JP2016003870A

JP2016003870A - 距離測定装置

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Publication number: JP2016003870A
Application number: JP2014122315A
Authority: JP
Inventors: 荒井　郁男; Ikuo Arai; 郁男荒井
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2014-06-13
Filing date: 2014-06-13
Publication date: 2016-01-12

Abstract

【課題】ＦＭ−ＣＷ信号を送信し、物体からの反射信号とのビート周波数に基づいて、物体までの距離を測定するときに、ＦＭ−ＣＷ信号の周波数偏移幅を広げずに、距離分解能を向上させる。【解決手段】送信信号は一定の周波数偏移幅Ｂと、可変のスイープ時間Ｔsとを有するＦＭ−ＣＷ信号である。Ｔsは、所定時間毎に周期的に長くなる。送信信号と受信信号とのビート信号をミキサ６で生成し、ビート周波数を所定の中心周波数及びＱを有するＢＰＦ７で抽出する。距離算出部８は、所定時間内でＢＰＦ７の出力が最大になったときのＴsから、物体までの距離を算出する。例えば、ＢＰＦ７の中心周波数を１ｋＨｚに設定した場合、Ｔs＝１ｍｓでＢＰＦ７の出力が最大になったとすると、距離は７５ｃｍである。Ｑが高くなる程、距離分解能が高くなる。【選択図】図１

Description

本発明は、物体までの距離、特に近距離の物体までの距離を高い分解能で測定可能な距離測定装置に関する。

従来、物体までの距離を測定できるレーダとして、ＦＭ−ＣＷ（周波数変調−連続波）レーダがある。

図５は、従来のＦＭ−ＣＷレーダの概略構成を示す図である。ＦＭ−ＣＷレーダにおいては、三角波のベースバンド信号をＶＣＯ（電圧制御発振器）１０１に加えて周波数変調信号を生成し、送信アンテナ１０２から送信するとともに、ＶＣＯ１０１から出力される周波数変調信号を分岐し、受信アンテナ１０４からの受信信号が供給されるミキサ１０３に加えることで、物体との距離や相対速度に応じたビート信号が生成される（特許文献１）。

このビート信号の周波数を簡単な信号処理装置により検出することで、物体との距離や相対速度の測定値が得られることから、ＦＭ−ＣＷレーダは、小型化・低廉化が要求される車載レーダとして、車の周囲の障害物の検知や、交通状況に応じたクルーズコントロールなどに利用されている。

図６は、従来のＦＭ−ＣＷレーダの送信信号及び受信信号の周波数と時間との関係について説明するための図である。ＦＭ−ＣＷレーダでは、送信信号に対する受信信号（物体からの反射信号）の往復伝搬遅延時間τが送信信号と受信信号のビート周波数ｆｂとしてミキサ１０３から出力される。送信信号の周波数偏移幅をＢ、送信信号のスイープ時間（変調周期）をＴとすると、下記の式〔１〕が成り立つ。
ｆb＝（Ｂ×τ）／Ｔ …式〔１〕

物体までの距離をＲ、光速をｃとすると、往復伝搬遅延時間τは、下記の式〔２〕で表される。
τ＝（２×Ｒ）／ｃ …式〔２〕

従って、式〔２〕を式〔１〕に代入することで、下記の式〔３〕が得られ、式〔３〕をＲについて解くことで、距離Ｒを算出するための式〔４〕が得られる。
ｆb＝（２×Ｒ×Ｂ）／（Ｔ×ｃ） …式〔３〕
Ｒ＝（ｆｂ×Ｔ×ｃ）／（２×Ｂ） …式〔４〕

ＦＭ−ＣＷレーダには、小型化・低廉化の要求だけでなく、距離分解能の向上の要求がある。ＦＭ−ＣＷレーダの距離分解能ΔＲは下記の式〔５〕で表される。
ΔＲ＝ｃ／（２×Ｂ） …式〔５〕

この式より、距離分解能ΔＲを高くするには、周波数偏移幅Ｂを広くすればよいことが判る。しかし、電波法の規定により周波数偏移幅Ｂには上限があるため、距離分解能ΔＲにも上限がある。即ち、例えば２４ＧＨｚのマイクロ波の場合、周波数偏移幅Ｂの上限は２００ＭＨｚであるため、式〔５〕より、距離分解能ΔＲは７５ｃｍとなる。

他方、車載レーダとして広く使用されている７６ＧＨｚのミリ波の場合、周波数偏移幅Ｂの上限が１ＧＨｚであることから、距離分解能ΔＲは１５ｃｍに向上する。しかし、ミリ波レーダでは、回路やアンテナが小型であるため、製造が困難であり、かつコストも高くなる。また、広い周波数偏移幅に対応可能な回路構成とすることにも困難性及びコストアップの問題がある。

特開平９−２４３７３８号公報（図２３）

本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＦＭ−ＣＷ信号を送信し、物体からの反射信号とのビート周波数に基づいて、物体までの距離を測定するときに、ＦＭ−ＣＷ信号の周波数偏移幅を広げずに、距離分解能を向上させることである。

本発明に係る距離測定装置は、所定の掃引時間及び所定の周波数偏移幅を有する周波数変調信号を送信し、物体からの反射信号とのビート信号の周波数に基づいて、前記物体までの距離を測定する距離測定装置であって、前記ビート信号が入力される所定の中心周波数を有するバンドパスフィルタと、前記周波数変調信号の掃引時間又は周波数偏移幅を所定の期間毎に周期的に変化させる周波数変調信号制御手段と、前記所定の期間内で前記バンドパスフィルタの出力が最大になったときの前記周波数変調信号の掃引時間又は周波数偏移幅に基づいて、前記物体までの距離を算出する距離算出手段と、を有する距離測定装置である。

本発明によれば、ＦＭ−ＣＷ信号を送信し、物体からの反射信号とのビート周波数に基づいて、物体までの距離を測定するときに、ＦＭ−ＣＷ信号の周波数偏移幅を広げずに、距離分解能を向上させることができる。

本発明の第１の実施形態に係る距離測定装置の概略構成を示す図である。本発明の第１の実施形態に係る距離測定装置における送信信号及び受信信号の周波数と時間との関係について説明するための図である。本発明の第２の実施形態に係る距離測定装置の概略構成を示す図である。本発明の第２の実施形態に係る距離測定装置における送信信号及び受信信号の周波数と時間との関係について説明するための図である。従来のＦＭ−ＣＷレーダの概略構成を示す図である。従来のＦＭ−ＣＷレーダの送信信号及び受信信号の周波数と時間との関係について説明するための図である。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。
[第１の実施形態]
〈距離測定装置の概略構成〉
図１は、本発明の第１の実施形態に係る距離測定装置の概略構成を示す図である。
この距離測定装置は、三角波発生部１、ＶＣＯ２、分配器３、送信アンテナ４、受信アンテナ５、ミキサ６、バンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦ）７、距離算出部８、及び制御部９を備えている。

ここで、三角波発生部１、ＢＰＦ７、距離算出部８、及び制御部９は、コンピュータ（マイクロコンピュータ、パーソナルコンピュータ等）のハードウェア及びソフトウェアにより構成することができる。即ち、制御部９はＣＰＵ、ＢＰＦ７及び距離算出部８はＣＰＵが処理するソフトウェアによる信号処理及び演算、三角波発生部１はＲＯＭに記憶した波形データのＣＰＵによる読み出しにより実現することができる。

三角波発生部１は、三角波のベースバンド信号を繰り返し生成して、ＶＣＯ２に供給する。後に詳述するように、この三角波は、立ち上がり位置からピーク位置までの時間が所定期間毎（所定数の三角波を発生する毎）に周期的に変化する。

ＶＣＯ２は、三角波発生部１から供給された三角波を電圧制御信号として、その三角波のレベルに対応する周波数変調信号、即ち、三角波発生部１からの三角波により周波数変調されたＦＭ−ＣＷ信号を生成し、分配器３へ出力する。

この周波数変調信号は、三角波発生部１から供給される三角波の立ち上がり位置からピーク位置までの時間が所定期間毎に周期的に変化することに対応して、スイープ時間（掃引時間）が所定期間毎に周期的に変化する。

分配器３は、ＶＣＯ２から入力されたＦＭ−ＣＷ信号を送信アンテナ４及びミキサ６へ出力する。送信アンテナ４は、分配器３から出力されたＦＭ−ＣＷ信号を電波として距離測定対象の物体（以下、物標）が存在する空間へ送出する。受信アンテナ５は、送信アンテナ４から送出され、物標で反射した電波を受信し、ＦＭ−ＣＷ信号をミキサ６へ出力する。

ミキサ６は、分配器３から出力されたＦＭ−ＣＷ信号と、受信アンテナ５から出力されたＦＭ−ＣＷ信号（反射信号）を混合してビート信号を生成し、ＢＰＦ７へ出力する。

ＢＰＦ７は、所定の中心周波数及びＱ値（選択度）を有しており、入力されたビート信号の周波数に応じたレベルの信号を出力する。距離算出部８は、ＢＰＦ７の出力が最大になるタイミングと、制御部９から通知されるＦＭ−ＣＷ信号のスイープ時間情報（三角波発生部１が現在発生している三角波を制御電圧としてＶＣＯ２が出力しているＦＭ−ＣＷ信号のスイープ時間を表す情報）とから、後述する計算式を用いて物標までの距離を算出する。

〈送信信号と受信信号の時間的変化〉
図２は、本発明の実施形態に係る距離測定装置における送信信号及び受信信号の周波数と時間との関係について説明するための図である。

この図において、送信信号は、ＶＣＯ２で生成されたＦＭ−ＣＷ信号である。送信信号には、スイープ時間Ｔs及びダウンスイープ時間Ｔ_dwnがある。スイープ時間Ｔsは所定の期間毎に徐々に長くなる。ダウンスイープ時間Ｔ_dwnは一定である。また、周波数偏移幅Ｂも一定である。ダウンスイープ時間Ｔ_dwnを設けた理由は、三角波のレベルの急変による過渡現象を抑えるためである。

受信信号は、送信信号に対応するＦＭ−ＣＷ信号であり、送信信号との間には、物標までの距離に対応する往復伝搬遅延時間τがある。時間Ｔ_trsはＢＰＦ７の応答時間である。

〈距離測定の原理〉
送信信号と受信信号とを混合すると、下記の式〔６〕で表されるビート周波数のビート信号が生成される。この式は前述した式〔３〕におけるＴをＴsに置き換えたものである。
ｆb＝（２×Ｒ×Ｂ）／（Ｔs×ｃ） …式〔６〕

この式をＲについて解くと、式〔４〕におけるＴをＴsに置き換えた下記の式〔７〕が得られる。
Ｒ＝（ｆb×Ｔs×ｃ）／（２×Ｂ） …式〔７〕

この式〔７〕において、周波数偏移幅Ｂ及び光速ｃは既知である。また、スイープ時間Ｔsは所定時間毎に変化するものの制御部９は知っている。従って、ビート周波数ｆｂがわかれば距離Ｒを算出することができる。

ここで、従来のＦＭ−ＣＷレーダでは、スイープ時間Ｔを固定し、距離Ｒに応じて変化するビート周波数ｆbを測定し、式〔４〕により距離Ｒを算出する。つまり、式〔４〕におけるｆbを変数とし、その変数ｆbを求めて、距離Ｒを測定する。

これに対し、本実施形態に係る距離測定装置では、ＢＰＦ７の中心周波数と一致する周波数のビート信号が検出された時のスイープ時間Ｔsを用いて、式〔７〕により距離を算出する。つまり、式〔４〕おけるＴを変数Ｔsとし、その変数Ｔsを求めて、距離Ｒを測定する。

使用する電波を２４ＧＨｚのマイクロ波とし、Ｂ＝２００ＭＨｚとした場合、ｆbの単位をｋＨｚ、Ｔsの単位をｍｓ、Ｒの単位をｍとすると、式〔７〕より、下記の式〔８〕が得られる。
Ｒ［ｍ］＝（ｆb［ｋＨｚ］×Ｔs［ｍｓ］×３×１０^８［ｍ／ｓ］）／（２×２００×１０^６［Ｈｚ］）＝０．７５×ｆb×Ｔs …式〔８〕

ｆb＝１ｋＨｚの場合、式〔８〕におけるｆbが１となるから、
Ｒ［ｍ］＝０．７５Ｔs …式〔９〕
となる。

従って、ＢＰＦ７の中心周波数ｆo＝１ｋＨｚに設定した場合、Ｔs＝１ｍｓでＢＰＦ７の出力が最大（即ちビート周波数ｆbが１ｋＨｚ）になったとすると、式〔９〕におけるＴsが１であるから、物標までの距離Ｒは０．７５ｍ（＝７５ｃｍ）である。

〈測定距離の分解能〉
ＢＰＦ７の選択度Ｑ値は下記の式〔１０〕で表される。
Ｑ＝ｆb／Δｆb …式〔１０〕
ここで、Δｆbはバンド幅、即ち低域カットオフ周波数（ゲインが中心周波数ｆｂのゲインから３ｄＢ低下する低域側の周波数）から高域カットオフ周波数（ゲインが３ｄＢ低下する高域側の周波数）までの周波数幅である。

また、式〔６〕より、
Δｆb＝（２×ΔＲ×Ｂ）／（Ｔs×ｃ） …式〔１１〕
が成り立ち、式〔６〕及び式〔１１〕の右辺を式〔１０〕の右辺に代入することで、
Ｑ＝Ｒ／ΔＲ …式〔１２〕
が得られる。

この式をΔＲについて解くことで、
ΔＲ＝Ｒ／Ｑ …式〔１３〕
が得られる。

この式〔１３〕より、ＢＰＦ７のＱ値を高くすれば、距離分解能ΔＲが向上することが判る。例えばＱ＝１０にすると、Ｒ＝１ｍでは、ΔＲ＝１０ｃｍとなり、Ｒ＝５ｍでは、ΔＲ＝５０ｃｍとなる。また、Ｑ＝２０にすると、Ｒ＝１ｍでは、ΔＲ＝５ｃｍとなり、Ｒ＝５ｍでは、ΔＲ＝２５ｃｍとなる。

〈データ取得時間〉
次に距離測定値の取得時間について説明する。
距離測定値の取得時間をＴ_data、三角波の平均スイープ時間をＴs_ave、処理時間をＴ_sigとすると、Ｔ_dataは下記の式〔１４〕で表される。
Ｔ_data＝（Ｔs_ave＋Ｔ_dwn＋Ｔ_trs＋Ｔ_sig）×Ｍ …式〔１４〕

ここで、Tｓ_aveは、スイープＴsの最小値Ｔs_minと最大値Ｔｓ_maxの平均値である。ＢＰＦ７の応答時間Ｔ_trsは「Ｑ／ｆｂ」以上の値になる。Ｔ_sigは、１ステップ（制御部９を構成するＣＰＵのクロックの周期）が１０μｓとすると、取込、処理、表示の合計で１０ｍｓ必要となる。Ｍはサンプルポイント数、即ち、ＢＰＦ７による１ｋＨｚのビート周波数の検出回数（＝三角波の発生回数）である。

具体例を示す。
ｆo＝１ｋＨｚ、「Ｔs_ave＝（Ｔs_min：１ｍｓ＋Ｔs_max：２０ｍｓ）／２＝1０．５ｍｓ」、Ｔ_dwn＝２０ｍｓ、「Ｔ_trs＝Ｑ／ｆｂ＝１０／１ｋＨｚ＝１０ｍｓ」、Ｔ_sig＝１０ｍｓ、Ｍ＝1００のとき、「Ｔ_data＝（１０．５ｍｓ＋２ｍｓ＋１０ｍｓ＋１０ｍｓ）×１００＝３２５０ｍｓ＝３．２５ｓ」となる。

ｆo＝１．８ｋＨｚ、「Ｔs_ave＝（Ｔs_min：０．３７ｍｓ＋Ｔs_max：３．６７ｍｓ）／２＝４．０４ｍｓ」、Ｔ_dwn＝１ｍｓ、「Ｔ_trs＝Ｑ／ｆｂ＝１３／１．８ｋＨｚ＝７．２２ｍｓ」、Ｔ_sig＝１０ｍｓ、Ｍ＝1００のとき、「Ｔ_data＝（４．０４ｍｓ＋１ｍｓ＋７．２２ｍｓ＋１０ｍｓ）×１００＝２２２６．２２ｍｓ＝２．２ｓ」となる。

このように距離測定値が得られるまでの時間が１秒を越えてしまい、通常のＦＭ−ＣＷレーダより長いため、車載レーダのように高速処理が必要な用途には適用できない。しかし、例えば見守りシステムのように、人がベッドに居るか居ないかを知りたいときには、その判定に数秒かかっても問題がないので、適用可能である。

以上詳細に説明したように、本発明の第１の実施形態に係る距離測定装置には下記（１）〜（３）の特徴がある。
（１）ＢＰＦ７のＱ値を高くすることで、距離分解能ΔＲを改善することができる。
（２）距離分解能ΔＲの改善（向上）の度合は距離Ｒが近い程顕著である。
（３）距離Ｒが遠くなる程、スイープ時間Ｔsが長くなるが（∵「式〔９〕をＴsについて解くことで、Ｔs≒（１．３２×Ｒ）／ｆo（ｆo：一定）」）、スイープ時間Ｔsが長くなると、スイープ時間Ｔs内に入るビート信号の波の数（＝ｆo×Ｔs＝Ｂ×τ≒１．３２×Ｒ）が多くなることで、Ｓ／Ｎが向上する。

[第２の実施形態]
〈距離測定装置の概略構成〉
図３は、本発明の第２の実施形態に係る距離測定装置の概略構成を示す図である。
この図において、図１（第１の実施形態に係る距離測定装置の概略構成）と同じ部分には図１と同じ参照符号を付した。

本実施形態に係る距離測定装置は、第１の実施形態に係る距離測定装置における三角波発生部１、距離算出部８、制御部９の代わりに、それぞれ三角波発生部１１、距離算出部１８、制御部１９を設けたものである。ここで、三角波発生部１１、距離算出部１８、及び制御部１９は、三角波発生部１、距離算出部８、制御部９と同様に、コンピュータのハードウェア及びソフトウェアにより構成することができる。

三角波発生部１１は、三角波のベースバンド信号を繰り返し生成して、ＶＣＯ２に供給する。この三角波は、立ち上がり位置からピーク位置までの高さ（以下、振幅）が所定期間毎（所定数の三角波を発生する毎）に周期的に変化する。

ＶＣＯ２は、三角波発生部１１から供給される三角波を電圧制御信号として、その三角波のレベルに対応する周波数変調信号、即ち、三角波発生部１１からの三角波により周波数変調されたＦＭ−ＣＷ信号を生成し、分配器３へ出力する。

この周波数変調信号は、三角波発生部１１から供給される三角波の振幅が所定期間毎に周期的に変化することに対応して、周波数偏移幅が所定期間毎に周期的に変化する。

距離算出部１８は、ＢＰＦ７の出力が最大になるタイミングと、制御部１９から通知されるＦＭ−ＣＷ信号の周波数偏移幅情報（三角波発生部１１が現在発生している三角波を制御電圧としてＶＣＯ２が出力しているＦＭ−ＣＷ信号の周波数偏移幅を表す情報）とから、後述する計算式を用いて物標までの距離を算出する。

〈送信信号と受信信号の時間的変化〉
図４は、本発明の第２の実施形態に係る距離測定装置における送信信号及び受信信号の周波数と時間との関係について説明するための図である。この図において、図２と同じ部分には、図２と同じ名称や記号を付した。

本実施形態に係る距離測定装置では、スイープ時間Ｔを従来のＦＭ−ＣＷレーダと同様に固定値とし、周波数偏移幅Ｂｓを所定期間毎（所定数の三角波を発生する毎）徐々に減少させる。

〈距離測定の原理〉
送信信号と受信信号とを混合すると、下記の式〔１５〕で表される周波数のビート信号が生成される。この式は前述した式〔３〕におけるＢをＢsに置き換えたものである。
ｆb＝（２×Ｒ×Ｂｓ）／（Ｔ×ｃ） …式〔１５〕

この式をＲについて解くと、式〔４〕におけるＢをＢsに置き換えた下記の式〔１６〕が得られる。
Ｒ=（ｆb×Ｔ×ｃ）／（２×Ｂｓ） …式〔１６〕

この式〔１６〕において、スイープ時間Ｔ及び光速ｃは既知である。また、周波数偏移幅Ｂsは所定時間毎に変化するものの制御部１９は知っている。従って、ビート周波数ｆbがわかれば距離Ｒを算出することができる。

ここで、前述した第１の実施形態に係る距離測定装置では、式〔４〕におけるＴを変数Ｔsとし、その変数Ｔsを求めて、距離Ｒを測定するのに対し、本実施形態に係る距離測定装置では、式〔４〕におけるＢを変数Ｂsとし、その変数Ｂsを求めて、距離Ｒを測定する。即ち、ＢＰＦ７の中心周波数と一致する周波数のビート信号が検出された時の周波数偏移幅Ｂsを用いて、式〔１６〕により距離を算出する。

使用する電波を２４ＧＨｚのマイクロ波とし、Ｔ＝２ｍｓとした場合、式〔１６〕より、下記の式〔１７〕が得られる。ここで、Ｂｓの単位はＭＨｚである。
Ｒ[ｍ]＝（０．３×ｆｂ）／Ｂｓ …式〔１７〕

従って、ＢＰＦ７の中心周波数ｆoを１ｋＨｚに設定した場合、式〔１７〕より、「Ｒ[ｍ]＝３００／Ｂ」となるから、Ｂs＝２００ＭＨｚでＢＰＦ７の出力が最大になったとすると、物標までの距離Ｒは１．５ｍである。

なお、本発明は上記第１の実施形態及び第２の実施形態に対して、下記（１）〜（３）のような変形が可能である。
（１）制御部９，１９により、ＢＰＦ７のＱ値の可変制御を可能にする。ここで、制御部９，１９は、図示されていない操作部からユーザが入力した分解能の設定情報に基づいて、上記の可変制御を行う。これにより、測定距離の分解能を変化させることができる。
（２）制御部９が三角波発生部１を制御することで、ＦＭ−ＣＷ信号のスイープ時間Ｔsが最小値から最大値に達するまでの時間の可変制御を可能にする。ここで、制御部９は、図示されていない操作部からユーザが入力した距離測定範囲の設定情報に基づいて、上記の可変制御を行う。これにより、距離測定の範囲を変化させることができる。
（３）制御部１９が三角波発生部１１を制御することで、ＦＭ−ＣＷ信号の周波数偏移幅Ｂsが最小値から最大値に達するまでの時間の可変制御を可能にする。ここで、制御部１９は、図示されていない操作部からユーザが入力した距離測定範囲の設定情報に基づいて、上記の可変制御を行う。これにより、距離測定の範囲を変化させることができる。

１，１１…三角波発生部、２…ＶＣＯ、４…送信アンテナ、５…受信アンテナ、６…ミキサ、７…ＢＰＦ、８，１８…距離算出部、９，１９…制御部。

Claims

所定の掃引時間及び所定の周波数偏移幅を有する周波数変調信号を送信し、物体からの反射信号とのビート信号の周波数に基づいて、前記物体までの距離を測定する距離測定装置であって、
前記ビート信号が入力される所定の中心周波数を有するバンドパスフィルタと、
前記周波数変調信号の掃引時間又は周波数偏移幅を所定の期間毎に周期的に変化させる周波数変調信号制御手段と、
前記所定の期間内で前記バンドパスフィルタの出力が最大になったときの前記周波数変調信号の掃引時間又は周波数偏移幅に基づいて、前記物体までの距離を算出する距離算出手段と、
を有する距離測定装置。
請求項１に記載された距離測定装置において、
測定距離の分解能の設定情報に基づいて、前記バンドパスフィルタのＱ値を変化させる手段を有する距離測定装置。
請求項１に記載された距離測定装置において、
前記周波数変調信号制御手段は、距離測定範囲の設定情報に基づいて、前記所定の期間を変化させる機能を有する、距離測定装置。