JP2015513850A - 差動変調済シンボルを復号する方法および装置 - Google Patents

差動変調済シンボルを復号する方法および装置 Download PDF

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Abstract

本発明は、差動変調済受信シンボルを復号する方法であって、差動変調済受信シンボルは、取り得る符号語の集合のうちのある符号語の差動変調済バージョンの伝送に対応し、受信シンボルはチャネルの資源上で転送され、資源は均等に隔てられる、方法に関する。受信機は、取り得る符号語のそれぞれについて、２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得される差動変調済受信シンボルを差動復調することによって差動復調済シンボルのベクトルを取得し、差動復調済受信シンボルと同じランクを符号語において持つ符号語の要素の共役によって各差動復調済シンボルの積を計算し、積の和の尺度を計算し、積の和の尺度が最大となる符号語を選択することによって差動復調済シンボルのベクトルを復号する。

Description

本発明は、概して、差動変調済シンボルを復号するための方法および装置に関する。
本発明は、差動変調技術を採用し、位相誤差が差動変調済シンボルに影響を与える通信システムに関する。
本発明は、差動変調済シンボルの復号を可能にする方法および装置を提供することを目的とする。この差動変調済シンボルは、受信機がタイミングオフセット誤差の影響を受けるＯＦＤＭシステムの非均等に分布したサブキャリア上にマッピングされるものであってもよいし、データシンボルが必ずしも連続せず、受信機が位相傾斜オフセット（phase ramp offset）を生成する周波数同期誤差による影響を受ける逐次時分割多重伝送（sequential Time Division Multiplexing transmission）を介して伝送され得るものであってもよい。
この目的のために、本発明は、差動変調済受信シンボルを復号する方法であって、
前記差動変調済受信シンボルは、取り得る符号語の集合のうちのある符号語の差動変調済バージョンの伝送に対応し、
各符号語は、所定数の要素からなるベクトルであり、
前記受信シンボルは、送信機と受信機との間のチャネルの資源上で転送され、
前記資源は均等に隔てられる
方法において、
前記方法は、取り得る符号語それぞれについて、受信機によって実行されるステップとして、
‐差動変調済受信シンボルを差動復調することによって差動復調済シンボルのベクトルを取得するステップであって、各差動復調済シンボルは２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得される、ベクトルを取得するステップと、
‐各差動復調済シンボルの積を計算するステップであって、前記差動復調済シンボルは、均等に隔てられた資源上で転送される２つの連続する変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得され、前記積は、差動復調済シンボルの前記ベクトルにおける前記差動復調済受信シンボルのランクと同じランクを符号語において持つ符号語の要素の共役によって計算される、積を計算するステップと、
‐前記積の和の尺度(module)を計算するステップと、
‐前記積の和の計算された各前記尺度のうちで前記積の前記和の前記尺度が最大となる符号語を選択することによって、差動復調済シンボルのベクトルを復号するステップと
を備えることを特徴とする、方法に関する。
また、本発明は、差動変調済受信シンボルを復号する装置であって、
前記差動変調済受信シンボルは、取り得る符号語の集合のうちのある符号語の差動変調済バージョンの伝送に対応し、
各符号語は、所定数の要素からなるベクトルであり、
前記受信シンボルは、送信機と受信機との間のチャネルの資源上で転送され、
前記資源は均等に隔てられる
装置において、
前記復号する装置は前記受信機に含まれ、
前記装置は、取り得る符号語それぞれについて、
‐差動変調済受信シンボルを差動復調することによって差動復調済シンボルのベクトルを取得する手段であって、各差動復調済シンボルは２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得される、ベクトルを取得する手段と、
‐各差動復調済シンボルの積を計算する手段であって、前記差動復調済シンボルは、均等に隔てられた資源上で転送される２つの連続する変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得され、前記積は、差動復調済シンボルの前記ベクトルにおける前記差動復調済受信シンボルのランクと同じランクを符号語において持つ符号語の要素の共役によって計算される、積を計算する手段と、
‐前記積の和の尺度を計算する手段と、
‐前記積の和の計算された各前記尺度のうちで前記積の前記和の前記尺度が最大となる符号語を選択することによって、差動復調済シンボルのベクトルを復号する手段と
を備えることを特徴とする、装置にも関する。
このように、位相傾斜（phase ramp）と同様の位相誤差の影響を受ける差動変調済シンボルの復号性能が改善される。
特定の特徴によれば、均等に隔てられていない可能性のある資源上で受信シンボルが転送される場合には、
前記受信機は、
‐差動復調済シンボルを差動復調済シンボルグループにグルーピングし、各差動復調済シンボルグループは、所定数の資源だけ隔てられる資源上で転送される２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得されるシンボルを含み、
取り得る符号語それぞれについて、前記積および前記和の尺度の前記計算は、取得された各差動復調済シンボルグループについて実行され、
‐取り得る符号語それぞれについて、前記受信機は、すべての前記差動復調済シンボルグループについて計算された前記和の尺度を合計し、
前記差動復調済シンボルの復号は、積の和の前記尺度の各前記合計のうちで積の前記和の前記尺度の前記合計が最大となる符号語を選択することによって実行される。
このように、受信機がタイミングオフセット誤差の影響を受けるＯＦＤＭシステムの非均等に分布したサブキャリア上にマッピングされる差動変調済シンボルの復号か、または、データシンボルが連続でなく受信機が周波数同期誤差の影響を受ける逐次時分割多重伝送を介して伝送され得る差動変調済シンボルの復号は、改善される。
特定の特徴によれば、前記受信シンボルは直交周波数分割多重シンボルの周波数要素であり、前記差動変調済シンボルはサブキャリア上で転送される。
特定の特徴によれば、前記受信シンボルは時分割多重シンボルであり、前記差動変調済シンボルは時間スロット上で転送される。
特定の特徴によれば、前記受信機は、
‐同期化中に、前記差動変調済受信シンボル上に生じる可能性のあるまたは生じる位相誤差傾斜に関する情報を取得し、
‐前記位相誤差に関する情報が所定の値よりも大きいか否かをチェックし、
‐前記位相誤差に関する情報が前記所定の値よりも大きくない場合に、前記積および前記和の尺度計算を中断する。
このように、本アルゴリズムは、それが重要な性能改善をもたらす時にのみ実行され、受信機における計算の数は限定される。
さらに別の態様によれば、本発明は、
プログラム可能な装置に直接ロード可能とすることができるコンピュータプログラムであって、
前記コンピュータプログラムは、前記コンピュータプログラムがプログラム可能な装置上で実行される時に本発明による方法の各ステップを実施するための命令またはコード部を備える、コンピュータプログラムに関する。
コンピュータプログラムに関する特徴および利点は、本発明による方法および装置に関して上述したものと同じであるので、ここでは繰り返さない。
本発明の特徴は、以下に示す例示的な実施形態の記載を読めばより明らかになるであろう。以下の記載は添付の図面を参照して作成されている。
本発明が実施される通信ネットワークを表す図である。 発信元（source）により転送されるシンボルＰ１が３８４個のアクティブサブキャリア上にマッピングされるアクティブサブキャリアのインデックスの集合の例を開示する図である。 図２の例によるアクティブサブキャリアを隔てる距離のすべてを表す表である。 ３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が１であるもののインデックスを表す表である。 ３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が２であるもののインデックスを表す表である。 ３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が３であるもののインデックスを表す表である。 ３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が４であるもののインデックスを表す表である。 ３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が５であるもののインデックスを表す表である。 シンボルＰ１およびそのガード区間の構成の例を表す図である。 本発明が実施される受信機のアーキテクチャを表す図である。 受信機の無線インタフェースの構成要素のブロック図である。 受信機の無線インタフェースの復号モジュールの構成要素のブロック図である。 発信元のアーキテクチャを表す図である。 発信元の無線インタフェースの構成要素のブロック図である。 本発明による受信機によって実行されるアルゴリズムの例を開示する図である。 本発明による受信機によって実行されるアルゴリズムの、特定の実現モードを開示する図である。
図１は、本発明が実施される通信ネットワークを表す。
通信ネットワークは、たとえば、少なくとも１つの発信元Ｓｒｃｔが、少なくとも１つの受信機Ｒｅｃが配置されるエリア内で、信号を転送またはブロードキャストする通信ネットワークである。
発信元Ｓｒｃｔは、たとえば、ＤＶＢ（デジタルビデオブロードキャスト）標準規格に従う信号をブロードキャストする地上局または衛星である。
通信ネットワークは、たとえば、基地局が１つの移動端末に信号を転送するか、または２つ以上の移動端末に信号をブロードキャストするセルラー通信ネットワークである。発信元Ｓｒｃｔは、基地局に信号を転送する移動端末であってもよい。
受信機Ｒｅｃは、ビデオ信号のようなデータがブロードキャストされる宛先の移動端末であってもよく、リモート通信装置（携帯電話等）と通信中の移動端末であってもよく、サーバまたは基地局またはホーム基地局（移動端末から信号を受信するもの）と通信中の移動端末であってもよい。
簡明のため、図１にはただ１つの発信元Ｓｒｃｔのみを示すが、ネットワークはより多くの数の発信元Ｓｒｃｔを含んでもよい。
簡明のため、図１にはただ１つの受信機Ｒｅｃのみを示すが、より多くの数の受信機Ｒｅｃに信号が転送またはブロードキャストされてもよい。
発信元Ｓｒｃｓによって転送またはブロードキャストされる信号は、ＯＦＤＭシンボル（たとえばＤＶＢ−ＮＧＨブロードキャスティング標準（broadcasting norm）と互換性のあるもの）であってもよい。
本発明は、信号がＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）シンボルである例において開示される。また、後に開示するように、本発明は、時分割多重方式を用いて信号が転送またはブロードキャストされる時にも適用可能である。
たとえばＤＶＢにおいて、標準規格ETSI EN 302755 v1.2.1 (2010-10)の「デジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）；第２世代ＤＶＢシステム（ＤＶＢ−Ｔ２）のためのフレーム構造チャネル符号化および変調（Digital Video Broadcasting (DVB); Frame structure channel coding and modulation for a second generation DVB system (DVB-T2)」では、なんらかの特定の同期化（some particular synchronization）が存在する。
Ｐ１と表記される同期シンボルは、１０２４個のサブキャリアを含むＯＦＤＭシンボルに、プレフィクス／ポストフィクスを追加することによって形成される。この１０２４個のサブキャリアのうち、帯域の中央部分にある８５３個のサブキャリアは有効サブキャリア（useful subcarrier）であり、残りはガードサブキャリアである。この８５３個の有効サブキャリアのうち、３８４個のみが用いられ（これらはアクティブサブキャリアと名付けられる）、残りは、使用されないサブキャリア（unused subcarrier）と名付けられゼロにセットされる。
発信元Ｓｒｃｔは、３８４ビット系列を形成するために、誤り訂正符号化されたｐ＝７ビットの情報を含むビット情報系列Ｓに基づき、Ｐ１同期シンボルを生成する。
ビット情報系列Ｓは、２つのフィールド（Ｓ１およびＳ２であり、それぞれ３ビットおよび４ビットを含む）から構成される。誤り訂正符号は、ＣＳＳ１およびＣＳＳ２の２パターンによって作成される相補系列集合（complementary sequence set）（ＣＳＳ）の形態の下で転送される。ＣＳＳ１パターンは、長さ８の相補系列８個からなる８個の直交集合に基づいてＳ１を符号化する。この場合、ＣＳＳ１パターンそれぞれの合計の長さは６４となり、ＣＳＳ２パターンは、長さ１６の相補系列１６個からなる１６個の直交集合に基づいてＳ２を符号化する。
この場合、ＣＳＳ２パターンそれぞれの合計の長さは、２５６となる。Ｓ＝［Ｓ１ Ｓ２］に対応する系列ベクトルｂ（以下、本翻訳文において、ベクトルｂを単に「ｂ」と表記する場合がある）は、ｂ＝［ＣＳＳ１ ＣＳＳ２ ＣＳＳ１］と構築され、したがって、３８４の長さを持つ。この２値系列ｂは、対応する＋１／−１符号語ベクトルｄ（以下、本翻訳文において、ベクトルｄを単に「ｄ」と表記する場合がある）に置き換え可能である。
ｂは、たとえば差動２値位相シフトキーイング（ＤＢＰＳＫ）ベクトルｘ＝ＭＳＳ＿ＤＩＦＦを用いて変調され（以下、本翻訳文において、ベクトルｘを単に「ｘ」と表記する場合がある）、その後、３８４個のアクティブサブキャリアにマッピングされるべき３８４個のシンボルからなるｘＳＣＲ＝ＭＳＳ＿ＳＣＲを得るためにスクランブルされる。ＤＶＢ−Ｔ２に記載される特定のケースでは、すべての符号語ｄが同一の値「１」で始まる。差動符号化された系列ｘの先頭にダミーを挿入する必要はない。このように、ｘとｄとは同じサイズを有する。一般的なケースでは、差動符号化された系列ｘは、符号語ｄの長さに対して１だけ大きい長さを持つ場合があり、したがって、Ｍ個のアクティブサブキャリアへの差動変調の後に、長さＭ−１の符号語がマッピングされる。以下では、ｄは有効な要素をＭ−１個だけ持ち、最初の値「１」を計算から除外することができると想定する。
このサブキャリアマッピングパターンは、図２に示すように、長さＭ＝３８４の、不規則なキャリア拡散系列（irregular Carrier Distribution Sequence）（ＣＤＳ）により与えられる。
本発明において、他の種類の差動変調を用いてもよい。
本発明によれば、受信機Ｒｅｃは：
‐差動変調済受信シンボルを差動復調することによって差動復調済シンボルのベクトルを取得し、各差動復調済シンボルは２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得され、
‐各差動復調済シンボルの積を計算し、前記差動復調済シンボルは、均等に隔てられた資源上で転送される２つの連続する変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得され、前記積は、差動復調済シンボルの前記ベクトルにおける前記差動復調済受信シンボルのランクと同じランクを符号語において持つ符号語の要素の共役によって計算され、
‐前記積の和の尺度を計算し、
‐前記積の和の計算された各前記尺度のうちで前記積の前記和の前記尺度が最大となる符号語を選択することによって、差動復調済シンボルのベクトルを復号する。
受信シンボルが、均等に隔てられていない可能性のある資源上で転送される場合には、前記受信機は：
‐差動復調済シンボルを差動復調済シンボルグループにグルーピングし、各差動復調済シンボルグループは、所定数の資源だけ隔てられる資源上で転送される２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得されるシンボルを含み、
取り得る符号語それぞれについて、前記積および前記和の前記尺度の前記計算は、取得された各差動復調済シンボルグループについて実行され、
‐すべての前記差動復調済シンボルグループについて計算された前記和の尺度を合計し、
前記差動復調済シンボルの復号は、積の和の前記尺度の各前記合計のうちで積の前記和の前記尺度の前記合計が最大となる符号語を選択することによって実行される。
図２は、発信元によって転送されるシンボルＰ１が３８４個のアクティブな考慮中のサブキャリアにマッピングされるアクティブサブキャリアのインデックスの集合の例を開示する。
図２に示す３８４個のインデックスの番号付けは、０から開始し、８５３個の有効サブキャリアの集合に対するものとして理解される。たとえば、図２の表において先頭のインデックスによって示される先頭のアクティブサブキャリアは、Ｐ１シンボルの８５３個の有効サブキャリアの集合のうちでインデックス４４を持ち、したがって４５番目の有効サブキャリアである（サブキャリアの番号付けはインデックス０から開始したので）。
行２０は、先頭から６４個のアクティブサブキャリアのインデックスを与える。
行２１は、次の２５６個のアクティブサブキャリアのインデックスを与える。
行２２は、末尾の６４個のアクティブサブキャリアのインデックスを与える。
図２のインデックスの集合は、公称帯域幅の中央部分における８８４個の有効キャリアの集合のうちＭ＝３８４個のアクティブキャリアを識別する。Ｎ＝１０２４点の逆離散フーリエ変換の前に、１０２４個のサブキャリアまでゼロパディングが実行される。図１４に示すように、ＩＤＦＴの出力にプレフィクスおよびサフィックスの双方が追加される。
８５３個の有効サブキャリアのうち、インデックスｋｉ−１およびｋｉである、ｉ番目およびｉ＋１番目のアクティブサブキャリアの間の距離αｉは、図２の例に示すように、必ずしも一定ではない。
ベクトルα＝［α１ … αＭ−１］（以下、本翻訳文において、ベクトルαを単に「α」と表記する場合がある）を、各アクティブサブキャリアと、その次のアクティブサブキャリアとの間の距離を含むベクトルとする。
この距離は、対応するインデックスの差として理解され、距離「１」は連続するサブキャリアに対応し、距離「２」は使用されないサブキャリア１つだけ隔てられた２つのアクティブサブキャリアに対応し、距離「３」は使用されないサブキャリア２つだけ隔てられた２つのアクティブサブキャリアに対応し、距離「４」は使用されないサブキャリア３つだけ隔てられた２つのアクティブサブキャリアに対応し、距離「５」は使用されないサブキャリア４つだけ隔てられた２つのアクティブサブキャリアに対応する。
距離αｉは、Ａ１…Ｑと表記されるＱ個の異なる値を取り得る。各値Ａｉはｑｉ回出現し（ただし
Figure 2015513850
であり）、ベクトルα内でのこれらのｑ値のインデックスの集合をＩｉと表記する。ここで、各集合Ｉｉを形成するインデックスは、１からＭ−１まで数えられるものとして理解される。
図２の例において、αは長さＭ−１＝３８３のベクトルであり、図３〜図８に示すように、１から５までのＱ＝５種類の値を取り得る要素αｉを持つ。
図３は、図２の例によるアクティブサブキャリアを隔てる距離をすべて表す表である。
より正確には、この表は、各アクティブサブキャリア間の距離を含むベクトルαの各要素を表す。
図４は、３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が１であるアクティブサブキャリアのインデックスを表す表である。
３８４個のアクティブサブキャリア内でのインデックスの番号付けは、１から開始する。
より正確には、図４は集合Ｉ１の各値を表す。
たとえば、Ｉ１内にインデックス「９」があるので、これは、９番目および１０番目のアクティブサブキャリア（図２に与えられたインデックス「６５」および「６６」の有効サブキャリアに対するインデックスのもの）の間の距離が１であるということを意味する。
図５は、３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が２であるアクティブサブキャリアのインデックスを表す表である。
３８４個のアクティブサブキャリア内でのインデックスの番号付けは、１から開始する。
より正確には、図５は集合Ｉ２の各値を表す。
たとえば、Ｉ２内にインデックス「７」があるので、これは、７番目および８番目のアクティブサブキャリア（図２に与えられたインデックス「６２」および「６４」の有効サブキャリアに対するインデックスのもの）の間の距離が２であるということを意味する。
図６は、３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が３であるアクティブサブキャリアのインデックスを表す表である。
３８４個のアクティブサブキャリア内でのインデックスの番号付けは、１から開始する。
より正確には、図６は集合Ｉ３の各値を表す。
たとえば、Ｉ３内にインデックス「４」があるので、これは、４番目および５番目のアクティブサブキャリア（図２に与えられたインデックス「５１」および「５４」の有効サブキャリアに対するインデックスのもの）の間の距離が３であるということを意味する。
図７は、３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が４であるアクティブサブキャリアのインデックスを表す表である。
３８４個のアクティブサブキャリア内でのインデックスの番号付けは、１から開始する。
より正確には、図７は集合Ｉ４の各値を表す。
たとえば、Ｉ４内にインデックス「３」があるので、これは、３番目および４番目のアクティブサブキャリア（図２に与えられたインデックス「４７」および「５１」の有効サブキャリアに対するインデックスのもの）の間の距離が４であるということを意味する。
図８は、３８４個のアクティブサブキャリアのうち、次のアクティブサブキャリアとの距離が５であるアクティブサブキャリアのインデックスを表す表である。
３８４個のアクティブサブキャリア内でのインデックスの番号付けは、１から開始する。
より正確には、図８は集合Ｉ５の各値を表す。
たとえば、Ｉ５内にインデックス「５」があるので、これは、５番目および６番目のアクティブサブキャリア（図２に与えられたインデックス「４７」および「５１」の有効サブキャリアに対するインデックスのもの）の間の距離が５であるということを意味する。
図９は、シンボルＰ１およびそのガード区間の構成の例を表す。
プレフィクス３４およびサフィックス３５は、シンボルＰ１の有効部分の両側に定義されるガード区間である。古典的なＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）シンボルのような巡回的な継続（cyclic continuation）の代わりに、シンボルの周波数シフトされたバージョンが用いられる。このように、先頭のガード区間を３５と表記し、シンボルの主要部分を３４と表記し、末尾のガード区間を３６と表記すると、末尾のガード区間３６は、シンボル３４の末尾５４２個のサンプルを周波数シフトしたバージョンを搬送し、先頭のガード区間３５は、シンボル３４の先頭４８２個のサンプルを周波数シフトしたバージョンを運ぶ。
ここで、本発明は、単一のガード区間が存在する時または単純な古典的巡回プレフィクスが存在する時のような、任意の種類のガード区間についても適用可能であるということに留意すべきである。
図１０は、本発明が実施される受信機のアーキテクチャを表す図である。
受信機Ｒｅｃは、たとえば、バス１０１によって相互に接続される構成要素と、図１５に開示されるプログラムによって制御されるプロセッサ１００とに基づくアーキテクチャを有する。
ここで、受信機Ｒｅｃは、専用の集積回路に基づくアーキテクチャを有してもよいということに留意すべきである。
バス１０１は、プロセッサ１００を、読み出し専用メモリＲＯＭ１０２、ランダムアクセスメモリＲＡＭ１０３および無線インタフェース１０５にリンクする。
メモリ１０３は、変数を収容することを意図するレジスタと、図１５に開示されるアルゴリズムに関するプログラムの命令とを含む。
プロセッサ１００は、無線インタフェース１０５の動作を制御する。
読み出し専用メモリ１０２は、図１５に開示されるアルゴリズムに関するプログラムの命令を含み、この命令は、受信機Ｒｅｃがアクティベートされた時に、ランダムアクセスメモリ１０３へと転送される。
無線インタフェース１０５は、発信元Ｓｒｃｔによって転送されまたはブロードキャストされた無線信号を受信する手段を備える。
無線インタフェース１０５は、転送されまたはブロードキャストされた信号を受信するために用いられる少なくとも１つのアンテナＡｎｔに接続される。
図１１は、受信機の無線インタフェースの構成要素のブロック図を開示する。
受信機Ｒｅｃの無線インタフェース１０５は、同期化を実行する時間周波数同期モジュール１１０を備える。
ここで、後に開示するように、同期化はタイミングオフセット誤差の影響を受ける可能性があるということに留意すべきである。
受信機Ｒｅｃの無線インタフェース１０５は、同期した受信シンボルについて、図９に開示されるプレフィクス３５およびサフィックス３６を除去する、プレフィクスおよび／またはポストフィクス除去モジュール１１１を備える。
本発明がＯＦＤＭ伝送方式とともに実装される時には、受信機Ｒｅｃの無線インタフェース１０５は、プレフィクス３５およびサフィックス３６が除去された受信シンボルに対して離散フーリエ変換を実行するＤＦＴモジュール１１２を備える。
受信機Ｒｅｃの無線インタフェース１０５は、有効サブキャリアを取得するためにガードサブキャリアを除去することによりＤＦＴモジュール１１２の出力をデマッピングする、サブキャリアデマッピングおよびアンスクランブルモジュール１１３を備える。
サブキャリアデマッピングおよびアンスクランブルモジュール１１３は、図２の例に示す所与のサブキャリアマッピングパターンに従って、Ｍ個のアクティブサブキャリアを取り出す。
サブキャリアデマッピングの後にはアンスクランブルが続く。
受信機Ｒｅｃの無線インタフェース１０５は、サブキャリアデマッピングおよびアンスクランブルモジュール１１３によって提供される信号を復調する差動復調器１１４を備える。
より正確には、差動復調器１１４は、差動変調済受信シンボルを差動復調することにより、差動復調済シンボルのベクトルを取得する。差動復調済シンボルは、それぞれ２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることにより取得される。
受信機Ｒｅｃの無線インタフェース１０５は、差動復調器１１４の出力を復号する復号モジュール１１５を備える。
上述したように、時間周波数同期モジュール１１０は不完全であり、ＴＯ個のサンプルのタイミングオフセットが生じる。
ＴＯは正または負である。
ＤＦＴおよびインデックスｋｉ（ただし図２に示すように、ｋｉは必ずしも連続ではなく、等距離に分布してもいない）の有効サブキャリアへのサブキャリアデマッピングの後、サブキャリアデマッピングおよびアンスクランブルモジュール１１３の出力における信号は、次のように表せる：
Figure 2015513850
ただし、ｈｉはインデックスｋｉの有効キャリアに対応するチャネル伝達関数であり、ηｉはそのサブキャリアに加わる分散σ２の雑音である。
この関係は、巡回プレフィクスおよび／またはサフィックスを伴うＯＦＤＭシステムにおいては厳密に正確である。プレフィクスおよび／またはサフィックスが巡回的でない場合には、雑音部分もまたプレフィクスおよび／またはサフィックスが巡回的でないという事実に起因する干渉を含むということを考慮すれば、この方程式は正しいと考えられる。
差動復調モジュール１１４の出力におけるこの信号は、次のように表せる：
Figure 2015513850
ただし、ｎｉは、分散
Figure 2015513850
の等価雑音
Figure 2015513850
である。上述の方程式では、各符号語ｄの先頭の要素ｄ０＝１は無視される。一般的なケースとして、差動変調前の符号語ｄと、差動復調後の差動復調済ベクトルｒとは、１からＭ−１まで番号付けされるＭ−１個の有効な要素を持つものと考える。要素ｄ０＝１も考慮する必要がある（したがって符号語ｄがＭ個の要素を持つ）場合には、ダミー値ｒ０を挿入しなければならない。差動変調前の符号語ｄと、差動復調後の差動復調済ベクトルｒとは、同数の要素を持たねばならず、各要素ｒｉは、各要素ｄｉの受信バージョンであり、各要素ｄｉは、差動復調済ベクトルｒのベクトル内でその受信バージョンｒｉが持つランクと同じランクを符号語ｄ内で持つ。
タイミングオフセットは、復調済信号に、位相誤差傾斜（phase error ramp）を生じさせるか、または位相傾斜によって近似可能な位相誤差を生じさせる。どの復調済シンボルが被る位相回転（phase rotation）も、タイミングオフセットＴＯと、差動復調済シンボルを搬送するサブキャリア間の距離αｉとに依存し、これによって、その時点の差動復調済シンボルの推定が可能となる。
本発明によれば、復号モジュール１１５は、位相誤差が起こす性能劣化を軽減するように構成される。
修正された対数尤度比基準が適用される。これは、大域的コスト関数
Figure 2015513850
を最大化することを意味する。
ここで、コスト関数は、性能指数(figure of merit)、確信度レベル、効用関数、または信頼性関数と呼ばれてもよいということに留意すべきである。
各符号語ｄｎについて、復号モジュール１１５は、
Figure 2015513850
を達成する推定位相
Figure 2015513850
を見つけ出す。
ＤＶＢ標準規格およびＰ１シンボルという特定のケースでは、ｄｎは、ｐ＝７ビットの情報Ｓを符号化するのに用いられる１２８個の符号語の集合のうちｎ番目の符号語である。
復号は、
Figure 2015513850
を見つけ出すことによって実行される。ただし、ｎｍａｘは、
Figure 2015513850
であることを保証するインデックスである。
符号語ごとのコスト関数Λｎを最大化することは、
Figure 2015513850
を最大化することと等価である。
通信ネットワークは、チャネル推定の実行されない差動変調を採用しているので、項
Figure 2015513850
は最大化において無視される。この場合、
Figure 2015513850
である。
特定の実現モードによれば、図３の例のようにαの要素αｉがＱ個の異なる値を取る時には、本発明は差動復調済シンボルグループをＱ個形成し、各グループを個別に処理する。
上記の方程式は、符号語ごとの部分的コスト関数（各部分的コスト関数が、所与のサブキャリア距離に関連付けられた変調シンボルに対応する）の総和として書き直すことができる：
Figure 2015513850
たとえば、部分的コスト関数
Figure 2015513850
は、ｎ番目の符号語ｄｎを構成する各変調シンボル
Figure 2015513850
に対応し、また、受信された差動復調済シンボルｒｉに対応する。受信された差動復調済シンボルｒｉは、８５３個の有効サブキャリアの集合内の３８４個のアクティブサブキャリアのうち、ｉ番目およびｉ＋１番目のアクティブサブキャリア（インデックスｋｉ−１およびｋｉのもの。Ａ３＝ｋｉ−ｋｉ−１＝３の距離だけ隔てられる）にマッピングされる受信された差動変調済シンボルｙｉ−１，ｙｉから取り出せる。
各部分的コスト関数について、個別に最大化が実行される。上述の方程式は単純化可能であり、したがって、次のように単純化された符号語ごとのコスト関数を計算可能である：
Figure 2015513850
したがって、
Figure 2015513850
を見つけ出す必要がある。
この値を用いると、部分的コスト関数
Figure 2015513850
の計算は、
Figure 2015513850
に削減される。
図１２は、受信機の無線インタフェースの復号モジュールの構成要素のブロック図を開示する。
復号器１１５は、伝送されたシンボルｄを組み合わせて（jointly）復号し、位相誤差を訂正する。
復号器１１５は、表１２１を用いて差動復調済シンボルグループをＱ個形成する抽出モジュール１２０を備える。表１２１は、所与の距離だけ隔てられたアクティブサブキャリア上で転送された受信シンボルから取得された差動復調済シンボルを、抽出モジュール１２０が識別できるようにするものである。
抽出モジュール１２０は、差動復調済シンボルｒｉのＱ個のグループを識別する。ｋ番目のグループはそれぞれｑｋ個の差動復調済シンボルを有し、各差動復調済シンボルｒｉは、有効サブキャリアの空間において、インデックスｋｉ，ｋｉ−１によって識別され固定距離Ａｋ＝ｋｉ−ｋｉ−１だけ隔てられるサブキャリア上で転送された受信シンボルｙｉ，ｙｉ−１を組み合わせることによって取得される。
ｋ番目のグループにおける、識別された差動復調済シンボルｒｉのインデックスｉの集合を、Ｉｋと表記する。
復号器１１５は、２ｐ個の前置和計算モジュールを備える。簡明のため、図１２には２つの前置和計算モジュール１２３および１２７のみを示す。
前置和計算モジュール１２３は、符号語表１２２によって提供される符号語ｄ１を用いて、和
Figure 2015513850
を計算する。
前置和計算モジュール１２７は、符号語表１２２によって提供される符号語
Figure 2015513850
を用いて、和
Figure 2015513850
を計算する。
前置和計算モジュール１２３および１２７はそれぞれ、Ｑ個の部分的コスト関数計算モジュールにＱ個の和を提供する。
簡明のため、図１２には、４つの部分的コスト関数計算モジュールのみを示す。
部分的コスト関数
Figure 2015513850
を計算する部分的コスト関数計算モジュール１２４に対し、前置和計算モジュール１２３は、１番目の和
Figure 2015513850
を提供する。
部分的コスト関数
Figure 2015513850
を計算する部分的コスト関数計算モジュール１２５に対し、前置和計算モジュール１２３は、Ｑ番目の和
Figure 2015513850
を提供する。
部分的コスト関数
Figure 2015513850
を計算する部分的コスト関数計算モジュール１２８に対し、前置和計算モジュール１２７は、１番目の和
Figure 2015513850
を提供する。
部分的コスト関数
Figure 2015513850
を計算する部分的コスト関数計算モジュール１２９に対し、前置和計算モジュール１２７は、Ｑ番目の和
Figure 2015513850
を提供する。
次に、各符号語につき、すでに識別された差動復調済シンボルグループＱ個のうちｋ番目のグループそれぞれについて、部分的コスト関数が計算される。この部分的コスト関数は、そのグループについて推定共通位相シフトＡｋφｋが局所的に補償されるので、準最適な位相誤差補償を暗に含む。
部分的コスト関数計算モジュール１２４および１２５は、計算された部分的コスト関数を符号語毎単純化コスト関数計算モジュール１２６に提供し、符号語毎単純化コスト関数計算モジュール１２６は、
Figure 2015513850
を計算する。
部分的コスト関数計算モジュール１２８および１２９は、計算された部分的コスト関数を符号語毎単純化コスト関数計算モジュール１３０に提供し、符号語毎単純化コスト関数計算モジュール１３０は、
Figure 2015513850
を計算する。
各符号語毎単純化コスト関数は最大化モジュール１３１に供給され、最大化モジュール１３１は、
Figure 2015513850
を選択することにより、符号語ｄｎｍａｘが伝送されたということを決定する。
図１３は、発信元のアーキテクチャを表す図である。
発信元Ｓｒｃｔは、たとえば、バス１３０１によって相互に接続される構成要素と、プログラムによって制御されるプロセッサ１３００とに基づくアーキテクチャを有する。
ここで、発信元Ｓｒｃｔは、専用の集積回路に基づくアーキテクチャを有してもよいということに留意すべきである。
バス１３０１は、プロセッサ１３００を、読み出し専用メモリＲＯＭ１３０２、ランダムアクセスメモリＲＡＭ１３０３および無線インタフェース１３０５にリンクする。
メモリ１３０３は、変数を収容することを意図するレジスタと、プログラムの命令とを含む。
プロセッサ１３００は、無線インタフェース１３０５の動作を制御する。
読み出し専用メモリ１３０２はプログラムの命令を含み、この命令は、発信元Ｓｒｃｔがアクティベートされた時に、ランダムアクセスメモリ１３０３へと転送される。
無線インタフェース１３０５は、本発明によってシンボルを転送する手段を備える。
無線インタフェース１３０５は、本発明によって信号をブロードキャストするために用いられるアンテナＡｎｔｓに接続される。
無線インタフェース１３０５は、図１４に開示されるような構成要素を備える。
図１４は、発信元の無線インタフェースの構成要素のブロック図を開示する。
発信元Ｓｒｃｔの無線インタフェースは、誤り訂正符号を用いて２値系列Ｓを符号化する誤り訂正符号化モジュール１４０を備える。
誤り訂正モジュール１４０の出力ｂは、２値の＋１／−１系列ｄに置き換えられ、差動変調モジュール１４１に提供され、差動変調モジュール１４１がこれを変調する。変調は、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、ＤＡＰＳＫ、ＤＰＳＫまたは任意の他の差動変調とすることができる。結果として得られる長さＭの系列ｘは、任意選択で、スクランブルモジュール１４２によってスクランブルされてもよい。このスクランブルされた系列ｘＳＣＲは、マッピングパターンモジュール１４４によって提供される所与のサブキャリアマッピングパターン（たとえば図２に開示されるようなもの）に従い、ゼロ挿入およびマッピングモジュール１４３によってＭ個のアクティブサブキャリア上にマッピングされる。
ＩＤＦＴモジュール１４５によってＮ点の逆離散フーリエ変換が実行された後、送信の前に、プレフィクス／サフィックス挿入モジュールによりプレフィクスおよび／またはサフィックスを挿入することが可能である。ＴＤＭ逐次伝送の場合には、ＩＤＦＴモジュールは存在せず、マッピングは時間領域において実現される（サブキャリアの代わりに時間的位置）ものとして理解される。
図１５は、本発明による受信機によって実行されるアルゴリズムの例を開示する。
ステップＳ１５００において、受信機Ｒｅｃは、表１２１を用いて差動復調済シンボルグループをＱ個形成する。表１２１は、所与の距離だけ隔てられたサブキャリア上で転送された受信シンボルから取得された差動復調済シンボルを、抽出モジュール１２０が識別できるようにするものである。
ここで、均等に隔てられた資源上で変調済受信シンボルが転送される時には、ステップＳ１５００は実行されないか、または単一の差動復調済シンボルグループが形成されるということに留意すべきである。
表１２１は、図４〜図８に示す各表を含む。
抽出モジュール１２０は、差動復調済シンボルｒｉのＱ個のグループを識別する。ｋ番目のグループはそれぞれｑｋ個の差動復調済シンボルを有し、各差動復調済シンボルｒｉは、有効サブキャリアの空間において固定距離Ａｋ＝ｋｉ−ｋｉ−１だけ隔てられた位置ｋｉ，ｋｉ−１に転送される受信シンボルｙｉ，ｙｉ−１を組み合わせることによって取得される。ｋ番目のグループにおける、識別された差動復調済シンボルｒｉのインデックスｉの集合を、Ｉｋと表記する。
次のステップＳ１５０１において、受信機は、すでに識別された差動復調済シンボルにおける、Ｑ個のグループのうちｋ番目のグループそれぞれについて、またｎ番目の符号語ｄｎそれぞれについて、部分的コスト関数
Figure 2015513850
を計算する。
これらの部分的コスト関数は、各部分的コスト関数の計算に関与するシンボルグループについて推定共通位相シフトＡｋφｋが局所的に補償されるので、準最適な位相誤差補償を暗に含む。
次のステップＳ１５０２において、受信機Ｒｅｃは符号語毎単純化コスト関数
Figure 2015513850
を計算する。
次のステップＳ１５０３において、受信機Ｒｅｃは、
Figure 2015513850
を選択することにより、符号語
Figure 2015513850
が伝送されたということを決定する。
図１６は、本発明による受信機によって実行されるアルゴリズムの、特定の実現モードを開示する。
図１６は、時間同期の場合のタイミングオフセットが、受信された差動変調済シンボルに、位相傾斜誤差を生じさせるか、または位相傾斜によって近似可能な位相誤差を生じさせる、特定のＯＦＤＭシステムのケースを開示する。ＴＤＭ伝送の場合には、「時間同期中のタイミングオフセット」は、「周波数同期誤差」に置き換えられる。
本アルゴリズムの特定の実現モードによれば、推定されるタイミングオフセットがある閾値よりも小さい場合には（たとえばタイミングオフセットが存在しないか、または十分に小さい場合には）、タイミングオフセットに起因する位相誤差を無視して古典的復号を実行するという付加条件が実行される。
タイミングオフセットの存在／重要性に関するアプリオリな情報が存在する場合には、図１５のアルゴリズムは、タイミングオフセットが十分に重要であるとわかっている時にのみ適用されてもよい。事前の情報が存在しない時には、タイミングオフセットは、検出の早期フェーズにおいて（たとえば取り得る符号語の一部または全部について与えられ得る位相推定の一部または全部に頼って）、または、検出の後期の段階(the late stages)において（たとえば検出された符号語
Figure 2015513850
のみに対応する推定）、推定可能である。
ステップＳ１６００において、受信機Ｒｅｃは、先に開示したように、差動変調済受信シンボルの同期中に発生する可能性のある（または発生する）タイミングオフセットに関する情報を取得する。
次のステップＳ１６０１において、受信機Ｒｅｃは、タイミングオフセットに関する情報が所定の値または閾値よりも大きいか否かをチェックする。
タイミングオフセットに関する情報が所定の値よりも大きい場合には、受信機はステップＳ１６０３に移動し、図１５に開示されるアルゴリズムの実行は実行され続ける。
タイミングオフセットに関する情報が所定の値よりも大きくない場合には、受信機はステップＳ１６０２に移動し、図１５に開示されるアルゴリズムの実行は中断される。
たとえば古典的復号が実行される。
上述のように、本発明は、ＴＤＭ伝送方式にも適用可能である。
その場合には、時間領域の各位置で伝送される差動符号化済系列は、必ずしも連続するものでなくともよい。上記の例に開示されたアクティブサブキャリアは、時間領域の専有位置によって置き換えられる。
ＯＦＤＭ伝送方式について述べたものと同様にして、受信系列は、時間領域における位相傾斜誤差（たとえばドップラーシフトまたは周波数同期誤差に起因するもの）の影響を受ける。
ＯＦＤＭ伝送方式の場合に周波数領域位相傾斜を生じさせるタイミングオフセット誤差は、ＴＤＭ伝送方式では、時間領域位相傾斜を生じさせる周波数誤差によって置き換えられる。
さらに、ＴＤＭ伝送方式の場合には、送信機／受信機構造において、ＩＤＦＴ／ＤＦＴは存在しない。
当然ながら、本発明の範囲から逸脱することなく、上述の発明の実施形態に多数の変更を加えることができる。

Claims (6)

  1. 差動変調済受信シンボルを復号する方法であって、
    前記差動変調済受信シンボルは、均等に隔てられていない可能性のある資源上で転送され、
    前記差動変調済受信シンボルは、取り得る符号語の集合のうちのある符号語の差動変調済バージョンの伝送に対応し、
    各符号語は、所定数の要素からなるベクトルであり、
    前記受信シンボルは、送信機と受信機との間のチャネルの資源上で転送され、
    前記資源は均等に隔てられる
    方法において、
    前記方法は、取り得る符号語それぞれについて、受信機によって実行されるステップとして、
    ‐差動復調済シンボルを差動復調済シンボルグループにグルーピングするステップであって、各差動復調済シンボルグループは、所定数の資源だけ隔てられる資源上で転送される２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得されるシンボルを含む、差動復調済シンボルグループにグルーピングするステップと、
    ‐差動変調済受信シンボルを差動復調することによって差動復調済シンボルのベクトルを取得するステップであって、各差動復調済シンボルは２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得される、ベクトルを取得するステップと、
    ‐各差動復調済シンボルグループについて、各差動復調済シンボルの積を計算するステップであって、前記差動復調済シンボルは、均等に隔てられた資源上で転送される２つの連続する変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得され、前記積は、差動復調済シンボルの前記ベクトルにおける前記差動復調済受信シンボルのランクと同じランクを符号語において持つ符号語の要素の共役によって計算される、積を計算するステップと、
    ‐各差動復調済シンボルグループについて、また取り得るシンボルのそれぞれについて、前記積の和の尺度を計算するステップと、
    ‐各差動復調済シンボルグループについて、また取り得るシンボルのそれぞれについて、すべての前記差動復調済シンボルグループについて計算された前記和の尺度を合計するステップと、
    ‐前記積の和の計算された各前記尺度のうちで前記積の前記和の前記尺度が最大となる符号語を選択することによって、差動復調済シンボルのベクトルを復号するステップと
    を備えることを特徴とする、方法。
  2. 前記受信シンボルは、直交周波数分割多重シンボルの周波数要素であることを特徴とし、
    前記差動変調済シンボルはサブキャリア上で転送されることを特徴とする、
    請求項１に記載の方法。
  3. 前記受信シンボルは時分割多重シンボルであることを特徴とし、
    前記差動変調済シンボルは時間スロット上で転送されることを特徴とする、
    請求項１に記載の方法。
  4. 前記方法は、さらに、
    ‐前記差動変調済受信シンボル上に生じる可能性のあるまたは生じる位相傾斜誤差に関する情報を取得するステップと、
    ‐前記位相傾斜誤差に関する情報が所定の値よりも大きいか否かをチェックするステップと、
    ‐前記位相傾斜誤差に関する情報が前記所定の値よりも大きくない場合に、前記積および前記和の尺度計算を中断するステップと
    を備えることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
  5. 差動変調済受信シンボルを復号する装置であって、
    前記差動変調済受信シンボルは、均等に隔てられていない可能性のある資源上で転送され、
    前記差動変調済受信シンボルは、取り得る符号語の集合のうちのある符号語の差動変調済バージョンの伝送に対応し、
    各符号語は、所定数の要素からなるベクトルであり、
    前記受信シンボルは、送信機と受信機との間のチャネルの資源上で転送され、
    前記資源は均等に隔てられる
    装置において、
    前記復号する装置は前記受信機に含まれ、
    前記装置は、取り得る符号語それぞれについて、
    ‐差動復調済シンボルを差動復調済シンボルグループにグルーピングする手段であって、各差動復調済シンボルグループは、所定数の資源だけ隔てられる資源上で転送される２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得されるシンボルを含む、差動復調済シンボルグループにグルーピングする手段と、
    ‐差動変調済受信シンボルを差動復調することによって差動復調済シンボルのベクトルを取得する手段であって、各差動復調済シンボルは２つの連続する差動変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得される、ベクトルを取得する手段と、
    ‐各差動復調済シンボルグループについて、各差動復調済シンボルの積を計算する手段であって、前記差動復調済シンボルは、均等に隔てられた資源上で転送される２つの連続する変調済受信シンボルを組み合わせることによって取得され、前記積は、差動復調済シンボルの前記ベクトルにおける前記差動復調済受信シンボルのランクと同じランクを符号語において持つ符号語の要素の共役によって計算される、積を計算する手段と、
    ‐各差動復調済シンボルグループについて、また取り得るシンボルのそれぞれについて、前記積の和の尺度を計算する手段と、
    ‐各差動復調済シンボルグループについて、また取り得るシンボルのそれぞれについて、すべての前記差動復調済シンボルグループについて計算された前記和の尺度を合計する手段と、
    ‐前記積の和の計算された各前記尺度のうちで前記積の前記和の前記尺度が最大となる符号語を選択することによって、差動復調済シンボルのベクトルを復号する手段と
    を備えることを特徴とする、装置。
  6. プログラム可能な装置に直接ロード可能とすることができるコンピュータプログラムであって、
    前記コンピュータプログラムは、前記コンピュータプログラムがプログラム可能な装置上で実行される時に請求項１〜４のいずれか一項に記載の方法の各ステップを実施するための命令またはコード部を備える、コンピュータプログラム。
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