JP5217968B2 - 送信装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線信号を送信する送信装置に関する。

移動しながら通信が可能である移動体通信においては、無線基地局がカバーするセル内で効率的な端末収容を可能とするために、端末自体のパワーを無線基地局からの指定値通りに保つ自動送信制御（ＡＰＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が重要である。

ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムにおいて、端末は１５ｋＨｚの比較的低速なシンボル速度と、１６ＱＡＭに及ぶ多値変調を用いて送信動作を行う。またこの時の送信帯域は、最小で１８０ｋＨｚ、最大で１８ＭＨｚ幅までの可変帯域となっている。

ＬＴＥシステムにおいて送信制御の単位は１ｓｕｂ−ｆｒａｍｅ（１ｍｓ）であり、この単位時間内に、正確な出力制御を行う必要がある。

一般的に、ＡＰＣのための送信出力測定には、端末の出力端から分岐してダイオード等の検波器および電圧の平滑化を行う低域フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を設置し、これらの出力である電圧値をある区間、例えば１スロット内で平均化するなどして、求めた値を出力電力として用いている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００３−３１８７４７号公報

ここで、１６ＱＡＭ等の多値変調方式においては、送出するシンボルによってベースバンド信号の振幅が変動する。

図７は、ＩＱ（Ｉｎ Ｐｈａｓｅ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ）平面上の１６ＱＡＭのシンボル配置を示す図である。

図７より明らかなように、これらのシンボルは、平均出力振幅と同一、すなわち平均出力電力と同一の電力を持つ８つのシンボル点と、平均出力電力よりも大きな電力を持つ４つのシンボル点と、平均出力電力よりも小さな電力を持つ４つのシンボル点とから形成される。これらの内、最大振幅をもつシンボルと、最小振幅を持つシンボルとの間には９．５ｄＢの電力差が存在する。

ＷＣＤＭＡ等、シンボル遷移速度の速い（３．８４ＭＨｚ）システムにおいては、出力電力計測時間の中で多くのシンボルを計測し、これらを平均化処理することによって、概ね平均電力に近い出力電力値を算定することが可能である。

しかし、ＬＴＥシステムでは、そのシンボル速度が１５ｋＨｚと低速であることから、１ｍｓの無線ｓｕｂｆｒａｍｅにおいて１搬送キャリアあたりの送信シンボルは７個（ノーマルＣＰ時）あるいは６個（拡張ＣＰ時）しか存在しない。これは、搬送キャリアは１２本を１単位としたリソース・ブロック単位で送信されるため、例えば、最も狭い帯域を出力する条件である１リソース・ブロックの送信時において、ｓｕｂｆｒａｍｅ内の送出シンボルは８４個（ノーマルＣＰ時）あるいは７２個（拡張ＣＰ時）となる。

このため、送出データの偏在によって、例えば平均電力を上回るシンボルの偏在したデータ、または平均電力を下回るシンボルの偏在したデータを送出することによって、計測する出力電力が誤差を持つ可能性が高くなってしまうという問題点がある。

つまり、特に狭帯域送信時において、測定のタイミングと、測定時の送信データシンボルによっては、出力検波に基づいて算定した出力電力値に大きな誤差を生じてしまうおそれがある。

本発明は、上述した課題を解決する送信装置を提供することを目的とする。

本発明の送信装置は、
無線信号を送信する送信装置であって、
前記無線信号の送信電力の利得値を決定する送信出力決定手段と、
前記無線信号の送信波形を生成する送信波形生成手段と、
前記送信波形生成手段が生成した送信波形の振幅を計算して、該送信波形を平均化する振幅計算・平均化手段と、
前記送信出力決定手段が決定した利得値を用いて、前記送信波形生成手段が生成した送信波形を、当該送信装置が有するアンテナから送信するため無線送信周波数の送信波形へ変換して出力するＲＦＩＣと、
前記ＲＦＩＣが出力した送信波形を、前記アンテナと当該送信装置内に帰還するための帰還パスとへ分岐して出力する結合器と、
前記帰還パスへ出力された送信波形を包絡線成分を持つ正の電圧波形へ変換する検波器と、
前記検波器が変換した電圧波形を平均化する平均化手段と、
前記振幅計算・平均化手段が平均化した送信波形と、前記平均化手段が平均化した電圧波形とを比較する比較器と、
前記比較器が比較した結果に基づいて、前記振幅計算・平均化手段が平均化した送信波形と前記平均化手段が平均化した電圧波形との差分をオフセット値として前記送信出力決定手段へ出力する演算器とを有し、
前記送信出力決定手段は、前記演算器から出力されたオフセット値に基づいて前記利得値を決定する。

以上説明したように本発明においては、無線信号の送信電力の利得値を決定する送信出力決定手段と、無線信号の送信波形を生成する送信波形生成手段と、送信波形生成手段が生成した送信波形の振幅を計算して、送信波形を平均化する振幅計算・平均化手段と、送信出力決定手段が決定した利得値を用いて、送信波形生成手段が生成した送信波形を、アンテナから送信するため無線送信周波数の送信波形へ変換して出力するＲＦＩＣと、ＲＦＩＣが出力した送信波形を、アンテナと帰還パスとへ分岐して出力する結合器と、帰還パスへ出力された送信波形を包絡線成分を持つ正の電圧波形へ変換する検波器と、検波器が変換した電圧波形を平均化する平均化手段と、振幅計算・平均化手段が平均化した送信波形と、平均化手段が平均化した電圧波形とを比較する比較器と、比較器が比較した結果に基づいて、振幅計算・平均化手段が平均化した送信波形と平均化手段が平均化した電圧波形との差分をオフセット値として送信出力決定手段へ出力する演算器とを有し、送信出力決定手段は、演算器から出力されたオフセット値に基づいて利得値を決定する構成としたため、送信シンボル配置の偏りにとらわれない高精度かつ安定した送信出力を維持することができる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の送信装置の第１の実施の形態を示す図である。

本形態における送信装置には図１に示すように、デジタルベースバンド処理部１０１と、ＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１０２と、受信部１１０と、共用器１１１と、アンテナ１１２と、パワーアンプ１０３と、結合器１０４と、検波器１０５と、低域フィルタ１０６とが設けられている。

デジタルベースバンド処理部１０１は、本送信装置から送信される信号のデジタルベースバンド処理を行う。デジタルベースバンド処理部１０１には、さらに、Ａ／Ｄ変換器１２１と、比較器１２３と、演算器１２４と、送信波形生成手段１２５と、送信出力決定手段１２６と、振幅計算・平均化手段１２７と、平均化手段１２８とが設けられている。

送信出力決定手段１２６は、上位レイヤから送信されてきた要求１４１で要求される送信電力を元に平均送信電力を決定する。この時点で、サンプル分布の不均一による電力変化は考慮されていない。決定した平均送信電力と、演算器１２４から出力されたオフセット値とを加算する。この結果、上記を考慮した最適な送信出力を決定する。また、この送信出力を元にＲＦＩＣ１０２の送信利得（利得値）を計算する。そして、計算した送信利得（利得値）を手段１３１によってＲＦＩＣ１０２へ出力する。

送信波形生成手段１２５は、通信上位層からの要求１４２に従い、デジタル信号あるいはアナログ信号のＩＱ振幅波形(ベースバンド信号)を生成する。また、生成したＩＱ振幅波形を手段１３２を用いてＲＦＩＣ１０２へ出力する。また、生成したＩＱ振幅波形を振幅計算・平均化手段１２７とへ出力する。

振幅計算・平均化手段１２７は、送信波形生成手段１２５から出力されたＩＱ振幅波形に基づいて、送信波形の振幅を計算し、適宜平均化する。平均化した波形を比較器１２３へ出力する。

Ａ／Ｄ変換器１２１は、低域フィルタ１０６から出力されたアナログ信号をデジタル信号（電圧波形）へ変換して平均化手段１２８へ出力する。

平均化手段１２８は、Ａ／Ｄ変換器１２１から出力された電圧波形について、低域フィルタ１０６で落としきれない高調波成分を平均化によって除去する。そして高周波成分を除去した電圧波形を比較器１２３へ出力する。

比較器１２３は、振幅計算・平均化手段１２７から出力された波形（ベースバンド送信波形）と、平均化手段１２８から出力された電圧波形（検波電圧波形）とを比較する。このとき、振幅計算・平均化手段１２７から出力された波形の振幅成分の絶対値と、平均化手段１２８から出力された電圧波形の値とを、時間方向に比較する。そして、それらの出力誤差を比較結果として、演算器１２４へ出力する。

演算器１２４は、比較器１２３から出力された比較結果である出力誤差を平均化し、当該平均化した出力誤差を送信出力決定手段１２６に対するオフセット値として、送信出力決定手段１２６へ出力する。このオフセット値は、送信出力決定手段１２６に対して出力指定値（固定デジタル値）に対するものである。

また、ＲＦＩＣ１０２は、デジタルベースバンド処理部１０１から出力されたＩＱ振幅波形を、内部のアップコンバートミキサを用いて無線送信周波数の送信波形へ変換する。この変換には、送信出力決定手段１２６から出力された送信利得が用いられる。このとき、デジタルベースバンド処理部１０１から出力されたＩＱ振幅波形がデジタル波形である場合、これに先立って当該デジタル波形をアナログ波形へ変換する。そして、無線送信周波数の送信波形へ変換された信号をパワーアンプ１０３へ出力する。

受信部１３０は、共用器１１１から出力された信号を受信する。また、受信した信号をＲＦＩＣ１０２へ出力する。

共用器１１１は、アンテナ１１２にて受信した信号を受信部１１０へ出力する。また、結合器１０４から出力された信号をアンテナ１１２へ出力する。

アンテナ１１２は、共用器１１１から出力された送信信号を無線信号として送信する。また、無線信号を受信し、受信した信号を共用器１１１へ出力する。

パワーアンプ１０３は、ＲＦＩＣ１０２から出力された送信波形を所定の利得で増幅する。また、増幅した送信波形を結合器１０４へ出力する。

結合器１０４は、パワーアンプ１０３から出力された送信波形を共用器１１１と検波器１０５とへ分岐して出力する。

検波器１０５は、結合器１０４を介して無線信号波形そのもの（高周波）を受け取り、当該無線信号波形を、内部のダイオード等を用いてこれを信号電圧の包絡線成分を持つ、正の電圧波形へ変換する。そして、変換された電圧波形を低域フィルタ１０６へ出力する。

低域フィルタ１０６は、検波器１０５から出力されてきた電圧波形のうち、あらかじめ設定された低周波の帯域の波形のみをＡ／Ｄ変換器１２１へ出力する。ここで、低域フィルタ１０６の帯域は、信号電力から搬送波周波数の寄与を取り除き（平滑化し）つつ、ベースバンド信号の周波数成分が残るような（平滑化されない）帯域に設定しておく。また、低域フィルタ１０６から出力される波形は、原信号の包絡線成分を持つ電圧波形となる。原信号の包絡線成分（送信出力の包絡線電圧）とは、無線送信周波数（０．７〜２．６ＧＨｚ）で高速に動く信号に、例えばダイオード検波器１０５と低域フィルタ１０６とを用い、ピーク成分を残しながら信号の包絡線状の波形を得た出力電圧のことである。

図２は、無線信号と包絡線検波出力波形との振幅の時間的変化の一例を示す図である。

図２に示すように、包絡線検波出力（検波器１０５と低域フィルタ１０６とから構成される包絡線検波器の出力）７０２は、無線信号７０１のピーク成分を残しながら信号の包絡線状の波形を得た低帯域成分のみからなる波形となる。

また、この結合器１０４から、検波器１０５、低域フィルタ１０６、Ａ／Ｄ変換器１２１および平均化手段１２８を介した比較器１２３までのルートは、帰還パスである。

出力電力の帰還パスによる遅延は、低速なシンボル速度に対しては充分短く設計可能である。そのため、適切なタイミングで比較を行うことによって、これらの信号の両者は同一の送信シンボル点について行われることとなる。

図３は、ＬＴＥシステムにおける送信波形と検波出力波形との振幅の時間的変化の一例を示す図である。ここでは、送信スロットの１〜７番目のシンボル５０１〜５０７について示している。

図３に示すように、ＬＴＥシステムにおける送信波形（送信波形生成手段１２５の出力あるいはパワーアンプ１０３の出力）５１１と、低域フィルタ１０６の出力５１２とを比較すると、シンボル配置の偏りにより、スロット内各シンボル毎の平均出力が異なる。また原信号に比べ、低域フィルタ２０６の出力は少し波形がなまっている。

図４は、図１に示した振幅計算・平均化手段１２７の出力波形と、平均化手段１２８の出力波形との振幅の時間的変化の一例を示す図である。ここでは、送信スロットの１〜７番目のシンボル６０１〜６０７について示している。

図４には、検波器１０５等が入力電力に対し非線形性を持たない理想的な状態における、送信出力の平均値（振幅計算・平均化手段１２７の出力６１１）と、検波出力（平均化手段１２８の出力６１２）との比較を示す。原信号は、スロット内各シンボルごとに、シンボル配置の偏りに基く平均電力の偏差を持つが、送信出力と検波出力とでシンボル毎に平均化処理を行い、同じシンボル同士を比較することで、シンボル配置の偏りによる偏差をキャンセルすることができる。つまり、シンボル配置偏差に拠らない出力誤差６１３のみを得ることができる。

このように、送信出力決定手段１２６によって決定された送信電力を送信シンボル毎、あるいはそれ以下の間隔で平均化した振幅計算・平均化手段１２７の出力値と、検波器１０５の出力をシンボル毎、あるいはそれ以下の間隔で平均化した平均化手段１２８の出力値とを比較する。それにより、同一のシンボル同士の平均化出力が比較されるため、シンボル配置に拠らない出力誤差（本送信系全体の変動によるもの）が観測される。
（第２の実施の形態）
図５は、本発明の送信装置の第２の実施の形態を示す図である。

本形態における送信装置は図５に示すように、図１に示した第１の実施の形態の平均化手段１２８に替えて、帯域補正フィルタ１２９が設けられている。このように、低域フィルタ１０６に対して、ベースバンド帯域を強調するような、特定の帯域を補正する帯域補正フィルタ１２９を追加することで、一層、ベースバンド帯域の変化を大きく捉えることができる。これにより、比較器１２３の中で、送信波形の振幅と、検波器出力との間のシンボル毎の比較が可能となる。つまり、比較器１２３における比較精度を高めることができる。
（第３の実施の形態）
図６は、本発明の送信装置の第３の実施の形態を示す図である。

本形態における送信装置は図６に示すように、図１に示した第１の実施の形態の平均化手段１２８を削除し、また、振幅計算・平均化手段１２７と比較器１２３との間に非線形補正フィルタ１３０が設けられている。

上述した第１および第２の実施の形態においては、比較器１２３の出力としての誤差の中には、原則的にはシンボル配置に拠らない出力誤差のみが残るが、検波器１０５の出力や、Ａ／Ｄ変換器１２１の出力が、例えば入力電力（電圧）に対する非線形性を持つ場合、比較器１２３による比較のみで、純粋なシンボル配置に拠らない出力誤差のみの誤差成分を求めることは困難である。

そこで、例えば図６に示す非線形補正フィルタ１３０のような前置補正器を用いて、振幅計算・平均化手段１２７の出力、あるいはＡ／Ｄ変換器１２１の出力を補正するか、演算器１２４内で差分情報に対する補正処理を行なう必要がある。図６に示すように、送信波形の振幅計算・平均化手段１２７の出力に、非線形補正フィルタ１３０を設置することによって、演算器１２４の計算負荷を減じながら、検波器１０５やＡ／Ｄ変換器１２１の非線形性を補正し、比較器１２３における比較のみで、シンボル配置に拠らない誤差を出力することを可能と
する。

このように、デジタルベースバンド処理部１０１は、送信出力決定手段１２６によって決定された送信電力の平均値と、出力電力を検波して得られたＡ／Ｄ変換器１２１の出力波形との電力の差異が、本送信系全体の出力変動によるものなのか、それとも送信シンボル配置の偏りによる見かけ上の出力電力変動なのかを知ることができる。

この結果を基に、演算器１２４を用いて最適な送信出力を演算し、これを用いて送信出力決定手段１２６を再設定することによって、送信シンボル配置の偏りにとらわれない高精度かつ安定した送信し出力の維持が可能となる。本送信装置は、特に、シンボル速度が比較的低速である（例えば、あらかじめ設定された閾値よりも低い）システムへの適用が有効である。

本発明の送信装置の第１の実施の形態を示す図である。 無線信号と包絡線検波出力波形との振幅の時間的変化の一例を示す図である。 ＬＴＥシステムにおける送信波形と検波出力波形との振幅の時間的変化の一例を示す図である。 図１に示した振幅計算・平均化手段の出力波形と、平均化手段の出力波形との振幅の時間的変化の一例を示す図である。 本発明の送信装置の第２の実施の形態を示す図である。 本発明の送信装置の第３の実施の形態を示す図である。 ＩＱ（Ｉｎ Ｐｈａｓｅ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ）平面上の１６ＱＡＭのシンボル配置を示す図である。

符号の説明

１０１ デジタルベースバンド処理部
１０２ ＲＦＩＣ
１０３ パワーアンプ
１０４ 結合器
１０５ 検波器
１０６ 低域フィルタ
１１０ 受信部
１１１ 共用器
１１２ アンテナ
１２１ Ａ／Ｄ変換器
１２３ 比較器
１２４ 演算器
１２５ 送信波形生成手段
１２６ 送信出力決定手段
１２７ 振幅計算・平均化手段
１２８ 平均化手段
１２９ 帯域補正フィルタ
１３０ 非線形補正フィルタ
１３１，１３２ 手段
１４１，１４２ 要求
５０１，６０１ スロットの１番目のシンボル
５０２，６０２ スロットの２番目のシンボル
５０３，６０３ スロットの３番目のシンボル
５０４，６０４ スロットの４番目のシンボル
５０５，６０５ スロットの５番目のシンボル
５０６，６０６ スロットの６番目のシンボル
５０７，６０７ スロットの７番目のシンボル
５１１ 送信出力波形
５１２ 低域フィルタ通過後の検波器出力波形
６１１ 振幅計算・平均化手段の出力
６１２ 平均化手段の出力
６１３ シンボル配置偏差に拠らない出力誤差
７０１ 無線信号
７０２ 包絡線検波出力

Claims (4)

1. 無線信号を送信する送信装置であって、
   前記無線信号の送信電力の利得値を決定する送信出力決定手段と、
   前記無線信号の送信波形を生成する送信波形生成手段と、
   前記送信波形生成手段が生成した送信波形の振幅を計算して、該送信波形を平均化する振幅計算・平均化手段と、
   前記送信出力決定手段が決定した利得値を用いて、前記送信波形生成手段が生成した送信波形を、当該送信装置が有するアンテナから送信するため無線送信周波数の送信波形へ変換して出力するＲＦＩＣと、
   前記ＲＦＩＣが出力した送信波形を、前記アンテナと当該送信装置内に帰還するための帰還パスとへ分岐して出力する結合器と、
   前記帰還パスへ出力された送信波形を包絡線成分を持つ正の電圧波形へ変換する検波器と、
   前記検波器が変換した電圧波形について、ベースバンド帯域を強調するような特定の帯域を補正する帯域補正フィルタと、
   前記振幅計算・平均化手段が平均化した送信波形と、前記帯域補正フィルタが補正した電圧波形とを比較する比較器と、
   前記比較器が比較した結果に基づいて、前記振幅計算・平均化手段が平均化した送信波形と前記帯域補正フィルタが補正した電圧波形との差分をオフセット値として前記送信出力決定手段へ出力する演算器とを有し、
   前記送信出力決定手段は、前記演算器から出力されたオフセット値に基づいて前記利得値を決定する送信装置。
2. 請求項１に記載の送信装置において、
   前記検波器が変換した電圧波形を平滑化する低域フィルタと、
   前記低域フィルタが平滑化した電圧波形についてアナログ−デジタル変換を行うＡ／Ｄ変換器とを有し、
   前記帯域補正フィルタは、前記Ａ／Ｄ変換器がアナログ−デジタル変換した電圧波形について、前記補正を行うことを特徴とする送信装置。
3. 請求項２に記載の送信装置において、
   前記振幅計算・平均化手段が平均化した送信波形の非線形性を補正する非線形補正フィルタを有し、
   前記比較器は、前記非線形補正フィルタが補正した送信波形と、前記Ａ／Ｄ変換器がアナログ−デジタル変換した電圧波形とを比較することを特徴とする送信装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の送信装置において、
   ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムに用いられることを特徴とする送信装置。

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