JP2015226441A

JP2015226441A - Dc power supply device

Info

Publication number: JP2015226441A
Application number: JP2014111813A
Authority: JP
Inventors: 秀基眞砂; Hideki Masago
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2014-05-30
Filing date: 2014-05-30
Publication date: 2015-12-14

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce a thermal loss of a reverse recovery current in a backflow prevention diode in a chopper type DC power supply device.SOLUTION: A DC power supply device includes: an inductor 7 and a first diode 11 (first recovery diode) connected in series to the positive pole of a rectifier 4; a switching element 8; a smoothing capacitor 12; switching control means 19 for outputting a switching drive signal; signal delay means 17 for delaying a switching drive signal as long as a predetermined time to drive the switching element 8; a MOS-FET 10 and a diode 9 (rectifier diode) mutually connected in series and connected in parallel to the diode 11; ON-OFF reverse means 21 which reverses and outputs the switching drive signal; and a second switching drive means 18 for ON/OFF controlling the MOS-FET 10 on the basis of the reversed and input switching drive signal.

Description

本発明は、チョッパ型の直流電源装置に係わり、より詳細には、スイッチングされた電流を平滑コンデンサへ導く逆流防止ダイオードの損失改善に関する。 The present invention relates to a chopper type DC power supply device, and more particularly to improvement in loss of a backflow prevention diode that guides a switched current to a smoothing capacitor.

従来、逆流防止ダイオードの損失改善を行なったチョッパ型の直流電源装置は、例えば図５に示すように全波整流回路と昇圧チョッパ回路とで構成されたものが特許文献１にて開示されている。
この直流電源装置は、入力された交流電源１を整流する全波整流回路と、インダクタ８７に流れる電流をスイッチング素子８８でスイッチングし、スイッチング素子８８がオンの時インダクタ８７にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子８８がオフとなった時、インダクタ８７に蓄積されたエネルギーが逆流防止用のダイオード８９を介して平滑コンデンサに伝達される昇圧チョッパ回路とを備えている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a chopper type DC power supply device that has improved the loss of a backflow prevention diode is disclosed in Patent Document 1, for example, as shown in FIG. 5, which is composed of a full-wave rectifier circuit and a boost chopper circuit. .
This DC power supply device switches the full-wave rectifier circuit that rectifies the input AC power supply 1 and the current flowing in the inductor 87 by the switching element 88, and accumulates energy in the inductor 87 when the switching element 88 is turned on. A step-up chopper circuit in which the energy stored in the inductor 87 is transmitted to the smoothing capacitor via the backflow prevention diode 89 when the element 88 is turned off.

また、昇圧チョッパ回路を構成するダイオード８９にＭＯＳ−ＦＥＴ８９を並列に接続し、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子８８がオフしている期間に、ＭＯＳ−ＦＥＴ８６をオンする手段が設けられている。これにより、スイッチング素子８８がオフしている期間にダイオード８９を流れる電流は、ＭＯＳ−ＦＥＴ８６を通して平滑コンデンサに流れる。Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴ８６は、その電圧−電流特性が直線的であるので電流が小さい領域で電圧降下が小さいため、順方向の低電流域で急激に順方向電圧が増加するダイオード８９単体の回路よりも小電流域での順方向電流による損失を低減することができる。 Further, a means for turning on the MOS-FET 86 during a period in which the MOS-FET 89 is connected in parallel to the diode 89 constituting the boost chopper circuit and the switching element 88 of the boost chopper circuit is off is provided. Thereby, the current flowing through the diode 89 while the switching element 88 is OFF flows to the smoothing capacitor through the MOS-FET 86. Since the N-type MOS-FET 86 has a linear voltage-current characteristic, the voltage drop is small in the region where the current is small. Also, loss due to forward current in a small current region can be reduced.

一方、逆流防止ダイオードの損失としては、前述した順方向電流の損失の他に、ダイオード８９に順方向電流が流れている時に、スイッチング素子８８がオンとなってダイオード８９に逆方向の電圧が印加され、順方向電流が流れなくなくなった直後に逆方向に一瞬流れる逆回復電流による熱損失がある。 On the other hand, as the loss of the backflow prevention diode, in addition to the forward current loss described above, when the forward current flows through the diode 89, the switching element 88 is turned on and a reverse voltage is applied to the diode 89. There is a heat loss due to a reverse recovery current that flows momentarily in the reverse direction immediately after the forward current stops flowing.

図６はこのダイオード８９に流れる逆回復電流について説明する説明図であり、図６の横方向は時間を表し、縦方向は図６（１）スイッチング素子８８を駆動するスイッチング駆動信号を、図６（２）はダイオード８９に流れる順方向電流をそれぞれ示している。 6 is an explanatory diagram for explaining the reverse recovery current flowing in the diode 89. The horizontal direction in FIG. 6 represents time, the vertical direction represents a switching drive signal for driving the switching element 88 in FIG. (2) indicates the forward current flowing through the diode 89, respectively.

図６（１）においてスイッチング駆動信号がハイレベルの時にスイッチング素子８８がオンとなり、スイッチング駆動信号がローレベルの時にスイッチング素子８８がオフとなる。スイッチング駆動信号がハイレベルからローレベルになると、図６（２）に示すようにダイオード８９に電流が流れ、インダクタ８７に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサに伝達される。 In FIG. 6A, the switching element 88 is turned on when the switching drive signal is at a high level, and the switching element 88 is turned off when the switching drive signal is at a low level. When the switching drive signal changes from the high level to the low level, a current flows through the diode 89 as shown in FIG. 6B, and the energy accumulated in the inductor 87 is transmitted to the smoothing capacitor.

そして、スイッチング駆動信号がローレベルからハイレベルになると、ダイオード８９に逆方向電圧が印加される。インダクタ８７に蓄積されたエネルギーがダイオード８９を介して平滑コンデンサに印加される順方向の電圧から、平滑コンデンサの電圧がダイオード８９に印加される逆方向の電圧に切り換わった瞬間に図６（２）に示すようにダイオード８９は逆バイアス状態となり逆回復電流が一瞬流れてこれが熱損失となる。このような逆回復電流の熱損失に関しては特許文献１の構成では改善することができない。 When the switching drive signal changes from low level to high level, a reverse voltage is applied to the diode 89. At the moment when the energy accumulated in the inductor 87 is switched from the forward voltage applied to the smoothing capacitor via the diode 89 to the reverse voltage applied to the diode 89, the voltage in FIG. ), The diode 89 is in a reverse bias state, and a reverse recovery current flows for a moment, resulting in heat loss. The heat loss of such reverse recovery current cannot be improved with the configuration of Patent Document 1.

スイッチング周波数が数キロヘルツなど比較的低い場合は、スイッチング周波数が数十キロヘルツと高い場合に比較して単位時間当たりのスイッチング回数が少なくて逆回復電流が流れる回数も少ないため、逆回復電流の損失はさほど問題とならない。
しかしながら、インダクタ８７を小型化して安価にするためにはスイッチング周波数を数十キロヘルツと高くする必要があり、この場合、逆回復電流の損失もこれに比例して増加するためこの損失を無視できない。このため、逆流防止ダイオードにおける逆回復電流による損失を低減させる回路が望まれていた。 When the switching frequency is relatively low, such as several kilohertz, the number of switching times per unit time is less and the number of times the reverse recovery current flows is less than when the switching frequency is as high as several tens of kilohertz. It doesn't matter so much.
However, in order to reduce the size of the inductor 87 and reduce the cost, it is necessary to increase the switching frequency to several tens of kilohertz. In this case, the loss of the reverse recovery current also increases in proportion to this, so this loss cannot be ignored. For this reason, a circuit that reduces the loss due to the reverse recovery current in the reverse current prevention diode has been desired.

特開２０１２−１３５１６２号公報（第５−６頁、図１）JP 2012-135162 A (page 5-6, FIG. 1)

本発明は以上述べた問題点を解決し、チョッパ型の直流電源装置において逆流防止ダイオードにおける逆回復電流の熱損失を低減させることを目的とする。 An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and to reduce the heat loss of the reverse recovery current in the reverse current prevention diode in the chopper type DC power supply device.

本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、
入力された直流電源の正極に一端が接続されたインダクタと、前記インダクタの他端にアノード端子が接続される第１ダイオードと、
前記インダクタの他端と前記直流電源の負極との間に接続されてオンオフする第１スイッチング素子と、
前記第１ダイオードのカソード端子と前記直流電源の負極との間に接続された平滑コンデンサと、
直列に接続された第２スイッチング素子と第２ダイードとからなる電流切断手段とを備え、前記電流切断手段は前記第１ダイオードに並列に接続されてなり、
前記第２ダイオードのカソード端子は前記第１ダイオードのカソード端子に接続されるか、もしくは、前記第２ダイオードのアノード端子は前記第１ダイオードのアノード端子に接続されてなり、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とをオンオフ制御するスイッチング駆動信号を出力するスイッチング制御手段と、
前記スイッチング駆動信号を所定時間だけ遅延させて出力する信号遅延手段と、
遅延された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第１スイッチング素子をオンオフする第１スイッチング駆動手段と、
前記スイッチング駆動信号を反転させて出力するオンオフ反転手段と、
反転された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第２スイッチング素子をオンオフする第２スイッチング駆動手段とを備え、
前記第１ダイオードは前記第２ダイオードよりも逆回復電流が小さくて順方向電圧が高い特性を有してなることを特徴とする。 In order to solve the above problems, the present invention according to claim 1 of the present invention provides:
An inductor having one end connected to the positive electrode of the input DC power supply, a first diode having an anode terminal connected to the other end of the inductor;
A first switching element connected between the other end of the inductor and a negative electrode of the DC power source and turned on and off;
A smoothing capacitor connected between a cathode terminal of the first diode and a negative electrode of the DC power supply;
Current cutting means comprising a second switching element and a second diode connected in series, wherein the current cutting means is connected in parallel to the first diode;
The cathode terminal of the second diode is connected to the cathode terminal of the first diode, or the anode terminal of the second diode is connected to the anode terminal of the first diode,
Switching control means for outputting a switching drive signal for controlling on / off of the first switching element and the second switching element;
A signal delay means for delaying and outputting the switching drive signal by a predetermined time;
First switching drive means for turning on and off the first switching element based on the delayed switching drive signal;
On-off inversion means for inverting and outputting the switching drive signal;
Second switching drive means for turning on and off the second switching element based on the inverted switching drive signal;
The first diode has a characteristic that a reverse recovery current is smaller and a forward voltage is higher than that of the second diode.

また、本発明の請求項２に記載の発明は、
入力された直流電源の正極に一端が接続されたインダクタと、前記インダクタの他端にアノード端子が接続される第１ダイオードと、
前記インダクタの他端と前記直流電源の負極との間に接続されてオンオフすると共に入力された駆動信号に対してオンオフの動作が遅れる遅延時間を有する第１スイッチング素子と、
前記第１ダイオードのカソード端子と前記直流電源の負極との間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１ダイオードに並列に接続されると共に、直列に接続された第２スイッチング素子と第２ダイードとからなる電流切断手段とを備え、
前記第２ダイオードのカソード端子は前記第１ダイオードのカソード端子に接続されるか、もしくは、前記第２ダイオードのアノード端子は前記第１ダイオードのアノード端子に接続されてなり、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とをオンオフ制御するスイッチング駆動信号を出力するスイッチング制御手段と、
入力された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第１スイッチング素子をオンオフする第１スイッチング駆動手段と、
前記スイッチング駆動信号を反転させて出力するオンオフ反転手段と、
反転された前記スイッチング駆動信号に基づいて前記第２スイッチング素子をオンオフする第２スイッチング駆動手段とを備え、
前記第１ダイオードは前記第２ダイオードよりも逆回復電流が小さくて順方向電圧が高い特性を有し、前記第２スイッチング素子のオンオフの遅延時間は前記第１スイッチング素子のオンオフの遅延時間よりも短い特性を有してなることを特徴とする。 The invention according to claim 2 of the present invention is
An inductor having one end connected to the positive electrode of the input DC power supply, a first diode having an anode terminal connected to the other end of the inductor;
A first switching element connected between the other end of the inductor and the negative electrode of the DC power supply to be turned on and off and having a delay time in which an on / off operation is delayed with respect to an input drive signal;
A smoothing capacitor connected between a cathode terminal of the first diode and a negative electrode of the DC power supply;
A current disconnecting means including a second switching element and a second diode connected in parallel to the first diode and connected in series;
The cathode terminal of the second diode is connected to the cathode terminal of the first diode, or the anode terminal of the second diode is connected to the anode terminal of the first diode,
Switching control means for outputting a switching drive signal for controlling on / off of the first switching element and the second switching element;
First switching drive means for turning on and off the first switching element based on the input switching drive signal;
On-off inversion means for inverting and outputting the switching drive signal;
Second switching drive means for turning on and off the second switching element based on the inverted switching drive signal;
The first diode has a characteristic that the reverse recovery current is smaller and the forward voltage is higher than the second diode, and the on / off delay time of the second switching element is longer than the on / off delay time of the first switching element. It has a short characteristic.

また、本発明の請求項３に記載の発明は、
入力された交流電源を整流して出力する前記直流電源を備えたことを特長とする。 The invention according to claim 3 of the present invention is
It is characterized in that the DC power source for rectifying and outputting the input AC power source is provided.

以上の手段を用いることにより、本発明による直流電源装置によれば、第１スイッチング素子がオフからオンになる直前で第２ダイオードに流れる電流を第２スイッチング素子が切断するため、第２ダイオードには逆回復電流が流れず、代わりに第２ダイオードよりも逆回復電流が小さい第１ダイオードで逆回復電流が流れる。このため、第２ダイオード単体を用いた時よりも逆回復電流による熱損失を低減することができる。 By using the above means, according to the DC power supply device of the present invention, since the second switching element cuts off the current flowing in the second diode immediately before the first switching element is turned on, the second diode is connected to the second diode. No reverse recovery current flows, and instead the reverse recovery current flows in the first diode having a smaller reverse recovery current than the second diode. For this reason, the heat loss due to the reverse recovery current can be reduced as compared with the case where the second diode alone is used.

本発明による直流電源装置の実施例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the Example of the DC power supply device by this invention. 本発明による直流電源装置の動作を説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining operation | movement of the DC power supply device by this invention. 本発明による他の実施例による直流電源装置の実施例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the Example of the DC power supply device by other Examples by this invention. 本発明による他の実施例による直流電源装置の動作を説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining operation | movement of the DC power supply device by other Examples by this invention. 従来の直流電源装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the conventional DC power supply device. 従来の直流電源装置における逆回復電流を説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining the reverse recovery current in the conventional DC power supply device.

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail as examples based on the attached drawings.

図１は本発明による直流電源装置１の実施例を示すブロック図である。この直流電源装置１は図示しない交流電源が接続される入力端子２と入力端子３とを備え、また、正極の直流電圧が出力される端子である正極出力端子１４と負極の直流電圧が出力される端子である負極出力端子１５とを備えている。また、直流電源装置１は入力された図示しない交流電源を整流して直流電源を出力する直流電源部２４と、この整流された直流電源の電流をスイッチングすることで所定の直流電圧を生成するスイッチング部２５とを備えている。 FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a DC power supply device 1 according to the present invention. The DC power supply device 1 includes an input terminal 2 and an input terminal 3 to which an AC power supply (not shown) is connected, and a positive output terminal 14 that is a terminal from which a positive DC voltage is output and a negative DC voltage are output. And a negative output terminal 15 which is a terminal. Further, the DC power supply device 1 rectifies an input AC power supply (not shown) and outputs a DC power supply, and a switching circuit that generates a predetermined DC voltage by switching the current of the rectified DC power supply. Part 25.

直流電源部２４は、入力端子２と入力端子３とに交流入力端子が接続された整流器４を備えており、整流器４の出力の＋端子と整流器４の出力の−端子とから整流された電圧が出力される。
一方、スイッチング部２５は、整流器４の出力の＋端子が接続される正極入力端２２と整流器４の出力の−端子が接続される負極入力端２３と、正極入力端２２と正極出力端子１４との間に直列に接続されたインダクタ７と逆流防止用のダイオード１１（第１ダイオード）とが備えられ、インダクタ７にはダイオード１１のアノード端子が、また、正極出力端子１４にはダイオード１１のカソード端子が、それぞれ接続されている。また、負極入力端２３と負極出力端子１５との間に直列に接続された電流検出回路６が、また、正極入力端２２と負極入力端２３との間に接続された電圧検出回路５が、さらに、正極出力端子１４と負極出力端子１５との間に接続された出力電圧検出回路１３と平滑コンデンサ１２とがそれぞれ備えられている。 The DC power supply unit 24 includes a rectifier 4 in which an AC input terminal is connected to the input terminal 2 and the input terminal 3, and a voltage rectified from the + terminal of the output of the rectifier 4 and the − terminal of the output of the rectifier 4. Is output.
On the other hand, the switching unit 25 includes a positive input terminal 22 to which a positive terminal of the output of the rectifier 4 is connected, a negative input terminal 23 to which a negative terminal of the output of the rectifier 4 is connected, a positive input terminal 22 and a positive output terminal 14. And an inductor 7 connected in series and a diode 11 (first diode) for preventing backflow. The inductor 7 has an anode terminal of the diode 11, and the positive output terminal 14 has a cathode of the diode 11. The terminals are connected to each other. Further, a current detection circuit 6 connected in series between the negative input terminal 23 and the negative output terminal 15, and a voltage detection circuit 5 connected between the positive input terminal 22 and the negative input terminal 23, Further, an output voltage detection circuit 13 and a smoothing capacitor 12 connected between the positive electrode output terminal 14 and the negative electrode output terminal 15 are provided.

また、スイッチング部２５は、逆流防止用のダイオード１１のアノード端子と負極出力端子１５との間に第１スイッチング素子であるＩＧＢＴ８が、また、直列に接続されたＰ型のＭＯＳ−ＦＥＴ１０（第２スイッチング素子）と逆流防止用のダイオード９（第２ダイオード）からなる電流切断手段２０がダイオード１１と並列に、それぞれ接続されている。なお、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０のソース端子はダイオード１１のアノード端子に、また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０のドレイン端子はダイオード９のアノード端子に、さらに、ＩＧＢＴ８のコレクタ端子はダイオード１１のアノード端子に、ＩＧＢＴ８のエミッタ端子は負極出力端子１５に、それぞれ接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０と逆流防止用のダイオード９とからなる電流切断手段２０は、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０のオンオフによって逆流防止用のダイオード９のアノード端子と、インダクタ７とを導通／切断することで、ダイオード９に流れる順方向電流を切断制御することができる。 In addition, the switching unit 25 includes a P-type MOS-FET 10 (second switching circuit) in which an IGBT 8 as a first switching element is connected in series between the anode terminal and the negative output terminal 15 of the diode 11 for backflow prevention. A current cutting means 20 comprising a switching element) and a backflow prevention diode 9 (second diode) is connected in parallel with the diode 11. The source terminal of the MOS-FET 10 is the anode terminal of the diode 11, the drain terminal of the MOS-FET 10 is the anode terminal of the diode 9, the collector terminal of the IGBT 8 is the anode terminal of the diode 11, and the emitter terminal of the IGBT 8. Are connected to the negative output terminal 15, respectively. Further, the current cutting means 20 comprising the MOS-FET 10 and the backflow preventing diode 9 conducts / cuts off the anode terminal of the backflow preventing diode 9 and the inductor 7 by turning on and off the MOS-FET 10 to thereby turn off the diode. The forward current flowing through 9 can be cut off.

また、スイッチング部２５は、電圧検出回路５と電流検出回路６と出力電圧検出回路１３の各回路で検出された検出信号が入力されると共に、入力された各検出信号に基づいてＰＷＭ制御を行ってパルスのデューティが制御されたスイッチング駆動信号を出力するスイッチング制御手段１９と、入力されたスイッチング駆動信号を反転させて第２スイッチング信号として出力するオンオフ反転手段２１と、第２スイッチング信号に基づいてＭＯＳ−ＦＥＴ１０のオンオフを制御するためのゲート端子用の信号を生成し、この信号をＭＯＳ−ＦＥＴ１０のゲート端子に出力する第２スイッチング駆動手段１８と、入力されたスイッチング駆動信号を所定時間（例えば１マイクロセカンド）遅延させて第１スイッチング信号として出力する信号遅延手段１７と、第１スイッチング信号に基づいてＩＧＢＴ８のオンオフを制御するためのゲート端子用の信号を生成し、この信号をＩＧＢＴ８のゲート端子に出力する第１スイッチング駆動手段１６とを備えている。 The switching unit 25 receives detection signals detected by the voltage detection circuit 5, the current detection circuit 6, and the output voltage detection circuit 13, and performs PWM control based on the input detection signals. Based on the second switching signal, the switching control means 19 for outputting the switching drive signal whose pulse duty is controlled, the on / off inversion means 21 for inverting the inputted switching drive signal and outputting it as the second switching signal, A signal for a gate terminal for controlling on / off of the MOS-FET 10 is generated, the second switching drive means 18 for outputting this signal to the gate terminal of the MOS-FET 10, and the input switching drive signal for a predetermined time (for example, 1 microsecond) delayed signal output as the first switching signal And means 17, generates a signal for the gate terminal for controlling on and off of IGBT 8 based on the first switching signal, and a first switching drive means 16 for outputting the signal to the gate terminal of the IGBT 8.

なお、ダイオード９（第２ダイオード）は順方向電圧が低い代わりに逆回復電流値や逆回復時間値がファーストリカバリダイオードよりも大きい整流ダイオードであり、ダイオード１１（第１ダイオード）は逆回復電流値や逆回復時間値が小さい代わりに順方向電圧が整流ダイオードよりも高いファーストリカバリダイオードである。さらにＭＯＳ−ＦＥＴ１０は耐圧が低い代わりにＩＧＢＴ８などの高耐圧素子よりも高速スイッチングが可能なスイッチング用の素子である。 The diode 9 (second diode) is a rectifier diode having a reverse recovery current value or reverse recovery time value larger than that of the first recovery diode instead of having a low forward voltage, and the diode 11 (first diode) is a reverse recovery current value. Instead of a small reverse recovery time value, this is a fast recovery diode whose forward voltage is higher than that of the rectifier diode. Further, the MOS-FET 10 is a switching element capable of switching at a higher speed than a high breakdown voltage element such as an IGBT 8 instead of having a low breakdown voltage.

一般的にＩＧＢＴ８などの高耐圧のスイッチング素子ほどスイッチングの遅延時間が大きくなり、例えばコレクタ〜エミッタ間の最大定格が１２００ボルト素子での遅延時間は、立ち上がり／立ち下がりでそれぞれ１マイクロセカンド程度になる。一方、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０はダイオード１１の順方向電圧程度の電圧が印加されるだけなので、低い耐圧（例えば６０ボルト程度）の素子を使用できる。このため、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０はスイッチングの遅延時間が数百ナノセカンドの素子を使用することができる。 In general, a switching element having a high withstand voltage such as IGBT 8 has a larger switching delay time. For example, the delay time when the maximum rating between the collector and the emitter is 1200 volt element is about 1 microsecond at each rising / falling time. . On the other hand, since the MOS-FET 10 is only applied with a voltage about the forward voltage of the diode 11, an element having a low withstand voltage (for example, about 60 volts) can be used. For this reason, the MOS-FET 10 can use an element having a switching delay time of several hundred nanoseconds.

また、スイッチング制御手段１９は、出力電圧検出回路１３で検出した検出電圧が所定の電圧となるように、また、電流検出回路６で検出した検出電流波形が電圧検出回路５で検出した電圧波形の位相に近づくようにＩＧＢＴ８をＰＷＭ制御するために、パルスのデューティが制御されたスイッチング駆動信号を生成して出力する。 Further, the switching control means 19 is configured so that the detected voltage detected by the output voltage detecting circuit 13 becomes a predetermined voltage, and the detected current waveform detected by the current detecting circuit 6 is the voltage waveform detected by the voltage detecting circuit 5. In order to perform PWM control of the IGBT 8 so as to approach the phase, a switching drive signal in which the duty of the pulse is controlled is generated and output.

図２は本発明による直流電源装置１の動作を説明する説明図である。
図２における横方向は時間を示し、縦方向において図２（１）はスイッチング制御手段１９から出力されるスイッチング駆動信号を、図２（２）は信号遅延手段１７によってスイッチング駆動信号を所定時間だけ遅延させた第１スイッチング信号を、図２（３）はオンオフ反転手段２１によってスイッチング駆動信号を反転させた第２スイッチング信号を、図２（４）はダイオード９の順方向電流Ｉｆ１を、図２（５）はダイオード１１の順方向電流Ｉｆ２を、それぞれ表している。なお、ｔ１〜ｔ８は時刻である。 FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining the operation of the DC power supply device 1 according to the present invention.
In FIG. 2, the horizontal direction indicates time, and in the vertical direction, FIG. 2 (1) shows the switching drive signal output from the switching control means 19, and FIG. 2 (2) shows the switching drive signal by the signal delay means 17 for a predetermined time. FIG. 2 (3) shows the delayed first switching signal, FIG. 2 (3) shows the second switching signal obtained by inverting the switching drive signal, and FIG. 2 (4) shows the forward current If1 of the diode 9. FIG. (5) represents the forward current If2 of the diode 11, respectively. Note that t1 to t8 are times.

図２（１）に示すようにスイッチング制御手段１９は、スイッチング駆動信号を出力する。このスイッチング駆動信号がハイレベルの時にＩＧＢＴ８はオンに、ローレベルの時にオフとなる。図２（２）に示すように、スイッチング駆動信号は信号遅延手段１７によって、ｔ１〜ｔ２の期間である遅延時間Ｔｄ（所定時間）だけ遅延された第１スイッチング信号として第１スイッチング駆動手段１６へ出力される。この第１スイッチング信号がハイレベルの時にＩＧＢＴ８はオンに、ローレベルの時にオフとなる。この遅延された第１スイッチング信号でＩＧＢＴ８をオフからオンに制御し、一方、この第１スイッチング信号より早いタイミングのスイッチング駆動信号を用いてＭＯＳ−ＦＥＴ１０をオンからオフに制御することにより、ＩＧＢＴ８がオフからオンに切り換わる動作に先立ってダイオード９を回路から切り離すことができる。 As shown in FIG. 2 (1), the switching control means 19 outputs a switching drive signal. The IGBT 8 is turned on when the switching drive signal is at a high level and turned off when the switching drive signal is at a low level. As shown in FIG. 2 (2), the switching drive signal is sent to the first switching drive means 16 as a first switching signal delayed by a delay time Td (predetermined time) that is a period from t 1 to t 2 by the signal delay means 17. Is output. The IGBT 8 is turned on when the first switching signal is at a high level, and turned off when the first switching signal is at a low level. The IGBT 8 is controlled from OFF to ON by the delayed first switching signal, and on the other hand, the IGBT 8 is controlled from ON to OFF by using the switching drive signal earlier in timing than the first switching signal. Prior to the operation of switching from off to on, the diode 9 can be disconnected from the circuit.

図２（３）に示すようにオンオフ反転手段２１は、スイッチング駆動信号がＩＧＢＴ８をオンオフするタイミングと逆のタイミングでＭＯＳ−ＦＥＴ１０をオンオフさせる第２スイッチング信号を第２スイッチング駆動手段１８へ出力する。従って、第２スイッチング信号がハイレベルの時にＭＯＳ−ＦＥＴ１０がオン（閉）になり、また、ローレベルの時にオフ（開）にになる。 As shown in FIG. 2 (3), the on / off inversion means 21 outputs a second switching signal for turning on / off the MOS-FET 10 to the second switching driving means 18 at a timing opposite to the timing at which the switching drive signal turns on / off the IGBT 8. Accordingly, the MOS-FET 10 is turned on (closed) when the second switching signal is at a high level, and is turned off (opened) when the second switching signal is at a low level.

図２（４）に示すように第１スイッチング信号がローレベル（ＩＧＢＴ８がオフ）の時で、かつ、第２スイッチング信号がハイレベル（ＭＯＳ−ＦＥＴ１０は閉状態）の時、例えばｔ２〜ｔ３の間にインダクタ７に蓄積されていたエネルギーが平滑コンデンサ１２に伝達され、この時ダイオード９の順方向に順方向電流Ｉｆ１が流れる。ダイオード１１とダイオード９とはｔ２〜ｔ３の間は電気的に並列となるが、インダクタ７からの電流はダイオード１１よりも順方向電圧が低いダイオード９の方を流れる。従ってｔ２〜ｔ３の間はダイオード１１のみを用いる場合よりも順方向電流による損失を低減する事ができる。 As shown in FIG. 2 (4), when the first switching signal is at a low level (IGBT 8 is off) and the second switching signal is at a high level (the MOS-FET 10 is in a closed state), for example, from t2 to t3 The energy accumulated in the inductor 7 in the meantime is transmitted to the smoothing capacitor 12, and at this time, the forward current If1 flows in the forward direction of the diode 9. Although the diode 11 and the diode 9 are electrically in parallel between t2 and t3, the current from the inductor 7 flows through the diode 9 having a forward voltage lower than that of the diode 11. Therefore, the loss due to the forward current can be reduced between t2 and t3 as compared with the case where only the diode 11 is used.

一方、ｔ３の時点では第１スイッチング信号がローレベルのままであり、ＩＧＢＴ８はオフのままである。このためｔ３で第２スイッチング信号がハイレベルからローレベル（ＭＯＳ−ＦＥＴ１０は開状態）になってもダイオード９には逆回復電流が流れない。 On the other hand, at time t3, the first switching signal remains at a low level, and the IGBT 8 remains off. Therefore, no reverse recovery current flows through the diode 9 even when the second switching signal changes from high level to low level (the MOS-FET 10 is in the open state) at t3.

一方、図２（５）に示すように、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０がｔ３で開状態となると、インダクタ７に蓄積されていたエネルギーは平滑コンデンサ１２に伝達され続けるが、この時に流れる電流はダイオード１１の順方向電流Ｉｆ２となって平滑コンデンサ１２へ流れる。そして、ｔ４で第１スイッチング信号がハイレベル、つまり、ＩＧＢＴ８がオンとなるとダイオード１１の両端には平滑コンデンサ１２に充電された電圧が逆電圧として印加されることになる。 On the other hand, as shown in FIG. 2 (5), when the MOS-FET 10 is opened at t 3, the energy stored in the inductor 7 continues to be transmitted to the smoothing capacitor 12. A directional current If2 flows to the smoothing capacitor 12. When the first switching signal is at a high level at t4, that is, when the IGBT 8 is turned on, the voltage charged in the smoothing capacitor 12 is applied to both ends of the diode 11 as a reverse voltage.

従って、ｔ４でダイオード１１には逆回復電流が流れるが、ダイオード１１は前述したようにファーストリカバリダイオードであるため、整流ダイオードであるダイオード９よりも逆回復電流値や逆回復時間値が小さいため、整流ダイオードを単体で用いた場合よりも損失を低減させ、結果的に発熱を低減させることができる。 Accordingly, a reverse recovery current flows through the diode 11 at t4. However, since the diode 11 is a fast recovery diode as described above, the reverse recovery current value and the reverse recovery time value are smaller than the diode 9 that is a rectifier diode. Loss can be reduced compared with the case where a rectifier diode is used alone, and as a result, heat generation can be reduced.

また、本実施例では後述する実施例２のようにＩＧＢＴ８（スイッチング素子）のスイッチング遅延時間（ゲート信号の変化がコレクタ〜エミッタ間の電圧変化として現れるまでの遅延時間）を利用して、ＩＧＢＴ８がオフからオンになってダイオード９に逆電圧が印加される前にＭＯＳ−ＦＥＴ１０をオンからオフにするのでなく、信号遅延手段１７によってＩＧＢＴ８のオン動作よりも早いタイミングでＭＯＳ−ＦＥＴ１０のオフ動作を確実に実行できるため、ＩＧＢＴ８のオンオフの遅延時間が短いものであっても使用できる。 Further, in the present embodiment, the IGBT 8 (switching element) switching delay time (the delay time until the change of the gate signal appears as the voltage change between the collector and the emitter) is utilized as shown in the second embodiment to be described later. Rather than turning the MOS-FET 10 from ON to OFF before the reverse voltage is applied to the diode 9 from OFF to ON, the signal delay means 17 causes the MOS-FET 10 to be turned off earlier than the IGBT 8 is turned on. Since it can be executed reliably, it can be used even if the on / off delay time of the IGBT 8 is short.

図３は本発明による他の実施例による直流電源装置３０の実施例を示すブロック図である。
この実施例２では実施例１で説明した信号遅延手段１７でスイッチング駆動信号を遅延させる代わりに、ＩＧＢＴ８のスイッチング動作時に発生するスイッチング遅延時間を利用する。従って図３のスイッチング部２６の構成は図１のスイッチング部２５の構成から信号遅延手段１７を削除し、スイッチング制御手段１９は、スイッチング駆動信号を直接第１スイッチング駆動手段１６へ出力するように構成されている。その他の構成は図１と図３とは全く同一であるため、各ブロックには同じ番号を付与し各部の説明を省略する。 FIG. 3 is a block diagram showing an embodiment of a DC power supply 30 according to another embodiment of the present invention.
In this second embodiment, instead of delaying the switching drive signal by the signal delay means 17 described in the first embodiment, a switching delay time generated during the switching operation of the IGBT 8 is used. Accordingly, the configuration of the switching unit 26 in FIG. 3 is configured such that the signal delay unit 17 is deleted from the configuration of the switching unit 25 in FIG. 1 and the switching control unit 19 directly outputs the switching drive signal to the first switching drive unit 16. Has been. 1 and 3 are exactly the same as those in FIG. 3, the same numbers are assigned to the respective blocks, and descriptions of the respective parts are omitted.

図４は本発明による他の実施例による直流電源装置３０の動作を説明する説明図である。
図４における横方向は時間を示し、縦方向において図４（１）はスイッチング制御手段１９から出力されるスイッチング駆動信号を、図４（２）はオンオフ反転手段２１によってスイッチング駆動信号を反転させた第２スイッチング信号を図４（３）はダイオード９の順方向電流Ｉｆ１を、図４（４）はダイオード１１の順方向電流Ｉｆ２を、それぞれ表している。なお、ｔ１〜ｔ８は時刻である。 FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the operation of the DC power supply 30 according to another embodiment of the present invention.
In FIG. 4, the horizontal direction indicates time, and in the vertical direction, FIG. 4 (1) is the switching drive signal output from the switching control means 19, and FIG. 4 (2) is the switching drive signal inverted by the on / off inversion means 21. As for the second switching signal, FIG. 4 (3) represents the forward current If1 of the diode 9, and FIG. 4 (4) represents the forward current If2 of the diode 11. Note that t1 to t8 are times.

図４（１）に示すようにスイッチング制御手段１９は、スイッチング駆動信号を出力する。このスイッチング駆動信号がハイレベルの時にＩＧＢＴ８はオンに、ローレベルの時にオフとなる。 As shown in FIG. 4 (1), the switching control means 19 outputs a switching drive signal. The IGBT 8 is turned on when the switching drive signal is at a high level and turned off when the switching drive signal is at a low level.

図４（２）に示すようにオンオフ反転手段２１は、スイッチング駆動信号がＩＧＢＴ８をオンオフするタイミングと逆のタイミングでＭＯＳ−ＦＥＴ１０をオンオフさせる第２スイッチング信号を第２スイッチング駆動手段１８へ出力する。従って、第２スイッチング信号がハイレベルの時にＭＯＳ−ＦＥＴ１０がオン（閉）になり、また、ローレベルの時にオフ（開）にになる。 As shown in FIG. 4B, the on / off inversion means 21 outputs a second switching signal for turning on / off the MOS-FET 10 to the second switching drive means 18 at a timing opposite to the timing at which the switching drive signal turns on / off the IGBT 8. Accordingly, the MOS-FET 10 is turned on (closed) when the second switching signal is at a high level, and is turned off (opened) when the second switching signal is at a low level.

図４（３）に示すように第１スイッチング信号がローレベル（ＩＧＢＴ８がオフ）の時で、かつ、第２スイッチング信号がハイレベル（ＭＯＳ−ＦＥＴ１０は閉状態）の時、例えばｔ１〜ｔ３の期間にインダクタ７に蓄積されていたエネルギーが平滑コンデンサ１２に伝達され、この時ダイオード９の順方向に順方向電流Ｉｆ１が流れる。なお、ＩＧＢＴ８は立ち上がりでの遅延時間Ｔｄｒがあるため、ｔ２の時点でＩＧＢＴ８がオフとなり順方向電流Ｉｆ１が流れる。ｔ２以降はエネルギーの放出に対応して徐々に電流が減少する。 As shown in FIG. 4 (3), when the first switching signal is at a low level (IGBT 8 is OFF) and the second switching signal is at a high level (the MOS-FET 10 is in a closed state), for example, from t1 to t3 The energy stored in the inductor 7 during the period is transmitted to the smoothing capacitor 12, and at this time, the forward current If1 flows in the forward direction of the diode 9. Since IGBT 8 has a delay time Tdr at the rising edge, IGBT 8 is turned off at time t2, and forward current If1 flows. After t2, the current gradually decreases corresponding to the energy release.

ｔ３の時点でスイッチング駆動信号がローレベルからハイレベルに変化するが、ＩＧＢＴ８は立ち下がりでの遅延時間Ｔｄｆがあるため瞬時にはオンできず、図４（３）のｔ３〜ｔ４の点線で示すようにダイオード９の順方向電流は引き続き徐々に減少することになる。しかしながら、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０がｔ３で開状態になると、インダクタ７に蓄積されたエネルギーは平滑コンデンサ１２に伝達され続けるが、この時に流れる電流は図４（４）のｔ３〜ｔ４に示すようにダイオード１１の順方向電流Ｉｆ２となって平滑コンデンサ１２へ流れる。 Although the switching drive signal changes from the low level to the high level at the time t3, the IGBT 8 cannot be turned on instantaneously because of the delay time Tdf at the falling edge, and is indicated by the dotted lines from t3 to t4 in FIG. Thus, the forward current of the diode 9 continues to gradually decrease. However, when the MOS-FET 10 is opened at t3, the energy accumulated in the inductor 7 continues to be transmitted to the smoothing capacitor 12, but the current flowing at this time is the diode 11 as indicated by t3 to t4 in FIG. The forward current If2 flows to the smoothing capacitor 12.

そして、ｔ４でＩＧＢＴ８は完全にオンとなるため、ダイオード１１の両端には平滑コンデンサ１２に充電された電圧が逆電圧として印加されることになる。従って、ｔ４でダイオード１１には逆回復電流が流れるが、ダイオード１１は前述したようにファーストリカバリダイオードであるため、整流ダイオードであるダイオード９よりも逆回復電流値や逆回復時間値が小さいため、整流ダイオードを単体で用いた場合よりも損失を低減させ、結果的に発熱を低減させることができる。
また、実施例１で説明した信号遅延手段１７が不要なため、直流電源装置３０を安価に構成することができる。 Since the IGBT 8 is completely turned on at t4, the voltage charged in the smoothing capacitor 12 is applied to both ends of the diode 11 as a reverse voltage. Accordingly, a reverse recovery current flows through the diode 11 at t4. However, since the diode 11 is a fast recovery diode as described above, the reverse recovery current value and the reverse recovery time value are smaller than the diode 9 that is a rectifier diode. Loss can be reduced compared with the case where a rectifier diode is used alone, and as a result, heat generation can be reduced.
Further, since the signal delay means 17 described in the first embodiment is unnecessary, the DC power supply device 30 can be configured at low cost.

一方、ダイオード９はｔ３でＭＯＳ−ＦＥＴ１０が開になる事によって順方向電流は流れなくなるが、ＩＧＢＴ８はｔ３時点では遅延時間Ｔｄｆのためにオフのままである。このためｔ３でスイッチング駆動信号がハイレベルになってもダイオード９には逆回復電流が流れない。 On the other hand, the forward current does not flow in the diode 9 when the MOS-FET 10 is opened at t3, but the IGBT 8 remains off at the time t3 due to the delay time Tdf. Therefore, no reverse recovery current flows through the diode 9 even when the switching drive signal becomes high level at t3.

以上説明したように、実施例１及び２では、ＩＧＢＴ８（第１スイッチング素子）がオフからオンになる直前でダイオード９（第２ダイオード）に流れる電流をＭＯＳ−ＦＥＴ１０（第２スイッチング素子）が切断するため、ダイオード９（第２ダイオード）には逆回復電流が流れず、代わりにダイオード９（第２ダイオード）よりも逆回復電流が小さいダイオード１１（第１ダイオード）で逆回復電流が流れる。このため、ダイオード９（第２ダイオード）単体を用いた時よりも逆回復電流による熱損失を低減することができる。 As described above, in the first and second embodiments, the MOS-FET 10 (second switching element) cuts off the current flowing through the diode 9 (second diode) immediately before the IGBT 8 (first switching element) is turned on. Therefore, the reverse recovery current does not flow through the diode 9 (second diode), but instead the reverse recovery current flows through the diode 11 (first diode) having a smaller reverse recovery current than the diode 9 (second diode). For this reason, heat loss due to the reverse recovery current can be reduced as compared with the case of using the diode 9 (second diode) alone.

以上の２つの実施例では直流電源部２４を内蔵した交流入力−直流出力の直流電源装置について説明しているが、これに限るものでなく、直流電源部２４の代わりにバッテリなどの直流電源が接続される直流入力−直流出力の直流電源装置であってもよい。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０とダイオード９とは直列に接続され、かつ、ダイオード９に順方向電流が流れるように接続されていればよく、ＭＯＳ−ＦＥＴ１０とダイオード９との接続の順序は規定しない。 In the above two embodiments, an AC input-DC output DC power supply device incorporating the DC power supply unit 24 is described. However, the present invention is not limited to this, and a DC power supply such as a battery is used instead of the DC power supply unit 24. It may be a DC power supply of DC input-DC output connected. Further, the MOS-FET 10 and the diode 9 may be connected in series and connected so that a forward current flows through the diode 9, and the order of connection between the MOS-FET 10 and the diode 9 is not specified.

１直流電源装置
２入力端子
３入力端子
４整流器
５電圧検出回路
６電流検出回路
７インダクタ
８ＩＧＢＴ（第１スイッチング素子）
９ダイオード（第２ダイード）
１０ＭＯＳ−ＦＥＴ（第２スイッチング素子）
１１ダイオード（第１ダイオード）
１２平滑コンデンサ
１３出力電圧検出回路
１４正極出力端子
１５負極出力端子
１６第１スイッチング駆動手段
１７信号遅延手段
１８第２スイッチング駆動手段
１９スイッチング制御手段
２０電流切断手段
２１オンオフ反転手段
２２正極入力端
２３負極入力端
２４直流電源部
２５スイッチング部
２６スイッチング部
３０直流電源装置 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply device 2 Input terminal 3 Input terminal 4 Rectifier 5 Voltage detection circuit 6 Current detection circuit 7 Inductor 8 IGBT (1st switching element)
9 Diode (second diode)
10 MOS-FET (second switching element)
11 Diode (first diode)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 12 Smoothing capacitor 13 Output voltage detection circuit 14 Positive output terminal 15 Negative output terminal 16 1st switching drive means 17 Signal delay means 18 2nd switching drive means 19 Switching control means
DESCRIPTION OF SYMBOLS 20 Current cutting means 21 On-off inversion means 22 Positive electrode input terminal 23 Negative electrode input terminal 24 DC power supply part 25 Switching part 26 Switching part 30 DC power supply device

Claims

An inductor having one end connected to the positive electrode of the input DC power supply, a first diode having an anode terminal connected to the other end of the inductor;
A first switching element connected between the other end of the inductor and a negative electrode of the DC power source and turned on and off;
A smoothing capacitor connected between a cathode terminal of the first diode and a negative electrode of the DC power supply;
Current cutting means comprising a second switching element and a second diode connected in series, wherein the current cutting means is connected in parallel to the first diode;
The cathode terminal of the second diode is connected to the cathode terminal of the first diode, or the anode terminal of the second diode is connected to the anode terminal of the first diode,
Switching control means for outputting a switching drive signal for controlling on / off of the first switching element and the second switching element;
A signal delay means for delaying and outputting the switching drive signal by a predetermined time;
First switching drive means for turning on and off the first switching element based on the delayed switching drive signal;
On-off inversion means for inverting and outputting the switching drive signal;
Second switching drive means for turning on and off the second switching element based on the inverted switching drive signal;
The first diode has a characteristic that a reverse recovery current is smaller and a forward voltage is higher than that of the second diode.

An inductor having one end connected to the positive electrode of the input DC power supply, a first diode having an anode terminal connected to the other end of the inductor;
A first switching element connected between the other end of the inductor and the negative electrode of the DC power supply to be turned on and off and having a delay time in which an on / off operation is delayed with respect to an input drive signal;
A smoothing capacitor connected between a cathode terminal of the first diode and a negative electrode of the DC power supply;
A current disconnecting means including a second switching element and a second diode connected in parallel to the first diode and connected in series;
The cathode terminal of the second diode is connected to the cathode terminal of the first diode, or the anode terminal of the second diode is connected to the anode terminal of the first diode,
Switching control means for outputting a switching drive signal for controlling on / off of the first switching element and the second switching element;
First switching drive means for turning on and off the first switching element based on the input switching drive signal;
On-off inversion means for inverting and outputting the switching drive signal;
Second switching drive means for turning on and off the second switching element based on the inverted switching drive signal;
The first diode has a characteristic that the reverse recovery current is smaller and the forward voltage is higher than the second diode, and the on / off delay time of the second switching element is longer than the on / off delay time of the first switching element. A chopper type DC power supply device characterized by having a short characteristic.

The DC power supply apparatus according to claim 1 or 2, further comprising the DC power supply that rectifies and outputs an input AC power supply.