JP2015527049A - 効率の改善された非自己同調無線電力伝送システム - Google Patents

Abstract

無線電力伝送の一次共振回路網は、磁界を提供するために通電可能な一次巻線と、一次共振回路網に通電する電源への無効負荷を抑制するために選択された無効要素とを有する。無効要素は、一次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化、および一次共振回路網に結合された二次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化に依存して選択される。【選択図】図６

Description

本発明は、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムとしても知られる無線電力伝送システムに関する。

誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムが公知である。このようなシステムの一例は、一般に図１に示されている。また、このようなシステムは、例えば米国特許第５２９３３０８号を含め、先行技術にも包括的に記載されている。

近年、ＩＰＴシステムは、電気自動車用バッテリ充電器に使用されている。電気自動車用充電に対するＩＰＴの重要な利点は、一次磁気構造と二次（本明細書ではピックアップとも呼ばれる）装置の磁気構造との間の位置ずれに対する許容度である。図１に示すように、ＩＰＴ充電器は通常、電力系統から供給され、次いで交流を一次インダクタに提供する共振コンバータなどのスイッチング電源を含み、一次インダクタは、例えばパッドの形の軌道または磁気構造を備えてよい。次いで一次パッドによって提供される種々の磁界が、１つ以上の二次磁気構造によって遮断され、二次磁気構造は、通常、図１にインダクタンスＬ２で示すさらなるパッドまたはコイルを備える。受け取った電力は、ピックアップ装置内の共振回路網および電力制御装置によって調整され、次いで充電される電気負荷、例えばバッテリに供給される。

一次パッド（Ｌ１）に対するピックアップ（Ｌ２）内のフェリ磁性体とコイルとの間の物理的移動または変位は、パッド間の磁気結合を必然的に変化させ、パッド自体のインダクタンスも変化させる。また、一般にＩＰＴシステムにおける同調の変動は、他の要因、例えば部品公差および経年変化（例えば同調コンデンサの劣化）、磁気構造内のフェライトの破損などに依存して変えることができる。したがって、一次充電パッドと二次充電パッドとの両方が、自己同調回路を採用することなく、常に特定の電力伝送帯内の移動の所与の範囲に亘って高い精度で同調されることは不可能である。固定周波数の一次側電流制御システムでは、軌道電流を所望の大きさに調節できるのであれば、これはピックアップの電力伝送機能に影響を与えないが、電源に追加の無効負荷をかける。しかし、誤同調された共振回路網はシステム内に追加の無効負荷を引き起こし、この無効負荷は一般に電源を含むシステム内の損失、磁気結合構造内の１つ以上の追加のスイッチ導通損失を増加させる。したがって、誤同調に起因する無効負荷を最小にするシステムを生成することが有利である。

本発明の目的は、ＩＰＴシステムおよび装置、ならびにＩＰＴシステムおよび装置の設計方法を提供することにあり、これは先行技術の１つ以上の不利益を解消するのに少なくとも多少とも役立つかまたは少なくとも有益な代替手段を提供する。

一態様によれば、本発明は概して、無線電力伝送一次回路網および／または二次回路網にあり、１つ以上の構成要素が、一次および／もしくは二次共振回路網の同調の変化、ならびに／または一次回路網と二次回路網との間の結合の変化に依存して選択される。

一実施形態では、１つ以上の構成要素は、一次電源で観察される無効負荷を最小にするために選択される。

別の実施形態では、１つ以上の構成要素は、一次電源で観察される基本波力率を最小にするために選択される。

別の実施形態では、１つ以上の構成要素は、二次一次回路網内の電流を最小にするために選択される。好ましくは一次電源で観察される負荷は公称負荷範囲に亘って誘導的である。

別の態様では、本発明は、概して、
磁界を提供するために通電可能な一次巻線と、
一次共振回路網に通電する電源への無効負荷を制限するために選択された少なくとも１つの無効同調要素であって、無効同調要素は、一次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化、および一次共振回路網に結合された二次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化に依存して選択される、少なくとも１つの無効同調要素とを含む、無線電力伝送の一次共振回路網を提供する。

無効同調要素は、一次共振回路網と二次共振回路網との間の結合の所与の変化に依存して選択されてよい。

無効同調要素は、電源への無効負荷の変化を抑制するために選択されてよい。

無効同調要素は、力率を抑制するために選択されてよい。

一実施形態では、同調要素は一次巻線を備える。

インダクタンスまたは容量の所与の変化は、一次巻線に対する二次共振回路網のピックアップ巻線の相対移動または変位によって引き起こされてよい。

結合の所与の変化は、一次巻線に対する二次共振回路網のピックアップ巻線の相対移動または変位によって引き起こされてよい。

別の態様では、本発明は、概して、
一次共振回路網によって生成された種々の磁界からエネルギーを受け取ることが可能なピックアップ巻線と、
一次共振回路網に通電する電源への無効負荷を抑制するために選択された少なくとも１つの無効同調要素であって、無効同調要素は、二次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化、およびそれに二次共振回路網が結合される一次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化に依存して選択される、少なくとも１つの無効同調要素とを含む、無線電力伝送の二次共振回路網を提供する。

無効同調要素は、一次共振回路網と二次共振回路網との間の結合の所与の変化に依存して選択されてよい。

また、無効同調要素は、電源への無効負荷の変化を抑制するために選択されてよい。

無効同調要素は、力率を抑制するために選択されてよい。

同調要素はピックアップ巻線を備えてよい。

一実施形態では、インダクタンスまたは容量の所与の変化は、一次共振回路網の一次巻線に対するピックアップ巻線の相対移動によって引き起こされる。

一実施形態では、結合の所与の変化は、一次共振回路網の一次巻線に対するピックアップ巻線の相対移動または変位によって引き起こされる。

別の態様では、本発明は、概して、
一次共振回路網と、
一次共振回路網に結合された二次共振回路網とを含み、
無線電力伝送システムはシステム動作周波数を有し、一次共振回路網および二次共振回路網の一方または両方は、システム動作周波数と異なる固有共振周動作波数を有し、
一次共振回路網の固有共振動作周波数は、一次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化、および二次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化に依存して選択される、無線電力伝送のための装置を提供する。

一実施形態では、一次共振回路網の固有共振動作周波数は、一次共振回路網と二次共振回路網との間の結合の所与の変化に依存して選択される。

一実施形態では、一次共振回路網の固有共振動作周波数は、一次共振回路網の動作周波数の変化を抑制するために選択される。

別の態様では、本発明は、概して一次および／または二次共振回路網の同調の変化、ならびに一次共振回路網と二次共振回路網との間の結合の変化に依存して、１つ以上の構成要素を選択することを含む、無線電力伝送の一次回路網および／または電源および／またはピックアップを設計する方法に概してある。

一実施形態では、１つ以上の構成要素は、電源への無効負荷を最小にするために選択される。

別の実施形態では、１つ以上の構成要素は、一次電源で観察される基本波力率を最小にするために選択される。

別の実施形態では、１つ以上の構成要素は、一次回路網内の電流を最小にするために選択される。好ましくは一次電源で観察される負荷は公称負荷範囲に亘って誘導的である。

別の実施形態では、１つ以上の構成要素は、二次回路網内の電流を最小にするために選択される。好ましくは一次電源変換器で観察される負荷は、公称負荷範囲に亘って誘導的である。

別の態様では、本発明は、概して無線電力伝送の一次共振回路網を提供し、回路網の公称インダクタンスは、回路網の総無効負荷の変化が、一次回路網の磁気構造とピックアップデバイスの磁気構造との間の定義済みの相対移動範囲で最小となるように選択される。

一実施形態では、公称インダクタンスは、回路網への入力インピーダンスが容量でないように選択される。

一実施形態では、公称インダクタンスは、回路網への入力インピーダンスが誘導的であるように選択される。好ましくは入力インピーダンスは、システムの動作パラメータに亘る誘導性を維持される。

別の態様では、本発明は概して無線電力伝送のピックアップを提供し、ピックアップの公称インダクタンスは、それからピックアップが使用中に電力を受け取る一次共振回路網の総無効負荷が、一次回路網の磁気構造とピックアップデバイスの磁気構造との間の定義済みの相対移動範囲で最小となるように選択される。

別の態様では、本発明は概して無線電力伝送の装置を提供し、一次共振回路網の公称インダクタンスおよびピックアップの公称インダクタンスは、それからピックアップが使用中に電力を受け取る一次共振回路網の総無効負荷が、一次回路網の磁気構造とピックアップデバイスの磁気構造との間の定義済みの相対移動範囲で最小となるように選択される。

別の態様では、本発明は、回路網の総無効負荷の変化が、一次回路網の磁気構造とピックアップデバイスの磁気構造との間の定義済みの相対移動範囲で最小となるように、回路網の公称インダクタンスを選択することを含む、無線電力伝送の一次共振回路網を設計する方法を提供する。

さらに別の態様では、本発明は、それからピックアップが使用中に電力を受け取る一次共振回路網の総無効負荷の変化が、一次回路網の磁気構造とピックアップデバイスの磁気構造との間の定義済みの相対移動範囲で最小となるように、ピックアップの公称インダクタンスを選択することを含む、無線電力伝送のピックアップを設計する方法を提供する。

さらに別の態様では、本発明は、それからピックアップが使用中に電力を受け取る一次共振回路網の総無効負荷の変化が、一次回路網の磁気構造とピックアップデバイスの磁気構造との間の定義済みの相対移動範囲で最小となるように、一次共振回路網の公称インダクタンスおよびピックアップの公称インダクタンスを選択するステップを含む、無線電力伝送装置を設計する方法を提供する。

結合の変化は、誘導的または容量的であるように見える無効負荷の変化であってよい。

誤同調または同調の変化は、誘導的または容量的であるように見える無効負荷の誤同調または変化であってよい。

結合の変化は、
軌道または集中した一次構造に対する１つ以上のピックアップデバイスの物理的位置の変化、
異なるピックアップ磁気構造の使用、
損傷したフェライトなどの構成要素または磁気の変化の１つ以上により発生してよい。

誤同調または同調の変化は、
部品公差、
製造公差、
部品劣化または他の変化の１つ以上により発生してよい。

さらなる態様では、本発明は、概してあらゆる新規の特徴、もしくは方法ステップ、または本明細書に開示された特徴もしくは方法ステップのあらゆる新規の組合せにある。

本発明のさらなる態様は、すべてのその新規の態様で考慮されるべきであり、以下の記載から明らかになろう。

１つ以上の実施形態は、添付図面を参照して以下にさらに説明される。

公知のＩＰＴシステムの概略図である。 以下のさらなる図を参照して本発明を説明するために、例示によって言及される一般の無線バッテリ充電システムの基本構造の回路図である。 （ａ）直列同調およびＬＣＬ同調ピックアップのためのコンデンサ出力フィルタを備える、フルブリッジダイオード整流器の等価交流抵抗負荷を示す図である。（ｂ）並列同調ピックアップのためのインダクタ出力フィルタを備える、フルブリッジダイオード整流器の等価交流抵抗負荷を示す図である。 誤同調された直列同調ピックアップの概念図である。この図では、Ｌ_２０およびΔＬ_２のいずれもＬ_１と結合されている。 誤同調された並列同調ピックアップの概念図である。 一次ＬＣＬ回路網の負荷成形の概念図である。 Ｑ_２０の様々な値に対するピックアップが同調する回路網の変化に対する、軌道電流変化を示すグラフである。 本発明に係るＩＰＴシステムまたはＩＰＴシステム構成要素を生成するための様々な設計工程を示す流れ図である。 本発明に係るＩＰＴシステムまたはＩＰＴシステム構成要素を生成するための様々な設計工程を示す流れ図である。 本発明に係るＩＰＴシステムまたはＩＰＴシステム構成要素を生成するための様々な設計工程を示す流れ図である。 本発明に係るＩＰＴシステムまたはＩＰＴシステム構成要素を生成するための様々な設計工程を示す流れ図である。 ピックアップ出力において等価交流抵抗負荷を有する１．２キロワットのバッテリ充電システムの構造を示す図である。 結合された一次パッドおよび二次パッドに対する相対位置の所与の変化である、位置Ａでの最大結合および位置Ｂでの最小結合に対する様々な位置の概念図である。 １００ｍｍおよび１５０ｍｍのｚ軸方向におけるｘ方向の変化に対する７００ｍｍの回路充電パッドの測定値を示す図である。（ａ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｂ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、磁気的に結合されたパッドの開回路および短絡回路を備える、測定された２本巻きパッドのインダクタンスを示す図である。（ｃ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｄ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、その磁気的に結合されたパッドの開回路を備える、測定された単線パッドのインダクタンスを示す図である。（ｅ）ｚ＝１５０ミリメートルおよび（ｆ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、２本巻きパッドと単線巻きパッドとの間の測定された相互インダクタンスを示す図である。 ｚ＝１００ミリメートルおよびｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘの変化に対する、位置ＡＡ，ＢＢおよび新しい同調設計に同調された、７００ミリメートルの回路パッドおよび直列同調ピックアップを備える、一次ＬＣＬ回路網の分析結果を表すグラフである。（Ａ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（Ｂ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、ピックアップ反射等価インダクタンスＬ_Ｒを示す図である。（ｃ）ｚ＝１５０ミリメートルおよび（ｄ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、等価一次インダクタンスＬ_１ｅｑｕｉｖを示す図である。（ｅ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｆ）ｚ＝１５０ミリメートルにおける距離ｘ（ミリメートル）に対する抵抗を超えるＬＣＬ入力リアクタンスの率を示す図である。（ｇ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｈ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）に対する、一次ＬＣＬ回路網入力基本波力率を示す図である。 １００ミリメートルおよび１５０ミリメートルのｚにおけるｘの変化に対する、新しい同調値に同調された、７００ミリメートルの回路パッドおよび直列同調ピックアップを備える、一次ＬＣＬ回路網の分析結果およびＳＰＩＣＥシミュレーション結果を示す図である。（ａ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｂ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）に対して、ピックアップ反射等価インダクタンスＬ_Ｒを示す図である。（ｃ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｄ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する抵抗を超えるＬＣＬ入力リアクタンスの率を示す図である。（ｅ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｆ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、一次ＬＣＬ回路網入力基本波力率を示す図である。 ｚ＝１００ミリメートルおよび１５０ミリメートルにおけるｘの変化に対する新しい調整値で、位置ＡＡ，ＢＢに配置された７００ミリメートルの回路パッドおよび並列同調ピックアップを備える、一次ＬＣＬ回路網の分析結果を示す図である。（ａ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｂ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、ピックアップ反射等価インダクタンスＬ_Ｒを示す図である。（ｃ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｄ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、等価一次インダクタンスＬ_１ｅｑｕｉｖを示す図である。（ｅ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｆ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する抵抗を超えるＬＣＬ入力リアクタンスの率を示す図である。（ｇ）１００ミリメートルおよび（ｈ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、一次ＬＣＬ回路網入力基本波力率を示す図である。 １００ミリメートルおよび１５０ミリメートルのｚにおけるｘに対する、新しいピックアップ値に同調された、７００ミリメートルの回路パッドおよび並列同調ピックアップを備える、一次ＬＣＬ回路網の分析結果およびＳＰＩＣＥシミュレーション結果を示す図である。（ａ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｂ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）に対して、ピックアップ反射等価インダクタンスＬ_Ｒを示す図である。（ｃ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｄ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する抵抗を超えるＬＣＬ入力リアクタンスの率を示す図である。（ｅ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｆ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）の変化に対する、一次ＬＣＬ回路網入力基本波力率を示す図である。 １００ミリメートルおよび１５０ミリメートルのｚにおけるｘに対して、開発された同調技術を使用して直列同調および並列ピックアップを有する７００ミリメートルの回路パッドを備える、一次インバータブリッジの電圧Ｖ_Ｂ１および電流Ｉ_Ｂ１の基本要素を有するＳＰＩＣＥシミュレーション結果を示す図である。（ａ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｂ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）に対するインバータブリッジ電圧の基本要素を示す図である。（ｃ）ｚ＝１００ミリメートルおよび（ｄ）ｚ＝１５０ミリメートルにおけるｘ（ミリメートル）に対するインバータブリッジ電流の基本要素を示す図である。 他の形状の磁気構造に適用され得る、結合領域に亘る移動の抑制を示す概念図である。 二次パッドが図１０を参照して記載されたように画定された電力伝送領域内の最大結合（ａ）から最小結合（ｂ）の結合位置に動かされるときに、様々な同調配置に対して動作周波数２０ｋｈｚを有するシステムのための一次および二次結合共振回路網の周波数の変化を概して示す図である。システムがＡＡ位置に同調された直列同調ピックアップに関する図である。 二次パッドが図１０を参照して記載されたように画定された電力伝送領域内の最大結合（ａ）から最小結合（ｂ）の結合位置に動かされるときに、様々な同調配置に対して動作周波数２０ｋｈｚを有するシステムのための一次および二次結合共振回路網の周波数の変化を概して示す図である。システムがＢＢ位置に同調された直列同調ＬＣピックアップに関する図である。 二次パッドが図１０を参照して記載されたように画定された電力伝送領域内の最大結合（ａ）から最小結合（ｂ）の結合位置に動かされるときに、様々な同調配置に対して動作周波数２０ｋｈｚを有するシステムのための一次および二次結合共振回路網の周波数の変化を概して示す図である。システムがＡＢ位置に同調された直列ＬＣ同調ピックアップに関する図であり、該ピックアップはＢ位置のインダクタンスに同調され、一次はＡ位置のインダクタンスに同調される。 二次パッドが図１０を参照して記載されたように画定された電力伝送領域内の最大結合（ａ）から最小結合（ｂ）の結合位置に動かされるときに、様々な同調配置に対して動作周波数２０ｋｈｚを有するシステムのための一次および二次結合共振回路網の周波数の変化を概して示す図である。システムが新設計に従って同調された直列同調ＬＣピックアップに関する図である。 二次パッドが図１０を参照して記載されたように画定された電力伝送領域内の最大結合（ａ）から最小結合（ｂ）の結合位置に動かされるときに、様々な同調配置に対して動作周波数２０ｋｈｚを有するシステムのための一次および二次結合共振回路網の周波数の変化を概して示す図である。システムがＡＡ位置に同調された並列同調ＬＣピックアップに関する図である。 二次パッドが図１０を参照して記載されたように画定された電力伝送領域内の最大結合（ａ）から最小結合（ｂ）の結合位置に動かされるときに、様々な同調配置に対して動作周波数２０ｋｈｚを有するシステムのための一次および二次結合共振回路網の周波数の変化を概して示す図である。システムがＢＢ位置に同調された並列同調ＬＣピックアップに関する図である。 二次パッドが図１０を参照して記載されたように画定された電力伝送領域内の最大結合（ａ）から最小結合（ｂ）の結合位置に動かされるときに、様々な同調配置に対して動作周波数２０ｋｈｚを有するシステムのための一次および二次結合共振回路網の周波数の変化を概して示す図である。新設計に従ってシステムが同調された並列同調ＬＣピックアップに関する図である。 二次パッドが図１０を参照して記載されたように画定された電力伝送領域内の最大結合（ａ）から最小結合（ｂ）の結合位置に動かされるときに、様々な同調配置に対して動作周波数２０ｋｈｚを有するシステムのための一次および二次結合共振回路網の周波数の変化を概して示す図である。ＶＡ_１およびＶＡ_２を個別に最小にするために、本明細書に記載された設計を使用する例を示す図である。 二次パッドが図１０を参照して記載されたように画定された電力伝送領域内の最大結合（ａ）から最小結合（ｂ）の結合位置に動かされるときに、様々な同調配置に対して動作周波数２０ｋｈｚを有するシステムのための一次および二次結合共振回路網の周波数の変化を概して示す図である。本発明に係るＶＡ_１の変化を最小にするのに役立つために、ＶＡ_２の変化を調節する例を示す図である。

上記の背景技術に記載したように、実際には一次共振システムおよび二次（すなわちピックアップ）共振システムの共振回路網の様々な変化は、一次および二次に対する共振回路網が誤同調することを意味する。通常、無線電力伝送システムは、ω_０と示されることもある動作周波数を有する。この動作周波数は、通常その一次側電源が一次共振回路網に通電する周波数である。しかし誤同調が起こると、一次および二次共振回路網に対して動作条件下の共振周波数は変化する。本明細書では、一次側に対する固有共振動作周波数はω_１と呼ばれ、二次共振回路網に対する固有共振周波数はω_２と呼ばれる。上述のように、誤同調は、例えば電力伝送のための領域を生成または受け取るために使用される、磁気構造などの無効要素に対する製造公差、製造公差および同調コンデンサ、構造の相対位置の変化に起因する磁気構造の自己インダクタンスの劣化を通して、経年の変化および無効要素値などの多数の要因に起因する可能性がある。これらの変化は、ＩＰＴシステムが電力を供給する負荷である、二次の出力に連結された負荷の変化とはまったく異なる。

従来、無線電力伝送システムの設計では、特に「集中」一次および二次コイル（すなわち、一次側上の個別の巻線および二次側上の対応する個別であるが、必ずしも同一ではない巻線）が存在するシステムでは、設計の標準手法は、互いに公知の固定相対変位で一次および二次共振回路を単に同調することであった。通常公知の相対位置は、画定された空間内の最も近く最も中心に配置された位置、または画定された動作空間内の最も離れた位置のいずれかである。したがって、図１０を参照すると、二次パッド１２が一次パッド１０に対して位置Ａに配置されるとき、画定された動作領域内の最も近い位置に対応し、画定された動作領域は一次パッドの中心から１００ｍｍ延び、一次パッドの上に垂直方向に１５０ｍｍまで延びる。二次パッド１２が図１０に示された位置にあるとき、点Ｂでは２つのパッドは画定された動作領域内で互いから最も離れた相対位置にある。ＩＰＴシステムまたは無線電力伝送システムパッドへの本明細書における関連は、巻線または巻線を含む完全な磁気構造のいずれかを意味し、これは電力を誘導的に伝送するために使用される一次および／または二次共振回路網の一部である巻線を含む。

本明細書に記載された設計への手法は、軌道および複数ピックアップ、ならびに集中システムを使用する、無線またはＩＰＴシステムに適用可能である。またこの手法は、異なるタイプのピックアップ、例えばその内容が参照により本明細書に組み込まれる、国際公開第２０１１／０１６７３７号および同第２０１０／０９０５３９号に開示されたような、「ＤＤＱ」および「双極性（Ｂｉｐｏｌａｒ）」のピックアップ構造にも適用可能である。さらにこの手法は、双方向システムに適用可能であることが当業者には理解されよう。

結合の変化は、誘導的または容量的であるように見える無効負荷の変化であってよい。誤同調または同調の変化は、誤同調、または誘導的もしくは容量的であるように見える無効負荷の変化であってよい。

例えば、結合の変化は、
軌道または集中一次構造に対する１つ以上のピックアップデバイスの物理的位置の変化、
回路ピックアップ、ＤＤＱピックアップおよび双極性ピックアップなどの異なるピックアップ磁気構造の使用の１つ以上により発生してよい。

誤同調または同調の変化は、
部品公差、
製造公差、
経年の同調コンデンサの劣化などの部品劣化または他の変化、
損傷したフェライトなどの構成要素または磁気の変化の１つ以上により発生してよい。

この最初の設計は、ピックアップコイル内の無効電力を最小にする方法を詳述していない。この設計は、インバータブリッジ内の無効負荷を最小にすることを強調している。またＩ１を最小にすることについても論じていない。これらの態様は本明細書の他の部分でさらに記載する。

集中コイルバッテリ充電システムの基本構造
最も一般的な工業用ＩＰＴ電源トポロジーは、直並列ＬＣＬ共振回路網を備えるフルブリッジ電圧源インバータである。基本周波数のみを考慮する場合、結合されたピックアップを備える電源の概念図は図２に示されており、インバータブリッジ出力はその基本電圧要素Ｖ_Ｂ＿１で示す。場合によっては、一次軌道インダクタＬ_１に直列のコンデンサＣ_Ｌ１は、Ｌ_１を部分的に補償するために使用されて一次ＬＣＬ回路網の設計された特性インピーダンス、総リアクタンスＸを有する。一次側電流制御システムでは、最小制御がピックアップ内に必要とされるので、これはブリッジ整流器およびＤＣフィルタのみからなる。軌道電流は、（１）に与えられたように、入力インバータブリッジ電圧Ｖ_Ｂ＿１の基本要素によって直接制御される。

３つの最も一般的なピックアップ同調トポロジーは、直列同調、並列同調およびＬＣＬ同調トポロジーである。基本周波数のみを考慮すると、ピックアップは、図３に示すように直流負荷を表すために、等価交流抵抗負荷を使用してＬＣＲ回路としてモデリングすることができる。直列同調またはＬＣＬ同調ピックアップに対するこの等価交流抵抗負荷は、以下のように与えられる。

また並列同調ピックアップに対しては、以下のように与えられる。

共振回路網を誤同調するはずである直列および並列同調回路網の両方に対するその非線形特性に起因して、整流器によって導かれるリアクタンスが名目上は若干存在するが、このリアクタンスは通常ピックアップ同調容量内に占められる。それ故このリアクタンスはここでは明示されない。

直流出力はその等価交流負荷で表されるので、これら３つの理想的な同調ピックアップトポロジーの反射インピーダンスをここに直接適用でき、以下のように示される。

Ｘ_２は直並列ＬＣＬ同調ピックアップの特性インピーダンスである。

式（４）は、直列同調およびＬＣＬ同調ピックアップの両方の反射インピーダンスが同じ特性を有することを示す。反射負荷は純抵抗であり、ピックアップコイルがその場で同調されるときにピックアップ負荷Ｑ_２に正比例する。これらの２つのトポロジーは同じ特性を共有するので、本明細書では並列同調および直列同調ピックアップのみに磁気結合の変化が考慮される。

誤同調された一次および二次共振回路網の負荷モデリング
誤同調された一次および二次共振回路網の両方の組合せに起因して一次電源で観察される無効負荷を調べるために、誤同調された直列同調および誤同調された並列同調ピックアップの両方の反射インピーダンスを検討する。モデルを開発し、測定した軌道同調変化と併せることにより、電源インバータブリッジ内の無効負荷が計算可能になる。この章では誤同調されたピックアップの負荷モデルを表し、次に誤同調された一次共振回路網のモデルを表す。

誤同調されたピックアップの反射インピーダンス
ａ）直列同調
誤同調された直列同調ピックアップの概念図が図４に示されている。項Ｌ_２０，Ｃ_２０は、ピックアップインダクタンスおよびその同調容量の（設計された）公称値である。ピックアップインダクタンスの変化は項ΔＬ_２を使用してモデリングされる、すなわちリアクタンスの所与の電荷であり、以下のように定義される。

上記式において、Ｌ_２は、電流の物理的位置におけるピックアップインダクタンスである。直列同調ピックアップＺ_２Ｓの入力インピーダンスは以下のように与えられる。

ピックアップの反射インピーダンスＺ_ｒの定義は以下のように与えられる。

（６）を（７）に代入すると、誤同調された直列同調ピックアップの反射インピーダンスＺ_ｒＳは以下のように与えられる。

並列同調ピックアップとは異なり、負荷に依存しない反射リアクタンス（−ｊＭ^２／Ｌ_２）が存在する場合（以下でさらに後述する）、直列同調ピックアップの反射インピーダンスは（８）に示すように負荷に依存する。したがって、直列同調ピックアップに対して負荷に依存する反射インピーダンスΔＺ_ｒＳはＺ_ｒＳ（ΔＺ_ｒＳ＝Ｚ_ｒＳ）と同じである。（８）からΔＬ_２が反射リアクタンスを引き起こすことがわかり、これはΔＬ_２と反対の極性を有する。（８）の実数部および虚数部は多くの共通項を共有し、無効負荷と実負荷との比率の式を導くことが便利である。

上記式において、γは、設計された同調インダクタンスＬ_２０に関してΔＬ_２の単位当たり（ｐｕ）の変化であり、以下のように定義される。

また、Ｑ_２０は、設計された動作位置に同調される際にピックアップの公称負荷のかかった品質係数であり、以下のように定義される。

ほとんどの時間に一定出力電圧および電力で稼働しているバッテリ充電器では、負荷Ｒ_ＡＣひいてはＱ_２０は通常一定に維持される。したがって、（９）が設計された回路Ｑ_２０およびピックアップインダクタンスの変化のみからなり、反射無効電力の極性を直接示すので、（９）は無効電力を概算するために非常に有益な式である。

（８）における反射抵抗負荷を使用して、所望の出力電力を送達する必要がある軌道電流（Ｉ_１Ｓ）は、Ｐ＝Ｒｅ（Ｚ_ｒＳ）Ｉ_１ｓ ^２を使用して簡単に計算することができ、以下のように与えられる。

（１２）を使用して、誤同調されるピックアップの結果、軌道電流Ｉ_１の増加は以下のように表すことができる。

ｂ）並列同調
誤同調された並列同調ピックアップの概念図は図５に示されている。ここでＬ_２の変化に起因する同調の変化は、以下に与えられる項ΔＣ_２を使用して表される。

上記式において、Ｃ_２０は設計された値Ｌ_２0を有する公称同調容量であり、Ｃ_２はＬ_２の理想的な同調容量値である。ノートンの定理をピックアップ共振回路網に使用して、ピックアップコイル電流、ひいてはピックアップ反射インピーダンスＺ_ｒｐを以下のように記載することができる。

この式（１５）は、誤同調された並列同調ピックアップの反射インピーダンスが２つの無効要素を有することを示す。１つは（４）に記載された無効（容量）要素（−ｊωＭ^２／Ｌ_２）である。この容量要素は、負荷に無関係であるが磁気結合に比例する。この容量要素は、電源が一定結合のシステム（モノレールシステムなど）に対する設定において並列同調ピックアップで動作するときに、通常一次軌道インダクタンスに含まれる。磁気構造の変化に起因するこの項（−ｊωＭ^２／Ｌ_２）の変化をここに記載しない理由は、これは、充電パッドの物理的移動に起因する一次軌道インダクタンスの変化とみなされるからであるが、以下でさらに後述する。したがって、負荷に依存して変化する反射無効負荷は以下のように定義される。

直列同調ピックアップと同様に、二次無効要素は可変コンデンサΔＣ_２によって導かれ、ΔＣ_２の極性と反対の極性を示す。負荷に依存して変化する反射無効負荷（項（−ｊωＭ^２／Ｌ_２）を除く）と、抵抗負荷との比率は（１６）に与えられ、この比率は直列同調ピックアップに対して（９）とほぼ同一である。

上記式において、δは設計された同調容量Ｃ_２０に関するΔＣ_２の変化であり、以下のように定義される。

設計された動作位置に同調されたときのピックアップの公称負荷品質係数Ｑ_２０は、以下のように定義される。

（１５）の抵抗項を使用して、誤同調された並列同調ピックアップに対して求められる軌道電流は以下のようになる。

（１９）を使用して、誤同調されるピックアップに起因して増加する軌道電流Ｉ_１は（２０）に与えられ、予想通りに（１３）に類似している。

一次共振回路網の負荷モデリング
電圧源のＬＣＬ共振電源の概念図は図６に示されており、ピックアップ等価反射インピーダンス（Ｒｅ（Ｚ_ｒ）＋ｊＩｍ（ΔＺ_ｒ））を有する。反射リアクタンスは一次軌道インダクタンスＬ_１と直列であるので、反射リアクタンスはインダクタンスの項内のＩｍ（ΔＺ_ｒ）を解釈するのに便利である。このピックアップ等価反射インダクタンスＬ_１を定義するために、動作周波数ωは以下のように考えられる。

所与のピックアップの移動許容範囲内で測定された一次軌道インダクタンスＬ_１は、ここでは２つの要素に分離される、すなわちＬ_１０とリアクタンスΔＬ_１（Ｌ_１＝Ｌ_１０＋ΔＬ_１）の所与の変化である。Ｌ_１０は名目上設計された軌道同調インダクタンスであり、Ｃ_Ｌ１と組み合わせられたそのリアクタンスは、一次ＬＣＬ回路網特性インピーダンスＸである。ΔＬ_１は、測定された軌道インダクタンスＬ_１と公称軌道インダクタンスＬ_１０との差を表す。しかし電源ΔＬ_１で観察される総インダクタンス変化は、図６および（２２）に示すようにΔＬ_１とピックアップ反射インダクタンスＬ_ｒの組合せである。したがって、測定されたＬ_１に基づいて同調値Ｌ_１０を選択中に、インダクタンスの変化ΔＬ_１全体を概算することは困難である。

上記式において、ΔＸ_１はＬＣＬ回路網の総出力無効負荷である。

測定された値Ｌ_１のみに基づいて同調値Ｌ_１０を選択する代わりに、好ましい手法は、まず計算されたピックアップ反射インダクタンスＬ_ｒをＬ_１とともに組み合わせて、Ｌ_１ｅｑｖと呼ばれる単一の誘導要素を形成することであるとわかった。Ｌ_１ｅｑｖは、図および（２３）に示すように同調コンデンサＣ_Ｌ１で観察される総等価軌跡インダクタンスである。

次いでＬ_１ｅｑｖの値に基づいて、Ｌ_１０は、一次電源内の無効負荷を最小にするために、位置ずれ許容範囲内で総軌道インダクタンスの変化を最小にし、所望のパターンのΔＬ_ｌを達成するように設計されることが可能である。この最小化工程は以下にさらに説明される。ＬＣＬ回路網出力インピーダンスＺ_ｌは以下のように表される。

（２４）を使用して、一次ＬＣＬ回路網の入力インピーダンス（Ｚ_ｉｎ）は以下のように与えられる。

次いで一次ＬＣＬ共振回路網の入力基本波力率（ＤＰＦ_ＬＣＬ）は以下のように与えられる。

式Ｖ_Ｂ＿１を（１）および（２６）に使用して、所与の電力Ｐ_ＯＵＴに対してインバータブリッジ電流Ｉ_Ｂ＿１の基本要素は以下のように与えられる。

設計の配慮事項
ａ）誤同調に起因する追加のピックアップ無効電力
軌道上に戻って反射した、直列同調および並列同調ピックアップの両方の追加の無効負荷Ｉｍ（ΔＺ_ｒ）は、負荷Ｑ_２０および同調変化γまたはδのそれぞれに比例する。またＩｍ（ΔＺ_ｒ）は、理想的な同調ピックアップに比べてピックアップ共振回路網内の無効負荷の増加を表す。充電パッドインダクタンスの実測値は、パッドインダクタンスが許容される（予期される）位置ずれに依存して通常２〜７％の変化を有することを示す。従来の分散ＩＰＴシステムに対するピックアップ負荷Ｑ_２は、通常１０未満に設計され、実際のＩＰＴバッテリ充電システムは、一般に６未満に維持される。Ｑ_２０の値が６で、追加の無効負荷は有効電力の１２〜４２％である。磁気構造がより大きいインダクタンス変化（δまたはγ＞０．１５）を有する場合、同じＱ_２０の値が６に対して、追加の無効負荷は有効電力の９０％であるはずである。これはピックアップ共振要素内のストレスを増加させ、したがって要素の割合は理想的な同調設計によって示されるより著しく高い必要がある。

ｂ）誤同調されたピックアップを有する軌道（一次パッドまたは巻線）電流の増加
（１３）および（２０）は、いずれも軌道電流が同じ出力電力（一次側電流制御に対して一定のＱ_２０およびＲ_ＡＣ）を誤同調されたピックアップに送達するために増加される必要があることを示す。しかし増加するＩ_１は軌道導通損失も増加させる。求められる軌道電流の二乗は（Ｉ_{１＿ｍｉｓｔｕｎｅｄ}／Ｉ_{１＿ｔｕｎｅｄ}）^２を増加し、これはＱ_２０の様々な値でピックアップ同調変化γおよびδの関数が図７に示されているように、導通損失の増加を表す。Ｑ_２０が３でピックアップ同調変化が７．５％で、増加した導通損失は、常に同調されるピックアップに比べて５％である。同じ同調変化だがＱ_２０が６では、導通損失増加は図７に示すように４倍高い（２０％）。

（１２）および（１９）に示すように、同じＱ_２０に達するために必要とされる軌道電流は、結合条件に反比例する。したがって軌道導通損失の増加は、より高い結合の動作位置に比べて低い結合の動作位置でより大きくなる。設計決定が、二次側に自己同調回路を使用することなく充電パッドの導通損失を最小にするために行われる場合、高いＱ_２０（ほぼ６）および高いインダクタンス変化（δまたはγ＞０．１）のシステムに対する最良の実践は、ピックアップが最低結合の動作位置で確実に同調されることである。

ｃ）ＬＣＬ回路網の無効電力潮流
一次ＬＣＬ回路網の入力ＤＰＦは、（２６）に示すようにその出力無効負荷ΔＸ_ｌによって制御される。式中でＲｅ（Ｚ_ｒ）は、定常状態の間は固定動作位置に維持されると仮定する。したがって、一次同調ωＬ_１０（これはΔＸ_ｌを決定する）を選択することは、特定のパッド電力伝送帯内のインバータブリッジ上の無効負荷の負担を決定するための鍵である。一次同調ωＬ_１０を選択する際には２つの考慮事項が存在し、これらについてはこの章の次に記載する。

（ｉ）インバータブリッジ電圧Ｖ_Ｂ＿１に対する誘導負荷（Ｚ_ｉｎ）の確保
ＬＣＬ同調回路網は、（２５）に示すようにインピーダンス変換特性を有する。したがってΔＸ_ｌが位置ずれ許容範囲内でゼロまたは容量的であることを確実にすることにより、Ｚ_ｉｎは、純抵抗またはわずかに誘導的のみであることが確保される。したがって、Ｖ_Ｂ＿１とＩ_Ｂ＿１との間のＤＰＦは１またはわずかな遅れであり、これはスイッチ内のダイオード逆回復電流に起因する望ましくないスイッチング損失を防止するために、一般にインバータブリッジ設計に好ましい。

（ｉｉ）一次ＬＣＬ回路網の無効電力の最小化
無効負荷を最小にし、一次ＬＣＬ回路網の最良の可能な入力ＤＰＦを達成するために、ピックアップ同調ωＬ_２０および一次同調ωＬ_１０のいずれも、ΔＸ_ｌの望ましい変化パターンを引き起こすために注意深く選択される必要がある。（１２）および（１９）のそれぞれに与えられた直列および並列同調ピックアップにおいて必要とされる軌道電流の式を使用して、ＬＣＬ回路網の出力無効電力の一般的な定義を以下のように表すことができる。

これは、ＬＣＬ回路網内の追加の無効負荷はΔＸ_ｌに比例し、Ｍ^２に反比例することを示す。Ｍ^２は所与の充電パッド設計に対する相対結合変化を表す。したがって、無効負荷を最小にするために、ΔＸ_ｌの変化は、結合（Ｍ^２）がその最低である動作位置で最小になるべきであり、その結果インバータブリッジで観察される無効負荷全体が最小になる。

ｄ）インバータブリッジ電流
次に（１２）および（１９）における軌道電流の式ならびに（２７）におけるインバータブリッジ電流Ｉ_Ｂ＿１の式を使用して、Ｉ_Ｂ＿１を（２９）に示すように出力電力、相互結合およびＤＰＦの項に表すことができ、Ｉ_Ｂ＿１は出力電力および磁気結合に正比例することを示す。

一次側電流制御を使用する可変結合システムに対して、インバータブリッジ電流は、出力電力を一定に維持するために磁気結合と同じ変化幅を必然的に有する。このブリッジ電流変化は注意深く処理される必要があり、電源インバータ設計は必然的に可能な最大結合変化に定格される必要がある。

ｅ）設計流れ図
前述のように、従来、集中コイルシステムの同調回路網は、同じ動作位置で物理的に測定された充電パッドインダクタンスに基づいて設計され、次いで動作の最適位置になる。しかし、特定の電力伝送帯を備える集中コイルシステムに対する同調回路網を設計する際に、適切な結果を達成するために考慮する必要がある多くの設計課題がある。

実際には、上に提示されたすべての考慮事項を１つの同調回路網内で達成することは困難である。設計工程を支援するために、前述の考慮事項を組み合わせる設計流れ図が図８に表されている。この流れ図は、一次電源で観察される無効負荷を含むような、１つ以上の実際の結果を達成するために一次および／もしくは二次共振回路網の１つ以上の要素を選択するための、一連の設計ステップを表す。図８を参照すると、工程は１０１で始まり、「初期の」目的は、パッド導通損失を１０２で最小にすることである。最初の設計ステップ１０３は、最低結合の動作位置で二次同調を設計するためにＬ_２０を選択することである。次いでステップ１０４では、ピックアップ（すなわち二次）同調を設計して、ωＬ_１ｅｑｖを計算する。Ｌ_Ｒは公知であり、Ｌ_１ｅｑｖはＬ_１の最初に測定された値から計算することができる。次にステップ１０５では、ΔＸ_１がゼロまたは容量的に過ぎないように、ΔωＬ_１０を選択する。容量的であるようにΔＸ_１を選択することは、電源、すなわち一次回路網に通電するコンバータのＨブリッジに誘導負荷として観察されることを意味する。ステップ１０６では、一次ＬＣＬ回路網に対する入力基本波力率が、確実に改善されるために無効負荷をさらに考慮することができ、続いてステップ１０７を通してすべてのＬ_２０，Ｌ_１０の同調の組合せが網羅されたかどうかを確認する。すべてのＬ_２０，Ｌ_１０の同調の組合せが網羅されなかった場合は、ΔＸ_１の変化はステップ１０８に記憶され、ステップ１０９ではＬ_２０の値をそのすべての測定された最高結合の動作位置に変更し、工程は再度ωＬ_１ｅｑｖを計算するステップ１０４に戻る。ステップ１０６で入力基本波力率を改善する必要がない場合は、ステップ１１０で一次ＬＣＬ回路網入力電流を基本波力率変化とともに計算し、流れ図はステップ１１２で終了する。ステップ１０７ですべてのＬ_２０，Ｌ_１０の同調の組合せが考慮された場合は、工程はステップ１１１に進み、ここでは無効負荷における最低変化、すなわち最低結合位置における最低ΔＸ_１を提供するＬ_２０とＬ_１０の組合せを選択し、続いて工程はステップ１１０に戻る。これは本発明を可能にするために使用できる１つの方法論に過ぎないことが理解されよう。設計例は、ここでは一次パッド導通損失を最小にすること、または一次ＬＣＬ回路網における可能な最良の入力ＤＰＦを達成することを含む設計要件を達成するために、一次同調Ｌ_１０について検討している。初期設計の焦点は、一次充電パッド導通損失を最小にすることであり、したがってピックアップ同調はそれに応じて設計される。一次共振回路網内の無効負荷を最小にすることが優先される場合は、一次および二次同調はこれを達成するために調節される。

さらなる例が図８ａ〜８ｃに示されている。図８ａにおける設計目的は、インバータブリッジへの無効負荷を最小にすること、すなわち電源で観察される無効負荷を最小にすることである。工程はステップ１１４で始まり、次いでステップ１１５でＬ_２０を選択する。ステップ１１６でωＬ_１ｅｑｖを計算し、続いてステップ１１７でωＬ_１０を選択する。ステップ１１８で基本波力率および一次電流変化を計算し、ステップ１１９で結果を記憶する。ステップ１２０ではＬ_２０が結合の所与の変化を決定する充電帯内でＬ_２の最大値または最小値になったかどうかの判定を行う。そうである場合は、工程は、最良力率の変化を提供するＬ_１０，Ｌ_２０の値を選択して終了する。そうでない場合は、Ｌ_２０の値を増加させ、工程はステップ１１６に戻る。

図８ｂにおける設計目的は、一次電流を最小にする、すなわち一次パッド導通損失を最小にすることである。工程はステップ１２４で始まり、続いて必要とされる充電帯によって決定された結合変化の特定領域内の最低結合点でＬ_２０を選択する。ステップ１２６でωＬ_１ｅｑｖを計算し、続いてステップ１２７でωＬ_１０を選択する。ステップ１２８で基本波力率および一次電流変化を計算して工程を完了する。

図８ｃにおける設計目的は、誤同調に起因する追加のピックアップ（二次）無効電力を最小にすることである。工程はステップ１３０で始まる。次いでステップ１３１で一次巻線電流制御トポロジーを選択する。一次側制御を使用する場合は、工程はステップ１３２に進み、充電帯内のＬ_２変化の中間にあるようにＬ_２０を選択する。次いでステップ１３３でωＬ_１ｅｑｖを計算し、ステップ１３４でωＬ_１０を選択する。工程は、基本波力率および一次電流変化を計算するステップ１４２で終了する。代わりに一定軌道電流トポロジーを使用する場合は、工程はステップ１３１から１３５に進み、最低結合の動作位置に対してＬ_２０を選択する。次いでステップ１３６でωＬ_１ｅｑｖを計算し、ステップ１３７でωＬ_１０を選択した後最終ステップ１４２に進む。代わりに一次側と二次側制御トポロジーの組合せを使用する場合は、工程はステップ１３１から１３８に進み、完全同調ピックアップと仮定するＱ_２プロファイルを計算し、次いで最大位置Ｑ_２０における同調に対してＬ_２０を選択する。次いでステップ１４０でωＬ_１ｅｑｖを計算し、ステップ１４１でωＬ_１０を選択した後最終ステップ１４２に進む。

設計例
次に図８を参照して説明された戦略を使用して設計された、１．２ｋＷＥＶのバッテリ充電システムのための同調回路網を例として提示する。設計された回路網を使用して決定された分析結果は、最大および最小結合位置の両方で設計された充電パッド同調回路網のシステムと比較して、一次ＬＣＬ回路網の入力負荷変化における改善を実証する。また提案された設計の分析結果は、ＳＰＩＣＥシミュレーションに対しても検証される。

システムパラメータ
ａ）一次電源
１．２ｋＷのバッテリ充電システムの概念構造は図９に示されており、そのパラメータは以下の表１に与えられている。インバータブリッジ電圧Ｖ_Ｂ＿１は０〜２２５ＶＲＭＳの電圧変動範囲を有し、ピックアップ負荷（Ｒ_ＡＣ）への電力潮流を規制するために一次側電流制御を実行する。セクション０に説明したように、交流負荷Ｒ_ＡＣは、同じ等価直流出力電力および電圧を有するために、直列および並列同調ピックアップに対して異なる値を有する。

ｂ）充電パッドの磁気構造
この設計例に選択された充電パッド磁気構造は７００ｍｍの回路充電パッドである。動作空隙は１００ｍｍ〜１５０ｍｍで±１００ｍｍの横方向の許容範囲がある。これは、図１０に示すように特定の電力伝送帯内に矩形境界を形成する。図中、ピックアップパッドが最も緊密な結合位置（一次パッドに最も近い）にある位置は「Ａ」で示され、ピックアップパッドが最も低い結合位置を有する位置は「Ｂ」で示されている。提案された同調戦略および従来の同調方法は、極垂直境界（１５０ｍｍおよび１００ｍｍ）で水平境界（δｘは０〜１００ｍｍ）に沿って移動するピックアップパッドで検査される。

いずれの充電パッドも磁気構造が同一である。一次パッドは１２巻数の２本巻線を採用する。二次パッドについては、異なる巻数を直列および並列同調ピックアップに使用した。直列同調ピックアップは電圧源として作用し、したがって電流を上げる一方で、並列同調ピックアップは電流源として作用し、その出力電圧を上げる。これらの２つの同調トポロジーが同じ磁気構造で同じ出力直流電圧および電力を有するために、ピックアップパッド上の巻数は、適切な開回路電圧（Ｖ_ＯＣ）および短絡回路電流（Ｉ_ＳＣ）率のために設計される必要がある。この設計例に使用された同じ等価直流出力特性を達成するそれぞれの充電パッドの巻線構造は、表２に概説されている。

０〜１００ｍｍをｘ方向に移動する１００ｍｍおよび１５０ｍｍの空隙における回路充電パッドの測定されたインダクタンスが、図１１に示されている。開回路の２本巻きパッドのインダクタンス測定は、直列同調ピックアップを使用する際に一次パッド同調に向いているが、短絡回路のインダクタンス測定値は、並列同調ピックアップを使用する際に一次パッド同調に向いている。これは、（３０）に示すように短絡回路測定がパッド自己インダクタンスＬ_１およびピックアップ反射容量要素（−Ｍ^２／Ｌ_２）を含むためである。

並列同調ピックアップ内の二次充電パッドは一次パッドと同じ巻線構造を有するので、二次パッドの自己インダクタンスは図１１（ａ），（ｂ）に示された、測定された一次自己インダクタンスと同一である。直列同調トポロジーに使用されたように、単線巻線構造の測定された二次パッド自己インダクタンスは、図１１（ｃ），（ｄ）に示されている。開回路および短絡回路測定を使用して計算した相互インダクタンスは、図１１（ｅ），（ｆ）に示されている。この計算された相互インダクタンスは、再度一次側とみなされる。直列同調ピックアップを有するこの計算された相互インダクタンス値を使用する際、巻き率２を考慮する必要がある。

これらの測定値は、充電パッドの自己インダクタンスが最大結合の動作位置（グラフ上にＡで示されている）から最小結合位置（グラフ上にＢで示されている）まで７％の変化を有することを示す。この変化は、フェリ磁性材料と充電パッド内のコイルとの間の物理的相対移動に起因して起きる。２つの極点ＡとＢとの間の結合変化は、相互インダクタンスが５５μＨ〜２３μＨに変化する図（ｅ），（ｆ）に示すように、２つの要因に関する。様々な同調オプションの性能。

様々な同調オプションの性能
この設計例では、インダクタンスの最大変化は７％未満であり、負荷Ｑ_２の値は３未満であり、これは次のセクションで提供される。このような低いインダクタンスの変化および小さいＱ_２で、誤同調されたピックアップを有する定格電力を送達するために必要とされる軌道電流の増加は、図７に示すように２〜３％の範囲に過ぎない。したがってピックアップは、必ずしも最小結合位置Ｂに同調される必要はないので、同調回路網設計の焦点は、一次ＬＣＬ回路網の入力負荷変化を最小にすることである。提案された戦略を使用して設計されたシステムの性能は、最大結合位置（「ＡＡ」と呼ばれる）および最小結合位置（「ＢＢ」と呼ばれる）で設計された両方の充電パッドを備えるシステムと比較される。

ａ）直列同調ピックアップ
動作位置ＡＡ，ＢＢに設計された同調回路網および図８を参照して説明した提案された方法論を使用して設計された同調回路網のパラメータは、以下の表３に提供されている。提案された方法論を使用した設計では、ピックアップパッドＬ_２０の公称同調値は、最大結合位置Ｂにおけるその自己インダクタンスであり、一次パッドの公称同調値は、図１２（ｄ）から決定され、後述するように、計算された値が１２８μＨである。これらの３つの同調回路網設計の分析結果は図１２に示されており、提案された設計は、図１３に示されているＳＰＩＣＥシミュレーションで検証する。

図１２（ａ），（ｂ）に示された計算されたピックアップ反射等価インダクタンスＬｒでは、同調オプションＡＡは、同調オプションＢＢおよび新しい同調設計オプションと比べて最も小さい変化を有する。しかし図１２（ｃ），（ｄ）に示されたＬ_１ｅｑｖのグラフでは、同調オプションＡＡは、その他のオプションと比べて同調コンデンサＣ_Ｌ１で観察される最も大きい一次インダクタンスの変化を有する。同調オプションＡＡに対する最も大きいΔＸ_ｌは最小結合位置で起きるので、ΔＸ_ｌは、図１２（ｅ）〜（ｈ）に示すように、一次ＬＣＬ回路網の入力における最も大きい無効負荷の変化を有する。

図１２（ｄ）は、新しい同調設計の最大値Ｌ_１ｅｑｖが１２８μＨであり、それゆえ選択されたＬ_１０の値であることを実証する。オプションＢＢは、図１２（ｆ）に示すように、新しい同調と比べて最良のＤＰＦ性能を実証するが、オプションＢＢは１５０ｍｍの空隙でｘ方向に移動するピックアップパッドに対してＬＣＬ回路網の入力における容量負荷も引き起こす。したがって、新しい同調設計は、インバータブリッジの誘導性への負荷を保ちながら、一次ＤＰＦ変化を最小にした。図１３に与えられた新しい同調設計のＳＰＩＣＥシミュレーションの結果は、分析結果と非常に良好な一致を示す。

ｂ）並列同調ピックアップ
動作位置ＡＡ，ＢＢおよび新しい同調設計で設計された同調回路網のパラメータは表４に提供されている。新しい同調設計では、ピックアップパッドＬ_２０の公称同調値は、最大結合位置Ａにおいてその自己インダクタンスであり、一次パッドの公称同調値は、図１４（ｄ）から決定され、後述するように１２３．８μＨであるように計算される。これらの３つの同調回路網設計の分析結果は図１３が示されており、提案された設計は、図１５に示されたＳＰＩＣＥシミュレーションに対して検証される。

計算されたピックアップ反射等価インダクタンス（Ｌ_ｒ）および図１４（ａ）〜（ｂ）および（ｃ）〜（ｄ）のそれぞれに示された一次Ｌ_１ｅｑｖのインダクタンスでは、同調オプションＡＡおよび新しい同調設計は、同調オプションＢＢと比べて最も小さい変化を有する。図１４（ｄ）に示されたＬ_１ｅｑｖのグラフでは、計算されたＬ_１ｅｑｖのグラフは最大値１２３．８μＨを有し、それゆえこれは設計に対して選択されたＬ_１０の値である。

同調オプションＡＡが新しい同調設計と同じＬ_１ｅｑｖの変化を有するが、図１４（ｅ）〜（ｆ）は、オプションＡＡが最大無効負荷変化を有し、容量的であることを示す。この理由は、一次が位置Ａに同調されるので、ΔＸ_ｌの最も大きい変化が最小結合位置Ｂで起き、次いで他と比べて最も大きい追加の無効負荷を引き起こすためである。また図１４（ｅ）〜（ｆ）における分析結果は、新しい同調設計が誘導的であり、最も少ない入力ＤＰＦ変化（１〜０．９７６である）を有することを実証する。新しい同調設計のＳＰＩＣＥシミュレーション結果は図１５に示されており、やはり分析結果と非常に良好な一致を実証する。

インバータブリッジ電流の変化
上に論じたように、インバータブリッジ電流は磁気構造の結合に正比例する。この設計例では、充電パッドの相互インダクタンスは２３μＨ〜５５μＨの幅がある。これは、インバータブリッジ電流も同じ程度の変化を有することを示す。

直列および並列同調ピックアップの両方を備えた定格負荷１．２ｋＷ下で作動するインバータブリッジ電圧および電流に対するＳＰＩＣＥシミュレーション結果は、図１６（ａ）〜（ｄ）に示されている。同調回路網は、セクション０の提案された戦略を使用して設計されるので、ブリッジ電流内の無効要素が、可能な限り最小化された。インバータブリッジ電圧は結合がすると９０〜２００ＶＲＭＳに変化する一方、インバータブリッジ電流は１５〜６ＡＲＭＳに変化することがシミュレーション結果によって示す。ＬＣＬ回路網入力電圧を２００ＶＲＭＳから９０ＶＲＭＳに下げるために、インバータブリッジは、可変幅が大きい位相シフトθに亘って必然的に動作して、幅広いＶ_Ｂ＿１変化を達成する。インバータブリッジがＶ_Ｂ＿１に下げるために小さい位相シフトで作動している間、電流Ｉ_Ｂ＿１は図１６に示すようにその最高値にある。より高い電力システムに対して、７ｋＷの範囲内でこの可変幅が大きいＩ_Ｂ＿１はインバータブリッジ設計を複雑にし、半導体スイッチの選択を難しくする。

代替磁気構造
開発された同調回路網の設計戦略は、あらゆる磁気構造上に使用できる。回路パッドの例に記載したように、キーパラメータは、特定の電力伝送帯内の移動または許容度の境界である。回路パッドは回転対称を有し、したがって設計例は横方向の移動のみを必要とし、垂直移動は同調設計を決定する。二重Ｄ（本明細書で先に言及した）充電パッドに対して、電力伝送帯の画定された境界は、図１７に示すように矩形柱である。これはその分極構造に起因する。したがって二重Ｄパッドを使用してシステムに対する同調回路網を設計するために、必要なインダクタンスの測定値は、垂直オフセットの両端で２つの正方形平面の境界に沿ってある。これらの２つの平面は、図１７に示すようにＡＢＣＤおよびＥＦＧＨである。したがって本発明は、種々の磁気構造を使用し得る無線電力伝送システムに適用可能であることがわかる。

周波数の考慮事項
標準手法は、上記のように互いに公知の固定分離で一次および二次パッドを単に同調することであった。一般に、これは、（図１０に示すように）最も近くほぼ中心に配置された位置Ａまたは最も離れた位置Ｂのいずれかである。一次および二次パッドの両方は、一般にこれらの場所の１つに同調されると仮定して、これらの２つの設計オプションは図１８〜２６においてＡＡおよびＢＢで示されている。次いで先に説明された例に対して、パッドの許容の相対移動に起因する一次および二次の両方の実際の同調周波数の、理想的なシステム動作同調周波数からのずれは、直列同調二次に対しては図１０，１１に、または並列同調二次のシステムに対しては図２３，２４に見られる。ここでは同調周波数の変化はパッドの相対移動のみに起因して起きるが、経年の誤同調などの他の要因をその変化に加えることができる。示されたように、これは動作中の一次パッドの固有共振同調周波数（ω_１）、または動作中の二次パッドの固有共振周波数（ω_２）に大きな変化を引き起こすことができる。ω_１またはω_２のいずれかの同調周波数の変化（広がり）がより小さいことは当然有利であり、インバータが動作中に追加の誘導ＶＡＲ（この誤同調に起因する）を生成することのみを必要とするように、この変化が何であれ電源に最適である（例えば、ＬＣＬ一次回路網内で容量的であるのに最適であり、これは電源から観察される誘導負荷に変化する）ようにこの変化を制御される場合は、これも有利である。

図１８では、一次および二次パッドはＡＡ位置に同調され、二次共振回路網は直列同調される。該図を参照すると、矢印２０１は位置Ａにおける一次回路網の動作周波数を示し、これは２０ｋＨｚのシステム動作周波数ω_０を有する。二次回路網が位置Ａから２０２にある位置Ｂに移動すると、一次回路網の周波数が２０ｋｈｚから２０．８３ｋｈｚに移動する。この変化はΔω_１で表され、システムが稼動可能でないときに２つの位置の間のインダクタンス変化の測定に基づく。しかし上記したように、それらのインダクタンス測定に基づく一次回路網の周波数の変化は実際には誤りである。そうではなく、動作中の実際の共振周波数変化は矢印２０３で表される。これは、矢印２０１で示すように２０ｋＨｚである、位置Ａにおける最初の共振周波数は、二次回路網が矢印２０３で示すように位置Ｂに移動すると２０．６６ｋＨｚに変化することを示す。

同様に、動作中に二次回路網の共振周波数の変化が、矢印２０４，２０５で示されている。矢印２０４は２０ｋＨｚで作動する位置Ａ（そこで二次回路網が同調された位置）における二次回路網を示し、位置Ｂにおける周波数は矢印２０５で示されており、２０．６４ｋＨｚである。二次回路網の周波数の変化はΔω_２で示す。

図１９を参照すると、直列同調ピックアップを備えるＢＢ位置に同調されたシステムの性能が示される。矢印２０６は、システムが稼動可能でないときのインダクタンス測定に基づいた位置Ａにおける一次回路網の予期される動作周波数を示す。矢印２０７は、予期されたように２０ｋＨｚである位置Ｂにおける一次回路網の動作周波数を示す。周波数の実際の変化はまったく異なり、一次および二次回路網の両方のリアクタンスは変化し、回路網間の結合が上述のように変化するという事実によって説明される。図に示すように、矢印２０８は、作動中に位置Ａにおける一次回路網の実際の固有共振周波数を表す。二次回路網が位置Ｂに移動されると、周波数は、破線２０９で示された最低１９．８７ｋＨｚに低減し、二次回路網が位置Ｂに移動されると２０ｋＨｚの同調周波数に再度上昇する。作動中に位置Ａにおける二次回路網の固有共振周波数は矢印２０１で示されており、矢印２１１で示すように位置Ｂにおける同調周波数に移動する。

図１８，１９の直列同調二次回路網の例を検討すると、ＡＡに同調されたこのシステムは、システムＢＢと比べてはるかに大きいω_１の変化を有する。二次同調変化は同様であるが、正または負のいずれかにシフトされる。同調が図２０の同調に変更される場合、二次回路網が位置Ｂに同調され、一次回路網が位置Ａに同調されると、ω_１の変化は小さいままに留めることができるが、今度はω_１の変化は動作周波数からはるかに離れてシフトされ、これも望ましくない。図２０では、インダクタンス測定に基づいて一次回路網に予期される周波数は、位置Ａ，Ｂに対してそれぞれ矢印２１２，２１３で示されている。作動中の実際の固有共振周波数は矢印２１４，２１５で示されている。やはり周波数は、位置ＡとＢとの間の場所で最低２０．６９ｋＨｚに低減する。二次回路網に対する実際の周波数シフトは、位置ＡおよびＢに関してそれぞれ矢印２１５，２１６で示されている。

本明細書内に説明された新しい設計手法を使用して、得られる動作周波数シフトは、最小にされ、必要に応じてω０に近いがすぐ上に配置されて、供給は上記した電源に対する抵抗誘導負荷を確実に受ける。これは図２１に示されており、インダクタンスから決定された一次回路網に対する周波数は矢印２１７，２１８で示され、作動中の実際の固有共振周波数に対する周波数は矢印２１９，２２０で示されている。二次回路網に対する周波数変化は矢印２２１，２２２で示されている。この設計では、固有共振動作周波数は無効負荷の変化を抑制するために選択され、したがってリアクタンスの所与の変化（一次および二次回路網の相対位置の変化によって引き起こされる）に対する周波数の変化を抑制する。

図２２，２３，２４は、ＡＡ，ＢＢの設計オプションおよび並列同調二次パッドが使用されるときに本明細書に説明された所望の手法の下で、一次および二次作動の両方の同調周波数の変化を示す。やはり図２２，２３の両方においてω_１の著しいシフトが存在するのに対して、新しい設計手法を使用した図２４は、周波数シフトを抑制することができ、供給に対する誘導性を維持することができることを示す。位置ＡおよびＢにおける周波数を表す矢印は、図１８，１９，２１を参照して説明した直列同調状態に対する矢印と同じ参照番号を有する。

ピックアップ共振回路網がそのＶＡ_２を最小にするためのみに設計される場合、設計手法が以下に記載するようにわずかに異なる。

図２５に示された設計は（本明細内で前述の設計手法を参照すると）、ω_２の変化の範囲を決定し、ＶＡ_２を最小にするためにω_０がΔω_２のほぼ中心にあるように二次回路網の同調を最適化する。したがって図２５に示すように、位置Ａにおける二次回路網の周波数は矢印２３０で示され、位置Ｂは矢印２３１で示されている。二次同調を定着させた後、一次同調はω_０の周囲のΔω_１の幅を最小にするために調節される。この工程では、ω_１とω_２（Δω_１２）との間の変化もＶＡ_１を最小にするために抑制され、それによって確実に一次共振回路網の入力ＰＦ変化が最小にされ、可能な限り一定に維持される。Δω_１２は、誤同調に起因して求められる追加の無効電力量を示す。したがってこの設計では、本発明を使用して周波数を選択してきたので、その結果変化またはスイープ自体は、システムの動作周波数、すなわちω_０の付近、または動作周波数を中心に広がるように抑制され、動作中に一次固有共振周波数と二次固有共振周波数との差も抑制された。

二次共振回路網は、二次共振回路網がＶＡ_１の最小化に役立つような方法で同調される場合は、ＶＡ_２への配慮なしに図２６に示された設計が生じる。図２５，２６のケース１およびケース３は、ケース２およびケース４に示された動作中の共振周波数ではなく、測定されたインダクタンスから予期された結果を示す。

ここではΔω_２およびΔω_１は、ＶＡ_１を最小にするためにΔω_１２の変化全体も磁気装置のすべての可能な物理的位置で最小にする間、ω_０の周囲に配される。その結果一次共振回路網の入力ＰＦ変化は、一次共振回路網の入力ＰＦ変化が可能な限り一定に維持されている間、最小にされる。二次同調変化はもはやω_０に集中しない（またはほぼ集中しない）。

Claims (18)

1. 磁界を提供するために通電可能な一次巻線と、
   一次共振回路網に通電する電源への前記無効負荷を抑制するために選択された少なくとも１つの無効同調要素とを含み、
   前記無効同調要素は、前記一次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化、および前記一次共振回路網に結合された二次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化に依存して選択されてなる、無線電力伝送の一次共振回路網。
2. 前記無効同調要素は、前記一次共振回路網と前記二次共振回路網との間の結合の所与の変化に依存して選択される、請求項１に記載の無線電力伝送の一次共振回路網。
3. 前記無効同調要素は、前記電源への無効負荷の前記変化を抑制するために選択される、請求項１または２に記載の無線電力伝送の一次共振回路網。
4. 前記無効同調要素は、前記力率を抑制するために選択される、請求項１〜３のいずれか１項に記載の無線電力伝送の一次共振回路網。
5. 前記同調要素は前記一次巻線を備える、請求項１〜４のいずれか１項に記載の無線電力伝送の一次共振回路網。
6. インダクタンスまたは容量の前記所与の変化は、前記一次巻線に対する前記二次共振回路網のピックアップ巻線の相対移動または変位に起因する、請求項１〜５のいずれか１項に記載の無線電力伝送の一次共振回路網。
7. 結合の前記所与の変化は、前記一次巻線に対する前記二次共振回路網のピックアップ巻線の前記相対移動によって引き起こされる、請求項２〜６のいずれか１項に記載の無線電力伝送の一次共振回路網。
8. 一次共振回路網によって生成された種々の磁界からエネルギーを受け取ることが可能なピックアップ巻線と、
   前記一次共振回路網に通電する電源への前記無効負荷を抑制するために選択された少なくとも１つの無効同調要素とを含み、
   前記無効同調要素は、前記二次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化、および前記二次共振回路網が結合される前記一次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化に依存して選択されてなる、無線電力伝送の二次共振回路網。
9. 前記無効同調要素は、前記一次共振回路網と前記二次共振回路網との間の結合の所与の変化に依存して選択される、請求項８に記載の無線電力伝送の二次共振回路網。
10. 前記無効同調要素は、前記電源への無効負荷の前記変化を抑制するために選択される、請求項８または９に記載の無線電力伝送の二次共振回路網。
11. 前記無効同調要素は、前記力率を抑制するために選択される、請求項８〜１０のいずれか１項に記載の無線電力伝送の二次共振回路網。
12. 前記同調要素は、前記ピックアップ巻線を備える、請求項８〜１１のいずれか１項に記載の無線電力伝送の二次共振回路網。
13. インダクタンスまたは容量の前記所与の変化は、前記一次共振回路網の一次巻線に対する前記ピックアップ巻線の相対移動または変位によって引き起こされる、請求項８〜１２のいずれか１項に記載の無線電力伝送の二次共振回路網。
14. 結合の前記所与の変化は、前記一次共振回路網の一次巻線に対する前記ピックアップ巻線の前記相対移動によって引き起こされる、請求項８〜１３のいずれか１項に記載の無線電力伝送の二次共振回路網。
15. 一次共振回路網と、
    前記一次共振回路網に結合された二次共振回路網とを含み、
    前記装置はシステム動作周波数を有し、前記一次共振回路網および前記二次共振回路網の一方または両方は、前記システム動作周波数と異なる固有共振周動作波数を有し、
    前記一次共振回路網の前記固有共振動作周波数は、前記一次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化、および前記二次共振回路網のインダクタンスまたは容量の所与の変化に依存して選択される、無線電力伝送のための装置。
16. 前記一次共振回路網の前記固有共振動作周波数は、前記一次共振回路網と前記二次共振回路網との間の結合の所与の変化に依存して選択される、請求項１５に記載の装置。
17. 前記一次共振回路網の前記固有共振動作周波数は、前記一次共振回路網の前記動作周波数の変化を抑制するために選択される、請求項１５または１６に記載の装置。
18. 無線電力伝送充電器を備える、請求項１５〜１７のいずれか１項に記載の装置。

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