JP2015201946A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の電力変換器のスイッチング駆動を行う場合に、スイッチング駆動による電磁騒音を低減するとともに、絶縁抵抗の低下の検出精度を向上させる。
【解決手段】複数の電力変換器（昇圧コンバータ１５及びインバータ１６，１７）におけるキャリア周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２同士の差分を変化させるように、各電力変換器におけるキャリア周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２をランダムに変化させるランダムキャリア制御を行う。このランダムキャリア制御によって、各電力変換器のスイッチング駆動による電磁騒音の周波数特性のピーク値を低減することができるとともに、絶縁抵抗Ｒｉの低下の検出に影響を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができる。
【選択図】図５

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、複数の電力変換器のスイッチング駆動を行う電力変換装置に関する。

下記特許文献１のＰＷＭインバータ装置では、ＰＷＭパルスの周波数を決めるキャリア周波数を任意のキャリア周波数を中心として所定周波数範囲だけ変動させることで、スイッチング損失を増加させることなく、スイッチング駆動による電磁騒音を聴感上低減している。また、下記特許文献２では、電力変換器（インバータ）を含む高電圧系統にパルス信号を印加して高電圧系統とアース（車体）間の絶縁抵抗の低下を検出している。

特開２００７−２０３２０号公報 特開２００３−２１９５５１号公報

同じ高電圧系統に接続された複数の電力変換器のスイッチング駆動を行う場合に、スイッチング駆動による電磁騒音を低減するために、各電力変換器におけるキャリア周波数を特許文献１のように変動させると、複数の電力変換器におけるキャリア周波数同士の差分に相当する周波数成分のノイズが、高電圧系統とアース間の電圧（コモンモード電圧）に重畳することがある。特許文献２のように絶縁抵抗の低下を検出する場合に、このノイズがコモンモード電圧に重畳すると、絶縁抵抗の低下の検出精度が低下しやすくなる。

本発明は、複数の電力変換器のスイッチング駆動を行う場合に、スイッチング駆動による電磁騒音を低減するとともに、絶縁抵抗の低下の検出精度を向上させることを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、上述した目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子のスイッチング駆動により電力変換を行う複数の電力変換器を含む高電圧系統と、所定周波数の検出信号を高電圧系統に印加して高電圧系統とアース間の絶縁抵抗の低下を検出する絶縁低下検出装置と、各電力変換器毎に、電圧指令信号とキャリア信号との比較に基づいてスイッチング素子のスイッチング駆動を制御する制御装置と、を備え、制御装置は、複数の電力変換器におけるキャリア信号同士の周波数差を変化させるように、各電力変換器におけるキャリア信号の周波数を変化させることを要旨とする。

本発明によれば、複数の電力変換器におけるキャリア信号同士の周波数差を変化させるように、各電力変換器におけるキャリア信号の周波数を変化させることで、各電力変換器のスイッチング駆動による電磁騒音を低減することができるとともに、絶縁抵抗の低下の検出に影響を与えるノイズの発生を抑制することができ、絶縁抵抗の低下の検出精度を向上させることができる。

本発明の実施形態に係る電力変換装置を備える電動機駆動システムの構成例を示す図である。 昇圧コンバータ１５におけるキャリア周波数ｆ０の時間変化の一例を示す図である。 昇圧コンバータ１５におけるキャリア周波数ｆ０の時間変化の一例を示す図である。 コモンモードノイズが重畳することでパルス電圧Ｖｄの波高値が変動する様子を説明する図である。 インバータ１６，１７におけるキャリア周波数ｆ１，ｆ２の時間変化の一例を示す図である。 本発明の実施形態におけるパルス電圧Ｖｄを示す図である。 インバータ１６，１７におけるキャリア周波数ｆ１，ｆ２の時間変化の他の例を示す図である。 インバータ１６，１７におけるキャリア周波数ｆ１，ｆ２の時間変化の他の例を示す図である。 ランダムキャリア制御を行う条件の一例を説明するフローチャートである。

以下、本発明を実施するための形態（以下実施形態という）を図面に従って説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置を備える電動機駆動システムの構成例を示す図である。本実施形態に係る電動機駆動システムは、例えば車両の駆動システムに用いることができ、二次電池１２とコンデンサ１４と昇圧コンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）１５とインバータ１６，１７とモータジェネレータ（回転電機）１８，１９を含む高電圧系統１０と、高電圧系統１０と車体（アース）２０間の絶縁抵抗Ｒｉの低下を検出する絶縁低下検出装置３０と、昇圧コンバータ１５及びインバータ１６，１７の駆動を制御する制御装置５０と、を備える。

高電圧系統１０において、二次電池１２は、充放電可能な直流電源として設けられている。電力変換器としての昇圧コンバータ１５は、スイッチング素子と、スイッチング素子に対し逆並列接続されたダイオード（整流素子）とを備える公知の構成により実現可能であり、スイッチング素子をオンオフするスイッチング駆動により、二次電池１２からの直流電圧を昇圧する電力変換を行ってインバータ１６，１７へ出力することが可能である。インバータ１６，１７の正側ライン（電源ライン）ＰＬと負側ライン（グランドライン）ＳＬ間にはコンデンサ１４が設けられており、昇圧コンバータ１５からの出力電力はコンデンサ１４に蓄えられる。一方、昇圧コンバータ１５のスイッチング素子のスイッチング駆動により、コンデンサ１４に蓄えられた電力を用いて二次電池１２の充電を行うことも可能である。

電力変換器としてのインバータ１６は、三相のスイッチング素子と、スイッチング素子に対し逆並列接続されたダイオード（整流素子）とを備える公知の構成により実現可能であり、三相のスイッチング素子をオンオフするスイッチング駆動により、昇圧コンバータ１５からの直流電圧を１２０°ずつ位相が異なる三相交流に変換する電力変換を行ってモータジェネレータ１８の三相コイルへ供給することが可能である。モータジェネレータ１８は、インバータ１６からの交流電力を受けて回転駆動可能である。一方、インバータ１６のスイッチング素子のスイッチング駆動により、モータジェネレータ１８の三相コイルの交流電圧を直流に変換する電力変換を行って昇圧コンバータ１５へ供給することも可能である。

同様に、電力変換器としてのインバータ１７も、三相のスイッチング素子と、スイッチング素子に対し逆並列接続されたダイオード（整流素子）とを備える公知の構成により実現可能であり、三相のスイッチング素子をオンオフするスイッチング駆動により、昇圧コンバータ１５からの直流電圧を１２０°ずつ位相が異なる三相交流に変換する電力変換を行ってモータジェネレータ１９の三相コイルへ供給することが可能である。モータジェネレータ１９は、インバータ１７からの交流電力を受けて回転駆動可能である。一方、インバータ１７のスイッチング素子のスイッチング駆動により、モータジェネレータ１９の三相コイルの交流電圧を直流に変換する電力変換を行って昇圧コンバータ１５へ供給することも可能である。このように、同じ高電圧系統１０に複数の電力変換器（昇圧コンバータ１５及びインバータ１６，１７）が互いに接続されている。なお、高電圧系統１０に接続される電力変換器の数については、複数であれば任意である。

絶縁低下検出装置３０において、パルス発生器４１は、所定周波数のパルス信号（検出信号）を発生する。パルス発生器４１は、検出抵抗４２及びカップリングコンデンサ４３を介して高電圧系統１０（負側ラインＳＬ）に接続されており、パルス発生器４１が発生するパルス信号は、検出抵抗４２及びカップリングコンデンサ４３を介して高電圧系統１０（負側ラインＳＬ）に印加される。バンドパスフィルタ４４は、検出抵抗４２とカップリングコンデンサ４３の接続点４５に接続されている。パルス発生器４１の発生する所定周波数のパルス信号がバンドパスフィルタ４４を通過するように、バンドパスフィルタ４４の通過帯域が設計されている。絶縁抵抗Ｒｉは、図１に例示するように、高電圧系統１０（負側ラインＳＬ）と車体２０間の抵抗値で等価的に示される。

絶縁低下検出装置３０により高電圧系統１０と車体２０間の絶縁抵抗Ｒｉの低下を検出する場合は、パルス発生器４１からパルス信号を出力する。出力されたパルス信号は、検出抵抗４２とカップリングコンデンサ４３と絶縁抵抗Ｒｉを含んで構成される直列回路に印加される。その際に、検出抵抗４２とカップリングコンデンサ４３の接続点４５には、絶縁抵抗Ｒｉ及び検出抵抗４２（抵抗値Ｒｄ）の分圧比Ｒｉ／（Ｒｄ＋Ｒｉ）とパルス信号の振幅との積を波高値とするパルス電圧が発生し、バンドパスフィルタ４４を通過することでパルス電圧以外の周波数成分が除去される。絶縁抵抗Ｒｉが低下すると、検出抵抗４２とカップリングコンデンサ４３の接続点４５におけるパルス電圧の波高値が低下するため、バンドパスフィルタ４４を通過したパルス電圧Ｖｄの波高値を検出することで、絶縁抵抗Ｒｉの低下（漏電）を検出することが可能である。例えばバンドパスフィルタ４４を通過したパルス電圧Ｖｄの波高値が閾値より小さい場合は、絶縁抵抗Ｒｉが低下していると判定することが可能である。

制御装置５０において、電圧指令信号生成部５２は、昇圧コンバータ１５の電圧指令信号Ｖ０、インバータ１６の三相電圧指令信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１、及びインバータ１７の三相電圧指令信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を生成する。電圧指令信号Ｖ０の値は昇圧コンバータ１５の昇圧比（電圧変換比）に対応し、三相電圧指令信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の周波数はモータジェネレータ１８の回転速度に対応し、三相電圧指令信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２の周波数はモータジェネレータ１９の回転速度に対応する。キャリア信号生成部５５は、昇圧コンバータ１５のスイッチング制御（ＰＷＭ制御）を行うための三角波キャリア信号Ｃ０、インバータ１６のＰＷＭ制御を行うための三角波キャリア信号Ｃ１、及びインバータ１７のＰＷＭ制御を行うための三角波キャリア信号Ｃ２を生成する。

スイッチング駆動部５６は、昇圧コンバータ１５の電圧指令信号Ｖ０と三角波キャリア信号Ｃ０との比較に基づいて、昇圧コンバータ１５のスイッチング素子のスイッチング駆動（ＰＷＭ駆動）を制御する。その際には、電圧指令信号Ｖ０の値と三角波キャリア信号Ｃ０の値が一致するタイミングを昇圧コンバータ１５のスイッチング素子のオンオフを切り替えるスイッチングタイミングとし、例えば、電圧指令信号Ｖ０の値が三角波キャリア信号Ｃ０の値より大きい期間でスイッチング素子をオンとし、電圧指令信号Ｖ０の値が三角波キャリア信号Ｃ０の値より小さい期間でスイッチング素子をオフとする。さらに、スイッチング駆動部５６は、インバータ１６の三相電圧指令信号Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と三角波キャリア信号Ｃ１との比較に基づいて、インバータ１６の三相スイッチング素子のスイッチング駆動（ＰＷＭ駆動）を制御し、インバータ１７の三相電圧指令信号Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２と三角波キャリア信号Ｃ２との比較に基づいて、インバータ１７の三相スイッチング素子のスイッチング駆動（ＰＷＭ駆動）を制御する。例えばＵ相電圧指令信号Ｕ１の値と三角波キャリア信号Ｃ１の値が一致するタイミングをインバータ１６のＵ相スイッチング素子のスイッチングタイミングとし、Ｖ相電圧指令信号Ｖ２の値と三角波キャリア信号Ｃ２の値が一致するタイミングをインバータ１７のＶ相スイッチング素子のスイッチングタイミングとする。このように、各電力変換器毎に、電圧指令信号とキャリア信号との比較に基づいてスイッチング素子のスイッチング駆動が制御される。

昇圧コンバータ１５のスイッチング駆動時には、スイッチング周波数に応じた周波数の電磁騒音が発生する。これに対してキャリア信号生成部５５は、昇圧コンバータ１５の三角波キャリア信号Ｃ０の周波数（キャリア周波数）ｆ０を設定周期Ｔ毎にランダム（不規則）に変化させるランダムキャリア制御を行うことで、昇圧コンバータ１５のスイッチング周波数をランダムに変化させる。例えば図２，３に示すように、基準周波数ｆｓ０を中心とした設定周波数範囲内でキャリア周波数ｆ０を設定周期Ｔ毎にランダムに変動させる。これによって、昇圧コンバータ１５の電磁騒音の周波数を広帯域に分散させ、電磁騒音の周波数特性のピーク値を低減することができる。同様に、インバータ１６，１７のスイッチング駆動時にも、スイッチング周波数に応じた周波数の電磁騒音が発生するが、キャリア信号生成部５５は、インバータ１６，１７の三角波キャリア信号Ｃ１，Ｃ２の周波数（キャリア周波数）ｆ１，ｆ２を設定周期Ｔ毎にランダムに変化させるランダムキャリア制御を行うことで、インバータ１６，１７の電磁騒音の周波数を広帯域に分散させ、電磁騒音の周波数特性のピーク値を低減することができる。ここでの設定周期Ｔは、三角波キャリア信号Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２の周期と比べて十分長い時間に設定される。

ただし、例えばインバータ１６のキャリア周波数ｆ１とインバータ１７のキャリア周波数ｆ２に関して、Ｎ１×ｆ１＝Ｎ２×ｆ２を満たす整数Ｎ１、Ｎ２が存在せず、周波数差Δｆ２１＝Ｎ１×ｆ１−Ｎ２×ｆ２がある場合は、インバータ１６，１７のスイッチング駆動時に、高電圧系統１０と車体２０間のコモンモード電圧が周波数Δｆ２１で変動することによるコモンモードノイズが発生する。同様に、昇圧コンバータ１５のキャリア周波数ｆ０とインバータ１６のキャリア周波数ｆ１に関して周波数差Δｆ１０＝（Ｎ０×ｆ０−Ｎ１×ｆ１）（Ｎ０は整数）がある場合も、昇圧コンバータ１５及びインバータ１６のスイッチング駆動時に、コモンモード電圧が周波数Δｆ１０で変動することによるコモンモードノイズが発生し、昇圧コンバータ１５のキャリア周波数ｆ０とインバータ１７のキャリア周波数ｆ２に関して周波数差Δｆ２０＝（Ｎ０×ｆ０−Ｎ２×ｆ２）がある場合も、昇圧コンバータ１５及びインバータ１７のスイッチング駆動時に、コモンモード電圧が周波数Δｆ２０で変動することによるコモンモードノイズが発生する。

高電圧系統１０と車体２０間の絶縁抵抗Ｒｉの低下を検出するために、絶縁低下検出装置３０のパルス発生器４１から出力されるパルス信号の周波数ｆｄは、通常キャリア周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２と比較して十分小さい値である。そのため、周波数ｆ０やｆ１やｆ２のコモンモードノイズが高電圧系統１０（負側ラインＳＬ）に重畳したとしても、バンドパスフィルタ４４で除去されることで、絶縁抵抗Ｒｉの低下の検出に影響を与えない。しかし、周波数差Δｆ２１やΔｆ１０やΔｆ２０がパルス信号の周波数ｆｄに近いと、高電圧系統１０（負側ラインＳＬ）に重畳した周波数Δｆ２１やΔｆ１０やΔｆ２０のコモンモードノイズ成分がバンドパスフィルタ４４を通過することで、例えば図４に示すように、バンドパスフィルタ４４を通過したパルス電圧Ｖｄの波高値が変動する。その場合は、絶縁抵抗Ｒｉの低下を精度よく検出することが困難となる。

そこで、本実施形態では、キャリア信号生成部５５は、複数の電力変換器（昇圧コンバータ１５及びインバータ１６，１７）における三角波キャリア信号Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２同士の周波数差を変化させるように、各電力変換器における三角波キャリア信号Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２の周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２をランダムに変化させるランダムキャリア制御を行う。以下の説明では、ランダムキャリア制御におけるインバータ１６のキャリア周波数ｆ１とインバータ１７のキャリア周波数ｆ２との関係について説明するが、昇圧コンバータ１５のキャリア周波数ｆ０とインバータ１６のキャリア周波数ｆ１との関係、及び昇圧コンバータ１５のキャリア周波数ｆ０とインバータ１７のキャリア周波数ｆ２との関係についても同様である。

インバータ１６，１７におけるキャリア周波数ｆ１，ｆ２の時間変化の一例を図５に示す。図５の例では、基準周波数ｆｓ１を中心とした設定周波数範囲内でキャリア周波数ｆ１（ｔ）（ｔは時間）を設定周期Ｔ毎にランダムに変動させるとともに、基準周波数ｆｓ２を中心とした設定周波数範囲内でキャリア周波数ｆ２（ｔ）を設定周期Ｔ毎にランダムに変動させている。つまり、キャリア周波数の各切替時刻ｔｎ（ｎは自然数）において、キャリア周波数ｆ１の変動幅Δｆ１（ｔｎ）≠０、且つキャリア周波数ｆ２の変動幅Δｆ２（ｔｎ）≠０が成立する。さらに、キャリア周波数の各切替時刻ｔｎにおいて、キャリア周波数ｆ１の変動幅Δｆ１（ｔｎ）がキャリア周波数ｆ２の変動幅Δｆ２（ｔｎ）と異なる（Δｆ１（ｔｎ）≠Δｆ２（ｔｎ）が成立する）ように、変動幅Δｆ１（ｔｎ），Δｆ２（ｔｎ）をランダムに設定することで、同時刻ｔにおけるキャリア周波数ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）の差分が一定値にならないようランダムに変動させる。これによって、キャリア周波数ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）の周波数差Δｆ２１に対応する周波数成分が広帯域に拡散し、高電圧系統１０に重畳するコモンモードノイズの周波数成分が広帯域に拡散するため、バンドパスフィルタ４４を通過する周波数ｆｄ近傍のコモンモードノイズ成分のレベルが低減する。その結果、例えば図６に示すように、周波数差Δｆ２１のコモンモードノイズ成分によるパルス電圧Ｖｄの波高値の変動を抑制することができ、絶縁抵抗Ｒｉの低下を精度よく検出することができる。

インバータ１６，１７におけるキャリア周波数ｆ１，ｆ２の時間変化の他の例を図７に示す。図７の例では、キャリア周波数ｆ１，ｆ２を設定周期Ｔ毎にランダムに切り替え、さらに、キャリア周波数ｆ１の各切替時刻ｔａｎに対してキャリア周波数ｆ２の各切替時刻ｔｂｎをずらしている。図７の例では、キャリア周波数ｆ１，ｆ２の切替時刻ｔａｎ，ｔｂｎの時間差ΔｔａｂをＴ／２としているが、Ｔ／２以外の時間差Δｔａｂにすることも可能である。図７の例のように、ランダムに切り替えるキャリア周波数ｆ１，ｆ２の切替時刻ｔａｎ，ｔｂｎに時間差Δｔａｂを設けることによっても、同時刻ｔにおけるキャリア周波数ｆ１（ｔ），ｆ２（ｔ）の差分が一定値にならないようランダムに変動させることができる。その結果、高電圧系統１０に重畳するコモンモードノイズの周波数成分が広帯域に拡散し、バンドパスフィルタ４４を通過する周波数ｆｄ近傍のコモンモードノイズ成分のレベルが低減する。

インバータ１６，１７におけるキャリア周波数ｆ１，ｆ２の時間変化の他の例を図８に示す。図８の例では、キャリア周波数ｆ１，ｆ２を設定周期Ｔ毎にランダムに切り替え、さらに、所定周期Ｔｐ毎にキャリア周波数ｆ１の変動幅Δｆ１をキャリア周波数ｆ２の変動幅Δｆ２と異ならせることでキャリア周波数ｆ１，ｆ２の差分Δｆ２１を変動させる。ここでの所定周期Ｔｐは、設定周期ＴのＮａ（Ｎａは２以上の整数）倍に設定され、さらに、バンドパスフィルタ４４を通過する周波数ｆｄの逆数より短い周期に設定される。図８の例では、所定周期Ｔｐを設定周期Ｔの４倍（Ｎａ＝４）としているが、４倍以外の周期にすることも可能である。図８の例のように、キャリア周波数ｆ１，ｆ２の差分Δｆ２１が一定値にならないよう所定周期Ｔｐ毎に変動させることによっても、高電圧系統１０に重畳するコモンモードノイズの周波数成分が広帯域に拡散し、バンドパスフィルタ４４を通過する周波数ｆｄ近傍のコモンモードノイズ成分のレベルが低減する。

以上説明した本実施形態によれば、複数の電力変換器（昇圧コンバータ１５及びインバータ１６，１７）におけるキャリア周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２同士の差分を変化させるように、各電力変換器におけるキャリア周波数ｆ０，ｆ１，ｆ２をランダムに変化させるランダムキャリア制御を行う。このランダムキャリア制御によって、各電力変換器のスイッチング駆動による電磁騒音の周波数特性のピーク値を低減することができる。それとともに、絶縁抵抗Ｒｉの低下の検出に影響を与えるコモンモードノイズの発生を抑制することができるので、コモンモードノイズによるパルス電圧Ｖｄの波高値の変動を抑制することができ、絶縁抵抗Ｒｉの低下の検出精度を向上させることができる。

本実施形態では、図９のフローチャートに従ってランダムキャリア制御を行うことも可能である。ステップＳ１０１では、各電力変換器のスイッチング駆動による電磁騒音が発生する周波数条件であるか否かが判定される。例えばキャリア周波数ｆ１，ｆ２が可聴周波数帯域内である場合は、ステップＳ１０１の判定結果はＹＥＳとなり、ステップＳ１０４に進む。一方、キャリア周波数ｆ１，ｆ２が可聴周波数帯域外である場合は、ステップＳ１０１の判定結果はＮＯとなり、ステップＳ１０２に進む。

ステップＳ１０２では、各電力変換器のスイッチング駆動による低周波ノイズが絶縁低下検出装置３０に重畳する周波数条件であるか否かが判定される。例えばキャリア周波数ｆ１，ｆ２の周波数差Δｆ２１がバンドパスフィルタ４４の通過帯域内である場合は、ステップＳ１０２の判定結果はＹＥＳとなり、ステップＳ１０４に進む。一方、キャリア周波数ｆ１，ｆ２の周波数差Δｆ２１がバンドパスフィルタ４４の通過帯域外である場合は、ステップＳ１０２の判定結果はＮＯとなり、ステップＳ１０３に進む。

ステップＳ１０３では、各電力変換器におけるキャリア周波数を固定する通常制御が行われる。一方、ステップＳ１０４では、前述のランダムキャリア制御が行われる。そして、ステップＳ１０５では、絶縁低下検出装置３０による漏電（絶縁抵抗Ｒｉの低下）の検出が行われる。

図９のフローチャートによれば、各電力変換器のスイッチング駆動による電磁騒音が発生する（各キャリア周波数が可聴周波数帯域内である）周波数条件である場合は、ランダムキャリア制御を行う。さらに、スイッチング駆動による電磁騒音が発生しない（各キャリア周波数が可聴周波数帯域外である）周波数条件であっても、絶縁低下検出装置３０に低周波ノイズが重畳する（キャリア周波数同士の差がバンドパスフィルタ４４の通過帯域内である）周波数条件である場合は、ランダムキャリア制御を行う。これによって、漏電（絶縁抵抗Ｒｉの低下）の検出を正確に行うことが可能となる。一方、スイッチング駆動による電磁騒音が発生せず、且つ絶縁低下検出装置３０に低周波ノイズが重畳しない（キャリア周波数同士の差がバンドパスフィルタ４４の通過帯域外である）周波数条件である場合は、ランダムキャリア制御を行わず、各電力変換器におけるキャリア周波数を固定する通常制御を行う。これによって、キャリア周波数の切り替えに伴う応答性の変化等を最小限に抑えることができる。

以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

１０ 高電圧系統、１２ 二次電池、１４ コンデンサ、１５ 昇圧コンバータ、１６，１７ インバータ、１８，１９ モータジェネレータ、２０ 車体、３０ 絶縁低下検出装置、４１ パルス発生器、４２ 検出抵抗、４３ カップリングコンデンサ、４４ バンドパスフィルタ、５０ 制御装置、５２ 電圧指令信号生成部、５５ キャリア信号生成部、５６ スイッチング駆動部。

Claims (1)

1. スイッチング素子のスイッチング駆動により電力変換を行う複数の電力変換器を含む高電圧系統と、
   所定周波数の検出信号を高電圧系統に印加して高電圧系統とアース間の絶縁抵抗の低下を検出する絶縁低下検出装置と、
   各電力変換器毎に、電圧指令信号とキャリア信号との比較に基づいてスイッチング素子のスイッチング駆動を制御する制御装置と、
   を備え、
   制御装置は、複数の電力変換器におけるキャリア信号同士の周波数差を変化させるように、各電力変換器におけるキャリア信号の周波数を変化させる、電力変換装置。

Images