JP2016025834A - 直動型モーター - Google Patents

Abstract

【課題】直動型モーターは永久磁石とコイルの相対運動によるローレンツ力を利用したモーターでありオーディオスピーカーのボイスコイルに似ていることからボイスコイルモーターともいわれている．しかし、コア部分に永久磁石を用いているため性能を上げるためにはレアアース（希土類元素）を用いなければならずコストが高くなること、磁石の割れや磁力の低下など耐久性に難点があり長期間の使用に際しては保守点検が必要であるなどの解決すべき課題がある．【解決手段】本考案は，従来技術の永久磁石を鉄あるいは鉄合金の磁性体に換えてこれの直動変位量に応じてコイル通電量を調整することにより機械動力を生じさせるものである．発生する力はローレンツ力ではなく棒状磁性体とコイルの電磁作用による力（磁気エネルギーから生ずる力）でありこれにより永久磁石なしの直動型モーターを実現し上記課題を解決している．【選択図】図１４

Description

本発明は，新しい原理に基づく直動型モーターに関する．

図１に従来の直動型のモーターの構成と作動説明を示す．（ａ）は全体図で、導線を円筒状に巻いたコイルとコイルの中心部に摺動自在に設置された棒状永久磁石とコイルに電圧を印加する装置とからなる．（ｂ）はこの装置の作動の説明図である．コイル電流
ここで、定数Ｋ_ｍは永久磁石によりコイル半径方向に生じる磁束の総和Φ_ｍやコイル巻数や寸法などにより決まる定数である．
れる．これが永久磁石の運動によりコイル内に生じる起電力である．
数式１，２はローレンツ力からも説明される（非特許文献１）．
当然これらは次のような関係にありエネルギー保存則を満たしている．
また、電気回路の方程式は次式で与えられる．
ここで、Φ_ａはコイルに鎖交する磁束の総和、Ｒはコイル抵抗、Ｖ_ｉｎはコイルに印加される電圧である．実際に実用化されている直動型モーターは永久磁石を固定しコイルを可動にしたものが多く、コイル可動型直流モーターあるいはオーディオスピーカーのボイスコイルに似ていることからボイスコイルモーターともいわれている（非特許文献２）．

赤津観，モータ技術のすべてがわかる本Ｐ１８，１９． 赤津観，モータ技術のすべてがわかる本Ｐ２６８，２６９．

しかし、このような従来型の直動型モーターには、コア部分に永久磁石を用いているため性能を上げるためにはレアアース（希土類元素）を用いなければならずコストが高くなること、磁石の割れや磁力の低下など耐久性に難点があり長期間の使用に際しては保守点検が必要であるなどの解決すべき課題がある．

本考案は，従来技術の永久磁石を鉄あるいは鉄合金の磁性体に換えてこれの直動変位量に応じてコイル通電量を調整することにより機械動力を生じさせるものであり、棒状磁性体とコイルの電磁作用（磁気エネルギーから生ずる力）を活用して永久磁石なしの直動型モーターを実現し上記課題を解決している．

図２に本考案の構成と作動説明を示す．（ａ）は全体図で、導線を円筒状に巻いたコイルとコイルの中心部に摺動自在に設置された棒状磁性体とコイルに電圧を印加する装置とからなる．（ｂ）はこの装置の作動の説明図である．磁性体の場合には、作用力Ｆ_ａはコイル吸引力を正とすれば次式から求まる（非特許文献３）．
ここでＵは磁気エネルギーである．Ｌはコイルのインダクタンスであり磁性体変位ｘ_ａに依存する．Ｆ_ａに磁性体の速度を乗じたものはコイルから磁性体に及ぼすパワー（動力）であり次式で与えられる．
また電気回路の方程式は次式で与えられ、
ここで、Φ_ａはコイルに鎖交する磁束の総和であるが磁性体内では大きな値になるため（非特許文献４）磁性体がコイルに進入する程大きな値になる．即ち、Φ_ａはコイル電流だけでなく磁性体変位にも依存することになる．Ｖ_ｉｎは磁性体変位に応じた電圧でありこれがコイルに印加される．
コイルの磁束および磁気エネルギーは次式で定義される．
ここで、Ｕに負符号が付いているのは、∂／∂ｘ_ａを考える場合にｘ_ａの微小変化に対応したインダクタンス変化により起電力が発生しこの分を電源側が仕事をするためこの補正を行った結果である（非特許文献３）．インダクタンス変化に対してコイルの磁気エネルギーの時間微分は次式で与えられる．
装置全体のエネルギー保存則は次式で与えられる．
この式は装置に出入りするパワーを表しており、左辺第一項はコイルに印加された電気入力パワーを、左辺第二項はコイル巻き線抵抗Ｒによる発熱を、左辺第三項は磁性体を駆動するパワーを、左辺第四項は単位時間に蓄えられる磁気エネルギーを表している．数式６と数式１０を数式１１に代入すれば次式が得られる．
数式７と数式１２を比較すればＶ_ｅ＝０が得られる．
本形式のモーターは永久磁石がないので発生する力はローレンツ力ではなく磁気エネルギーから生ずることになる（非特許文献３）．この点が従来の直動モーターの作動原理と異り本発明の大きな特徴である．
従来の直動型モーターは数式１に示すようにコイル電流によりＦ_ａを自在に制御できる．しかし本考案のモーターは数式５に示すようにコイル電流の正負によらずＦ_ａは主に吸引側に作用する．このような作用力を回転運動に変換させる方法が本特許の重要部分であるため実際に実験装置を作って実験データを取得し作用を確認した．

図３に本発明の作用を計測するための実験装置の構成を示す．導線を円筒状に巻いたコイル１と、コイルの中心部に設置された棒状磁性体２と、この磁性体をコイルに対し相対運動させるため磁性体に連結されたロッド４と、ロッドを摺動自在に支持する支持機構３と、この磁性体の変位量をセンシングする変位センサー８と、コイルから磁性体への作用力を計測する荷重センサー７と荷重センサー信号を電圧に換えるストレーンアンプ９と、変位センサー信号から制御信号を生ずるコントローラ１１と、制御信号からコイル印加電圧を生ずる電圧制御装置１２と、磁性体を運動させるためのＤＣモーター６と、ＤＣモーター駆動装置１０と、クランク機構５とこれらを固定する固定台１３からなる装置である．

図４はこの装置の全景写真である．

図５には棒状磁性体の変位量とコイルのインダクタンスの関係の実測値およびこのインダクタンス実測値の磁性体変位量による偏微分の値の関係を示す．

次に図３の装置を用いて行った実験の結果を示し本考案の作用を説明する．実験は、ＤＣモーターでクランクを回しこの状態で装置１１，１２をＯＮにしてコイルに通電する．するとコイルと磁性体がモーターとして作動するのでＤＣモーターをＯＦＦにする．この状態でコイルと磁性体が直動モーターとなりクランク機構を回してＤＣモーターが負荷として回転させられる．

図６はこの時のコイルに印加される正弦波状の電圧とこの時のコイルを流れる電流波形の実験データである．この時の磁性体変位ｘ_ａと電圧Ｖ_ｉｎを数式で記述すれば、
ここで、ｆは本直動型モータの振動周波数であり図６のデータの場合は１８．８Ｈｚである．コイル印加電圧は制御装置１０により下記となるように調整される．
ここでＶ_０＝６．０ＶはＶ_ｉｎのＤＣバイアスである．この場合ｘ_ａの片振幅は９ｍｍなのでＶ_ｉｎの片振幅は６２．１ＶでありＶ_０は６Ｖである． Ｖ_ｉｎの片振幅に対するＶ_０の比率は９．７％である．

図７はＦ_ａと変位ｘ_ａの実測波形データである．ｘ_ａは図のように全ストロークの中心を原点とし右方向を正の値としている．図５の単体特性のｘとは原点と正の方向が異なるので注意されたい．Ｆ_ａは磁性体がコイルに吸引される方向を正の値としている．通電ありを実線で通電なしを破線と点線で示している．直動モーターは往復運動をするため作動力Ｆ_ａに可動部の慣性力が加算されてしまい正味の作動力を直接計測することができない．この問題は、図７に示すように作動力Ｆ_ａと変位ｘ_ａを同時に計測した通電有無のデータを重ねることで解決できる．通電なし時のＦ_ａは単なる慣性力のデータであり、一方通電あり時のＦ_ａは慣性力と作動力が加算されたものであるため、両者の差分を取れば正味のＦ_ａが求められる．この時留意しなければならないのは通電有無のデータの差分を取る前に位相を合わせることであるが、これは両者の変位ｘ_ａデータが一致するよう時間軸を合わせた後にＦ_ａの差分を求めることで正確な正味Ｆ_ａが求められる．

結果を図８に示す．図８には数式５のＦ_ａ理論値も合わせて示した．Ｆ_ａ理論値計算のための∂Ｌ／∂ｘ_ａは図５の実測値を用い、コイル電流は図６の実測値を用いた．理論値と実験データは良く似た傾向をみせておりこのことから差分により正味Ｆ_ａを求めることの妥当性が確認できた．
図８においてＦ_ａは常に吸引側に作用するが、磁性体が正の速度と負の速度の場合で吸引力が同程度の大きさであると定常的にクランク機構を回すことができない．しかし、図８の正味Ｆ_ａのデータを見ると、磁性体が正の速度を持つ場合（コイルへの進入時）には大きな値であるが磁性体が負の速度を持つ場合（コイルから出る時）にはほぼゼロとなりこのアンバランスによりクランク機構を回転させていることがわかる．この原因は図６に示すように、磁性体がコイルへ進入する時には大きな電流が流れるため数式５で表されたＦ_ａが大きくなり、磁性体がコイルから出る時には電流が小さいためコイルから電磁力を受けないためである．電流がこのように振舞うのは以下の理由による．第一の理由はコイルのインダクタンスＬの作用により電流が入力電圧Ｖ_ｉｎに対し９０ｄｅｇほど遅れることによる．第二の理由は磁性体がコイルへ進入しきった時にインダクタンスが最大になりこれが電流増加を抑えるためである．第三の理由は数式１４のバイアスＶ_０を適切に設定したことによる．Ｖ_０はＶ_ｉｎの片振幅の５〜１０％にすると磁性体が負の最大速度時の電流がほぼゼロになることがわかっている．このように本直動モーターはインダクタンスの作用を活用することとＶ_ｉｎの制御を適切にすることでクランク機構の回転力を効果的に得ているといえる．

図９は図３の実験装置の計測系の説明図である．Ｆ_ａ計測系は共和電業製荷重センサー（固有値９ｋＨｚ）とストレーンアンプ（ローパスフィルタＯＦＦ）であり、ｘ_ａ計測系は新光電子製差動トランス（応答性１２０Ｈｚ）であり、今回の計測装置としての応答性は十分である．電源系は、電圧制御装置の出力電圧Ｖ_ｉｎの計測とシャント抵抗器両端の電圧Ｖ_Ｒ計測である．いずれもオシロスコープによる直接計測であり応答性の問題はないが、シャント抵抗は０．１Ωと小さいため電流計測値にはノイズが載ってしまうためローパスフィルタを使用する必要がある．

図１０は、後工程のコンピュータ処理によるローパスフィルタ適用の説明図である．ローパスフィルタはＶ_Ｒの計測値にだけ必要であるが、Ｖ_ｉｎとＶ_Ｒの位相を合わせておくためにＶ_ｉｎにも適用する．図６のデータはこのようにして得られたものである．

図１１は使用したローパスフィルタの特性図である．フィルターは固有値１０００ｒａｄ／ｓｅｃ（１５９Ｈｚ）の２次遅れ特性であり今回の実験データは１８．８Ｈｚであるが、図よりゲイン位相ともに大きな影響を受けていないことがわかる．

岡部洋一，電磁気学の意味と考え方，講談社，Ｐ．１０８，１０９． 赤津観，モータ技術のすべてがわかる本Ｐ１１．

本考案の直動型モーターは、永久磁石を用いていないためレアアース（希土類元素）をなどの高価な材料を用いないので低コストである．また磁石の割れや磁力の低下などの問題もなく耐久性が優れる．またコイル電圧の制御も磁性体の変位量に応じた電圧をコイルに印加するだけで良いため高価な制御回路が不要である．磁性体とコイルは完全に非接触であるため磨耗が無く耐久性が優れる．
往復運動用モーターとしての使い道だけでなく適切なクランク機構を設ければ回転型モーターとしても使うことができるため、低コストで高い耐久性のモーターとして広く産業界で活用できる．

実施するための最良の形態を図面に基づいて説明する．

図１２は，本発明の第一の実施例を示す．
導線を円筒状に巻いたコイル１と、棒状磁性体２と、この磁性体をコイルに対し相対運動させるため磁性体に連結されたロッド４と、ロッドを摺動自在に支持する支持機構３と、磁性体の変位を適切に拘束するストッパー１４と、この磁性体の変位量をセンシングする変位センサー８と、これらを固定する支持台１３と、変位センサー信号から制御信号を生ずるコントローラ１１と、制御信号からコイル印加電圧を生ずる電圧制御装置１２とからなる装置である．なお、ストッパーの打撃振動が大きい場合にはばね等の緩衝材１５を設ける．
コントローラー１１は変位センサー８からの信号ｘ_ａを受け取って制御信号Ｖ_ｉｎを出力する．このときｘ_ａとＶ_ｉｎの関係は次式で与えている．
ここで、Ｋ_ｍはモーター制御定数、Ｖ_０はＤＣバイアスである．

電圧制御装置１２は、コントローラー１１からの制御信号Ｖ_ｉｎ通りの電圧を発生させてコイルに印加するが、負荷側の状態によってエネルギーを投入したり、戻された電力を外部電源に回生させたりする双方向の電圧制御装置である．この様な装置の最も簡単な構成を図１３に示す（非特許文献５）．図は単相インバータ回路の例である．スイッチング素子１７とダイオード１８を４個使ったブリッジ回路である．ダイオード１８はコイルの逆起電力が素子にかからないよう電源側に返す役割をする．各スイッチング素子の制御ポートにはスイッチング素子制御回路１９からのＯＮ／ＯＦＦ信号が入り矩形波状の擬似正弦波印加電圧Ｖ^＊ _ｉｎが生ずる．スイッチング素子の数を増やせば正弦波のＶ_ｉｎに近づけることができる．印加電圧Ｖ^＊ _ｉｎの周波数はスイッチング周波数で定まり、各スイッチング信号が同時にゼロになる時間を作りこの時間を調整することで振幅を制御できる．スイッチング素子制御回路１９はコントローラ１１からの指令を受けてこのような制御を行ってＶ^＊ _ｉｎを生じさせる．
通常はロッド４の先に機械負荷が連結されており、図中の機械出力はロッド４を介して機械負荷に伝えられ所望の仕事が行われる．

図１４に第二の実施例を示す． １，２，３，４，８，１１，１２の基本ユニット構成は図１２と同じであるが、ロッド４の動きを回転運動に変換するクランク機構５と、回転を滑らかにするための回転慣性体２０を追加し、これらを回転支持体２１で固定台１３に固定したものである．また、コントローラー１１は変位センサー８の信号に基づいて制御しているが、この場合はクランク機構５の回転軸に回転角センサー（図示せず）を取り付けてこの信号に基づいて制御してもよい．
機械入出力部を回転型にすることで、モーターとしては回転動力を伝えることができてより汎用性が高く活用しやすくなる．

次に、試作した直動型モーターの効率を見ておく．まず投入電力は次式で評価される．
図６に示したデータでこの値を計算するとＰ_ｉｎ＝１３．０Ｗであった．
出力はロッド４から負荷装置に伝達される機械動力であり次式で評価される．
図８に示したデータでこの値を計算するとＰ_ｒｏｄ＝６．０Ｗであった．
モーターとしての効率は次式で評価される．
図６，８の結果よりη_ｍ＝４６．１％となる．この値はまだ良い効率とはいえないが、構造的に非接触であることやコイルの周りを囲む鉄部材がないので鉄損が少ないことなどから設計値の最適化により高効率化が見込まれる．

赤津観，モータ技術のすべてがわかる本，ナツメ社，Ｐ．２２０．

本考案の直動型モーターは、永久磁石を用いず可動部は非接触であること、コイル印加電圧は磁性体変位に比例させるだけという簡単な制御のため高価な制御回路が不要であることから低コストで高い耐久性のモーターとして広く産業界で活用できる．

従来の直動型モーターの構成と作動の説明図である． 本考案の直動型モーターの構成と作動の説明図である． 本考案の作用を計測するための実験装置の構成図である． 図３の装置および計測制御系の全景写真である． 磁性体の変位量とコイルのインダクタンスの関係の実測データである． コイル入力電圧とコイル電流波形の実測波形である． 作用力Ｆ_ａと磁性体変位ｘ_ａの実測波形である． 正味Ｆ_ａとＦ_ａ理論値の比較である． 計測系の説明図である． ローパスフィルタ適用の説明図である． 口ーパスフィルタの特性図である． 本発明の実施例１の説明図である． 回生機能付電圧制御装置の説明図である． 本発明の実施例２の説明図である．

１ コイル
２ 棒状磁性体
３ ロッドの摺動自在支持機構
４ ロッド
５ クランク機構
６ ＤＣモーター
７ 荷重センサー
８ 変位センサー
９ ストレーンアンプ
１０ ＤＣモーター駆動装置
１１ コントローラ
１２ 電圧制御装置
１３ 固定台
１４ ストッパ
１５ 緩衝材
１６ 外部電源
１７ スイッチング素子
１８ ダイオード
１９ スイッチング素子制御回路
２０ 回転慣性体
２１ 回転支持体

Claims (8)

1. 導線を円筒状に巻いたコイルとコイルの中心部に摺動自在に設置された棒状磁性体とこの棒状磁性体に連結されて一体で動くロッドからなる装置にあって、磁性体の変位量に応じてコイル通電量を調整する装置により、コイル通電電力をロッドの機械動力に変換することを特徴とする直動型モーター．
2. 請求項１において、コイル通電量を調整する装置として磁性体変位を電圧に変えるセンサーとこの信号によりコイル印加電圧を調整する装置により構成したことを特徴とする直動型モーター．
3. 請求項２において、コイル印加電圧を調整する装置は変位センサー信号に比例した電圧を生成しこれにバイアス電圧を加えて出力電圧とするように調整されていることを特徴とする直動型モーター．
4. 請求項３において、バイアス電圧は出力電圧片振幅の５〜１０％に設定したことを特徴とする直動型モーター．
5. 請求項２において、コイル印加電圧を調整する装置としてスイッチング素子とダイオードを使ったブリッジ回路とし、各スイッチング素子の制御ポートをＯＮ／ＯＦＦ信号で駆動することで擬似正弦波印加電圧を発生させることを特徴とする直動型モーター．
6. 請求項１において、棒状磁性体に連結されて一体で動くロッドにはストッパが設けられ棒状磁性体のコイルへの進入量の最大値と最小値が拘束されていることを特徴とする直動型モーター．
7. 請求項１において、棒状磁性体の動きを回転運動に変換するクランク機構を付加したことを特徴とする直動型モーター．
8. 請求項７において、クランク機構の回転角センサーを取り付けて、コイル印加電圧はこの回転角センサー信号に基づいて調整することを特徴とする直動型モーター．