JP2015511802A - 装置特性化データを使用する包絡線追跡増段の包絡線整形および信号パス歪補償の決定 - Google Patents

Abstract

入力信号を増幅するための増幅器と、その入力信号包絡線に依存して増幅器用の被変調供給電圧を生成するための包絡線追跡被変調電源であって、包絡線追跡被変調供給電圧への入力信号包絡線はシェーピング関数によって整形される包絡線追跡被変調電源、および増幅器への入力信号を歪補償するための歪補償ブロックを備える包絡線追跡増幅段を制御する方法が記述され、この方法は、試験条件下の増幅器の特性化モードにおいては、増幅器の入力電力および供給電圧の瞬時値に対するゲイン、位相および効率特性のうちの少なくとも２つを決定するために増幅段のパラメータを測定するステップと、ゲイン、位相および効率特性のうちの少なくとも２つのそれぞれに対して、増幅器に適用される入力電力および供給電圧に関する特性を表す三次元プロットを生成するステップを備え、通常動作条件下の増幅器の使用モードにおいては、ゲイン、位相または効率のうちの１つまたは複数と関連する第１のシステム目標に依存して整形テーブル用のシェーピング関数を決定するために三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するステップと、ゲイン、位相または効率のうちの少なくとも１つと関連する第２のシステム目標を達成するよう歪補償ブロック用の歪補償係数を決定するために、決定されたシェーピング関数および三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するステップを備える。【選択図】図６

Description

本発明は、非定包絡線信号の効率的な増幅を達成するための技術に関する。本発明は詳細には、包絡線信号を整形するためにシェーピング関数を組み込んだ、増幅用包絡線追跡電源の使用に関する。

本発明は詳細には、但し限定はされないが、高周波（ＲＦ）信号の増幅に関する。

現代の通信システムの多くは通常、高いスペクトル効率を達成するために非定包絡線変調技術を使用する。隣接する通信チャネルへのスペクトル拡散を避けるために、高線形性のＲＦ増幅が要求される。従来の固定バイアス増幅器は、それのピーク電力能力よりはるかに小さい電力で正常に動作するように、その増幅器を「バックオフする」ことによって要求される線形性を達成できるにすぎない。残念なことに、この領域におけるＤＣ―ＲＦ電力変換効率は非常に低い。結果として、これらの設計は、かなりの熱を放散し、移動式用途で使用されるとバッテリーの駆動時間を短くする。

バッテリーの駆動時間を最長化することは、例えば移動式無線機器において極めて重要である。多くの高スペクトル効率の通信基準では、移動式送信機はほとんどの時間、最大電力よりかなり小さい電力で動作する。これには２つの理由がある。第１には、電力制御は一般に、確実な通信に要求される最小レベルまで平均送信電力を低減するために使用されるからであり、第２には、多くの新しい変調方式は高いピーク対平均電力比を有するからである。したがって、電力増幅器がほとんど常に動作する場合には、電力増幅器が最大電力よりかなり小さい電力で高効率を維持することが重要である。

増幅器効率を向上させるための公知の技術である「包絡線追跡」（ＥＴ）は、入力ＲＦ信号の包絡線に実質的に沿った供給電圧を変調するために電源変調器（ｓｕｐｐｌｙ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）を使用する。最高の全体効率を達成するためには、電源変調器自体の効率も高くなければならず、変調器にはスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータの使用が要求される。電源変調器の設計は、増幅器のシステム性能にとって極めて重要である。変調器はまた、高効率を達成することに加えて、高帯域幅のＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）またはＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調方式を通常使用しかつ高い変調精度も要求される現代の通信用途において有益であるよう、高帯域幅、高線形性および低ノイズを呈示しなければならない。

改良された線形化アプローチは、ＲＦ増幅器から定ゲインを達成するよう入力信号包絡線から増幅器供給電圧を得るために非線形関数を使用し、これにより歪補償またはフィードバックの必要性を低減する。包絡線電圧と供給電圧の間のマッピング関数は連続関数を使用することができ、供給電圧は包絡線電圧の情報から一意的に算出されうる。

従来技術では、シェーピング関数を生成するために、増幅器への入力として連続波信号を生成することにより装置を特性化することが知られている。その結果装置は熱くなり、誤った特性化データを提供することがあり得る。

別の配置では、連続波信号と関連するこの問題を克服するためにパルス信号が使用される。しかしパルス波信号を使用しても、位相特性を測定する際に問題が生じうる。

したがって、試験プロセスを改善するために改良された包絡線追跡電力増幅器特性化方法を提供することは有利であろう。

知られている従来技術の装置では、効率のようなシステム特性を改善するためのシステム目標を達成するよう包絡線パス内で信号を制御するために、特性化方法が包絡線追跡アーキテクチャに使用される。これは、他のシステム特性と関連するシステム性能の低減を受け入れるという犠牲を強い得る。

したがって本発明の１つの目的は、改良された包絡線追跡電力増幅器特性化方法および、使用時のシステム性能を向上させるために特性化時に得られるパラメータを使用するための改良された方法を提供することである。

知られている特性化方法では、試験システム自体での位相跳躍（ｐｈａｓｅ ｗａｎｄｅｒ）の結果として、包絡線追跡増幅器のＡＭ−ＰＭ歪の正確な推測値を得ることは周知の問題である。さらにこれは、それらが包絡線追跡アーキテクチャの一部分であるか否かに関わりなく、一般の増幅器に対する試験パラメータを測定することに一般に当てはまる問題である。

したがって増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を決定するための改良された方法を提供することは有利であろう。

入力信号を増幅するための増幅器と、その入力信号包絡線に依存して増幅器用の被変調供給電圧を生成するための包絡線追跡被変調電源であって、包絡線追跡被変調供給電圧への入力信号包絡線はシェーピング関数によって整形される包絡線追跡被変調電源、および増幅器への入力信号を歪補償するための歪補償ブロックを備える包絡線追跡増幅段を制御する方法であって、本方法は、試験条件下の増幅器の特性化モードにおいては、増幅器の入力電力および供給電圧の瞬時値に対するゲイン、位相および効率特性のうちの少なくとも２つを決定するために増幅段のパラメータを測定するステップと、ゲイン、位相および効率特性のうちの少なくとも２つのそれぞれに対して、増幅器に適用される入力電力および供給電圧に関する特性を表す三次元プロットを生成するステップを備え、通常動作条件下の増幅器の使用モードにおいては、ゲイン、位相または効率のうちの１つまたは複数と関連する第１のシステム目標に依存して整形テーブル用のシェーピング関数を決定するために三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するステップと、ゲイン、位相または効率のうちの少なくとも１つと関連する第２のシステム目標を達成するよう歪補償ブロック用の歪補償係数を決定するために、決定されたシェーピング関数および三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するステップを備える。

第２のシステム目標を達成するよう歪補償ブロック用の歪補償係数を決定するために、決定されたシェーピング関数および三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用する本方法のステップは、決定されたシェーピング関数のゲイン、位相または効率特性の効果を予測するステップ、およびその予測に依存して歪補償係数を調整するステップを備え得る。

特性化モードでは本方法はさらに、増幅段の通常動作条件下で入力波形を表す入力試験波形を生成するステップを備え得る。

特性化モードでは本方法はさらに、試験波形が入力信号として適用される周期中、複数の試験周期のそれぞれの入力信号包絡線に、それぞれが非線形伝達関数を備える複数の異なるシェーピング関数のうちのそれぞれ１つを適用するステップを備え得る。

第２の目標は、増幅器のＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ歪を最小化するための線形性目標であり得る。

第２の目標は、入力値の範囲の少なくとも一部分にわたって、増幅器のＡＭ-ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ歪のうちの少なくとも１つを最小化するための線形性目標であり得る。第２の目標は、入力値の範囲全体にわたって、増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を線形化するための線形性目標であり得る。第２の目標は、入力値の範囲全体にわたって、増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を線形化するため、および低入力電力レベルにおいてＡＭ−ＰＭ歪を線形化するための線形性目標である。

シェーピング関数は、入力信号包絡線の各瞬時値を増幅器への瞬時供給電圧にマッピングする関数として規定され得る。

本発明はさらに、方法のステップを実行するよう適合された制御システムを提供する。本方法はまた、方法のステップを実行するための手段を有する制御システムを提供する。
本発明はここで、添付の図面を参照して記述される。

本発明による改良およびそれの実施形態が実施されうる１つの例示的な増幅システムを示す。 電力増幅器装置を特性化するための１つの例示的な試験／特性化システムのアーキテクチャを示す。 ３（ａ）〜３（ｃ）は、好ましい配置における試験／特性化波形の生成を示す。 試験／特性化動作のための例示的なシェーピング関数を示す。 ５（ａ）〜５（ｃ）は、例示的な試験／特性化プロセスの結果として生成された例示的な三次元表面を示す。 好ましい配置による改良された増幅システムを示す。

本発明は、ここに例示的な配置を参照して例として記述される。本発明は、別段の表示がない限り、任意の記述された配置の詳細に限定されない。例示的な配置の態様は異なる組合せにおいて実施可能であり、本発明は、説明のために例示的に提示された特徴の特定の組合せに限定されない。

図１は、本発明による改良が実施されうる１つの例示的な包絡線追跡高周波(ＲＦ)電力増幅器システム１００を示す。包絡線追跡電力増幅器システム１００は、電力増幅器１０２、アップコンバータ１０４、包絡線検波器１０６、整形テーブル１０８、および包絡線被変調電源１１０を含む。

ライン１１２上のベースバンド入力Ｉ／Ｑ信号は、アップコンバータ１０４への入力を形成し、アップコンバータ１０４はライン１２２上にＲＦ電力増幅器用のＲＦ入力信号を生成する。ベースバンド入力Ｉ／Ｑ信号の瞬時電力は、Ｐ_INで示される。ライン１１２上の入力Ｉ／Ｑ信号はまた、包絡線検波器１０６への入力を形成し、包絡線検波器１０６は、ライン１１６上にそれの出力においてベースバンド入力Ｉ／Ｑ信号の包絡線を表す包絡線信号を生成する。包絡線検波器１０６はさらに、図１の配置に示されるように、ライン１０７上に整形テーブル１０８への制御信号を生成し得る。他の配置では、整形テーブル用のこの制御信号は、ベースバンドＩ／Ｑ信号が得られるベースバンド処理回路（図示せず）から直接提供され得る。ライン１１６上の包絡線信号は、整形テーブル１０８への入力として提供される。ライン１１８上の整形テーブルの出力は、包絡線被変調電源への入力を提供し、包絡線被変調電源はその入力に依存してライン１２０上にＲＦ電力増幅器への供給電圧を提供する。ＲＦ電力増幅器は、ライン１１４上にそれの出力において増幅されたＲＦ出力信号を生成する。ＲＦ出力信号の瞬時電力は、Ｐ_outで示される。

アップコンバータ１０４は、ライン１１２上の入力Ｉ／Ｑ信号を増幅用ＲＦ信号に変換する。包絡線検波器は、ライン１１２上のＩ／Ｑ信号を受け取り、それの出力において入力信号の包絡線を表す包絡線信号を生成、すなわち、包絡線信号の振幅を表す信号を提供する。

包絡線被変調電源１１０の実施は本発明の範囲外であり、当業者はそれが種々の方法で実施され得ることを理解するであろう。通常、包絡線被変調電源１１０は、整形テーブルによって提供された包絡線信号の瞬時振幅に依存して複数の供給電圧のうちの１つが選択され得るスイッチング式電圧供給を含む。効率的な増幅方式では、選択された供給電圧は次に、瞬時包絡線信号がより正確に表わされて提供されるようさらに調整された後、供給電圧としてＲＦ電力増幅器に提供される。本発明は、包絡線被変調電源の任意特定の実施に限定されない。

電力増幅器１０２は、単段増幅器として、または多段増幅器として実施され得る。

整形テーブル１０８は、ライン１１８上に整形された包絡線信号を提供するために、ライン１１６上の包絡線信号にシェーピング関数を適用する。シェーピング関数は、入力信号包絡線の各瞬時値を増幅器への瞬時供給電圧にマッピングする関数である。適用されるシェーピング関数は、ライン１０７上の包絡線検波器から受取った制御信号によって決定される。制御信号は、複数のシェーピング関数のうちのどのシェーピング関数が包絡線信号に適用されるか決定しうる。制御信号は単に、ライン１１２上のベースバンドＩ／Ｑ入力信号の平均電力を表す信号であり得る。包絡線信号の整形は、電力増幅器１０２の効率および線形性に影響を及ぼす。

電力増幅器１０２は、特定のシステム目標を達成するために、所与のベースバンド入力（Ｉ／Ｑ）信号レベルに対して最適な瞬時供給電圧レベルを決定するよう前動作局面（ｐｒｅ−ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｐｈａｓｅ）において特性化される。これにより、最適なシェーピング関数が決定され、所与の入力条件およびシステム目標に対して整形テーブルに適用されることが可能になる。

電力増幅器１０２を特性化するための好ましい技術がここで記述され、初めに図２に示されたように特性化プロセスの１つの例示的な試験アーキテクチャが記述される。

試験アーキテクチャ２００は、特性化される電力増幅器装置１０２、およびその電力増幅器用の包絡線追跡変調器１１０を含む。包絡線追跡変調器１１０は、好ましくは高効率包絡線追跡変調器を備え得るが、本発明は包絡線追跡変調器の任意特定の実施に限定されない。アーキテクチャ２００はしたがって、通常の包絡線追跡動作用に提供される電源と増幅器のセットアップを含む。

試験アーキテクチャはさらに、デジタル処理装置２０８を含む。デジタル処理装置は、増幅器の通常動作用に提供されるデジタルベースバンド処理回路の一部を備え得る。

デジタル処理装置２０８は、ライン２２２上に包絡線変調器１１０への包絡線信号を生成し、ライン２２４上に増幅器用の試験ＲＦ入力信号を生成する。

ＲＦドライバ２０６は、増幅器１０２の入力へ送達するためにライン２２４上のＲＦ入力信号を増幅する。ＲＦ増幅器はそれの入力でＲＦ信号を増幅し、ライン２３４上にＲＦ出力信号を生成する。

複数のカプラー２２８、２２０、２３０および２６０が、試験アーキテクチャ内の種々のポイントにおいて信号を検知するために設けられる。

カプラー２２０は、ライン２２６上の信号に連結し、増幅器への入力におけるＲＦ信号のレベルの表示（ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）をライン２４２上に提供する。カプラー２２８は、ライン２４２上の信号の表示をライン２３２上に提供する。ライン２４２は、電力計２１８に接続される。ライン２３２は、デジタル処理装置２０８に接続される。デジタル処理装置２０８は、ライン２３２上で受信した信号を処理するための受信機を含み、したがって電力増幅器１０２への入力信号を処理するための受信機を含む。

カプラー２３０は、ライン２３４上の信号に連結し、増幅器の出力における信号のレベルの表示をライン２４４上に提供する。カプラー２６０は、ライン２４４上の信号の表示をライン２３６上に提供する。ライン２４４は、電力計２１６に接続される。ライン２３６は、デジタル処理装置２０８に接続される。デジタル処理装置２０８は、ライン２３６上で受信した信号を処理するための受信機を含み、したがって電力増幅器１０２の出力信号を処理するための受信機を含む。

抵抗器２１０は、包絡線追跡変調器１１０と電力増幅器１０２の供給入力の間に接続される。差動増幅器２１２は、抵抗器２１０のそれぞれの端子に接続された１対の入力、およびオシロスコープ２５２に接続された出力を有する。抵抗器２１４は、電力増幅器１０２の供給入力とオシロスコープ２５２へのさらなる入力の間にさらに接続される。したがってオシロスコープは、電力増幅器１０２の供給端子における瞬時電流および電圧の測定を行うことができる。

ＲＦ負荷２４０は、ライン２３４上で電力増幅器１０２の出力に接続されて、実際の実施では電力増幅器１０２の出力に接続される負荷をエミュレートする（ｅｍｕｌａｔｅ）。スペクトル分析機２６６は、特定の出力特性を測定するために負荷２４０に接続されうる。

特性化プロセス中、電力増幅器の瞬時ＲＦ入力電力および電力増幅器の瞬時ＲＦ出力電力は、デジタル処理装置２０８の二重超線形受信機を使用して測定され得、この受信機は、カプラー２２８／２２０および２６０／２３０それぞれからのライン２３２および２３６上のそれぞれの入力および出力電力測定の表示を受け取る。

特性化プロセス中さらに、電力増幅器のＲＦ入力電力および電力増幅器のＲＦ出力電力は、それぞれ平均電力計２１８および２１６を使用して測定され得、これらの電力計は、カプラー２２０および２３０それぞれからのライン２４２および２４４上のそれぞれの入力および出力電力測定の表示を受け取る。

電力増幅器装置の電力消費量は、瞬時電流および電圧の両方を記録するオシロスコープ２５２を使用して測定され得る。

デジタル処理装置２０８は、包絡線追跡変調器１１０への包絡線信号および電力増幅器１０２へのＲＦ入力を個別に制御する。

増幅段１００のこの特性化は、増幅段の複数のパワー掃引を要求し得る。この特性化は、供給電圧、バイアス電圧、ＲＦゲイン、ＲＦ位相、供給電流、ＲＦ入力電力、およびＲＦ出力電力を含む、種々の電力増幅器パラメータの測定を含み得る。

一般に、特定の性能特性または目標を決定するために必要な、装置のパラメータが測定される。例えば、増幅段のゲインを最適化することが所望される場合には、ゲインを決定するために必要なパラメータが異なる入力（包絡線）信号と供給電圧の組合せに対して測定される。

所与の増幅段に対する測定データベースは、したがって特性化処理の後に確立され得る。もたらされた測定データベースは、瞬時入力およびシェーピング関数の選択に基づいて、装置の動作可能なシステム性能を予測するために使用され得る。

増幅器段の特性化は、多くの方法で実行されることが当技術で知られている。本発明は、従来技術の改良を提供する特性化のための有利な技術を提示する。

図２のアーキテクチャは、電力増幅器装置の以下の特性の測定を可能にする。
１．瞬時出力電力
２．瞬時入力電力
３．瞬時出力位相
４．瞬時入力位相
５．瞬時供給電流
６．瞬時供給電圧

瞬時入力および出力電力測定は、ＡＭ−ＡＭ歪を算出するために使用される。増幅器のＡＭ−ＡＭ歪は、増幅器の入力および出力信号の相対振幅内のシフトを表し、またゲイン歪と呼ばれ得る。瞬時入力および出力位相測定は、ＡＭ−ＰＭ歪を算出するために使用される。増幅器のＡＭ−ＰＭ歪は、増幅器の入力と出力の間の信号の位相遅延内のシフトを表し、また位相歪と呼ばれ得る。瞬時供給電流および供給電圧は、増幅器のドレイン／コレクタ効率を算出するために使用される。

このアーキテクチャは、電力増幅器装置モデリングに関するすべての「準静的」（またはメモリレス）情報を提供する。このアーキテクチャはまた、電力増幅器メモリモデルを生成するために必要な情報を取得する。

電力計２１８および２１６を使用して平均入力および出力電力を検知することは、測定受信機の校正が電力測定の絶対精度を確保することを可能にする。

１つの例示的な配置によれば、試験または特性化動作中、増幅器用の入力信号は、デジタル処理装置により実際の伝達信号と類似した信号波形サンプルとして提供される。このような信号の実際の生成は本発明の範囲外であり、多くの異なる方法で生成され得る。

実際の伝達信号を使用する１つの利点は、電力増幅器の特性化が代表的な動作条件下で生じ、熱影響を含むことである。電力増幅器は、実際の動作条件に近似する信号の範囲にわたって駆動され、そのため電力増幅器への熱影響が特性化プロセスに考慮され得る。このため、試験／特性化中の電力増幅器の熱負荷は通常使用時の電力増幅器の熱負荷を確実に表す。

１つの例示的な配置では、特性化プロセスで使用される入力波形は、長さ１０_msである。

図２の試験アーキテクチャは、電力増幅器１０２の種々の特性の決定を可能にする。例えば、瞬時ＡＭ−ＡＭ歪、瞬時ＡＭ−ＰＭ歪、および瞬時効率特性が決定され得る。これらの特性は、瞬時入力電力および瞬時供給電圧の関数として迅速に決定され得る。

従来技術では、電力増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を決定することに問題がある。試験アーキテクチャ内の経時的「位相跳躍」のため、電力増幅器の入力および出力において測定された信号は、増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を測定するために信頼して使用することができない。位相跳躍により生じる位相誤差は周知である。位相跳躍は、測定システムの送信機および受信機局部発振機の低周波位相ノイズによる試験アーキテクチャ内のポイントにおける位相内の（試験信号変調に対する）変化の緩やかな変動に関する。例えば、図２の例示的な試験アーキテクチャに示されたように、電力増幅器への入力および出力信号を受け取るために個別の受信機が使用される場合には、位相歪の原因が電力増幅器のＡＭ−ＰＭ歪からではなく単に受信機間の位相誤差から生じるように、２つの受信機は異なる経時的な位相跳躍を提示しうる。位相跳躍の量および影響は試験アーキテクチャに依存するであろうが、個別の受信機が個別の局部発振機から生じる電力増幅器の入力および出力のために使用される場合は特に明白であろう。

好ましい配置によれば、図３を参照して記述されたように、電力増幅器のＡＭ−ＰＭ歪の正確な決定を可能にするために、図２の試験アーキテクチャの制御に適合がなされる。

図３（ａ）は、電力増幅器１０２を特性化するために図２のＲＦドライバ２０６への入力として提供される例示的な１０_msの試験波形を示す。包絡線追跡変調器１１０用の包絡線信号は、この試験波形に基づいて追加的に生成される。上述のように、図３（ａ）の試験波形は、使用時の電力増幅器への入力である実際の信号の一部分を表す。

位相歪の正確な決定を可能にするために、図３（ａ）の試験波形は図３（ｂ）に示されたようにパンクチャパターンを使用してパンクチャされて、図３（ｃ）に示されたように定電圧の周期を含む修正された試験波形を生成する。

図３（ｂ）に見られるように、パンクチャパターンは、試験波形の時間周期を等しい長さの一連のサブ周期に分割する。交互に並ぶ各サブ周期がパンクチャ周期である。もう片方の交互に並ぶサブ周期が信号周期で、ここでは波形はパンクチャされない。上述の例ではサブ周期は等しい長さであるが、別の実施ではサブ周期は異なる長さであり得る。

図３（ｃ）に示されたように、もたらされた波形は実際の波形信号の存在間に交互に並ぶサブ周期を提供し、これらは試験周期（ｔｅｓｔ ｐｅｒｉｏｄ）、そして定電圧の周期は基準周期（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｐｅｒｉｏｄ）と呼ばれる。各試験周期では、上述のように実際の伝達信号を表す入力信号が提供される。各基準周期では、連続波ＲＦ信号は、入力として定振幅および定位相を有して提供されうる。

試験周期では、実際の波形の一部分が電力増幅器に適用されると、電力増幅器１０２の特性化が実施され、この特性化は好ましくは電力増幅器のＡＭ−ＰＭ歪の決定を可能にする測定値の取得を含む。

電圧が一定である基準周期では、試験アーキテクチャ内の位相跳躍に起因する検知されたＡＭ−ＰＭ歪の一部分を決定するために情報が取得される。これは試験周期で行われた位相測定から位相跳躍に起因する位相調整の一部分を除去することを可能にする。

図３（ｃ）を参照すると、３つの連続する時間周期ｔ₁、ｔ₂、ｔ₃が示される。時間周期ｔ₁は基準周期を示し、時間周期ｔ₂は次の試験周期を示し、時間周期ｔ₃はその次の基準周期を示す。時間周期ｔ₂では、電力増幅器のＡＭ−ＰＭ歪の決定を可能にする測定が試験周期中に行われる。先行する時間周期ｔ₁でも測定が行われ、供給電圧が一定である時間周期ｔ₁中に増幅器位相シフトを測定する。同様に時間周期ｔ₃でも同じ固定された供給電圧で測定が行われて、時間周期ｔ₃での増幅器位相シフトを測定する。試験周期は好ましくは、試験周期中の任意の位相跳躍が時間の線形関数と近似され得るように短くされる。あるいは、時間周期ｔ₂中の位相誤差を推定するためにより高度な補間技術が使用されうる。時間周期ｔ₁の最後と時間周期ｔ₃の最初に測定された位相の差は、時間周期ｔ₂中の位相跳躍を表す。時間周期ｔ₂中の推定された位相誤差は、時間周期ｔ₂で測定されたＡＭ−ＰＭ歪から除去されて、増幅器の実際のＡＭ−ＰＭ歪の推定値を表す時間周期ｔ₂のＡＭ−ＰＭ歪の修正された測定値を提供する。

さらに詳細には、時間周期ｔ₂中の測定システムでの位相誤差を推定するために、線形補間またはより高度な補間技術が使用され得る。

したがって、記述された配置は好ましくは、増幅器のＡＭ−ＰＭ歪測定値を決定する方法を提供し、前記方法は、増幅器の入力に提供される試験波形を生成するステップ、試験波形の一部分が存在する試験周期と固定されたレベルの基準信号が存在する基準周期の間に交互に並ぶ修正された試験波形を生成するために固定されたレベルの基準信号を有する試験波形を周期的にパンクチャするステップ、試験周期で増幅器ＡＭ−ＰＭ歪を測定するステップ、試験周期の両側の基準周期で増幅器の入力および出力の間の位相差を測定するステップ、基準周期で測定された位相差に依存して試験周期の位相誤差を推定するステップ、および測定された増幅器ＡＭ−ＰＭ歪から推定された位相誤差を除去することにより実際の増幅器ＡＭ−ＰＭ歪を推定するステップを備える。

この方法は、包絡線追跡増幅器の特性化および包絡線追跡増幅器の制御と関連する実施を参照してここに記述される。しかし、記述された技術はより一般的に適用可能であり、任意の増幅器に対するＡＭ−ＰＭ歪測定値を決定するために使用され得る。

試験下で電力増幅器を駆動するためのＲＦベースバンド試験波形でパンクチャされた基準周期は好ましくは位相跳躍補償を可能にするために使用され、これらの基準周期の間にある試験周期では電力増幅器の試験／特性化を可能にする。

実際には、基準周期と試験周期の間に小さな保護周期（ｇｕａｒｄ ｐｅｒｉｏｄ）が挿入されて、これら２つの周期間の移行を円滑にすることができる。これは、図３（ｂ）のパンクチャウィンドウを円滑にすることにより達成され得る。

装置の特性化では、好ましくは異なる所定の包絡線追跡シェーピング関数が各試験周期に適用される。各シェーピング関数は、非線形伝達関数を表す。

このようなシェーピング関数のセットの一例が図４に示される。図４は、シェーピング関数４０ａ〜４０ｊのセットを示す。図示されたように、各シェーピング関数は、包絡線電圧が入力信号電力レベルに対して規定されることを可能にする。したがって瞬時入力信号に依存して包絡線追跡変調器に適用された包絡線電圧は、選択されたシェーピング関数によって決定される。

請求項１または２の方法では、複数の異なるシェーピング関数は入力信号レベルに関して単調に増加する関数群を備える。

各シェーピング関数は、パラメータ化された代数関数であり得る。各代数関数のパラメータは、動作に関係する入力電力および供給電圧の組合せの範囲にわたって増幅器を特性化するために選択され得る。最小のシェーピング関数と最大のシェーピング関数は、特性化プロセスの範囲を決定する。

シェーピング関数の数は好ましくは、三次元プロットの解像度に対する目標を達成するよう選択される。特性化プロセスで使用されるシェーピング関数が多くほど、特性化プロセスの解像度は高い。

シェーピング関数のセットのうち、シェーピング関数４０ａは最小のシェーピング関数を表し、４０ｊは最大のシェーピング関数を表す。図４のシェーピング関数のセットは好ましい特性化プロセスで使用される。他のシェーピング関数が使用可能であり、詳細には（図４において一連の水平な線で表される）固定された電圧のセットが使用可能である。しかし、図４の好ましいシェーピング関数は、通常の動作条件を表す、より有利な特性化プロセスを提供する。

図４のシェーピング関数は、パラメータ化されたスイング範囲を有する代数関数である。図示のように、各シェーピング関数は異なる初期電圧を始動し、異なる度合いの変動性（ａｇｇｒｅｓｓｉｏｎ）を有する。本明細書では、変動性は関数の最低電圧と最高電圧の間の変動に関し、シェーピング関数４０ｊは非変動的で、シェーピング関数４０ａは最も変動的で、所与の出力に対して可能な最低の電圧を適用する。

したがって、記述された例では、電力増幅器への瞬時入力信号は、図３（ｃ）に示されたように試験波形に依存する。波形への瞬時供給電圧は、図４の波形のうちの１つにより整形テーブルに適用された電流シェーピング関数によって整形された後、試験波形に基づいた包絡線信号に依存する。

要するに、電力増幅器の位相歪を正確に決定するために、試験下の電力増幅器は好ましくは下記からなる波形で駆動される。
１．試験周期内の位相跳躍補償を可能にする基準周期
２．所与の瞬時入力電力に対する瞬時供給電圧の広範囲にわたって試験下の電力増幅器を駆動するために適用される異なる包絡線シェーピング関数を有する試験周期。試験刺激（即ち、入力波形）は、目標のシステムの最終適用波形の統計を表すよう（即ち、実際の信号を複製するよう）選択される。
３. 基準周期と試験周期の間の移行を円滑にすることを可能にする保護周期

このプロセスはＡＭ−ＰＭ歪を正確に決定することが所望される場合にのみ必要であることが注目されるべきである。記述された技術は、ＡＭ−ＰＭ歪の正確な決定が必要でない場合には、試験波形をパンクチャすることなしに有利に使用され得る。試験波形が単にサブ周期に分割される場合には、異なる包絡線シェーピング関数が各試験周期に適用される。このような場合には、試験波形は連続的で基準周期を有しない。

したがって１つの配置では、入力信号を増幅するための増幅器および、入力信号包絡線に依存して増幅器用の被変調供給電圧を生成するための包絡線追跡被変調電源を備える増幅段を特性化する方法が提供され、包絡線追跡被変調供給電圧はシェーピング関数によって整形される。この方法は、増幅段の通常動作条件下の入力波形を表す入力試験波形を生成するステップ、それぞれが非線形伝達関数を備える複数の異なるシェーピング関数のそれぞれ１つを、入力試験波形が入力信号として適用される周期中に複数の試験周期のそれぞれの入力信号包絡線に適用するステップ、増幅器のゲイン、位相および効率特性の決定を可能にするために入力試験波形が適用される周期中に増幅段のパラメータを測定するステップ、およびゲイン、位相および効率特性のそれぞれに対して、増幅器に適用される入力電力および供給電圧に関する特性の三次元プロットを生成するステップ
を備える。

したがって一般に、１つの配置では、増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を推定する技術が提供され、別の技術では、シェーピング関数のセットを使用して包絡線追跡増幅器を特性化するための有利な技術が提供される。２つの技術は有利に組合せ可能であるが、個別に利点を達成するために別々に実施され得る。

好ましい配置での試験または特性化動作中、下記の４つの測定は好ましくは試験装置を使用して同期的に記録される。
１．電力増幅器への瞬時ＲＦ出力電圧
２．電力増幅器からの瞬時ＲＦ出力電圧
３．（オシロスコープからの）電力増幅器への瞬時供給電圧
４．（オシロスコープからの）電力増幅器への瞬時供給電流

これらの測定値の取得後、試験または特性化動作中に、上記測定値のそれぞれに対して１つの「生」波形の４つがコンパイルされ（ｃｏｍｐｉｌｅｄ）得る。その後、４つの「生」波形は後処理シーケンスで処理される。

所与の増幅段に関する測定データベースは、したがって特性化プロセスの後に確定され得る。このような測定データベースは、図１の整形テーブル１０８のコンテンツを決定するための基準を形成する。測定データベースは、装置性能の重要な項目を決定するために問合せされ（ｑｕｅｒｉｅｄ）得る。

後処理動作では、４つの「生」波形はまず時間的に整合され、そして同じサンプルレートにサンプリングし直される。

次に、上述のように基準周期中の位相測定および試験周期中の補償に基づき、電力増幅器入力および電力増幅器出力受容チャネルの両方において、位相跳躍補償が実行される。

その後４つの波形からの「試験周期」の生データが取り除かれる。

次に、試験周期の生データへのデータフィッティングが実行される。

試験周期中の生データへのデータフィッティングは、ノンメモリ歪補償に直接近似すると考えられ得る。電力増幅器のノンメモリ効果は、試験領域中の入力および出力データに基づき多項式係数を決定するために最小二乗多項式を解くことによって決定され得る。（適用された異なる包絡線シェーピング関数を有する）各試験領域は、個別に扱われる。電力増幅器歪のノンメモリ・モデルは次の式で使用される。

ここでは、ｙ（ｎ）は受信機により検出された電力増幅器からの電流（複素ベースバンド）出力を示し、ｘ（ｎ）は受信機により検出された電力増副器への対応する（時間整合された、複素ベースバンド）入力サンプルを示し、ｐは多項式次数である。

最小二乗最適化は、試験周期内の測定サンプルのフルセットを所与されて、係数 [ａ₀，ａ₁，・・・ａ_p]^Tを決定するために実行される。

試験周期内のデータフィッティングは、上述の最小二乗データフィッティング式にメモリ項およびメモリ係数を加えることにより、メモリ効果を含むように随意に拡大され得る。これは、（メモリ効果を含む）電力増幅器歪のより正確なモデルを提供し、したがって電力増幅器の応答のより正確な予測を可能にする。

他のデータフィッティング技術は当業者には周知であり、上述の技術は好ましい技術である。

データフィッティング技術は好ましくは、異なる包絡線シェーピング関数が適用される各試験領域に個別に適用される。

試験領域内のデータフィッティングの実行後に、好ましい実施によって、下記を示す滑らかな三次元表面がプロットされ得る。
１．瞬時ゲイン対入力電力および供給電圧
２．瞬時位相対入力電力および供給電圧
３．瞬時効率対入力電力および供給電圧

任意の三次元表面による補間は次に、電力増幅器のゲイン、位相および効率応答が任意の包絡線シェーピング関数に沿って推定されることを可能にする。あるいは、例えば瞬時入力電力の関数として低ゲインを保持することのような基準が、これらの測定から包絡線シェーピング関数を決定するための基準として設定され得る。

図５（ａ）は、この処理によって取得される表面の一例を示す。（三次元表面プロットである）図５のプロットは、入力電力および供給電圧の関数としての電力増幅器ゲインのプロットである。図示のように、示された座標軸は入力電力およびドレイン電圧を示し、プロットの線の輪郭は増幅器ゲインの輪郭である。任意の輪郭に沿ったシェーピング関数は、定ゲインを提供する。暗線は２５ｄＢにおける定ゲインを示す。

図５（ｂ）は、入力電力および供給電圧の関数としての電力増幅器位相応答の同様のプロットを示す。暗線は２５ｄＢにおける定ゲインと関連する位相応答を示し、図５（ａ）の定ゲインの選択に従った位相変動を示す。

図５（ｃ）は、入力電力および供給電圧の関数としての電力増幅器効率の同様のプロットを示す。暗線は２５ｄＢにおける定ゲインと関連する効率応答を示し、図５（ａ）の定ゲインの選択に従った位相変動を示す。これは、動作がどれだけ最大効率に近いかに関する評価を可能にする。

したがって電力増幅器の特性化は、三次元表面が形成されることを可能にすることが分かる。三次元表面は、（ゲイン、位相または効率のような）所与のシステム特性に関する任意の包絡線シェーピング関数への電力増幅器の応答を示す。好ましい配置では、位相、ゲインおよび効率応答は、三次元表面を提供するために測定される。各三次元表面は、増幅器への入力電力および供給電圧に対する所与のシステム特性（ゲイン、位相、効率）に関するプロットを備える。

好ましい配置によれば、シェーピング関数は、電力増幅器からの最大効率のような特定の条件を満たすように選択され得る。ゲインおよび／または位相表面は次に、効率を最大化するために選択されたシェーピング関数からの残留ゲインおよび／または位相誤差を決定するために使用され得る。これは上記の図５（ａ）〜図５（ｃ）から理解し得る。図５（ａ）は定ゲイン応答に合ったシェーピング関数の選択を示し、図５（ｂ）および図５（ｃ）は、整形テーブルにこのシェーピング関数を適用した場合の電力増幅器の位相および効率応答に与える影響を示す。

残留誤差の知識に基づいてシェーピング関数の選択によりシステム目的が達成されると、好ましい配置によれば、ＲＦ信号入力パス内の歪補償ブロックはＲＦ信号の一部分またはすべての出力領域にわたってＰＭおよび／またはＡＭ残留誤差を補償するように調整され得る。

図６は、この好ましい配置を可能にするための図１の増幅器配置の修正を示す。図６に示すように、歪補償ブロックがＲＦ入力パス内に提供されて、ライン１１２上の入力Ｉ／Ｑ信号を受け取り、ライン１２３上にアップコンバージョン・ブロック１０４への入力を提供する出力信号を生成する。包絡線検波器１０６は、歪補償ブロック１２１を制御する追加の制御信号１２５を生成する。ライン１２５上の制御信号は、ライン１１２上の入力信号の平均電力の表示であり得る。別の配置では、歪補償ブロック用のライン１２５上のこの制御信号は、ベースバンド処理回路（図示せず）から直接提供され得る。

このように一般的な配置では、入力信号を増幅するための増幅器と、その入力信号包絡線に依存して増幅器用の被変調供給電圧を生成するための包絡線追跡被変調電源であって、包絡線追跡被変調供給電圧への入力信号包絡線はシェーピング関数によって整形される包絡線追跡被変調電源と、増幅器への入力信号を歪補償するための歪補償ブロックを備える包絡線追跡増幅段を制御する方法が提供され、本方法は、試験条件下の増幅器の特性化モードにおいては、増幅器の入力電力および供給電圧の瞬時値に関するゲイン、位相および効率特性のうちの少なくとも２つを決定するために増幅段のパラメータを測定するステップと、ゲイン、位相および効率特性のうちの少なくとも２つのそれぞれに関して、増幅器に適用される入力電力および供給電圧に関する特性を表す三次元プロットを生成するステップを備え、通常動作条件下の増幅器の使用モードにおいては、ゲイン、位相または効率のうちの１つまたは複数と関連する第１のシステム目標に依存して整形テーブル用のシェーピング関数を決定するために三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するステップと、ゲイン、位相または効率のうちの少なくとも１つと関連する第２のシステム目標を達成するよう歪補償ブロック用の歪補償係数を決定するために、決定されたシェーピング関数および三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するステップを備える。

図６の配置では、整形テーブル１０８のシェーピング関数は、図５（ａ）〜図５（ｃ）の位相、ゲインおよび効率プロットのうちの１つまたは複数から選択されて、これらのプロットと関連する第１のシステム目標を達成する。例えば、効率目標を達成するためには、シェーピング関数は効率プロットから選択され得る。シェーピング関数が選択されると次に、第２のシステム目標を達成するために、歪補償ブロック１２１用の歪補償係数が位相およびゲインプロットから決定され得る。ここでは第１のシステム目標は効率目標であり、第２のシステム目標はゲインおよび／または位相目標であり得る。

上述のように、例えばシェーピング関数が効率目標を達成するために選択される場合には、ゲインおよび／または位相性能へのシェーピング関数の効果は位相および／またはゲイン三次元表面プロット内のシェーピング関数を追跡することによって決定され得る。これは次に、第１のシステム目標を達成することに関連した実際の位相またはゲイン応答と、第２のシステム目標と関連した所望される位相またはゲイン応答の間の差または誤差を決定するために使用され得る。第２のシステム目標と関連して生じた差または誤差は次にキャンセルされるか、または歪補償ブロック１２１の係数で適切に調整を行うことにより少なくともある程度緩和され得る。残留ゲインおよび／または位相誤差（または第２のシステム目標と比較した差）は、歪補償ブロックのルックアップテーブルへの入力を形成し得る。

これらのルックアップテーブルのコンテンツは、（残留ゲインおよび位相誤差も選択された包絡線シェーピング関数に基づいて変化するため）選択された包絡線整形テーブルに基づいて切り替えられ得る。

これは、例えば、シェーピング関数の選択からもたらされる位相関数と逆の位相関数を歪補償ブロック内に適用することによって、定位相が達成されることを可能にし得る。例えば、第２のシステム目標は定ゲインであり得るが、効率と関連する第１のシステム目標を達成するには、結果としてゲインは一定ではないことが三次元ゲイン表面から決定され得る。第１のシステム目標を達成するゲインへの効果を反転させる関数が、低圧縮で動作される場合に歪補償ブロック内に適用され得る。

しかし、定ゲインの第２のシステム目標の上記の例は１つの例にすぎないことが理解されるべきである。任意のゲイン目標（または位相目標のような任意の他の目標）は、第２のシステム応答として要求され得る。実施により所望されるように補償するため、好ましくは歪補償ブロック内で適切な調整がなされ得る。例えば、別の例ではＲＦ信号領域全体にわたって位相を修正することが１つの目的であり得るが、低電力領域（即ち増幅器が飽和状態でない動作領域）内の振幅を修正するにすぎない。

さらなる例として、さらなる修正を参照する。上述のように第１のシステム目標（例えば効率目標）を達成するために、シェーピング関数は、増幅器効率のさらなる改良を達成する手段としてＲＦ出力信号のクレストファクタを低減するような方法で決定され得る。クレストファクタ低減は、そのような修正の一例であるが、他の実施では、所望された第１のシステム目標を達成するために選択されたシェーピング関数への他の適用が要求され得る。そのような場合には、歪補償ブロック１０６は、シェーピング関数への意図的な修正からもたらされる効果を修正または反転させるものではない。所与の例では、高信号電力における制御されたＡＭ歪量は、ＲＦ出力のクレストファクタを低減するために意図的に誘導され、歪補償ブロックはこのＡＭ歪を除去するべきではない。歪補償ブロックは、選択されたシェーピング関数に意図的になされた任意追加の修正の効果を維持しつつ、第２のシステム目標を達成するために適切に適応するよう配置される。

歪補償ブロック１０６は、低電力における、すなわち増幅器が高圧縮されていない場合の、ＡＭ−ＡＭ歪（すなわちゲイン歪）を修正するために使用され得るにすぎない。歪補償ブロックは、電力範囲全体にわたって、すなわち増幅器が圧縮されているかいないかにかかわらず、位相を修正するために使用され得る。一般に、電力領域全体にわたって位相を修正することが所望されるが、ゲインは増幅器が圧縮されていない場合にのみ修正される。

第２の目標と関連した特定の例がここで規定される。第２の目標は、増幅器のＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ歪を最小化するための線形性目標であり得る。第２の目標は、入力値の領域の少なくとも一部分にわたって増幅器のＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ歪を最小化するための線形性目標であり得る。第２の目標は、入力値の全領域にわたって増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を線形化するための線形性目標であり得る。第２の目標は、入力値の全領域にわたって増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を線形化するため、および低入力電力レベルにおけるＡＭ−ＰＭ歪を線形化するための線形性目標であり得る。

上記では、歪補償ブロック内の歪補償係数が調整されることが記述される。実際の実施では、歪補償ブロックは、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）に基づいており、入力電力の関数として、すなわち上述のようにゲインおよび位相に直接的に近似する少なくとも１つの複合ＬＵＴ（またはゲインおよび位相）を有する。

ＬＵＴは好ましくは、上述のように表面抽出時にフィットされるノンメモリ多項式から抽出される係数から導出される。このように歪補償ブロック内の係数を調整することへの言及は、歪補償ブロック内のＬＵＴ内の値を調整することを包含すると理解され得る。

したがって歪補償ブロック内で歪補償ブロックを調整することは、１つの例示的な実施では、歪補償ブロック内の歪補償ＬＵＴを調整することを備え得る。ベースバンドデジタル処理装置と組み合わせて、電力増幅器および包絡線追跡変調器を組み込んだ包絡線追跡アーキテクチャの使用は、アーキテクチャのモードが特性化または試験モードと動作モードの間で切り替えられることを可能にする。

本発明による好ましい配置は、電話器の動作条件の代表的なものが高速特性化技術であるため、従来技術の配置と比較して電話器の用途において、特定の適用可能性を有し、特定の改良を提供する。

本発明およびそれの実施形態および配置は、包絡線追跡被変調電源を組み込んだ任意の増幅段に対して一般に適用可能である。例示の実施は、無線電話器および無線インフラの両方における携帯通信システムを含む。

ここに記述された方法は、コンピュータ上で実行されるとそのコンピュータと関連する処理装置または処理要素を記述された方法により動作させるコンピュータ・プログラム・コードを備えるコンピュータ・プログラムのようなコンピュータソフトウェアにおいて具体化され得る。そのようなコンピュータ・プログラムは、ディスクまたは他の記憶装置のようなコンピュータ・プログラム製品上に記憶され得る。

本発明は、特定の配置に関してここに記述されたが、本発明は添付請求項により定義されなければ、任意特定の特徴の組合せまたは任意特定の特徴に限定されない。当業者は、定義された発明の範囲内に入る記述された配置の変更および修正を理解するであろう。

１００・・・包絡線追跡電力増幅器システム
１０２・・・電力増幅器
１０４・・・アップコンバータ
１０６・・・包絡線検波器
１０８・・・整形テーブル
１１０・・・包絡線被変調電源
１０７、１１２、１１４、１１６、１１８、１２０、１２１、１２２、１２５、２２２、２２４、２２６、２３２、２３４、２３６、２４２、２４４・・・ライン
２００・・・試験アーキテクチャ
２０６・・・ＲＦドライバ
２０８・・・デジタル処理装置
２１０、２１４・・・抵抗器
２１２・・・差動増幅器
２１６、２１８・・・電力計
２２８，２２０，２３０，２６０・・・カプラー
２４０・・・ＲＦ負荷
２５２・・・オシロスコープ
ｔ₁、ｔ₂、ｔ₃・・・時間周期
４０ａ〜４０ｊ・・・シェーピング関数

Claims (21)

1. 入力信号を増幅するための増幅器と、前記入力信号包絡線に依存して前記増幅器用の被変調供給電圧を生成するための包絡線追跡被変調電源であって、前記包絡線追跡被変調供給電圧への前記入力信号包絡線はシェーピング関数によって整形される包絡線追跡被変調電源、および前記増幅器への前記入力信号を歪補償するための歪補償ブロックを備える包絡線追跡増幅段を制御する方法であって、本方法は、
   ａ．試験条件下の前記増幅器の特性化モードにおいては、
   ｉ．前記増幅器の入力電力および供給電圧の瞬時値に対するゲイン、位相および効率特性 のうちの少なくとも２つを決定するために前記増幅段のパラメータを測定するステッ プと、
   ii. ゲイン、位相および効率特性のうちの少なくとも２つのそれぞれに対して、前記増幅 器に適用される入力電力および供給電圧に関する特性を表す三次元プロットを生成するス テップを備え、
   ｂ. 通常動作条件下の前記増幅器の使用モードにおいては、
   ｉ．ゲイン、位相または効率のうちの１つまたは複数と関連する第１のシステム目標に依存して前記整形テーブル用のシェーピング関数を決定するために前記三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するステップと、
   ｉｉ．ゲイン、位相または効率のうちの少なくとも１つと関連する第２のシステム目標を達成するよう前記歪補償ブロック用の歪補償係数を決定するために、前記決定されたシェーピング関数および前記三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するステップを、備える方法。
2. 第２のシステム目標を達成するよう前記歪補償ブロック用の前記歪補償係数を決定するために、前記決定されたシェーピング関数および前記三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用する前記ステップは、前記決定されたシェーピング関数のゲイン、位相または効率特性の効果を予測すること、およびその予測に依存して前記歪補償係数を調整することを備える、請求項１に記載の方法。
3. 前記方法はさらに、前記特性化モードでは、前記増幅段の通常動作条件下で入力波形を表す入力試験波形を生成するステップを備える、請求項１または２に記載の方法。
4. 前記方法はさらに、前記特性化モードでは、前記試験波形が前記入力信号として適用される周期中、複数の試験周期それぞれの前記入力信号包絡線に、それぞれが非線形伝達関数を備える複数の異なるシェーピング関数のうちのそれぞれ１つを適用するステップを備える、請求項１から３のいずれか１項に記載の方法。
5. 前記第２の目標は、前記増幅器のＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ歪を最小化するための線形性目標である、請求項１から４のいずれか１項に記載の方法。
6. 前記第２の目標は、入力値の範囲の少なくとも一部分にわたって前記増幅器のＡＭ-ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ歪のうちの少なくとも１つを最小化するための線形性目標である、請求項１から５のいずれか１項に記載の方法。
7. 前記第２の目標は、入力値の範囲全体にわたって前記増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を線形化するための線形性目標である、請求項６に記載の方法。
8. 前記第２の目標は、入力値の範囲全体にわたって前記増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を線形化するため、および低入力電力レベルにおいてＡＭ−ＰＭ歪を線形化するための線形性目標である、請求項６に記載の方法。
9. シェーピング関数は、前記入力信号包絡線の各瞬時値を前記増幅器への瞬時供給電圧にマッピングする関数である、請求項１から８のいずれか１項に記載の方法。
10. コンピュータシステム上で実行されると請求項１から９のいずれか１項に記載の方法を実行するコンピュータ・プログラム・コードを備える、コンピュータ・プログラム。
11. コンピュータシステム上で実行されると請求項１から９のいずれか１項に記載の方法を実行するコンピュータ・プログラム・コードを記憶するための、コンピュータ・プログラム製品。
12. 入力信号を増幅するための増幅器と、前記入力信号包絡線に依存して前記増幅器用の被変調供給電圧を生成するための包絡線追跡被変調電源であって、前記包絡線追跡被変調供給電圧への前記入力信号包絡線はシェーピング関数によって整形される包絡線追跡被変調電源、および前記増幅器への前記入力信号を歪補償するための歪補償ブロックを備える包絡線追跡増幅段を制御するための制御システムであって、前記制御システムは、
    ａ．試験条件下の前記増幅器の特性化モードにおいては、
    ｉ．前記増幅器の入力電力および供給電圧の瞬時値に対するゲイン、位相および効率特性 のうちの２つ以上のセットを決定するために前記増幅段のパラメータを測定するよう に、
    ii. ゲイン、位相および効率特性のうちの２つ以上のそれぞれに対して、前記増幅器に適 用される入力電力および供給電圧に関する特性を表す三次元プロットを生成するように、 そして、
    ｂ. 通常動作条件下の前記増幅器の使用モードにおいては、
    ｉ．ゲイン、位相または効率のうちの１つまたは複数と関連する第１のシステム目標に依存して前記整形テーブル用のシェーピング関数を決定するために前記三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するように、
    ｉｉ．ゲイン、位相または効率のうちの少なくとも１つと関連する第２のシステム目標を達成するよう前記歪補償ブロック用の歪補償係数を決定するために、前記決定されたシェーピング関数および前記三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するよう、適合された制御システム。
13. 前記決定されたシェーピング関数のゲイン、位相または効率特性の効果を予測することにより、およびその予測に依存して前記歪補償係数を調整することにより、第２のシステム目標を達成するよう前記歪補償ブロック用の前記歪補償係数を決定するために、前記決定されたシェーピング関数および前記三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するよう適合された請求項１２に記載の制御システム。
14. 前記特性化モードでは、前記増幅段の通常動作条件下の入力波形を表す入力試験波形を生成するようさらに適合された、請求項１２または１３に記載の制御システム。
15. 前記制御システムはさらに、前記特性化モードでは、前記試験波形が前記入力信号として適用される周期中、複数の試験周期それぞれの前記入力信号包絡線に、それぞれが非線形伝達関数を備える複数の異なるシェーピング関数のうちのそれぞれ１つを適用するよう適合された、請求項１２から１４のいずれか１項に記載の制御システム。
16. 前記第２の目標は、前記増幅器のＡＭ−ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ歪を最小化するための線形性目標であるようさらに適合された、請求項１２から１５のいずれか１項に記載の制御システム。
17. 前記第２の目標は、前記入力値の範囲の少なくとも一部分にわたって前記増幅器のＡＭ-ＡＭおよびＡＭ−ＰＭ歪のうちの少なくとも１つを最小化するための線形性目標であるようさらに適合された、請求項１２から１６のいずれか１項に記載の制御システム。
18. 前記第２の目標は、前記入力値の範囲全体にわたって前記増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を線形化するための線形性目標であるようさらに適合された、請求項１７に記載の制御システム。
19. 前記第２の目標は、前記入力値の範囲全体にわたって前記増幅器のＡＭ−ＰＭ歪を線形化するため、および低入力電力レベルにおいてＡＭ−ＰＭ歪を線形化するための線形性目標であるようさらに適合された、請求項１７に記載の制御システム。
20. シェーピング関数は、前記入力信号包絡線の各瞬時値を前記増幅器への瞬時供給電圧にマッピングする関数である、請求項１２から１９のいずれか１項に記載の制御システム。
21. 入力信号を増幅するための増幅器と、前記入力信号包絡線に依存して前記増幅器用の被変調供給電圧を生成するための包絡線追跡被変調電源であって、前記包絡線追跡被変調供給電圧への前記入力信号包絡線はシェーピング関数によって整形される包絡線追跡被変調電源、および前記増幅器への前記入力信号を歪補償するための歪補償ブロックを備える包絡線追跡増幅段を制御するための制御システムであって、前記制御システムは、
    ａ．試験条件下の前記増幅器の特性化モードにおいては、
    ｉ．前記増幅器の入力電力および供給電圧の瞬時値に対するゲイン、位相および効率特性 のうちの２つ以上のセットを決定するために前記増幅段のパラメータを測定する手段 と、
    ii. ゲイン、位相および効率特性のうちの２つ以上のそれぞれに対して、前記増幅器に適 用される入力電力および供給電圧に関する特性を表す三次元プロットを生成する手段、そ して、
    ｂ. 通常動作条件下の前記増幅器の使用モードにおいては、
    ｉ．ゲイン、位相または効率のうちの１つまたは複数と関連する第１のシステム目標に依存して前記整形テーブル用のシェーピング関数を決定するために前記三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用する手段と、
    ｉｉ．ゲイン、位相または効率のうちの少なくとも１つと関連する第２のシステム目標を達成するよう前記歪補償ブロック用の歪補償係数を決定するために、前記決定されたシェーピング関数および前記三次元プロットのうちの少なくとも１つを使用するする手段、を備える制御システム。