CN104145461A - 用于对差分调制的符号进行解码的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于对差分调制的接收符号进行解码的方法，所述差分调制的接收符号与一组可能码字中的码字的差分调制版本的传输相对应，所述接收符号在信道的资源上传输，所述资源被相等地隔开。针对每个可能码字，接收器：通过对差分调制的接收符号进行差分解调而获得差分解调的符号的向量，所述差分调制的接收符号通过组合两个连续的差分调制的接收符号而获得；通过码字的元素的共轭来计算每个差分解调的符号的乘积，该元素在该码字内与差分解调接收的符号具有相同的秩；计算所述乘积的总和；通过选择乘积的总和是最大的的码字来对对差分解调的符号的所述向量进行解码。

Description

用于对差分调制的符号进行解码的方法和装置

本发明总体涉及一种用于对差分调制的符号进行解码的方法和装置。

本发明涉及利用差分调制技术的电信系统，并且其中相位误差影响差分调制的符号。

本发明的目的是，提供一种使得能够对差分调制的符号进行解码的方法和装置，该差分调制的符号可以映射到OFDM系统的不相等地分布的子载波上，该OFDM系统的接收器受定时偏移误差的影响，或者该差分调制的符号可以经由连续的时分复用传输来发送，其中数据符号不是必须是连续的，并且其中接收器受产生相位斜坡(ramp)偏移的频率同步误差的影响。

为此目的，本发明涉及一种用于对差分调制的接收符号进行解码的方法，所述差分调制的接收符号与一组可能码字中的码字的差分调制版本的传输相对应，每个码字是由预定数目的元素组成的向量，所述接收符号在发送器和接收器之间的信道的资源上传输，所述资源被相等地隔开，其特征在于，所述方法包括通过所述接收器针对每个可能码字执行的如下步骤：

-通过对所述差分调制的接收符号进行差分解调而获得差分解调的符号的向量，每个差分解调的符号通过组合两个连续的差分调制的接收符号而获得，

-计算通过组合两个连续的调制接收的符号而获得的每个差分解调的符号的乘积，所述两个连续的调制接收的符号在相等地隔开码字的元素的共轭(conjugate)的资源上传输，所述元素在所述码字内与所述差分解调接收的符号在所述差分解调的符号的所述向量内具有相同的秩，

-计算所述乘积的总和的模数(module)，

-通过选择所述乘积的总和的模数在所计算的所述乘积的总和的模数中是最大的的码字来对差分解调的符号的所述向量进行解码。

本发明还涉及一种用于对差分调制的接收符号进行解码的装置，所述差分调制的接收符号与一组可能码字中的码字的差分调制版本的传输相对应，每个码字是由预定数目的元素组成的向量，所述接收符号在发送器和接收器之间的信道的资源上传输，所述资源被相等地隔开，其特征在于，用于解码的所述装置被包括在所述接收器中，并且针对每个可能码字包括：

-用于通过对所述差分调制的接收符号进行差分解调而获得差分解调的符号的向量的装置，每个差分解调的符号通过组合两个连续的差分调制的接收符号而获得，

-用于计算通过组合两个连续的调制接收的符号而获得的每个差分解调符号的乘积的装置，所述两个连续的调制接收的符号在相等地隔开所述码字的元素的共轭的资源上传输，该元素在该码字内与差分解调接收的符号在差分解调的符号的向量内具有相同的秩，

-用于计算所述乘积的总和的模数的装置，

-用于通过选择所述乘积的总和的模数在所计算的所述乘积的总和的模数中是最大的的码字来对所述对差分解调的符号的向量进行解码的装置。

因此，改进了受类似于相位斜坡的相位误差影响的差分调制的符号的解码性能。

根据具体特征，如果接收的符号在可以不是相等地隔开的资源上传输，则所述接收器：

-将差分解调的符号分组成差分解调的符号的多个组，差分解调的符号的每个组包括通过组合两个连续的差分调制的接收符号而获得的符号，所述两个连续的差分调制的接收符号在隔开预定数目的资源的资源上传输，

针对每个可能码字，对获得的差分解调的符号的每个组执行所述乘积和总和的模数的计算，

-针对每个可能码字，所述接收器对针对差分解调的符号的所有组所计算的总和的模数进行求和，

并且通过选择乘积的总和的模数在乘积的总和的模数的总和中是最大的的码字来对差分解调的符号的向量来执行解码。

因此，改进了对差分调制的符号的解码，所述差分调制的符号映射到OFDM系统的不相等地分布的子载波上，该OFDM系统的接收器受定时偏移误差的影响，或者所述差分调制的符号可以经由连续时分复用传输来发送，在连续时分复用传输中数据符号不连续并且其接收器受频率同步误差影响。

根据具体特征，所述接收符号是正交频分复用符号的频率元素，并且所述差分调制的符号在子载波上传输。

根据具体特征，所述接收符号是时分复用符号并且所述差分调制的符号在时隙上传输。

根据具体特征，所述接收器：

-获得与在同步期间在所述差分调制的接收符号上可能发生或发生的相位误差斜坡相关的信息，

-检查与所述相位误差相关的信息是否在预定值之上，

-如果与所述相位误差相关的信息不在所述预定值之上，则中止所述乘积和所述总和的模数的计算。

因此，仅当算法提供重要性能提高时才执行该算法，并且在接收器处的计算的次数受限。

根据又一个方面，本发明涉及一种计算机程序，当在可编程装置上执行所述计算机程序时，所述计算机程序能够直接地加载到可编程装置中，所述计算机程序包括指令或代码部分，所述指令或代码部分用于执行根据本发明的方法的步骤。

因为与所述计算机程序有关的特征和优点，与上述根据本发明的方法和装置的特征和优点相同，所以这里将不重复。

通过阅读以下的实施方式的示例的描述，本发明的特征将更加清楚，通过参考附图来进行所述描述，在附图中：

图1表示实施本发明的电信网络；

图2公开了有效子载波的一组索引的示例，其上，通过源传输的符号P1映射在384个有效的子载波上；

图3是表示隔开根据图2的示例的有效子载波的所有距离的表；

图4是表示与之后的有效子载波具有1的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表；

图5是表示与之后的有效子载波具有2的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表；

图6是表示与之后的有效子载波具有3的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表；

图7是表示与之后的有效子载波具有4的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表；

图8是表示与之后的有效子载波具有5的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表；

图9表示符号P1及其保护间隔的结构的示例；

图10是表示实施本发明的接收器的架构的示图；

图11公开了接收器的无线接口的组件的框图；

图12公开了接收器的无线接口的解码器模块的组件的框图；

图13是表示源的架构的示图；

图14公开了源的无线接口的组件的框图；

图15公开了由根据本发明的接收器执行的算法的示例；

图16公开了通过根据本发明的接收器执行的算法的实现的具体模式。

图1表示实施本发明的电信网络。

该电信网络例如是如下电信网络，其中，在至少一个接收器Rec位于其中的区域内，至少一个源Srct传输或广播信号。

源Srct例如是地面站或卫星，其广播与DVB(数字视频广播)标准兼容的信号。

电信网络例如是蜂窝电信网络，其中基站向移动终端传输信号或向至少两个移动终端广播信号。源Srct可以是向基站传输信号的移动终端。

接收器Rec可以是向其广播如视频信号的数据的移动终端，或者是与如移动电话的远程电信装置通信的、或者与服务器或基站或家用基站(其从移动终端接收信号)通信的移动终端。

为简明起见，在图1中仅示出一个源Srct，但是网络可以包括更多数目的源Srct。

为简明起见，在图1中仅示出一个接收器Rec，但是信号可以传输或广播到更多数目的接收器Rec。

由源Src传输或广播的信号可以是例如与DVB-NGH广播规范兼容的OFDM符号。

将在信号是OFDM(正交频分复用)符号的示例中公开本发明。当使用时分复用方案来传输或广播信号时本发明也适用，如将在下面公开的。

例如，在DVB中，在标准ETSI EN 302755v1.2.1(2010-10)，“Digital VideoBroadcasting(DVB)；Frame structure channel coding and modulation for a secondgeneration DVB system(DVB-T2)(数字视频广播(DVB)；用于第二代DVB系统(DVB-T2)的框架结构信道编码和调整)”中，存在一些特别的同步。

通过将前缀/后缀附加到包含1024个子载波的OFDM符号来形成以P1表示的同步符号。在所述1024个子载波中，在频带的中间的853个子载波是有用子载波，其余的是保护子载波。在所述853个有用子载波中，仅使用384个，它们被命名为有效(active)子载波，使被命名为未用子载波的其它子载波设置为零。

源Srct基于比特信息序列S产生P1同步符号，比特信息序列S包含被纠错编码以形成384个比特序列的p＝7比特的信息。

比特信息序列S由分别包含三个比特和四个比特的两个字段S1和S2组成。在互补序列集(CSS)的形式下传输纠错码，互补序列集(CSS)由两个图案CSS1和CSS2构成。CSS1图案基于长度8的8个互补序列的8个正交集对S1进行编码。然后每个CSS1图案的总长度是64，同时CSS2图案基于长度16的16个互补序列的16个正交集对S2进行编码。

然后，每个CSS2图案的总长度是256。对应于S＝[S1 S2]的序列b被生成为b＝[CSS1 CSS2 CSS1]，并且因此具有384的长度。该二进制序列b能够被转置(transpose)成对应的+1/-1码字d。

例如，使用差分二进制相移键控(DBPSK)x＝MSS_DIFF来对b进行调制，并且然后对b加扰以获得由待映射到384个有效子载波的384个符号组成的x_SCR＝MSS_SCR。在DVB-T2中描述的特别情况中，所有的码字d以相同的值1开始。在差分编码序列x的起始处，不需伪插入(dummy insertion)。因此，x和d具有相同的大小。在一般情况下，差分编码序列x可以具有比码字d的长度多1的长度，并且因此长度M-1的码字将在差分调制之后映射到M个有效子载波上。下面，我们将考虑如下情况：d仅具有M-1个有用元素，并且我们能够从计算得出初始值1。

通过如在图2中给出的长度M＝384的不规则载波分布序列(CDS)来给出子载波映射图案。

在本发明可以使用其它类型的差分调制。

根据本发明，接收器Rec：

-通过对差分调制接收符号进行差分解调而获得差分解调的符号的向量，每个差分解调的符号通过组合两个连续的差分调制接收符号而获得，

-计算通过组合两个连续的调制接收符号而获得的每个差分解调符号的乘积，所述两个连续的调制接收符号在相等地隔开码字的元素的共轭的资源上传输，该元素在码字内与差分解调接收符号在差分解调符号的向量内具有相同的秩，

-计算乘积的总和的模数，

-通过选择乘积的总和的模数在所计算的乘积的总和的模数中是最大的的码字来对差分解调符号的向量进行解码。

如果在可以不是相等地隔开的资源上传输接收符号，则接收器：

-将差分解调符号分组成多组差分解调符号，每一组差分解调符号包括通过组合两个连续的差分调制接收符号而获得的符号，所述两个连续的差分调制接收符号在由预定数目的资源间隔的资源上传输，

针对每个可能码字，对获得的每一组差分解调的符号执行总和的模数和乘积的计算，

-对针对所有所述多组差分解调的符号所计算的总和的模数进行求和，

并且通过选择乘积的总和的模数的总和在乘积的总和的模数的总和中是最大的的码字来对差分解调符号的向量来执行解码。

图2公开了有效子载波的一组索引的示例，其上，通过源传输的符号P1映射在384个被认为有效的子载波上。

在图2中示出的所述384个索引的编号被理解为从零并且相对于853个有用子载波的组开始。例如，由图2中的表中的第一索引指示的第一有效子载波在P1符号的853个有用子载波的组内具有索引44，并且因为子载波编号从索引0开始，因此是第45个有用子载波。

行20给出前64个有效子载波的索引。

行21给出之后的256个有效子载波的索引。

行22给出最后的64个有效子载波的索引。

图2中的索引的组从在标称带宽的中间的884个有用载波的组中识别出M＝384个有效载波。在N＝1024-点逆离散傅立叶变换之前执行补零直到1024个子载波。将前缀和后缀两者都附加到IDFT输出，如图14所示。

所述853个有用子载波内的索引k_i-1的第i有效子载波和索引k_i的第i+1有效子载波之间的距离α_i不是必需恒定的，如图2的示例所示。

使α＝[α₁...α_M-1]是包含每个有效子载波和随后的有效子载波之间的距离的向量。

该距离被理解为对应索引的差，为1的距离对应于连续子载波，为2的距离对应于由1个未使用子载波间隔开的2个有效子载波，为3的距离对应于由2个未使用子载波间隔开的2个有效子载波，为4的距离对应于由3未使用子载波间隔开的2个有效子载波，并且为5的距离对应于由4个未使用子载波间隔开的2个有效子载波。

距离α_i能够取由A_1…Q表示的Q个不同值。每个值A_i被采用q_i次并且在向量α内的这些q个值的索引的组由I_i表示。这里，形成组I_i的索引被理解为从1到M-1计数。

在图2的示例中，α是长度M-1＝383、具有元素α_i的向量，元素α_i能够取Q＝5个从1到5的值，如图3到图8所示。

图3是表示间隔根据图2的示例的有效子载波的所有距离的表。

更精确地，该表表示包含有效子载波之间的距离的向量α的元素。

图4是表示与之后的有效子载波具有1的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表。

所述384个有效子载波内的索引的编号从1开始。

更精确地，图4表示组I₁的值。

例如，因为索引9在I₁中，这意味着相对于图2中给出的有用子载波索引65和66的索引的第9与第10有效子载波之间距离是1。

图5是表示与之后的有效子载波具有2的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表。

所述384个有效子载波内的索引的编号从1开始。

更精确地，图5表示组I₂的值。

例如，因为索引7在I₂中，这意味着相对于图2中给出的有用子载波索引62和64的索引的第7与第8有效子载波之间距离是2。

图6是表示与之后的有效子载波具有3的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表。

所述384个有效子载波内的索引的编号从1开始。

更精确地，图6表示组I₃的值。

例如，因为索引4在I₃中，这意味着相对于图2中给出的有用子载波索引51和54的索引的第4与第5有效子载波之间距离是3。

图7是表示与之后的有效子载波具有4的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表。

所述384个有效子载波内的索引的编号从1开始。

更精确地，图7表示组I₄的值。

例如，因为索引3在I₄中，这意味着相对于图2中给出的有用子载波索引47和51的索引的第3与第4有效子载波之间距离是4。

图8是表示与之后的有效子载波具有5的距离的那些有效子载波的所述384个有效子载波内的索引的表。

所述384个有效子载波内的索引的编号从1开始。

更精确地，图8表示组I₅的值。

例如，因为索引5在I₅中，这意味着相对于图2中给出的有用子载波索引47和51的索引的第5与第6有效子载波之间距离是5。

图9表示符号P1及其保护间隔的结构的示例。

前缀34和后缀35是保护间隔，该保护间隔在符号P1的有用部分的两侧处限定。代替如传统OFDM(正交频分复用)符号的循环延拓，使用符号的频移版本。因此，将35指示为第一保护间隔，34为符号主要部分，36为符号的最后保护间隔，最后保护间隔36承载符号34的最后542个样本的频移版本，同时第一保护间隔35传达符号34的前482个样本的频移版本。

这里应当注意的是，对于如当具有单个保护间隔或简单传统循环前缀时的任何类型的保护间隔而言，本发明也适用。

图10是表示实施本发明的接收器的架构的示图。

例如，接收器Rec具有基于通过由图15中公开的程序控制的总线101和处理器100连接在一起的组件的架构。

这里应当注意的是，接收器Rec可以具有基于专用集成电路的架构。

总线101将处理器100链接到只读存储器ROM 102、随机存取存储器RAM 103以及无线接口105。

存储器103包含寄存器，寄存器旨在接收与图15中公开的算法相关的程序的指令和变量。

处理器100控制无线接口105的操作。

只读存储器102包含与图15中公开的算法相关的程序的指令，当接收器Rec激活时，这些指令被传输到随机存取存储器103。

无线接口105包括用于接收由源Srct传输或广播的无线电信号的装置。

无线接口105连接到用于接收传输或广播的信号的至少一个天线Ant。

图11公开了接收器的无线接口的组件的框图。

接收器Rec的无线接口105包括执行同步的时间频率同步模块110。

这里应当注意的是，同步可能受定时偏移误差的影响，如以下将要公开的。

接收器Rec的无线接口105包括前缀和/或后缀移除模块111，前缀和/或后缀移除模块111移除用于同步的接收符号的图9中公开的前缀35和后缀36。

当以OFDM传输方案实施本发明时，接收器Rec的无线接口105包括DFT模块112，DFT模块112对接收到的移除了前缀35和后缀36的符号执行离散傅立叶变换。

接收器Rec的无线接口105包括子载波解映射和解扰模块113，子载波解映射和解扰模块113通过移除保护子载波而对DFT模块112的输出进行解映射，以获得有用子载波。

子载波解映射和解扰模块113根据如图2的示例所示的子载波映射图案取得M个有效子载波。

在子载波解映射之后进行解扰。

接收器Rec的无线接口105包括差分解调器114，差分解调器114对由子载波解映射和解扰模块113提供的信号进行解调。

更精确地，差分解调器114通过对差分调制接收符号进行差分解调而获得差分解调符号的向量，每个差分解调符号通过组合两个连续的差分调制接收符号而获得。

接收器Rec的无线接口105包括解码模块115，解码模块115对差分解调器114的输出进行解码。

如已经提到的，时间频率同步模块110是有缺点的，并且引入TO个样本的定时偏移。

TO是正数或负数。

在对索引k_i的有用子载波进行了DFT和子载波解映射之后(其中k_i不是必须连续或等间距分布，如图2所示)，在子载波解映射和解扰模块113的输出处的信号能够被如下表示：

其中，h_i是对应于索引k_i的有用载波的信道转移函数，并且η_i是方差σ²的该子载波上经受的噪音。

该关系在具有循环前缀和/或后缀的OFDM系统中是完全准确的。在前缀和/或后缀不是循环的情况下，考虑到由于前缀和/或后缀不是循环的从而噪音部分也包括干涉，能够认为该方程是有效的。

在差分解调模块114的输出处的信号能够被如下表示：

其中，n_i是方差 ${\mathrm{\μ}}_i^2={\mathrm{\σ}}^4+{\mathrm{\σ}}^2({\mathrm{\ρ}}_{i-1}^2+{\mathrm{\ρ}}_i^2)$ 的等效噪音 $n_i={\mathrm{\η}}_{i-1}^{*}{\mathrm{\η}}_i+h_i{x}_i{\mathrm{\η}}_{i-1}^{*}+h_{i-1}^{*}{x}_{i-1}^{*}{\mathrm{\η}}_i,$ ρ_i＝|h_i|。这里，在该方程中，上面的每个码字d的初始元素d₀＝1被忽略。如在一般情况下，我们考虑到，在差分调制之前的码字d和在差分解调之后的差分解调向量r具有编号从1到M-1的M-1个有用元素。如果还需要考虑元素d₀＝1并且因此具有带有M个元素的码字d，则必须插入伪值r₀。在差分调制以前的码字d和在差分调制之后的差分解调向量r必须具有相同数目的元素，作为元素d_i的接收版本的每个元素r_i在码字d内与其接收版本r_i在差分解调向量r的向量内具有相同的秩。

定时偏移引入相位误差斜坡或相位误差，其能够由相位斜坡近似(approximated)到解调信号上。经受任何解调符号的相位旋转取决于定时偏移TO以及承载允许估计当前差分解调符号的差分调制符号的子载波之间的距离α_i。

根据本发明，解码器模块115布置为减轻由相位误差产生的性能劣化。

应用改进的对数似然比准则。这意味着使总体成本函数最大化。

这里应当注意的是，成本函数也可以命名为：品质因素(figure of merit)或置信水平或效用函数或可靠性函数。

针对每个码字dⁿ，解码模块115找到实现的估计相位

在DVB标准和P1符号的具体情况下，dⁿ是用于对p＝7个比特的信息S进行编码的一组128个码字中的第n码字。

通过找到来执行解码，其中n_max是确保的索引。

使每码字的成本函数Λ_n最大化等效于使如下最大化：

因为电信网络采用没有执行信道估计的差分调制，所以在最大化中忽略术语那么：

根据实现的具体模式，当α的元素α_i采用与图3的示例中不同的Q个值时，本发明形成Q组差分解调的符号，并且单独处理每一组。

上述方程能够被重写为每码字的部分成本函数的总和，每个部分成本函数对应于关联到给定子载波距离的调制符号：

例如，部分成本函数对应于那些组成第n码字dⁿ的调制符号i∈I₃，并且对应于以下对应的接收差分解调符号r_i：接收的差分解调符号r_i能够从映射到在853个有用子载波的组内的隔开A₃＝k_i-k_i-1＝3的索引k_i-1和k_i当的384个有效子载波中的第i和i+1有效子载波的、接收的差分调制符号y_i-1、y_i取得。

执行每个部分成本函数的单独最大化。我们能够简化上述方程，并且因此如下计算每码字的简化成本函数：

因此我们必须找到：

使用该值，部分成本函数Λ″_n,k的计算减少为：

${\mathrm{\Λ}}_{n,k}^{\′\′}=\left|\underset{i\∈I_k}{\mathrm{\Σ}}\right|r_i{d}_i^{n*}|.$

图12公开了接收器的无线接口的解码器模块的组件的框图。

解码器115共同地对发送的符号d进行解码并对相位误差进行校正。

解码器115包括提取模块120，提取模块120使用表121来形成Q组差分解调的符号，表121使得提取模块120能够识别从接收到的在隔开给定距离的有效子载波上传输的符号中获得的差分解调符号。

提取模块120识别Q组差分解调的符号r_i，每个第k组具有q_k个差分解调符号，每个这种差分解调符号r_i通过组合接收到的符号y_i、y_i-1而获得，符号y_i、y_i-1在有用子载波的空间中的通过索引k_i、k_i-1识别并且隔开固定距离A_k＝k_i-k_i-1的子载波上传输。

识别出的差分解调符号r_i的索引i的组在第k组中通过I_k表示。

解码器115包括2^p个初步总和计算模块。为清晰起见，在图12中仅示出两个初步总和计算模块123和127。

初步总和计算技术模块123使用由码字表122提供的码字d¹来计算总和 和

初步总和计算技术模块127使用由码字表122提供的码字来计算总和和

每个初步总和计算模块123、127向Q个部分成本函数计算模块提供Q个相应的总和。

为清晰起见，在图12中仅示出四个部分成本函数计算模块。

初步总和计算模块123向部分成本函数计算模块124(计算部分成本函数 ${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{1,1}}^{\′\′}\left|\underset{i\∈I_1}{\mathrm{\Σ}}{r}_i{d}_i^{1*}\right|$ )提供第一总和

初步总和计算模块123向部分成本函数计算模块125(计算部分成本函数 ${\mathrm{\Λ}}_{1,Q}^{\′\′}\left|\underset{i\∈I_Q}{\mathrm{\Σ}}{r}_i{d}_i^{1*}\right|$ )提供第Q总和

初步总和计算模块127向部分成本函数计算模块128(计算部分成本函数 ${\mathrm{\Λ}}_{2^p,1}^{\′\′}=\left|\underset{i\∈I_1}{\mathrm{\Σ}}{r}_i{d}_i^{2^p*}\right|$ )提供第一总和

初步总和计算模块127向部分成本函数计算模块129(计算部分成本函数 ${\mathrm{\Λ}}_{2^p,Q}^{\′\′}=\left|\underset{i\∈I_Q}{\mathrm{\Σ}}{r}_i{d}_i^{2^p*}\right|$ )提供第Q总和

然后针对每个码字，对已经识别的Q组差分解调的符号当中的每个第k组，计算部分成本函数。因为对该组部分地补偿估计的公共相位偏移所以该部分成本函数隐含地包含次优相位误差补偿。

部分成本函数模块124和125向简化的每码字成本函数计算模块126(计算)提供计算出的部分成本函数。

部分成本函数模块128和129向简化的每码字成本函数计算模块130(计算)提供计算出的部分成本函数。

每个简化的每码字成本函数被输入到最大化模块131中，最大化模块131通过选择如下项来判定码字d^nmax被发送：

$n_{\max }=\underset{n}{\arg \max }\left({\mathrm{\Λ}}_n^{\′\′}\right)$

图13是表示源的架构的示图。

例如，源Srct具有基于通过由程序控制的总线1301和处理器1300连接在一起的组件的架构。

这里应当注意的是，源Srct可以具有基于专用集成电路的架构。

总线1301将处理器1300链接到只读存储器ROM 1302、随机存取存储器RAM1303以及无线接口1305。

存储器1303包含寄存器，寄存器旨在接收程序的指令和变量。

处理器1300控制无线接口1305的操作。

只读存储器1302包含程序的指令，当源Srct激活时，这些指令被传输到随机存取存储器1303。

无线接口1305包括用于传输根据本发明的符号的装置。

无线接口1305连接到用于广播根据本发明的信号的天线Ants。

无线接口1305包括如图14中公开的组件。

图14公开了源的无线接口的组件的框图。

源Srct的无线接口包括纠错编码模块140，纠错编码模块140使用纠错码来对二进制序列S进行编码。

纠错模块140的输出b被转置成二进制+1/-1序列d，并且被提供给对其进行调制的差分调制模块141。该调制可以是DBPSK、DQPSK、DAPSK、DPSK或任何其它差分调制。产生的M长度序列x能够可选地被加扰模块142加扰。该加扰的序列x_SCR根据由映射图案模块144提供的给定子载波映射图案，通过零插入和映射模块143映射到M个有效子载波上，其例如是图2中所公开的。

在通过IDFT模块145执行N点逆离散傅立叶变换之后，能够由前缀/后缀插入模块在传输之前插入前缀和/或后缀。在TDM连续传输的情况下，没有IDFT模块，并且映射被理解为在时域(时间位置代替子载波)中实现。

图15公开了由根据本发明的接收器执行的算法的示例。

在步骤S1500，接收器Rec使用表121来形成Q组差分解调的符号，表121使得提取模块120能够识别从在隔开给定距离的有效子载波上传输的接收到的符号获得的差分解调符号。

这里应当注意的是，当调制接收符号在相等地隔开的资源上传输时，不执行步骤S1500，或者形成单组差分解调的符号。

表121包括图4到图8中示出的表。

提取模块120识别Q组差分解调的符号ri，每个第k组具有q_k个差分解调符号，每个这种差分解调符号r_i通过组合接收到的符号y_i、y_i-1而获得，符号y_i、y_i-1在有用子载波的空间中的隔开固定距离A_k＝k_i-k_i-1的位置k_i、k_i-1上传输。识别的差分解调符号r_i的索引i的组在第k组中由I_k表示。

在接下来的步骤S1501，针对已经识别的Q组差分解调的符号的每个第k组，并且针对每个第n码字dⁿ，接收器计算部分成本函数

因为针对在每个部分成本函数的计算中涉及的符号的组，估计的公共相位偏移被部分补偿，所以这些部分成本函数隐含地包含次优相位误差补偿。

在接下来的步骤S1502，接收器Rec计算简化的每码字成本函数

在接下来的步骤S1503，接收器Rec通过选择来判定码字被发送。

图16公开了通过根据本发明的接收器执行的算法的实现的具体模式。

图16公开了OFDM系统的具体情况，其中在时间同步情况期间的定时偏移致使相位斜坡误差或相位误差，其能够由相位斜坡近似在接收的差分调制符号上。在TDM传输的情况下，“在时间同步期间的定时偏移”由“频率同步误差”替代。

根据实现本算法的具体模式，如果估计的定时偏移低于特定阈值，例如如果没有定时偏移或如果定时偏移足够小，则忽略由于定时偏移引起的相位误差以及执行传统解码的附加条件被执行。

如果在定时偏移的存在/重要性上存在先验信息(priori information)，则仅当已知定时偏移足够重要时才可以应用图15的算法。当不存在先验信息时，能够在检测的早期阶段中(例如，依赖于针对一些或所有的可能码字给出的一些或所有的可能相位估计)，或者在检测的后期阶段中(例如，仅对应于所检测的码字的估计)，来对定时偏移进行估计。

在步骤S1600，接收器Rec获得与在如之前公开的差分调制接收符号的同步期间可能出现或出现的定时偏移相关的信息。

在接下来的步骤S1601，接收器Rec检查与该定时偏移相关的信息是否在预定值或阈值之上。

如果与该定时偏移相关的信息在预定值之上，则接收器移动到步骤S1603，并且继续执行如在图15中公开的算法的执行。

如果与该定时偏移相关的信息未在预定值之上，则接收器移动到步骤S1602，并且中止如在图15中公开的算法的执行。

例如，执行传统解码。

如已经陈述的，对于TDM传输方案本发明也适用。

在该情况下，在时域位置上发送的差分编码序列不是必须连续。在上面给出的示例中公开的有效子载波由时域占据的位置替代。

以类似于针对OFDM传输方案描述的方式，接收的序列受到时域的相位斜坡误差(例如由于多普勒频移或频率同步误差而引起)影响。

由TDM传输方案中导致时域相位斜坡的频率误差来代替针对OFDM传输方案导致频域相位斜坡的定时偏移误差。

而且，在发送器/接收器结构中，针对TDM传输方案没有IDFT/DFT。

自然地，在不背离本发明的范围的情况下，能够对本发明的上述实施方式进行许多修改。

Claims (6)

1.一种用于对差分调制的接收符号进行解码的方法，所述差分调制的接收符号在可以不是相等地隔开的资源上传输，所述差分调制的接收符号与一组可能码字中的码字的差分调制版本的传输相对应，每个码字是由预定数目的元素组成的向量，所述接收符号在发送器和接收器之间的信道的资源上传输，所述资源被相等地隔开，其特征在于，所述方法包括通过所述接收器针对每个可能码字执行的如下步骤：

-将所述差分解调的符号分组成多组差分解调的符号，每一组差分解调的符号包括通过组合两个连续的差分调制的接收符号而获得的符号，所述两个连续的差分调制的接收符号在隔开预定数目的资源的资源上传输，

-通过对所述差分调制的接收符号进行差分解调而获得差分解调的符号的向量，每个差分解调的符号通过组合两个连续的差分调制的接收符号而获得，

-针对每一组差分解调的符号，计算通过组合两个连续的调制的接收符号而获得的每个差分解调的符号的乘积，所述两个连续的调制的接收符号在相等地隔开所述码字的元素的共轭的资源上传输，所述元素在所述码字内与所述差分解调的接收符号在所述差分解调的符号的所述向量内具有相同的秩，

-针对每一组差分解调的符号并且针对每个可能符号，计算所述乘积的总和的模数，

-针对每一组差分解调的符号并且针对每个可能符号，对针对所有所述多组差分解调的符号计算出的总和的模数进行求和，

-通过选择所述乘积的总和的模数在所计算的所述乘积的总和的模数当中是最大的的码字来对差分解调的符号的所述向量进行解码。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收符号是正交频分复用符号的频率元素，并且特征在于所述差分调制的符号在子载波上传输。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收符号是时分复用符号，并且特征在于所述差分调制的符号在时隙上传输。

4.根据权利要求1到3中的任意一项所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括如下步骤：

-获得与在所述差分调制的接收符号上可能发生或发生的相位斜坡误差相关的信息，

-检查与所述相位斜坡误差相关的信息是否在预定值之上，

-如果与所述相位斜坡误差相关的信息不在所述预定值之上，则中止所述乘积和所述总和的模数的计算。

5.一种用于对差分调制的接收符号进行解码的装置，所述差分调制的接收符号在可以不是相等地隔开的资源上传输，所述差分调制的接收符号与一组可能码字中的码字的差分调制版本的传输相对应，每个码字是由预定数目的元素组成的向量，所述接收符号在发送器和接收器之间的信道的资源上传输，所述资源被相等地隔开，其特征在于，用于解码的所述装置被包括在所述接收器中，并且针对每个可能码字包括：

-用于将所述差分解调的符号分组成多组差分解调的符号的装置，每一组差分解调的符号包括通过组合两个连续的差分调制的接收符号而获得的符号，所述两个连续的差分调制的接收符号在隔开预定数目的资源的资源上传输，

-用于通过对所述差分调制的接收符号进行差分解调而获得差分解调的符号的向量的装置，每个差分解调的符号通过组合两个连续的差分调制的接收符号而获得，

-用于针对每一组差分解调的符号，计算通过组合两个连续的调制的接收符号而获得的每个差分解调的符号的乘积的装置，所述两个连续的调制的接收符号在相等地隔开所述码字的元素的共轭的资源上传输，所述元素在所述码字内与所述差分解调的接收符号在差分解调的符号的所述向量内具有相同的秩，

-用于针对每一组差分解调的符号并且针对每个可能符号，计算所述乘积的总和的模数的装置，

-用于针对每一组差分解调的符号并且针对每个可能符号，对针对所有的所述多组差分解调的符号计算出的总和的模数进行求和的装置，

-用于通过选择所述乘积的总和的模数在所计算的所述乘积的总和的模数当中是最大的码字来对差分解调的符号的所述向量进行解码的装置。

6.一种计算机程序，当在可编程装置上执行所述计算机程序时，所述计算机程序能够直接地加载到可编程装置中，所述计算机程序包括指令或代码部分，所述指令或代码部分用于执行根据权利要求1到4所述的方法的步骤。