JP2015216044A - 点灯装置および照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な回路でかつ、力率改善制御および定電流制御を行うことができる点灯装置および照明器具を提供する。【解決手段】点灯装置１００は、整流回路２と、変換回路であるコンバータ部３と、電流検出部である出力電流検出抵抗Ｒ３と、制御回路４とを備える。整流回路２は、交流電圧を直流電圧に変換する。コンバータ部３は、整流回路２の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサＣ３を有し、出力平滑コンデンサＣ３と並列に接続されたＬＥＤ５に直流電流を供給する。出力電流検出抵抗Ｒ３は、出力平滑コンデンサＣ３の充電電流を検出する。制御回路４は、出力電流検出抵抗Ｒ３により検出した信号と充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、充電電流が電流値目標に近づくようにコンバータ部３をフィードバック制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、点灯装置および照明器具に関する。

従来、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）などの発光素子を点灯させるための点灯装置が知られている。この種の点灯装置は商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を生成するＡＣ−ＤＣ変換回路部と、得られた直流電圧からＬＥＤに最適な電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ部を備える。ＡＣ−ＤＣ変換回路部は例えばコンデンサインプット型整流回路、ＤＣ−ＤＣコンバータ部は例えばバックコンバータが用いられる。

現在多くの照明器具においては高力率を要求されるため、コンデンサインプット型整流回路では力率が悪く、高力率の要求を満たすことができない。そこで例えば特開２０１０−４０４００号公報に開示されているように、昇圧チョッパ形の力率改善回路をＡＣ−ＤＣコンバータとして用いたものが現在広く採用されている。この場合、昇圧チョッパとバックコンバータの２つのコンバータが必要となる。また、例えば特開２０１１−６２０４３号に公開されているように、フライバックコンバータを用いて１つのコンバータで力率改善とＬＥＤ電流制御を行う方法も開発されている。

しかしながら、力率改善回路とバックコンバータを組み合わせる２コンバータ方式は部品点数が多くなることから回路基板の大型化、高コスト化を招く問題がある。また、１コンバータで力率改善回路とＬＥＤ電流制御を行うフライバックコンバータは、部品点数が少なく、回路基板を小型化できるメリットがある。しかしながら、トランスを介して電力変化を行うため、トランスの損失が大きく、点灯装置全体として、電力変換効率が悪化するという問題がある。

一方、特開２０１１−８２２０４号公報には、ＳＥＰＩＣ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｅｎｄｅｄ Ｐｒｉｍａｒｙ Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路を用いた点灯回路が開示されている。ＳＥＰＩＣ回路はコンバータが１つで済む簡単な回路であるとともに、電力変換にトランスを用いなくても良いので電力変換効率が高いという利点がある。

特開２０１０−４０４００号公報 特開２０１１−６２０４３号公報 特開２０１１−８２２０４号公報

しかしながら、１コンバータで力率改善制御と定電流制御を両立する場合、実用上は力率改善制御を優先させた動作となるため、ＬＥＤ電流制御において、不具合が発生する。具体的には、力率改善のため、定電流フィードバック制御の応答時間を交流電源周期の１／２倍以上となるように設定しなければならないため、定電流フィードバック制御の遅れによるＬＥＤの閃光および過電流によるＬＥＤの破壊を招くおそれがある。本願発明者は、鋭意研究を行うことで、１コンバータで力率改善制御および定電流制御を両立するのに好適な回路構成及び制御内容を備えた点灯装置を発明した。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、簡単な回路でかつ、力率改善制御および定電流制御を行うことができる点灯装置および照明器具を提供することを目的とする。

本発明にかかる点灯装置は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、前記出力平滑コンデンサの充電電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出した信号と前記充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、前記充電電流が前記電流値目標に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、を備える。

本発明にかかる照明器具は、発光素子を備える光源と、前記光源を点灯させる点灯装置と、を備え、前記点灯装置は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、前記出力平滑コンデンサの充電電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出した信号と前記充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、前記充電電流が前記電流値目標に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、を備える。

本発明によれば、簡単な回路でかつ低コストな１コンバータ方式の点灯装置において、最適な定電流フィードバック制御回路を適用することで力率改善制御および定電流制御を両立することができる。

本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１にかかる点灯装置の力率改善動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態１にかかる位相補償回路の回路構成図である。 実施の形態に対する比較例にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態１の変形例にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態２にかかる点灯装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施の形態２の変形例にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態２の変形例にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態２の変形例にかかる点灯装置の回路構成図である。 本発明の実施の形態３にかかる照明器具の断面図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる点灯装置１００の回路構成図である。点灯装置１００は、交流電源１から電力の供給を受けて光源５を点灯させる。点灯装置１００は、整流回路２、コンバータ部３、制御回路４を有する。整流回路２は交流電源１から入力した交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。この直流電圧は、コンバータ部３動作中は平滑されず、交流電源１の２倍の周波数を含むリプル電圧となる。

本実施の形態１においては、光源としてＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）を用いる。

コンバータ部３は、フィルタコンデンサＣ１、第１インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１（例えばＭＯＳＦＥＴ）、カップリングコンデンサＣ２、第２インダクタＬ２、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ３を備えている。コンバータ部３は、これらの回路素子によって構成されたＳＥＰＩＣ（すなわち、Ｓｉｎｇｌｅ Ｅｎｄｅｄ Ｐｒｉｍａｒｙ Ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）回路を備えている。コンバータ部３の出力には、光源であるＬＥＤ５が接続される。

具体的には、第１インダクタＬ１は、１次巻き線Ｌ１ａと、この１次巻き線Ｌ１ａに磁気的に結合した２次巻き線Ｌ１ｂとを備えている。第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａの一端は、フィルタコンデンサＣ１の一端に接続されている。フィルタコンデンサＣ１の他端は基準電位ＧＮＤに接続されている。

スイッチング素子ＳＷ１は、ドレイン端子、ソース端子、およびこれらの端子間をスイッチングするゲート端子を備えている。スイッチング素子ＳＷ１は、ドレイン端子が第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａの他端に接続し、第１インダクタＬ１を介してフィルタコンデンサＣ１と並列接続している。

カップリングコンデンサＣ２の一端は、スイッチング素子ＳＷ１のドレイン端子に接続されている。第２インダクタＬ２の一端は、カップリングコンデンサＣ２の他端に接続されている。第２インダクタＬ２の他端は基準電位ＧＮＤに接続されている。第２インダクタＬ２は、カップリングコンデンサＣ２を介してスイッチング素子ＳＷ１と並列接続されている。なお、第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２はそれぞれ個別のコア（磁心）に巻き線を巻きつけても良いし、一つのコアに第１インダクタＬ１と第２インダクタＬ２の両方を巻きつけて、コアを共有化しても良い。

ダイオードＤ１のアノードが、第２インダクタＬ２の一端とカップリングコンデンサＣ２の他端の間に接続している。出力平滑コンデンサＣ３の一端は、ダイオードＤ１のカソードに接続している。出力平滑コンデンサＣ３の他端は出力電流検出抵抗Ｒ３の一端に接続されている。出力電流検出抵抗Ｒ３の他端は基準電位ＧＮＤに接続されている。出力平滑コンデンサＣ３には並列にＬＥＤ５が接続される。

コンバータ部３は、制御回路４の制御を受けて動作する。コンバータ部３は、整流回路２が全波整流した直流電圧をＬＥＤ５の点灯に適した電流および電圧に変換する。コンバータ部３は、制御回路４の制御により入力電流波形を正弦波状で且つ交流入力電圧と同位相となるように動作し、力率改善を行う。

制御回路４は、オペアンプ６、コンデンサ７、抵抗８からなる誤差増幅器９、第１比較器１０、フリップフロップ回路１１、信号発生器１２、第２比較器１３、駆動回路１４を備えている。制御回路４は、ＬＥＤ５に流れる電流が所定の電流値になるようにしつつ点灯装置１００の交流入力電流波形が交流入力電圧とほぼ同位相で且つ正弦波となるように、スイッチング素子ＳＷ１を駆動する。

本実施の形態では、出力電流検出抵抗Ｒ３は、ＬＥＤ５に流れる電流を検出するためのものであるが、ＬＥＤ５の電流を直接検出する位置には接続されず、出力平滑コンデンサＣ３への充電電流を検出可能な位置に接続されている。ＬＥＤ５に流れる電流すなわち出力平滑コンデンサＣ３の放電電流平均値と、出力平滑コンデンサＣ３への充電電流平均値は等しくなるため、出力平滑コンデンサＣ３の放電電流がわかれば、ＬＥＤに流れる電流を求めることができる。

誤差増幅器９は、出力電流検出抵抗Ｒ３に発生する電圧信号をコンデンサ７及び抵抗８で平均化しつつ、第１基準電圧Ｅ１と比較し、両者の差に応じた信号を出力する。出力電流検出抵抗Ｒ３に発生する電圧が第１基準電圧Ｅ１より高ければ、誤差増幅器９の出力電圧は低下していき、出力電流検出抵抗Ｒ３に発生する電圧が第１基準電圧Ｅ１より低ければ、誤差増幅器９の出力電圧は上昇していく。また、コンデンサ７及び抵抗８はフィードバック制御の応答時間を決定する位相補償回路を構成している。コンデンサ７の容量が大きく、抵抗８の抵抗値が大きいほどフィードバック制御の応答時間が長くなり、コンデンサ７の容量が小さく、抵抗８の抵抗値が小さいほどフィードバック制御の応答時間が短くなる。

第１比較器１０の入力には第２基準電圧Ｅ２が入力され、他方の入力には、２次巻き線Ｌ１ｂが接続される。２次巻き線Ｌ１ｂは、１次巻き線Ｌ１ａと磁気的に結合している。第２基準電圧Ｅ２の電圧よりも２次巻き線Ｌ１ｂに発生する電圧の方が高い場合には、第１比較器１０はハイ信号（例えば５Ｖ）を出力する。また、第２基準電圧Ｅ２の電圧よりも２次巻き線Ｌ１ｂに発生する電圧の方が低い場合には、第１比較器１０はロー信号（例えば０Ｖ）を出力する。

フリップフロップ回路１１は、リセット入力端子Ｒ、セット入力端子Ｓ、および出力端子Ｑを備える。信号発生器１２は鋸歯状の三角波を出力する端子と、第１比較器の出力端子の信号に応じてフリップフロップ回路１１のセット入力端子Ｓにセット信号を出力する端子を備える。

第２比較器１３は信号発生器１２から出力される三角波と誤差増幅器９から出力される信号を比較し、比較結果に応じてフリップフロップ回路のリセット入力端子にリセット信号を出力する。駆動回路１４は、フリップフロップ回路１１の出力端子Ｑの信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１の駆動に適した信号に変換、出力し、スイッチング素子ＳＷ１を駆動する。

制御回路４の構成は一例であり、本構成に限定されるものではない。本構成のようにデジタル回路とアナログ回路の組み合わせでも良いし、あるいはＡ／Ｄコンバータとマイクロコンピュータ等の組み合わせてソフトウェア制御しても良い。また、制御回路４を駆動するための制御電源回路が必要であるが、ここでは図示しない。制御電源回路は、例えば第１インダクタＬ１または第２インダクタＬ２に制御電源供給用の補助巻き線を設ければ、そこから制御電源を得ることができる。又は別途スイッチング電源を設けそこから供給しても良い。

次に、実施の形態１にかかる点灯装置１００の動作を説明する。

点灯装置１００に交流電源１が印加されると、整流回路２は交流電圧を全波整流し、直流電圧を生成する。フィルタコンデンサＣ１は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたものであり、ここでは全波整流波形の電源周波数成分を平滑するためのものではない。したがってコンバータ部３動作中は、電源周波数の２倍周波数で正弦波状に脈動する全波整流波形がコンバータ部３に印加される。

定常状態におけるコンバータ部３の動作を説明する。スイッチング素子ＳＷ１がオンすると交流電源１は第１インダクタＬ１を介して短絡されるので、第１インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１の順で電流が電源入力側より供給され、第１インダクタＬ１にエネルギが蓄えられる。このとき、第１インダクタＬ１の電流は増加していく。

また、同時にカップリングコンデンサＣ２に蓄えられた電圧が第２インダクタＬ２に印加される。このため、カップリングコンデンサＣ２、スイッチング素子ＳＷ１、第２インダクタＬ２の順に電流が流れ、カップリングコンデンサＣ２のエネルギが第２インダクタＬ２に蓄えられる。このとき、第２インダクタＬ２の電流は増加していく。

次にスイッチング素子ＳＷ１をオフすると、第１インダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出され、第１インダクタＬ１、カップリングコンデンサＣ２、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ３の順に電流が流れる。これにより、カップリングコンデンサＣ２と出力平滑コンデンサＣ３を充電することができる。

また、同時に第２インダクタＬ２に蓄えられたエネルギが放出され、第２インダクタＬ２、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣ３の順に電流が流れる。これにより、出力平滑コンデンサＣ３を充電することができる。このように負荷側にエネルギを伝達して、最終的に出力平滑コンデンサＣ３からＬＥＤ５に平滑された直流電流が供給され、ＬＥＤ５が発光する。

ＳＥＰＩＣ回路は入力電圧すなわち、ここでは整流回路２の直流側電圧よりも高い電圧を出力する昇圧動作と、入力電圧よりも低い電圧を出力する降圧動作の何れの動作も可能であるが、本発明においてはこれを限定するものではない。

次に、図２の波形図を用いて、制御回路４の動作を説明する。図２は、本発明の実施の形態１にかかる点灯装置１００の動作を示す波形図である。

（期間ｔ０〜ｔ１）
ここでは、コンバータ部３の動作が定常状態で、制御回路４によりスイッチング素子ＳＷ１がオンした状態から説明する。スイッチング素子ＳＷ１がオンしたとき、スイッチング素子ＳＷ１には第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａに流れる電流と第２インダクタＬ２に流れる電流の合計電流が流れる。

第１インダクタＬ１に流れる電流と第２インダクタＬ２に流れる電流はともに増加していくため、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流も増加していく。このとき、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａには図１の矢印の方向に電圧ＶＬ１ａが印加され、第１インダクタＬ１の２次巻き線には矢印の方向に電圧ＶＬ１ｂが発生し、第１比較器１０の入力側は負電圧となる。したがって、第１比較器１０の第２基準電圧Ｅ２よりも電圧が低くなるため、第１比較器１０の出力はロー信号が出力される状態となる。

第２比較器１３は信号発生器１２から出力される三角波と誤差増幅器９の出力信号と比較する。ここでは信号発生器１２（三角波）より誤差増幅器９の出力電圧の方が高い電圧となっており、第２比較器１３の出力からはロー信号が出力される。

（時刻ｔ１）
信号発生器１２の三角波の電圧が上昇し、誤差増幅器９の出力電圧よりも高くなると、第２比較器１３はハイ信号を出力する。したがってフリップフロップ回路１１のリセット入力端子Ｒにハイ信号が入力される。するとフリップフロップ回路１１はこれを受けて出力（Ｑ）にロー信号を出力する。これによりスイッチング素子ＳＷ１のゲートにＯＦＦ信号が入力され、スイッチング素子はオフ状態となり、スイッチング素子ＳＷ１の電流が遮断される。

（期間ｔ１〜ｔ２）
スイッチング素子ＳＷ１がオフすると、第１インダクタＬ１に蓄えられたエネルギは、カップリングコンデンサＣ２及びダイオードＤ１を介して、出力平滑コンデンサＣ３に放出される。同時に、第２インダクタＬ２に蓄えられたエネルギも、ダイオードＤ１を介して出力平滑コンデンサＣ３に放出される。

このとき、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａに発生する電圧は、スイッチング素子オン時とは逆向きの電圧となる。すなわち図１中の矢印とは、逆方向の電圧である。これにより第１インダクタＬ１の２次巻き線に発生する電圧も、図１中の矢印とは逆方向の電圧となる。

すなわち第１比較器１０の非反転入力端子には正電圧が入力される。このとき、第１比較器１０の第２基準電圧Ｅ２よりも第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂの発生電圧の方が高くなるので、第１比較器１０の出力からはハイ信号が出力され、信号発生器１２に入力される。

（期間ｔ２〜ｔ３）
第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２がエネルギを放出するため、ダイオードＤ１を介して負荷側に流れる電流は減少していき、ダイオードＤ１の電流がゼロになる。すると第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂの電圧ＶＬ１ｂは急速に低下する。

（時刻ｔ３）
第１比較器１０に接続された第２基準電圧Ｅ２よりも第１インダクタＬ１の２次巻き線Ｌ１ｂの発生電圧ＶＬ１ｂの方が低くなると、第１比較器１０は信号発生器１２にロー信号を出力する。信号発生器１２はこれを受けて、フリップフロップ回路１１のセット入力端子Ｓにハイ信号を出力する。これによりフリップフロップ回路１１の出力端子Ｑからハイ信号を出力する。駆動回路１４はこれを受けてスイッチング素子ＳＷ１のゲートにオン信号を入力し、スイッチング素子ＳＷ１を導通状態とする。そして、次のスイッチングサイクルに移る。

ここで、力率改善動作及び定電流制御について説明する。図３は、本発明の実施の形態１にかかる点灯装置１００の力率改善動作を示す波形図である。

スイッチング素子ＳＷ１をオンすると、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａに流れる電流はほぼ直線的に上昇していく。また、その電流値ＩＬは
ＩＬ＝Ｅｔ／Ｌ１ａ
で表される。ここでＥは全波整流電圧の瞬時値、Ｌ１ａは第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａのインダクタンス、ｔはスイッチング素子ＳＷ１がオンしてからの経過時間を表す。これより第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａに流れる電流は全波整流電圧に比例、インダクタンスＬ１に反比例することがわかる。

ここで、仮にスイッチング素子のオン時間ｔ（ＯＮ）を固定として、全波整流波形なので交流電源半周期分動作させると、インダクタンスＬ１ａは固定であるため、図３に示すように第１インダクタＬ１の電流ピーク値は電源電圧に比例した波形となる。第１インダクタＬ１に流れる電流からフィルタコンデンサＣ１によりスイッチングリプルを取り除き、平均化することで、交流電源１から流れ込む入力電流を正弦波状に近づけるとともに交流電源電圧とほぼ同位相にすることができ、力率改善及び高調波低減することができる。なお、図１では示していないが、必要に応じて整流回路２の交流入力側にフィルタ回路をさらに追加してもよい。

このように、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間ｔ（ＯＮ）を電源半周期間、固定すれば力率改善及び高調波低減することができる。一方で必要な明るさを得るためにはＬＥＤ５に供給する電流を常に監視し、目標電流値が流れるようにスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を調整する、定電流フィードバック制御が必要である。すなわち目標電流値に対して実際にＬＥＤ５に流れている電流値が小さければ、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を長くしてＬＥＤ電流を増加させる。また、目標電流値に対して実際にＬＥＤ５に流れている電流値が大きければ、スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を短くしてＬＥＤ電流を減少させる。ＬＥＤ５の順方向電圧は一般的に定電圧に近い特性を示すので、ＬＥＤ５を所定の明るさで安定的に点灯させるためにはこのように出力電流が所望の電流値となるように定電流フィードバック制御にてスイッチング素子ＳＷ１を制御する必要がある。

しかしながら上述の通り、交流電源半周期内にスイッチング素子ＳＷ１のオン時間が定電流フィードバック制御のため大きく変動してしまうと、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａに流れる電流のピーク値が正弦波状にならず、力率が低下し、入力電流の高調波電流が増加する恐れがある。

そこで、定電流フィードバック制御の応答時間については、フィードバック制御のループゲインを交流電源１の１周期の１／２周期以上で１倍（０ｄＢ）以下となるように設定する。言い換えると、交流電源１の周波数の２倍以下の周波数で１倍（０ｄＢ）以下となるように設定する。例えば電源周波数が５０Ｈｚの場合、その半周期（半波）にあたる１００Ｈｚ以下、すなわち周期１０ｍｓ以上で定電流フィードバック制御のループゲインを１倍（０ｄＢ）以下とすることにより定電流フィードバック制御を電源周期の１／２より短い周期で応答しないように設定する。これにより電源周期の１／２周期以内においては、スイッチング素子のオン時間の変動が抑制され、第１インダクタＬ１の１次巻き線Ｌ１ａの電流ピーク値は電源電圧に比例した波形となる。ループゲインはコンデンサ７、抵抗８で構成される位相補償回路の定数で設定することができる。なお、位相補償回路は本構成に限定されるものではなく、例えば図４に示すようにコンデンサ７と並列に抵抗１６およびコンデンサ１５を追加したものであっても良い。図４に示す変形例では、コンデンサ１５および抵抗１６の直列回路の一端がコンデンサ７の一端とオペアンプ６の出力端子の接続点に接続し、この直列回路の他端がコンデンサ７の他端と抵抗８の接続点に接続している。

次に定電流フィードバック制御の動作について説明する。誤差増幅器９は、第１基準電圧Ｅ１よりも出力電流検出抵抗Ｒ３で発生する電圧の方が高ければオペアンプ６の出力は時間経過とともに減少し、第１基準電圧Ｅ１よりも出力電流検出抵抗Ｒ３で発生する電圧の方が低ければオペアンプ６の出力電圧は時間経過とともに増加するように動作し、積分回路の働きをする。

そしてオペアンプ６の出力電圧が減少するとスイッチング素子ＳＷ１のオン時間は減少し、ＬＥＤ電流が減少する方向の制御となり、オペアンプ６の出力電圧が増加するとスイッチング素子ＳＷ１のオン時間は増加し、ＬＥＤ電流が増加する方向の制御となる。

例えば、出力電流検出抵抗Ｒ３で検出した信号が、誤差増幅器９の第１基準電圧Ｅ１の電圧よりも小さいと仮定する。このとき、積分回路を構成する誤差増幅器９の出力信号の電圧は時間経過と共に上昇していく。よって第２比較器１３の反転入力端子に入力される電圧が上昇していく。第２比較器１３の非反転入力端子には信号発生器１２より出力される三角波の信号が入力され、三角波の信号レベルが反転入力端子の信号レベルすなわち誤差増幅器の出力信号レベルを超えると第２比較器１３よりハイ信号が出力され、フリップフロップ回路のリセット入力端子Ｒに入力される。リセット入力端子Ｒにハイ信号が入力されるとフリップフロップ回路１１の出力端子Ｑはロー信号となり、スイッチング素子はオフする。

ところで、本実施の形態において、ＬＥＤに流れる電流を検出する出力電流検出抵抗Ｒ３は、ＬＥＤ５とは直列接続されず、出力平滑コンデンサＣ３への充電電流を検出する位置に接続されている。

さらに、力率改善、電源高調波電流削減のため、定電流フィードバック制御のループゲインを例えば電源周波数（５０Ｈｚ）の２倍にあたる１００Ｈｚ以下で利得を持たせるようにしている。一般的なスイッチング電源では数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚまでループゲインを確保するため、それと比較して非常に制御の応答が遅いといえる。

図５は、実施の形態の比較例にかかる点灯装置１１０の回路図である。ここで、電源投入時で出力コンデンサに電荷が溜まっていない状態の場合の動作を考える。比較として図５に示す点灯装置１１０では、出力電流検出抵抗Ｒ３を接続する位置が、図１とは異なっている。具体的には、出力電流検出抵抗Ｒ３の一端がＬＥＤ５のカソードと接続し、出力電流検出抵抗Ｒ３の他端が出力平滑コンデンサＣ３の他端に接続されている。このように図５ではＬＥＤ５と直列に出力電流検出抵抗Ｒ３が接続されている。図５と図１の間で同一構成のものについては同一符号を付与している。交流電源１を投入するとスイッチング素子ＳＷ１が駆動を開始し、出力平滑コンデンサＣ３に電荷が充電される。このとき、出力平滑コンデンサＣ３の充電電圧はＬＥＤ５が点灯を開始する順方向電圧よりも低いため、ＬＥＤ５に電流は流れず、消灯状態である。したがって出力コンデンサ充電中は出力電流検出抵抗Ｒ３には電流が流れないため電圧が発生せず、制御回路４はＬＥＤ５に供給する電流を増加させる方向、すなわちスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を増加させるように制御を行う。これにより出力平滑コンデンサＣ３への充電電流は増加するが、出力平滑コンデンサＣ３の電圧がＬＥＤ５の順方向電圧に達するまではＬＥＤ５に電流が流れないため、制御回路４はさらにスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を増加させるように動作する。次に出力平滑コンデンサＣ３の充電電圧がＬＥＤ５の順方向電圧に達するとＬＥＤ５に電流が供給され、ＬＥＤ５が点灯を開始する。本実施の形態では、力率改善及び電源高調波電流低減のため、入力コンデンサＣ１とカップリングコンデンサＣ２の容量は出力平滑コンデンサＣ３より小さく、例えばフィルムコンデンサが使用され、出力平滑コンデンサＣ３の容量は、ＬＥＤ電流を直流化し、電源周期によるリップルを抑制するため大容量のコンデンサ、例えば電解コンデンサが使用される。このため、出力平滑コンデンサＣ３への充電は時間を要するので、その間に制御回路４はフィードバック制御によりスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を大きく増加させてしまう。このためＬＥＤ５の点灯開始直後はＬＥＤ５に非常に大きな電流が流れ、且つ定電流フィードバック制御の応答速度が遅いため、出力電流検出抵抗Ｒ３がＬＥＤ５に流れる電流を検出してもすぐに応答することができず、少なくとも電源周期の１／２期間はオーバーシュートし、目標電流を大幅に超えた電流が流れてしまう。これは、ＬＥＤ点灯開始時に不快な閃光を発するだけでなく、ＬＥＤ５の定格電流を超えることによるＬＥＤ素子の破壊を引き起こす原因となる。

そこで、本実施の形態においては、出力平滑コンデンサＣ３への充電電流を検出する位置に出力電流検出抵抗Ｒ３を設けている。電源を投入すると、スイッチング素子ＳＷ１が駆動を開始し、出力平滑コンデンサＣ３に電荷が充電される。このとき、出力平滑コンデンサＣ３の電圧はＬＥＤ５が点灯を開始する順方向電圧よりも低いため、ＬＥＤ５に電流は流れず、消灯状態である。そして、ＬＥＤ５が消灯状態であっても出力平滑コンデンサＣ３への充電電流は出力電流検出抵抗Ｒ３によって検出され、制御回路４により目標の電流値に定電流制御され、安定的に充電電流が供給される。

次に出力平滑コンデンサＣ３の充電電圧がＬＥＤ５の順方向電圧に達するとＬＥＤ５に電流が供給され、ＬＥＤ５が点灯を開始する。ＬＥＤ５の点灯開始前から出力コンデンサの充電電流を定電流フィードバック制御しているので、ＬＥＤ点灯開始直後にＬＥＤ電流がオーバーシュートすることはない。ＬＥＤ５に供給される電流平均値と出力平滑コンデンサＣ３への充電電流平均値は等しいので、ＬＥＤ点灯開始後も引き続き出力平滑コンデンサＣ３の充電電流を定電流制御することでＬＥＤ５を安定して点灯させることができる。

このように、ＬＥＤ点灯前から出力平滑コンデンサＣ３の充電電流を制御するので、力率改善制御及び高調波電流抑制のため、定電流フィードバック制御の応答速度を電源周期の１／２周期以上に設定しても、ＬＥＤ点灯後のＬＥＤ電流オーバーシュートを抑制することができる。これによりＬＥＤ点灯直後の不快な閃光、ＬＥＤの定格電流を超えることによるＬＥＤ素子の破壊を防止することができる。

以上説明したように、実施の形態１にかかる点灯装置１００は、ＳＥＰＩＣ回路において、インダクタＬ１の電流ピーク値を正弦波状として、且つＬＥＤ５に供給する電流が所望の電流値となるようにスイッチング素子ＳＷ１を制御する。これにより、力率改善制御と定電流制御を１つのコンバータで実現でき、部品点数を削減できる。また、点灯装置１００によれば電力変換のためにトランスを使用しないので、トランスによる電力変換ロスも削減することができる。これにより回路の小型化、低コスト化が実現でき、且つ高力率、高効率を達成する点灯装置を提供することができる。さらに、定電流制御には、コンデンサの充電電流を検出することで実施するため、ＬＥＤ点灯直後の不快な閃光、ＬＥＤ５の定格電流を超えることによるＬＥＤ素子の破壊を防止することができる。

なお、本実施の形態ではＳＥＰＩＣ方式の電源について説明したが、ＳＥＰＩＣ方式以外にも、１コンバータで力率改善（高調波電流低減）と定電流制御を行う方式であれば、他の方式でも良い。例えば図６に示すフライバック方式の点灯装置１２０に本発明を適用してもよい。

図６に示す点灯装置１２０は、フィルタコンデンサＣ１１と、トランスＴ１と、スイッチング素子ＳＷ２と、ダイオードＤ１１と、出力平滑コンデンサＣ４と、出力電流検出抵抗Ｒ４と、を備えている。フィルタコンデンサＣ１１は、図１の点灯装置１００におけるフィルタコンデンサＣ１と同様に整流回路２の２つの直流出力端子に並列接続されている。トランスＴ１は、１次巻き線と、この１次巻き線と磁気的に結合した２次巻き線とを備えている。トランスＴ１の１次巻き線は、一端がフィルタコンデンサＣ１１の一端に接続されている。スイッチング素子ＳＷ２は、第１端子、第２端子、および第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備えており、第１端子がトランスＴ１の１次巻き線の他端に接続し、第２端子がフィルタコンデンサＣ１１の他端に接続している。図６に示す本実施の形態においては、スイッチング素子ＳＷ２がＭＯＳＦＥＴであり、第１端子がドレインであり、第２端子がソースであり、制御端子がゲートである。ダイオードＤ１１は、アノードがトランスＴ１の２次巻き線の一端に接続している。出力平滑コンデンサＣ４は、ダイオードＤ１１のカソードに接続され、ダイオードＤ１１を介してトランスＴ１の２次巻き線と並列に接続するとともに、ＬＥＤ５と並列に接続している。出力電流検出抵抗Ｒ４は、トランスＴ１の２次巻き線と出力平滑コンデンサＣ４とを接続する経路内に直列に設けられた抵抗素子である。

図６に示すフライバック方式の点灯装置１２０においても、出力平滑コンデンサＣ４の充電電流が流れる位置に出力電流検出抵抗Ｒ４を配置し、定電流制御を実施することで、同様の効果を得ることができ、ＬＥＤ点灯直後の不快な閃光、ＬＥＤの定格電流を超えることによるＬＥＤ素子の破壊を防止することができる。図６においては主回路構成のみ示し制御回路２０については説明を省略するが、スイッチング素子ＳＷ２を制御回路２０が駆動制御し、その際、出力平滑コンデンサＣ４への充電電流を検出する位置に出力電流検出抵抗Ｒ４を配置し、制御回路２０は定電流フィードバック制御の応答速度を電源周期の１／２周期以上に設定することで力率改善及び高調波低減を実施する。

また、本実施の形態においては力率改善制御及び高調波電流削減を目的として、定電流フィードバック制御の応答速度を電源周波数の２倍以下（電源周期の１／２周期以上）に設定し、出力電流検出抵抗を出力平滑コンデンサの充電電流を検出する位置に配置したが、本発明はこれに限られない。力率改善及び高調波電流削減を必要としない用途においても出力電流検出抵抗Ｒ３、Ｒ４を出力平滑コンデンサＣ３、Ｃ４の充電電流を検出する位置に配置してもよく、そのような配置はＬＥＤ点灯開始直後の閃光を防止する上で効果がある。

すなわち、力率改善及び高調波電流低減を必要としない用途においては、定電流フィードバック制御の応答速度を例えば数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚに設定すれば高速にＬＥＤ電流を制御することが可能である。したがって出力平滑コンデンサの電圧がＬＥＤ５の順方向電圧に達し、点灯開始直後にＬＥＤ電流がオーバーシュートしても、高速に目標値電流値まで低下させることができるため、ＬＥＤ５が破壊に至るような大電流が流れることを防止することができる。しかしながら、短時間目標電流値を僅かにオーバーしただけでも人の目はそれを感知することができるため、閃光として認識してしまうという問題がある。このような場合においても本実施の形態によれば、出力電流検出抵抗Ｒ３、Ｒ４を出力平滑コンデンサＣ３、Ｃ４の充電電流を検出する位置に配置したので、ＬＥＤ５が点灯を開始する前から定電流フィードバックが可能となり、閃光を抑制できる。

また、本実施の形態においては、光源にＬＥＤ５を用いた場合について説明したが、これに限定されるものではない。光源の発光素子として、例えば有機ＥＬ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｌｕｍｉｎｅｓｃｅｎｃｅ）素子を用いてもよい。

なお、本実施の形態で示したスイッチング素子ＳＷ１は半導体スイッチで構成されるものとする。半導体スイッチには、例えばＭＯＳＦＥＴ、パワートランジスタ（バイポーラトランジスタ）、またはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を用いても良い。あるいは窒化ガリウムおよび炭化ケイ素（ＳｉＣ）等のワイドバンドギャップ半導体で形成したスイッチング素子であってもよく、特にＳｉＣで形成したＭＯＳＦＥＴであってもよい。

実施の形態２．
図７は、本発明の実施の形態２にかかる点灯装置１３０の回路構成図である。実施の形態１と同様の構成部分は、同一の符号を付して説明を省略する。実施の形態２と実施の形態１の違いは、ダイオードＤ２、Ｄ３からなる選択回路１３２と、制御回路４を駆動するための制御電源回路３０とを設けたことである。なお、実施の形態１で示した制御回路４の内部回路は、図７では省略している。しかしながら、制御回路４の内部構成および下記の接続関係については実施の形態１と同様であるものとする。

制御電源回路３０は制御回路４動作用に制御電源を供給するもので、例えば１５Ｖの電圧を生成し、制御回路４を構成するオペアンプ、比較器、あるいはマイコン等に電力を供給すためのものである。

制御電源回路３０は例えば降圧コンバータ回路を構成している。図７に示すように、制御電源回路３０は、スイッチング素子ＳＷ３と、スイッチング素子ＳＷ３の制御端子に駆動信号を与える駆動回路３２と、ダイオードＤ３１と、チョークコイルＬ３１と、出力平滑コンデンサＣ５とを備えている。スイッチング素子ＳＷ３の第１端子は、後述する選択回路１３２の出力（すなわちダイオードＯＲ回路におけるカソード）と接続している。スイッチング素子ＳＷ３の第２端子は、ダイオードＤ３１のカソードに接続している。ダイオードＤ３１のアノードは、基準電位ＧＮＤに接続している。チョークコイルＬ３１の一端は、スイッチング素子ＳＷ３の第２端子とダイオードＤ３１のカソードとの接続点に接続している。出力平滑コンデンサＣ５の一端はチョークコイルＬ３１の他端に接続し、出力平滑コンデンサＣ５の他端は、ダイオードＤ３１のアノードと接続している。なおスイッチング素子ＳＷ３は実施の形態２ではＭＯＳＦＥＴであり、第１端子がドレインであり、第２端子がソースであり、制御端子はゲートである。このような回路構成において、出力平滑コンデンサＣ５の一端が正側端子となり、その正極端子から制御回路４に制御電源が供給される。

点灯装置１３０は、選択回路１３２を備えている。選択回路１３２は、整流回路２の直流出力から制御電源回路３０へと至る電力経路と、出力平滑コンデンサＣ３から制御電源回路３０へと至る電力経路と、のうち何れかの経路を選択して制御電源回路３０に電力供給を行う。選択回路１３２は、ダイオードＤ２とダイオードＤ３のカソード共通接続からなる、いわゆるダイオードＯＲ回路から構成されている。整流回路２の正極側出力端子がダイオードＤ２を介して制御電源回路３０の入力側と接続され、制御電源回路３０に全波整流された電圧が印加される。さらに、出力平滑コンデンサＣ３の正側端子がダイオードＤ３を介して制御電源回路３０の入力側と接続している。制御電源回路３０の出力側には制御回路４が接続され、制御用の電源を供給する。

ダイオードＤ２とダイオードＤ３は、整流回路２の直流側の電圧か出力平滑コンデンサＣ３の電圧の何れか電圧の高い方が導通する、ダイオードＯＲ回路を構成する。すなわち整流回路２の直流側の電圧が出力平滑コンデンサＣ３電圧よりも高ければダイオードＤ２が導通し、出力平滑コンデンサＣ３の電圧が整流回路２の直流側の電圧よりも高ければダイオードＤ３が導通する。

次に具体的な動作について説明する。交流電源１を投入すると整流回路２は交流電圧を全波整流し、直流電圧を生成する。このとき、ＬＥＤ５は消灯しており、出力平滑コンデンサＣ３は充電されていない。したがって整流回路２の直流側の電圧の方が高くなり、ダイオードＤ２が導通して制御電源回路３０に印加される。

制御電源回路３０はダイオードＤ２から電圧が印加されると、スイッチング素子ＳＷ３が動作を開始し、印加された電圧から所望の電圧、例えば１５Ｖを生成する。制御電源回路３０の出力から所望の電圧が出力されると、制御回路４はこれを受けて起動し、コンバータ部３の駆動および制御を行う。制御回路４の動作については実施の形態１と同様であり、説明を省略する。コンバータ部３が駆動を開始すると、出力平滑コンデンサＣ３が充電され、ＬＥＤ５が点灯する。ＬＥＤ点灯後は、交流電源の位相角に応じて、整流回路２の直流側か出力平滑コンデンサＣ３の何れかから電力が供給され、制御電源回路３０は制御用電源を生成する。

コンバータ部３が動作していない状態では出力平滑コンデンサＣ３から電力を供給することができないので、制御電源回路３０への電力供給は整流回路２の直流側からダイオードＤ２を介してのみ行われる。制御回路４の消費電力はＬＥＤ５の消費電力と比較して微小であるため、全波整流電圧はフィルタコンデンサＣ１で平滑化され、ほぼ一定電圧となる。

これに対して、コンバータ部３が動作し、ＬＥＤ点灯中は消費電力が大きいため、非平滑の全波整流電圧波形となる。このため交流電源電圧の位相角に応じて電圧値が異なる。したがって図８に示すように、交流電源１の位相角により整流回路２の全波整流電圧が出力平滑コンデンサＣ３の電圧より低くなると、ダイオードＤ３が導通して出力平滑コンデンサＣ３から電力を供給し、制御電源を生成する。また、交流電源１の位相角により全波整流電圧が出力平滑コンデンサＣ３電圧より高くなるとダイオードＤ２が導通して交流電源１より電力を供給し、制御電源を生成する。ここで、図８のダイオードＤ２、ダイオードＤ３は制御電源回路３０が制御回路４に制御電源を供給する場合の、導通するダイオードを示したもので、ＯＮと表記されたダイオードが導通することを示している。

ここで仮に、ダイオードＤ３を接続せず、ダイオードＤ２のみ接続して制御回路４の動作用電力を生成する場合について述べる。この場合、出力平滑コンデンサＣ３に電荷が充電された状態でも、出力平滑コンデンサＣ３からは電力は供給されない。

制御電源回路３０に降圧コンバータを使用する場合、例えば、制御電源回路３０の出力電圧を１５Ｖとすると、原理的に整流回路２の直流側の電圧、すなわち全波整流電圧波形が１５Ｖ未満の区間においては、制御電源回路３０は１５Ｖを生成することができない。また、使用する降圧コンバータの制御ＩＣによっては１５Ｖを超える入力電圧が必要な場合もある（例えば５０Ｖ以上が必要）。また、降圧コンバータ以外の回路方式を用いても商用交流電源のゼロクロス付近においては入力電圧がほぼゼロボルトまで低下するため、制御電源回路が動作できない期間が発生する。

したがって、交流電源１の位相角により全波整流電圧が制御電源回路３０の動作電圧以下となると、制御電源回路３０は動作を停止し、制御電源を生成できなくなる。この場合、制御電源回路３０に設けられた出力平滑コンデンサＣ５から制御回路に電力を供給することとなる。そして再び、全波整流電圧が制御電源回路３０の動作電圧以上になると制御電源回路３０が動作を開始し、制御電源を生成する。

制御電源生成時の点灯装置１３０の入力電流波形は、インダクタＬ１に流れる電流にダイオードＤ２へ流入する電流を重畳した波形となる。すなわち、交流電源１の全波整流電圧が、制御電源回路３０の動作可能電圧以上のときのみインダクタＬ１に流れる電流にダイオードＤ２への流入電流を重畳する波形となる。すなわちダイオードＤ２への流入電流は図８で示したダイオードＤ２のＯＮ期間のみ電流が流れるため、商用周波数１周期に対して電流が流れる期間、すなわち導通角が小さい状態となる。導通角が小さくなると、短い期間で必要な電力を得るため、その分、流入電流のピーク値が大きくなり、力率低下、高調波電流の増加を引き起こす。

さらに、制御電源回路３０の停止中、すなわち図８で示したダイオードＤ２のＯＦＦ期間は出力平滑コンデンサＣ５からのみ制御回路４に電力が供給されるため、出力平滑コンデンサＣ５の充電電圧が低下する。全波整流電圧が再び上昇し、制御電源回路３０が動作した際に、この電圧低下を補うため、ダイオードＤ２への流入電流が大きくなるという現象が発生する。このことからダイオードＤ２からの電流重畳分が無視できなくなり、力率低下、高調波電流の増加を引き起こす原因となる。さらには出力平滑コンデンサＣ５も大容量のものが必要となり、基板大型化、高コスト化につながる。

この力率低下及び高調波電流の増加は、特に調光機能を設けた点灯装置において、ＬＥＤの光出力（明るさ）を低下させたときにさらに顕著となる恐れがある。これは、制御回路４の消費電力は調光時の方が増加し、且つＬＥＤ５の消費電力は減少してインダクタＬ１に流れる電流は減少するためである。すなわちインダクタＬ１に流れる電流に対して相対的にダイオードＤ２への流入電流の割合が増加し、力率悪化と高調波電流の増加を引き起こす。調光時の方が制御回路４の消費電力が増加する理由は、動作原理上、調光時の軽負荷になるほどスイッチング素子ＳＷ１の駆動周波数が上昇する特性があるためで、例えばスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを使用した場合、駆動回路１４のＭＯＳＦＥＴゲート入力容量への充放電回数が増加し、ＭＯＳＦＥＴの駆動電力が増加する。

そこで実施の形態２では、実施の形態１に加え、さらに力率改善及び高調波電流を低減することを目的として、ダイオードＤ２とダイオードＤ３により整流回路２の直流側と出力平滑コンデンサＣ３の両方から制御電源回路３０に電力を供給できる構成としている。この場合、出力平滑コンデンサＣ３の電圧が整流回路２の直流電圧より高い場合、出力平滑コンデンサＣ３から電力が供給されるため、整流回路２の直流電圧が出力平滑コンデンサＣ３の電圧より高い期間において、ダイオードＤ２に流入する電流値が小さくて済み、力率悪化、高調波電流の増加を抑制することができる。また、制御電源回路３０は交流電源１の位相角に係らず常に動作可能なので、制御電源回路３０の出力平滑コンデンサＣ５も小形のものが使用できる。

以上のように、力率改善制御と定電流制御を行う１コンバータ方式の点灯装置１３０において、整流回路２の直流側と出力平滑コンデンサＣ３の両方から電力供給可能な経路を設け、整流回路２の直流側の電圧が出力平滑コンデンサＣ３より低い場合、出力平滑コンデンサＣ３から制御電源生成用の電力を制御電源回路３０へと供給できるようにしたので、整流回路２の直流側から制御電源回路３０へ流入する電流を小さくすることができ、力率低下と高調波電流の増加を抑制することができる。

さらに、点灯装置１３０では、ＳＥＰＩＣ回路を採用することで力率改善制御と定電流制御を１つコンバータで実現でき、部品点数を削減できる。また、電力変換のためにトランスを使用しないので、トランスによる電力変換ロスも削減することができる。これにより回路の小型化、低コスト化が実現でき、且つ高力率、高効率を達成する点灯装置を提供することができる。

なお、実施の形態２ではＳＥＰＩＣ方式の電源について説明したが、実施の形態２以外にも、例えば図９に示す１コンバータで力率改善制御と定電流制御を両立するフライバック方式の点灯装置１４０において、制御電源回路３０および選択回路１３２が設けられてもよい。整流回路２の直流側と出力平滑コンデンサＣ４からそれぞれダイオードＯＲ接続によりＬＥＤ点灯後は、交流電源１の位相角に応じて、整流回路２の直流側か出力平滑コンデンサＣ４の何れかから電力が供給され、制御電源回路３０は制御用電源を生成するようにしても良い。これにより同様の効果を得ることができる。

なお、実施の形態２においては、図７における出力電流検出抵抗Ｒ３及び図９における出力電流検出抵抗Ｒ４は、実施の形態１と同様に出力平滑コンデンサＣ３、Ｃ４の充電電流を検出する位置に設けられている。これにより、実施の形態１、２の両方の効果が得られるという利点がある。しかしながら、実施の形態２にかかる点灯装置１３０，１４０において、次に述べるように変形を行ってもよい。図１０および図１１は、実施の形態２の変形例にかかる点灯装置１５０、１６０をそれぞれ示す。点灯装置１５０、１６０は、出力電流検出抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続位置を除いては、点灯装置１３０、１４０それぞれと同様の回路構成を備える。点灯装置１５０、１６０では、ＬＥＤ５に流れる電流を検出する位置に（つまりＬＥＤ５と直列に）、出力電流検出抵抗Ｒ３、Ｒ４が設けられている。この場合、図１０および図１１にそれぞれ示すように、出力電流検出抵抗Ｒ３、Ｒ４それぞれの一端がＬＥＤ５のカソードと接続し、出力電流検出抵抗Ｒ３、Ｒ４それぞれの他端が出力平滑コンデンサＣ３、Ｃ４それぞれの他端に接続されている。この場合においても、点灯装置１５０、１６０は、選択回路１３２および制御電源回路３０を備えているので、上記実施の形態２において説明した効果を同様に得ることができる。

ここで述べた点灯装置１５０、１６０を包括する点灯装置は、例えば「交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、前記光源に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出した電流が前記光源の目標電流値に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、前記制御回路に駆動用電力を供給する制御電源回路と、を備え、前記制御電源回路は、前記光源に直流電流が供給される間、少なくとも前記交流電圧のゼロクロス付近において、前記出力平滑コンデンサから電力の供給を受けて、前記制御回路の駆動用電力を生成する点灯装置」として提供されてもよい。

実施の形態３
図１２は、本発明の実施の形態３にかかる照明器具２００の断面図である。照明器具２００は、照明器具本体４０、コネクタ４１、光源基板４２、および点灯装置４３を有する。照明器具本体４０は、点灯装置４３などを取り付けるための筺体である。コネクタ４１は、商用電源などの交流電源から電力の供給を受けるための接続部である。光源基板４２はＬＥＤなどの電気的光源を実装した基板である。

点灯装置４３はコネクタ４１および配線４４を介して交流電源からの電力を入力する。点灯装置４３は入力した電力を光源基板４２に供給する電力に変換する。点灯装置４３は配線４５を介して光源基板４２に接続している。点灯装置４３は、変換した電力を光源基板４２に供給する。光源基板４２の光源は、点灯装置４３から供給された電力により点灯する。

点灯装置４３の回路構成は、上述した実施の形態１にかかる点灯装置１００と同じであるものとする。これにより、実施の形態１にかかる点灯装置１００の利点を備えた点灯装置４３および照明器具２００が提供される。

なお、点灯装置４３の回路構成を、実施の形態１または実施の形態２にかかるそれぞれの点灯装置１２０、１３０、１４０、１５０、及び１６０からなる群から選択した１つの点灯装置と同じものとしてもよい。

実施の形態３にかかる照明器具２００によれば、実施の形態１〜２で述べた点灯装置のいずれか１つを組み込むことで、照明器具の小型化、高効率低、コスト化、高効率化が実現でき、且つ点灯開始直後の不快な閃光、光源の定格電流を超えることによる光源の破壊を防止することができる。

２ 整流回路、３ コンバータ部、４ 制御回路、５ ＬＥＤ ９ 誤差増幅器、１０ 第１比較器、１１ フリップフロップ回路、１２ 信号発生器、１３ 第２比較器、１４ 駆動回路、２０ 制御回路、３０ 制御電源回路、４０ 照明器具本体、４１ コネクタ、４２ 光源基板、４３ 点灯装置、４４、４５ 配線、１００、１１０、１２０、１３０、１４０、１５０、１６０ 点灯装置、１３２ 選択回路、２００ 照明器具、 Ｌ１ 第１インダクタ、Ｌ２ 第２インダクタ、Ｌ３１ チョークコイル、Ｃ１ 入力コンデンサ、Ｃ２ カップリングコンデンサ、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５ 出力平滑コンデンサ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ３１ ダイオード、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３ スイッチング素子、Ｒ３、Ｒ４ 出力電流検出抵抗、Ｔ１ トランス、Ｅ１ 第１基準電圧、Ｅ２ 第２基準電圧

本発明にかかる点灯装置は、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、前記出力平滑コンデンサの充電電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部により検出した信号と前記充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、前記充電電流が前記電流値目標に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、制御電源回路から前記制御回路の駆動用電力の供給を受けて動作し、前記光源に直流電流が供給される間、前記制御電源回路は、少なくとも前記交流電圧のゼロクロス付近において、前記出力平滑コンデンサから電力の供給を受けて、前記制御回路の駆動用電力を生成し、前記整流回路の直流出力から前記制御電源回路へと至る電力経路と、前記出力平滑コンデンサから前記制御電源回路へと至る電力経路と、のうち何れかの経路を選択して前記制御電源回路に電力供給を行う選択回路を有する。本発明にかかる照明器具は、発光素子を備える光源と、前記光源を点灯させる上記本発明にかかる点灯装置と、を備える。

Claims (10)

1. 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、
   前記出力平滑コンデンサの充電電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部により検出した信号と前記充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、前記充電電流が前記電流値目標に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、
   を備える点灯装置。
2. 前記変換回路は、
   前記整流回路の２つの直流出力端子間に並列に接続された第１コンデンサと、
   一端が前記第１コンデンサの一端に接続された第１インダクタと、
   第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記第１インダクタの他端に接続し、前記第１インダクタを介して前記第１コンデンサと並列接続した第１スイッチング素子と、
   一端が前記第１端子に接続された第２コンデンサと、
   一端が前記第２コンデンサの他端に接続され、前記第２コンデンサを介して前記第１スイッチング素子と並列接続された第２インダクタと、
   一端が前記第２インダクタの一端に接続した第１ダイオードと、
   前記第１ダイオードの他端に接続され、前記第１ダイオードを介して前記第２インダクタと並列に接続するとともに、光源と並列に接続すべき前記出力平滑コンデンサと、
   を備えたＳＥＰＩＣ回路である請求項１に記載の点灯装置。
3. 前記電流検出部は、前記第２インダクタと前記出力平滑コンデンサとを接続する経路内に直列に設けられた抵抗素子からなる請求項２に記載の点灯装置。
4. 前記変換回路は、
   前記整流回路の２つの直流出力端子に並列接続された第３コンデンサと、
   一端が前記第３コンデンサの一端に接続されたトランス１次巻き線と、
   第１端子、第２端子、および前記第１、２端子間をスイッチングする制御端子を備え、前記第１端子が前記トランス１次巻き線の他端に接続し、前記第２端子が前記第３コンデンサの他端に接続した第２スイッチング素子と、
   前記トランス１次巻き線と磁気的に結合したトランス２次巻き線と、
   一端が前記トランス２次巻き線の一端に接続した第２ダイオードと、
   前記第２ダイオードの他端に接続され、前記第２ダイオードを介して前記トランス２次巻き線と並列に接続するとともに、光源と並列に接続すべき前記出力平滑コンデンサと、
   を備えたフライバックコンバータ回路である請求項１に記載の点灯装置。
5. 前記電流検出部は、前記トランス２次巻き線と前記出力平滑コンデンサとを接続する経路内に直列に設けられた抵抗素子からなる請求項４に記載の点灯装置。
6. 前記制御回路は、前記電流検出部により検出された信号と前記充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号を比較する誤差増幅器を有し、
   前記誤差増幅器は、前記フィードバック制御の応答時間を前記交流電圧の１周期の１／２倍以上とする位相補償回路を備える請求項１〜５のいずれか１項に記載の点灯装置。
7. 前記制御回路は、制御電源回路から前記制御回路の駆動用電力の供給を受けて動作し、
   前記光源に直流電流が供給される間、前記制御電源回路は、少なくとも前記交流電圧のゼロクロス付近において、前記出力平滑コンデンサから電力の供給を受けて、前記制御回路の駆動用電力を生成する請求項１〜６のいずれか１項に記載の点灯装置。
8. 前記整流回路の直流出力から前記制御電源回路へと至る電力経路と、前記出力平滑コンデンサから前記制御電源回路へと至る電力経路と、のうち何れかの経路を選択して前記制御電源回路に電力供給を行う選択回路を有する請求項７に記載の点灯装置。
9. 前記選択回路は、第３ダイオードと第４ダイオードのカソード共通接続からなるダイオードＯＲ回路から構成され、前記第３ダイオードのアノードが前記整流回路の直流出力に接続され、前記第３ダイオードのカソードが前記制御電源回路の入力に接続され、前記第４ダイオードのアノードが前記出力平滑コンデンサに接続され、前記第４ダイオードのカソードが前記制御電源回路の入力に接続される請求項８に記載の点灯装置。
10. 発光素子を備える光源と、
    前記光源を点灯させる点灯装置と、
    を備え、
    前記点灯装置は、
    交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
    前記整流回路の直流出力端子間に接続され、負荷出力端子間に出力平滑コンデンサを有し、前記出力平滑コンデンサと並列に接続された光源に直流電流を供給する変換回路と、
    前記出力平滑コンデンサの充電電流を検出する電流検出部と、
    前記電流検出部により検出した信号と前記充電電流の電流値目標となる信号を示す目標信号との比較に基づいて、前記充電電流が前記電流値目標に近づくように前記変換回路をフィードバック制御する制御回路と、
    を備える照明器具。

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