JP2015534422A - 非接触電力伝送システム - Google Patents

Abstract

複数の機器に同時に充電することを可能にする非接触電力伝送システムが提供される。給電装置（１）は１次側送電コイルを備え、各受電機器（３）は２次側受電コイルを備える。各コイルはコンデンサ（Ｃａ、Ｃｂ）と共振回路を形成し、２つの共振回路が相互に電磁的に結合されて伝送回路部（８）を形成する。伝送回路部の入力側の第１のインピーダンスは、１次側送電コイルと２次側受電コイルとの間の結合係数（ｋ）を用いて伝送回路部の出力側の第２のインピーダンスと整合され、１次側送電コイルに電力を供給する電力供給部（４ａ）の出力側のインピーダンスは、第１のインピーダンスよりも小さい。【選択図】図３

Description

本発明は、非接触電力伝送システムに関し、特に、給電装置から受電機器へ前記両装置間の物理的接触を必要とすることなく電力を伝送するための技術に関する。

従来、給電装置に設けた１次側送電コイルから、受電機器に設けた２次側受電コイルへ、前記両コイル間の電磁結合を利用して電力伝送を行う非接触（ワイヤレス）電力伝送システムが知られている。このような非接触電力伝送システムは、電気接点を必要としないため、防水を容易に実現することができる、電気接点の劣化や不良に関連する問題を排除することができる、給電装置と受電機器の着脱をごく簡単な方法で行うことができる、という利点がある。１次側送電コイル及び２次側受電コイルは、一般的に、コアまたはボビンの周囲にコイル線を巻回して形成される。

従来のある非接触電力伝送システムでは、コイル間の電磁結合の効果を最大化するために、１次側送電コイルと２次側受電コイルとを互いに対向して配置している。商用電源から得た電力を、高周波インバータ回路を用いて周波数２０〜６００ｋＨｚの高周波交流電力に変換した後に１次側送電コイルに加えると、前記両コイル間の電磁誘導作用により、２次側受電コイルに交流電力が誘起される。この交流電力は、２次側の整流／平滑回路により直流電力に変換した後、例えば、充電式電池の充電に使用される。

一般的に、２次側受電コイルを内蔵した携帯機器などの受電機器を、１次側送電コイルを内蔵した給電台上に載置することにより、前記両コイル間の電磁誘導（電磁結合）が実現される。しかし、２次側受電コイルの１次側送電コイルに対する位置に依存して、電力伝送効率の大幅な低下が生じ得ることが知られている。

特開２００９−２４７１９４号公報（特許文献１）には、受電機器を載置するための上面プレートと、前記上面プレートの下方に配置された電源コイルと、前記電源コイルを上面プレートの内面（下面）に沿って移動させる移動機構と、前記上面プレートに載置された前記受電機器の位置を検出する位置検出器と、前記移動機構を制御して、前記電源コイルを、前記受電機器の検出位置の真下へ移動させる制御装置とを含む給電台が開示されている。この従来技術によれば、受電機器を前記上面プレートのどの位置に載せても、電源コイルすなわち１次側送電コイルを受電機器の２次側受電コイルの正面に対向する位置へ移動させることにより、１次側送電コイルと２次側受電コイルとの間の電磁結合を常に最大化することができるとしている。

特開２００９−２５２９７０公報（特許文献２）には、１次側送電コイルとしての役割を果たす３つ以上の平面コイルを同一平面上に互いに部分的に重なるようにして配置した非接触電力伝送システムが開示されている。各平面コイル（１次側送電コイル）は、２次側受電コイルの外径よりも大きい外径を有し、互いに位相差を有する励磁電流を受電する。前記励磁電流の位相差を適切に調節することにより移動磁界を形成する。この従来技術によれば、所定領域内で、デットゾーン生じることなく磁界を均等に分布させることができ、それにより、給電装置の表面の広い範囲を電力伝送に利用することができるとしている。

特開２０１０−２６８６１０号公報（特許文献３）には、充電領域に置かれた複数の電池式機器（受電機器）に対して優先度を設定し、電源の限られた能力を最適に利用するべく、前記電池式機器に対して電力を選択的に供給するように構成された非接触型充電器が開示されている。優先度の高い電池式機器は、優先度の低いものよりも先に充電される。

特開２０１０−０１１６５４号公報（特許文献４）には、１次回路と２次回路とを互いに結合する電力伝送回路の電力伝送効率を向上させた非接触電力伝送システムが開示されている。前記電力伝送回路は、結合係数が１未満であるトランスと、１次回路及び２次回路のそれぞれに配置され、トランスを構成するコイルと直列に接続されるコンデンサとを有し、１次回路及び２次回路は、同一の共振周波数を有し、かつ、結合係数の二乗と１次回路のＱ値と２次回路のＱ値との積が１になるように構成されている。

特許文献１に開示された非接触電力伝送システムは、ユーザが位置決めしなくても最適な電力伝送位置が実現されるように構成されており、それにより、ユーザによる位置決めが不要なポジショニングフリー充電が実現されるとしている。しかしながら、この従来技術の移動機構は、同時に１台の受電機器にしか対応できず、同時に複数の受電機器を充電するマルチ充電を実現することができなかった。

特許文献２に開示された非接触電力伝送システムは、１次側送電コイルを物理的に移動させることなく移動磁界を形成することができ、それにより、ポジショニングフリー充電が実現されるとしている。しかしながら、この従来技術もまた、製造コストやシステムの複雑さが増大するにも関わらず、同時に１台の受電機器にしか電力を供給することができず、マルチ充電を実現することができなかった。

特許文献３に開示された非接触電力伝送システムは、１次側送電コイルを備えた給電装置上に複数の受電機器を同時に載置し、ユーザが介入することなく充電を行うことができるとしている。この従来技術は、ポジショニングフリー充電を実現することができるが、同時に１つの１次側送電コイルしか励起することができなかった。すなわち、複数の受電機器を同時に充電することはできなかった。したがって、本当の意味での「マルチ充電」は実現することができなかった。

特許文献４は、所定の条件下で回路パラメータを最適化するための方法について教示しているが、「マルチ充電」を実現するための解決策は何も提示していない。

特開２００９−２４７１９４号公報 特開２００９−２５２９７０号公報 特開２０１０−２６８６１０号公報 特開２０１０−０１１６５４号公報

本発明は、このような従来技術の課題を鑑みて案出されたものであり、その主な目的は、複数の受電機器を同時に充電できる（いわゆるマルチ充電を実現できる）非接触電力伝送システム及び非接触給電装置を提供することにある。

本発明の第２の目的は、複数の受電機器をその台数に関係なく高効率で充電することができる非接触電力伝送システム及び非接触給電装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は、２次側受電コイルを有する受電機器に電力を伝送する非接触給電装置であって、１次側送電コイルと、前記１次側送電コイルに電気的に接続されるインピーダンス制御回路と、前記インピーダンス制御回路を介して前記１次側送電コイルに電力を供給するべく構成された電力供給部と、を備え、前記１次側送電コイル及び前記２次側受電コイルを含む伝送回路部の入力側の第１のインピーダンスは、前記１次側送電コイルと前記２次側受電コイルとの間の結合係数を用いて前記伝送回路部の出力側の第２のインピーダンスと整合され、前記電力供給部の出力側のインピーダンスは、前記第１のインピーダンスよりも小さいことを特徴とする装置を提供する。

また、本発明は、給電装置から受電機器に電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、１次側送電コイル及び２次側受電コイルを有する伝送回路部と、前記１次側送電コイルに電気的に接続されるインピーダンス制御回路と、前記インピーダンス制御回路を介して前記１次側送電コイルに電力を供給するべく構成された電力供給部と、前記２次側受電コイルを介して電力を受電する受電回路と、を備え、前記伝送回路部の入力側の第１のインピーダンスは、前記１次側送電コイルと前記２次側受電コイルとの間の結合係数を用いて前記伝送回路部の出力側の第２のインピーダンスと整合され、前記電力供給部の出力側のインピーダンスは、前記第１のインピーダンスよりも小さいことを特徴とするシステムを提供する。

本発明は、マルチ充電の用途に最適であるが、単一給電の用途にも好適に適用することができる。本発明によれば、様々な回路パラメータが最適化され、伝送回路部の入力側と出力側との間で好適なインピーダンス整合が達成される。したがって、非接触電力伝送システムの機械的または電気的構造を複雑化することなく、ポジショニングフリーなマルチ充電を実現することができる。

本発明の一態様によれば、１次側送電コイル及び２次側受電コイルはそれぞれ、直列共振回路または並列共振回路を形成する。

本発明の別の態様によれば、前記１次側送電コイルの第１のインダクタンスは、前記１次側送電コイルと前記２次側受電コイルとの間の結合係数に基づいて決定される。また、前記第１のインダクタンスは、前記２次側受電コイルの第２のインダクタンスに基づいて決定される。また、前記第１のインダクタンスは、前記第２のインピーダンスに基づいて決定される。

本発明の好適な実施形態によれば、前記１次側送電コイルは、ヘリカルコイルである。その場合、前記１次側送電コイルは、電磁場が均等に分布する広い領域を提供することできる。前記２次側受電コイルは、前記ヘリカルコイルの軸線に対して略平行の軸線回りに巻回される。前記２次側受電コイルは、薄型化及び小型化を図るために、らせん状の平面コイルから形成することが好ましい。

前記インピーダンス制御回路は、コイル及びコンデンサを含むことができる。前記インピーダンス制御回路は、通常はＡＣ／ＤＣインバータからなる電力供給部の出力側のインピーダンスを低下させるのに有効である。

本発明の別の好適な実施形態によれば、前記伝送回路部は、前記１次側送電コイルに対して直列に接続され、直列共振回路を形成する１次側コンデンサと、前記２次側受電コイルに対して直列に接続され、別の直列共振回路を形成する２次側コンデンサとをさらに有する。この場合、前記電力供給部は、前記１次側送電コイルに交流電力を角周波数ωで供給し、かつ次の関係式が満たされる。
ω＊Ｌ１＝Ｚ１／ｋ
ω＊Ｌ２＝Ｚ２／ｋ
ただし、
Ｌ１は、前記１次側送電コイルのインダクタンスであり、
Ｌ２は、前記２次側受電コイルのインダクタンスであり、
Ｚ１は、前記第１のインピーダンスであり、
Ｚ２は、前記第２のインピーダンスであり、
ｋは、前記結合係数である。

本発明の別の好適な実施形態によれば、前記伝送回路部は、前記１次側送電コイルに対して並列に接続され、並列共振回路を形成する１次側コンデンサと、前記２次側受電コイルに対して並列に接続され、別の並列共振回路を形成する２次側コンデンサとをさらに有する。この場合、前記電力供給部は、前記１次側送電コイルに交流電力を角周波数ωで供給し、かつ次の関係式が満たされる。
ω＊Ｌ１＝Ｚ１＊ｋ
ω＊Ｌ２＝Ｚ２＊ｋ
ただし、
Ｌ１は、前記１次側送電コイルのインダクタンスであり、
Ｌ２は、前記２次側受電コイルのインダクタンスであり、
Ｚ１は、前記第１のインピーダンスであり、
Ｚ２は、前記第２のインピーダンスであり、
ｋは、前記結合係数である。

本発明のさらに別の態様では、本発明は、給電装置から受電機器に電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、１次側送電コイル及び２次側受電コイルを有する伝送回路部と、前記インピーダンス制御回路を介して前記１次側送電コイルに電力を供給するべく構成された電力供給部と、前記２次側受電コイルを介して電力を受電する受電回路と、を備え、前記伝送回路部の入力側の第１のインピーダンスは、前記１次側送電コイルと前記２次側受電コイルとの間の結合係数を用いて前記伝送回路部の出力側の第２のインピーダンスと整合され、前記伝送回路部は、前記１次側送電コイル及び前記２次側受電コイルの一方に対して直列に接続され、直列共振回路を形成する１次側コンデンサと、前記１次側送電コイル及び前記２次側受電コイルの他方に対して並列に接続され、並列共振回路を形成する２次側コンデンサとをさらに有することを特徴とするシステムを提供する。

本発明を実現する非接触電力伝送システムを示す分解斜視図である。 （ａ）は図１のＩＩａから見た平面図であり、１次側送電コイルＬａと、対応する携帯機器が載置面上に載置されたときの２次側受電コイルＬｂを示す。（ｂ）は図１のＩＩｂから見た正面図であり、１次側送電コイルＬａと、対応する携帯機器が載置面上に載置されたときの２次側受電コイルＬｂを示す。 本発明の第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの基本回路構成を示すブロック図である。 マルチ充電の実施時の図３の伝送回路部を示す回路図である。 本発明の第２実施形態を示す回路図である。 １次側送電コイルを備えた給電載置台の載置面に、２次側受電コイルを備えた携帯機器を載置した状態を示す斜視図である。 給電載置台の１次側送電コイルと携帯機器の２次側受電コイルとの位置関係を示す平面図である。 図７のＸ軸に沿って２次側受電コイルを移動させたときの結合係数の変化を示すグラフである。 図７に対応するＳｍｉｔｈチャートである。 図７に対応するＳパラメータの変化を示すグラフである。 ２次側受電コイルを１次側送電コイルの略中央とその隣に載置した状態を示す平面図である。 図１１のＸ軸に沿って２次側受電コイルの１つを移動させたときの結合係数の変化を示す図である。図１１におけるＸ軸方向についての結合係数ｋの変化を示す図 図１１に対応するＳｍｉｔｈチャートである。 図１１に対応するＳパラメータの変化を示すグラフである。 ２次側受電コイルを１次側送電コイルの略中央とその両隣に載置した状態を示す平面図である。 図１５に対応するＳｍｉｔｈチャートである。 図１５に対応するＳパラメータの変化を示すグラフである。 本発明の第３実施形態を示す斜視図である。 本発明の第４実施形態を示す分解斜視図である。 （ａ）は１次側送電コイル及び２つの２次側受電コイルを示す斜視図であり、（ｂ）は（ａ）の矢印ＸＸｂ方向からから見た側面図である。 （ａ）は第１の比較例としての１次側送電コイル及び２次側受電コイルを示す平面図であり、（ｂ）は図２１ａのＸＸＩｂ−ＸＸＩｂ線断面図である。 図２１（ａ）のＸ軸に沿って２次側受電コイルを移動させたときの結合係数の変化を示すグラフである。 ２次側受電コイルを中央位置から離間する方向に図２１（ａ）のＸ軸に沿って移動させたときの出力電圧の変化を示すグラフである。 本発明の第６実施形態に係る非接触電力伝送システムの基本回路構成を示すブロック図である。 マルチ充電の実施時の図２４の伝送回路部を示す回路図である。 図２４及び２５のＸ軸に沿って２次側受電コイルを移動させたときの結合係数の変化を示すグラフである。 図２４及び２５に対応するＳｍｉｔｈチャートである。 図２４及び２５に対応するＳパラメータの変化を示すグラフである。 第６実施形態の構成に類似しているが２次側受電コイルの回路パラメータが異なる第２の比較例のＳｍｉｔｈチャートである。 第２の比較例のＳパラメータの変化を示すグラフである。 本発明の第７実施形態に係る非接触電力伝送システムの基本回路構成を示すブロック図である。 マルチ充電の実施時の図３１の伝送回路部を示す回路図である。 図３１及び３２のＸ軸に沿って２次側受電コイルを移動させたときの結合係数の変化を示すグラフである。 図３１及び３２に対応するＳｍｉｔｈチャートである。 図３１及び３２に対応するＳパラメータの変化を示すグラフである。 第７実施形態の構成に類似しているが２次側受電コイルの回路パラメータが異なる第３の比較例のＳｍｉｔｈチャートである。 第３の比較例のＳパラメータの変化を示すグラフである。

図１は、本発明を実現する非接触電力伝送システムを示す分解斜視図である。このシステムは、矩形の表面を有する給電載置台を備え、載置面には１つまたは複数の例えば携帯電話等の携帯機器３（受電機器）が載置され得る。給電載置台１は、関連付けられた制御部２とともに給電装置４を構成する。給電載置台１の内部には、給電載置台１の外周の一部に沿って上昇方向に（下降方向に）渦巻状に延びるコイルワイヤを備え、垂直軸線を有する矩形のヘリカルコイルからなる１次側送電コイルＬａが配設される。各携帯機器３の内部には、携帯機器３が載置面１ａの上に載置されたときに載置面１ａと平行な面に沿って延びる平坦な渦巻状コイルからなる２次受電コイルＬｂが配設される。

図２ａは、図１のＩＩａから見た平面図であり、図２ｂは、図１のＩＩｂから見た正面図である。これらの図面は、１次側送電コイルＬａと、対応する携帯機器３が載置面１ａ上に載置されたときの２次側受電コイルＬｂを示す。１次側送電コイルＬａは、矩形板状部材からなる保持部材５の側面５ａの外周面に、載置面１ａに垂直な軸線を有するヘリカルコイルとして巻回される。図２ａ及び図２ｂに示されるように、１次側送電コイルＬａは、長辺長Ｍ、短辺長Ｎ、及び高さＨを有する。この場合、１次側送電コイルＬａは単層のコイル巻線を有する。しかし、必要であれば、１次側送電コイルＬａは２層以上のコイル巻線からなるものでもよい。

電流が供給されるとき、１次側送電コイルＬａは、そのループ内においてその軸線方向（すなわち図２ｂのＹ方向）に沿った磁束を発生する。コイルワイヤは、複数の絶縁された細いワイヤ線をよじるか織り込んだリッツ線のような単線ワイヤからなるものでもよい。１次側送電コイルＬａの巻き数は、給電載置台１の大きさ及び形状並びに必要なコイルのインダクタンスを考慮に入れて決めることができる。

各携帯機器３は、図示しない再充電可能な電池と、再充電可能な電池に電力を供給するための２次側受電コイルＬｂとを備える。図２ａでは、２次側受電コイルＬｂのみが示されており、携帯機器３の残部は図面から省略されている。２次側受電コイルＬｂは、コイルワイヤ（線状導体）を同一面上に外径Ｑの渦巻状に巻回して形成したものである。２次側受電コイルＬｂの中心軸線は、携帯機器３が載置面１ａに置かれたときの１次側送電コイルの軸線と平行に延び、１次側送電コイルＬａによって生じる磁束は、携帯機器３が載置面１ａに置かれたとき中心軸線と平行となる２次側受電コイルを通ることになる。

図１及び図２では、３台の携帯機器３が給電載置台１の載置面１ａに載置されているが、携帯機器３の数は適宜選択し得る。典型的な形態では、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎは２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの４倍以下（Ｎ≦４Ｑ）であり、かつ１次側送電コイルＬａの長辺長Ｍは２次側受電コイルの外径Ｑの６倍以下（Ｍ≦６Ｑ）である。最も好ましくは、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎは２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの２倍以下（Ｎ≦４Ｑ）であり、かつ１次側送電コイルＬａの長辺長Ｍが２次側受電コイルの外径Ｑの３倍以下（Ｍ≦６Ｑ）である。載置面１ａに同時に載置できる携帯機器３の数は、携帯機器３が載置面１ａに配置できる限度まで増やすことができる。

図３は、例示した実施形態の非接触電力伝送システムの基本回路の構造を示す。１次側送電コイルＬａに加えて、給電装置４は、外部の電源部６に接続される入力端を有するＤＣ／ＡＣインバータ４ａと、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力端に並列な回路をなすように相互に直列に接続されたコイルＬ及びコンデンサＣにより構成されるＬＣ回路４ｂと、ＬＣ回路４ｂのコンデンサＣに並列な回路をなすように相互に直列に接続された１次側送電コイルＬａ及び１次側共振用コンデンサＣａとにより構成される１次側伝送回路４ｃとを備える。

電源部６は、商業用電源から供給される交流電力を所定の電圧の直流電力に変換するように構成されたＡＣ／ＤＣコンバータを備え得る。電源部６から供給される直流電力は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａにより所定の角周波数ωの高周波電力に変換され、この高周波電力により１次側伝送回路４ｃが駆動される。ＤＣ／ＡＣインバータ４ａは、スイッチング周波数を発生させるクロック・ジェネレータＩＣ、ハーフブリッジ・ゲートドライバＩＣ、及びスイッチング回路を構成する一対のＭＯＳＦＥＴにより構成され得る。

２次側受電コイルＬｂを有する携帯機器３は、２次側受電コイルＬｂとその２次側受電コイルＬｂに直列に接続された２次側共振用コンデンサＣｂとからなる２次側伝送回路３ａと、２次側伝送回路３ａの出力端に接続された整流回路３ｂと、整流回路３ｂの出力端に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃと、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力端に接続された負荷３ｄ及び二次電池３ｅとを備える。

電源部６とＤＣ／ＡＣインバータ４ａとＬＣ回路４ｂとにより送電回路部７が形成され、１次側伝送回路４ｃと２次側伝送回路３ａとにより伝送回路部８が形成される。整流回路３ｂと、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃと、負荷３ｄ及び二次電池３ｅとにより受電回路部９が形成される。

この非接触電力伝送システムでは、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａから高周波電力がＬＣ回路４ｂを介して１次側送電コイルＬａに供給され、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の電磁誘導作用により、２次側受電コイルＬｂに交流電力が誘導される。これによって１次側送電コイルＬａから２次側受電回路Ｌｂへと両者を隔てる空間を介して電力が伝送される。

給電装置４では、直列共振回路が、１次側送電コイルＬａと１次側共振用コンデンサＣａとによる１次側伝送回路４ｃにおいて形成されている。その直列共振回路による１次側送電コイルＬａにおける磁力変化のために、電磁誘導により２次側受電コイルＬｂに巻き数に応じた交流電圧が発生する。

携帯機器３の受電回路部９において、整流回路３ｂは、全波整流用ダイオードブリッジ回路と、平滑化用コンデンサとから構成され、２次側伝送回路３ａによって供給される高周波電力をＤＣ電力に変換し、変換されたＤＣ電力を後段のＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃに出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃは、前段の整流回路３ｂから供給されるＤＣ電力を、負荷（充電回路等）３ｄ及び二次電池３ｅの要求に応じた所定のＤＣ電力に変換する。負荷３ｄに含まれ得る二次電池３ｅを充電するための充電回路等は、定格電圧と定格消費電力または定格電流で動作する。

次に、この非接触電力伝送システムにおけるマルチ充電の回路について図４を参照して説明する。図４において図３と同様の部分には類似の符号を付して、それらの部分についての説明は繰り返さない。

図４に示されるように、給電装置４において、１次側送電コイルＬａと１次側共振用コンデンサＣａとは１次側伝送回路４ｃを構成し、コンデンサＣとコイルＬとはＬＣ回路４ｂを構成している。１次側伝送回路４ｃは、ＬＣ回路４ｂの出力側に接続されている。一方、１次側送電コイルＬａに対向する２次側には複数（ｎ）の携帯機器３（１）〜３（ｎ）が配置され、各携帯機器３（１）〜３（ｎ）の２次側受電コイルＬｂ１〜Ｌｂｎにはそれぞれ直列に２次側共振用コンデンサＣｂ１〜Ｃｂｎが接続され、２次側伝送回路３ａとして直列共振回路が構成されている。なお、図４では、各構成要素の符合の末尾の添字１〜ｎは、特定の構成要素が含まれる対応する携帯機器を示しているが、必要に応じて、この末尾の添字を省略した符合により各構成要素の任意のものを示すことがある。

本実施形態では、１次側伝送回路４ｃ及び２次側伝送回路３ａが共に直列共振回路から構成されるように、１次側送電コイルＬａに直列に１次側共振用コンデンサＣａを接続し、２次側受電コイルＬｂに直列に２次側共振用コンデンサＣｂを接続している。ここで、各携帯機器３（１）〜３（ｎ）の２次側負荷インピーダンスをＺＬ１〜ＺＬｎとすると、１次側伝送回路４ｃ及び２次側伝送回路３ａが共に直列共振回路からなる場合、携帯機器３（１）〜３（ｎ）の負荷インピーダンスの総和である２次側インピーダンスＺｂは下記の式１により表される。
Ｚｂ＝１／（１／ＺＬ１＋１／ＺＬ２＋ ・・・ ＋１／ＺＬｎ） ・・・（式１）

式１は、携帯機器３すなわち２次側受電機器の数が増えるにつれて、２次側インピーダンスＺｂが減少することを表している。

給電装置４の１次側インピーダンスＺａは、相互インダクタンスをＭとして、下記の式２により表すことができる。
Ｚａ＝（ω^２＊Ｍ^２）／Ｚｂ ・・・（式２）

式２から、２次側インピーダンスＺｂが減少すると、１次側インピーダンスＺａが増大することが分かる。

このように、携帯機器３の数が増えて２次側インピーダンスＺｂが減少し、１次側インピーダンスＺａが増大すると、給電装置４から得られる電力が減少するため、複数の携帯機器３に対するマルチ充電が一層困難となる。

しかし、本発明によれば、給電装置４には、１次側伝送回路４ｃに直列にコイルＬが接続され、かつ１次側伝送回路４ｃに並列にコンデンサＣが接続されて構成されるＬＣ回路４ｂが設けられており、これによりインピーダンス反転制御を行うことができる。携帯機器３の数を増やすことにより２次側のユーザ機器数の増加に伴い２次側の総合インピーダンスＺｂが減少した場合、１次側インピーダンスＺａは式２により増加するものの、ＬＣ回路４ｂが存在することにより、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａから見た出力インピーダンスＺ１は減少する。Ｚ１の減少により、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力Ｐ１は増加し、給電装置４からの電力供給の不足を引き起こすことなく、マルチ充電が可能となる。

ここで、図３に示す回路について、インピーダンス整合を取る設計原理について説明する。図３に示したη１〜η５は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａ、ＬＣ回路４ｂ、１次側及び２次側伝送回路４ｃ・３ａ、整流回路３ｂ、及びＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの各電力伝送効率（％）を表している。Ｐ０〜Ｐ５、Ｖ０〜Ｖ５、Ｉ０〜Ｉ５、及びＺ０〜Ｚ５は、それぞれ、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａ、ＬＣ回路４ｂ、１次側及び２次側伝送回路４ｃ・３ａ、整流回路３ｂ、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの各出力電力（Ｗ）、各出力電圧（Ｖ）、各出力電流（Ａ）、各インピーダンス（Ω）を表している。

負荷３ｄ及び二次電池３ｅに供給される電流Ｉ５と、充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの合成インピーダンスＺ５は、それぞれ、負荷３ｄ及び二次電池３ｅの必要電力Ｐ５及び電圧Ｖ５から下記の式より求めることができる。
Ｉ５＝Ｐ５／Ｖ５
Ｚ５＝Ｖ５／Ｉ５

ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力インピーダンスは、負荷３ｄ及び二次電池３ｅの合成インピーダンスＺ５と整合を取ることが望ましい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力電圧は負荷３ｄ及び二次電池３ｅの入力電圧Ｖ５であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力電流は負荷３ｄ及び二次電池３ｅの入力電流Ｉ５であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力電力は負荷３ｄ及び二次電池３ｅの入力電力Ｐ５である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの電力伝送効率をη５とすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの入力電力Ｐ４は、次式より求められる。
Ｐ４＝Ｐ５／η５

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの入力電圧Ｖ４を規定すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの入力電流Ｉ４及び入力インピーダンスＺ４は、それぞれ、下記の式より求められる。
Ｉ４＝Ｐ４／Ｖ４
Ｚ４＝Ｖ４／Ｉ４

整流回路３ｂの電力伝送効率（ＡＣ／ＤＣ変換効率）をη４とすると、整流回路３ｂの入力電力Ｐ３は、次式より求められる。
Ｐ３＝Ｐ４／η４

次に、整流回路３ｂの入力電圧Ｖ３を規定すると、整流回路３ｂの入力電流Ｉ３、入力インピーダンスＺ３は、それぞれ、下記の式より求められる。
Ｉ３＝Ｐ３／Ｖ３
Ｚ３＝Ｖ３／Ｉ３

整流回路３ｂの入力インピーダンスＺ３と、伝送回路部８の出力インピーダンスとの整合を取る必要があるため、伝送回路部８の出力インピーダンスはＺ３とすべきである。また、伝送回路部８の電力伝送効率がη３により、伝送回路部８の入力電力Ｐ２は、次式となる。
Ｐ２＝Ｐ３／η３

また、伝送回路部８の入力インピーダンス値をＺ２と規定すると、伝送回路部８の入力電流Ｉ２は、次式より求められる。
Ｉ２＝√（Ｐ２／Ｚ２）

また、伝送回路部８の入力電圧Ｖ２は、次式より求められる。
Ｖ２＝√（Ｐ２＊Ｚ２）

そして、伝送回路部８の直列共振回路の回路要素の値、例えば回路定数Ｌ１（１次側送電コイルＬａのインダクタンス）、Ｌ２（２次側受電コイルＬｂのインダクタンス）、Ｃ１（１次側共振用コンデンサＣａのキャパシタンス）、Ｃ２（２次側共振用コンデンサＣｂのキャパシタンス）を決定する。

伝送回路部８の入出力インピーダンスをそれぞれＺａ・Ｚｂ、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数をｋとすると、入出力インピーダンスＺａ・Ｚｂ及び共振角周波数ωとの間には、次の各条件式を満足する関係がある。
Ｌａ＝Ｚａ／（ω＊ｋ）
Ｌｂ＝Ｚｂ／（ω＊ｋ）
Ｃ１＝１／（Ｌａ＊ω^２）
Ｃ２＝１／（Ｌｂ＊ω^２）

また、ＬＣ回路４ｂの電力伝送効率をη２とすると、入力電力Ｐ１は、次式より求められる。
Ｐ１＝Ｐ２／η２

また、ＬＣ回路４ｂの入力インピーダンス値をＺ１と規定すると、入力電流Ｉ１、次式より求められる。
Ｉ１＝√（Ｐ１／Ｚ１）

さらに、その入力電圧Ｖ１は、次式より求められる。
Ｖ１＝√（Ｐ１＊Ｚ１）

また、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力をＰ１、出力電圧をＶ１、出力電流をＩ１、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの電力伝送効率をη１とすると、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの入力電力Ｐ０は、次式より求められる。Ｐ０は電源部６から供給される電力である。
Ｐ０＝Ｐ１／η１

ＤＣ／ＡＣインバータ４ａのインピーダンスは、典型的には、殆どの交流電源がそうであるように０Ωに近い低インピーダンスである。ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力Ｐ１は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電圧（実効値）Ｖ１と、ＬＣ回路４ｂの入力インピーダンスＺ１とから、次式より求められる。
Ｐ１＝Ｖ１^２／Ｚ１
したがって、出力電圧Ｖ１は次式より求められる。
Ｖ１＝√（Ｐ１＊Ｚ１）

ハーフブリッジ回路の場合、出力電圧の実効値Ｖ１は電源電圧Ｖ０の半分になり、
Ｖ１＝Ｖ０／２
となる。

電源電圧Ｖ０に対する供給電力は、次式より求められる。
Ｐ１＝Ｖ０^２／（４＊Ｚ１）

したがって、このような関係に基づき、図３に示す回路において図４に示す回路を用いることができる。

第１実施形態の１次側伝送回路４ｃが直列共振回路を構成しているものであったが、それは受電側の各携帯機器３の２次側伝送回路３ａが直列共振回路を構成していることによる。しかし、受電側の各携帯機器３の２次側伝送回路３ａが並列共振回路を構成しているものも可能である。それぞれ２次側伝送回路３ａに並列共振回路を用いている携帯機器３と組み合わせて用いるのに適した１次側伝送回路４ｃについて、図５を参照して説明する。図５に示す回路の説明において、図４に示す前記した実施形態の対応する部分には例えば類似の符合を付して、それらの部分についての説明は繰り返さない。

図５に示される第２実施形態では、１次側伝送回路４ｃは、１次側送電コイルＬａと１次側共振用コンデンサＣａとからなる並列共振回路から形成されている。その１次側送電回路部４ｃには第１実施形態と同様にコンデンサＣ及びコイルＬにより構成されたＬＣ回路４ｂが接続されている。

この第２実施形態における各携帯機器３（１）〜３（ｎ）は、各２次側受電コイルＬｂ１〜Ｌｂｎと、それにそれぞれ並列に接続された２次側共振用コンデンサＣｂ１〜Ｃｂｎからなる各並列共振回路からなる２次側伝送回路３ａから構成されているものである。このように２次側伝送回路３ａが並列共振回路で構成されている場合には、１次側送電コイルＬａに並列に１次側共振用コンデンサＣａを接続することによって１次側伝送回路４ａも並列共振回路を構成するのが好ましい。伝送回路部８の入出力インピーダンスをそれぞれＺａ・Ｚｂとして、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数をｋとする。入出力インピーダンスＺａ・Ｚｂ及び共振角周波数ωとの間には、次の各条件式を満足する関係がある。
Ｌａ＝Ｚａ＊ｋ／ω
Ｌｂ＝Ｚｂ＊ｋ／ω
Ｃ１＝１／（Ｌａ＊ω^２）
Ｃ２＝１／（Ｌｂ＊ω^２）

１次側及び２次側の伝送回路４ｃ・３ａがともに直列共振回路から構成される第１実施形態と同様に、携帯機器の全２次側インピーダンスまたは各携帯機器の合成インピーダンスＺｂは、各携帯機器３（１）〜３（ｎ）の２次側負荷インピーダンスをＺＬ１〜ＺＬｎとすると、式１により表される。
Ｚｂ＝１／（１／ＺＬ１＋１／ＺＬ２＋ ・・・ ＋１／ＺＬｎ） ・・・（式１）

第１実施形態と同様に、２次側受電機器である携帯機器３の数が増加するにつれて、２次側インピーダンスＺｂが減少する。同じく、給電装置４の１次側インピーダンスＺａは、相互インダクタンスをＭとして、下記の式２により表すことができる。
Ｚａ＝（ω^２＊Ｍ^２）／Ｚｂ ・・・（式２）

したがって、第２実施形態においても、２次側インピーダンスＺｂが減少すれば１次側インピーダンスＺａが増大する。

このように、携帯機器３の数が増えて２次側インピーダンスＺｂが減少し、１次側インピーダンスＺａが増大すると、給電装置４から得られる電力が減少するため、複数の携帯機器３に対する充電、いわゆるマルチ充電が困難となる。

この実施形態でも、図５に示されるように、給電装置４には、１次側伝送回路４ｃに直列にコイルＬが接続されかつ並列にコンデンサＣが接続されて構成されるＬＣ回路４ｂが設けられて、インピーダンス反転制御が達成されている。

携帯機器３の数の増加すなわち２次側のユーザ機器数の増加に伴い２次側の総合インピーダンスＺｂが減少した場合、１次側インピーダンスＺａは式２により増加するものの、ＬＣ回路４ｂが存在する事により、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａから見たインピーダンスＺ１は減少する。出力インピーダンスＺ１の減少に伴い、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力Ｐ１は増加し、給電装置４による電力供給を低下させることなく、マルチ充電が可能となる。

また、前記ＬＣ回路４ｂは、インピーダンス反転制御以外に、ＬＣローパスフィルタとしての動作も行う。これによりＤＣ／ＡＣインバータ４ａのスイッチング動作による高調波成分のスプリアス発生の抑圧が可能となり、不要輻射（ＥＭＣ）の改善効果も併せ持つ。

このように、各携帯機器３の２次側伝送回路３ａの構成が直列共振回路及び並列共振回路のいずれの場合でも対応可能である。具体的には、直列共振用と並列共振用との２つの給電載置台を設置しておき、ユーザの携帯機器の特定の構成に応じてそれらの一方を選択するようにすることができる。給電載置台及び携帯機器の両方に携帯機器または給電載置台の構成を示すマークを付しておき、各ユーザが何れの給電載置台がそのユーザの特定の携帯機器に適したものであるかを容易に認識できるようにしておくのが有益である。

従来技術の非接触電力伝送システムでは、伝送効率は携帯機器が置かれる給電載置台の部分に依存する。例えば、給電載置台の中央部付近に携帯機器が載置された場合は、周囲部付近の方に置かれた別の携帯機器より効率的かつ迅速に充電がなされる。磁気結合量が位置によって異なるためである。また、従来技術の構成では、給電載置台に多数の携帯機器が置かれた場合、給電載置台の出力側からの出力電圧が低下して、複数台の携帯機器が適切な時間内に充電されない場合があった。

それに対して、本願発明によれば、２次側受電コイルＬｂを有する携帯機器３が、１次側送電コイルＬａを有する給電載置台１のどの位置に置かれたかによらずに、中央部付近でも周辺部付近でも携帯機器３を高い効率で充電することができる。また、本願発明によれば、多数の携帯機器３に対しても、給電装置４による電力供給が低下することがなく同時に充電することができる。

以下、第１実施形態について詳細に説明する。

図４に示す１次側送電コイルＬａ及び２次側受電コイルＬｂの構成に、図３に示す伝送回路部８を用いて、給電装置４から携帯機器３に非接触で電力伝送を行った。なお、図３は伝送回路部では主要構成部のみを示し、非接触電力伝送システムに設けられた充電回路、認証回路、温度検知回路等は省略してある。

図６に、本願発明による非接触電力伝送システムの給電載置台１の載置面１ａに載置された携帯機器３すなわち受電機器を示す。図６は図１に類似しているが、図１との違いは載置面１ａ上に載置される携帯機器３の数が３台から１台になっている点である。また、図６は、給電載置台の１次側送電コイルＬａと携帯機器３の２次側受電コイルＬｂのみを示している。

保持部材５はアクリル系基体樹脂等によりなり、長辺に沿った長さ（Ｍ）を２４０ｍｍとし、短辺に沿った幅（Ｎ）を１６０ｍｍとした板部材として形成した。その保持部材の外周面１ａに、線径が０．８ｍｍの銅線を２１ターン巻きして単層のヘリカルコイルとし、１次側送電コイルＬａを形成した。これにより、１次側送電コイルＬａは、２４０ｍｍ（＝Ｍ）×１６０ｍｍ（＝Ｎ）の大きさで、高さＨが約１６ｍｍとなる矩形コイルからなるものとした。それに対して、２次側受電コイルＬｂは、線径０．８ｍｍの銅線を同一平面に渦巻状に巻回し、その内径が１０ｍｍ、外径（Ｑ）約４０ｍｍの渦巻状コイルによって形成した。

２次側受電コイルＬｂが１次側送電コイルＬａの中央に置かれた場合には、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数ｋは０．０６１であった。また、伝送周波数ωが１５０ｋＨｚ、送電回路部７のインピーダンスＺａが１１．８Ω、伝送回路部８のインピーダンスＺｂが３．５Ωであった。
このとき、１次側送電コイルＬａの自己インダクタンスＬａがＬａ＝Ｚａ／（ω＊ｋ）の関係であることから、１次側共振用コンデンサＣａのキャパシタンスＣａを、次式で表せる。
Ｃａ＝１／（Ｌａ＊ω^２）

また、２次側受電コイルＬｂの自己インダクタンスＬｂがＬｂ＝Ｚｂ／（ω＊ｋ）の関係であることから、１次側コンデンサＣｂのキャパシタンスＣｂを、次式で表せる。
Ｃｂ＝１／（Ｌｂ＊ω^２）

これらの関係に基づいて、各種回路要素値を以下のように算定した。１次側伝送回路４ｃの１次側送電コイルＬａの自己インダクタンスＬａは２０５．３（μＨ）、同１次側共振用コンデンサＣａのキャパシタンスＣａは５．５（ｎＦ）、２次側伝送回路３ａの２次側受電コイルＬｂの自己インダクタンスＬｂは６０．９（μＨ）、同２次側共振用コンデンサＣｂのキャパシタンスＣｂは１８．５（ｎＦ）とした。以上の回路要素値を用いて伝送回路部８を構成し、ベクトルネットワークアナライザー（ＶＮＡ）にて伝送特性を測定した。

次に、図７に示すように、２次側受電コイルＬｂを、中央位置（位置ＡすなわちＸ＝０の位置）から周縁位置（位置ＢすなわちＸ＝１００ｍｍ）へ移動させた。図８は、２次側受電コイルＬｂを位置Ａから位置Ｂへ移動させたときの結合係数ｋの変化を示す。図８から分かるように、１次側伝送コイルＬａにおける２次側受電コイルＬｂの位置を変えても、結合係数ｋはほとんど変化しなかった。

図９は、２次側受電コイルＬｂを１次側送電コイルＬａの略中央（位置Ａ）に載置したときの、１次側伝送回路４ｃの１次側から見た１次側伝送回路４ｃのインピーダンスＺａの特性（１１．８Ωで規格化している）を示すＳｍｉｔｈチャートである。

次に、反射／伝送特性を図１０に示す。図１０から明らかなように、反射特性（Ｓ１１）は、ω＝１５０ｋＨｚにおいて、リターンロスが、−５１．３ｄＢ（＝２０＊ｌｏｇ（０．００２７））であり、反射が無いに等しく、良好にインピーダンス整合がなされていたことが分かる。

また伝送特性（Ｓ２１）は、ω＝１５０ｋＨｚにおいて、−０．００４ｄＢ（＝２０＊ｌｏｇ（０．９９９））であり、伝送損失は略ゼロである。

図１１に示されるように、１次側送電コイルＬａの略中央（位置Ａ）に第１の２次側受電コイルＬｂ１（携帯機器３（１））を載置し、１次側送電コイルＬａの中央（位置Ａ）からＸ軸に沿っていくらか（４０ｍｍ）位置をずらせた位置Ｃにもう１つの２次側受電コイルＬｂ２（携帯機器３（２））を載置した。この場合、１次側送電コイルＬａ及び２次側受電コイルＬｂ２のそれぞれの自己インダクタンスＬａ・Ｌ２、並びに１次側伝送回路４ｃの１次側共振コンデンサＣａ及び２次側伝送回路３ａの２次側共振用コンデンサＣｂ２のキャパシタンスＣａ・Ｃ２は、下記の各条件式により与えられる。
Ｌａ＝Ｚａ／（ω＊ｋ）
Ｌ２＝ＺＬ２／（ω＊ｋ）
Ｃａ＝１／（Ｌａ＊ω^２）
Ｃ２＝１／（Ｌ２＊ω^２）

図１１において、第１の２次側受電コイルＬｂ１を中央（位置Ａ）に載置し、他の２次側受電コイルＬｂ２をＸ軸上の中心から４０ｍｍの地点（位置Ｃ）から、中心から１００ｍｍの地点（位置Ｂ）まで移動させた。この過程において、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂ２との間の結合係数ｋ（Ｃ）の変化、及び第１の２次側受電コイルＬｂ１と第２の２次側受電コイルＬｂ２との間の結合係数ｋ（ＡＣ）の変化を測定した。その結果を図１２のグラフに示す。２次側受電コイルＬｂ２の載置位置を変えても、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂ２の間の結合係数ｋ（Ｃ）はほとんど変化しなかった。

また、Ｘ＝０の中央（中心位置または位置Ａ）に載置した第１の２次側受電コイルＬｂ１と、Ｘ＝４０ｍｍ（位置Ｃ）に載置した第２の２次側受電コイルＬｂ２との間の結合係数ｋ（ＡＣ）は、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂ２との間の結合係数ｋ（Ｃ）により小さい。さらに、結合係数ｋ（ＡＣ）は、第２の２次側受電コイルＬｂ２が第１の２次側受電コイルＬｂ１から離れていくにつれて略ゼロに近付いていく。これは、互いに並列状態に載置された２つの２次側受電コイルＬｂ１とＬｂ２との間には電磁誘導結合がほとんど生じていないことを示している。

図１３は、１次側送電コイルＬａの略中央（位置Ａ）に第１の２次側受電コイルＬｂ１を載置し、その中央からいくらか離れた隣（位置Ｃ）に第２の２次側受電コイルＬｂ２を載置したときの１次側伝送回路４ｃの１次側から見た１次側伝送回路４ｃのインピーダンスＺａの特性（１１．８Ωで規格化している）を示すＳｍｉｔｈチャートである。図９と同様に、このＳｍｉｔｈチャートは、送電回路部７側から見た入力インピーダンスＺａの特性（２４．３Ωで規格化している）を示している。

次に、反射／伝送特性を図１０と同様に図１４に示す。図１４に見られるように、反射特性（Ｓ１１）は、ω＝１５０ｋＨｚにおいて、リターンロスが非常に小さい−２６．１ｄＢ（＝２０＊ｌｏｇ（０．０４９８））であり、反射が無いに等しく、これは良好にインピーダンス整合がなされたことを示している。

２次側受電コイルＬｂ１への伝送における伝送特性（Ｓ２１）は、ω＝１５０ｋＨｚにおいて、伝送損失が極めて小さい−３．６３ｄＢ（＝２０＊ｌｏｇ（０．６５７４））であり、伝送損失がほとんどないことが分かる。また、２次側受電コイルＬｂ２への伝送における伝送特性（Ｓ３１）は、ω＝１５０ｋＨｚにおいて、伝送損失が極めて小さいＳ３１＝−２．４８ｄＢ（＝２０＊ｌｏｇ（０．７５１５））であり、伝送損失がほとんどないことが分かる。

次に図１５では、１次側送電コイルＬａの略中央（位置Ａ）に第１の２次側受電コイルＬｂ１（携帯機器３（１））を載置し、１次側送電コイルＬａの中央（位置Ａ）からＸ軸に沿っていずれかの方向にいくらか位置をずらせた位置（位置Ｃ及び位置Ｄ）にそれぞれ第２及び第３の２次側受電コイルＬｂ２・Ｌｂ３（携帯機器３（２）及び３（３））を載置した。この場合、１次側送電コイルＬａと第１の２次側受電コイルＬｂ１との間の結合係数ｋ（Ａ）は０．０６２であり、１次側送電コイルＬａと第２の２次側受電コイルＬｂ２との間の結合係数ｋ（Ｃ）は０．０６４であり、１次側送電コイルＬａと第３の２次側受電コイルＬｂ３との間の結合係数ｋ（Ｄ）は０．０６４であった。また、第１の２次側受電コイルＬｂ１と第２の２次側受電コイルＬｂ２との間の結合係数ｋ（ＡＣ）は０．０３３であり、第１の２次側受電コイルＬｂ１と第３の２次側受電コイルＬｂ３との間の結合係数ｋ（ＡＤ）０．０３３であり、第２の２次側受電コイルＬｂ２と第３の２次側受電コイルＬｂ３との間の結合係数ｋ（ＣＤ）は０．００２であった。

この場合、１次側送電コイルＬａ及び２次側受電コイルＬ１・Ｌ２・Ｌ３のそれぞれの自己インダクタンスＬａ・Ｌｎ（１、２、３）、並びに１次側伝送回路４ｃの１次側共振コンデンサＣａ及び２次側伝送回路３ａの共振用コンデンサＣｂ１・Ｃｂ２・Ｃｂ３のキャパシタンスＣａ・Ｃｎ（１、２、３）は、それぞれ、１次側伝送回路４ｃと２次側伝送回路３ａとからなる伝送回路部８にて求めた関係式と同様に、下記の各式により与えられる。

Ｌａ＝Ｚａ／（ω＊ｋ）
Ｌｎ＝ＺＬｎ／（ω＊ｋ）
Ｃａ＝１／（Ｌａ＊ω^２）
Ｃｎ＝１／（Ｌｎ＊ω^２）
ただし、ｎ＝１、２、３である。

１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間のインピーダンス整合を適切に取ると、１次側から見た負荷の増加は、単純な加算となるので、インバータ回路の設計が簡単になる。

図１６は、１次側送電コイルＬａの略中央（位置Ａ）に第１の２次側受電コイルＬｂ１を載置し、その中央からＸ軸に沿ったいずれかの側にいくらか離れた位置（位置Ｃ及びＤ）に第２及び第３の２次側受電コイルＬｂ２・Ｌｂ３を載置したときの１次側伝送回路４ｃの１次側から見た１次側伝送回路４ｃのインピーダンスＺａの特性を示すＳｍｉｔｈチャートである。送電回路部側７から見た入力インピーダンスＺａの特性（３８．４Ωで規格化している）である。

次に、反射／伝送特性を図１７に示す。図１７から分かるように、反射特性（Ｓ１１）は、ω＝１５０ｋＨｚにおいて、リターンロスが−２２．９ｄＢ（＝２０＊ｌｏｇ（０．０７１６））であり、反射が無いに等しく、良好にインピーダンス整合がなされていることが分かる。

また伝送特性（Ｓ２１・Ｓ３１・Ｓ４１）は、それぞれ、Ｓ２１＝−５．４９ｄＢ、Ｓ３１＝−４．４８ｄＢ、Ｓ４１＝−４．８８ｄＢであり、伝送損失は略ゼロである。

図１５に示した構成において、磁束の生成状態を検証した。１次側送電コイルＬａと第１の２次側受電コイルＬｂ１との間、１次側送電コイルＬａと第２の２次側受電コイルＬｂ２との間、１次側送電コイルＬａと第３の２次側受電コイルＬｂ３との間での磁束分布に強い磁気結合の状態が観察できた。それに対して、第１の２次側受電コイルＬｂ１と第２の２次側受電コイルＬｂ２との間、第２の２次側受電コイルＬｂ１と第３の２次側受電コイルＬｂ３との間ではほとんど磁気結合が見られなかった。

２次側受電コイルＬｂ１・Ｌｂ２・Ｌｂ３は、１次側送電コイルＬａとのインピーダンス整合が取れているので、発生する磁束の位相は、２次側受電コイルＬｂ１・Ｌｂ２・Ｌｂ３の全てについて実質的に一致していた。結果として、２次側受電コイルＬｂ１・Ｌｂ２・Ｌｂ３のそれぞれの間での磁気結合は小さくなった。

それぞれ２次側受電コイルＬｂを有する３台の携帯機器３（１）・３（２）・３（３）が、１次側送電コイルＬａを内蔵する給電載置台１の載置面１ａ上の異なる位置Ａ・Ｂ・Ｃに置かれた場合、携帯機器３（１）・３（２）・３（３）にはそれぞれ必要な１０Ｗの電力伝送がなされ、本発明により複数台の携帯機器を同時に充電するマルチ充電が可能であることが実証された。

このように、１次側送電コイルＬａに縦型ヘリカルコイルを用い、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間のインピーダンス整合を適切に取ることにより、１次側送電コイルＬａ上に複数の２次側受電コイルＬｂ１〜Ｌｂｎを載置した場合でも、それぞれに対して略同レベルの電力伝送特性が得られ、マルチ充電を実現できることが分かった。

伝送回路部８の共振条件、結合係数、入出力インピーダンス等の回路パラメータの値を適切に選択すると、理論効率（コイルの損失がない効率）がほぼ１００％となる設計ポイントを達成することが可能である。１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとのインピーダンス整合を適切に取れば、１次側送電コイルＬａから見た負荷（２次側）の増加は単純な加算となるので、インバータ回路の設計を簡単にできる。

上述のように、１次側送電コイルＬａの矩形状において、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの４倍以下（Ｎ≦４Ｑ）であり、かつ長辺長Ｍが外径Ｑの６倍以下（Ｍ≦６Ｑ）であるのが好ましい。これは、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの４倍より長くなると、伝送効率が低下する傾向にあるという事実に基づく。また、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの４倍以下（Ｎ≦４Ｑ）であったとしても、１次側送電コイルＬａの長辺長Ｍが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの６倍よりも大きい長さとなると、伝送効率が低下する傾向にあることも確認された。さらに、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの３倍以下（Ｎ≦３Ｑ）の長さであり、かつ、１次側送電コイルＬａの長辺長Ｍは２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの５倍以下（Ｍ≦５Ｑ）であるのがより好ましいことも確認された。最も好ましいのは、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの２倍以下の長さであり、かつ、１次側送電コイルＬａの長辺長Ｍは２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの３倍以下の場合である。

本発明は、上記の実施形態に限られるものではない。以下、本発明の非接触電力伝送システムの第３実施形態について説明する。

図１８は、本発明の第３実施形態を示す斜視図である。１次側送電コイルＬａが、直径Ｒの円形状保持部材１４の外周面１４ａにヘリカルコイルが巻回されることによって形成されている。このヘリカルコイルは単層のコイルからなる。コイル素線は上記第１実施形態と同じであってよい。同様に、必要であれば１次側送電コイルＬａが２層以上の層をなすコイル巻線に巻回されてもよい。

この１次側送電コイルＬａ上には、特に平面視でヘリカルコイルに囲まれた領域内に３台の携帯機器すなわち３つの２次側受電コイルＬｂ１〜Ｌｂ３が載置されている。２次側受電コイルＬｂ１〜Ｌｂ３のそれぞれは、上述の実施形態のものと同様な平坦な渦巻状コイルからなり、コイル素線は上記第１実施形態と同じであってよい。

この第３実施形態において、実用的な伝送効率を確保するために、１次側送電コイルＬａの直径Ｒは、２次側受電コイルＬｂの直径Ｑの４倍以下とするとよい。なお、伝送効率は、この比率を３倍以下にするとより増大し、２倍以下にするとより一層増大する。

図１９は、本発明の第４実施形態を示す分解斜視図である。この実施形態の給電載置台１は、２つの載置面１ａ及び１ｂが垂直方向のいずれかの側に延びるように垂直に立てられるように構成されたものである。図２０（ａ）は、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂ１・Ｌｂ２の位置関係を示す斜視図である。図２０（ｂ）は、図２０（ａ）の矢印ＸＸｂ方向からから見た側面図である。第３実施形態の説明では、前述の実施形態と同様の部分には類似の符号を付して、それらの部分についての説明は繰り返さない。

図２０ａ及び図２０ｂに示されるように、矩形状板状部材として形成された保持部材５の外周面５ａには１次側送電コイルＬａが巻回されている。したがって、２次側受電コイルＬｂはそれぞれ、給電載置台１の垂直な載置面１ａ及び１ｂの１つに正対させる必要がある。

図１９に示されるように、各側面（載置面１ａ及び１ｂのそれぞれ）には２段のポケット１ｃが形成され、各段には列をなす３つのポケットが含まれている。各ポケット１ｃは、携帯機器３をそのポケット１ｃに装着可能とする上向き開口を有し、携帯機器３の２次側受電コイルＬｂが対応する載置面１ａ・１ｂに平行に近接し得るように携帯機器３を保持するべく構成されている。この構成により、携帯機器を装着可能な有効な載置面として給電載置台の２つの側面を用いることが可能となり、あるサイズの給電載置台１について一度に充電可能な携帯機器の台数を増やすことができる。さらに、縦置きの給電載置台１と携帯機器３により、非接触電力伝送システムの設置面積が小さくなり、店頭や職場のキャビネット等の限られたスペースに設置することが可能となる。また、縦置きにより、伝送効率を低下させ得る金属小片等の異物が、携帯機器３と載置面１ａ・１ｂとの間に挟まるのを防止し得る。何等かの異物がいずれかの載置面に挟まった場合でも、重力により自然落下することになる。

図２１ａは、比較例としての給電装置４の１次側送電コイルＬａ２の平面図であり、図２１ｂは、図２１ａの線ＸＸＩｂ−ＸＸＩｂで切断した断面図である。この比較例の説明では、前述の実施形態と同様の部分には類似の符号を付して、それらの部分についての説明は繰り返さない。

１次側送電コイルＬａ２は、素線径が０．８ｍｍの銅線を一平面内において平面視で矩形を有する渦巻状コイルに巻回して形成されている。この１次側送電コイルＬａ２の外周部の長辺長は２４０ｍｍ（＝Ｍ１）、短辺長（幅）は１６０ｍｍ（＝Ｎ１）であり、内周部の長辺長は１１２ｍｍ（＝Ｍ２）、短辺長（幅）は５１ｍｍ（＝Ｎ２）であった。

図２２は、２次側受電コイルＬｂを中心位置（位置ＡまたはＸ＝０）からＸ軸上の図右側の周縁位置（位置ＢまたはＸ＝１００ｍｍ）まで移動させたときの１次側送電コイルＬａ２と２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数ｋ２の変化を示す。図２３は、２次側受電コイルＬｂがそのように移動したときの整流回路３ｂからの出力電圧（Ｖ３）の変化を示す。結合係数ｋ２は位置Ｂに近づくにつれて減少し、整流回路３ｂからの出力電圧（Ｖ３）も低下する。

２台の携帯機器３（１）・３（２）すなわち２つの２次側受電コイルＬｂが、給電載置台１の載置面１ａ上の図２１ａに示す位置Ａ及びＢに載置された場合について。位置Ａは１次側送電コイルＬａ２の略中央であり、この位置において携帯機器３（１）には１次側送電コイルＬａ２のコイル巻線と重複していなかった。位置ＢはＸ軸に沿って中央位置から右方向に１００ｍｍ位置がずれており、この位置において携帯機器３（２）は１次側送電コイルＬａ２のコイル巻線と重複していた。この場合、位置Ａにおける携帯機器３（１）には約１０Ｗ（１０Ｖ，１Ａ）の適正な電力が供給されたが、位置Ｂにおける携帯機器３（２）にはその半分以下の電力しか供給されなかった。したがって、この給電載置台１では、複数台を同時に充電するには不十分であった。

次に携帯機器を、垂直な方向に中央位置から位置をずらされた位置Ｅ、１次側送電コイルＬａ２のコイル巻線の中央部（すなわちそれに重複する位置）、及び位置ＥからＸ軸に沿って右方向に約１００ｍｍの位置に配置した。いずれの場合も、携帯機器は１次側送電コイルＬａ２のコイル巻線と重複している。この場合、携帯機器は点Ｂと同様の十分な電力を受けることができなかった。したがって、１次側送電コイルＬａ２が平坦な渦巻状に巻回され、かつ携帯機器が１次側送電コイルＬａ１のコイル巻線に重複するように配置されている場合、携帯機器は十分な電力を受けることができなかった。

図２４及び２５は、本発明の第６実施形態を示す。図２４及び２５に示した実施形態の説明では、図３〜５に示した実施形態と同様の部分には類似の符号を付して、それらの部分の説明は繰り返さない。

この第６実施形態では、前述した実施形態のＬＣ回路４ｂは含んでおらず、１次側伝送回路４ｃは、１次側共振用コンデンサＣａと１次側送電コイルＬａとが直列に接続された直列回路であり、２次側伝送回路３ａは、２次側共振用コンデンサＣｂと２次側受電コイルＬｂとが並列に接続された並列回路である。

ここで、各携帯機器３（１）〜３（ｎ）の２次側負荷インピーダンスをＺＬ１〜ＺＬｎとすると、１次側伝送回路４ｃが直列共振回路であり、２次側伝送回路３ａが並列共振回路である場合、携帯機器３（１）〜３（ｎ）の負荷インピーダンスの総和である２次側インピーダンスＺｂは下記の式３により表される。
Ｚｂ＝１／（１／ＺＬ１＋１／ＺＬ２＋ ・・・ ＋１／ＺＬｎ） ・・・（式３）
式３は、携帯機器３すなわち２次側受電機器の数が増えるにつれて、２次側インピーダンスＺｂが減少することを表している。

ここで、給電装置４の１次側インピーダンスをＺａとすると、１次側リアクタンスＸａは下記の式４により表され、２次側リアクタンスＸｂは下記の式５により表される。ｋは１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数である。
Ｘａ＝Ｚａ^２／ｋ ・・・（式４）
Ｘｂ＝Ｚｂ^２＊ｋ ・・・（式５）

上記の式４及び式５の関係式を用いることにより所望のインピーダンス整合を実現することができ、その結果、マルチ充電が可能となる。

図２４及び２５に示す回路においてインピーダンス整合を実現する設計原理について以下に説明する。図２４に示すη１〜η４は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａ、１次側及び２次側伝送回路４ｃ・３ａ、整流回路３ｂ、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの各電力伝送効率（％）を表している。Ｐ０〜Ｐ４、Ｖ０〜Ｖ４、Ｉ０〜Ｉ４、及びＺ０〜Ｚ４は、それぞれ、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａ、１次側及び２次側伝送回路４ｃ・３ａ、整流回路３ｂ、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの各出力電力（Ｗ）、各出力電圧（Ｖ）、各出力電流（Ａ）、各インピーダンス（Ω）を表している。

充電制御回路（負荷）３ｄ及び二次電池３ｅに供給される電流Ｉ４と、充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの合成インピーダンスＺ４は、それぞれ、負荷３ｄ及び二次電池３ｅの必要電力Ｐ４及び電圧Ｖ４から下記の式より求めることができる。
Ｉ４＝Ｐ４／Ｖ４
Ｚ４＝Ｖ４／Ｉ４

ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力インピーダンスは、充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの合成インピーダンスＺ４と整合を取ることが望ましい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力電圧は充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの入力電圧Ｖ４であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力電流は充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの入力電流Ｉ４であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力電力は充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの入力電力Ｐ４である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの電力伝送効率をη４とすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの入力電力Ｐ３は、次式より求められる。
Ｐ３＝Ｐ４／η４

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの入力電圧Ｖ３を規定すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの入力電流Ｉ３、入力インピーダンスＺ３は、それぞれ、下記の式より求められる。
Ｉ３＝Ｐ３／Ｖ３
Ｚ３＝Ｖ３／Ｉ３

整流回路３ｂの電力伝送効率（ＡＣ/ＤＣ変換効率）をη３とすると、整流回路３ｂの入力電力Ｐ２は、次式より求められる。
Ｐ２＝Ｐ３／η３

次に、整流回路３ｂの入力電圧Ｖ２を規定すると、整流回路３ｂの入力電流Ｉ２、入力インピーダンスＺ２は、それぞれ、下記の式より求められる。
Ｉ２＝Ｐ２／Ｖ２
Ｚ２＝Ｖ２／Ｉ２

整流回路３ｂの入力インピーダンスＺ２と、伝送回路部８の出力インピーダンスとの整合を取る必要があるため、伝送回路部８の出力インピーダンスはＺ２となる。また、伝送回路部８の電力伝送効率をη２とすると、伝送回路部８の入力電力Ｐ１は、次式より求められる。
Ｐ１＝Ｐ２／η２

また、伝送回路部８の入力インピーダンス値をＺ１と規定すると、伝送回路部８の入力電流Ｉ１は、次式より求められる。
Ｉ１＝√（Ｐ１／Ｚ１）

また、伝送回路部８の入力電圧Ｖ１は、次式より求められる。
Ｖ１＝√（Ｐ１＊Ｚ１）

そして、伝送回路部８の回路要素の値、例えば回路定数Ｌ１（１次側送電コイルＬａのインダクタンス）、Ｌ２（２次側受電コイルＬｂのインダクタンス）、Ｃ１（１次側共振用コンデンサＣａのキャパシタンス）、Ｃ２（２次側共振用コンデンサＣｂのキャパシタンス）を決定する。

伝送回路部８の入出力インピーダンスをそれぞれＺａ・Ｚｂ、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数をｋとすると、入出力インピーダンスＺａ・Ｚｂと共振角周波数ωとの間には、下記の各条件式を満たす関係がある。
Ｌａ＝Ｚａ^２／（ω＊ｋ）
Ｌｂ＝Ｚｂ^２＊ｋ／ω
Ｃ１＝１／（Ｌａ＊ω^２）
Ｃ２＝１／（Ｌｂ＊ω^２）

伝送回路部８の入出力のインピーダンス整合は、このようにして行われる。このインピーダンス整合は、結合係数ｋも考慮して行われる。上記の各条件式から分かるように、１次側インダクタンスＬａは入力側インピーダンスＺａと結合係数ｋに依存する。また、結合係数ｋはインダクタンスＬａ及びＬｂから求めることができる。したがって、１次側インダクタンスＬａは、２次側インダクタンスＬｂにも依存する。同様に、２次側インダクタンスＬｂは出力側インピーダンスＺｂと結合係数ｋに依存し、１次側インダクタンスＬａにも依存する。なお、図２５では、複数の携帯機器３（１）〜３（ｎ）とインピーダンス整合を取る場合について説明したが、携帯機器３の数は１つだけでもよい。例えば、インピーダンス整合を取る対象が携帯機器３（１）だけである場合、Ｚｂ＝ＺＬ１となる。

次に、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力をＰ１、出力電圧をＶ１、出力電流をＩ１、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの電力伝送効率をη１とすると、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの入力電力Ｐ０は、次式より求められる。Ｐ０は電源部６から供給される電力である。
Ｐ０＝Ｐ１／η１

ＤＣ／ＡＣインバータ４ａのインピーダンスは、典型的には、殆どの交流電源がそうであるように０Ωに近い低インピーダンスである。ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力Ｐ１は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電圧（実効値）Ｖ１と、ＬＣ回路４ｂの入力インピーダンスＺ１とから、次式より求められる。
Ｐ１＝Ｖ１^２／Ｚ１
したがって、出力電圧Ｖ１は次式より求められる。
Ｖ１＝√（Ｐ１＊Ｚ１）

ハーフブリッジ回路の場合、出力電圧の実効値Ｖ１は電源電圧Ｖ０の半分になり、
Ｖ１＝Ｖ０／２
となる。

その場合、電源電圧Ｖ０のときに供給される電力は、次式より求められる。
Ｐ１＝Ｖ０^２／（４＊Ｚ１）

この構成を、第１及び第２実施形態で用いたものと同様の１次側送電コイル及び２次側受電コイルを使用して試験した。

次に、図７に示すように、２次側受電コイルＬｂを、中央位置（位置ＡすなわちＸ＝０の位置）から周縁位置（位置ＢすなわちＸ＝１００ｍｍ）へ移動させた。図２６は、２次側受電コイルＬｂを位置Ａから位置Ｂへ移動させたときの結合係数ｋの変化を示す。図２６から分かるように、２次側受電コイルＬｂの載置位置を変えても、結合係数ｋはほとんど変化しなかった。上述したように伝送回路部８の入出力インピーダンスは、携帯機器の載置位置に左右されない結合係数ｋを用いて整合されるため、実質的にいかなる条件下でも、入出力インピーダンスの整合を保つことができる。したがって、図２６に示すような結合係数ｋが小さい場合でも（０．１以下の場合でも）、電力伝送を効率よく行うことができる。

図２７は、２次側受電コイルＬｂを１次側送電コイルＬａの略中央（位置Ａ）に載置したときの、１次側伝送回路４ｃの１次側から見た１次側伝送回路４ｃのインピーダンスＺａの特性（１０Ωで規格化している）を示すＳｍｉｔｈチャートである。このＳｍｉｔｈチャートは、送電回路部７側から見た、１次側伝送回路４ｃの入力インピーダンスＺａの特性を示している。

図２８は、伝送特性を示すグラフである。この場合、１次側インピーダンスＺａと２次側インピーダンスＺｂとのインピーダンス整合を１０Ωで取っており、横軸を伝送周波数（ｋＨｚ）、縦軸を伝送電力（ｍＷ）で示している。図２８のグラフに示した伝送特性から明らかなように、送電電力Ｐ１＝１（Ｗ）の場合、周波数ｆ＝１５０ｋＨｚにおいて受電電力Ｐ２は約１０００ｍＷとなり、携帯機器３を充電するための十分な電力伝送を行うことができる。これは、本発明によるインピーダンス整合の効果であり、これにより、給電載置台１に直列共振回路を設け、携帯機器３に並列共振回路を設けた場合に良好な電力伝送を実現できることが実証された。

このように、適切なインピータンス整合が実現された場合にコイルＬａ・Ｌｂ間の電力伝送をとても効率的に行うことができるので、この構成は、非接触電力伝送システムに好適に適用することができる。さらに、２次側コイルＬｂの大きさを非常に小さくすることができるので、携帯機器３の小型化に好適に対応することができる。

このように、１次側送電コイルＬａに縦型ヘリカルコイルを用い、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間のインピーダンス整合を適切に取ることにより、１次側送電コイルＬａ上に複数の２次側受電コイルＬｂ１〜Ｌｂｎを載置した場合でも、それぞれに対して略同レベルの電力伝送特性が得られ、マルチ充電を実現できることが分かった。

伝送回路部８の共振条件、結合係数、入出力インピーダンス等の回路パラメータの値を適切に選択すると、理論効率（コイルの損失は無視する）がほぼ１００％となる設計ポイントを達成することが可能である。１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとのインピーダンス整合を適切に取れば、１次側送電コイルＬａから見た負荷（２次側）の増加は単純な加算となるので、インバータ回路の設計を簡単にできる。

この場合も、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの４倍以下（Ｎ≦４Ｑ）であり、かつ長辺長Ｍが外径Ｑの６倍以下（Ｍ≦６Ｑ）であることが好ましい。また、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの３倍以下（Ｎ≦３Ｑ）であり、かつ１次側送電コイルＬａの長辺長Ｍが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの５倍以下（Ｍ≦５Ｑ）である場合に、より良い結果が得られることが分かっている。最も好ましいのは、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの２倍以下であり、かつ１次側送電コイルＬａの長辺長Ｍが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの３倍以下の場合である。

この実施形態は、図１８〜２０に示した実施形態にも適用可能である。

第２の比較例として、第６実施形態と同様の構成を作製し試験した。この第２の比較例では、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数ｋ、共振周波数ｆ、１次側送電コイルＬａのインダクタンス、及び１次側共振用コンデンサＣａのキャパシタンスの各値は、第６実施形態でのそれらの各値と同一にしたが、２次側受電コイルＬｂのインダクタンス（誘導性リアクタンス）の値は、第６実施形態での値の半分にした。第６実施形態と同じ共振周波数を実現するために、２次側共振用コンデンサＣｂのキャパシタンス（容量性リアクタンス）は、第６実施形態での値の２倍にした。

図２９は、この構成（第２の比較例）のＳｍｉｔｈチャートである。この場合、１次側（入力側）のインピーダンスが２０Ωとなり、２次側（出力側）のインピーダンスが５Ωとなり、インピーダンス整合が取れなかった。

図３０は、この第２の比較例の伝送特性を示すグラフである。この場合、１次側インピーダンスＺａと２次側インピーダンスＺｂとの間のインピーダンス整合は取れていない。Ｓ２１（伝送特性）は、携帯機器３を充電するのには通常は不十分な約８９０ｍＷまで低下した。

図３１及び３２は、本発明の第７実施形態を示す。図３１及び３２に示した実施形態の説明では、図３〜５及び図２４〜２５に示した実施形態と同様の部分には類似の符号を付して、それらの部分の説明は繰り返さない。

この第７実施形態では、ＬＣ回路４ｂは含んでおらず、１次側伝送回路４ｃは、１次側共振用コンデンサＣａと１次側送電コイルＬａとが並列に接続された並列回路であり、２次側伝送回路３ａは、２次側共振用コンデンサＣｂと２次側受電コイルＬｂとが直列に接続された直列回路である。

ここで、各携帯機器３（１）〜３（ｎ）の２次側負荷インピーダンスをＺＬ１〜ＺＬｎとすると、１次側伝送回路４ｃが並列共振回路であり、２次側伝送回路３ａが直列共振回路である場合、携帯機器３（１）〜３（ｎ）の負荷インピーダンスの総和である２次側インピーダンスＺｂは下記の式６により表される。
Ｚｂ＝１／（１／ＺＬ１＋１／ＺＬ２＋ ・・・ ＋１／ＺＬｎ） ・・・（式６）

式６は、携帯機器３すなわち２次側受電機器の数が増えるにつれて、２次側インピーダンスＺｂが減少することを表している。

ここで、給電装置４の１次側インピーダンスをＺａとすると、１次側リアクタンスＸａは下記の式７により表され、２次側リアクタンスＸｂは下記の式８により表される。ｋは１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数である。
Ｘａ＝Ｚａ^２＊ｋ ・・・（式７）
Ｘｂ＝Ｚｂ^２／ｋ ・・・（式８）

上記の式７及び式８の関係式を用いることにより所望のインピーダンス整合を実現することができ、その結果、マルチ充電が可能となる。

図３１及び３２に示す回路においてインピーダンス整合を実現する設計原理について以下に説明する。図３１に示すη１〜η４は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａ、１次側及び２次側伝送回路４ｃ・３ａ、整流回路３ｂ、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの各電力伝送効率（％）を表している。Ｐ０〜Ｐ４、Ｖ０〜Ｖ４、Ｉ０〜Ｉ４、及びＺ０〜Ｚ４は、それぞれ、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａ、１次側及び２次側伝送回路４ｃ・３ａ、整流回路３ｂ、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの各出力電力（Ｗ）、各出力電圧（Ｖ）、各出力電流（Ａ）、各インピーダンス（Ω）を表している。

充電制御回路（負荷）３ｄ及び二次電池３ｅに供給される電流Ｉ４と、充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの合成インピーダンスＺ４は、それぞれ、負荷３ｄ及び二次電池３ｅの必要電力Ｐ４及び電圧Ｖ４から下記の式より求めることができる。
Ｉ４＝Ｐ４／Ｖ４
Ｚ４＝Ｖ４／Ｉ４

ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力インピーダンスは、充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの合成インピーダンスＺ４と整合を取ることが望ましい。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力電圧は充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの入力電圧Ｖ４であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力電流は充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの入力電流Ｉ４であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの出力電力は充電制御回路３ｄ及び二次電池３ｅの入力電力Ｐ４である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの電力伝送効率をη４とすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの入力電力Ｐ３は、次式より求められる。
Ｐ３＝Ｐ４／η４

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの入力電圧Ｖ３を規定すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ３ｃの入力電流Ｉ３、入力インピーダンスＺ３は、それぞれ、下記の式より求められる。
Ｉ３＝Ｐ３／Ｖ３
Ｚ３＝Ｖ３／Ｉ３

整流回路３ｂの電力伝送効率（ＡＣ/ＤＣ変換効率）をη３とすると、整流回路３ｂの入力電力Ｐ２は、次式より求められる。
Ｐ２＝Ｐ３／η３

次に、整流回路３ｂの入力電圧Ｖ２を規定すると、整流回路３ｂの入力電流Ｉ２、入力インピーダンスＺ２は、それぞれ、下記の式より求められる。
Ｉ２＝Ｐ２／Ｖ２
Ｚ２＝Ｖ２／Ｉ２

整流回路３ｂの入力インピーダンスＺ２と、伝送回路部８の出力インピーダンスとの整合を取る必要があるため、伝送回路部８の出力インピーダンスはＺ２となる。また、伝送回路部８の電力伝送効率をη２とすると、伝送回路部８の入力電力Ｐ１は、次式より求められる。
Ｐ１＝Ｐ２／η２

また、伝送回路部８の入力インピーダンス値をＺ１と規定すると、伝送回路部８の入力電流Ｉ１は、次式より求められる。
Ｉ１＝√（Ｐ１／Ｚ１）

また、伝送回路部８の入力電圧Ｖ１は、次式より求められる。
Ｖ１＝√（Ｐ１＊Ｚ１）

そして、伝送回路部８の回路要素の値、例えば回路定数Ｌ１（１次側送電コイルＬａのインダクタンス）、Ｌ２（２次側受電コイルＬｂのインダクタンス）、Ｃ１（１次側共振用コンデンサＣａのキャパシタンス）、Ｃ２（２次側共振用コンデンサＣｂのキャパシタンス）を決定する。

伝送回路部８の入出力インピーダンスをそれぞれＺａ・Ｚｂ、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数をｋとすると、入出力インピーダンスＺａ・Ｚｂと共振角周波数ωとの間には、下記の各条件式を満たす関係がある。
Ｌａ＝Ｚａ^２／（ω＊ｋ）
Ｌｂ＝Ｚｂ^２＊ｋ／ω
Ｃ１＝１／（Ｌａ＊ω^２）
Ｃ２＝１／（Ｌｂ＊ω^２）

伝送回路部８の入出力のインピーダンス整合は、このようにして行われる。このインピーダンス整合は、結合係数ｋも考慮して行われる。上記の各条件式から分かるように、１次側インダクタンスＬａは入力側インピーダンスＺａと結合係数ｋに依存する。また、結合係数ｋはインダクタンスＬａ及びＬｂから求めることができる。したがって、１次側インダクタンスＬａは、２次側インダクタンスＬｂにも依存する。同様に、２次側インダクタンスＬｂは出力側インピーダンスＺｂと結合係数ｋに依存し、１次側インダクタンスＬａにも依存する。なお、図３２では、複数の携帯機器３（１）〜３（ｎ）とインピーダンス整合を取る場合について説明したが、携帯機器３の数は１つだけでもよい。例えば、インピーダンス整合を取る対象が携帯機器３（１）だけである場合、Ｚｂ＝ＺＬ１となる。

次に、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力をＰ１、出力電圧をＶ１、出力電流をＩ１、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの電力伝送効率をη１とすると、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの入力電力Ｐ０は、次式より求められる。Ｐ０は電源部６から供給される電力である。
Ｐ０＝Ｐ１／η１

ＤＣ／ＡＣインバータ４ａのインピーダンスは、典型的には、殆どの交流電源がそうであるように０Ωに近い低インピーダンスである。ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力Ｐ１は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電圧（実効値）Ｖ１と、ＬＣ回路４ｂの入力インピーダンスＺ１とから、次式より求められる。
Ｐ１＝Ｖ１^２／Ｚ１
したがって、出力電圧Ｖ１は次式より求められる。
Ｖ１＝√（Ｐ１＊Ｚ１）

ハーフブリッジ回路の場合、出力電圧の実効値Ｖ１は電源電圧Ｖ０の半分になり、
Ｖ１＝Ｖ０／２
となる。

その場合、電源電圧Ｖ０のときに供給される電力は、次式より求められる。
Ｐ１＝Ｖ０^２／（４＊Ｚ１）

この構成を、第１及び第２実施形態で用いたものと同様の１次側送電コイル及び２次側受電コイルを使用して試験した。

次に、図７に示すように、２次側受電コイルＬｂを、中央位置（位置ＡすなわちＸ＝０の位置）から周縁位置（位置ＢすなわちＸ＝１００ｍｍ）へ移動させた。図３３は、２次側受電コイルＬｂを位置Ａから位置Ｂまで移動させたときの結合係数ｋの変化を示す。図３３から分かるように、２次側受電コイルＬｂの載置位置を変えても、結合係数ｋはほとんど変化しなかった。上述したように伝送回路部８の入出力インピーダンスは、携帯機器の載置位置に左右されない結合係数ｋを用いて整合されるため、実質的にいかなる条件下でも、入出力インピーダンスの整合を保つことができる。したがって、図３３に示すような結合係数ｋが小さい場合でも（０．１以下の場合でも）、電力伝送を効率よく行うことができる。

図３４は、２次側受電コイルＬｂを１次側送電コイルＬａの略中央（位置Ａ）に載置したときの、１次側伝送回路４ｃの１次側から見た１次側伝送回路４ｃのインピーダンスＺａの特性（１０Ωで規格化している）を示すＳｍｉｔｈチャートである。このＳｍｉｔｈチャートは、送電回路部７側から見た、１次側伝送回路４ｃの入力インピーダンスＺａの特性を示している。

図３５は、伝送特性を示すグラフである。この場合、１次側インピーダンスＺａと２次側インピーダンスＺｂとのインピーダンス整合を１０Ωで取っており、横軸を伝送周波数（ｋＨｚ）、縦軸を伝送電力（ｍＷ）で示している。図３５のグラフに示した伝送特性から明らかなように、送電電力Ｐ１＝１（Ｗ）の場合、周波数ｆ＝１５０ｋＨｚにおいて受電電力Ｐ２は約１０００ｍＷとなり、携帯機器３を充電するための十分な電力伝送を行うことができる。これは、本発明によるインピーダンス整合の効果であり、これにより、給電載置台１に並列共振回路を設け、携帯機器３に直列共振回路を設けた場合に良好な電力伝送を実現できることが実証された。

このように、適切なインピータンス整合が実現された場合にコイルＬａ・Ｌｂ間の電力伝送をとても効率的に行うことができるので、この構成は、非接触電力伝送システムに好適に適用することができる。さらに、２次側コイルＬｂの大きさを非常に小さくすることができるので、携帯機器３の小型化に好適に対応することができる。

このように、１次側送電コイルＬａに縦型ヘリカルコイルを使用し、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間のインピーダンス整合を適切に取ることにより、１次側送電コイルＬａ上に複数の２次側受電コイルＬｂ１〜Ｌｂｎを載置した場合でも、それぞれに対して略同レベルの電力伝送特性が得られ、マルチ充電を実現できることが分かった。

伝送回路部８の共振条件、結合係数、入出力インピーダンス等の回路パラメータの値を適切に選択すると、理論効率（コイルの損失は無視する）がほぼ１００％となる設計ポイントを達成することが可能である。１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとのインピーダンス整合を適切に取れば、１次側送電コイルＬａから見た負荷（２次側）の増加は単純な加算となるので、インバータ回路の設計を簡単にできる。

この場合も、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの４倍以下（Ｎ≦４Ｑ）であり、かつ長辺長Ｍが外径Ｑの６倍以下（Ｍ≦６Ｑ）であることが好ましい。また、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの３倍以下（Ｎ≦３Ｑ）であり、かつ１次側送電コイルＬａの長辺長Ｍが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの５倍以下（Ｍ≦５Ｑ）である場合に、より良い結果が得られることが分かっている。最も好ましいのは、１次側送電コイルＬａの短辺長Ｎが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの２倍以下であり、かつ１次側送電コイルＬａの長辺長Ｍが２次側受電コイルＬｂの外径Ｑの３倍以下の場合である。

この実施形態は、図１８〜２０に示した実施形態にも適用可能である。

第３の比較例として、第７実施形態と同様の構成を作製し試験した。この第３の比較例では、１次側送電コイルＬａと２次側受電コイルＬｂとの間の結合係数ｋ、共振周波数ｆ、１次側送電コイルＬａのインダクタンス、及び１次側共振用コンデンサＣａのキャパシタンスの各値は、第７実施形態でのそれらの各値と同一にしたが、２次側受電コイルＬｂのインダクタンス（誘導性リアクタンス）の値は、第７実施形態での値の半分にした。第７実施形態と同じ共振周波数を実現するために、２次側共振用コンデンサＣｂのキャパシタンス（容量性リアクタンス）は、第７実施形態での値の２倍にした。

図３６は、この構成（第３の比較例）のＳｍｉｔｈチャートである。この場合、１次側（入力側）のインピーダンスが２０Ωとなり、２次側（出力側）のインピーダンスが５Ωとなり、インピーダンス整合が取れなかった。

図３６は、この第３の比較例の伝送特性を示すグラフである。この場合、１次側インピーダンスＺａと２次側インピーダンスＺｂとの間のインピーダンス整合は取れていない。Ｓ２１（伝送特性）は、携帯機器３を充電するのには通常は不十分な約８９０ｍＷまで低下した。

以下は、本発明の理論的背景を要約したものである。１次側伝送回路４ｃ及び２次側伝送回路３ａの構成（直列構成または並列構成）に応じて、伝送回路部８は下記のいずれかの関係式を満たすように設計される。
（１）ω＊Ｌａ＝Ｚａ／ｋ、ω＊Ｌｂ＝Ｚｂ／ｋ
（２）ω＊Ｌａ＝Ｚａ＊ｋ、ω＊Ｌｂ＝Ｚｂ＊ｋ
（３）ω＊Ｌａ＝Ｚａ^２／ｋ、ω＊Ｌｂ＝Ｚｂ^２＊ｋ
（４）ω＊Ｌａ＝Ｚａ^２＊ｋ、ω＊Ｌｂ＝Ｚｂ^２／ｋ

伝送回路部が上記のいずれかの関係式を満たす場合、インピータンス整合を取ることができる。したがって、結合係数が小さい場合でも（例えば、０．１未満の場合でも）、電力を高効率で伝送することができる。

上記の関係式から分かるように、１次側自己インダクタンスＬａは、入力インピーダンスＺａ及び結合係数ｋに依存する。結合係数ｋは、１次側インダクタンスＬａ及び２次側インダクタンスＬｂから求めることができる。したがって、１次側インダクタンスＬａは、２次側インダクタンスＬｂに依存する。同様に、２次側インダクタンスＬｂは、出力インピーダンスＺｂ及び結合係数ｋに依存する。したがって、２次側インダクタンスＬｂは、１次側インダクタンスＬａに依存する。

１次側送電コイルＬａは、任意の構造のコイルであってよいが、縦型ヘリカルコイルであることが好ましい。１次側送電コイルＬａが図２１に示したような平面コイルである場合、図２２に示すように、結合係数ｋは、２次側受電コイルｌｂと１次側送電コイルＬａとの位置関係によって大きく変化する。これは、平面コイルは、一般的に磁界強度が不均一であり、コイルの中央部分は周縁部分よりも磁界強度が強いためである。伝送回路部８の入出力インピーダンスは、結合係数ｋを用いて整合される。そのため、図２２及び２３に示すように、出力Ｖ３は、結合係数ｋに依存して低下する。例えば、２次側受電コイルＬｂが図２１の位置Ａに位置する場合、１次側送電コイルＬａ２及び２次側受電コイルＬｂの最適な自己インダクタンスは結合係数ｋを用いて算出することができる。しかし、２次側受電コイルＬｂが図２１の位置Ｂに位置する場合、伝送効率は著しく低下する。つまり、２次側受電コイルＬｂを載置可能な１次側送電コイルＬａ２の領域は限定されており、携帯機器のポジショニングフリー充電を実現することができなかった。

図１及び２に示した実施形態では、１次側送電コイルＬａは、その中心軸線の周りに導電性ワイヤをらせん状に巻回することにより形成した縦型ヘリカルコイルである。この場合、１次側送電コイル上の２次側受電コイルＬｂの載置位置を変えても、結合係数はほとんど変化しない（図７参照）。そのため、２次側受電コイルＬｂの位置を変えた場合でも、入力側と出力側のインピーダンス整合を実質的に維持することができる。したがって、出力電圧Ｖ３を安定的に供給することができる。つまり、２次側受電コイルＬｂを載置することができる１次側送電コイルＬａ２の領域は限定されておらず、携帯機器のポジショニングフリー充電を実現することができる。

本発明のいくつかの実施形態で用いられるＬＣ回路４ｂの重要性について、以下に説明する。携帯機器３を給電装置４の周縁部に載置した場合、１次側インピーダンスＺａが増加する。携帯機器の数が増えると、１次側インピーダンスＺａの増加は大きくなる。

１次側インピーダンスＺａがこのように増加し、かつ、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａと１次側伝送回路４ｃとの間にＬＣ回路４ｂが存在しない場合（すなわち、電力がＤＣ／ＡＣインバータ４ａから１次側伝送回路４ｃへ直接的に供給される場合）、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力側のインピーダンスＺ１は、１次側インピーダンスＺａに相当することとなる。

上述したように、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力Ｐ１は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力側のインピーダンスＺ１に依存し、次の関係が成り立つ。
Ｐ１＝Ｖ１^２／Ｚ１
そのため、Ｚ１が大きくなると、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力Ｐ１は小さくなり、その結果、携帯機器へ伝送可能な電力が低下する。

そこで、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力側のインピーダンスＺ１を低下させるために、ＬＣ回路４ｂをＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力側に接続する。これにより、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力Ｐ１の低下を抑制することができ、その結果、携帯機器へ伝送可能な電力の低下を最小限に抑えることができる。

ＬＣ回路４ｂは、インピーダンス制御回路の一例であり、図３においてＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力側のインピーダンスＺ１を伝送回路部８の入力インピーダンスＺ２よりも小さくすることができれば、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａと１次側伝送回路４ｃとの間のインピーダンスを調節可能な別の回路から構成してもよい。

インピーダンスＺ１は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａからインピーダンス制御回路を見たときのインピーダンス、すなわち、インピーダンス制御回路の入力側のインピーダンスである。インピーダンスＺ２は、インピーダンス制御回路から伝送回路部８を見たときのインピーダンス、すなわち、伝送回路部８の入力側のインピーダンスである。

上述した実施形態は、携帯機器すなわち受電機器の数が１台だけの場合でも有効である。例えば、受電機器が１台だけの場合でも、インピーダンス制御回路は、ＤＣ／ＡＣインバータ４ａの出力電力の低下を抑制することができる。また、伝送回路部８の入出力のインピーダンス整合を、結合係数ｋを考慮して行うことにより、受電機器への電力伝送効率の低下を抑制することができる。

以上、本発明を、その好適実施形態の実施例について説明したが、当業者であれば容易に理解できるように、本発明はこのような実施例により限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。また、上記実施形態に示した構成要素は必ずしも全てが必須なものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない限りにおいて適宜取捨選択することが可能である。

１ 給電載置台
１ａ 載置面
２ 制御装置
３ 携帯機器（受電機器）
３ａ ２次側伝送回路
４ 給電装置
４ｂ ＬＣ回路
８ 伝送回路部
４ｃ １次側伝送回路
Ｃａ １次側共振用コンデンサ
Ｃｂ ２次側共振用コンデンサ
Ｌａ １次側送電コイル
Ｌｂ ２次側受電コイル

Claims (15)

1. ２次側受電コイルを有する受電機器に電力を伝送する非接触給電装置であって、
   １次側送電コイルと、
   前記１次側送電コイルに電気的に接続されるインピーダンス制御回路と、
   前記インピーダンス制御回路を介して前記１次側送電コイルに電力を供給するべく構成された電力供給部と、を備え、
   前記１次側送電コイル及び前記２次側受電コイルを含む伝送回路部の入力側の第１のインピーダンスは、前記１次側送電コイルと前記２次側受電コイルとの間の結合係数を用いて前記伝送回路部の出力側の第２のインピーダンスと整合され、
   前記電力供給部の出力側のインピーダンスは、前記第１のインピーダンスよりも小さいことを特徴とする装置。
2. 請求項１に記載の非接触給電装置であって、
   前記１次側送電コイルの第１のインダクタンスは、前記１次側送電コイルと前記２次側受電コイルとの間の結合係数に基づいて決定されることを特徴とする装置。
3. 請求項２に記載の非接触給電装置であって、
   前記第１のインダクタンスは、前記２次側受電コイルの第２のインダクタンスに基づいて決定されることを特徴とする装置。
4. 請求項３に記載の非接触給電装置であって、
   前記第１のインダクタンスは、前記第２のインピーダンスに基づいて決定されることを特徴とする装置。
5. 請求項１に記載の非接触給電装置であって、
   前記１次側送電コイルはヘリカルコイルであることを特徴とする装置。
6. 請求項１に記載の非接触給電装置であって、
   前記インピーダンス制御回路は、コイル及びコンデンサを含むことを特徴とする装置。
7. 給電装置から受電機器に電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、
   １次側送電コイル及び２次側受電コイルを有する伝送回路部と、
   前記１次側送電コイルに電気的に接続されるインピーダンス制御回路と、
   前記インピーダンス制御回路を介して前記１次側送電コイルに電力を供給するべく構成された電力供給部と、
   前記２次側受電コイルを介して電力を受電する受電回路と、を備え、
   前記伝送回路部の入力側の第１のインピーダンスは、前記１次側送電コイルと前記２次側受電コイルとの間の結合係数を用いて前記伝送回路部の出力側の第２のインピーダンスと整合され、
   前記電力供給部の出力側のインピーダンスは、前記第１のインピーダンスよりも小さいことを特徴とするシステム。
8. 請求項７に記載の非接触電力伝送システムであって、
   前記伝送回路部は、前記１次側送電コイルに対して直列に接続され、直列共振回路を形成する１次側コンデンサと、前記２次側受電コイルに対して直列に接続され、別の直列共振回路を形成する２次側コンデンサと、をさらに有することを特徴とするシステム。
9. 請求項８に記載の非接触電力伝送システムであって、
   前記電力供給部が前記１次側送電コイルに角周波数ωで交流電力を供給し、かつ次の関係式を満たすことを特徴とするシステム。
   ω＊Ｌ１＝Ｚ１／ｋ
   ω＊Ｌ２＝Ｚ２／ｋ
   ただし、
   Ｌ１は、前記１次側送電コイルのインダクタンスであり、
   Ｌ２は、前記２次側受電コイルのインダクタンスであり、
   Ｚ１は、前記第１のインピーダンスであり、
   Ｚ２は、前記第２のインピーダンスであり、
   ｋは、前記結合係数である。
10. 請求項７に記載の非接触電力伝送システムであって、
    前記伝送回路部は、前記１次側送電コイルに対して並列に接続され、並列共振回路を形成する１次側コンデンサと、前記２次側受電コイルに対して並列に接続され、別の並列共振回路を形成する２次側コンデンサと、をさらに有することを特徴とするシステム。
11. 請求項８に記載の非接触電力伝送システムであって、
    前記電力供給部が前記１次側送電コイルに角周波数ωで交流電力を供給し、かつ次の関係式を満たすことを特徴とするシステム。
    ω＊Ｌ１＝Ｚ１＊ｋ
    ω＊Ｌ２＝Ｚ２＊ｋ
    ただし、
    Ｌ１は、前記１次側送電コイルのインダクタンスであり、
    Ｌ２は、前記２次側受電コイルのインダクタンスであり、
    Ｚ１は、前記第１のインピーダンスであり、
    Ｚ２は、前記第２のインピーダンスであり、
    ｋは、前記結合係数である。
12. 請求項７に記載の非接触電力伝送システムであって、
    前記１次側送電コイルはヘリカルコイルであることを特徴とするシステム。
13. 請求項１２に記載の非接触電力伝送システムであって、
    前記２次側受電コイルは、前記ヘリカルコイルの軸線に対して略平行の軸線回りに巻回されることを特徴とするシステム。
14. 請求項７に記載の非接触電力伝送システムであって、
    前記インピーダンス制御回路は、コイル及びコンデンサを含むことを特徴とするシステム。
15. 給電装置から受電機器に電力を伝送する非接触電力伝送システムであって、
    １次側送電コイル及び２次側受電コイルを有する伝送回路部と、
    前記インピーダンス制御回路を介して前記１次側送電コイルに電力を供給するべく構成された電力供給部と、
    前記２次側受電コイルを介して電力を受電する受電回路と、を備え、
    前記伝送回路部の入力側の第１のインピーダンスは、前記１次側送電コイルと前記２次側受電コイルとの間の結合係数を用いて前記伝送回路部の出力側の第２のインピーダンスと整合され、
    前記伝送回路部は、前記１次側送電コイル及び前記２次側受電コイルの一方に対して直列に接続され、直列共振回路を形成する１次側コンデンサと、前記１次側送電コイル及び前記２次側受電コイルの他方に対して並列に接続され、並列共振回路を形成する２次側コンデンサとをさらに有することを特徴とするシステム。

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