＱインバランスを補償する。ＤＣオフセット補償部９２４は、ベースバンド信号のＤＣオフセットを補償する。上記処理によって送信機９０は、非線形歪み及び直交変調誤差を補償する（ステップＳ２０２）。   First, each signal generation unit 921 generates a baseband digital signal (hereinafter referred to as “baseband signal”) transmitted in a corresponding frequency band (step S201). Each signal generation unit 921 outputs the generated baseband signal to each of the I-channel distortion compensation units 922-1 to 922-P and the Q-channel distortion compensation units 923-1 to 923-P. The I-channel distortion compensation unit 922 compensates for nonlinear distortion and IQ imbalance with respect to the I-channel component of the baseband signal. The Q channel distortion compensation unit 923 compensates for nonlinear distortion and IQ imbalance with respect to the Q channel component of the baseband signal. The DC offset compensation unit 924 compensates for the DC offset of the baseband signal. Through the above processing, the transmitter 90 compensates for nonlinear distortion and quadrature modulation error (step S202).

Ｉチャネル用歪み補償部９２２、Ｑチャネル用歪み補償部９２３及びＤＣオフセット補償部９２４は、それぞれ補償したベースバンド信号を加算器９７４に出力する。加算器９７４は、Ｉチャネル用歪み補償部９２２、Ｑチャネル用歪み補償部９２３及びＤＣオフセット補償部９２４から出力されたベースバンド信号を合成する。加算器９７４は、合成したベースバンド信号をＤＡ変換器９２５に出力する。また、加算器９７４は、合成したベースバンド信号を係数更新部９７５に出力する（ステップＳ２０３）。ＤＡ変換器９２５は、ベースバンド信号をアナログ信号に変換する（ステップＳ２０４）。ＤＡ変換器９２５は、アナログ信号に変換されたベースバンド信号を直交変調部９２６に出力する。直交変調部９２６は、アナログ信号に変換されたベースバンド信号を直交変調する（ステップＳ２０５）。直交変調部９２６は、直交変調によって取得した送信信号を増幅器９３に出力する。増幅器９３は、送信信号を増幅する（ステップＳ２０６）。増幅器９３は、増幅した送信信号をアンテナ９４に出力する。アンテナ９４は、送信信号を無線送信する（ステップＳ２０７）。   The I-channel distortion compensation unit 922, the Q-channel distortion compensation unit 923, and the DC offset compensation unit 924 output the compensated baseband signals to the adder 974, respectively. The adder 974 combines the baseband signals output from the I-channel distortion compensation unit 922, the Q-channel distortion compensation unit 923, and the DC offset compensation unit 924. The adder 974 outputs the combined baseband signal to the DA converter 925. The adder 974 outputs the combined baseband signal to the coefficient update unit 975 (step S203). The DA converter 925 converts the baseband signal into an analog signal (step S204). The DA converter 925 outputs the baseband signal converted into the analog signal to the quadrature modulation unit 926. The quadrature modulation unit 926 performs quadrature modulation on the baseband signal converted into the analog signal (step S205). The quadrature modulation unit 926 outputs the transmission signal acquired by the quadrature modulation to the amplifier 93. The amplifier 93 amplifies the transmission signal (step S206). The amplifier 93 outputs the amplified transmission signal to the antenna 94. The antenna 94 wirelessly transmits a transmission signal (step S207).

一方、増幅器９３によって増幅された送信信号は、カプラ９５によってフィードバック系９６に分配される。そして、分配された送信信号は、フィードバック信号としてフィードバック系９６に出力される（ステップＳ２０８）。フィードバック系９６は、フィードバック信号から各周波数帯域のベースバンド信号を取得する。フィードバック系９６は、取得したベースバンド信号を、周波数帯域ごとのＩチャネル用歪み補償部９７１、Ｑチャネル用歪み補償部９７２及びＤＣオフセット補償部９７３に出力する。   On the other hand, the transmission signal amplified by the amplifier 93 is distributed to the feedback system 96 by the coupler 95. The distributed transmission signal is output to the feedback system 96 as a feedback signal (step S208). The feedback system 96 acquires a baseband signal of each frequency band from the feedback signal. The feedback system 96 outputs the acquired baseband signal to the I-channel distortion compensation unit 971, the Q-channel distortion compensation unit 972, and the DC offset compensation unit 973 for each frequency band.

Ｉチャネル用歪み補償部９７１、Ｑチャネル用歪み補償部９７２及びＤＣオフセット補償部９７３は、ステップＳ２０２と同様の処理を行って、フィードバック信号の非線形歪み及び直交変調誤差を補償する。Ｉチャネル用歪み補償部９７１、Ｑチャネル用歪み補償部９７２及びＤＣオフセット補償部９７３は、それぞれ補償したフィードバック信号を加算器９７４に出力する。加算器９７４は、Ｉチャネル用歪み補償部９７１、Ｑチャネル用歪み補償部９７２及びＤＣオフセット補償部９７３から出力された信号を合成し、係数更新部９７５に出力する。係数更新部９７５は、非線形歪み及び直交変調誤差が補償された送信信号と、非線形歪み及び直交変調誤差が補償されたフィードバック信号と、の差分が最小となるように結合多項式の係数を決定する（ステップＳ２０９）。係数更新部９７５は、自装置が保持する結合多項式の係数を、決定した係数で更新する。   The I-channel distortion compensator 971, the Q-channel distortion compensator 972, and the DC offset compensator 973 perform the same processing as in step S202 to compensate for nonlinear distortion and quadrature modulation error of the feedback signal. The I-channel distortion compensation unit 971, the Q-channel distortion compensation unit 972, and the DC offset compensation unit 973 each output a compensated feedback signal to the adder 974. The adder 974 combines the signals output from the I-channel distortion compensation unit 971, the Q-channel distortion compensation unit 972, and the DC offset compensation unit 973, and outputs the resultant signal to the coefficient update unit 975. The coefficient updating unit 975 determines the coefficient of the coupling polynomial so that the difference between the transmission signal compensated for nonlinear distortion and quadrature modulation error and the feedback signal compensated for nonlinear distortion and quadrature modulation error is minimized ( Step S209). The coefficient updating unit 975 updates the coefficient of the coupling polynomial held by the own apparatus with the determined coefficient.

このように、送信機９０は、非線形歪みの補償と直交変調誤差の補償とを並列して実行する。また、送信機９０は、結合多項式の係数の学習において、Ｉチャネル及びＱチャネルのチャネル補償係数及びＤＣオフセット係数をまとめて決定し、更新する。   As described above, the transmitter 90 executes nonlinear distortion compensation and quadrature modulation error compensation in parallel. Further, the transmitter 90 collectively determines and updates the channel compensation coefficient and the DC offset coefficient of the I channel and the Q channel in the learning of the coefficient of the coupling polynomial.

S. A. Bassam, M. Helaoui, and F. M. Ghannouchi, “2-D digital predistortion (2-D-DPD) architecture for concurrent dual-band transmitters,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 59, no. 10, pp. 2547-2553, Oct. 2011.SA Bassam, M. Helaoui, and FM Ghannouchi, “2-D digital predistortion (2-D-DPD) architecture for concurrent dual-band transmitters,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., Vol. 59, no. 10, pp. 2547-2553, Oct. 2011. Y.J. Liu, W. Chen, J. Zhou, B.H. Zhou, and Y.N. Liu, “Joint predistortion of IQ impairments and PA nonlinearity in concurrent dual-band transmitters,” in Proc. of the 42nd European Microwave Conference, pp. 132-135, Oct. 2012.YJ Liu, W. Chen, J. Zhou, BH Zhou, and YN Liu, “Joint predistortion of IQ impairments and PA nonlinearity in concurrent dual-band transmitters,” in Proc. Of the 42nd European Microwave Conference, pp. 132-135 , Oct. 2012. M. Younes, and F. M. Ghannouchi, “On the Modeling and Linearization of a Concurrent Dual-Band Transmitter Exhibiting Nonlinear Distortion and Hardware Impairments,” IEEE Trans. on Circuits and Systems, vol. 60, no. 11, Nov. 2013.M. Younes, and F. M. Ghannouchi, “On the Modeling and Linearization of a Concurrent Dual-Band Transmitter Exhibiting Nonlinear Distortion and Hardware Impairments,” IEEE Trans. On Circuits and Systems, vol. 60, no. 11, Nov. 2013.

しかしながら、従来の結合多項式では、求める多項式係数が多く非線形歪み特性及び直交変調誤差特性の学習に時間を要するという問題があった。   However, the conventional coupled polynomial has a problem that many polynomial coefficients are required, and it takes time to learn nonlinear distortion characteristics and orthogonal modulation error characteristics.

上記事情に鑑み、本発明は、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する送信機において、送信信号をプリディストーションにより補償するための非線形歪み特性及び直交変調誤差特性の学習に要する時間を削減することができる技術を提供することを目的としている。   In view of the above circumstances, the present invention reduces the time required for learning nonlinear distortion characteristics and quadrature modulation error characteristics for compensating transmission signals by predistortion in a transmitter that amplifies signals in a plurality of frequency bands at the same timing. It aims to provide a technology that can do.

本発明の一態様は、複数の周波数帯域の送信信号を同じタイミングで増幅し、少なくとも1つの周波数帯域の送信信号を送信する送信部と、前記送信信号が増幅される際に生じる非線形歪みを補償するために必要となる非線形歪み特性と、前記送信信号が直交変調される際に生じる直交変調誤差を補償するために必要となる直交変調誤差特性と、を学習するために前記送信信号の前記非線形歪み特性及び前記直交変調誤差特性を解析する解析部と、増幅された前記送信信号を前記解析部にフィードバックするフィードバック部と、を備える送信機であって、前記送信部は、前記送信信号を生成する信号生成部と、前記非線形歪みを前記非線形歪み特性に基づいて補償する歪み補償部と、前記直交変調誤差を前記直交変調誤差特性に基づいて補償する直交変調補償部と、を備え、前記解析部は、前記非線形歪み特性を解析し、前記非線形歪み特性を示す非線形歪み係数を取得し、前回の解析において取得された非線形歪み係数を、取得した前記非線形歪み係数で更新する非線形歪み解析部と、前記直交変調誤差を解析し、前記直交変調誤差特性を示す直交変調補償係数を取得し、前回の解析において取得された直交変補償差係数を、取得した直交変調補償係数で更新する直交変調誤差解析部と、を備える送信機である。   According to one aspect of the present invention, a transmission unit that amplifies transmission signals in a plurality of frequency bands at the same timing, transmits a transmission signal in at least one frequency band, and compensates for nonlinear distortion that occurs when the transmission signal is amplified The nonlinearity of the transmission signal to learn the nonlinear distortion characteristic required to perform and the orthogonal modulation error characteristic required to compensate for the orthogonal modulation error that occurs when the transmission signal is orthogonally modulated. A transmitter comprising: an analysis unit that analyzes distortion characteristics and the quadrature modulation error characteristic; and a feedback unit that feeds back the amplified transmission signal to the analysis unit, wherein the transmission unit generates the transmission signal A signal generating unit that compensates for the nonlinear distortion based on the nonlinear distortion characteristic, and the quadrature modulation error compensated based on the orthogonal modulation error characteristic An orthogonal modulation compensator, and the analysis unit analyzes the nonlinear distortion characteristic, acquires a nonlinear distortion coefficient indicating the nonlinear distortion characteristic, and acquires the nonlinear distortion coefficient acquired in the previous analysis. A nonlinear distortion analyzer that updates with the nonlinear distortion coefficient, the orthogonal modulation error is analyzed, an orthogonal modulation compensation coefficient indicating the orthogonal modulation error characteristic is acquired, and the orthogonal variation compensation difference coefficient acquired in the previous analysis is And a quadrature modulation error analysis unit that updates the obtained quadrature modulation compensation coefficient.

本発明の一態様は、上記の送信機であって、前記フィードバック部は、複数の局部発振器から出力される局部発振信号と、複数の周波数帯域の送信信号とを合成し、前記複数の周波数帯域の送信信号を一括してＩＦ帯にダウンコンバートする周波数変換部と、周波数変換された前記送信信号を一括してデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、を備える。   One aspect of the present invention is the above-described transmitter, wherein the feedback unit combines a local oscillation signal output from a plurality of local oscillators and a transmission signal of a plurality of frequency bands, and the plurality of frequency bands. A frequency conversion unit that collectively down-converts the transmission signals to the IF band, and an AD conversion unit that collectively converts the frequency-converted transmission signals into digital signals.

本発明の一態様は、上記の送信機であって、前記フィードバック部は、前記送信信号をアンダーサンプリングすることによって、複数の周波数帯域の前記送信信号を一括してＩＦ帯にダウンコンバートするＡＤ変換部を備える。   One aspect of the present invention is the above-described transmitter, wherein the feedback unit under-samples the transmission signal to down-convert the transmission signals in a plurality of frequency bands to an IF band collectively. A part.

本発明により、本発明は、複数の周波数帯域の信号を同じタイミングで増幅する送信機において、非線形歪み特性及び直交変調誤差特性の学習に要する時間を削減することが可能となる。   The present invention makes it possible to reduce the time required for learning nonlinear distortion characteristics and orthogonal modulation error characteristics in a transmitter that amplifies signals in a plurality of frequency bands at the same timing.

第１実施形態の送信機１の機能構成を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the function structure of the transmitter 1 of 1st Embodiment. 第１実施形態の送信機１の処理の流れを示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the flow of a process of the transmitter 1 of 1st Embodiment. 第２実施形態の送信機１ａの機能構成を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the function structure of the transmitter 1a of 2nd Embodiment. 第３実施形態の送信機１ｂの機能構成を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the function structure of the transmitter 1b of 3rd Embodiment. 従来構成の送信機９０の機能構成を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the function structure of the transmitter 90 of a conventional structure. 送信機９０が信号を送信する流れを示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the flow which the transmitter 90 transmits a signal.

［第１実施形態］
図１は、第１実施形態の送信機１の機能構成を示す機能ブロック図である。
送信機１は、バスで接続されたＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリや補助記憶装置などを備え、送信機制御プログラムを実行することによって、送信系２、増幅器３、アンテナ４、カプラ５、フィードバック系６、非線形歪み解析部７及び直交変調誤差解析部８を備える装置として機能する。なお、送信機１の各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されてもよい。送信機制御プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置である。送信機制御プログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。 [First Embodiment]
FIG. 1 is a functional block diagram illustrating a functional configuration of the transmitter 1 according to the first embodiment.
The transmitter 1 includes a CPU (Central Processing Unit), a memory, an auxiliary storage device, and the like connected by a bus. By executing a transmitter control program, the transmitter 2, the amplifier 3, the antenna 4, the coupler 5, and the feedback It functions as an apparatus including the system 6, the nonlinear distortion analysis unit 7, and the orthogonal modulation error analysis unit 8. All or some of the functions of the transmitter 1 may be realized using hardware such as an application specific integrated circuit (ASIC), a programmable logic device (PLD), or a field programmable gate array (FPGA). The transmitter control program may be recorded on a computer-readable recording medium. The computer-readable recording medium is, for example, a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, a CD-ROM, or a storage device such as a hard disk built in the computer system. The transmitter control program may be transmitted via a telecommunication line.

送信系２（送信部）は、送信信号を生成するための機能部の集合である。送信系２は、信号生成部２１−１〜２１−Ｐ、歪み補償部２２−１〜２２−Ｐ、直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐ、ＤＡ変換器２４−１〜２４−Ｐ、直交変調部２５−１〜２５−Ｐ及び加算器２６を備える。なお、各符号に含まれるＰは、当該機能部が機能部ごとにＰ個並列して構成されることを示している。Ｐは、送信機１によって同じタイミングで送信される信号の周波数帯域を区別するための識別子である。Ｐは１以上の整数である。   The transmission system 2 (transmission unit) is a set of functional units for generating a transmission signal. The transmission system 2 includes signal generation units 21-1 to 21-P, distortion compensation units 22-1 to 22-P, quadrature modulation compensation units 23-1 to 23-P, DA converters 24-1 to 24-P, Orthogonal modulators 25-1 to 25 -P and an adder 26 are provided. In addition, P contained in each code | symbol has shown that the said function part is comprised in parallel P piece | unit for every function part. P is an identifier for distinguishing frequency bands of signals transmitted by the transmitter 1 at the same timing. P is an integer of 1 or more.

信号生成部２１−１〜２１−Ｐは、それぞれ、対応する周波数帯域で送信される信号のベースバンド信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｐを生成する。生成されるベースバンド信号はＩチャネル及びＱチャネルの成分を有する。信号生成部２１−１は、生成したベースバンド信号ＤＳ＿１を歪み補償部２２−１〜２２−Ｐに出力する。信号生成部２１−２は、生成したベースバンド信号ＤＳ＿２を歪み補償部２２−１〜２２−Ｐに出力する。同様に、信号生成部２１−３〜２１−Ｐは、生成したベースバンド信号ＤＳ＿３〜ＤＳ＿Ｐを歪み補償部２２−１〜２２−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り信号生成部２１−１〜２１−Ｐを信号生成部２１と記載する。   The signal generation units 21-1 to 21-P respectively generate baseband signals DS_1 to DS_P of signals transmitted in the corresponding frequency band. The generated baseband signal has I channel and Q channel components. The signal generator 21-1 outputs the generated baseband signal DS_1 to the distortion compensators 22-1 to 22-P. The signal generator 21-2 outputs the generated baseband signal DS_2 to the distortion compensators 22-1 to 22-P. Similarly, the signal generators 21-3 to 21-P output the generated baseband signals DS_3 to DS_P to the distortion compensators 22-1 to 22-P. In the following description, the signal generation units 21-1 to 21 -P are referred to as the signal generation unit 21 unless otherwise specified.

歪み補償部２２−１〜２２−Ｐは、自装置が保持する歪み補償係数を歪み補償多項式に適用し、それぞれベースバンド信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｐの非線形歪みを補償する。歪み補償係数及び歪み補償多項式の詳細は後述する。ベースバンド信号ＤＳ＿１〜ＤＳ＿Ｐは、非線形歪みの補償によってそれぞれ歪み補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｐに変換される。歪み補償部２２−１〜２２−Ｐは、歪み補償信号をそれぞれ直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り歪み補償部２２−１〜２２−Ｐを歪み補償部２２と記載する。 The distortion compensators 22-1 to 22-P apply distortion compensation coefficients held by the own apparatus to the distortion compensation polynomials, and compensate for nonlinear distortions of the baseband signals DS_1 to DS_P, respectively. Details of the distortion compensation coefficient and the distortion compensation polynomial will be described later. The baseband signal DS_1~DS_P is converted into respective distortion compensation signal DS p _1~DS p _P by the compensation of the nonlinear distortion. The distortion compensation units 22-1 to 22-P output distortion compensation signals to the orthogonal modulation compensation units 23-1 to 23-P, respectively. In the following description, the distortion compensators 22-1 to 22-P are referred to as distortion compensators 22 unless otherwise specified.

直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐは、自装置が保持する直交変調補償係数を直交変調補償多項式に適用し、それぞれ歪み補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｐの直交変調誤差を補償する。直交変調補償係数及び直交変調補償多項式の詳細は後述する。歪み補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｐは、直交変調誤差の補償によってそれぞれ直交変調補償信号ＤＳｃ＿１〜ＤＳｃ＿Ｐに変換される。直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐは、直交変調補償信号をそれぞれＤＡ変換器２４−１〜２４−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り直交変調補償部２３−１〜２３−Ｐを直交変調補償部２３と記載する。 Quadrature modulation compensator 23-1 to 23-P applies the quadrature modulation compensation coefficient when the device itself held in the quadrature modulation compensation polynomials, respectively to compensate for the quadrature modulation error distortion compensation signal DS p _1~DS p _P. Details of the orthogonal modulation compensation coefficient and the orthogonal modulation compensation polynomial will be described later. Distortion compensating signal DS p _1~DS p _P is converted into respective quadrature modulated compensation signal DS c _1~DS c _P by the compensation of the quadrature modulation errors. The quadrature modulation compensation units 23-1 to 23-P output quadrature modulation compensation signals to the DA converters 24-1 to 24-P, respectively. In the following description, the orthogonal modulation compensation units 23-1 to 23-P are referred to as the orthogonal modulation compensation unit 23 unless otherwise specified.

ＤＡ変換器２４−１〜２４−Ｐは、それぞれ直交変調補償信号ＤＳｃ＿１〜ＤＳｃ＿Ｐをアナログ信号に変換する。直交変調補償信号ＤＳｃ＿１〜ＤＳｃ＿Ｐは、ＤＡ変換によってそれぞれ直交変調補償信号Ｓｃ＿１〜Ｓｃ＿Ｐに変換される。ＤＡ変換器２４−１〜２４−Ｐは、アナログ信号に変換された直交変調補償信号をそれぞれ直交変調部２５−１〜２５−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限りＤＡ変換器２４−１〜２４−ＰをＤＡ変換器２４と記載する。 DA converters 24-1 to 24-P converts the orthogonal modulation compensation signal DS c _1~DS c _P into an analog signal. Quadrature modulated compensation signal DS c _1~DS c _P is converted into respective quadrature modulated compensation signal S c _1~S c _P by DA conversion. The DA converters 24-1 to 24-P output the quadrature modulation compensation signals converted into analog signals to the quadrature modulation units 25-1 to 25-P, respectively. In the following description, the DA converters 24-1 to 24-P are referred to as DA converters 24 unless otherwise specified.

直交変調部２５−１〜２５−Ｐは、それぞれ直交変調補償信号Ｓｃ＿１〜Ｓｃ＿Ｐに対して直交変調を行う。直交変調部２５−１〜２５−Ｐは、直交変調補償信号Ｓｃ＿１〜Ｓｃ＿ＰのＩチャネル成分及びＱチャネル成分を、それぞれ対応する周波数の第１局部発振信号と、第１局部発振信号に対して９０度の位相差を有する第２局部発振信号と、を用いてアップコンバートする。そして、アップコンバートした両チャネルの信号を合成し直交変調信号Ｓｑｍ＿１〜Ｓｑｍ＿Ｐを生成する。直交変調部２５−１〜２５−Ｐは、直交変調信号を加算器２６に出力する。以下の説明では、特に区別しない限り直交変調部２５−１〜２５−Ｐを直交変調部２５と記載する。 Quadrature modulation unit 25-1 to 25-P performs quadrature modulation on the orthogonal modulation compensation signal S c _1~S c _P. Quadrature modulation unit 25-1 to 25-P are quadrature modulated compensation signal S c _1~S the I channel component and Q channel component of the c _P, a first local oscillation signal of the corresponding frequency, the first local oscillation signal Up-conversion is performed using a second local oscillation signal having a phase difference of 90 degrees with respect to. Then, the signals of both channels upconverted to produce a combined quadrature modulated signal S qm _1~S qm _P. The quadrature modulation units 25-1 to 25 -P output the quadrature modulation signal to the adder 26. In the following description, the orthogonal modulation units 25-1 to 25-P are referred to as the orthogonal modulation unit 25 unless otherwise specified.

加算器２６は、直交変調信号Ｓｑｍ＿１〜Ｓｑｍ＿Ｐを合成し、合成信号Ｓｉを生成する。加算器２６は、合成信号Ｓｉを増幅器３に出力する。
増幅器３は、合成信号Ｓｉを増幅し、増幅信号Ｓｏを生成する。増幅器３は、増幅信号Ｓｏをアンテナ４に出力する。
アンテナ４は、増幅信号Ｓｏを無線送信する。
カプラ５は、増幅信号Ｓｏを分配する分配器である。カプラ５は、増幅信号Ｓｏから分配されたフィードバック信号Ｓｆをフィードバック系６に出力する。カプラ５の分配によって、フィードバック信号Ｓｆは増幅信号Ｓｏが分配損失により減衰した信号となる。 The adder 26 combines the quadrature-modulated signal S qm _1~S qm _P, to generate a composite signal Si. The adder 26 outputs the combined signal Si to the amplifier 3.
The amplifier 3 amplifies the synthesized signal Si and generates an amplified signal So. The amplifier 3 outputs the amplified signal So to the antenna 4.
The antenna 4 wirelessly transmits the amplified signal So.
The coupler 5 is a distributor that distributes the amplified signal So. The coupler 5 outputs the feedback signal Sf distributed from the amplified signal So to the feedback system 6. By the distribution of the coupler 5, the feedback signal Sf becomes a signal obtained by attenuating the amplified signal So due to the distribution loss.

フィードバック系６（フィードバック部）は、フィードバック信号Ｓｆを復調して非線形歪み解析部７に出力するための機能部の集合を表す。フィードバック系６は、減衰器６１、ＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐ、周波数変換器６３−１〜６３−Ｐ、ＡＤ変換器６４−１〜６４−Ｐ及び直交復調部６５−１〜６５−Ｐを備える。   The feedback system 6 (feedback unit) represents a set of functional units for demodulating the feedback signal Sf and outputting the demodulated signal to the nonlinear distortion analysis unit 7. The feedback system 6 includes an attenuator 61, BPFs 62-1 to 62-P, frequency converters 63-1 to 63-P, AD converters 64-1 to 64-P, and orthogonal demodulation units 65-1 to 65-P. Prepare.

減衰器６１は、フィードバック信号Ｓｆのうち増幅器３の線形利得によって得られた信号をさらに減衰させる。これは、送信系２から出力された歪み補償信号との電力レベルを合わせるためである。なお、上記の増幅器３の線形利得は、歪み補償部２２による非線形歪みの補償によって得られた線形利得である。減衰器６１は、減衰させたフィードバック信号ＳｆをＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐに出力する。   The attenuator 61 further attenuates the signal obtained by the linear gain of the amplifier 3 in the feedback signal Sf. This is to match the power level with the distortion compensation signal output from the transmission system 2. Note that the linear gain of the amplifier 3 is a linear gain obtained by nonlinear distortion compensation by the distortion compensator 22. The attenuator 61 outputs the attenuated feedback signal Sf to the BPFs 62-1 to 62-P.

ＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐは、送信系２の各周波数帯域に対応するＢＰＦ（Band Pass Filter）である。ＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐは、フィードバック信号Ｓｆのうち対応する周波数帯域の信号のみを通過させ、それぞれフィードバック信号Ｓｂ＿１〜Ｓｂ＿Ｐを取得する。ＢＰＦ６２−１〜６２−Ｐは、取得したフィードバック信号Ｓｂ＿１〜Ｓｂ＿Ｐをそれぞれ周波数変換器６３−１〜６３−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限りＢＰＦ６２−１〜６２−ＰをＢＰＦ６２と記載する。   BPF 62-1 to 62-P are BPFs (Band Pass Filters) corresponding to the respective frequency bands of the transmission system 2. The BPFs 62-1 to 62-P pass only the signals in the corresponding frequency band among the feedback signals Sf, and acquire the feedback signals Sb_1 to Sb_P, respectively. The BPFs 62-1 to 62-P output the acquired feedback signals Sb_1 to Sb_P to the frequency converters 63-1 to 63-P, respectively. In the following description, BPF 62-1 to 62-P will be referred to as BPF 62 unless otherwise specified.

周波数変換器（周波数変換部）６３−１〜６３−Ｐは、それぞれフィードバック信号Ｓｂ＿１〜Ｓｂ＿ＰをＩＦ（Intermediate Frequency）帯の信号にダウンコンバートし、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを取得する。周波数変換器６３−１〜６３−Ｐは、取得したフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを、それぞれＡＤ変換器６４−１〜６４−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り周波数変換器６３−１〜６３−Ｐを周波数変換器６３と記載する。   The frequency converters (frequency conversion units) 63-1 to 63-P down-convert the feedback signals Sb_1 to Sb_P into IF (Intermediate Frequency) band signals, respectively, and obtain feedback signals Sif_1 to Sif_P. The frequency converters 63-1 to 63-P output the acquired feedback signals Sif_1 to Sif_P to the AD converters 64-1 to 64-P, respectively. In the following description, the frequency converters 63-1 to 63-P are referred to as the frequency converter 63 unless otherwise distinguished.

ＡＤ変換器（ＡＤ変換部）６４−１〜６４−Ｐは、それぞれフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐをデジタル信号に変換し、フィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐを取得する。ＡＤ変換器６４−１〜６４−Ｐは、取得したフィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐを、それぞれ直交復調部６５−１〜６５−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限りＡＤ変換器６４−１〜６４−ＰをＡＤ変換器６４と記載する。   The AD converters (AD conversion units) 64-1 to 64-P convert the feedback signals Sif_1 to Sif_P into digital signals, respectively, and obtain the feedback signals DSa_1 to DSa_P. The AD converters 64-1 to 64-P output the acquired feedback signals DSa_1 to DSa_P to the quadrature demodulation units 65-1 to 65-P, respectively. In the following description, the AD converters 64-1 to 64-P are referred to as AD converters 64 unless otherwise specified.

直交復調部６５−１〜６５−Ｐは、それぞれフィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐを直交復調し、それぞれＩチャネル及びＱチャネルの複素成分を有するフィードバック信号ＤＳｆ＿１〜ＤＳｆ＿Ｐを生成する。直交復調部６５−１は、生成したフィードバック信号ＤＳｆ＿１を、非線形歪み解析部７の歪み補償部７１−１〜７１−Ｐに出力する。直交復調部６５−２は、生成したフィードバック信号ＤＳｆ＿２を、非線形歪み解析部７の歪み補償部７１−１〜７１−Ｐに出力する。同様に、直交復調部６５−３〜６５−Ｐは、生成したフィードバック信号ＤＳｆ＿３〜ＤＳｆ＿Ｐを、非線形歪み解析部７の歪み補償部７１−１〜７１−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り直交復調部６５−１〜６５−Ｐを直交復調部６５と記載する。   The quadrature demodulation units 65-1 to 65-P perform quadrature demodulation of the feedback signals DSa_1 to DSa_P, respectively, and generate feedback signals DSf_1 to DSf_P having complex components of I channel and Q channel, respectively. The orthogonal demodulator 65-1 outputs the generated feedback signal DSf_1 to the distortion compensators 71-1 to 71-P of the nonlinear distortion analyzer 7. The orthogonal demodulator 65-2 outputs the generated feedback signal DSf_2 to the distortion compensators 71-1 to 71-P of the nonlinear distortion analyzer 7. Similarly, the orthogonal demodulation units 65-3 to 65-P output the generated feedback signals DSf_3 to DSf_P to the distortion compensation units 71-1 to 71-P of the nonlinear distortion analysis unit 7. In the following description, the orthogonal demodulation units 65-1 to 65-P are referred to as the orthogonal demodulation unit 65 unless otherwise specified.

非線形歪み解析部７は、インダイレクトラーニングによる非線形歪みの補償に用いる非線形歪み補償多項式の係数（以下、「歪み補償係数」という。）を学習するための機能部の集合である。具体的には、非線形歪み解析部７は、送信系２において非線形歪みが補償された信号と、フィードバック系６によってフィードバックされた信号と、を比較することによって歪み補償係数を決定する。非線形歪み解析部７は、歪み補償部７１−１〜７１−Ｐ及び歪み補償係数更新部７２を備える。   The nonlinear distortion analysis unit 7 is a set of functional units for learning a coefficient of a nonlinear distortion compensation polynomial (hereinafter referred to as “distortion compensation coefficient”) used for compensation of nonlinear distortion by indirect learning. Specifically, the nonlinear distortion analysis unit 7 determines a distortion compensation coefficient by comparing a signal for which nonlinear distortion has been compensated for in the transmission system 2 and a signal fed back by the feedback system 6. The nonlinear distortion analysis unit 7 includes distortion compensation units 71-1 to 71-P and a distortion compensation coefficient update unit 72.

歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、それぞれフィードバック信号ＤＳｆ＿１〜ＤＳｆ＿Ｐに対して歪み補償部２２と同様の処理を行って非線形歪みを補償する。その際、歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、歪み補償部２２が用いた歪み補償係数を用いる。歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、非線形歪みの補償により、それぞれフィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐを取得する。歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、取得したフィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐを、歪み補償係数更新部７２に出力する。また、歪み補償部７１−１〜７１−Ｐは、取得したフィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐを、それぞれ直交変調誤差解析部８の直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐに出力する。以下の説明では、特に区別しない限り歪み補償部７１−１〜７１−Ｐを歪み補償部７１と記載する。   The distortion compensators 71-1 to 71-P perform the same processing as the distortion compensator 22 on the feedback signals DSf_1 to DSf_P, respectively, to compensate for nonlinear distortion. At this time, the distortion compensation units 71-1 to 71-P use the distortion compensation coefficient used by the distortion compensation unit 22. The distortion compensators 71-1 to 71-P obtain the feedback signals DSfp_1 to DSfp_P, respectively, by nonlinear distortion compensation. The distortion compensation units 71-1 to 71-P output the acquired feedback signals DSfp_1 to DSfp_P to the distortion compensation coefficient update unit 72. Further, the distortion compensators 71-1 to 71-P output the acquired feedback signals DSfp_1 to DSfp_P to the orthogonal modulation compensators 81-1 to 81-P of the orthogonal modulation error analyzer 8, respectively. In the following description, the distortion compensators 71-1 to 71-P are referred to as distortion compensators 71 unless otherwise specified.

歪み補償係数更新部７２は、フィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐと、送信系２から出力された歪み補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｐと、を比較することによって歪み補償係数を決定する。歪み補償係数更新部７２は、自装置が保持する歪み補償係数を、決定した歪み補償係数で更新する。   The distortion compensation coefficient updating unit 72 determines the distortion compensation coefficient by comparing the feedback signals DSfp_1 to DSfp_P with the distortion compensation signals DSp_1 to DSp_P output from the transmission system 2. The distortion compensation coefficient updating unit 72 updates the distortion compensation coefficient held by the own apparatus with the determined distortion compensation coefficient.

直交変調誤差解析部８は、インダイレクトラーニングによる直交変調誤差の補償に用いる直交変調補償多項式の係数（以下、「直交変調補償係数」という。）を学習するための機能部の集合である。具体的には、直交変調誤差解析部８は、送信系２において直交変調誤差が補償された信号と、フィードバック系６によってフィードバックされた信号と、を比較することによって直交変調補償係数を決定する。直交変調誤差解析部８は、直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐ及び直交変調補償係数更新部８２を備える。   The orthogonal modulation error analysis unit 8 is a set of functional units for learning a coefficient of an orthogonal modulation compensation polynomial (hereinafter referred to as “orthogonal modulation compensation coefficient”) used for compensating an orthogonal modulation error by indirect learning. Specifically, the quadrature modulation error analysis unit 8 determines the quadrature modulation compensation coefficient by comparing the signal compensated for the quadrature modulation error in the transmission system 2 and the signal fed back by the feedback system 6. The quadrature modulation error analysis unit 8 includes quadrature modulation compensation units 81-1 to 81-P and a quadrature modulation compensation coefficient update unit 82.

直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐは、それぞれ非線形歪み解析部７から出力されたフィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐに対して直交変調補償部２３と同様の処理を行って直交変調誤差を補償する。その際、直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐは、直交変調補償部２３が用いた直交変調補償係数を用いる。直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐは、直交変調誤差の補償により、それぞれフィードバック信号ＤＳｆｃ＿１〜ＤＳｆｃ＿Ｐを取得する。直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐは、取得したフィードバック信号ＤＳｆｃ＿１〜ＤＳｆｃ＿Ｐを、直交変調補償係数更新部８２に出力する。以下の説明では、特に区別しない限り直交変調補償部８１−１〜８１−Ｐを直交変調補償部８１と記載する。   The quadrature modulation compensation units 81-1 to 81-P perform the same processing as the quadrature modulation compensation unit 23 on the feedback signals DSfp_1 to DSfp_P output from the nonlinear distortion analysis unit 7, respectively, to compensate for quadrature modulation errors. At this time, the orthogonal modulation compensation units 81-1 to 81-P use the orthogonal modulation compensation coefficient used by the orthogonal modulation compensation unit 23. Quadrature modulation compensators 81-1 to 81-P obtain feedback signals DSfc_1 to DSfc_P, respectively, by compensating for quadrature modulation errors. The quadrature modulation compensation units 81-1 to 81-P output the acquired feedback signals DSfc_1 to DSfc_P to the quadrature modulation compensation coefficient update unit 82. In the following description, the orthogonal modulation compensation units 81-1 to 81-P are referred to as the orthogonal modulation compensation unit 81 unless otherwise distinguished.

直交変調補償係数更新部８２は、フィードバック信号ＤＳｆｃ＿１〜ＤＳｆｃ＿Ｐと、送信系２から出力された直交変調補償信号ＤＳｃ＿１〜ＤＳｃ＿Ｐと、を比較することによって直交変調補償係数を決定する。直交変調補償係数更新部８２は、自装置が保持する直交変調補償係数を、決定した直交変調補償係数で更新する。   The quadrature modulation compensation coefficient updating unit 82 determines the quadrature modulation compensation coefficient by comparing the feedback signals DSfc_1 to DSfc_P with the quadrature modulation compensation signals DSc_1 to DSc_P output from the transmission system 2. The quadrature modulation compensation coefficient update unit 82 updates the quadrature modulation compensation coefficient held by the own apparatus with the determined quadrature modulation compensation coefficient.

次に非線形歪み補償多項式及び直交変調補償多項式について説明する。
非線形歪み補償多項式及び直交変調補償多項式は、上述した結合多項式を変形することによって、それぞれ次の式２及び式３のように表される。なお、式２及び式３において、式１と同じ記号は式１と同様の意味を表す。

Figure 2016034121
Next, the nonlinear distortion compensation polynomial and the orthogonal modulation compensation polynomial will be described.
The nonlinear distortion compensation polynomial and the orthogonal modulation compensation polynomial are expressed as the following Expression 2 and Expression 3, respectively, by modifying the above-described coupling polynomial. In the formulas 2 and 3, the same symbols as those in the formula 1 represent the same meaning as in the formula 1.
Figure 2016034121

式２は、非線形歪み補償多項式である。式２において、ｕｐは非線形歪み補償多項式におけるｐ番目の周波数帯域の複素出力信号を表す。λは歪み補償係数である。歪み補償係数更新部７２は、送信系２から出力された歪み補償信号ＤＳｐ＿１〜ＤＳｐ＿Ｐと、フィードバック信号ＤＳｆｐ＿１〜ＤＳｆｐ＿Ｐとの差分が最小となるように歪み補償係数を決定する。 Equation 2 is a nonlinear distortion compensation polynomial. In Equation 2, u p denotes the complex output signal of the p-th frequency bands in the nonlinear distortion compensation polynomial. λ is a distortion compensation coefficient. The distortion compensation coefficient updating unit 72 determines the distortion compensation coefficient so that the difference between the distortion compensation signals DSp_1 to DSp_P output from the transmission system 2 and the feedback signals DSfp_1 to DSfp_P is minimized.

式３は、直交変調補償多項式である。式３において、α’はＩチャネルのＩＱインバランスに関する係数「以下、ＩＱインバランス補償係数」という。）である。β’はＱチャネルのＩＱインバランス補償係数である。γ’はＤＣオフセット補償係数である。ＩＱインバランス補償係数α’及びβ’とＤＣオフセット補償係数γ’とを総称して直交変調補償係数と呼ぶ。直交変調補償係数更新部８２は、送信系２から出力された直交変調補償信号ＤＳｃ＿１〜ＤＳｃ＿Ｐと、フィードバック信号ＤＳｆｃ＿１〜ＤＳｆｃ＿Ｐとの差分が最小となるように直交変調補償係数を決定する。   Equation 3 is an orthogonal modulation compensation polynomial. In Expression 3, α ′ is a coefficient related to IQ imbalance of the I channel “hereinafter referred to as IQ imbalance compensation coefficient”. ). β ′ is an IQ imbalance compensation coefficient of the Q channel. γ ′ is a DC offset compensation coefficient. The IQ imbalance compensation coefficients α ′ and β ′ and the DC offset compensation coefficient γ ′ are collectively referred to as an orthogonal modulation compensation coefficient. The orthogonal modulation compensation coefficient update unit 82 determines the orthogonal modulation compensation coefficient so that the difference between the orthogonal modulation compensation signals DSc_1 to DSc_P output from the transmission system 2 and the feedback signals DSfc_1 to DSfc_P is minimized.

なお、式３のＺはＩＱインバランスの周波数特性を補償するためのタップ数を表す。一般に、タップ数Ｚ及び歪み補償係数の数Ｌとの関係はＬ＞２Ｚである。これは、結合多項式の非線形性をより高次の次数で表すほどＬが増加し、かつ、周波数帯域の数Ｐが増すほど多項式の組み合わせの数（Ｋ）が増加し、Ｌが増加するからである。さらにメモリ効果（Ｍ）を補償する場合においても、タップ数に従ってＬが増加する。メモリ効果とは、ある時刻における出力信号が、その時刻における入力信号のみならず、過去の時刻における入力信号の影響を受けることを意味する。例えば、２つの周波数帯域の５次非線形歪みを２つのタップで補償する場合、１つの周波数帯域あたりのＬは１２となる。一方、ＩＱインバランス補償係数の数は、Ｉチャネル及びＱチャネルのチャネル数２と、時間変動を補償するタップ数Ｚとによって決定される。例えば、ＩＱインバランスを２つのタップで補償する場合は、１つの周波数帯域あたりのＩＱインバランス補償係数の数は４となる。   Note that Z in Equation 3 represents the number of taps for compensating the frequency characteristics of IQ imbalance. In general, the relationship between the number of taps Z and the number L of distortion compensation coefficients is L> 2Z. This is because L increases as the nonlinearity of the coupled polynomial is expressed by a higher order, and the number (K) of combinations of polynomials increases as the number P of frequency bands increases, and L increases. is there. Further, even when the memory effect (M) is compensated, L increases according to the number of taps. The memory effect means that an output signal at a certain time is affected by an input signal at a past time as well as an input signal at that time. For example, when the fifth-order nonlinear distortion in two frequency bands is compensated with two taps, L per frequency band is 12. On the other hand, the number of IQ imbalance compensation coefficients is determined by the number of I and Q channel channels 2 and the number of taps Z that compensates for time variation. For example, when IQ imbalance is compensated with two taps, the number of IQ imbalance compensation coefficients per frequency band is four.

実施形態の送信機１は、式２によって歪み補償係数をインダイレクトラーニングで学習する歪み補償係数更新部７２と、式３によって直交変調補償係数をインダイレクトラーニングで学習する直交変調補償係数更新部８２と、が縦続接続で構成される。この構成によって、歪み補償係数の数、ＩＱインバランス補償係数の数及びＤＣオフセット補償係数の数がそれぞれＰＬ、２ＰＺ、Ｐとなり、非線形歪み補償及び直交変調補償に用いる多項式係数の数はＰ（Ｌ＋２Ｚ＋１）となる。例えば、上記の例の場合、非線形歪み補償及び直交変調補償に用いる多項式係数の数は、従来の結合多項式では５０＝Ｐ（２Ｌ＋１）であるのに対し、実施形態の多項式では３４＝Ｐ（Ｌ＋２Ｚ＋１）となる。すなわち、実施形態の多項式では従来の結合多項式よりも１６個の係数が削減される。   The transmitter 1 of the embodiment includes a distortion compensation coefficient updating unit 72 that learns distortion compensation coefficients by indirect learning using Equation 2, and an orthogonal modulation compensation coefficient updating unit 82 that learns orthogonal modulation compensation coefficients using Indirect Learning using Equation 3. Are configured in cascade connection. With this configuration, the number of distortion compensation coefficients, the number of IQ imbalance compensation coefficients, and the number of DC offset compensation coefficients are PL, 2PZ, and P, respectively, and the number of polynomial coefficients used for nonlinear distortion compensation and orthogonal modulation compensation is P (L + 2Z + 1). ) For example, in the case of the above example, the number of polynomial coefficients used for nonlinear distortion compensation and quadrature modulation compensation is 50 = P (2L + 1) in the conventional combined polynomial, whereas 34 = P (L + 2Z + 1) in the polynomial of the embodiment. ) That is, 16 coefficients are reduced in the polynomial of the embodiment compared to the conventional combined polynomial.

さらに、実施形態の送信機１は、歪み補償係数及び直交変調補償係数を個別に学習するため、非線形歪み及び直交変調誤差の変動速度の差が大きい場合には、収束の状況に応じて各係数の更新頻度を個別に設定することができる。このように、各係数の更新頻度を個別に設定することによって、ある更新タイミングで学習する係数の数をさらに削減することができる。   Furthermore, since the transmitter 1 of the embodiment learns the distortion compensation coefficient and the quadrature modulation compensation coefficient individually, when the difference between the fluctuation rates of the non-linear distortion and the quadrature modulation error is large, each coefficient depends on the convergence situation. Update frequency can be set individually. Thus, by setting the update frequency of each coefficient individually, the number of coefficients learned at a certain update timing can be further reduced.

図２は、第１実施形態の送信機１の処理の流れを示すフローチャートである。
まず、信号生成部２１が各周波数帯域で送信されるベースバンド信号ＤＳを生成する（ステップＳ１０１）。信号生成部２１は、ベースバンド信号ＤＳを歪み補償部２２に出力する。歪み補償部２２は、歪み補償係数を用いてベースバンド信号ＤＳの非線形歪みを補償する（ステップＳ１０２）。歪み補償部２２は、非線形歪みが補償された歪み補償信号ＤＳｐを直交変調補償部２３に出力する。このとき、歪み補償部２２は、歪み補償信号ＤＳｐを歪み補償係数更新部７２にも出力する（ステップＳ１０３）。 FIG. 2 is a flowchart illustrating a processing flow of the transmitter 1 according to the first embodiment.
First, the signal generator 21 generates a baseband signal DS transmitted in each frequency band (step S101). The signal generation unit 21 outputs the baseband signal DS to the distortion compensation unit 22. The distortion compensation unit 22 compensates for nonlinear distortion of the baseband signal DS using the distortion compensation coefficient (step S102). The distortion compensation unit 22 outputs the distortion compensation signal DSp in which the nonlinear distortion is compensated to the quadrature modulation compensation unit 23. At this time, the distortion compensation unit 22 also outputs the distortion compensation signal DSp to the distortion compensation coefficient update unit 72 (step S103).

直交変調補償部２３は、直交変調補償係数を用いて歪み補償信号ＤＳｐの直交変調誤差を補償する（ステップＳ１０４）。直交変調補償部２３は、直交変調誤差が補償された直交変調補償信号ＤＳｃをＤＡ変換器２４に出力する。このとき、直交変調補償部２３は、直交変調補償信号ＤＳｃを直交変調補償係数更新部８２にも出力する（ステップＳ１０５）。ＤＡ変換器２４は、直交変調補償信号ＤＳｃをアナログ信号に変換する（ステップＳ１０６）。ＤＡ変換器２４は、この変換によって直交変調補償信号Ｓｃを取得する。ＤＡ変換器２４は、直交変調補償信号Ｓｃを直交変調部２５に出力する。   The quadrature modulation compensation unit 23 compensates the quadrature modulation error of the distortion compensation signal DSp using the quadrature modulation compensation coefficient (step S104). The quadrature modulation compensation unit 23 outputs the quadrature modulation compensation signal DSc in which the quadrature modulation error is compensated to the DA converter 24. At this time, the quadrature modulation compensation unit 23 also outputs the quadrature modulation compensation signal DSc to the quadrature modulation compensation coefficient update unit 82 (step S105). The DA converter 24 converts the quadrature modulation compensation signal DSc into an analog signal (step S106). The DA converter 24 acquires the quadrature modulation compensation signal Sc by this conversion. The DA converter 24 outputs the quadrature modulation compensation signal Sc to the quadrature modulation unit 25.

直交変調部２５は、直交変調補償信号Ｓｃに対して直交変調を行う（ステップＳ１０７）。直交変調部２５は、直交変調によって直交変調信号Ｓｑｍを生成する。直交変調部２５は、直交変調信号Ｓｑｍを加算器２６に出力する。加算器２６は、各周波数帯域に対応する直交変調部２５から出力された直交変調信号Ｓｑｍを合成し、合成信号Ｓｉを生成する。加算器２６は、合成信号Ｓｉを増幅器３に出力する。増幅器３は、合成信号Ｓｉを増幅し、増幅信号Ｓｏを生成する（ステップＳ１０８）。増幅器３は、増幅信号Ｓｏをアンテナ４に出力する。アンテナ４は、増幅信号Ｓｏを無線送信する（ステップＳ１０９）。 The quadrature modulation unit 25 performs quadrature modulation on the quadrature modulation compensation signal Sc (step S107). The quadrature modulation unit 25 generates a quadrature modulation signal S qm by quadrature modulation. The quadrature modulation unit 25 outputs the quadrature modulation signal S qm to the adder 26. The adder 26 synthesizes the quadrature modulation signal S qm output from the quadrature modulation unit 25 corresponding to each frequency band, and generates a synthesized signal Si. The adder 26 outputs the combined signal Si to the amplifier 3. The amplifier 3 amplifies the synthesized signal Si and generates an amplified signal So (step S108). The amplifier 3 outputs the amplified signal So to the antenna 4. The antenna 4 wirelessly transmits the amplified signal So (step S109).

一方、ステップＳ１０８において増幅器３からアンテナ４に出力された増幅信号Ｓｏは、カプラ５によって分配され、フィードバック信号Ｓｆとして減衰器６１に出力される（ステップＳ１１０）。減衰器６１は、フィードバック信号Ｓｆを減衰させてＢＰＦ６２に出力する。各ＢＰＦ６２は、対応する周波数帯域の信号のみを通過させ、フィードバック信号Ｓｂを取得する。ＢＰＦ６２は、取得したフィードバック信号Ｓｂを周波数変換器６３に出力する。周波数変換器６３は、フィードバック信号ＳｂをＩＦ帯の信号にダウンコンバートし、フィードバック信号Ｓｉｆを取得する。周波数変換器６３は、取得したフィードバック信号ＳｉｆをＡＤ変換器６４に出力する。ＡＤ変換器６４は、フィードバック信号Ｓｉｆをデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器６４は、この変換によってフィードバック信号ＤＳａを取得する。ＡＤ変換器６４は、フィードバック信号ＤＳａを直交復調部６５に出力する。直交復調部６５は、フィードバック信号ＤＳａに対して直交復調を行う。直交復調部６５は、直交復調によってフィードバック信号ＤＳｆを生成する。直交復調部６５は、生成したフィードバック信号ＤＳｆを歪み補償部７１に出力する。   On the other hand, the amplified signal So output from the amplifier 3 to the antenna 4 in step S108 is distributed by the coupler 5 and output to the attenuator 61 as a feedback signal Sf (step S110). The attenuator 61 attenuates the feedback signal Sf and outputs it to the BPF 62. Each BPF 62 passes only the signal of the corresponding frequency band and acquires the feedback signal Sb. The BPF 62 outputs the acquired feedback signal Sb to the frequency converter 63. The frequency converter 63 down-converts the feedback signal Sb into an IF band signal to obtain a feedback signal Sif. The frequency converter 63 outputs the acquired feedback signal Sif to the AD converter 64. The AD converter 64 converts the feedback signal Sif into a digital signal. The AD converter 64 obtains the feedback signal DSa by this conversion. The AD converter 64 outputs the feedback signal DSa to the quadrature demodulation unit 65. The quadrature demodulator 65 performs quadrature demodulation on the feedback signal DSa. The orthogonal demodulator 65 generates a feedback signal DSf by orthogonal demodulation. The quadrature demodulator 65 outputs the generated feedback signal DSf to the distortion compensator 71.

歪み補償部７１は、フィードバック信号ＤＳｆに対して歪み補償部２２と同様の処理を行って非線形歪みを補償する。その際、歪み補償部７１は、歪み補償部２２が用いた歪み補償係数を用いる。歪み補償部７１は、非線形歪みが補償されたフィードバック信号ＤＳｆｐを歪み補償係数更新部７２及び直交変換補償部８１に出力する。歪み補償係数更新部７２は、フィードバック信号ＤＳｆｐと歪み補償部２２から出力された歪み補償信号ＤＳｐとの差分が最小となるように歪み補償係数を決定する（ステップＳ１１１）。歪み補償係数更新部７２は、自装置が保持する歪み補償係数を、決定した歪み補償係数で更新する。   The distortion compensator 71 performs the same processing as the distortion compensator 22 on the feedback signal DSf to compensate for nonlinear distortion. At that time, the distortion compensation unit 71 uses the distortion compensation coefficient used by the distortion compensation unit 22. The distortion compensation unit 71 outputs the feedback signal DSfp compensated for the nonlinear distortion to the distortion compensation coefficient update unit 72 and the orthogonal transform compensation unit 81. The distortion compensation coefficient updating unit 72 determines the distortion compensation coefficient so that the difference between the feedback signal DSfp and the distortion compensation signal DSp output from the distortion compensation unit 22 is minimized (step S111). The distortion compensation coefficient updating unit 72 updates the distortion compensation coefficient held by the own apparatus with the determined distortion compensation coefficient.

一方、直交変調補償部８１は、フィードバック信号ＤＳｆｐに対して直交変調補償部２３と同様の処理を行って直交変調誤差を補償する。その際、直交変調補償部８１は、直交変調補償部２３が用いた直交変調補償係数を用いる。直交変調補償部８１は、直交変調誤差が補償されたフィードバック信号ＤＳｆｃを直交変調補償係数更新部８２に出力する。直交変調補償係数更新部８２は、フィードバック信号ＤＳｆｃと直交変調補償部２３から出力された直交変調補償信号ＤＳｃとの差分が最小となるように直交変調補償係数を決定する（ステップＳ１１２）。直交変調補償係数更新部８２は、自装置が保持する直交変調補償係数を、決定した直交変調補償係数で更新する。   On the other hand, the quadrature modulation compensation unit 81 performs the same process as the quadrature modulation compensation unit 23 on the feedback signal DSfp to compensate for the quadrature modulation error. At that time, the orthogonal modulation compensation unit 81 uses the orthogonal modulation compensation coefficient used by the orthogonal modulation compensation unit 23. The quadrature modulation compensation unit 81 outputs the feedback signal DSfc compensated for the quadrature modulation error to the quadrature modulation compensation coefficient update unit 82. The quadrature modulation compensation coefficient updating unit 82 determines the quadrature modulation compensation coefficient so that the difference between the feedback signal DSfc and the quadrature modulation compensation signal DSc output from the quadrature modulation compensation unit 23 is minimized (step S112). The quadrature modulation compensation coefficient update unit 82 updates the quadrature modulation compensation coefficient held by the own apparatus with the determined quadrature modulation compensation coefficient.

このように構成された第１実施形態の送信機１は、送信信号の歪み補償係数を決定し非線形歪み特性を学習する非線形歪み解析部と、送信信号の直交変調補償係数を決定し直交変調誤差特性を学習する直交変調誤差解析部とを備える。このように、歪み補償係数及び直交変調補償係数の学習が独立して行われることによって、非線形歪み及び直交変調誤差の補償における多項式係数が削減される。そのため、非線形歪み及び直交変調誤差の補償における計算量が削減され、送信信号の補償処理の性能を向上させることが可能となる。   The transmitter 1 of the first embodiment configured as described above includes a nonlinear distortion analyzer that determines a distortion compensation coefficient of a transmission signal and learns nonlinear distortion characteristics, and determines an orthogonal modulation compensation coefficient of the transmission signal to determine an orthogonal modulation error. And an orthogonal modulation error analysis unit for learning characteristics. As described above, the learning of the distortion compensation coefficient and the orthogonal modulation compensation coefficient is performed independently, thereby reducing the polynomial coefficient in the compensation of the nonlinear distortion and the orthogonal modulation error. Therefore, the amount of calculation in compensating for nonlinear distortion and quadrature modulation error is reduced, and it is possible to improve the performance of transmission signal compensation processing.

［第２実施形態］
図３は、第２実施形態の送信機１ａの機能構成を示す機能ブロック図である。
第２実施形態の送信機１ａは、フィードバック系６に代えてフィードバック系６ａを備える点で第１実施形態の送信機１と異なる。
フィードバック系６ａは、周波数変換器６３−１〜６３−Ｐに代えて一括周波数変換器６３ａを備える点、ＡＤ変換器６４−１〜６４−Ｐに代えてＡＤ変換器６４ａを備える点でフィードバック系６と異なる。また、フィードバック系６ａとフィードバック系６とでは、周波数変換器の数及びＡＤ変換器の数が異なる。さらに、フィードバック系６ａとフィードバック系６とでは、ＢＰＦ、周波数変換器およびＡＤ変換器の接続構成が異なる。 [Second Embodiment]
FIG. 3 is a functional block diagram illustrating a functional configuration of the transmitter 1a according to the second embodiment.
The transmitter 1a of the second embodiment is different from the transmitter 1 of the first embodiment in that a feedback system 6a is provided instead of the feedback system 6.
The feedback system 6a is a feedback system in that a batch frequency converter 63a is provided instead of the frequency converters 63-1 to 63-P, and an AD converter 64a is provided instead of the AD converters 64-1 to 64-P. Different from 6. The feedback system 6a and the feedback system 6 differ in the number of frequency converters and the number of AD converters. Further, the feedback system 6a and the feedback system 6 have different connection configurations of the BPF, the frequency converter, and the AD converter.

一括周波数変換器６３ａは、減衰器６１から出力されたフィードバック信号Ｓｆに含まれる各周波数帯域の信号Ｓｆ＿１〜Ｓｆ＿Ｐを、ＩＦ帯域の信号に一括してダウンコンバートする。一括周波数変換器６３ａは、ダウンコンバートによってフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを取得する。一括周波数変換器６３ａは、各周波数帯域に対応する局部発振信号ＬＯ＿１〜ＬＯ＿Ｐを用いて、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐの周波数帯域が重複しないように制御する。一括周波数変換器６３ａは、取得したフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを、ＡＤ変換器６４ａに出力する。   The collective frequency converter 63a collectively down-converts the signals Sf_1 to Sf_P in each frequency band included in the feedback signal Sf output from the attenuator 61 into signals in the IF band. The collective frequency converter 63a acquires the feedback signals Sif_1 to Sif_P by down-conversion. The collective frequency converter 63a uses the local oscillation signals LO_1 to LO_P corresponding to each frequency band to control the frequency bands of the feedback signals Sif_1 to Sif_P so as not to overlap. The collective frequency converter 63a outputs the acquired feedback signals Sif_1 to Sif_P to the AD converter 64a.

ＡＤ変換器６４ａは、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐをデジタル信号に変換する。ＡＤ変換器６４ａは、この変換によってフィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐを取得する。ＡＤ変換器６４ａは、取得したフィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿ＰをＢＰＦ６２−１〜ＢＰＦ６２−Ｐに出力する。フィードバック信号ＤＳａ＿１〜ＤＳａ＿Ｐは、ＢＰＦ６２及び直交復調部６５の処理によってフィードバック信号ＤＳｆ＿１〜ＤＳｆ＿Ｐに変換され、歪み補償部７１に出力される。   The AD converter 64a converts the feedback signals Sif_1 to Sif_P into digital signals. The AD converter 64a acquires the feedback signals DSa_1 to DSa_P by this conversion. The AD converter 64a outputs the acquired feedback signals DSa_1 to DSa_P to the BPF 62-1 to BPF 62-P. The feedback signals DSa_1 to DSa_P are converted into feedback signals DSf_1 to DSf_P by the processes of the BPF 62 and the quadrature demodulator 65, and are output to the distortion compensator 71.

このように構成された第２実施形態の送信機１ａでは、フィードバック系６ａにおけるアナログ部（一括周波数変換器６３ａ及びＡＤ変換器６４ａ）が一系統で構成される。すなわち、フィードバック信号は、アナログ部において周波数帯域ごとの信号に分割されない。そのため、フィードバック信号が複数のアナログ部を通過することによって生じる、経路差による誤差が発生しない。その結果、フィードバック信号の精度が向上する。そのため、送信機１ａは、歪み補償及び直交変調補償の精度を向上させることが可能となる。   In the transmitter 1a of the second embodiment configured as described above, the analog units (the collective frequency converter 63a and the AD converter 64a) in the feedback system 6a are configured in one system. That is, the feedback signal is not divided into signals for each frequency band in the analog portion. Therefore, an error due to a path difference that occurs when the feedback signal passes through a plurality of analog units does not occur. As a result, the accuracy of the feedback signal is improved. Therefore, the transmitter 1a can improve the accuracy of distortion compensation and quadrature modulation compensation.

［第３実施形態］
図４は、第３実施形態の送信機１ｂの機能構成を示す機能ブロック図である。
第３実施形態の送信機１ｂは、フィードバック系６ａに代えてフィードバック系６ｂを備える点で第２実施形態の送信機１ａと異なる。
フィードバック系６ｂは、一括周波数変換器６３ａに代えてＬＰＦ６６を備える点、ＡＤ変換器６４ａに代えてＡＤ変換器６４ｂを備える点でフィードバック系６ａと異なる。 [Third Embodiment]
FIG. 4 is a functional block diagram illustrating a functional configuration of the transmitter 1b according to the third embodiment.
The transmitter 1b of the third embodiment is different from the transmitter 1a of the second embodiment in that a feedback system 6b is provided instead of the feedback system 6a.
The feedback system 6b differs from the feedback system 6a in that an LPF 66 is provided instead of the collective frequency converter 63a, and an AD converter 64b is provided instead of the AD converter 64a.

ＬＰＦ６６は、ＡＤ変換器６３ｂを用いてフィードバック信号Ｓｆをダウンコンバートするために、フィードバック信号Ｓｆから高周波成分を除去するためのＬＰＦ（Low Pass Filter）である。ＬＰＦ６６は、高周波成分が除去されたフィードバック信号ＳｆをＡＤ変換器６３ｂに出力する。   The LPF 66 is an LPF (Low Pass Filter) for removing a high frequency component from the feedback signal Sf in order to down-convert the feedback signal Sf using the AD converter 63b. The LPF 66 outputs the feedback signal Sf from which the high frequency component has been removed to the AD converter 63b.

ＡＤ変換器６３ｂは、高周波成分が除去されたフィードバック信号Ｓｆに対してアンダーサンプリングを行うことによって、フィードバック信号Ｓｆに含まれる各周波数帯域の信号Ｓｂ＿１〜Ｓｂ＿Ｐを一括してダウンコンバートする。ＡＤ変換器６３ｂは、このダウンコンバートによってフィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐを取得する。ＡＤ変換器６３ｂは、サンプリングレートを調節することによって、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐの周波数帯域が重複しないように制御する。そして、ＡＤ変換器６３ｂは、フィードバック信号Ｓｉｆ＿１〜Ｓｉｆ＿Ｐをデジタル信号に変換し、フィードバック信号ＤＳｉｆ＿１〜ＤＳｉｆ＿Ｐを取得する。ＡＤ変換器６３ｂは、取得したフィードバック信号ＤＳｉｆ＿１〜ＤＳｉｆ＿ＰをＢＰＦ６２−１〜ＢＰＦ６２−Ｐに出力する。フィードバック信号ＤＳｉｆ＿１〜ＤＳｉｆ＿Ｐは、ＢＰＦ６２及び直交復調部６５の処理によってフィードバック信号ＤＳｆ＿１〜ＤＳｆ＿Ｐに変換され、歪み補償部７１に出力される。   The AD converter 63b performs downsampling on the feedback signal Sf from which the high-frequency component has been removed, thereby down-converting the signals Sb_1 to Sb_P in each frequency band included in the feedback signal Sf at once. The AD converter 63b acquires the feedback signals Sif_1 to Sif_P by this down-conversion. The AD converter 63b controls the frequency bands of the feedback signals Sif_1 to Sif_P so as not to overlap by adjusting the sampling rate. Then, the AD converter 63b converts the feedback signals Sif_1 to Sif_P into digital signals and obtains the feedback signals DSif_1 to DSif_P. The AD converter 63b outputs the acquired feedback signals DSif_1 to DSif_P to the BPF 62-1 to BPF 62-P. The feedback signals DSif_1 to DSif_P are converted into feedback signals DSf_1 to DSf_P by the processing of the BPF 62 and the quadrature demodulator 65, and are output to the distortion compensator 71.

このように構成された第３実施形態の送信機１ｂでは、ＡＤ変換器６４ｂ及びＬＰＦ６６を用いてフィードバック信号をダウンコンバートする。そのため、送信機１ｂは、周波数変換器を備える必要がない。送信機１ｂが周波数変換器を備えないことによって、フィードバック系６ｂにおけるアナログ部（周波数変換器）が有する非線形特性の影響が低減される。その結果、フィードバック信号の精度が向上する。そのため、送信機１ｂは、歪み補償及び直交変調補償の精度を向上させることが可能となる。   In the transmitter 1b of the third embodiment configured as described above, the feedback signal is down-converted using the AD converter 64b and the LPF 66. Therefore, the transmitter 1b does not need to include a frequency converter. Since the transmitter 1b does not include a frequency converter, the influence of nonlinear characteristics of the analog unit (frequency converter) in the feedback system 6b is reduced. As a result, the accuracy of the feedback signal is improved. Therefore, the transmitter 1b can improve the accuracy of distortion compensation and quadrature modulation compensation.

上述した実施形態における送信機１、１ａ及び１ｂをコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。   The transmitters 1, 1a, and 1b in the above-described embodiments may be realized by a computer. In that case, a program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read into a computer system and executed. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices. The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Furthermore, the “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In this case, a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client in that case may be included and a program held for a certain period of time. Further, the program may be a program for realizing a part of the above-described functions, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system. You may implement | achieve using programmable logic devices, such as FPGA (Field Programmable Gate Array).

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。   The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and includes designs and the like that do not depart from the gist of the present invention.

１、１ａ、１ｂ…送信機， ２…送信系， ２１、２１−１〜２１−Ｐ…信号生成部， ２２、２２−１〜２２−Ｐ…歪み補償部， ２３、２３−１〜２３−Ｐ…直交変調補償部， ２４、２４−１〜２４−Ｐ…ＤＡ変換器， ２５、２５−１〜２５−Ｐ…直交変調部， ２６…加算器， ３…増幅器， ４…アンテナ， ５…カプラ， ６、６ａ、６ｂ…フィードバック系， ６１…減衰器， ６２、６２−１〜６２−Ｐ…ＢＰＦ（Band Pass Filter）， ６３、６３−１〜６３−Ｐ…周波数変換器， ６３ａ…一括周波数変換器， ６４、６４ａ、６４ｂ、６４−１〜６４−Ｐ…ＡＤ変換器， ６５、６５−１〜６５−Ｐ…直交復調部， ６６…ＬＰＦ（Low Pass Filter）， ７…非線形歪み解析部， ７１、７１−１〜７１−Ｐ…歪み補償部， ７２…歪み補償係数更新部， ８…直交変調誤差解析部， ８１、８１−１〜８１−Ｐ…直交変調補償部， ８２…直交変調補償係数更新部， ９０…送信機， ９２…送信系， ９２１、９２１−１〜９２１−Ｐ…信号生成部， ９２２、９２２−１〜９２２−Ｐ…Ｉチャネル用歪み補償部， ９２３、９２３−１〜９２３−Ｐ…Ｑチャネル用歪み補償部， ９２４、９２４−１〜９２４−Ｐ…ＤＣオフセット補償部， ９２５、９２５−１〜９２５−Ｐ…ＤＡ変換器， ９２６、９２６−１〜９２６−Ｐ…直交変換部， ９２７…加算器， ９３…増幅器， ９４…アンテナ， ９５…カプラ， ９６…フィードバック系， ９６１…減衰器， ９６２、９６２−１〜９６２−Ｐ…ＢＰＦ， ９６３、９６３−１〜９６３−Ｐ…周波数変換器， ９６４、９６４−１〜９６４−Ｐ…ＡＤ変換器， ９６５、９６５−１〜９６５−Ｐ…直交復調部， ９７…解析部， ９７１、９７１−１〜９７１−Ｐ…Ｉチャネル用歪み補償部， ９７２、９７２−１〜９７２−Ｐ…Ｑチャネル用歪み補償部， ９７３、９７３−１〜９７３−Ｐ…ＤＣオフセット補償部， ９７４、９７４−１〜９７４−Ｐ…加算器， ９７５…係数更新部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 1a, 1b ... Transmitter, 2 ... Transmission system, 21, 211-1 to 21-P ... Signal generation part 22, 222-1 to 22-P ... Distortion compensation part, 23, 23-1 to 23- P: Quadrature modulation compensation unit, 24, 24-1 to 24-P ... DA converter, 25, 25-1 to 25-P ... Quadrature modulation unit, 26 ... Adder, 3 ... Amplifier, 4 ... Antenna, 5 ... Coupler, 6, 6a, 6b ... feedback system, 61 ... attenuator, 62, 62-1 to 62-P ... BPF (Band Pass Filter), 63, 63-1 to 63-P ... frequency converter, 63a ... collective Frequency converter, 64, 64a, 64b, 64-1 to 64-P ... AD converter, 65, 65-1 to 65-P ... quadrature demodulator, 66 ... LPF (Low Pass Filter), 7 ... nonlinear distortion analysis , 71, 71-1 to 71-P ... distortion compensation unit, 72 ... distortion compensation Coefficient update unit, 8 ... Quadrature modulation error analysis unit, 81, 81-1 to 81-P ... Quadrature modulation compensation unit, 82 ... Quadrature modulation compensation coefficient update unit, 90 ... Transmitter, 92 ... Transmission system, 921, 921- 1 to 921-P: signal generation unit, 922, 922-1 to 922-P ... distortion compensation unit for I channel, 923, 923-1 to 923-P ... distortion compensation unit for Q channel, 924, 924-1 to 924 924-P: DC offset compensation unit, 925, 925-1 to 925-P ... DA converter, 926, 926-1 to 926-P ... orthogonal transform unit, 927 ... adder, 93 ... amplifier, 94 ... antenna, 95 ... Coupler, 96 ... Feedback system, 961 ... Attenuator, 962, 962-1 to 962-P ... BPF, 963, 963-1 to 963-P ... Frequency converter, 964, 964-1 964-P: AD converter, 965, 965-1 to 965-P: orthogonal demodulation unit, 97: analysis unit, 971, 971-1 to 971-P: distortion compensation unit for I channel, 972, 972-1 972-P: Q channel distortion compensation unit, 973, 973-1 to 973-P: DC offset compensation unit, 974, 974-1 to 974-P: adder, 975: coefficient update unit

Claims (3)

複数の周波数帯域の送信信号を同じタイミングで増幅し、少なくとも1つの周波数帯域の送信信号を送信する送信部と、
前記送信信号が増幅される際に生じる非線形歪みを補償するために必要となる非線形歪み特性と、前記送信信号が直交変調される際に生じる直交変調誤差を補償するために必要となる直交変調誤差特性と、を学習するために前記送信信号の前記非線形歪み特性及び前記直交変調誤差特性を解析する解析部と、
増幅された前記送信信号を前記解析部にフィードバックするフィードバック部と、
を備える送信機であって、
前記送信部は、
前記送信信号を生成する信号生成部と、
前記非線形歪みを前記非線形歪み特性に基づいて補償する歪み補償部と、
前記直交変調誤差を前記直交変調誤差特性に基づいて補償する直交変調補償部と、
を備え、
前記解析部は、
前記非線形歪み特性を解析し、前記非線形歪み特性を示す非線形歪み係数を取得し、前回の解析において取得された非線形歪み係数を、取得した前記非線形歪み係数で更新する非線形歪み解析部と、
前記直交変調誤差を解析し、前記直交変調誤差特性を示す直交変調補償係数を取得し、前回の解析において取得された直交変補償差係数を、取得した直交変調補償係数で更新する直交変調誤差解析部と、
を備える送信機。 A transmission unit that amplifies transmission signals of a plurality of frequency bands at the same timing and transmits transmission signals of at least one frequency band;
Nonlinear distortion characteristics required to compensate for nonlinear distortion generated when the transmission signal is amplified, and quadrature modulation error required to compensate for orthogonal modulation error generated when the transmission signal is orthogonally modulated. An analysis unit for analyzing the nonlinear distortion characteristic and the quadrature modulation error characteristic of the transmission signal in order to learn a characteristic;
A feedback unit that feeds back the amplified transmission signal to the analysis unit;
A transmitter comprising:
The transmitter is
A signal generator for generating the transmission signal;
A distortion compensator for compensating the nonlinear distortion based on the nonlinear distortion characteristics;
An orthogonal modulation compensator for compensating the orthogonal modulation error based on the orthogonal modulation error characteristic;
With
The analysis unit
Analyzing the nonlinear distortion characteristics, obtaining a nonlinear distortion coefficient indicating the nonlinear distortion characteristics, and updating the nonlinear distortion coefficient acquired in the previous analysis with the acquired nonlinear distortion coefficient;
Analyzing the quadrature modulation error, obtaining a quadrature modulation compensation coefficient indicating the quadrature modulation error characteristic, and updating the quadrature variation compensation difference coefficient obtained in the previous analysis with the obtained quadrature modulation compensation coefficient And
Transmitter with. 前記フィードバック部は、
複数の局部発振器から出力される局部発振信号と、複数の周波数帯域の送信信号とを合成し、前記複数の周波数帯域の送信信号を一括してＩＦ帯にダウンコンバートする周波数変換部と、
周波数変換された前記送信信号を一括してデジタル信号に変換するＡＤ変換部と、
を備える請求項１に記載の送信機。 The feedback unit includes:
A frequency converter that combines local oscillation signals output from a plurality of local oscillators and transmission signals of a plurality of frequency bands, and collectively downconverts the transmission signals of the plurality of frequency bands to an IF band;
An AD converter that collectively converts the frequency-converted transmission signals into digital signals;
The transmitter according to claim 1. 前記フィードバック部は、
前記送信信号をアンダーサンプリングすることによって、複数の周波数帯域の前記送信信号を一括してＩＦ帯にダウンコンバートするＡＤ変換部を備える、
請求項１に記載の送信機。 The feedback unit includes:
An AD converter that down-converts the transmission signals in a plurality of frequency bands into an IF band by undersampling the transmission signals;
The transmitter according to claim 1.
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