JP2004165900A

JP2004165900A - Communication device

Info

Publication number: JP2004165900A
Application number: JP2002328276A
Authority: JP
Inventors: Fumito Tomaru; 史人都丸; Nobuo Tsukamoto; 信夫塚本; Takuya Takahashi; 卓也高橋; Nobuo Hirose; 伸郎廣瀬
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2002-11-12
Filing date: 2002-11-12
Publication date: 2004-06-10
Anticipated expiration: 2022-11-12
Also published as: JP3732824B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a communication device of a distortion pre-compensation system which requires no adjustment or automatic adjustment, whereby the device is downsized with high accuracy and stability. <P>SOLUTION: On an input side, an A/D convertor 2 is equipped, and after calculating the distortion compensating data and performing necessary processing for the distortion pre-compensation as well as digitizing the input signal, the digitized input signal is converted into an analog signal by a D/A 8 convertor and outputted. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形変調方式による通信装置に係り、特に送信側の電力増幅部に前置歪補償方式を適用した通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
有線通信、或いは無線通信に線形変調方式を用いた通信装置の場合、送信側にある電力増幅器の非線形特性により各種の信号歪が発生し、このため、伝送しようとする信号に品質劣化を生じたり、隣接する他の信号に妨害を生じたりしてしまう虞れがある。
【０００３】
このとき、特に相互変調歪が発生すると、信号帯域を中心に３倍から５倍の帯域にわたって高調波が広がってしまうので、特に無線通信では、このような非線型性により生じる不要な信号に対し厳しい規制がかけられており、電力増幅部の非線形特性を補償する手段が必要となる。
【０００４】
そこで、伝送に線形変調方式を用いる場合、従来から、電力増幅部（電力増幅器）の非線形特性による歪成分を、電力増幅部の入力部の前置補償部によって補償するようにした前置歪補償方式（プリディストーション型補償方式：以下、ＰＤ方式と記す）が使用されている（例えば特許文献１参照。）。
【０００５】
図８は、このＰＤ方式が適用された従来技術による通信装置の一例で、上記したように、電力増幅部の非線形特性による歪成分を、電力増幅部の入力部の前置補償部によって補償するものであり、以下、この従来技術について説明する。
【０００６】
図８において、入力端子１には中間周波信号が供給される。そして、これが分岐回路として機能する方向性結合器２５により２経路に分けられ、一方は遅延素子５０から前置補償部６に供給され、他方は検波部２６に入力される。
【０００７】
このとき前置補償部６の出力は、アップコンバージョン用の周波数変換器１７と電力増幅部２０を介して方向性結合器２３に供給され、他方、検波部２６の出力は、Ａ／Ｄ変換器２７を介して補償テーブル（補償データ用ＲＡＭ）３３、３４に供給される。
【０００８】
そして、方向性結合器２３で分岐された一方の出力は、そのまま出力端子２４に供給され、図示してない有線又は無線の伝送系に送出されるが、他方はダウンコンバージョン用の周波数変換器１９に供給され、ここからＡ／Ｄ変換器２８を介して演算・制御部２９に供給される。
【０００９】
このとき、周波数変換器１７、１９には局部発振器１８から局部発信信号が供給される。そして、演算・制御部２９では補償テーブル３３、３４に書き込むべき補償データが生成され、補償テーブル３３、３４から読出された補償データがＤＡ変換器３０、３１を介して前置補償部６に供給されるようになっている。
【００１０】
次に、この従来技術における前置歪補償動作について説明すると、まず電力増幅器２０の非線形特性はＡＭ−ＡＭ変換特性やＡＭ−ＰＭ変換特性により生じることが知られている。ここで、周知のように、ＡＭとは振幅変調のことで、ＰＭは位相変調のことである。
【００１１】
そして、このＰＤ方式では、電力増幅器２０のＡＭ−ＡＭ変換特性やＡＭ−ＰＭ変換特性の逆特性を前置補償部６に予め設定しておき、これにより電力増幅器２０の非線形特性を相殺し、歪を補償するのである。
【００１２】
そこで、このときの非線形特性相殺の原理について、図９により説明する。ここで、この図９は、電力増幅器２０の入力電力Ｐｉｎに対する出力電力Ｐｏと出力位相Ｐｈの特性を示したもので、このとき、一点鎖線の特性は各々の理想特性を示し、この理想特性が実現されていれば、電力増幅器２０で歪が発生することはなく、補償の必要はない。
【００１３】
ここで、図９の実線が電力増幅器２０の実際の特性で、これによると、出力電力Ｐｏは、入力電力Ｐｉｎが小さいときには入力電力Ｐｉｎの増減に比例して変化するが、電力増幅器２０の非線形特性のため、入力電力Ｐｉｎが増加するに従っ利得が圧縮される。
【００１４】
また、出力位相Ｐｈも同様で、小信号時には変化が少ないが、電力増幅器２０の非線形特性によって入力電力Ｐｉｎの増加に伴い徐々に位相の変化量が増大していく。
【００１５】
従って、これらの特性を相殺するためには、電力増幅器２０の前段に、図９に破線の特性で示すように、電力に対しては特性Ｐｏｃとなり、位相に対しては特性Ｐｈｃとなるように、入出力特性が逆になっている特性（逆特性）を前置補償部６に持たせればよく、これにより、実線で示す非線形特性が補償される。
【００１６】
このため、まず方向性結合器２５で分配された信号を検波部２６で検波することにより、瞬時包絡線レベルを検出し、これをＡ／Ｄ変換器２７でデジタル信号に変換する。
【００１７】
このとき、ＲＡＭ３３、３４には、演算・制御部２９で予め生成しておいた図９の逆特性Ｐｏｃ、Ｐｈｃに対応する特性が補償テーブルとして格納してあり、この補償テーブルを検波部２６から供給される包絡線レベル情報により検索して読出し、ＤＡ変換器３０、３１を介して前置補償部６に供給する。
【００１８】
この結果、この前置補償部６により、入力端子１から入力された信号の包絡線レベルに従った歪補償が与えられ、ＰＤ方式による動作が得られることになるのである。
【００１９】
次に、この図８の従来技術では、上記したように、電力増幅器２０の出力信号を方向性結合器２３により分岐し、分配された信号を周波数変換部１９で中間周波帯に変換した後、検波器３２で検波し、Ａ／Ｄ変換器２８を介して演算・制御部２９に入力し、いわゆる適応型の動作が得られるようにしている。
【００２０】
これは、電力増幅器２０の周囲温度変化や経時変化に対応するためで、演算・制御部２９では、検波した信号の歪レベルを監視しながら、検出した歪レベルがより少なくなるように補償データを生成し、ＲＡＭ３３、３４に格納し、補償テーブルを更新するようになっている。
【００２１】
ここで、この補償データを更新するための別の方法として、検波部３２で検波部２６と同様の包絡線検波を行い、電力増幅器２０を通過する前、すなわち無歪の信号と、歪を受けた後の信号を直接比較し、その誤差成分から補償データを求める方法もある。
【００２２】
図１０は、この前置補償部６の一例で、遅延素子５０の出力に接続した入力端子６０１と、アップコンバージョン用の周波数変換器１７の入力に接続した出力端子６０４の間に可変ＡＴＴ（減衰器）６０２と可変位相器６０３を直列に接続したものである。
【００２３】
そして、可変ＡＴＴ６０２には、端子６０５を介して、ＤＡ変換器３１から振幅補償データＰｏｃを供給し、可変位相器６０３には、端子６０６を介して、ＤＡ変換器３０から位相補償データＰｈｃを供給し、これにより、入力された信号の包絡線レベルに従った歪補償が与えられるようにしてある。
【００２４】
更に図１１は、前置補償部６の他の一例で、この図の例は、入力端子６０１と出力端子６０４の間に、分配器６０７とπ／２（＝９０°）位相器６０８、乗算器６０９、６１０、それに加算器６１１を設けたものである。
【００２５】
そして、遅延素子５０（図８）から入力端子６０１を介して入力された高周波信号は、まず分配器６０７で２分配される。そして、一方の信号はπ／２位相器６０８、乗算器６０９、加算器６１１を介して出力端子６０４に出力され、他方の信号は乗算器６１０、加算器６１１を介して出力端子６０４に出力される。
【００２６】
このとき、乗算器６０９には、端子６０５を介して、ＤＡ変換器３１から振幅補償データＰｏｃが供給され、乗算器６１０には、端子６０６を介して、ＤＡ変換器３０から位相補償データＰｈｃが供給される。
【００２７】
次に、この図１１の前置補償部６による歪補償動作について、図１２を用いて説明する。ここで、この図１２に示すベクトルのうち、まずＡは無歪信号のベクトルで、このベクトルＡが歪を受けた結果、Ａ’で示すベクトルになってしまったものとする。
【００２８】
ここで、歪が発生する理由は、前述のように、電力増幅器２０に利得変化や位相変化が存在するためである。そこで、実軸上のベクトルＡ’とベクトルＡの写像ベクトルの差と、虚軸上のベクトルＡ’とベクトルＡの写像ベクトルの差をそれぞれ求め、前置補償部６で予め求めた差分を加えれば良い。
【００２９】
この動作は、図１２のベクトル図から明らかなように、前置補償部６に入力された信号に対して、求めた誤差信号ＡｃＩ、ＡｃＱにより直交変調を掛けることと等価となる。従って、図１１に示す構成により前置補償部６としての機能が得られるのである。
【００３０】
ここで、上記した図８において、前置補償部６の前に遅延素子５が設けてあるのは、検波部２６と演算・制御部２９で遅延時間が与えられてしまうので、主信号経路にも同じ遅延時間を与えることにより、適正な歪補償が得られるようにするためであり、遅延ケーブルやフィルタなどで構成されるのが通例である。
【００３１】
【特許文献１】
特許２７４６１３０号公報
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、装置構成にアナログ回路を含む点に配慮がされておらず、高安定化と高精度化に問題があった。
【００３３】
従来技術では、歪補償データを与えるための基準信号の作成に、アナログ回路構成の検波部や前置補償部を用いているため、高安定化と高精度化に限界が生じてしまう。
【００３４】
また、アナログ構成された部分は無調整化が困難で、特に遅延素子はケーブル長による調整が必要となるため、製作時における調整時間の減少や装置の小型化が困難になってしまう。
【００３５】
本発明の目的は、無調整化又は自動調整化が可能で、これにより高精度で高安定の小型化された前置歪補償方式の通信装置を提供することにある。
【００３６】
【問題を解決するための手段】
上記目的は、送信側の電力増幅部に前置歪補償方式が適用された通信装置において、前記電力増幅部に供給すべき中間周波帯と高周波帯の一方の信号を入力信号とする第１のＡ／Ｄ変換器と、前記電力増幅部の出力の一部を入力とする第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力をベースバンド帯に変換するための第１の復調部と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力をベースバンド帯に周波数変換するための第２の復調部と、前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力の間に生じる時間差を補償する遅延部と、前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力から前置補償に必要な補償値を演算するための演算部と、前記補償値により前記遅延部の出力に歪補償データを付加するための前置補償部と、前置補償部の出力を前記中間周波帯と前記高周波帯の一方に変換するための変調部と、前記変調部の出力に接続されたＤ／Ａ変換器とを備え、前記Ｄ／Ａ変換器の出力が前記電力増幅部に供給されるようにして達成される。
【００３７】
このとき、前記第１の復調部の出力と前記第２の復調部の出力の間に生じる時間差と位相差の少なくとも一方を補償する補償部と、前記第１の復調部の出力信号と前記第２の復調部の出力信号の相関関数に基づいて、前記補償部による遅延量と移相量の少なくとも一方を制御する制御手段が設けられているようにしても上記目的が達成される。
【００３８】
また、このとき、前記演算部が、前記入力信号成分に対する統計値から、前記電力増幅部で発生する振幅誤差、と位相誤差の少なくとも一方を２Ｎ＋１次相互変調歪（Ｎ：自然数）として各々個別に求める手段と、前記振幅誤差と位相誤差の少なくとも一方を用い、前記第１のＡ／Ｄ変換器により量子化される各データ毎に各次数の相互変調歪について、各々独立にその補償量を制御する手段とを備えているようにしても上記目的が達成される。
【００３９】
更に、このとき、前記第１のＡ／Ｄ変換器と第２のＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数と、前記入力信号の中心周波数の比が４：３に設定され、前記第１の復調部と第２の復調部が、入力信号を同相成分と直交成分に直交分離するための直交復調器で構成されていることによっても、上記目的が達成される。
【００４０】
また、このとき、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力のレベル差を補正するための振幅補償手段が設けられているようにしてもよく、第１のＡ／Ｄ変換器出力と第２のＡ／Ｄ変換器出力との比較結果から電力増幅部における歪量を求め、求めた歪量が規定値以下のとき、その歪量に対応した補償データの算出に必要な係数と状態の少なくと一方を記憶する手段を設け、当該通信装置の起動時、記憶してある係数と状態の少なくとも一方が初期値として用いられるるようにしてもよい。
【００４１】
更に、このとき、前記電力増幅部の温度を検出する手段を備え、前記補償値に前記電力増幅部の温度を加味した重み付けが行なわれるようにしてもよい。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による通信装置について、図示の実施の形態により詳細に説明すると、ここで、図１が本発明の一実施形態である。
【００４３】
そして、まず入力端子１は、第１のＡ／Ｄ変換器２とＡＧＣ回路３を介して第１の直交復調部４の入力に接続され、この直交復調部４の出力が遅延回路５の入力と入力レベル算出部１３の入力、それに遅延補償部１６４の入力にそれぞれ接続されている。
【００４４】
このとき、この図１の実施形態では、補償制御部１６１と振幅補償部１６２、誤差抽出部１６３、遅延補償部１６４、それに位相補償部１６５からなる部分を等化部１６としている。
【００４５】
そして、まず遅延回路５の出力は前置補償部６に入力され、この前置補償部６の出力が変調部７とＤ／Ａ変換器８を介して出力端子９に接続され、次に入力レベル算出部１３の出力は、補償データ算出部１５の一方の入力に接続され、更に遅延補償部１６４の出力は、位相補償部１６５を介して誤差抽出部１６３の一方の入力に接続される。
【００４６】
一方、他の入力端子１０は、第２のＡ／Ｄ変換器１１と第２の直交復調部１２を介して振幅補償部１６２の入力に接続され、該振幅補償部１６２の出力が誤差抽出部１６３の他方の入力に接続される。そして、この誤差抽出部１６３の出力が、補償制御部１６１の入力と係数更新演算部１４の入力にそれぞれ接続されている。
【００４７】
ここで、まず補償制御部１６１の出力は、それぞれ振幅補償部１６２と遅延補償部１６４、それに位相補償部１６５の各制御入力に接続され、次に係数更新演算部１４の出力は、補償データ算出部１５の他方の入力に接続される。
【００４８】
そして、この補償データ算出部１５の出力は前置補償部６に接続され、この前置補償部６の出力は、上記したように、変調部７とＤ／Ａ変換器８を介して出力端子９に接続されている。
【００４９】
次に、この実施形態の動作について説明する。まず入力端子１には、ＱＡＭ、ＯＦＤＭなどの線形変調方式で変調された中間周波帯、或いは高周波帯の搬送波による信号が入力される。以下、この実施形態では、一例として、入力信号が中間周波帯の信号の場合について説明する。
【００５０】
入力端子１から入力された中間周波信号は、まずＡ／Ｄ変換器２により、サンプリング周波数ｆｓで量子化され、デジタル信号に変換される。ここで以降の処理においては、入力信号の平均レベルが基準信号となる。そこで直交復調部４の平均入力レベルが一定になるように、ＡＧＣ回路３によりレベル制御する。
【００５１】
ＡＧＣ回路３の出力は直交復調部４に入力され、ここでデジタル信号処理により直交分離され、複素ベースバンド信号に復調されるが、ここで、このようにデジタル信号処理により直交復調する場合は、入力信号の搬送波周波数ｆｃに対して、サンプリング周波数ｆｓを（４×ｆｃ）とすることにより、直交復調部の構成が簡易化できることが知られている。
【００５２】
そこで、このようにサンプリング周波数ｆｓを（４×ｆｃ）にした場合の直交復調部の動作について説明すると、まず、図３は直交復調器の一般的な構成を示したもので、この場合、入力端子１０１から入力された信号は２経路に分配され、各々乗算器１０２、乗算器１０３に入力される。
【００５３】
このとき局部発振器１０５では、入力信号の搬送波と同じ周波数ｆｃの局部発振信号を発生し、それを一方の乗算器１０２にはそのまま入力し、他方の乗算器１０３には、９０°位相器１０４を介して入力する。そうすると各々の乗算結果が同相成分Ｉｏｕｔ、直交成分Ｑｏｕｔとして出力される。
【００５４】
ここで、サンプリング周波数ｆｓが４×ｆｃであることを考えると、局部発振信号は図４で示されるようなデータ列となる。すなわち、同相成分は入力データのＩ軸上への写像投影となり、直交成分はＱ軸上への写像投影となる。
【００５５】
そこで、実際の直交復調に必要な動作は、図４に示す４種のデータ（１、１、−１、−１）を順次掛けていって、１サンプル毎に同相成分Ｉと直交成分Ｑに振り分けれてやれば良いことになる。
【００５６】
この結果、直交復調部４は、図５に示すように簡易化された構成にすることができる。すなわち、切換スイッチ１０７と符号反転部１０６により２サンプルに１回、データの符号を反転させ、切換スイッチ１０８で各サンプル毎にＩｏｕｔ、Ｑｏｕｔとして取り出すように構成すれば良い。
【００５７】
ここで、このＡ／Ｄ変換後のスペクトルを見れぱ、サンプリング周波数ｆｓのは更に低い周波数に低減可能なことが判り、例えばｆｓ＝４×ｆｃ／３となるサンプリング周波数であっても、同様の処理が可能になる。
【００５８】
次に、図６は、Ａ／Ｄ変換後の信号の周波数成分を示したもので、周波数ｆｓ＝４×ｆｃでサンプリングした場合、その出力にはね折り返し成分として周波数が３×ｆｓ／４になる位置に、入力信号を位相反転した信号として現れる。
【００５９】
これは、搬送波周波数がｆｃで、サンプリング周波数ｆｓがｆｃ＝３×ｆｓ／４なる関係にあるとき、前述したｆｓ＝４×ｆｃという周波数関係にあるときと同様な構成で直交復調が可能となることを示している。ここで必要なら、この後の信号処理の過程で、反転した位相を元に戻せはよく、これも容易に行えることである。
【００６０】
図１に戻り、入力端子１とは別の入力端子１０には、図示してない電力増幅部の出力を方向性結合器などで分岐させた信号が入力される。この場合もＡ／Ｄ変換器１１のサンプリング周波数ｆｓと、入力される搬送波の中心周波数ｆｃとの関係、及び第２の直交復調部１２の構成も第１のＡ／Ｄ変換器２、第１の直交復調部４と同様に構成できる。
【００６１】
次に、等化部１６では、これら第１の直交復調部４の出力と第２の直交復調部１２の出力を比較し、誤差抽出部１６３で誤差を抽出するのであるが、このとき入力端子１０から供給される信号は、入力端子１に供給された信号が出力端子９から出力され、電力増幅部を経由した後、その出力から供給されていので、入力端子１の信号に対して遅延時間差をもっている。
【００６２】
従って、この遅延時間差を相殺した後、場合によっては伝送ケーブルの特性などで生じるレベル変動も補正した後で比較する必要があり、このため、第１の直交復調器４の出力に遅延補償部１６４を挿入し、更に、この実施形態では、微小な位相差も吸収し相殺するための位相補償部１６５を経た後、誤差抽出部１６３に入力されるようになっている。
【００６３】
また、この実施形態では、第２の直交復調部１２の出力に振幅補償部１６２を挿入し、この振幅補償部１６２の出力を誤差抽出部１６３に入力するようになっている。
【００６４】
そこで、誤差抽出部１６３は入力された２経路の信号を比較し、それらの相互相関関数を求める。この相互相関関数の演算結果は、比較すべき２種の信号が一致したとき最大値を示す。
【００６５】
そこで、補償制御部１６１は、遅延補償部１６４と位相補償部１６５に遅延制御信号と位相制御信号を供給し、誤差抽出部１６３から出力される相互相関演算結果が最大になるように、遅延量と位相量を調整する。
【００６６】
また、振幅補償部１６２にも制御信号を供給し、伝送ケーブル等の影響によるレベル変動を除去した信号が誤差抽出部１６３に供給されるように制御する。
【００６７】
そうすると、これらの結果、それでも誤差抽出部１６３から出力される信号に誤差が残ったら、それが電力増幅部で発生する歪による誤差とみなすことができる。
【００６８】
そこで、この誤差を表わす信号を係数更新演算部１４に供給し、ここで補償データを算出するための係数α３、α５、β３、β５（夫々後述）の最適化と更新を行なう。
【００６９】
そして、補償データ算出部１５で補償データＰｈｃ、Ｐｏｃを算出し、得られた補償データを前置補償部６に供給し、歪補償を行う。このとき、この前置補償部６としては、従来技術の場合と同じく、例えば図１０に示した構成と図１１に示した構成の何れかでもよい。
【００７０】
そこで、この前置補償部６で歪補償データが付加された複素ベースバンド信号を変調部７に供給し、ここで搬送波を乗じた後、Ｄ／Ａ変換器８によりアナログ信号に変換し、出力端子９に供給するのである。
【００７１】
ところで、従来技術では、リアルタイム（実時間）で入力信号レベルを算出し、歪補償データを算出するのは困難なため、上記したように、予め必要とされるダイナミックレンジ全体にわたって、各入力レベルに対応した補償データを求めてＲＡＭ３３、３４にテーブル化しておき、Ａ／Ｄ変換器２７から供給される入力信号レベルをアドレスとして補償データを出力する方法が取られていた。
【００７２】
しかし、この実施形態では、３次の相互変調歪は勿論、５次の相互変調歪まで比較的簡易な多項式で記述でき、入力信号の各サンプル毎に歪補償データをリアルタイムで算出することができるようになっていることを前提として、上記した補償データテーブルを持たずに、補償データ算出部１５でリアルタイムで補償データを算出するようにしている。
【００７３】
そこで、以下、この実施形態における歪補償データの算出方法について説明する。
【００７４】
まず、ここでは、一例として、入力信号がＯＦＤＭ信号であるとし、ＯＦＤＭ信号の瞬時振幅をＡ（ｔ）、瞬時位相をｊθ（ｔ）とする。そうすると、入力信号の包絡線Ｖｉｎ（ｔ）は、以下の式で表わすことができる。
【００７５】
Ｖｉｎ（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊθ（ｔ））
【００７６】
次に、電力増幅部で発生する相互変調歪は３次歪だけであると仮定し、３次相互変調歪の発生量のうち、振幅量を表す係数（以下、３次歪振幅係数）をα３、３次相互変調歪の発生量のうち、位相量を表す係数（以下、３次歪位相係数）をβ３とする。
【００７７】
そうすると、電力増幅部の出力Ｐｏ（ｔ）は、等価的に以下の式で表すことができる。
【００７８】
Ｐｏ（ｔ）＝Ａ（ｔ）・ｅｘｐ（Ｊθ（ｔ））・［（α３＋ｊβ３）・ｆ_３（Ａ）＋１］
【００７９】
次に、入力レベルＡ（ｔ）に対する３次歪の関数ｆ_３（Ａ（ｔ））を求めることを考えると、ここで、まず、ＯＦＤＭ信号では、Ａ（ｔ）（簡単のため、以下、単にＡと記す）の確率密度関数ｆ（Ａ）はレイリー分布となる。そこで、信号の分散値をσとすると、以下の（１）式で表わせる。
【００８０】
【数１】

ここで、信号の分散値σを１とおくと、（１）式は次の（２）式のように簡略化される。
【００８１】
【数２】

そして、この（２）式から、Ａの平均値とＡ^２の平均値を求めると、それぞれ以下の（３）式と（４）式の通りになる。
【００８２】
【数３】

【数４】

同様にＡ^４とＡ^６の平均値を求めると、各々Ａ^４の平均値＝２、Ａ^６の平均値＝６として求まる。
【００８３】
次に、入力信号の包絡線Ｖｉｎ（ｔ）の振幅値Ａ（ｔ）を３乗した信号Ｖｉｎ^３（ｔ）についてみると、これには３次歪に相当する成分だけでなく、原信号Ｖｉｎ（ｔ）も含まれている。そこで、この信号Ｖｉｎ^３（ｔ）から原信号Ｖｉｎ（ｔ）の大きさを求めるため、次の（数５）式により相関係数η１を求める。
【００８４】
【数５】

そうすると、
相関係数η１＝Ａ^４（ｔ）の平均値
となり、これは上記したように、数値２であるから、信号Ｖｉｎ^３（ｔ）には大きさ２の原信号が含まれていることが判り、このことから、次の式により表わされる信号ｙ３が３次歪信号を表わすことになる。
【００８５】
ｙ３＝［Ａ^３（ｔ）−２Ａ（ｔ）］・ｅｘｐ（ｊθ（ｔ））
【００８６】
そこで、更に、この３次歪信号ｙ３の分散値を求めると、
ｙ３^２（平均値）＝［Ａ^３−２Ａ^２］（平均値）＝Ａ^６−４Ａ^４＋４Ａ^２＝６−４×２＋４＝２
∴ｙ３（平均値）＝√２
となり、従って、分散１の信号における３次歪成分ｆ_３（Ａ）は、次の（６）式で与えられる。
【００８７】
【数６】

また、５次歪の場合も、この３次歪の場合と同じ考え方に基づいて、入力レベルＡ（ｔ）に関する関数ｆ_５（Ａ）として、次の（７）式で与えられる。
【００８８】
【数７】

そして、これら（６）式と（７）式に基づいて、歪の振幅成分の生成に必要な補償データ算出部１５のハードウェア構成を導き出すと、図７に示すように、３次歪振幅係数α３と５次歪振幅係数α５を制御するだけの極めて簡単な構成で、補償すべき歪量を求めることができる。
【００８９】
また、位相成分についても同じ構成になり、この場合は、図７における３次歪振幅係数α３と５次歪振幅係数α５を、３次歪位相係数β３と５次歪位相係数β５に置き換え、これらを制御してやれば良い。ここで、係数α３と係数α５は歪の振幅成分を生成する場合で、係数β３と係数β５は歪の位相成分を生成する場合のものである。
【００９０】
具体的に説明すると、この図７の補償データ算出部１５の場合、まず、入力端子２０１には、入力レベル算出部１３からＯＦＤＭ信号の瞬時振幅（包絡線信号）Ａが供給される。
【００９１】
そこで、この信号Ａは、まず乗算器２０２で構成された自乗回路により２乗され、２乗信号Ａ^２が３次歪生成系の加算器２０３と、５次歪生成系の乗算器２１０、２１３に夫々供給される。
【００９２】
ここで、３次歪補償データ生成系と５次歪補償データ生成系に分かれる。そして、３次歪補償データ生成系の係数入力部２０３には、係数更新演算部１４から係数α３（又は係数β３）が供給され、５次歪補償データ生成系の係数入力部２１９には、係数更新演算部１４から係数α５（又は係数β５）が供給される。
【００９３】
そして、これら係数入力部２０３、２１９では、係数更新演算部１４から係数が入力される毎に記憶してある係数の更新を行い、常に最新の係数α３（又は係数β３）、係数α５（又は係数β５）を出力するようになっている。
【００９４】
しかも、このとき、これら係数入力部２０３、２１９は、この回路の電源が切られても記憶保持が可能なメモリを備え、これに係数α３（又は係数β３）、係数α５（又は係数β５）が記憶されるようになっている。
【００９５】
従って、この実施形態では、一旦、回路の電源が落とされた後、再度、電源が投入されたときは、前回、最後に記憶された最新の係数が初期値として与えられるようになっている。
【００９６】
そこで、まず、図７の３次歪補償データ生成系について説明すると、これは、上記した（数６）式に従って処理を進めるもので、まず加算器２０３では、定数器２０４から２乗信号Ａ^２に定数−２が加算され、次に乗算器２０６で、定数器２０５から２の平方根の逆数が定数として乗算される。
【００９７】
更に乗算器２０７では、入力端子２０１の原信号Ａが乗算され、この後で更に乗算器２０９で、係数入力部２０８から係数α３が乗算されるので、この結果、加算器２２１の一方の入力に、（６）式で表わされる３次歪補償データｆ_３（Ａ）が得られる。
【００９８】
次に、５次歪補償データ生成系について説明すると、これは、上記の（７）式に従って処理されるもので、まず乗算器２１０では、２乗信号Ａ^２が再び自乗されて４次項Ａ^４が生成される。一方、乗算器２１３では、定数器２１４から定数−６が乗算された後、続いて加算器２１２で、定数器２１５から定数６が加算される。
【００９９】
この後、加算器２１１で、乗算器２１０の出力と加算器２１２の出力が加算され、次いで乗算器２１６で、定数器２１７から１２の平方根の逆数が定数として乗算され、更に乗算器２１８では、入力端子２０１の原信号Ａが乗算され、この後で更に乗算器２２０で、係数入力部２１９から係数α５が出力され、これが乗算されるので、この結果、加算器２２１の他方の入力に、同じく（７）式で表わされる５次歪補償データｆ_５（Ａ）が得られる。
【０１００】
そこで、最後に、加算器２２１で、これらのデータｆ_３（Ａ）とデータｆ_５（Ａ）を加算してやれば、補償データＰｈｃ、Ｐｏｃを得ることができ、これを前置補償部６でを用いて複素乗算を行うことにより、補償信号を付加することができる。
【０１０１】
この実施形態によれば、入力信号である中間周波信号或いは高周波信号と電力増幅部の出力から取り出した信号を、比較的低い動作速度のデジタル信号とし、歪補償データの算出と歪補償をデジタル信号処理で行うようにしたので、アナログ回路構成による動作の不安定性が除去できると共に、調整箇所が少なくでき、より高精度で高安定の歪補償付送信機が安価に提供できる。
【０１０２】
ところで、上記した補償データ算出部１５における係数入力部２０８、２１９は、係数更新演算部１４
次に、本発明の他の実施形態について、図２により説明する。ここで、この図２の実施形態は、既に図１で説明した実施形態において、更に電力増幅部の温度変化による特性の変化も補償するようにした場合の一実施形態で、ここで、図１と同一の部分については、同じ符号が付してある。
【０１０３】
この図２の実施形態でも、まず、入力端子１は第１のＡ／Ｄ変換器２とＡＧＣ回路３を介して第１の直交復調部４に接続される。そして、この直交復調部４の出力は遅延回路５と入力レベル算出部１３の双方に接続され、このあと、遅延回路５は前置補償部６に接続されるが、入力レベル算出部１３は補償データ算出部１５に接続される。
【０１０４】
一方、第２のＡ／Ｄ変換器１１は、第２の直交復調部１２を介して等化部１６に接続され、等化部１６の出力は、係数更新演算部１４を介して補償データ算出部１５に接続される。そして、この補償データ算出部１５から出力される補償データが前置補償部６に供給される。
【０１０５】
前置補償部６の出力は変調部７とＤＡ変換器８、第１の周波数変換器１７、電力増幅器２０、それに方向性結合器２３を介して出力端子２４に接続され、図示してない送信系に電力増幅器２０の出力が供給されるようになっている。
【０１０６】
そして、このとき、方向性結合器２３で分岐された出力の一部が、第２の周波数変換器１９を介して第２のＡ／Ｄ変換器１１に供給されるが、ここで、これら第１の周波数変換部１７と第２の周波数変換部１９には、局部発振器１８から局部発振信号が供給されている。
【０１０７】
なお、図１では省略して説明したが、これら周波数変換器１７、局部発振器１８、周波数変換器１９、電力増幅器２０、方向性結合器２３、それに出力端子２４は、図１の実施形態でも同じく備えられているものである。
【０１０８】
従って、この図２の実施形態においても、以上の構成は図１の実施形態と同じであるが、ここで、この図２の実施形態では、更に温度検出部２１と温度補償部２２が設けられ、これにより、係数更新演算部１４に、更に温度補償部２２の出力が供給されるようになっているものである。
【０１０９】
ここで、等化部１６も、図１に示した遅延補償部１６４位相補償部１６５、振幅補償部１６２、誤差抽出部１６３および補償制御部１６１を包含するものであり、同一の構成である。
【０１１０】
次に、この図２の実施形態の動作について説明すると、まず、入力端子１から遅延回路５、前置補償部６を経由してＤＡ変換器８に至る系と、第２のＡ／Ｄ変換器１１から等化部１６係数更新演算部１４、補償データ算出部１５を介して前置補償部６に至る系、それに入力レベル算出部１３、歪算出部１５、等化部１６における動作は、図１で説明した実施形態と同様であるので、ここでは説明は割愛する。
【０１１１】
まず、ＤＡ変換器８の出力は中間周波帯の信号であるため、第１の周波数変換器１７により、局部発振器１８から供給される局部発振信号を用いて所望の送信周波数である高周波信号に変換（アップコンバージョン）され、電力増幅器２０に入力される。
【０１１２】
そして、この電力増幅器２０で必要な送信電力まで増幅され、方向性結合器２３を経て出力端子２４から出力されるが、このとき、電力増幅器２０の出力電力の一部を方向性結合器２３で分岐し、周波数変換器１９で周波数変換する。
【０１１３】
ここで、このとき、第１の周波数変換器１７と同じ局部発振信号を用いることにより、入力端子１から入力されている信号と同じ中間周波帯に変換（ダウンコンバージョン）されることになり、従って、この実施形態では、第１のＡ／Ｄ変換器２と第２のＡ／Ｄ変換器１１、第１の直交復調部４と第２の直交復調部１２は、それぞれ同一の素子、同一の回路構成にすることができる。
【０１１４】
そして、この実施形態でも、係数更新演算部１４は、第２のＡ／Ｄ変換器１１から入力される電力増幅器２０の出力信号の状態から、随時、係数の更新・最適化を行うが、ここでこの実施形態の場合、更に温度検出部２１が設けてあり、これにより、電力増幅器２０と、その周辺回路の温度変化を検出し、これを温度補償部２２に入力し、温度補償情報が係数更新演算部１４に供給されるようにしてある。
【０１１５】
そこで、係数更新演算部１４では、この温度補償情報を等化部１６から供給される誤差を表わす信号に加味し、これにより、更に高精度で係数の更新が得られるようにし、より良い最適化が得られるようにするのである。
【０１１６】
従って、この図２の実施形態によれば、図１の実施形態と同様、アナログ回路構成による動作の不安定性の除去と、調整箇所の低減が得られると共に、更に温度補償も含めた補償のもとで、より一層高精度で高安定の歪補償付送信機を安価に提供することができる。
【０１１７】
【発明の効果】
本発明によれば、入力信号である中間周波信号或いは高周波信号と、電力増幅部の出力の一部を取り出した信号を比較的低い動作速度でデジタル信号化し、歪補償データの算出、及び歪補償をデジタル処理化したので、アナログ回路構成による不安定性が除去できると共に、調整箇所を低減することができる。
【０１１８】
そこて、この結果、本発明によれば、より高精度で高安定の歪補償装置付送信機を、より安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による通信装置の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明による通信装置の他の一実施形態を示すブロック構成図である。
【図３】直交検波部の一例を示すブロック構成図である。
【図４】デジタル化された直交検波部の動作の一例を示す説明図である。
【図５】本発明の一実施形態における直交検波部の一例を示す回路図である。
【図６】本発明の一実施形態におけるＡ／Ｄ変換後の信号の周波数関係を説明するためのスペクトル図である。
【図７】本発明の一実施形態における補償データ算出部の一例を示すブロック構成図である。
【図８】従来技術による通信装置の一例を示すブロック構成図である。
【図９】歪の態様と補償動作を説明するための特性図である。
【図１０】前置補償部の一例を示す構成図である。
【図１１】前置補償部の他の一例を示す構成図である。
【図１２】前置歪補償動作を説明するためのベクトル図である。
【符号の説明】
１入力端子（高周波信号或いは中間周波信号）
２Ａ／Ｄ変換器（第１の）
３ＡＧＣ回路
４直交復調部（第１の）
５遅延回路
６前置補償部
７直交変調部
８ＤＡ変換器
９出力端子
１０入力端子（電力増幅部の分配信号入力用）
１１Ａ／Ｄ変換器（第２の）
１２直交復調部（第２の）
１３入力レベル算出部
１４係数更新演算部
１５補償データ算出部
１６等化部
１７周波数変換部（第１の）
１８局部発振器
１９周波数変換部（第２の）
２０電力増幅器
２１温度検出部
２２温度補償部
２３方向性結合器
２４出力端子２５
方向性結合器２６
包絡線検波部
２７Ａ／Ｄ変換器
２８Ａ／Ｄ変換器
２９演算制御部
３０、３１ＤＡ変換器
３２検波部
３３、３４補償データテーブルメモリ
１０１直交検波器入力端子
１０２、１０３乗算器
１０４９０°位相器
１０５局部発振器
１０６符号反転器
１０７、１０８スイッチ
１０９２分周器
１６１補償制御部
１６２振幅補償部
１６３誤差抽出部
１６４遅延補償部
１６５位相補償部
２０１入力端子
２０２、２０６、２０７、２０９、２１０、２１３、２１６、２１８、２２０乗算器
２０３、２１１、２２１加算器
２０４、２０５、２１４、２１５、２１７定数設定部
２０８、２１９係数入力部
２２２出力端子
６０１前置補償部入力端子
６０２可変利得回路
６０３可変位相器
６０４前置補償部出力端子
６０５、６０６前置補償部制御信号入力端子
６０７分配器
６０８９０°位相器
６０９、６１０乗算器
６１１加算器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a communication device using a linear modulation method, and more particularly to a communication device in which a predistortion compensation method is applied to a power amplification unit on a transmission side.
[0002]
[Prior art]
In the case of a communication device using a linear modulation method for wired communication or wireless communication, various signal distortions occur due to the non-linear characteristics of the power amplifier on the transmission side, and therefore, the quality of a signal to be transmitted may be degraded. In addition, there is a possibility that other adjacent signals may be disturbed.
[0003]
At this time, if intermodulation distortion is generated, harmonics are spread over three to five times the band centered on the signal band. Therefore, especially in wireless communication, unnecessary signals generated due to such non-linearity are reduced. Strict regulations are imposed, and a means for compensating for the non-linear characteristics of the power amplifier is required.
[0004]
Therefore, when a linear modulation scheme is used for transmission, a distortion component due to a non-linear characteristic of a power amplification unit (power amplifier) is conventionally compensated by a pre-compensation unit at an input unit of the power amplification unit. A method (pre-distortion type compensation method: hereinafter, referred to as a PD method) is used (for example, refer to Patent Document 1).
[0005]
FIG. 8 shows an example of a conventional communication apparatus to which the PD method is applied. As described above, the distortion component due to the non-linear characteristic of the power amplifier is compensated by the pre-compensator at the input of the power amplifier. The conventional technology will be described below.
[0006]
In FIG. 8, an input terminal 1 is supplied with an intermediate frequency signal. This is divided into two paths by a directional coupler 25 functioning as a branch circuit. One is supplied from the delay element 50 to the pre-compensation unit 6, and the other is input to the detection unit 26.
[0007]
At this time, the output of the pre-compensation unit 6 is supplied to the directional coupler 23 via the frequency converter 17 for up-conversion and the power amplification unit 20, while the output of the detection unit 26 is supplied to the A / D converter The data is supplied to compensation tables (compensation data RAMs) 33 and 34 via the CPU 27.
[0008]
One output branched by the directional coupler 23 is supplied to an output terminal 24 as it is and sent to a wired or wireless transmission system (not shown), while the other output is a frequency converter 19 for down-conversion. , And from there, to an arithmetic and control unit 29 via an A / D converter 28.
[0009]
At this time, the local oscillator 18 supplies a local oscillation signal to the

frequency converters

17 and 19. Then, the operation / control unit 29 generates compensation data to be written into the compensation tables 33 and 34, and supplies the compensation data read from the compensation tables 33 and 34 to the pre-compensation unit 6 via the

DA converters

30 and 31. It is supposed to be.
[0010]
Next, a description will be given of the predistortion compensation operation in the prior art. First, it is known that the non-linear characteristic of the power amplifier 20 is caused by the AM-AM conversion characteristic or the AM-PM conversion characteristic. Here, as is well known, AM is amplitude modulation, and PM is phase modulation.
[0011]
In this PD method, the AM-AM conversion characteristic and the inverse characteristic of the AM-PM conversion characteristic of the power amplifier 20 are set in the pre-compensation unit 6 in advance, thereby canceling the nonlinear characteristic of the power amplifier 20. It compensates for the distortion.
[0012]
The principle of the nonlinear characteristic cancellation at this time will be described with reference to FIG. Here, FIG. 9 shows the characteristics of the output power Po and the output phase Ph with respect to the input power Pin of the power amplifier 20. At this time, the dashed line shows the respective ideal characteristics. If implemented, no distortion will occur in the power amplifier 20 and there is no need for compensation.
[0013]
Here, the solid line in FIG. 9 shows the actual characteristics of the power amplifier 20, according to which the output power Po changes in proportion to the increase or decrease of the input power Pin when the input power Pin is small. Due to the characteristics, the gain is compressed as the input power Pin increases.
[0014]
The same applies to the output phase Ph. Although the change is small when the signal is small, the amount of change in the phase gradually increases with an increase in the input power Pin due to the non-linear characteristics of the power amplifier 20.
[0015]
Therefore, in order to cancel these characteristics, a characteristic Poc for the power and a characteristic Phc for the phase are provided before the power amplifier 20 as shown by the broken line characteristics in FIG. It is sufficient that the pre-compensator 6 has a characteristic in which the input / output characteristic is reversed (reverse characteristic), whereby the non-linear characteristic indicated by the solid line is compensated.
[0016]
Therefore, first, the signal distributed by the directional coupler 25 is detected by the detection unit 26 to detect the instantaneous envelope level, and the A / D converter 27 converts this to a digital signal.
[0017]
At this time, in the

RAMs

33 and 34, characteristics corresponding to the inverse characteristics Poc and Phc of FIG. 9 generated in advance by the calculation / control unit 29 are stored as compensation tables. The data is retrieved and read based on the supplied envelope level information, and supplied to the pre-compensation unit 6 via the

DA converters

30 and 31.
[0018]
As a result, the pre-compensation unit 6 provides distortion compensation according to the envelope level of the signal input from the input terminal 1, and an operation according to the PD method is obtained.
[0019]
Next, in the prior art of FIG. 8, as described above, the output signal of the power amplifier 20 is branched by the directional coupler 23, and the divided signal is converted into the intermediate frequency band by the frequency conversion unit 19. The signal is detected by a detector 32 and input to an arithmetic and control unit 29 via an A / D converter 28 so that a so-called adaptive operation is obtained.
[0020]
This is to cope with a change in the ambient temperature of the power amplifier 20 or a change with time. In the arithmetic and control unit 29, while monitoring the distortion level of the detected signal, the compensation data is reduced so that the detected distortion level becomes smaller. The compensation table is generated and stored in the

RAMs

33 and 34, and the compensation table is updated.
[0021]
Here, as another method for updating the compensation data, the detection unit 32 performs the same envelope detection as that of the detection unit 26, and receives the undistorted signal and the distortion before passing through the power amplifier 20. There is also a method of directly comparing the signals after the processing and obtaining compensation data from the error component.
[0022]
FIG. 10 shows an example of the pre-compensator 6, in which a variable ATT (attenuation) is provided between an input terminal 601 connected to the output of the delay element 50 and an output terminal 604 connected to the input of the frequency converter 17 for up-conversion. 602) and a variable phase shifter 603 are connected in series.
[0023]
The variable ATT 602 is supplied with the amplitude compensation data Poc from the DA converter 31 via the terminal 605, and the variable phase shifter 603 is supplied with the phase compensation data Phc from the DA converter 30 via the terminal 606. Thus, distortion compensation according to the envelope level of the input signal is provided.
[0024]
Further, FIG. 11 shows another example of the pre-compensation unit 6. In this example, a divider 607 and a π / 2 (= 90 °) phase shifter 608 are provided between an input terminal 601 and an output terminal 604. 609 and 610 and an adder 611 are provided.
[0025]
Then, the high-frequency signal input from the delay element 50 (FIG. 8) via the input terminal 601 is first split into two by the splitter 607. One signal is output to the output terminal 604 via the π / 2 phase shifter 608, the multiplier 609, and the adder 611, and the other signal is output to the output terminal 604 via the multiplier 610 and the adder 611. You.
[0026]
At this time, the amplitude compensation data Poc is supplied from the DA converter 31 to the multiplier 609 via the terminal 605, and the phase compensation data Phc from the DA converter 30 via the terminal 606 to the multiplier 610. Supplied.
[0027]
Next, the distortion compensation operation by the pre-compensation unit 6 in FIG. 11 will be described with reference to FIG. Here, among the vectors shown in FIG. 12, A is a vector of a non-distortion signal, and it is assumed that the vector A has been distorted, resulting in a vector indicated by A '.
[0028]
Here, the reason why the distortion occurs is that the power amplifier 20 has a gain change and a phase change as described above. Then, the difference between the vector A 'on the real axis and the mapping vector of the vector A and the difference between the vector A' on the imaginary axis and the mapping vector of the vector A are obtained, and the difference obtained in advance by the pre-compensation unit 6 is added. Good.
[0029]
This operation is equivalent to performing quadrature modulation on the signal input to the pre-compensation unit 6 using the obtained error signals AcI and AcQ, as is apparent from the vector diagram of FIG. Therefore, the function as the pre-compensation unit 6 can be obtained by the configuration shown in FIG.
[0030]
Here, in FIG. 8 described above, the delay element 5 is provided in front of the pre-compensation unit 6 because the delay time is given by the detection unit 26 and the calculation / control unit 29. This is also to provide appropriate distortion compensation by giving the same delay time, and is usually composed of a delay cable, a filter, and the like.
[0031]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 2746130
[0032]
[Problems to be solved by the invention]
The prior art described above does not take into account the fact that the device configuration includes an analog circuit, and has a problem in achieving high stability and high accuracy.
[0033]
In the related art, since a detection unit and a pre-compensation unit having an analog circuit configuration are used to create a reference signal for providing distortion compensation data, there is a limit to high stability and high accuracy.
[0034]
Further, it is difficult to adjust the analog-configured portion without adjustment. In particular, since the delay element needs to be adjusted by the cable length, it is difficult to reduce the adjustment time during manufacture and to reduce the size of the device.
[0035]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a miniaturized predistortion-compensation communication device that can be adjusted without adjustment or can be automatically adjusted, and thereby is highly accurate, stable, and compact.
[0036]
[Means to solve the problem]
The first object is to provide a communication apparatus in which a predistortion compensation system is applied to a power amplifier on a transmission side, wherein a first signal of one of an intermediate frequency band and a high frequency band to be supplied to the power amplifier is used as an input signal. An A / D converter, a second A / D converter having a part of an output of the power amplifying unit as an input, and an A / D converter for converting an output of the first A / D converter into a baseband band. A first demodulator, a second demodulator for frequency-converting an output of the second A / D converter to a baseband, an output of the first demodulator, and the second demodulator A delay unit for compensating a time difference occurring between outputs of the first and second demodulation units; a calculation unit for calculating a compensation value required for pre-compensation from an output of the first demodulation unit and an output of the second demodulation unit; A pre-compensation unit for adding distortion compensation data to the output of the delay unit according to the compensation value, and an output of the pre-compensation unit. A modulation unit for converting the signal into one of the intermediate frequency band and the high frequency band; and a D / A converter connected to an output of the modulation unit. The output of the D / A converter is connected to the power amplification unit. To be achieved.
[0037]
At this time, a compensator for compensating at least one of a time difference and a phase difference generated between the output of the first demodulator and the output of the second demodulator, the output signal of the first demodulator and the second The above object is also achieved by providing a control means for controlling at least one of the amount of delay and the amount of phase shift by the compensator based on the correlation function of the output signal of the second demodulator.
[0038]
Further, at this time, the arithmetic unit individually determines at least one of an amplitude error and a phase error generated in the power amplifying unit as 2N + 1 order intermodulation distortion (N: natural number) from the statistical value of the input signal component. Means for determining, using at least one of the amplitude error and the phase error, independently controlling the compensation amount for each order of intermodulation distortion for each data quantized by the first A / D converter. The above-mentioned object is achieved even if the above-mentioned means are provided.
[0039]
Further, at this time, the ratio between the sampling frequency of the first A / D converter and the second A / D converter and the center frequency of the input signal is set to 4: 3, and the first demodulating unit is set. The above object is also attained by the fact that the second demodulator and the second demodulator are configured by a quadrature demodulator for quadrature separating an input signal into an in-phase component and a quadrature component.
[0040]
At this time, an amplitude compensating means for correcting a level difference between the output of the first A / D converter and the output of the second A / D converter may be provided. The amount of distortion in the power amplifying unit is obtained from the result of comparison between the output of the first A / D converter and the output of the second A / D converter. Means for storing at least one of the coefficient and the state required for calculating the compensated data, so that at least one of the stored coefficient and the state is used as an initial value when the communication device is started up. Good.
[0041]
Further, at this time, means for detecting the temperature of the power amplifying unit may be provided, and the compensation value may be weighted in consideration of the temperature of the power amplifying unit.
[0042]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a communication device according to the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiment. Here, FIG. 1 shows an embodiment of the present invention.
[0043]
First, the input terminal 1 is connected to the input of the first quadrature demodulation unit 4 via the first A / D converter 2 and the AGC circuit 3, and the output of the quadrature demodulation unit 4 is connected to the input of the delay circuit 5. , The input of the input level calculation unit 13, and the input of the delay compensation unit 164.
[0044]
At this time, in the embodiment of FIG. 1, a portion including the compensation controller 161 and the amplitude compensator 162, the error extractor 163, the delay compensator 164, and the phase compensator 165 is defined as the equalizer 16.
[0045]
First, the output of the delay circuit 5 is input to the pre-compensation unit 6, and the output of the pre-compensation unit 6 is connected to the output terminal 9 via the modulation unit 7 and the D / A converter 8. The output of the level calculator 13 is connected to one input of the compensation data calculator 15, and the output of the delay compensator 164 is connected to one input of the error extractor 163 via the phase compensator 165.
[0046]
On the other hand, the other input terminal 10 is connected to the input of the amplitude compensator 162 via the second A / D converter 11 and the second quadrature demodulator 12, and the output of the amplitude compensator 162 is used as the error extractor. 163 is connected to the other input. The output of the error extractor 163 is connected to the input of the compensation controller 161 and the input of the coefficient update calculator 14, respectively.
[0047]
Here, first, the output of the compensation controller 161 is connected to the respective control inputs of the amplitude compensator 162, the delay compensator 164, and the phase compensator 165, and the output of the coefficient update calculator 14 is used to calculate the compensation data. Connected to the other input of unit 15.
[0048]
The output of the compensation data calculation unit 15 is connected to the pre-compensation unit 6, and the output of the pre-compensation unit 6 is output to the output terminal via the modulation unit 7 and the D / A converter 8 as described above. 9 is connected.
[0049]
Next, the operation of this embodiment will be described. First, an input terminal 1 receives a signal of a carrier in an intermediate frequency band or a high frequency band modulated by a linear modulation method such as QAM or OFDM. Hereinafter, in this embodiment, a case where the input signal is a signal in the intermediate frequency band will be described as an example.
[0050]
The intermediate frequency signal input from the input terminal 1 is first quantized by the A / D converter 2 at the sampling frequency fs and converted into a digital signal. Here, in the subsequent processing, the average level of the input signal becomes the reference signal. Therefore, the level is controlled by the AGC circuit 3 so that the average input level of the quadrature demodulation unit 4 becomes constant.
[0051]
The output of the AGC circuit 3 is input to the quadrature demodulation unit 4, where it is quadrature-separated by digital signal processing and demodulated into a complex baseband signal. It is known that the configuration of the quadrature demodulation unit can be simplified by setting the sampling frequency fs to (4 × fc) with respect to the carrier frequency fc of the input signal.
[0052]
The operation of the quadrature demodulation unit when the sampling frequency fs is set to (4 × fc) is described below. First, FIG. 3 shows a general configuration of a quadrature demodulator. The signal input from the terminal 101 is divided into two paths and input to the

multipliers

102 and 103, respectively.
[0053]
At this time, the local oscillator 105 generates a local oscillation signal having the same frequency fc as that of the carrier of the input signal, and inputs the local oscillation signal as it is to one multiplier 102, and a 90 ° phase shifter 104 to the other multiplier 103. To enter through. Then, the respective multiplication results are output as the in-phase component Iout and the quadrature component Qout.
[0054]
Here, considering that the sampling frequency fs is 4 × fc, the local oscillation signal becomes a data string as shown in FIG. That is, the in-phase component is a projection of the input data on the I axis, and the quadrature component is a projection of the input data on the Q axis.
[0055]
Therefore, the operation required for the actual quadrature demodulation is to sequentially multiply the four types of data (1, 1, -1, -1) shown in FIG. It would be good if you could sort them out.
[0056]
As a result, the quadrature demodulation unit 4 can have a simplified configuration as shown in FIG. That is, the sign of the data may be inverted once every two samples by the changeover switch 107 and the sign inverting unit 106, and the changeover switch 108 may be configured to take out Iout and Qout for each sample.
[0057]
Here, the spectrum after this A / D conversion can be seen, and it can be seen that the sampling frequency fs can be reduced to a lower frequency. For example, even if the sampling frequency fs = 4 × fc / 3, the same applies. Processing becomes possible.
[0058]
Next, FIG. 6 shows a frequency component of the signal after A / D conversion. When sampling is performed at a frequency fs = 4 × fc, the output has a frequency of 3 × fs / 4 as a return component. At a certain position, it appears as a signal obtained by inverting the phase of the input signal.
[0059]
This means that when the carrier frequency is fc and the sampling frequency fs is in a relationship of fc = 3 × fs / 4, quadrature demodulation can be performed with the same configuration as in the above-described frequency relationship of fs = 4 × fc. It is shown that. If necessary, the inverted phase can be returned to the original phase in the subsequent signal processing, and this can be easily performed.
[0060]
Returning to FIG. 1, a signal obtained by splitting the output of a power amplification unit (not shown) with a directional coupler or the like is input to an input terminal 10 different from the input terminal 1. Also in this case, the relationship between the sampling frequency fs of the A / D converter 11 and the center frequency fc of the input carrier wave, and the configuration of the second quadrature demodulation unit 12 are the same as those of the first A / D converter 2 and the first Can be configured in the same manner as the quadrature demodulation unit 4.
[0061]
Next, the equalizer 16 compares the output of the first quadrature demodulator 4 with the output of the second quadrature demodulator 12 and extracts the error by the error extractor 163. The signal supplied from the input terminal 1 is supplied from the output terminal 9 after the signal supplied to the input terminal 1 is output from the output terminal 9 and is supplied from the output thereof. Have.
[0062]
Therefore, it is necessary to cancel the delay time difference and, in some cases, correct the level fluctuations caused by the characteristics of the transmission cable, and then compare them. For this reason, the output of the first quadrature demodulator 4 is added to the delay compensator 164. Further, in this embodiment, after passing through a phase compensating unit 165 for absorbing and canceling even a small phase difference, it is input to an error extracting unit 163.
[0063]
In this embodiment, an amplitude compensator 162 is inserted into the output of the second quadrature demodulator 12, and the output of the amplitude compensator 162 is input to the error extractor 163.
[0064]
Therefore, the error extracting unit 163 compares the input signals of the two paths and obtains a cross-correlation function thereof. The calculation result of the cross-correlation function indicates the maximum value when the two signals to be compared match.
[0065]
Therefore, the compensation control unit 161 supplies the delay control signal and the phase control signal to the delay compensation unit 164 and the phase compensation unit 165, and adjusts the delay amount so that the cross-correlation calculation result output from the error extraction unit 163 is maximized. And adjust the amount of phase.
[0066]
In addition, a control signal is also supplied to the amplitude compensating unit 162, and control is performed such that a signal from which level fluctuation due to the influence of the transmission cable or the like has been removed is supplied to the error extracting unit 163.
[0067]
Then, as a result, if an error remains in the signal output from the error extraction unit 163, it can be regarded as an error due to distortion generated in the power amplification unit.
[0068]
Therefore, a signal representing this error is supplied to the coefficient update calculator 14, where the coefficients α3, α5, β3, and β5 (each described later) for calculating the compensation data are optimized and updated.
[0069]
Then, the compensation data calculation unit 15 calculates the compensation data Phc and Poc, and supplies the obtained compensation data to the pre-compensation unit 6 to perform distortion compensation. At this time, the pre-compensation unit 6 may have, for example, any one of the configuration shown in FIG. 10 and the configuration shown in FIG. 11, as in the case of the related art.
[0070]
Therefore, the complex baseband signal to which the distortion compensation data has been added by the pre-compensation unit 6 is supplied to the modulation unit 7, where it is multiplied by a carrier wave, converted into an analog signal by the D / A converter 8, and output. It is supplied to the terminal 9.
[0071]
By the way, in the related art, it is difficult to calculate the input signal level in real time (real time) and calculate the distortion compensation data. Therefore, as described above, each input level is set over the entire required dynamic range as described above. A method has been adopted in which corresponding compensation data is obtained and tabulated in the

RAMs

33 and 34, and the compensation data is output using the input signal level supplied from the A / D converter 27 as an address.
[0072]
However, in this embodiment, the third-order intermodulation distortion as well as the fifth-order intermodulation distortion can be described by a relatively simple polynomial, and the distortion compensation data can be calculated in real time for each sample of the input signal. On the premise of this, the compensation data calculator 15 calculates compensation data in real time without having the above-mentioned compensation data table.
[0073]
Therefore, a method of calculating distortion compensation data in this embodiment will be described below.
[0074]
First, here, as an example, the input signal is an OFDM signal, the instantaneous amplitude of the OFDM signal is A (t), and the instantaneous phase is jθ (t). Then, the envelope Vin (t) of the input signal can be expressed by the following equation.
[0075]
Vin (t) = A (t) · exp (jθ (t))
[0076]
Next, it is assumed that the intermodulation distortion generated in the power amplifying unit is only the third-order distortion, and among the generation amounts of the third-order intermodulation distortion, the coefficient representing the amplitude (hereinafter, the third-order distortion amplitude coefficient) is α3 Among the generation amounts of the third-order intermodulation distortion, a coefficient representing a phase amount (hereinafter, a third-order distortion phase coefficient) is set to β3.
[0077]
Then, the output Po (t) of the power amplifying unit can be equivalently expressed by the following equation.
[0078]
Po (t) = A (t) · exp (Jθ (t)) · [(α3 + jβ3) · f ₃ (A) +1]
[0079]
Next, a function f of the third-order distortion with respect to the input level A (t) f ₃ Considering obtaining (A (t)), first, in the OFDM signal, the probability density function f (A) of A (t) (hereinafter simply referred to as A for simplicity) has a Rayleigh distribution. Become. Therefore, if the variance of the signal is σ, it can be expressed by the following equation (1).
[0080]
(Equation 1)

Here, if the variance σ of the signal is set to 1, the equation (1) is simplified as the following equation (2).
[0081]
(Equation 2)

From the equation (2), the average value of A and A ² When the average value is obtained, the following expressions (3) and (4) are obtained.
[0082]
[Equation 3]

(Equation 4)

Similarly, A ⁴ And A ⁶ The average value of A ⁴ Average value of 2, A ⁶ Is obtained as the average value of.
[0083]
Next, a signal Vin obtained by raising the amplitude value A (t) of the envelope Vin (t) of the input signal to the third power ³ As for (t), this includes not only the component corresponding to the third-order distortion but also the original signal Vin (t). Therefore, this signal Vin ³ In order to determine the magnitude of the original signal Vin (t) from (t), the correlation coefficient η1 is determined by the following equation (5).
[0084]
(Equation 5)

Then,
Correlation coefficient η1 = A ⁴ Average value of (t)
Since this is the numerical value 2 as described above, the signal Vin ³ It can be seen that (t) includes the original signal of magnitude 2, which means that the signal y3 represented by the following equation represents a third-order distortion signal.
[0085]
y3 = [A ³ (T) -2A (t)] · exp (jθ (t))
[0086]
Therefore, when the variance of the third-order distortion signal y3 is further obtained,
y3 ² (Average value) = [A ³ -2A ² ] (Average value) = A ⁶ -4A ⁴ + 4A ² = 6-4 × 2 + 4 = 2
∴y3 (average value) = √2
Therefore, the third-order distortion component f in the signal of variance 1 ₃ (A) is given by the following equation (6).
[0087]
(Equation 6)

Also, in the case of the fifth-order distortion, based on the same concept as in the case of the third-order distortion, the function f relating to the input level A (t) ₅ (A) is given by the following equation (7).
[0088]
(Equation 7)

Then, based on these equations (6) and (7), the hardware configuration of the compensation data calculation unit 15 required to generate the amplitude component of the distortion is derived, as shown in FIG. The distortion amount to be compensated can be obtained with a very simple configuration that only controls α3 and the fifth-order distortion amplitude coefficient α5.
[0089]
Further, the same configuration is applied to the phase component. In this case, the third-order distortion amplitude coefficient α3 and the fifth-order distortion amplitude coefficient α5 in FIG. 7 are replaced with the third-order distortion phase coefficient β3 and the fifth-order distortion phase coefficient β5. Should be controlled. Here, the coefficients α3 and α5 are for generating the amplitude component of distortion, and the coefficients β3 and β5 are for generating the phase component of distortion.
[0090]
More specifically, in the case of the compensation data calculation unit 15 in FIG. 7, first, the instantaneous amplitude (envelope signal) A of the OFDM signal is supplied to the input terminal 201 from the input level calculation unit 13.
[0091]
Therefore, this signal A is first squared by a squaring circuit constituted by a multiplier 202, and the squared signal A ² Is supplied to the adder 203 of the third-order distortion generation system and the

multipliers

210 and 213 of the fifth-order distortion generation system.
[0092]
Here, the system is divided into a third-order distortion compensation data generation system and a fifth-order distortion compensation data generation system. The coefficient α3 (or coefficient β3) is supplied from the coefficient update calculator 14 to the coefficient input unit 203 of the third-order distortion compensation data generation system, and the coefficient input unit 219 of the fifth-order distortion compensation data generation system supplies the coefficient α3 (or coefficient β3). The coefficient α5 (or coefficient β5) is supplied from the update operation unit 14.
[0093]
The

coefficient input units

203 and 219 update the stored coefficients every time a coefficient is input from the coefficient update calculation unit 14, and always update the latest coefficient α3 (or coefficient β3) and coefficient α5 (or coefficient α5). β5) is output.
[0094]
In addition, at this time, the

coefficient input units

203 and 219 each include a memory capable of storing and holding even when the power of the circuit is turned off, in which the coefficient α3 (or coefficient β3) and the coefficient α5 (or coefficient β5) are stored. It is to be remembered.
[0095]
Therefore, in this embodiment, when the power of the circuit is once turned off and then turned on again, the latest coefficient stored last time is given as an initial value.
[0096]
First, the tertiary distortion compensation data generation system shown in FIG. 7 will be described. The processing proceeds according to the above-described equation (6). ² Is added to the constant, and the multiplier 206 multiplies the inverse of the square root of 2 by the constant unit 205 as a constant.
[0097]
Further, in the multiplier 207, the original signal A of the input terminal 201 is multiplied, and thereafter, in the multiplier 209, the coefficient α3 is further multiplied from the coefficient input unit 208. As a result, one input of the adder 221 is applied. , Third-order distortion compensation data f expressed by equation (6) ₃ (A) is obtained.
[0098]
Next, the fifth-order distortion compensation data generation system will be described. This is processed according to the above equation (7). ² Is squared again and the fourth term A ⁴ Is generated. On the other hand, the multiplier 213 multiplies the constant −214 by the constant −6 and then adds the constant 6 from the constant unit 215 by the adder 212.
[0099]
Thereafter, the adder 211 adds the output of the multiplier 210 and the output of the adder 212, and then the multiplier 216 multiplies the reciprocal of the square root of 12 from the constants 217 as a constant. The original signal A at the input terminal 201 is multiplied, and thereafter, the coefficient α5 is output from the coefficient input unit 219 and further multiplied by the multiplier 220. As a result, the other input of the adder 221 is similarly input to the other input. Fifth-order distortion compensation data f expressed by equation (7) ₅ (A) is obtained.
[0100]
Then, finally, these data f ₃ (A) and data f ₅ If (A) is added, compensation data Phc and Poc can be obtained, and the compensation data can be added by performing complex multiplication using the pre-compensation unit 6.
[0101]
According to this embodiment, the intermediate frequency signal or the high frequency signal as the input signal and the signal extracted from the output of the power amplifying unit are converted into a digital signal having a relatively low operation speed, and the calculation of the distortion compensation data and the distortion compensation are performed on the digital signal. Since the processing is performed, the instability of the operation due to the analog circuit configuration can be removed, the number of adjustment points can be reduced, and a more accurate and stable transmitter with distortion compensation can be provided at low cost.
[0102]
Incidentally, the

coefficient input units

208 and 219 in the compensation data calculation unit 15 described above
Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Here, the embodiment of FIG. 2 is an embodiment in which a change in characteristics due to a temperature change of the power amplifying unit is further compensated for in the embodiment already described with reference to FIG. The same reference numerals are given to the same parts.
[0103]
In the embodiment of FIG. 2 as well, first, the input terminal 1 is connected to the first quadrature demodulation unit 4 via the first A / D converter 2 and the AGC circuit 3. The output of the quadrature demodulation unit 4 is connected to both the delay circuit 5 and the input level calculation unit 13. After that, the delay circuit 5 is connected to the pre-compensation unit 6. Connected to the data calculation unit 15.
[0104]
On the other hand, the second A / D converter 11 is connected to the equalizer 16 via the second quadrature demodulator 12, and the output of the equalizer 16 calculates the compensation data via the coefficient update calculator 14. It is connected to the unit 15. Then, the compensation data output from the compensation data calculation unit 15 is supplied to the pre-compensation unit 6.
[0105]
The output of the pre-compensation unit 6 is connected to an output terminal 24 via a modulation unit 7, a D / A converter 8, a first frequency converter 17, a power amplifier 20, and a directional coupler 23. The output of the power amplifier 20 is supplied to the system.
[0106]
At this time, part of the output branched by the directional coupler 23 is supplied to the second A / D converter 11 via the second frequency converter 19, where A local oscillator 18 supplies a local oscillation signal to the first frequency converter 17 and the second frequency converter 19.
[0107]
Although omitted in FIG. 1, the frequency converter 17, the local oscillator 18, the frequency converter 19, the power amplifier 20, the directional coupler 23, and the output terminal 24 are the same in the embodiment of FIG. It is provided.
[0108]
Therefore, in the embodiment of FIG. 2, the above configuration is the same as that of the embodiment of FIG. 1. However, in the embodiment of FIG. 2, a temperature detecting unit 21 and a temperature compensating unit 22 are further provided. Thus, the output of the temperature compensator 22 is further supplied to the coefficient update calculator 14.
[0109]
Here, the equalizer 16 also includes the delay compensator 164, the phase compensator 165, the amplitude compensator 162, the error extractor 163, and the compensation controller 161 shown in FIG. 1, and has the same configuration.
[0110]
Next, the operation of the embodiment of FIG. 2 will be described. First, a system from the input terminal 1 to the DA converter 8 via the delay circuit 5 and the pre-compensation unit 6 and the second A / D conversion The operation from the unit 11 to the pre-compensation unit 6 via the coefficient update operation unit 14 and the compensation data calculation unit 15 via the equalization unit 16, and the operations of the input level calculation unit 13, the distortion calculation unit 15, and the equalization unit 16 are as follows. Since this embodiment is similar to the embodiment described with reference to FIG. 1, the description is omitted here.
[0111]
First, since the output of the DA converter 8 is a signal in the intermediate frequency band, the output is converted by the first frequency converter 17 into a high-frequency signal having a desired transmission frequency using the local oscillation signal supplied from the local oscillator 18. (Up-conversion) and input to the power amplifier 20.
[0112]
Then, the required transmission power is amplified by the power amplifier 20 and output from the output terminal 24 through the directional coupler 23. At this time, a part of the output power of the power amplifier 20 is The signal is branched and the frequency is converted by the frequency converter 19.
[0113]
Here, at this time, by using the same local oscillation signal as that of the first frequency converter 17, the signal is converted (down-converted) into the same intermediate frequency band as the signal input from the input terminal 1. In this embodiment, the first A / D converter 2 and the second A / D converter 11, the first quadrature demodulation unit 4 and the second quadrature demodulation unit 12 are the same element, It can be a circuit configuration.
[0114]
In this embodiment as well, the coefficient update calculation unit 14 updates and optimizes the coefficient as needed from the state of the output signal of the power amplifier 20 input from the second A / D converter 11. In the case of this embodiment, a temperature detecting section 21 is further provided, which detects a temperature change of the power amplifier 20 and its peripheral circuits, inputs the detected temperature change to a temperature compensating section 22, and converts the temperature compensation information into a coefficient. It is supplied to the update operation unit 14.
[0115]
Therefore, the coefficient update calculation unit 14 adds this temperature compensation information to the signal representing the error supplied from the equalization unit 16 so that the coefficient can be updated with higher accuracy, thereby achieving better optimization. Is to be obtained.
[0116]
Therefore, according to the embodiment shown in FIG. 2, similarly to the embodiment shown in FIG. 1, the instability of the operation by the analog circuit configuration can be removed and the number of adjustment points can be reduced. Thus, it is possible to provide a more accurate and stable transmitter with distortion compensation at low cost.
[0117]
【The invention's effect】
According to the present invention, an intermediate frequency signal or a high frequency signal, which is an input signal, and a signal obtained by extracting a part of the output of the power amplifying unit are converted into digital signals at a relatively low operation speed, and distortion compensation data is calculated and distortion compensation is performed. Is digitally processed, the instability due to the analog circuit configuration can be removed, and the number of adjustment points can be reduced.
[0118]
Therefore, as a result, according to the present invention, a transmitter with a distortion compensator with higher accuracy and higher stability can be provided at lower cost.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a communication device according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing another embodiment of the communication device according to the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a quadrature detection unit.
FIG. 4 is an explanatory diagram showing an example of the operation of a digitized quadrature detection unit.
FIG. 5 is a circuit diagram illustrating an example of a quadrature detection unit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a spectrum diagram for explaining a frequency relationship of a signal after A / D conversion in one embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram illustrating an example of a compensation data calculation unit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing an example of a conventional communication device.
FIG. 9 is a characteristic diagram for explaining a distortion mode and a compensation operation.
FIG. 10 is a configuration diagram illustrating an example of a pre-compensation unit.
FIG. 11 is a configuration diagram showing another example of the pre-compensation unit.
FIG. 12 is a vector diagram for explaining a predistortion compensation operation.
[Explanation of symbols]
1 input terminal (high frequency signal or intermediate frequency signal)
2 A / D converter (first)
3 AGC circuit
4 Quadrature demodulation unit (first)
5 Delay circuit
6 Pre-compensation section
7 Quadrature modulator
8 DA converter
9 Output terminal
10 Input terminal (for input of distribution signal of power amplifier)
11 A / D converter (second)
12 Quadrature demodulation unit (second)
13 Input level calculator
14 Coefficient update operation part
15 Compensation data calculator
16 Equalization unit
17 frequency conversion unit (first)
18 Local oscillator
19 frequency conversion unit (second)
20 power amplifier
21 Temperature detector
22 Temperature compensation unit
23 Directional coupler
24 Output terminal 25
Directional coupler 26
Envelope detector
27 A / D converter
28 A / D converter
29 Operation control unit
30, 31 DA converter
32 detector
33, 34 Compensation data table memory
101 Quadrature detector input terminal
102, 103 multiplier
104 90 ° phase shifter
105 Local oscillator
106 sign inverter
107,108 switch
109 frequency divider
161 Compensation control unit
162 Amplitude compensator
163 Error extraction unit
164 delay compensation unit
165 Phase compensation unit
201 input terminal
202, 206, 207, 209, 210, 213, 216, 218, 220 multiplier
203, 211, 221 adders
204, 205, 214, 215, 217 Constant setting unit
208, 219 coefficient input section
222 output terminal
601 Pre-compensation section input terminal
602 variable gain circuit
603 Variable phase shifter
604 Output terminal of pre-compensation unit
605, 606 Pre-compensation section control signal input terminal
607 distributor
608 90 ° phase shifter
609,610 Multiplier
611 Adder

Claims

In a communication device in which a predistortion compensation method is applied to a power amplification unit on a transmission side,
A first A / D converter having one of an intermediate frequency band and a high frequency band signal to be supplied to the power amplification unit as an input signal;
A second A / D converter having a part of an output of the power amplifying unit as an input;
A first demodulation unit for converting an output of the first A / D converter into a baseband;
A second demodulation unit for frequency-converting the output of the second A / D converter to a baseband;
A delay unit that compensates for a time difference generated between the output of the first demodulation unit and the output of the second demodulation unit;
A computing unit for computing a compensation value required for pre-compensation from the output of the first demodulation unit and the output of the second demodulation unit;
A pre-compensation unit for adding distortion compensation data to the output of the delay unit by the compensation value,
A modulation unit for converting the output of the pre-compensation unit to one of the intermediate frequency band and the high frequency band,
A D / A converter connected to an output of the modulation unit,
A communication device, wherein an output of the D / A converter is supplied to the power amplification unit.

The communication device according to claim 1,
A compensator for compensating at least one of a time difference and a phase difference generated between an output of the first demodulator and an output of the second demodulator;
Control means for controlling at least one of a delay amount and a phase shift amount by the compensator based on a correlation function between an output signal of the first demodulator and an output signal of the second demodulator is provided. A communication device characterized by the above-mentioned.

The communication device according to claim 1 or 2,
The arithmetic unit is
Means for individually obtaining at least one of an amplitude error and a phase error generated in the power amplification unit as 2N + 1-order intermodulation distortion (N: natural number) from a statistical value of the input signal component;
Means for controlling at least one of the amplitude error and the phase error independently of the intermodulation distortion of each order for each data quantized by the first A / D converter. A communication device, comprising:

In any of the communication devices according to claims 1 to 3,
A ratio of a sampling frequency of the first A / D converter and a second A / D converter to a center frequency of the input signal is set to 4: 3;
A communication device, wherein the first demodulation unit and the second demodulation unit are configured by a quadrature demodulator for quadrature separating an input signal into an in-phase component and a quadrature component.

In any of the communication devices according to claims 1 to 4,
A communication device, comprising: an amplitude compensator for correcting a level difference between an output of the first A / D converter and an output of the second A / D converter.

In any of the communication devices according to claims 1 to 5,
The amount of distortion in the power amplifying section was determined from the comparison result between the first A / D converter output and the second A / D converter output, and when the determined amount of distortion was equal to or less than a specified value, the amount of distortion was determined. A means for storing at least one of the coefficient and the state required for calculating the compensation data is provided,
A communication apparatus characterized in that at least one of a stored coefficient and a state is used as an initial value when the communication apparatus is started.

In any of the communication devices according to claims 1 to 6,
Comprising means for detecting the temperature of the power amplification unit,
A communication apparatus characterized in that the compensation value is weighted in consideration of the temperature of the power amplification unit.