JP3436250B2

JP3436250B2 - Transmission device

Info

Publication number: JP3436250B2
Application number: JP2000400402A
Authority: JP
Inventors: 昭彦松岡; 雅之折橋; 憲一高橋; 公英美細津
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-12-28
Filing date: 2000-12-28
Publication date: 2003-08-11
Anticipated expiration: 2016-09-03
Also published as: JP2001237723A

Description

【発明の詳細な説明】【０００１】【発明の属する技術分野】本発明はディジタル変調方式
を用いた無線通信システムの通信機に利用されるもの
で、送信系で発生する非線形歪を補償する非線形歪補償
回路を備えた送信装置に関する。【０００２】【従来の技術】従来、送信装置は、無線端末の省電力化
をはかるために送信系の増幅器の効率を高めると、送信
系の非線形歪が多く発生しやすくなる。このため、非線
形歪の補償を何らかの方法で行う必要があるが、１つの
手段として、送信ベースバンド信号の値を用いて歪補償
テーブルを参照し、振幅と位相の非線形歪補償を行う方
法が知られている。【０００３】図８に従来の送信装置のブロック結線図を
示す。８０１は送信ディジタル直交ベースバンド信号で
ある。８０２は非線形歪補償用の参照テーブルで、８０
３は振幅歪補償データ、８０４は位相歪補償データであ
る。８０５はディジタルデータをアナログ値に変換する
Ｄ／Ａ変換部、８０６は変換されたアナログ直交ベース
バンド信号である。８０７は送信信号の帯域制限をする
ための低域通過フィルタ、８０８は帯域制限された直交
ベースバンド信号である。８０９は直交変調部、８１０
は変調信号である。８１１は振幅歪補償用の利得制御増
幅器、８１２は振幅歪補償された変調信号、８１３は位
相歪補償用の移相器、８１４は振幅および移相歪補償さ
れた変調信号で、８１５は送信系の増幅器、８１６は送
信変調信号である。【０００４】以上のように構成された送信装置につい
て、以下にその動作について説明する。まず、送信ディ
ジタル直交ベースバンド信号８０１はＤ／Ａ変換部８０
５でアナログ値に変換され、低域通過フィルタ８０７で
帯域制限された後、直交変調部８０９で直交変調されて
変調信号８１０となる。同時に、送信ディジタル直交ベ
ースバンド信号８０１の値をアドレスとして参照テーブ
ル８０２を参照し、振幅歪補償データ８０３と位相歪補
償データ８０４を得る。つぎに、利得制御増幅器８１１
で振幅歪補償データ８０３を用いて振幅歪補償を行い、
移相器８１３で位相歪補償データ８０４を用いて位相歪
補償を行って、振幅および位相歪補償された変調信号８
１４を得る。最後に、振幅および位相歪補償された変調
信号８１４を送信系の増幅器８１５で増幅し、送信変調
信号８１６を出力する。【０００５】【発明が解決しようとする課題】この送信装置において
は、Ｄ／Ａ変換部や直交変調部で発生するＤＣオフセッ
トによる非線形歪補償特性の劣化が発生する。本発明
は、Ｄ／Ａ変換部の量子化雑音を増大させることなく送
信電力の制御を送信装置を提供することを目的とする。【０００６】【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、前記パワー計算部の出力に一定の係数を掛
ける乗算器と、前記乗算器の出力を用いてあらかじめ用
意された非線形歪補償テーブルを参照するテーブル参照
部と、前記送信直交ベースバンド信号を、前記テーブル
参照部の出力を用いて非線形歪補償する非線形歪補償部
と、非線形歪補償部の出力を直交変調する直交変調部
と、前記直交変調部の出力を前記乗算器で使用した係数
と同じ比率で減衰させる減衰器とを具備する構成とした
ものである。【０００７】これにより、乗算器と減衰器の係数を等し
くすることによってＤ／Ａ変換部の量子化雑音を増大さ
せることなく送信電力の制御を行うという作用を有す
る。【０００８】【発明の実施の形態】請求項１に記載の発明は、ディジ
タル変調方式を用いた無線通信システムの通信機に備え
られ、ディジタル変調された送信直交ベースバンド信号
のパワーを計算により求めるパワー計算部と、前記パワ
ー計算部の出力に一定の係数を掛ける乗算器と、前記乗
算器の出力を用いてあらかじめ用意された非線形歪補償
テーブルを参照するテーブル参照部と、前記送信直交ベ
ースバンド信号を、前記テーブル参照部の出力を用いて
非線形歪補償する非線形歪補償部と、前記非線形歪補償
部の出力をアナログ変換するＤ／Ａ変換部と、前記Ｄ／
Ａ変換部の出力を直交変調する直交変調部と、前記直交
変調部の出力を前記乗算器で使用した係数と同じ比率で
減衰させる減衰器とを具備する送信系非線形歪補償回路
を備えた送信装置であり、乗算器と減衰器の係数を等し
くすることによってＤ／Ａ変換部の量子化雑音を増大さ
せることなく送信電力の制御を行うという作用を有す
る。【０００９】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図７を用いて説明する。【００１０】（実施の形態１）図１は本発明の実施の形
態における送信装置のブロック結線図を示す。３０１は
送信ディジタル直交ベースバンド信号、３０２はパワー
計算部、３０３はパワー計算部３０２で計算した振幅
値、３０４はデジタル乗算器、３０５は補正された振幅
値、３０６は非線形歪補償用の参照テーブル、３０７は
直交化した非線形歪補償データ、３０８は非線形歪補償
部、３０９は非線形歪補償された直交ベースバンド信
号、３１０はＤ／Ａ変換部、３１１はアナログ直交ベー
スバンド信号、３１２は帯域制限用の低域通過フィル
タ、３１３は帯域制限されたアナログ直交ベースバンド
信号、３１４は直交変調器、３１５は変調信号、３１６
は減衰器、３１７は減衰された変調信号、３１８は送信
系の増幅器、３１９は増幅した送信変調信号である。【００１１】以上のように構成された送信装置につい
て、図１を用いてその動作について説明する。まず、パ
ワー計算部３０２において、送信ディジタル直交ベース
バンド信号３０１を用いて送信信号の振幅値３０３を計
算する。次に、計算した送信信号の振幅値３０３を、デ
ジタル乗算器３０４で一定の係数を乗算して減衰する。
減衰した振幅値３０５をアドレスとして、非線形歪補償
用の参照テーブル３０６を参照し、あらかじめ計算した
送信系の非線形歪特性の逆特性を持つ非線形歪補償デー
タを直交化した非線形歪補償データ３０７を得る。【００１２】非線形歪補償部３０８では、送信ディジタ
ル直交ベースバンド信号３０１と、直交化した非線形歪
補償データ３０７との複素積を行い、非線形歪補償され
た直交ベースバンド信号３０９を出力する。【００１３】非線形歪補償された直交ベースバンド信号
３０９をＤ／Ａ変換部３１０でアナログ信号に変換し、
低域通過フィルタ３１２によって帯域制限を行い、アナ
ログ直交ベースバンド信号３１３を得る。そして、直交
変調器３１４で直交変調を行い、変調信号３１５にした
後、減衰器３１６で、乗算器３０４で用いた係数と同じ
比率で減衰してから、送信系の増幅器３１８で増幅して
送信変調信号３１９を出力する。【００１４】以上のように本発明の実施の形態によれ
ば、デジタル乗算器３０４と減衰器３１６を設け、乗算
器と減衰器の係数を等しくすることによって、Ｄ／Ａ変
換部の量子化雑音を増大させることなく送信電力の制御
を行うことができる。【００１５】（実施の形態２）図３に送信装置のブロッ
ク結線図を示す。１０１は送信ディジタル直交ベースバ
ンド信号、１０２は送信系非線形歪補償部、１０３は非
線形歪補償された直交ベースバンド信号、１０４はＤＣ
オフセット補償用の信号を生成する補償信号生成部、１
０５は送信直交ベースバンド信号またはＤＣオフセット
補償用信号、１０６と１２６はデジタル加算器、１０７
と１２７はＤＣオフセット補償された直交ベースバンド
信号、１０８はＤ／Ａ変換部、１０９はアナログ直交ベ
ースバンド信号、１１０と１２２は帯域制限用の低域通
過フィルタ、１１１と１２３は帯域制限されたアナログ
直交ベースバンド信号、１１２は直交変調器、１１３は
変調信号、１１４は送信系の増幅器、１１５は増幅した
送信変調信号、１１６は分配器、１１７は分配された送
信変調信号、１１８は減衰器、１１９は減衰された送信
変調信号、１２０は直交検波部、１２１は直交検波した
直交ベースバンド信号、１２４はＡ／Ｄ変換部、１２５
はディジタル直交ベースバンド信号、１２８はＤＣオフ
セット推定部、１２９は送信変調系のＤＣオフセット補
償信号、１３０は送信復調系のＤＣオフセット補償信
号、１３１は補償信号部を制御する制御信号、１３２は
減衰器を制御する制御信号である。【００１６】以上のように構成された送信装置につい
て、図３を用いてその動作について説明する。まず、非
線形歪補償部１０２で送信ディジタル直交ベースバンド
信号１０１の非線形歪補償を行い、非線形歪補償された
直交ベースバンド信号１０３を出力する。補償信号生成
部１０４では、ＤＣオフセット推定部１２８からの制御
信号１３１に対応して、非線形歪補償された直交ベース
バンド信号１０３をそのまま出力するかＤＣオフセット
補償用の信号を生成して出力するかを選択する。選択出
力された信号１０５は、デジタル加算器１０６でＤＣオ
フセット補償データ１２９が加算され、送信変調系のＤ
Ｃオフセットを補償する。ＤＣオフセット補償された直
交ベースバンド信号１０７をＤ／Ａ変換部１０８でアナ
ログ信号に変換し、低域通過フィルタ１１０によって帯
域制限を行い、アナログ直交ベースバンド信号１１１を
得る。そして、直交変調器１１２で直交変調を行い、変
調信号１１３にした後、送信系の増幅器１１４で、必要
な大きさに増幅して送信変調信号１１５を出力する。こ
のとき、分配器１１６で送信変調信号１１５を分配す
る。【００１７】分配した送信変調信号１１７を減衰器１１
８で減衰した後、直交検波部１２０で直交検波し、帯域
制限用の低域通過フィルタ１２２を通した後、Ａ／Ｄ変
換部１２４でディジタル信号に変換し、ディジタル直交
ベースバンド信号１２５を得る。デジタル加算器１２６
で、ＤＣオフセット補償データ１３０を加算して送信復
調系のＤＣオフセットを補償する。【００１８】一方、ＤＣオフセット推定部１２８では、
送信変調系と送信復調系のＤＣオフセットを独立に推定
する。まず、制御信号１３２によって減衰器１１８の減
衰量を十分に大きくし、直交検波部１２０の入力信号を
遮断する。このときの送信復調系のＤＣオフセット補償
された直交ベースバンド信号１２７が０になるようにＤ
Ｃオフセット補償データ１３０を更新する。次に、制御
信号１３２によって減衰器１１８の減衰量を小さくし、
直交検波部１２０の入力信号を有効にした後、制御信号
１３１によって補償信号生成部１０４からＤＣオフセッ
ト補償用の信号を出力する。このときの送信復調系のＤ
Ｃオフセット補償された直交ベースバンド信号１２７に
基づいてＤＣオフセット補償データ１３０を更新する。【００１９】ここで、送信変調系のＤＣオフセットの推
定方法を以下に説明する。補償信号生成部１０４から信
号【００２０】【数１】【００２１】を出力したときの送信直交ベースバンド信
号は、送信変調系のＤＣオフセット【００２２】【数２】【００２３】の影響を受けるため、【００２４】【数３】【００２５】となる。直交変調器１１２から直交検波部
１２０までの経路の振幅および位相特性を複素表示で、【００２６】【数４】【００２７】とすると、直交復調したベースバンド信号【００２８】【数５】【００２９】は、【００３０】【数６】【００３１】となる。同様にして信号【００３２】【数７】【００３３】を出力したときの直交復調したベースバン
ド信号【００３４】【数８】【００３５】は、【００３６】【数９】【００３７】となる。以上の２つの信号のそれぞれの自
乗は、【００３８】【数１０】【００３９】であり、各信号に対する直交変調器１１２
から直交検波部１２０までの経路の振幅および位相特性
がほぼ等しいと見なして、【００４０】【数１１】【００４１】と置き換えると、２つの自乗値の差は、【００４２】【数１２】【００４３】となり、ＤＣオフセットの同相成分が得ら
れる。また、送信ベースバンド信号として【００４４】【数１３】【００４５】と【００４６】【数１４】【００４７】を用いることにより、【００４８】【数１５】【００４９】の形で直交成分が得られる。【００５０】上記の方法によって、直交変調器１１２か
ら直交検波部１２０までの経路の位相特性の影響を受け
ずに送信変調部のＤＣオフセットを推定することができ
る。【００５１】以上のように本実施の形態によれば、送信
系非線形歪補償部１０２、補償信号生成部１０４、デジ
タル加算器１０６、１２６、減衰器１１８、ＤＣオフセ
ット推定部１２８を設け、制御信号１３２によって減衰
器１１８の減衰量を十分に大きくして直交検波部１２０
の入力信号を遮断し、このときの送信復調系のＤＣオフ
セット補償された直交ベースバンド信号１２７が０にな
るようにＤＣオフセット補償データ１３０を更新し、次
に制御信号１３２によって減衰器１１８の減衰量を小さ
くして直交検波部１２０の入力信号を有効にし、制御信
号１３１によって補償信号生成部１０４からＤＣオフセ
ット補償用の信号を出力して、このときの送信復調系の
ＤＣオフセット補償された直交ベースバンド信号１２７
に基づいてＤＣオフセット補償データ１２９を更新する
ことによって、送信変調系と送信復調系のＤＣオフセッ
トを、送信復調系の直交ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換
したデジタルデータとして独立に検出することが可能に
なり、簡単なデジタル演算でＤＣオフセットを自動補償
し、精度の高い送信系非線形歪補償をすることができ
る。【００５２】（実施の形態３）図２に送信装置のブロッ
ク結線図を示す。２０１は送信ディジタル直交ベースバ
ンド信号、２０２は送信系非線形歪補償部、２０３は非
線形歪補償された直交ベースバンド信号、２０４はＤＣ
オフセット補償用の信号を生成する補償信号生成部、２
０５は送信直交ベースバンド信号またはＤＣオフセット
補償用信号、２０６と２２６はデジタル加算器、２０７
と２２７はＤＣオフセット補償された直交ベースバンド
信号、２０８はＤ／Ａ変換部、２０９はアナログ直交ベ
ースバンド信号、２１０と２２２は帯域制限用の低域通
過フィルタ、２１１と２２３は帯域制限されたアナログ
直交ベースバンド信号、２１２は直交変調器、２１３は
変調信号、２１４は送信系の増幅器、２１５は増幅した
送信変調信号、２１６は分配器、２１７は分配された送
信変調信号、２１８は接続スイッチ、２１９はスイッチ
を通過した送信変調信号、２２０は直交検波部、２２１
は直交検波した直交ベースバンド信号、２２４はＡ／Ｄ
変換部、２２５はディジタル直交ベースバンド信号、２
２８はＤＣオフセット推定部、２２９は送信変調系のＤ
Ｃオフセット補償信号、２３０は送信復調系のＤＣオフ
セット補償信号、２３１は補償信号部を制御する制御信
号、２３２はスイッチを制御する制御信号である。【００５３】以上のように構成された送信装置につい
て、図２を用いてその動作について説明する。まず、非
線形歪補償部２０２で送信ディジタル直交ベースバンド
信号２０１の非線形歪補償を行い、非線形歪補償された
直交ベースバンド信号２０３を出力する。補償信号生成
部２０４では、ＤＣオフセット推定部２２８からの制御
信号２３１に対応して、非線形歪補償された直交ベース
バンド信号２０３をそのまま出力するかＤＣオフセット
補償用の信号を生成して出力するかを選択する。選択出
力された信号２０５は、デジタル加算器２０６でＤＣオ
フセット補償データ２２９が加算され、送信変調系のＤ
Ｃオフセットを補償する。ＤＣオフセット補償された直
交ベースバンド信号２０７をＤ／Ａ変換部２０８でアナ
ログ信号に変換し、低域通過フィルタ２１０によって帯
域制限を行い、アナログ直交ベースバンド信号２１１を
得る。そして、直交変調器２１２で直交変調を行い、変
調信号２１３とした後、送信系の増幅器２１４で、必要
な大きさに増幅して送信変調信号２１５を出力する。こ
のとき、分配器２１６で送信変調信号２１５を分配す
る。【００５４】分配した送信変調信号２１７を接続スイッ
チ２１８に通した後、直交検波部２２０で直交検波し、
帯域制限用の低域通過フィルタ２２２を通した後、Ａ／
Ｄ変換部２２４でディジタル信号に変換し、ディジタル
直交ベースバンド信号２２５を得る。デジタル加算器２
２６で、ＤＣオフセット補償データ２３０を加算して送
信復調系のＤＣオフセットを補償する。【００５５】一方、ＤＣオフセット推定部２２８では、
送信変調系と送信復調系のＤＣオフセットを独立に推定
する。まず、制御信号２３２によって接続スイッチ２１
８を開き、直交検波部２２０への入力信号を遮断する。
このときの送信復調系のＤＣオフセット補償された直交
ベースバンド信号２２７が０になるようにＤＣオフセッ
ト補償データ２３０を更新する。次に、制御信号２３２
によって接続スイッチ２１８を閉じ、直交検波部２２０
への入力信号を有効にした後、制御信号２３１によって
補償信号生成部２０４からＤＣオフセット補償用の信号
を出力する。このときの送信復調系のＤＣオフセット補
償された直交ベースバンド信号２２７に基づいてＤＣオ
フセット補償データ２２９を更新する。【００５６】送信変調系のＤＣオフセットの推定方法
は、実施の形態２と同様である。【００５７】以上のように本実施の形態によれば、送信
系非線形歪補償部２０２、補償信号生成部２０４、デジ
タル加算器２０６、２２６、接続スイッチ２１８、ＤＣ
オフセット推定部２２８を設け、制御信号２３２によっ
て接続スイッチ２１８を開いて直交検波部２２０の入力
信号を遮断し、このときの送信復調系のＤＣオフセット
補償された直交ベースバンド信号２２７が０になるよう
にＤＣオフセット補償データ２３０を更新し、次に制御
信号２３２によって接続スイッチ２１８を閉じて直交検
波部１２０の入力信号を有効にし、制御信号２３１によ
って補償信号生成部２０４からＤＣオフセット補償用の
信号を出力して、このときの送信復調系のＤＣオフセッ
ト補償された直交ベースバンド信号２２７に基づいてＤ
Ｃオフセット補償データ２３０を更新することによっ
て、送信変調系と送信復調系のＤＣオフセットを、送信
復調系の直交ベースバンド信号をＡ／Ｄ変換したデジタ
ルデータとして独立に検出することが可能になり、簡単
なデジタル演算でＤＣオフセットを自動補償し、精度の
高い送信系非線形歪補償をすることができる。【００５８】（実施の形態４）図４に送信装置のブロッ
ク結線図を示す。４０１は送信ディジタル直交ベースバ
ンド信号、４０２は送信系非線形歪補償部、４０３は非
線形歪補償された直交ベースバンド信号、４０４は直交
ベースバンド信号を制御する信号制御部、４０５は送信
直交ベースバンド信号またはＤＣオフセット補償用信
号、４０６と４２８はデジタル加算器、４０７と４２９
はＤＣオフセット補償された直交ベースバンド信号、４
０８はＤ／Ａ変換部、４０９、４１１と４３３はアナロ
グ直交ベースバンド信号、４１０と４２４はアナログベ
ースバンド信号の経路を制御する切換スイッチ、４１２
と４２２は帯域制限用の低域通過フィルタ、４１３と４
２３は帯域制限されたアナログ直交ベースバンド信号、
４１４は直交変調器、４１５は変調信号、４１６は送信
系の増幅器、４１７は増幅した送信変調信号、４１８は
分配器、４１９は分配された送信変調信号、４２０は直
交検波部、４２１は直交検波した直交ベースバンド信
号、４２５は切換スイッチで選択されたアナログ直交ベ
ースバンド信号、４２６はＡ／Ｄ変換部、４２７はディ
ジタル直交ベースバンド信号、４３０はＤＣオフセット
推定部、４３１は送信変調系のＤＣオフセット補償信
号、４３２は送信復調系のＤＣオフセット補償信号、４
３４は信号制御部を制御する制御信号、４３５と４３６
は切換スイッチを制御する制御信号である。【００５９】以上のように構成された送信装置につい
て、図４を用いてその動作について説明する。まず、非
線形歪補償部４０２で送信ディジタル直交ベースバンド
信号４０１の非線形歪補償を行い、非線形歪補償された
直交ベースバンド信号４０３を出力する。信号制御部４
０４では、ＤＣオフセット推定部４３０からの制御信号
４３４に対応して、非線形歪補償された直交ベースバン
ド信号４０３をそのまま出力するか、同相成分と直交成
分が共に０であるデジタル信号を出力するかを選択す
る。選択出力された信号４０５は、デジタル加算器４０
６でＤＣオフセット補償データ４３１が加算され、送信
変調系のＤＣオフセットを補償する。ＤＣオフセット補
償された直交ベースバンド信号４０７をＤ／Ａ変換部４
０８でアナログ信号に変換したあと、制御信号４３５で
切換スイッチ４１０を切り換えて、信号の経路を制御す
る。変調信号送信時には、低域通過フィルタ４１２によ
って帯域制限を行い、直交変調器４１４で直交変調を行
って変調信号４１５にした後、送信系の増幅器４１６
で、必要な大きさに増幅して送信変調信号４１７を出力
する。このとき、分配器４１８で送信変調信号４１７を
分配する。【００６０】分配した送信変調信号４１９を直交検波部
４２０で直交検波し、帯域制限用の低域通過フィルタ４
２２を通した後、切換スイッチ４２４に入力する。ＤＣ
オフセット推定時には、切換スイッチ４１０から直接切
換スイッチ４２４に入力する。切換スイッチ４２４に入
力した信号をＡ／Ｄ変換部４２６でディジタル信号に変
換し、ディジタル直交ベースバンド信号４２７を得る。
デジタル加算器４２８で、ＤＣオフセット補償データ４
３２を加算して、送信復調系のＤＣオフセットを補償す
る。【００６１】一方、ＤＣオフセット推定部４３０では、
送信変調系と送信復調系のＤＣオフセットを独立に推定
する。まず、制御信号４３６によって切換スイッチ４２
４を開き、Ａ／Ｄ変換部４２６の入力信号を遮断する。
このとき、ＤＣオフセット補償された直交ベースバンド
信号４２９が０になるように、ＤＣオフセット補償デー
タ４３２を更新する。次に、制御信号４３６によって切
換スイッチ４２４を閉じてＡ／Ｄ変換部４２６の入力信
号を有効にし、制御信号４３５によって切換スイッチ４
１０を制御して、アナログ直交ベースバンド信号４０９
を直接切換スイッチ４２４に入力するようにした後、制
御信号４３４によって、信号制御部４０４から同相成分
と直交成分が共に０であるデジタル信号を出力する。こ
のとき直交ベースバンド信号４２９が０になるように、
ＤＣオフセット補償データ４３１を更新する。【００６２】以上のように本実施の形態によれば、送信
系非線形歪補償部４０２、信号制御部４０４、デジタル
加算器４０６、４２８、切換スイッチ４１０、４２４、
ＤＣオフセット推定部４３０を設け、制御信号４３６に
よって切換スイッチ４２４を開いてＡ／Ｄ変換部４２６
の入力信号を遮断し、このときのＤＣオフセット補償さ
れた直交ベースバンド信号４２９が０になるようにＤＣ
オフセット補償データ４３２を更新し、次に、制御信号
４３５と４３６によって切換スイッチ４１０と４２４を
制御して、アナログ直交ベースバンド信号４０９をベー
スバンド信号のままＡ／Ｄ変換部４２６に入力するよう
にし、制御信号４３４によって、信号制御部４０４か
ら、同相成分と直交成分が共に０であるデジタル信号を
出力したとき、直交ベースバンド信号４２９が０になる
ようにＤＣオフセット補償データ４３１を更新すること
によって、送信変調系と送信復調系のアナログ−デジタ
ル変換部のＤＣオフセットを、送信復調系の直交ベース
バンド信号をＡ／Ｄ変換したデジタルデータとして独立
に検出することが可能になり、簡単なデジタル演算でＤ
Ｃオフセットを自動補償し、精度の高い送信系非線形歪
補償をすることができる。【００６３】（実施の形態５）図５に送信装置のブロッ
ク結線図を示す。５０１は変調系ベースバンド信号、５
０２は信号生成部、５０３は変調系ディジタル直交ベー
スバンド信号、５０４は変調系ベクトル加算器、５０５
はオフセット補償された変調系ディジタル直交ベースバ
ンド信号、５０６はＤ／Ａ変換部、５０７は変調系アナ
ログ直交ベースバンド信号、５０８は変調系帯域制限フ
ィルタ、５０９は帯域制限された変調系アナログ直交ベ
ースバンド信号、５１０は直交変調部、５１１は変調信
号、５１２は増幅器、５１３は増幅した変調信号、５１
４は分配器、５１５は送信変調信号、５１６は帰還変調
信号、５１７は直交復調部、５１８は復調系アナログ直
交ベースバンド信号、５１９は復調系帯域制限フィル
タ、５２０は帯域制限された復調系アナログベースバン
ド信号、５２１はＡ／Ｄ変換部、５２２は復調系ディジ
タル直交ベースバンド信号、５２３は復調系ベクトル加
算器、５２４は復調系ベースバンド信号、５２５はＤＣ
オフセット推定部、５２６は参照信号出力制御信号、５
２７は変調系ＤＣオフセット推定値、５２８は復調系Ｄ
Ｃオフセット推定値、５２９は変換周波数制御信号、５
３０は変調系発振器、５３１は復調系発振器、５３２は
変調系周波数変換信号、５３３は復調系周波数変換信号
である。【００６４】以上のように構成された送信装置につい
て、図５を用いてその動作について説明する。復調系Ｄ
Ｃオフセット推定動作時、ＤＣオフセット推定部５２５
は、参照信号出力制御信号５２６を通じて、信号生成部
５０２から参照信号を出力するように制御し、変調系Ｄ
Ｃオフセット推定値５２７、復調系ＤＣオフセット推定
値５２８は共に０を出力する。参照信号は、変調信号５
１１に於いて一定周波数、一定振幅であるような信号と
する。また、変換周波数制御信号５２９を通じて、復調
系発振器５３１の周波数を、変調系発振器５３０に一定
の周波数（以下、差分周波数と呼ぶ）だけ大きな周波数
を発生させるように制御する。【００６５】信号生成部５０２から出力される参照信号
５０３は、変調系ＤＣオフセット推定値５２７が０であ
るためそのままＤ／Ａ変換部５０６に入力され、変調系
アナログ直交ベースバンド信号５０７となる。変調系ア
ナログベースバンド信号５０７は、帯域制限フィルタ５
０８によって帯域制限され、直交変調部５１０で、変調
系周波数変換信号５３２によって搬送周波数帯の変調信
号５１１に変換される。増幅器５１２は変調信号５１１
を増幅し、分配器５１４により、増幅した変調信号５１
３の一部が帰還変調信号５１６となる。【００６６】直交復調部５１７は、復調系周波数変換信
号５３３によって、帰還変調信号５１６を復調系アナロ
グ直交ベースバンド信号５１８に変換し、この信号は復
調系帯域制限フィルタ５１９によって帯域制限される。
帯域制限された復調系アナログベースバンド信号５２０
は、Ａ／Ｄ変換部５２１によって復調系ディジタル直交
ベースバンド信号５２２に変換され、復調系ＤＣオフセ
ット推定値５２８が０であるので、そのまま復調系ベー
スバンド信号５２４として出力される。【００６７】変調系と復調系の変換周波数が異なるた
め、復調系ベースバンド信号５２４として、変調系での
信号を一次変換したものに、更に差分周波数で回転させ
た信号が出力される。この回転の中心ベクトルは、復調
系のＤＣオフセットに他ならず、ＤＣオフセット推定部
５２５は、復調系ベースバンド信号５２４の回転の中心
を求めることにより、復調系のＤＣオフセットを推定す
る。【００６８】ＤＣオフセット推定部５２５は、復調系の
ＤＣオフセットを推定した後、復調系ＤＣオフセット推
定値５２８を出力し、変換周波数制御信号５２９を通じ
て差分周波数を０にし、参照信号が一定周波数、平均０
であるような信号を出す。差分周波数が０である場合、
復調系ディジタル直交ベースバンド信号５２２は、参照
信号を一次変換して復調系のＤＣオフセットを加えたも
のと見なすことができるが、復調系ベクトル加算器５２
３によって復調系のＤＣオフセット成分が除去されるた
め、復調系ベースバンド信号５２４には、参照信号を一
次変換したものが出力される。参照信号は一定周波数、
平均０であるため、その回転の中心が原点よりずれてい
れば、中心ベクトルは変調系のＤＣオフセットを一次変
換したものであり、ＤＣオフセット推定部５２５は、変
調系ＤＣオフセット推定値５２７の信号を出力しなが
ら、復調系ベースバンド信号５２４の中心が原点に来る
ように順次更新することで、送信系ＤＣオフセットを推
定することが可能となる。【００６９】ここで、復調系発振器５３１は、変調系発
振器５３０よりも大きな周波数としたが、互いの周波数
が異なっていれば同様の効果が得られるため、変調系発
振器５３０の周波数と復調系発振器５３１の周波数の大
小は問わず、また、変調系発振器５３１を制御してもよ
い。【００７０】また、参照信号は変調信号５１１において
一定振幅であると述べたが、変調系から復調系にかけ
て、特に増幅器５１２が振幅の変動に対して十分に線形
な特性を有するものであれば、振幅が一定である必要は
ない。【００７１】また、ＤＣオフセット補償するための参照
信号を、振幅が一定であると述べてきたが、これは出力
が無信号状態の場合も含まれることはいうまでもない。
参照信号を無信号とした場合、出力しない状態でのＤＣ
オフセット補償を行うことにより、参照信号が外部に漏
洩するのを防ぐなどの特別な回路などを付加しなくても
他の機器に影響を与えるおそれがない等、優れた特徴を
有している。【００７２】以上のように本実施の形態によれば、中心
点は平均化して求められるため、計算が簡単であるだけ
でなく、外来ノイズや変換誤差を吸収するなどの特徴に
加え、直交ずれやＩ−Ｑのゲインバランスにも影響され
ない。このため、高精度にＤＣオフセットを求めること
が可能である。また、変調系と復調系の変換周波数を制
御するだけの構成ですむため、従来の構成をほとんど変
更せずに、高精度にＤＣオフセットを求めることができ
る。【００７３】（実施の形態６）図６は本実施の形態にお
ける送信装置のブロック結線図を示す。６０１は変調系
ベースバンド信号、６０２は信号生成部、６０３は変調
系ディジタル直交ベースバンド信号、６０４は変調系ベ
クトル加算器、６０５はオフセット補償された変調系デ
ィジタル直交ベースバンド信号、６０６はＤ／Ａ変換
部、６０７は変調系アナログ直交ベースバンド信号、６
０８は変調系帯域制限フィルタ、６０９は帯域制限され
た変調系アナログ直交ベースバンド信号、６１０は直交
変調部、６１１は変調信号、６１２は増幅器、６１３は
増幅した変調信号、６１４は分配器、６１５は送信変調
信号、６１６は帰還変調信号、６１７は直交復調部、６
１８は復調系アナログ直交ベースバンド信号、６１９は
復調系帯域制限フィルタ、６２０は帯域制限された復調
系アナログベースバンド信号、６２１はＡ／Ｄ変換部、
６２２は復調系ディジタル直交ベースバンド信号、６２
３は復調系ベクトル加算器、６２４は復調系ベースバン
ド信号、６２５はＤＣオフセット推定部、６２６は参照
信号出力制御信号、６２７は変調系ＤＣオフセット推定
値、６２８は復調系ＤＣオフセット推定値、６２９はサ
ンプリングタイマ制御信号、６３０は変調系タイマ部、
６３１は復調系タイマ部、６３２はＤ／Ａ変換信号、６
３３はＡ／Ｄ変換信号である。【００７４】以上のように構成された送信装置につい
て、図６を用いてその動作について説明する。復調系Ｄ
Ｃオフセット推定動作時、ＤＣオフセット推定部６２５
は、参照信号出力制御信号６２６を通じて、信号生成部
６０２から参照信号を出力するように制御し、変調系Ｄ
Ｃオフセット推定値６２７、復調系ＤＣオフセット推定
値６２８は共に０を出力する。参照信号は、変調信号６
１１に於いて一定周波数、一定振幅であるような信号と
する。また、サンプリングタイマ制御信号６２９を通じ
て、復調系タイマ部６３１の変換周期を、変調系タイマ
部６３０に一定値（以下、差分周期と呼ぶ）だけ大きな
変換周期を発生させるように制御する。【００７５】信号生成部６０２から出力される参照信号
６０３は、変調系ＤＣオフセット推定値６２７が０であ
るため、そのままＤ／Ａ変換部６０６に入力される。Ｄ
／Ａ変換部６０６は、変調系タイマ部６３０からのＤ／
Ａ変換信号６３２に応じてディジタル−アナログ変換を
行い、変調系アナログ直交ベースバンド信号６０７を出
力する。変調系アナログベースバンド信号６０７は、帯
域制限フィルタ６０８によって帯域制限され、直交変調
部６１０で、搬送周波数帯の変調信号６１１に変換され
る。増幅器６１２は変調信号６１１を増幅し、分配器６
１４により、増幅した変調信号６１３の一部が帰還変調
信号６１６となる。【００７６】直交復調部６１７は、帰還変調信号６１６
を復調系アナログ直交ベースバンド信号６１８に変換
し、この信号は復調系帯域制限フィルタ６１９によって
帯域制限される。Ａ／Ｄ変換部６２１は、復調系タイマ
部６３１からのＡ／Ｄ変換信号６３３に応じて、帯域制
限された復調系アナログベースバンド信号６２０をアナ
ログ−ディジタル変換し、復調系ディジタル直交ベース
バンド信号６２２を出力する。復調系ベクトル加算器６
２３は、復調系ディジタル直交ベースバンド信号６２２
に復調系ＤＣオフセット推定値６２８を加算して復調系
ベースバンド信号６２４を出力するが、復調系ＤＣオフ
セット推定値６２８が０であるので、復調系ベースバン
ド信号６２４には、復調系ディジタル直交ベースバンド
信号６２２がそのまま出力される。【００７７】変調系のＤ／Ａ変換と復調系のＡ／Ｄ変換
の変換周期が異なるため、復調系ベースバンド信号６２
４として、変調系での信号を一次変換したものに、更に
差分周期で回転された信号が出力される。この回転の中
心ベクトルが復調系のＤＣオフセットに他ならず、ＤＣ
オフセット推定部６２５は、復調系ベースバンド信号６
２４の回転の中心を求めることにより、復調系のＤＣオ
フセットを推定する。【００７８】ＤＣオフセット推定部６２５は、復調系の
ＤＣオフセットを推定した後、復調系ＤＣオフセット推
定値６２８を出力し、サンプリング制御信号６２９を通
じて差分周期を０にし、参照信号が一定周波数、平均０
であるような信号を出す。差分周期が０である場合、復
調系ディジタル直交ベースバンド信号６２２は、参照信
号を一次変換して復調系のＤＣオフセットを加えたもの
と見なすことができるが、復調系ベクトル加算器６２３
によって復調系のＤＣオフセット成分が除去されるた
め、復調系ベースバンド信号６２４には、参照信号を一
次変換したものが出力される。参照信号は一定周波数、
平均０であるため、その回転の中心が原点よりずれてい
れば、中心ベクトルは変調系のＤＣオフセットを一次変
換したものであり、ＤＣオフセット推定部６２５は、変
調系ＤＣオフセット推定値６２７の信号を出力しなが
ら、復調系ベースバンド信号６２４の中心が原点に来る
ように順次更新することで、送信系ＤＣオフセットを推
定することが可能となる。【００７９】ここで、復調系タイマ部６３１は、変調系
タイマ部６３０よりも大きな変換周期としたが、互いの
変換周期が異なっていれば同様の効果が得られるため、
変調系タイマ部６３０の周波数と復調系タイマ部６３１
の変換周期の大小は問わず、また、変調系タイマ部６３
１を制御してもよい。【００８０】また、参照信号は変調信号６１１において
一定振幅であると述べたが、変調系から復調系にかけ
て、特に増幅器６１２が振幅の変動に対して十分に線形
な特性を有するものであれば、振幅が一定である必要は
ない。【００８１】また、ＤＣオフセット補償するための参照
信号を、振幅が一定であると述べてきたが、これは出力
が無信号状態の場合も含まれることはいうまでもない。
参照信号を無信号とした場合、出力しない状態でのＤＣ
オフセット補償を行うことにより、参照信号が外部に漏
洩するのを防ぐなどの特別な回路などを付加しなくても
他の機器に影響を与えるおそれがない等、優れた特徴を
有している。【００８２】以上のように本実施の形態によれば、中心
点は平均化して求められるため、計算が簡単であるだけ
でなく、外来ノイズや変換誤差を吸収するなどの特徴に
加え、直交ずれやＩ−Ｑのゲインバランスにも影響され
ない。このため、高精度にＤＣオフセットを求めること
が可能である。また、Ｄ／Ａ変換部とＡ／Ｄ変換部の変
換周期を制御するだけの構成ですむため、従来の構成を
ほとんど変更せずに、高精度にＤＣオフセットを求める
ことができる。【００８３】（実施の形態７）図７に送信装置のブロッ
ク結線図を示す。７０１は変調系ディジタル直交ベース
バンド信号、７０２は信号生成部、７０３は変調系ディ
ジタル直交ベースバンド信号、７０４は変調系ベクトル
加算器、７０５はオフセット補償された変調系ディジタ
ル直交ベースバンド信号、７０６はＤ／Ａ変換部、７０
７は変調系アナログ直交ベースバンド信号、７０８は変
調系帯域制限フィルタ、７０９は帯域制限された変調系
アナログ直交ベースバンド信号、７１０は直交変調部、
７１１は変調信号、７１２は増幅器、７１３は増幅した
変調信号、７１４は分配器、７１５は送信変調信号、７
１６は帰還変調信号、７１７は直交復調部、７１８は復
調系アナログ直交ベースバンド信号、７１９は復調系帯
域制限フィルタ、７２０は帯域制限された復調系アナロ
グベースバンド信号、７２１はＡ／Ｄ変換部、７２２は
復調系ベースバンド信号、７２３は復調系ベクトル加算
器、７２４は復調系ベースバンド信号、７２５はＤＣオ
フセット推定部、７２６は参照信号出力制御信号、７２
７は変調系ＤＣオフセット推定値、７２８は復調系ＤＣ
オフセット推定値である。【００８４】以上のように構成された送信装置につい
て、図７を用いてその動作について説明する。変調系Ｄ
Ｃオフセット推定動作時、ＤＣオフセット推定部７２５
は、参照信号出力制御信号７２６を通じて、信号生成部
７０２から参照信号を出力するように制御し、変調系Ｄ
Ｃオフセット推定値７２７に０を出力する。参照信号
は、変調信号７１１に於いて一定周波数、一定振幅であ
り、変調系ディジタル直交ベースバンド信号７０３にお
いて平均０であるような信号とする。【００８５】信号生成部７０２から、参照信号として変
調系ディジタル直交ベースバンド信号７０３が出力され
るが、変調系ＤＣオフセット推定値７２７が０であるた
め、参照信号がそのままＤ／Ａ変換部７０６の入力とな
り、変調系アナログ直交ベースバンド信号７０７とな
る。変調系アナログベースバンド信号７０７は、帯域制
限フィルタ７０８によって帯域制限され、直交変調部７
１０で、搬送周波数帯の変調信号７１１に変換される。
増幅器７１２は変調信号７１１を増幅し、分配器７１４
により、増幅した変調信号７１３の一部が帰還変調信号
７１６となる。【００８６】直交復調部７１７は、帰還変調信号７１６
を復調系アナログ直交ベースバンド信号７１８に変換
し、この信号は復調系帯域制限フィルタ７１９によって
帯域制限される。帯域制限された復調系アナログベース
バンド信号７２０は、Ａ／Ｄ変換部７２１によって、復
調系ベースバンド信号７２２に変換される。復調系ベー
スバンド信号７２２は、参照信号を一次変換したものと
見なすことができる。参照信号は一定周波数、一定振幅
であるため、復調系ベースバンド信号７２２は、Ｉ−Ｑ
平面上で円或いは定点を描くが、その回転の中心或いは
定点のベクトル（以下中心ベクトル１と呼ぶ）は、変調
信号７１１の平均を一次変換したものであり、変調系デ
ィジタル直交ベースバンド信号７０３において平均０で
あるので、Ｄ／Ａ変換部７０６以降の変調系で生じたＤ
Ｃオフセットベクトルを一次変換したものと一致する。【００８７】次に、変調系ＤＣオフセット推定部７２５
は、変調系ＤＣオフセット推定値７２７として特定ベク
トルを出力する。すると復調系ベースバンド信号７２２
は、前回と同様に、Ｉ−Ｑ平面上で円或いは定点を描く
が、その回転の中心或いは定点のベクトル（以下、中心
ベクトル２と呼ぶ）は、Ｄ／Ａ変換部７０６以降の変調
系で生じたＤＣオフセットベクトルと、変調系ＤＣオフ
セット推定値７２７として出力されている特定ベクトル
との和を一次変換したものとなる。【００８８】中心ベクトル１と中心ベクトル２と特定ベ
クトルから変換関数が求められるため、Ｄ／Ａ変換部７
０６以降の変調系で生じたＤＣオフセットベクトルを算
出することが可能となる。このようにしてＤＣオフセッ
ト推定部７２５は変調系ＤＣオフセットを推定する。【００８９】ここで、参照信号は変調信号７１１におい
て一定振幅であると述べたが、変調系から復調系にかけ
て、特に増幅器７１２が振幅の変動に対して十分に線形
な特性を有するものであれば、振幅が一定である必要は
ない。【００９０】また、ＤＣオフセット補償するための参照
信号を、振幅が一定であると述べてきたが、これは出力
が無信号状態の場合も含まれることはいうまでもない。
参照信号を無信号とした場合、出力しない状態でのＤＣ
オフセット補償を行った場合、参照信号が外部に漏洩す
るのを防ぐなどの特別な回路などを付加しなくても他の
機器に影響を与えるおそれがない等、優れた特徴を有し
ている。【００９１】また、特定ベクトルに関しては、線形性が
保たれている範囲であれば、その大きさ、方向を制限さ
れるものではないが、大きさが１、方向が軸方向であれ
ば、変換関数を求める場合、加減算器のみで構成が可能
となるなどの特徴を有する。【００９２】以上のように本実施の形態によれば、中心
点は平均化して求められるため、計算が簡単であるだけ
でなく、外来ノイズや変換誤差を吸収するなどの特徴が
ある。このため、高精度にＤＣオフセットを求めること
が可能である。【００９３】【発明の効果】以上のように本発明によれば、デジタル
乗算器と減衰器を設け、乗算器と減衰器の係数を等しく
することによって、Ｄ／Ａ変換部の量子化雑音を増大さ
せることなく送信電力の制御を行うことができる。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [0001] The present invention relates to a digital modulation system.
Used in communication equipment of wireless communication systems using
Non-linear distortion compensation to compensate for nonlinear distortion generated in the transmission system
The present invention relates to a transmission device including a circuit. [0002] 2. Description of the Related Art Conventionally, a transmitter has been used to reduce the power consumption of a wireless terminal.
If the efficiency of the transmission system amplifier is increased to measure
Many nonlinear distortions in the system are likely to occur. Because of this,
It is necessary to compensate for shape distortion in some way.
As a means, distortion compensation using the value of the transmission baseband signal
How to perform amplitude and phase nonlinear distortion compensation by referring to the table
The law is known. FIG. 8 is a block diagram of a conventional transmitting apparatus.
Show. 801 is a transmission digital orthogonal baseband signal
is there. Reference numeral 802 denotes a lookup table for nonlinear distortion compensation.
3 is amplitude distortion compensation data, and 804 is phase distortion compensation data.
You. 805 converts digital data into an analog value
D / A converter 806 is a converted analog quadrature base
It is a band signal. 807 limits the band of the transmission signal
Low-pass filter for 808 is band-limited quadrature
This is a baseband signal. 809 is a quadrature modulator, 810
Is a modulation signal. 811 is a gain control enhancement for amplitude distortion compensation.
812 is a modulated signal whose amplitude distortion has been compensated, and 813 is
814 is a phase shifter for compensating for the phase distortion.
815 is a transmission system amplifier, and 816 is a transmission signal.
Signal. [0004] The transmitting apparatus configured as described above is described.
The operation will be described below. First, send
The digital orthogonal baseband signal 801 is supplied to the D / A converter 80.
5 and is converted to an analog value by the low-pass filter 807.
After the band is limited, the signal is orthogonally modulated by the orthogonal modulation unit 809.
The result is a modulated signal 810. At the same time,
Reference the value of the baseband signal 801 as an address
802 with reference to the amplitude distortion compensation data 803 and the phase distortion compensation data.
The compensation data 804 is obtained. Next, the gain control amplifier 811
Performs amplitude distortion compensation using the amplitude distortion compensation data 803,
The phase shifter 813 uses the phase distortion compensation data 804 to perform phase distortion.
A modulated signal 8 whose amplitude and phase distortion have been compensated by performing compensation
Get 14. Finally, amplitude and phase compensated modulation
The signal 814 is amplified by the transmission system amplifier 815 and transmitted.
The signal 816 is output. [0005] In this transmitting apparatus,
Is the DC offset generated by the D / A converter and the quadrature modulator.
In this case, the nonlinear distortion compensation characteristic is deteriorated. The present invention
Is transmitted without increasing the quantization noise of the D / A converter.
It is an object of the present invention to provide a transmission device for controlling a transmission power. [0006] [MEANS FOR SOLVING THE PROBLEMS]
In the present invention, the output of the power calculator is multiplied by a certain coefficient.
Using the output of the multiplier
Table reference that refers to the intended nonlinear distortion compensation table
And transmitting the transmission quadrature baseband signal to the table
Non-linear distortion compensator that compensates for nonlinear distortion using the output of the reference unit
And a quadrature modulator for quadrature modulating the output of the nonlinear distortion compensator
And the output of the quadrature modulatorCoefficient used in the multiplier
At the same ratio asAnd an attenuator for attenuation.
Things. Thus, the coefficients of the multiplier and the attenuator are equalized.
To increase the quantization noise of the D / A converter.
Has the effect of controlling the transmission power without causing
You. [0008] DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The invention according to claim 1 is a digital
Prepare for communication equipment of wireless communication system using
Digitally modulated transmit quadrature baseband signal
A power calculator for calculating the power of the
A multiplier for multiplying the output of the calculation unit by a constant coefficient;
Nonlinear distortion compensation prepared in advance using the output of the calculator
A table reference unit for referring to a table,
The baseband signal using the output of the table reference unit.
A non-linear distortion compensator for non-linear distortion compensation;
A D / A conversion unit for converting the output of the unit into an analog signal;
An orthogonal modulation unit for orthogonally modulating the output of the A conversion unit;
Modulation unit outputAt the same ratio as the coefficient used in the multiplier
Transmitter nonlinear distortion compensating circuit having attenuator for attenuating
The transmission device has a multiplier and an equalizer coefficient.
To increase the quantization noise of the D / A converter.
Has the effect of controlling the transmission power without causing
You. Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
This will be described with reference to FIG. (Embodiment 1) FIG. 1 shows an embodiment of the present invention.
FIG. 2 shows a block diagram of a transmission device in a state. 301 is
Transmit digital quadrature baseband signal, 302 is power
The calculation unit 303 is the amplitude calculated by the power calculation unit 302
Value, 304 is a digital multiplier, 305 is the corrected amplitude
Value, 306 is a lookup table for nonlinear distortion compensation, and 307 is
Orthogonalized nonlinear distortion compensation data, 308 is nonlinear distortion compensation
309 is a quadrature baseband signal with nonlinear distortion compensation.
, 310 is a D / A converter, and 311 is an analog quadrature base.
The band signal 312 is a low-pass filter for band limiting.
, 313 is a band-limited analog quadrature baseband
Signal, 314 is a quadrature modulator, 315 is a modulated signal, 316
Is an attenuator, 317 is an attenuated modulated signal, and 318 is a transmit signal.
The system amplifier 319 is an amplified transmission modulation signal. [0011] The transmitting apparatus configured as described above will be described.
The operation will be described with reference to FIG. First,
In the power calculation unit 302, the transmission digital orthogonal base
The amplitude value 303 of the transmission signal is calculated using the band signal 301.
Calculate. Next, the calculated transmission signal amplitude value 303 is
The digital multiplier 304 multiplies and attenuates by a constant coefficient.
Non-linear distortion compensation using the attenuated amplitude value 305 as an address
Refer to the lookup table 306 for
Nonlinear distortion compensation data having the inverse characteristic of the nonlinear distortion characteristic of the transmission system
The nonlinear distortion compensation data 307 obtained by orthogonalizing the data is obtained. [0012] The nonlinear distortion compensator 308 includes a transmission digital signal.
Orthogonal baseband signal 301 and orthogonalized nonlinear distortion
Performs a complex product with the compensation data 307 to compensate for nonlinear distortion.
The orthogonal baseband signal 309 is output. Nonlinear distortion compensated quadrature baseband signal
309 is converted into an analog signal by the D / A converter 310,
The band is limited by the low-pass filter 312, and the
A log orthogonal baseband signal 313 is obtained. And orthogonal
The orthogonal modulation is performed by the modulator 314 to obtain a modulated signal 315.
Later, the same coefficient used in the multiplier 304 is used in the attenuator 316.
After being attenuated by the ratio, it is amplified by the transmission system amplifier 318.
The transmission modulation signal 319 is output. As described above, according to the embodiment of the present invention,
For example, a digital multiplier 304 and an attenuator 316 are provided,
By making the coefficients of the attenuator and the attenuator equal, the D / A conversion
Transmission power control without increasing quantization noise
It can be performed. (Embodiment 2) FIG.
FIG. 101 is a transmission digital quadrature basebar.
Signal 102, a transmission system nonlinear distortion compensator, 103
Quadrature baseband signal with linear distortion compensation, 104 is DC
A compensation signal generator for generating a signal for offset compensation;
05 is a transmission quadrature baseband signal or DC offset
Compensation signals, 106 and 126 are digital adders, 107
And 127 are orthogonal basebands with DC offset compensation
Signal, 108 is a D / A converter, and 109 is an analog quadrature converter.
Baseband signals 110 and 122 are low-pass signals for band limiting.
Over-filter, 111 and 123 are band-limited analog
Quadrature baseband signal, 112 is a quadrature modulator, 113 is
Modulated signal, 114 is a transmission system amplifier, 115 is amplified
A transmission modulation signal, 116 is a divider, and 117 is a distributed transmission.
Modulated signal, 118 is an attenuator, 119 is attenuated transmission
Modulated signal, 120 is quadrature detector, 121 is quadrature detected
A quadrature baseband signal, 124 is an A / D converter, 125
Is digital quadrature baseband signal, 128 is DC off
The set estimator 129 is a DC offset compensator for the transmission modulation system.
A compensation signal, 130 is a DC offset compensation signal of the transmission demodulation system.
No. 131 is a control signal for controlling the compensation signal section, and 132 is
This is a control signal for controlling the attenuator. [0016] The transmitting apparatus configured as described above will be described.
The operation will be described with reference to FIG. First, non
Transmit digital quadrature baseband by linear distortion compensator 102
The nonlinear distortion of the signal 101 is compensated, and the nonlinear distortion is compensated.
The orthogonal baseband signal 103 is output. Compensation signal generation
In section 104, control from DC offset estimating section 128
Nonlinear distortion compensated quadrature base corresponding to signal 131
Output band signal 103 as is or DC offset
Select whether to generate and output a signal for compensation. Select out
The input signal 105 is converted into a DC signal by a digital adder 106.
Offset compensation data 129 is added, and D
Compensate for C offset. DC offset compensated direct
The exchange baseband signal 107 is analyzed by the D / A converter 108.
The signal is converted to a log signal, and
Band limiting, the analog quadrature baseband signal 111
obtain. Then, quadrature modulation is performed by the quadrature modulator 112, and modulation is performed.
After adjusting to the tuning signal 113, the necessary
The transmission modulation signal 115 is output after being amplified to an appropriate size. This
, The transmission modulation signal 115 is distributed by the distributor 116.
You. The distributed transmission modulation signal 117 is attenuated by the attenuator 11.
8, the signal is orthogonally detected by the orthogonal detection unit 120,
After passing through the low-pass filter 122 for restriction, the A / D conversion
The signal is converted into a digital signal by the
A baseband signal 125 is obtained. Digital adder 126
Then, the DC offset compensation data 130 is added and the transmission
Compensate for the DC offset of the tuning system. On the other hand, the DC offset estimating unit 128
Estimate DC offset of transmission modulation system and transmission demodulation system independently
I do. First, the attenuator 118 is reduced by the control signal 132.
The attenuation is made sufficiently large and the input signal of the quadrature detector 120 is
Cut off. DC offset compensation of transmission demodulation system at this time
D such that the orthogonal baseband signal 127
The C offset compensation data 130 is updated. Then control
The signal 132 reduces the attenuation of the attenuator 118,
After enabling the input signal of the quadrature detector 120, the control signal
131, the DC offset from the compensation signal
And outputs a signal for compensation. At this time, the transmission demodulation system D
C offset compensated quadrature baseband signal 127
The DC offset compensation data 130 is updated based on the DC offset compensation data 130. Here, the DC offset of the transmission modulation system is estimated.
The setting method will be described below. The signal from the compensation signal generation unit 104
issue [0020] (Equation 1) The orthogonal quadrature baseband signal when
Is the DC offset of the transmission modulation system [0022] (Equation 2) To be affected by [0024] (Equation 3) ## EQU1 ## Quadrature modulator 112 to quadrature detector
The complex representation of the amplitude and phase characteristics of the path up to 120 [0026] (Equation 4) Then, the baseband signal orthogonally demodulated is [0028] (Equation 5) Is [0030] (Equation 6) ## EQU1 ## Signal in the same way [0032] (Equation 7) The base bang that has been quadrature demodulated when
Signal [0034] (Equation 8) Is [0036] (Equation 9) Is as follows. Each of the above two signals
The square is [0038] (Equation 10) The quadrature modulator 112 for each signal
And phase characteristics of the path from the signal to the quadrature detector 120
Are almost equal, [0040] [Equation 11] When the above is replaced by the following, the difference between the two square values is [0042] (Equation 12) And the in-phase component of the DC offset is obtained.
It is. Also, as a transmission baseband signal [0044] (Equation 13) And [0046] [Equation 14] By using [0048] (Equation 15) An orthogonal component is obtained in the form According to the above method, the quadrature modulator 112
Affected by the phase characteristic of the path from
Can estimate the DC offset of the transmission modulator without
You. As described above, according to the present embodiment, transmission
System nonlinear distortion compensator 102, compensation signal generator 104, digital
Tal adders 106 and 126, attenuator 118, DC offset
A signal estimator 128, which is attenuated by the control signal 132.
The amount of attenuation of the detector 118 is made sufficiently large to make the quadrature detector 120
Input signal is cut off, and the DC of the transmission demodulation system at this time is turned off.
The set-compensated quadrature baseband signal 127 becomes zero.
The DC offset compensation data 130 is updated so that
The attenuation of the attenuator 118 is reduced by the control signal 132.
Thus, the input signal of the quadrature detector 120 is made effective, and the control signal is
No. 131 from the compensation signal generation unit 104
Output the signal for the transmission demodulation system at this time.
DC offset compensated quadrature baseband signal 127
DC offset compensation data 129 is updated based on
Thus, the DC offset of the transmission modulation system and the transmission demodulation system is reduced.
A / D conversion of orthogonal baseband signal of transmission demodulation system
Digital data can be detected independently
Automatically compensates for DC offset with simple digital calculation
And highly accurate nonlinear distortion compensation in the transmission system.
You. (Embodiment 3) FIG.
FIG. 201 is a transmission digital quadrature basebar.
, A transmission signal nonlinear distortion compensator 202, and a non-
A quadrature baseband signal with linear distortion compensation, 204 is DC
A compensation signal generator for generating a signal for offset compensation, 2
05 is a transmission quadrature baseband signal or DC offset
Compensation signals, 206 and 226 are digital adders, 207
And 227 are orthogonal basebands with DC offset compensation
Signal, 208 is a D / A converter, and 209 is an analog quadrature converter.
Baseband signals 210 and 222 are low-pass signals for band limitation.
Over-filter, 211 and 223 are band-limited analog
Quadrature baseband signal, 212 is a quadrature modulator, 213 is
Modulated signal, 214 is transmission system amplifier, 215 is amplified
The transmission modulation signal 216 is a splitter, and 217 is a split transmission signal.
218 is a connection switch, 219 is a switch
, A transmission modulation signal 220 passing through
Is a quadrature baseband signal obtained by quadrature detection, 224 is A / D
The conversion unit 225 is a digital orthogonal baseband signal,
28 is a DC offset estimator, and 229 is the D of the transmission modulation system.
C offset compensation signal, 230 is DC off of transmission demodulation system
The set compensation signal 231 is a control signal for controlling the compensation signal section.
Reference numeral 232 is a control signal for controlling the switch. The transmitting apparatus having the above-described configuration will be described.
The operation will be described with reference to FIG. First, non
Transmit digital quadrature baseband by linear distortion compensator 202
The nonlinear distortion compensation of the signal 201 is performed, and the nonlinear distortion is compensated.
An orthogonal baseband signal 203 is output. Compensation signal generation
In section 204, control from DC offset estimating section 228
Non-linear distortion compensated quadrature base corresponding to signal 231
Output band signal 203 as is or use DC offset
Select whether to generate and output a signal for compensation. Select out
The input signal 205 is converted into a DC signal by a digital adder 206.
Offset compensation data 229 is added, and D
Compensate for C offset. DC offset compensated direct
Interchange baseband signal 207 is analyzed by D / A conversion section 208.
It is converted to a log signal, and the band is
Band limiting, the analog quadrature baseband signal 211
obtain. Then, quadrature modulation is performed by the quadrature modulator 212, and modulation is performed.
After the adjustment signal 213, the transmission
The transmission modulation signal 215 is output after being amplified to an appropriate size. This
, The transmission modulation signal 215 is distributed by the distributor 216.
You. The distributed transmission modulation signal 217 is connected to the connection switch.
After passing through the switch 218, the quadrature detector 220 performs quadrature detection,
After passing through a low-pass filter 222 for band limitation, A /
The signal is converted into a digital signal by the D
Obtain the quadrature baseband signal 225. Digital adder 2
At 26, the DC offset compensation data 230 is added and transmitted.
The DC offset of the signal demodulation system is compensated. On the other hand, the DC offset estimating section 228
Estimate DC offset of transmission modulation system and transmission demodulation system independently
I do. First, the connection switch 21 is controlled by the control signal 232.
8, the input signal to the quadrature detector 220 is cut off.
At this time, the DC offset compensated quadrature of the transmission demodulation system is used.
DC offset so that the baseband signal 227 becomes 0
And updates the compensation data 230. Next, the control signal 232
The connection switch 218 is closed by the
After enabling the input signal to the
A signal for DC offset compensation from the compensation signal generation unit 204
Is output. At this time, DC offset compensation of the transmission demodulation system is performed.
Based on the compensated quadrature baseband signal 227, the DC
The offset compensation data 229 is updated. Method for Estimating DC Offset of Transmission Modulation System
Is the same as in the second embodiment. As described above, according to the present embodiment, transmission
System nonlinear distortion compensator 202, compensation signal generator 204, digital
Tal adders 206 and 226, connection switch 218, DC
An offset estimator 228 is provided, and the
The connection switch 218 to open the input of the quadrature detector 220.
The signal is cut off, and the DC offset of the transmission demodulation system at this time
The compensated quadrature baseband signal 227 becomes zero.
To update the DC offset compensation data 230 and then control
The connection switch 218 is closed by the signal 232 to perform the quadrature detection.
The input signal of the wave section 120 is enabled, and the control signal 231 is used.
From the compensation signal generator 204 for DC offset compensation.
A signal is output and the DC offset of the transmission demodulation system at this time is output.
Based on the orthogonally compensated quadrature baseband signal 227
By updating the C offset compensation data 230,
To transmit the DC offset of the transmission modulation system and the transmission demodulation system.
A / D-converted digital baseband signal of demodulation system
Can be detected as independent data
DC offset is automatically compensated by simple digital operation,
High transmission system nonlinear distortion compensation can be performed. (Embodiment 4) FIG.
FIG. 401 is a transmission digital quadrature basebar.
Signal, 402 is a transmission system nonlinear distortion compensator, and 403 is a non-linear distortion compensator.
Orthogonal distortion-compensated quadrature baseband signal, 404 quadrature
A signal control unit for controlling a baseband signal, 405 transmits
Quadrature baseband signal or DC offset compensation signal
Nos. 406 and 428 are digital adders, 407 and 429
Are the quadrature baseband signals with DC offset compensation, 4
08 is a D / A converter, and 409, 411 and 433 are analog.
Orthogonal baseband signals, 410 and 424 are analog baseband signals.
Switch 412 for controlling the path of the baseband signal
And 422 are low-pass filters for band limiting and 413 and 4
23 is a band-limited analog quadrature baseband signal,
414 is a quadrature modulator, 415 is a modulation signal, and 416 is transmission
417 is an amplified transmission modulation signal, and 418 is
A divider 419 is a divided transmission modulation signal, and 420 is a direct transmission modulation signal.
A cross detection unit 421 is a quadrature baseband signal subjected to quadrature detection.
Nos. 425 are analog quadrature blocks selected by the changeover switch.
426 is an A / D converter, and 427 is a digital signal.
Digital orthogonal baseband signal, 430 is DC offset
An estimator 431 is a DC offset compensation signal of the transmission modulation system.
432, a DC offset compensation signal for the transmission demodulation system;
34 is a control signal for controlling the signal control unit, and 435 and 436
Is a control signal for controlling the changeover switch. The transmitting apparatus having the above-described configuration will be described.
The operation will be described with reference to FIG. First, non
Transmit digital quadrature baseband by linear distortion compensator 402
The signal 401 is subjected to nonlinear distortion compensation, and the nonlinear distortion is compensated.
An orthogonal baseband signal 403 is output. Signal control unit 4
04, the control signal from the DC offset estimator 430
434, the non-linear distortion-compensated quadrature baseband
Output signal 403 as it is, or
Select whether to output a digital signal whose minutes are both 0
You. The selectively output signal 405 is output to the digital adder 40.
In 6, the DC offset compensation data 431 is added and transmitted.
Compensate for the DC offset of the modulation system. DC offset supplement
The compensated quadrature baseband signal 407 is converted to a D / A converter 4
08 and converted to an analog signal.
Switching the changeover switch 410 to control the signal path
You. When transmitting the modulated signal, the low-pass filter 412
To limit the band, and perform quadrature modulation with the quadrature modulator 414.
After that, a modulation signal 415 is output from the
Amplifies the signal to the required size and outputs the transmission modulation signal 417
I do. At this time, the transmission modulation signal 417 is
Distribute. The divided transmission modulated signal 419 is converted to a quadrature detector.
Low-pass filter 4 for quadrature detection at 420 and band limiting
After passing through 22, the signal is input to the changeover switch 424. DC
When estimating offset, switch off directly from switch 410
Input to the exchange switch 424. Enter switch 424
The input signal is converted into a digital signal by the A / D converter 426.
In other words, a digital quadrature baseband signal 427 is obtained.
In the digital adder 428, the DC offset compensation data 4
32 is added to compensate for the DC offset of the transmission demodulation system.
You. On the other hand, the DC offset estimating section 430
Estimate DC offset of transmission modulation system and transmission demodulation system independently
I do. First, the changeover switch 42 is controlled by the control signal 436.
4, the input signal of the A / D converter 426 is cut off.
At this time, the orthogonal baseband with DC offset compensation
The DC offset compensation data is set so that the signal 429 becomes 0.
432 is updated. Next, it is turned off by the control signal 436.
Switch 424 to close the input signal of the A / D converter 426.
Signal, and the changeover switch 4
10 to control the analog quadrature baseband signal 409
Is input directly to the changeover switch 424,
In-phase component from the signal control unit 404 by the control signal 434
And a digital signal whose orthogonal components are both 0. This
So that the orthogonal baseband signal 429 becomes 0 when
The DC offset compensation data 431 is updated. As described above, according to the present embodiment, transmission
System nonlinear distortion compensator 402, signal controller 404, digital
Adders 406 and 428, changeover switches 410 and 424,
A DC offset estimator 430 is provided, and the control signal 436
Therefore, the changeover switch 424 is opened and the A / D converter 426 is opened.
Input signal is cut off and the DC offset compensation
DC so that the orthogonal baseband signal 429 becomes zero.
The offset compensation data 432 is updated, and then the control signal
The changeover switches 410 and 424 are set by 435 and 436.
Control to base the analog quadrature baseband signal 409
Input to the A / D converter 426 as a band signal
And the control signal 434 causes the signal control unit 404
A digital signal in which both the in-phase component and the quadrature component are 0
When output, the orthogonal baseband signal 429 becomes 0
To update the DC offset compensation data 431
Analog-to-digital transmission and demodulation systems
The DC offset of the conversion unit is calculated based on the orthogonal base of the transmission demodulation system.
Independent as digital data obtained by A / D conversion of band signal
Can be detected at any time, and D
Automatically compensates for C offset and provides highly accurate transmission nonlinear distortion
Compensation can be made. (Embodiment 5) FIG.
FIG. 501 is a modulation baseband signal, 5
02 is a signal generation unit, and 503 is a modulation digital quadrature base.
A band signal 504; a modulation vector adder 505;
Is an offset-compensated digital quadrature basebar.
506 is a D / A converter, and 507 is a modulation system analyzer.
A log quadrature baseband signal, 508 is a modulation system band limiting signal.
The filter 509 is a band-limited analog quadrature modulation system.
510 is a quadrature modulation section, and 511 is a modulation signal.
No. 512, an amplifier, 513, an amplified modulated signal, 51
4 is a divider, 515 is a transmission modulation signal, 516 is feedback modulation
517 is a quadrature demodulation unit, and 518 is a demodulation system analog direct signal.
Interchange baseband signal, 519 demodulation system band limiting filter
520 is a demodulation system analog baseband whose band is limited.
521 is an A / D converter, and 522 is a demodulation system digital signal.
523 is a demodulation system vector adder.
524 is a demodulation baseband signal and 525 is a DC
The offset estimator 526 includes a reference signal output control signal,
27 is a modulation system DC offset estimated value, 528 is a demodulation system D
The C offset estimated value 529 is a conversion frequency control signal,
30 is a modulation system oscillator, 531 is a demodulation system oscillator, and 532 is
The modulation frequency conversion signal 533 is a demodulation frequency conversion signal.
It is. The transmitting apparatus having the above-described configuration will be described.
The operation will be described with reference to FIG. Demodulation system D
During the C offset estimation operation, the DC offset estimation unit 525
Is a signal generation unit through a reference signal output control signal 526.
502 so as to output a reference signal.
C offset estimation value 527, demodulation system DC offset estimation
Both values 528 output 0. The reference signal is modulated signal 5
A signal having a constant frequency and a constant amplitude at 11
I do. Also, demodulation is performed through the conversion frequency control signal 529.
The frequency of the system oscillator 531 is fixed to the modulation system oscillator 530.
Frequency (hereinafter referred to as the difference frequency)
Is controlled to generate. Reference signal output from signal generation section 502
503 indicates that the modulation system DC offset estimated value 527 is 0;
Therefore, it is directly input to the D / A conversion unit 506,
An analog quadrature baseband signal 507 is obtained. Modulation system
The analog baseband signal 507 is output from the band limiting filter 5.
08 and the quadrature modulator 510 modulates the band.
Modulation signal of carrier frequency band by system frequency conversion signal 532
No. 511. Amplifier 512 has modulated signal 511.
And the splitter 514 amplifies the modulated signal 51
3 becomes a feedback modulation signal 516. The quadrature demodulation unit 517 is a demodulation system frequency conversion signal.
No. 533 converts the feedback modulation signal 516 into a demodulated analog signal.
The signal is converted to a quadrature baseband signal 518, which is
The band is limited by the tuning band limiting filter 519.
Demodulated analog baseband signal 520 with band limitation
Is demodulated by the A / D converter 521.
The signal is converted to a baseband signal 522 and demodulated by a DC offset.
Since the bit estimation value 528 is 0, the demodulation system base
It is output as a band signal 524. The conversion frequency of the modulation system differs from that of the demodulation system.
As a demodulation baseband signal 524,
The signal is converted to a primary signal and then rotated at the difference frequency.
Signal is output. The center vector of this rotation is demodulated
DC offset estimator
525 is the center of rotation of the demodulation baseband signal 524
To estimate the DC offset of the demodulation system.
You. The DC offset estimating section 525 has a
After estimating the DC offset, the demodulation system DC offset is estimated.
Outputs a fixed value 528 and outputs the converted frequency control signal 529.
To make the difference frequency 0, and the reference signal is constant frequency, average 0
Give a signal that is If the difference frequency is 0,
For the demodulation system digital quadrature baseband signal 522, refer to
The signal is first-order transformed and DC offset of demodulation system is added.
The demodulation system vector adder 52
3 removes the DC offset component of the demodulation system.
Therefore, the demodulation baseband signal 524 includes one reference signal.
The next converted version is output. The reference signal is a constant frequency,
Since the average is 0, the center of rotation is shifted from the origin.
The center vector changes the DC offset of the modulation system to a first order.
The DC offset estimating unit 525 converts the
While outputting the signal of the tuning system DC offset estimated value 527,
The center of the demodulation baseband signal 524 comes to the origin
The transmission system DC offset is estimated by sequentially updating
Can be set. Here, the demodulation system oscillator 531 is a modulation system oscillator.
Although the frequency was set to be higher than that of the vibrator 530,
Are different, the same effect can be obtained.
Between the frequency of the vibrator 530 and the frequency of the demodulation system oscillator 531
Regardless of the size, the modulation system oscillator 531 may be controlled.
No. Further, the reference signal is
Although it was stated that the amplitude was constant,
In particular, the amplifier 512 is sufficiently linear for amplitude fluctuations.
Need to have a constant amplitude
Absent. Reference for DC offset compensation
We have described the signal as having a constant amplitude,
Is in a non-signal state.
If the reference signal is set to no signal, DC
By performing offset compensation, the reference signal leaks to the outside.
Without adding any special circuits such as preventing leakage
Excellent features such as no risk of affecting other devices
Have. As described above, according to the present embodiment, the center
Points are averaged, so calculations are simple
Rather, features such as absorbing external noise and conversion errors
In addition, it is affected by quadrature shift and IQ gain balance.
Absent. Therefore, it is necessary to obtain the DC offset with high accuracy.
Is possible. Also, the conversion frequency of the modulation system and demodulation system is controlled.
Control, which is almost the same as the conventional configuration.
DC offset can be obtained with high accuracy without changing
You. (Embodiment 6) FIG. 6 shows an embodiment 6 of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a transmitting apparatus according to the present invention. 601 is a modulation system
Baseband signal, 602 is a signal generation unit, 603 is modulation
System digital quadrature baseband signal, 604 is a modulation system base
605 is an offset-compensated modulation system data.
Digital orthogonal baseband signal, 606 is D / A conversion
607, a modulation system analog quadrature baseband signal;
08 is a modulation band limiting filter, and 609 is band limited.
Modulated analog quadrature baseband signal, 610 is quadrature
A modulation unit, 611 is a modulation signal, 612 is an amplifier, and 613 is
Amplified modulated signal, 614 is distributor, 615 is transmission modulation
Signal, 616 is a feedback modulation signal, 617 is a quadrature demodulator, 6
18 is a demodulation analog quadrature baseband signal, 619 is
Demodulation system band-limiting filter, 620: band-limited demodulation
Analog baseband signal, 621 is an A / D converter,
622 is a demodulation system digital quadrature baseband signal;
3 is a demodulation system vector adder, and 624 is a demodulation system baseband.
Signal, 625 is a DC offset estimator, and 626 is a reference.
Signal output control signal, 627: DC offset estimation for modulation system
628, the demodulation system DC offset estimation value, and 629
A sampling timer control signal, 630 is a modulation timer section,
631 is a demodulation system timer section, 632 is a D / A conversion signal,
33 is an A / D conversion signal. The transmitting apparatus having the above-described configuration will be described.
The operation will be described with reference to FIG. Demodulation system D
At the time of the C offset estimation operation, the DC offset estimation unit 625
Is a signal generation unit through a reference signal output control signal 626.
602 so as to output a reference signal, and the modulation system D
C offset estimation value 627, demodulation system DC offset estimation
Both values 628 output 0. The reference signal is modulated signal 6
A signal having a constant frequency and a constant amplitude at 11
I do. Also, through the sampling timer control signal 629
The conversion period of the demodulation system timer unit 631 is
It is larger by a fixed value (hereinafter, referred to as a difference cycle) in unit 630.
Control is performed to generate a conversion cycle. Reference signal output from signal generation section 602
603 indicates that the modulation system DC offset estimated value 627 is 0;
Therefore, it is directly input to the D / A conversion unit 606. D
The / A conversion section 606 receives the D / A signal from the modulation system timer section 630.
Digital-to-analog conversion according to the A conversion signal 632
And outputs a modulation analog quadrature baseband signal 607.
Power. The modulation system analog baseband signal 607 is
Band-limited by the band-limiting filter 608, quadrature modulation
In section 610, the signal is converted into modulated signal 611 in the carrier frequency band.
You. The amplifier 612 amplifies the modulated signal 611, and
14, a part of the amplified modulated signal 613 is feedback-modulated.
The signal becomes 616. The quadrature demodulator 617 outputs the feedback modulated signal 616
To demodulated analog quadrature baseband signal 618
This signal is output by the demodulation system band limiting filter 619.
Bandwidth is limited. The A / D converter 621 is a demodulation system timer
Band control according to the A / D conversion signal 633 from the unit 631
Analyze the limited demodulation analog baseband signal 620
Log-to-digital conversion and demodulation digital orthogonal base
The band signal 622 is output. Demodulation system vector adder 6
23 is a demodulation system digital quadrature baseband signal 622
To the demodulation system DC offset estimation value 628
Outputs baseband signal 624, but demodulation system DC off
Since the set estimation value 628 is 0, the demodulation baseband
Signal 624 includes a demodulation system digital quadrature baseband.
The signal 622 is output as it is. D / A conversion of modulation system and A / D conversion of demodulation system
Of the demodulation system baseband signal 62
As the number 4, the signal in the modulation system is converted into a primary signal.
A signal rotated at the difference cycle is output. In this rotation
The heart vector is nothing but the DC offset of the demodulation system,
The offset estimator 625 outputs the demodulated baseband signal 6
24, the DC center of the demodulation system is obtained.
Estimate the offset. The DC offset estimating section 625 includes a demodulation system.
After estimating the DC offset, the demodulation system DC offset is estimated.
Outputs the constant value 628 and passes the sampling control signal 629.
The difference cycle is set to 0, and the reference signal has a constant frequency and an average of 0.
Give a signal that is If the difference cycle is 0,
The modulated digital quadrature baseband signal 622 is a reference signal.
Signal obtained by first-order conversion and adding DC offset
, But the demodulation system vector adder 623
Removes the DC offset component of the demodulation system.
Therefore, the demodulation baseband signal 624 includes one reference signal.
The next converted version is output. The reference signal is a constant frequency,
Since the average is 0, the center of rotation is shifted from the origin.
The center vector changes the DC offset of the modulation system to a first order.
The DC offset estimating unit 625 converts the
While outputting the signal of the tuning DC offset estimation value 627,
The center of the demodulation baseband signal 624 comes to the origin
The transmission system DC offset is estimated by sequentially updating
Can be set. Here, the demodulation system timer 631 is
Although the conversion period is longer than that of the timer unit 630,
Since the same effect can be obtained if the conversion cycle is different,
Frequency of modulation timer section 630 and demodulation timer section 631
Irrespective of the size of the conversion cycle of the
1 may be controlled. Further, the reference signal is
Although it was stated that the amplitude was constant,
Especially if the amplifier 612 is sufficiently linear for amplitude variations
Need to have a constant amplitude
Absent. Reference for DC offset compensation
We have described the signal as having a constant amplitude,
Is in a non-signal state.
If the reference signal is set to no signal, DC
By performing offset compensation, the reference signal leaks to the outside.
Without adding any special circuits such as preventing leakage
Excellent features such as no risk of affecting other devices
Have. As described above, according to the present embodiment, the center
Points are averaged, so calculations are simple
Rather, features such as absorbing external noise and conversion errors
In addition, it is affected by quadrature shift and IQ gain balance.
Absent. Therefore, it is necessary to obtain the DC offset with high accuracy.
Is possible. In addition, conversion between the D / A converter and the A / D converter is performed.
To control the switching cycle.
Find DC offset with high accuracy with little change
be able to. (Embodiment 7) FIG.
FIG. 701 is a modulation system digital orthogonal base
702 is a signal generator, 703 is a modulation system
Digital orthogonal baseband signal, 704 is a modulation system vector
An adder 705 is an offset-compensated modulation system digital signal.
706 is a D / A converter, 70
7 is a modulation analog quadrature baseband signal, and 708 is a modulation analog quadrature baseband signal.
Tuning system band limiting filter, 709 is a band-limited modulation system
An analog quadrature baseband signal, 710 is a quadrature modulator,
711 is a modulated signal, 712 is an amplifier, 713 is amplified
Modulated signal, 714 is a distributor, 715 is a transmission modulated signal, 7
16 is a feedback modulation signal, 717 is a quadrature demodulator, and 718 is a demodulator.
Tuning analog quadrature baseband signal, 719 demodulation system band
The band limiting filter 720 is a demodulation system analog whose band is limited.
721 is an A / D converter, and 722 is
Demodulation baseband signal, 723 demodulation vector addition
724 is a demodulation baseband signal, and 725 is a DC
The offset estimator 726 is a reference signal output control signal 72
7 is an estimated value of a modulation DC offset, and 728 is a DC offset of a demodulation system.
This is the estimated offset value. The transmitting apparatus having the above-described configuration will be described.
The operation will be described with reference to FIG. Modulation system D
During the C offset estimation operation, the DC offset estimation unit 725
Is a signal generation unit through a reference signal output control signal 726.
702 so as to output a reference signal.
0 is output to the C offset estimated value 727. Reference signal
Is a constant frequency and a constant amplitude in the modulation signal 711.
To the digital quadrature baseband signal 703 of the modulation system.
And a signal whose average is 0. The signal generation unit 702 converts the signal as a reference signal.
A digital quadrature baseband signal 703 is output.
However, the modulation system DC offset estimated value 727 is zero.
Therefore, the reference signal is directly input to the D / A converter 706.
The modulation system analog quadrature baseband signal 707
You. The modulation analog baseband signal 707 is
Band-limited by the pass filter 708,
At 10, it is converted into a modulated signal 711 in the carrier frequency band.
The amplifier 712 amplifies the modulated signal 711 and outputs the signal to the divider 714.
As a result, a part of the amplified modulated signal 713 becomes a feedback modulated signal.
716. The quadrature demodulator 717 outputs the feedback modulated signal 716
To demodulated analog quadrature baseband signal 718
Then, this signal is demodulated by the demodulation system band limiting filter 719.
Bandwidth is limited. Band-limited demodulation analog base
The band signal 720 is decoded by the A / D converter 721.
It is converted into a tuning baseband signal 722. Demodulation system base
The band signal 722 is obtained by linearly converting the reference signal.
Can be considered. Reference signal is constant frequency and constant amplitude
Therefore, the demodulation baseband signal 722 is IQ
Draw a circle or fixed point on a plane,
The fixed point vector (hereinafter referred to as center vector 1) is modulated
This is a primary conversion of the average of the signal 711,
In the digital orthogonal baseband signal 703,
Therefore, the D / A conversion section 706 and subsequent modulation systems
This is the same as the linearly transformed C offset vector. Next, modulation system DC offset estimating section 725
Is a specific vector as the modulation system DC offset estimated value 727.
Output torque. Then, the demodulation baseband signal 722
Draws a circle or fixed point on the IQ plane as before
Is the center of rotation or a vector of fixed points (hereinafter, center
Vector 2) is the modulation after the D / A converter 706.
DC offset vector generated by modulation system and DC off of modulation system
Specific vector output as set estimate 727
Is a linear transformation of the sum of The center vector 1, the center vector 2, and the specific vector
Since the conversion function is obtained from the vector, the D / A conversion unit 7
Calculates the DC offset vector generated in the modulation system after 06.
Can be issued. In this way, the DC offset
The estimation unit 725 estimates the modulation system DC offset. Here, the reference signal is the modulated signal 711.
Is described as having a constant amplitude,
In particular, amplifier 712 is sufficiently linear for amplitude variations
Need to have a constant amplitude
Absent. Reference for DC offset compensation
We have described the signal as having a constant amplitude,
Is in a non-signal state.
If the reference signal is set to no signal, DC
When offset compensation is performed, the reference signal leaks to the outside
Other circuits without adding special circuits to prevent
Has excellent features, such as no risk of affecting equipment
ing. Further, regarding the specific vector, the linearity is
If the range is maintained, restrict its size and direction.
Size is 1 and the direction is axial
For example, when finding a conversion function, it can be configured with only an adder / subtractor
It has features such as As described above, according to the present embodiment, the center
Points are averaged, so calculations are simple
Rather, it has features such as absorbing external noise and conversion errors.
is there. Therefore, it is necessary to obtain the DC offset with high accuracy.
Is possible. [0093] As described above, according to the present invention, digital
Provide multiplier and attenuator, and make multiplier and attenuator coefficients equal
To increase the quantization noise of the D / A converter.
It is possible to control the transmission power without causing the transmission power.

【図面の簡単な説明】【図１】本発明の一実施の形態における送信装置のブロ
ック結線図【図２】送信装置のブロック結線図【図３】送信装置のブロック結線図【図４】送信装置のブロック結線図【図５】送信装置のブロック結線図【図６】送信装置のブロック結線図【図７】送信装置のブロック結線図【図８】従来の送信装置のブロック結線図【符号の説明】１０２送信系非線形歪補償部１０４補償信号生成部１０６デジタル加算器１０８Ｄ／Ａ変換部１１０低域通過フィルタ１１２直交変調器１１４送信系の増幅器１１６分配器１１８減衰器１２０直交検波部１２２低域通過フィルタ１２４Ａ／Ｄ変換部１２６デジタル加算器１２８ＤＣオフセット推定部２０２送信系非線形歪補償部２０４補償信号生成部２０６デジタル加算器２０８Ｄ／Ａ変換部２１０低域通過フィルタ２１２直交変調器２１４送信系の増幅器２１６分配器２１８接続スイッチ２２０直交検波部２２２低域通過フィルタ２２４Ａ／Ｄ変換部２２６デジタル加算器２２８ＤＣオフセット推定部３０２パワー計算部３０４デジタル乗算器３０６非線形歪補償用の参照テーブル３０８非線形歪補償部３１０Ｄ／Ａ変換部３１２低域通過フィルタ３１４直交変調器３１６減衰器３１８送信系の増幅器４０２送信系非線形歪補償部４０４直交ベースバンド信号を制御する信号制御部４０６デジタル加算器４０８Ｄ／Ａ変換部４１０切換スイッチ４１２低域通過フィルタ４１４直交変調器４１６送信系の増幅器４１８分配器４２０直交検波部４２２低域通過フィルタ４２４切換スイッチ４２６Ａ／Ｄ変換部４２８デジタル加算器４３０ＤＣオフセット推定部５０２補償信号生成部５０４デジタル加算器５０６Ｄ／Ａ変換部５０８低域通過フィルタ５１０直交変調器５１２送信系の増幅器５１４分配器５１７直交検波部５１９低域通過フィルタ５２１Ａ／Ｄ変換部５２３デジタル加算器５２５ＤＣオフセット推定部５３０変調系発振器５３１復調系発振器６０２補償信号生成部６０４デジタル加算器６０６Ｄ／Ａ変換部６０８低域通過フィルタ６１０直交変調器６１２送信系の増幅器６１４分配器６１７直交検波部６１９低域通過フィルタ６２１Ａ／Ｄ変換部６２３デジタル加算器６２５ＤＣオフセット推定部６３０変調系タイマ部６３１復調系タイマ部７０２補償信号生成部７０４デジタル加算器７０６Ｄ／Ａ変換部７０８低域通過フィルタ７１０直交変調器７１２送信系の増幅器７１４分配器７１７直交検波部７１９低域通過フィルタ７２１Ａ／Ｄ変換部７２３デジタル加算器７２５ＤＣオフセット推定部BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram of a transmitting device according to an embodiment of the present invention; FIG. 2 is a block diagram of a transmitting device; FIG. 3 is a block diagram of a transmitting device; FIG. FIG. 5 is a block diagram of a transmitter. FIG. 6 is a block diagram of a transmitter. FIG. 7 is a block diagram of a transmitter. FIG. 8 is a block diagram of a conventional transmitter. Explanation: 102: transmission system nonlinear distortion compensator 104: compensation signal generator 106: digital adder 108: D / A converter 110: low-pass filter 112: quadrature modulator 114: transmission system amplifier 116, distributor 118, attenuator 120, quadrature detector 122, low Band-pass filter 124 A / D converter 126 digital adder 128 DC offset estimator 202 transmission nonlinear distortion compensator 204 compensation signal generator 206 digital adder Arithmetic unit 208 D / A conversion unit 210 low-pass filter 212 quadrature modulator 214 transmission system amplifier 216 distributor 218 connection switch 220 quadrature detection unit 222 low-pass filter 224 A / D conversion unit 226 digital adder 228 DC offset Estimator 302 Power calculator 304 Digital multiplier 306 Lookup table 308 for nonlinear distortion compensation Nonlinear distortion compensator 310 D / A converter 312 Low-pass filter 314 Quadrature modulator 316 Attenuator 318 Transmitter amplifier 402 Transmitter nonlinear Distortion compensator 404 Signal controller 406 for controlling a quadrature baseband signal Digital adder 408 D / A converter 410 Switch 412 Low-pass filter 414 Quadrature modulator 416 Transmitter amplifier 418 Divider 420 Quadrature detector 422 Low Bandpass filter 424 426 A / D converter 428 Digital adder 430 DC offset estimator 502 Compensation signal generator 504 Digital adder 506 D / A converter 508 Low-pass filter 510 Quadrature modulator 512 Transmission system amplifier 514 Divider 517 Quadrature detection Unit 519 low-pass filter 521 A / D converter 523 digital adder 525 DC offset estimator 530 modulation system oscillator 531 demodulation system oscillator 602 compensation signal generator 604 digital adder 606 D / A converter 608 low-pass filter 610 Quadrature modulator 612 Transmitter amplifier 614 Divider 617 Quadrature detector 619 Low-pass filter 621 A / D converter 623 Digital adder 625 DC offset estimator 630 Modulation timer 631 Demodulation timer 702 Compensation signal generator 704 Digital adder 70 6 D / A converter 708 Low-pass filter 710 Quadrature modulator 712 Transmitter amplifier 714 Divider 717 Quadrature detector 719 Low-pass filter 721 A / D converter 723 Digital adder 725 DC offset estimator

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩＨ０４Ｌ 27/36 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｆ (72)発明者美細津公英神奈川県横浜市港北区綱島東４丁目３番１号松下通信工業株式会社内 (56)参考文献特開昭61−214843（ＪＰ，Ａ) 特開平８−251246（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/04 H03F 1/32 H04L 27/20 H04L 27/36 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. ⁷ Identification code FI H04L 27/36 H04L 27/00 F (72) Inventor Kimihide Bishoutsu 4-3-1 Tsunashima Higashi, Kohoku-ku, Yokohama, Kanagawa Prefecture Matsushita (56) References JP-A-61-214843 (JP, A) JP-A-8-251246 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁷ , DB name) H04B 1 / 04 H03F 1/32 H04L 27/20 H04L 27/36

Claims

(57) [Claim 1] A power calculator for calculating the power of a digitally modulated transmission quadrature baseband signal,
A multiplier that multiplies the output of the power calculation unit by a constant coefficient, a table reference unit that refers to a nonlinear distortion compensation table prepared in advance using the output of the multiplier, and the transmission quadrature baseband signal, the table A nonlinear distortion compensator that compensates for nonlinear distortion using an output of a reference unit, an orthogonal modulator that orthogonally modulates the output of the nonlinear distortion compensator, and a ratio of the output of the orthogonal modulator equal to a coefficient used in the multiplier.
A transmission apparatus including a transmission system nonlinear distortion compensation circuit including an attenuator that attenuates at a rate .