JP2015195232A

JP2015195232A - 多波長光源装置

Info

Publication number: JP2015195232A
Application number: JP2014070982A
Authority: JP
Inventors: 啓二田中; Keiji Tanaka; エドワーズフィリップ; Edwards Phillip
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2014-03-31
Filing date: 2014-03-31
Publication date: 2015-11-05

Abstract

【課題】複数の光源の出力強度を高精度に制御することが可能な多波長光源装置を提供すること。
【解決手段】発光モジュール１は、複数のＬＤ７ａ〜７ｄと、ＬＤ７ａ〜７ｄの出力光を多重化する光マルチプレクサ１１と、光マルチプレクサ１１の出力光を検知するＰＤ１７と、ＬＤ７ａ〜７ｄの出力光の強度を制御するコントローラ２１と、を備え、コントローラ２１は、ディザー信号源２９と、ＬＤ７ａ〜７ｄそれぞれに対応して設けられるＡＰＣ回路３５ａ〜３５ｄと、ディザー信号をＡＰＣ回路３５ａ〜３５ｄのうちの１つの出力に重畳させる選択回路４１と、を有し、コントローラ２１は、ＡＰＣ回路３５ａ〜３５ｄのうちの１つによって供給されるバイアス電流にディザー信号を重畳し、ＰＤ１７から出力されたモニタ信号のディザー信号の成分を抽出し、抽出した信号を基にバイアス電流を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の波長成分を有する光を生成する多波長光源装置に関するものである。

近年では、光通信システムで実現される伝送容量が飛躍的に向上してきている。それに応じて、従来の全二重の通信規格では伝送能力の不足が顕著になってきている。これに対する１つの解決策として、波長多重伝送と呼ばれる方式、すなわち、１本のファイバ中に複数の信号を多重化して送受する方式が一般化されようとしている。例えば、業界規格であるＱＳＦＰ＋（Quadrature Small Form Factor Pluggable）規格においては、１．３μｍ帯に含まれ互いに２０ｎｍの波長間隔で設定されている４つの光信号を多重化して、それぞれの光信号を利用して通信速度10Gbps或いは25Gbpsで通信することにより、全体の伝送速度40Gpbs或いは100Gbpsが達成されている。

上記の波長多重伝送方式で用いられる光トランシーバとしては、下記特許文献１，２のようなものが知られている。これらの光トランシーバには、複数の光源と、それらの光源が出射する複数の光を受光して光源の出力光強度を帰還制御する複数のＡＰＣ（Automatic Power Control）回路とが必要とされる。すなわち、ＴＯＳＡ（Transmitter Optical Sub-Assembly）等の１つのパッケージ内に複数の光源、及び光源の数分のＡＰＣ回路が必要となる。

特開平７−３３６３０７号公報特開２０００−１５１０１２号公報

しかしながら、波長多重伝送方式を採用する光トランシーバであっても、小型化が要求されるため、複数のＡＰＣ回路によって制御される出力光強度の精度が問題となる。すなわち、小型化された同一パッケージ内に内蔵される複数の光源のうちの１つの光源の出力強度をモニタする際に、他の光源の出力の影響を避けることができず、モニタの正確性が損なわれる。その結果、光源の発光強度を精度よく制御することができない傾向にあった。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、複数の光源の出力強度を高精度に制御することが可能な多波長光源装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の一側面に係る多波長光源装置は、互いに異なる波長成分の光を生成する複数の発光素子と、複数の発光素子の出力光を多重化する光マルチプレクサと、光マルチプレクサの出力光を検知する受光素子と、複数の発光素子の出力光の強度を制御する制御回路と、を備え、制御回路は、低周波の信号を生成する信号源と、複数の発光素子それぞれに対応して設けられる複数のバイアス制御回路と、低周波の信号を複数のバイアス制御回路のうちの１つの出力に重畳させる出力回路と、を有し、制御回路は、複数のバイアス制御回路のうちの１つによって供給されるバイアス電流に低周波の信号を重畳し、受光素子から出力されたモニタ信号の低周波の成分を抽出し、抽出した信号を基にバイアス電流を制御する。

或いは、本発明の別の側面に係る多波長光源装置は、互いに異なる波長成分の光を生成する複数の発光素子と、複数の発光素子それぞれの出力光を検知し複数のモニタ信号を出力する複数の受光素子と、複数の発光素子それぞれの出力光の強度を制御する複数の制御ユニットを含む制御回路と、を備え、複数の制御ユニットのそれぞれは、低周波の信号を生成する信号源と、バイアス制御回路と、低周波の信号をバイアス制御回路の出力に重畳させる出力回路と、を有し、制御ユニットのそれぞれは、バイアス制御回路によって供給されるバイアス電流に低周波の信号を重畳し、発光素子に対応する受光素子から出力されたモニタ信号の低周波の成分を抽出し、抽出した信号を基にバイアス電流を制御する。

本発明によれば、複数の光源の出力強度を高精度に制御することができる。

本発明の好適な一実施形態に係る発光モジュール１の概略構成を示すブロック図である。図１の乗算器３３に与えられるディザー信号Ａを矩形波とし、モニタ出力ＰＤｏｕｔとの位相差θを様々変化させた場合の乗算器３３の出力波形Ｙを示す図である。本発明の変形例に係る発光モジュール１Ａの概略構成を示すブロック図である。本発明の変形例に係る発光モジュール１Ｂの概略構成を示すブロック図である。本発明の変形例に係る発光モジュール１Ｃの概略構成を示すブロック図である。本発明の変形例に係る発光モジュール１Ｄの概略構成を示すブロック図である。

以下、添付図面を参照しながら本発明による多波長光源装置の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の好適な一実施形態に係る多波長光源装置である発光モジュール１の概略構成を示すブロック図である。この発光モジュール１は、光学ユニット部３と電気ユニット部５とを内蔵している。この光学ユニット部３は、互いに異なる波長成分の光を生成する４個の発光素子であるレーザダイオード（以下、「ＬＤ」という）７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄと、４個のＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのそれぞれを駆動する４個の駆動回路９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄと、４個のＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄから出力された光信号を光学的に多重化する光マルチプレクサ１１と、この光マルチプレクサ１１の出力光を２つに分岐するビームスプリッタ１３と、ビームスプリッタ１３の一方の出力光を外部に導く光ファイバ１５と、ビームスプリッタ１３の他方の出力光を受光することにより光マルチプレクサ１１の出力光をモニタ（検知）する受光素子であるフォトダイオード（以下、「ＰＤ」という）１７とを備える。一方、電気ユニット部５は、ＰＤ１７の出力信号を処理するパワーモニタ回路１９だけをアナログ回路として有し、それ以外に、ＡＰＣ機能及びＰＤ１７へのバイアス機能を担うＣＰＵを内蔵するデジタル回路であるコントローラ（制御回路）２１を有している。ここで、光ファイバ１５は、外部の光ファイバとビームスプリッタ１３とを光学的に結合する光学結合系に置換されてもよい。

以下、電気ユニット部５の構成について詳細に説明する。

パワーモニタ回路１９は、演算増幅器２３と抵抗素子２５とを含んだ反転増幅器であるトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ：TransImpedance Amplifier）であり、ＰＤ１７によってモニタされた出力光の強度に対応する信号（モニタ信号）を出力する。詳細には、演算増幅器２３の反転入力端子がＰＤ１７のカソードに接続され、その非反転入力端子にはバイアス設定電圧Ｖ_ＰＤが印加され、抵抗素子２５は、演算増幅器２３の反転入力端子と出力端子との間に接続されている。このパワーモニタ回路１９の出力としての抵抗素子２５の両端の電圧は、コントローラ２１のＡ／Ｄ変換器２７に入力されてデジタル信号に変換される。

コントローラ２１は、低周波のデジタル信号であるディザー信号を生成するディザー信号源２９と、ディザー信号源２９の出力に接続された遅延部（位相調整回路）３１と、ディザー信号源２９の出力及びＡ／Ｄ変換器２７の出力に接続された乗算器３３と、乗算器３３の出力に接続された選択回路（セレクタ）３４と、選択回路３４の出力に接続され、４個のＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのそれぞれに対応して設けられたバイアス制御回路である４個のＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄと、外部のホスト装置１００との間で信号を送受信して発光モジュール１の全体の動作を制御する演算回路３７と、ディザー信号源２９の出力にＤ／Ａ変換器３９を介して接続された選択回路（出力回路）４１とを含んで構成されている。これらのＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄのそれぞれは、同一の機能構成を有しており、選択回路３４の出力に接続されたローパスフィルタ（ＬＰＦ）４５と、ＬＰＦ４５の出力に接続された減算器４７と、減算器４７の出力にこの順で接続された積分器４９、増幅器５１、及び加算器５３とを含んでいる。そして、加算器５３の出力は、ＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄのそれぞれに対応して設けられたＤ／Ａ変換器５５ａ，５５ｂ，５５ｃ，５５ｄ及びインダクタ５７ａ，５７ｂ，５７ｃ，５７ｄを経由して、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのアノードに接続される。

上記のような電気ユニット部５において、パワーモニタ回路１９の出力がＡ／Ｄ変換器２７に入力されデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２７の出力は、乗算器３３に導かれ、ディザー信号との間で積演算処理が為される。この乗算器３３により、パワーモニタ回路１９の出力からディザー信号の周波数と同一の低周波数の成分だけが選択されて抽出される。乗算器３３の出力は、選択回路３４によっていずれかのＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄに選択的に出力され、選択されたＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄによって処理される。すなわち、乗算器３３の出力は、ＬＰＦ４５を経由することにより、ＰＤ１７に入力する光の強度に相当する直流（ＤＣ）信号に変換される。そして、減算器４７は、そのＤＣ信号と予め設定されたＴａｒｇｅｔ信号とを比較し、その差をゼロとするように積分器４９及びその後段の増幅器５１を動作させる。増幅器５１の出力は、加算器５３により初期設定値Ｉｎｉｔ１が加算された後に、いずれかのＤ／Ａ変換器５５ａ，５５ｂ，５５ｃ，５５ｄを介することによりアナログ信号に変換されてから、対応するＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄに対してバイアス電流として供給される。その結果、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄに供給されるバイアス電流が調整されて、それらの出力光の強度が制御される。

コントローラ２１内で生成されるディザー信号は、遅延部３１を介して乗算器３３に与えられると同時に、Ｄ／Ａ変換器３９によりアナログ信号に変換された上で、選択回路４１によって選択された４つのＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのうちの１つのバイアス電流に重畳されて供給される。すなわち、ディザー信号は、選択回路３４によって選択されているＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄに対応するいずれかのＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのバイアス電流に対して重畳される。このような選択回路４１，３４による選択動作は、演算回路３７によって制御される。このとき、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄには、高周波信号を遮断するインダクタ５７ａ，５７ｂ，５７ｃ，５７ｄを介してバイアス電流が供給される。このようにして、それぞれのＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄに対応してデジタル回路によるＡＰＣ帰還ループが形成されている。

さらに、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは、上記のＡＰＣ帰還ループにより、そのバイアス電流が直流的に制御される一方、外部から端子ＩＮａ，ＩＮｂ，ＩＮｃ，ＩＮｄ，ＩＮＢａ，ＩＮＢｂ，ＩＮＢｃ，ＩＮＢｄを介して、駆動回路９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄに供給される変調信号によっても駆動される。ここで、それぞれの端子ＩＮａ，ＩＮｂ，ＩＮｃ，ＩＮｄと、それらに対応するそれぞれの端子ＩＮＢａ，ＩＮＢｂ，ＩＮＢｃ，ＩＮＢｄとには、相補的な信号、すなわち位相が１８０度異なる信号が供給される。例えば、ＬＤ７ａの出力光は、端子ＩＮａ，ＩＮＢａに与えられる差動信号から変換された単相信号によって変調される。それぞれのＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは、出力光の消光比が所定値に近づくようにその利得が演算回路３７によって制御されている。ここで、これらのＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは、それぞれの出力光の波長が異なっている。例えば、それぞれの出力波長は、ＣＷＣＭ（Coarse Wavelength Division Multiplexing）規格で規定される波長の一に設定されている。光マルチプレクサ１１は、これらの波長の異なる複数の光信号を合成して出力する。

次に、電気ユニット部５によるＡＰＣ帰還制御動作の詳細について説明する。

まず、演算回路３７は、複数のＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄに対応するレーンのうちの一のレーンを選択する信号を選択回路３４，４１に出力する。これにより、ディザー信号源２９が生成し、Ｄ／Ａ変換器３９によってアナログ信号に変換された信号は、Ｄ／Ａ変換器５５ａ，５５ｂ，５５ｃ，５５ｄの電流出力のうち、選択回路４１により選択された一の電流出力に重畳されて、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのうちの１つに供給される。ここで、Ｄ／Ａ変換器５５ａ，５５ｂ，５５ｃ，５５ｄの出力とＤ／Ａ変換器３９の出力との比は、以下に説明する乗算器３３によるロックイン動作に必要な程度に設定され、好ましくは５〜１０％の範囲である。

選択回路３４，４１によってＬＤ７ｂのレーンが選択された場合は、重畳信号が供給されたＬＤ７ｂは、同時に端子ＩＮｂ，ＩＮＢｂに与えられた変調信号によっても駆動されている。ここで、ディザー信号の周波数を、変調信号の周波数とは異なる波長帯域に設定することで両者の干渉を実質的に少なくすることが可能となる。例えば、発光モジュール１の伝送信号の周波数を１０Ｇｂｐｓとすると、ディザー信号の周波数を１ＫＨｚ程度に設定すれば、ディザー信号の周波数は伝送信号の周波数の１０^−７倍となり、ディザー信号が伝送信号に与える影響を無視することができる。ＬＤ７ｂは、このディザー信号成分を含んだバイアス電流が供給される一方で、端子ＩＮｂ，ＩＮＢｂに与えられる変調信号によっても変調されて動作する。また、他のＬＤ７ａ，７ｃ，７ｄは、ディザー信号が重畳されていないバイアス電流が供給されている。そして、これらのＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの出射する光信号は光マルチプレクサ１１によって合波されて発光モジュール１外に導かれると同時に、その一部がビームスプリッタ１３により分岐されてＰＤ１７に入射する。ビームスプリッタ１３での分岐比は、それが大きいとモニタ光の信号成分が大きな値となってＡＰＣ帰還制御が安定する一方で、外部に取り出される本来の出射光強度が減少するため、適切な値に設定される。

また、本実施形態では、モニタ光の強度を特定するために、いわゆる位相同期アンプ（ロックインアンプ）を採用している。ロックインアンプは、本来雑音に埋もれた信号を検知するためのアンプであり、耐雑音特性が非常に優れている。従って、ビームスプリッタ１３の分岐比が小さい場合（外部光出力の割合が大きく設定される場合）であっても、確実に光信号成分を取り出すことが可能である。従って、本実施形態においては、安定な帰還制御のために１０％程度の分岐比の値を必要としていた従来のＡＰＣ制御に比較して、数％の小さい分岐比であっても安定な帰還制御が可能である。

さらに、ＰＤ１７が受光する光は、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ全ての光信号を含むものとなる。全てのＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄが等しい出力光強度で動作している場合において、ビームスプリッタ１３の分岐比（ＰＤ１７に向かう光の強度の割合）を１０％に設定したとしても、そのモニタ光全体に対するＬＤ７ｂの寄与分はその１／４の２．５％にまで低下する。かかる微小強度の光信号から特定の周波数成分のみを抽出するにはロックインアンプの構成が非常に効果的となる。

すなわち、ＰＤ１７はＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの生成する光信号の全ての波長を含む分岐光を検知し、その検知した強度に対応した光電流を生成する。この光電流は次段のトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）に入力される。ＴＩＡは、いわゆる演算増幅器（Op-Amp：Operational Amplifier）を用いた反転増幅器（Inverting Amplifier）であり、Op-Ampの基本特性として、２つの相補的入力端が仮想接地されるように動作する。すなわち、ＴＩＡにおいては、Op-Ampの非反転入力端子にはバイアス設定電圧Ｖ_ＰＤが印加されており、Op-Ampの反転入力端子の電位がこのバイアス設定電圧Ｖ_ＰＤに設定される。これにより、ＰＤ１７にはこのバイアス設定電圧Ｖ_ＰＤが供給される。一方、ＰＤ１７で生成された光電流は、Op-Ampの非反転入力の入力インピーダンス及びＡ／Ｄ変換器２７の入力インピーダンスが十分に大きい値の場合には、次の条件が満足される。すなわち、光電流の大部分は抵抗素子２５を経由してOp-Ampの出力に流れ込み、抵抗素子２５の両端に光電流の大きさ（ＰＤ１７において検知した光強度）に対応した電位を誘起する。そして、Ａ／Ｄ変換器２７はこの電位を差動検知して対応するデジタル信号に変換する。

コントローラ２１内では、デジタル信号に変換されたＰＤ１７のモニタ出力に関して以下の処理が施される。まず、モニタ出力のＡＣ成分について、ディザー信号との間で乗算処理が行われる。ここで、ディザー信号の周波数をω（＝２πｆ）とすると、ディザー信号はＡ＝ａ・ｓｉｎ（ωｔ）、モニタ出力のＡＣ成分はＢ＝ｂ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）と表される。このように、モニタ出力が必ずしもディザー信号とその位相が一致しているとは限らない。乗算処理後の信号Ｙは、下記式；
Ｙ＝｛ａ・ｓｉｎ（ωｔ）｝×｛ｂ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）｝
＝ａｂ・｛１−ｃｏｓ（２ωｔ）｝／２（θ＝０の場合）
＝ａｂ・ｓｉｎ（２ωｔ）／２（θ＝π／２の場合）
＝ａｂ・｛ｃｏｓ（２ωｔ）−１｝／２（θ＝πの場合）
＝−ａｂ・ｓｉｎ（２ωｔ）／２（θ＝３π／２の場合）
のように表される。従って、乗算処理後の信号のＤＣ成分に注目すると、ａｂ／２（θ＝０）〜−ａｂ／２（θ＝π）で変化する。モニタ出力とディザー信号の位相を一致させると（θ＝０）、乗算器３３の出力からモニタ出力のＡＣ成分の強度ｂ、すなわち、ＬＤ７ｂの出力が検知されることとなる。そこで、本実施形態では、２つの出力の位相が一致するようにディザー信号の位相の調整を行うために、ディザー信号源２９の出力は遅延部３１を介して乗算器３３に提供されている。

ここで、図２には、乗算器３３に与えられるディザー信号Ａを矩形波とし、モニタ出力ＰＤｏｕｔに対する位相差θを様々変化させた場合の乗算器３３の出力波形Ｙを示している。従って、乗算器３３の出力をディザー信号の周波数とその２倍波を遮断するような狭帯域のフィルタＬＰＦ４５を通過させることによりモニタ出力のうちのディザー信号の周波数と同じ周波数を有する成分、すなわち、ＬＤ７ｂの光出力強度に比例した成分を検知することが可能となる。

上記のような処理によって、ＬＤ７ｂについて現在の光出力強度を検知することが可能となる。そして、ＡＰＣ回路３５ｂは検知された強度と目標値Ｔａｒｇｅｔ１と比較してその差が小さくなるようにＬＤ７ｂに対するバイアス電流を供給するＤ／Ａ変換器５５ｂの値を調整する。その結果、ＬＤ７ｂの光出力強度を目標値Ｔａｒｇｅｔ１に実質的に一致させることができる。また、コントローラ２１がＡＰＣ制御対象のＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄを選択回路３４，４１を制御することによって切り替えることで、順次個々のＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの光出力強度を個別の目標値に一致させることができる。

本発明は、上述した実施形態に限定されるものではない。

例えば、図３に示す本発明の変形例に係る発光モジュール１Ａのような構成を採用してもよい。すなわち、ディザー信号源２９、遅延部３１、乗算器３３、Ｄ／Ａ変換器３９、及びＡ／Ｄ変換器２７が、４レーンそれぞれのＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄに対応して個別に設けられてもよい。それぞれのＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄに個別に、ディザー信号源２９、遅延部３１、乗算器３３、Ｄ／Ａ変換器３９ａ〜３９ｄ、及びＡ／Ｄ変換器２７ａ〜２７ｄが設けられている。ただし、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの発光強度を検知するモニタ用のＰＤ１７は発光モジュール１と同様に１個だけ備えられている。

ここで、各ＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄに備えられるディザー信号源２９の周波数は互いに異なるように設定されている。例えば、ＬＤ７ａのバイアス電流に重畳されるディザー信号の周波数ｆ_１はｆ_１＝１．０ｋＨｚであり、ＬＤ７ｂのバイアス電流に重畳されるディザー信号の周波数ｆ_２はｆ_２＝１．６ｋＨｚであり、ＬＤ７ｃのバイアス電流に重畳されるディザー信号の周波数ｆ_３はｆ_３＝２．３ｋＨｚであり、ＬＤ７ｄのバイアス電流に重畳されるディザー信号の周波数ｆ_４はｆ_４＝３．１ｋＨｚである。これらの周波数ｆ_１〜ｆ_４は、互いに高調波を含まない周波数に設定されていることが好ましい。

このように異なる周波数のディザー信号が重畳されたバイアス電流が各ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄに供給される。ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは、これらのバイアス電流が供給されるとともに、発光モジュール１Ａの外部からの変調信号により駆動され、変調信号に同期した光信号を出力する。４チャネルの光信号は、光マルチプレクサ１１により合波され、発光モジュール１Ａの外部に光ファイバ１５を介して出射される一方、その一部がビームスプリッタ１３により分岐されてＰＤ１７に入力される。ＰＤ１７に入力する光は、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄが生成する光信号の４つの波長を含む一方、各波長の光信号はそれぞれ対応したディザー信号の周波数ｆ_１〜ｆ_４の信号を含んでいる。

ＰＤ１７で生成された光電流は、ＴＩＡに入力され、電圧信号に変換される。この電圧信号は、４チャネルのＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄのフロントエンドに設けられているＡ／Ｄ変換器２７ａ，２７ｂ，２７ｃ，２７ｄによってデジタル信号に変換されてからそれぞれのＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄに入力される。各ＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄにおいては、入力されたデジタル信号とディザー信号とが乗算処理される。この乗算処理は、既に述べたように、等価的には極めて通過帯域幅が狭いフィルタリング処理とみなすことができる。ディザー信号と周波数が異なる成分は、結果的に両者の間の位相が一致しない、すなわち、位相差が０〜２πの間で周期的に変化することになり、そのＤＣ成分は現れない。乗算処理後の信号には、ディザー信号と周波数が一致した信号のみＤＣ成分として現れ、さらにその信号は両者の位相差が０度の場合に最大のＤＣ値を持つ。従って、上記のような複数のディザー信号に対して近接した周波数値を設定した場合であっても、その周波数成分を精度よく検知することができる。

このようなロックインアンプに代えて、例えばバンドパスフィルタを介してＴＩＡの出力検知を行う構成も想到され得る。しかしながら、狭帯域のバンドパスフィルタであっても、上記のような近接した周波数を設定した場合には、隣接周波数の影響を被ることが避けられない。その場合には、対象のＬＤの現在の発光強度を正確に得ることが困難となる。さらに、ディザー信号の周波数の間隔を広くし、かつ、バンドパスフィルタを用いる構成も想定され得る。しかし、その場合は、ＴＩＡの帯域を広く設定しなければならず、ＴＩＡの高周波特性に各ＬＤの発光強度の検知の精度が左右されてしまう。本実施形態のようにロックインアンプの構成を採ることにより、隣接するディザー信号の周波数が極めて近接している場合であっても、検知精度を損なうことが回避される。

なお、図３に示す構成では、１つのパワーモニタ回路１９を含む例を示しているが、４チャネルのＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄに対応して４個のパワーモニタ回路を含む構成であってもよい。このような構成では、ＰＤ１７が生成した光電流が４個のパワーモニタ回路に分流される。ただし、発光強度が弱い場合に必然的に対応する光電流が小さい値になってしまう傾向にある。つまり、周囲雑音、特にＰＤ１７からＴＩＡに至る電流経路が感知するＥＭＩ雑音の影響を受けてしまう。このような場合には、発光モジュール１Ａに示す構成のように、ＰＤ１７の出力を１個のＴＩＡで受ける構成を採用することが好ましい。ただし、この場合は、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの出力が大きく設定された場合に、ＰＤ１７の出力も大きくなり、その結果ＴＩＡが飽和する場合も生じ得る。その際には、ＴＩＡのダイナミックレンジを適切に確保する必要がある。

また、図４に示す本発明の変形例に係る発光モジュール１Ｂのような構成を採用してもよい。すなわち、図３に示した発光モジュール１Ａに比較して、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの出射光強度を検知するモニタ用のＰＤを、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄに対応させて４個のＰＤ１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄで構成している点が異なっている。これに伴い、ビームスプリッタ１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄも、４個のＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄに対応して設けられ、それぞれが、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの出射光を、光マルチプレクサ１１及び各ＰＤ１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄに向けて２つに分岐する。さらに、４個のパワーモニタ回路１９ａ，１９ｂ，１９ｃ，１９ｄが設けられ、それぞれが、各ＰＤ１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄの出力する光電流を電圧信号に変換して、その電圧信号を、各Ａ／Ｄ変換器２７ａ，２７ｂ，２７ｃ，２７ｄを介して、各ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの出射光の強度を制御する制御ユニットであるＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄに入力する。

４チャネルのＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄが１つの発光モジュールのパッケージに搭載されている場合、特にモニタ用ＰＤ或いはＬＤが近接して配置されている場合には、各ＰＤ１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄは対応するＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの出射光のみを検知するのではなく、隣接するＬＤの出射光も一部検知してしまう。検知される強度の大部分は対応するＬＤの出射光の強度に依存するが、１００％を保証するのは困難である。そのような場合には、ＰＤ１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄの出力をベースにＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄの発光強度を決定すると、その精度を担保することができない。図４に示す構成においては、各ＰＤ１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄの出力には、ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄが生成する光信号の４つの波長を含む一方、各波長の光信号はそれぞれ対応したディザー信号の周波数ｆ_１〜ｆ_４の信号を含んでいる。そして、各ＰＤ１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄの出力は、それぞれ、対応するＴＩＡに入力されて電圧値に変換される。さらに、この電圧に対してロックイン操作が行われ、周波数ｆ_１〜ｆ_４の成分だけが抽出される。この抽出値は、対応する各ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄのみの出射光強度を反映しているので、ロックインアンプの出力を基に各ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄへのバイアス電流を調整することができる。

発光モジュール１Ａ，１Ｂにおいては、各ＬＤ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄへのバイアス電流の調整を同時に行っているのに対して、発光モジュール１ではバイアス電流調整が間欠的に時分割で行われている。従って、同時並行でバイアス電流調整を実行する発光モジュール１Ａ，１Ｂによれば、バイアス電流の応答性能を向上させることができる。その反面、ロックイン回路がレーン数に対応して必要になり、デジタルコアの回路規模の増大を招いてしまう。その場合は、例えば、２レーンごとに１つのロックイン回路を備えることにより、回路規模を小さくすることも可能である。

また、図５に示す本発明の変形例に係る発光モジュール１Ｃのような構成を採用してもよい。すなわち、図１に示した発光モジュール１に比較して、ロックイン動作を行うコントローラ２１の構成が異なる。発光モジュール１では、ディザー信号源２９と乗算器３３との間に、ＴＩＡの検知信号とディザー信号との間の位相を合せるための遅延素子を必要としていた。本実施形態にかかる発光モジュール１Ｃでは、ＰＤ１７の出力がディザー信号に対して大きく位相を異ならせる要素を含んでいないので、検知信号の位相はほぼディザー信号の位相に一致する。しかしながら、検知信号の位相がディザー信号の位相と異なる可能性、特に、ディザー信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換で遅延を生じる可能性が残る。その場合、個々のレーンにおいて位相を一致させるために遅延の調整を行うことは、煩わしい調整が必要となってしまう。

同図に示す発光モジュール１Ｃは、ディザー信号源２９の出力が二分され、一方の出力に接続されて９０度の位相遅延を生じさせる遅延部（位相調整回路）３１Ｃと、遅延部３１Ｃの出力に接続される乗算器３３ｇと、ディザー信号源の他方の出力に接続される乗算器３３ｆと、乗算器３３ｆの出力に接続されるＬＰＦ４５ｆと、乗算器３３ｇの出力に接続されるＬＰＦ４５ｇと、ＬＰＦ４５ｆ，４５ｇの出力を加算する加算器５９とを備えている。そして、乗算器３３ｆ、３３ｇには、Ａ／Ｄ変換器２７を介してＰＤ１７の生成する光電流に対応する信号が入力され、加算器５９の出力は選択回路３４を経由していずれかのＡＰＣ回路３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄに入力される。

このような構成では、ディザー信号源２９の出力が二分されて一方の出力と他方の出力との間には９０度の位相差が設定される。そして、乗算器３３ｆ，３３ｇのそれぞれにおいて、ＰＤ１７によるモニタ信号とディザー信号源２９からの２つの出力との積演算が行われる。ディザー信号源２９の一方の出力と積演算した結果は余弦成分（ｃｏｓ成分）となり、９０度の位相差を持つ他方の出力と積演算した結果は正弦成分（ｓｉｎ成分）となる。そして、加算器５９により２つの演算結果の和をとることにより、モニタ信号の強度をその位相に関係なく検知できる。

また、図５に示した発光モジュール１Ｃのロックイン回路の構成は、発光モジュール１Ａ，１Ｂにおいて採用されてもよい。

また、図６に示す本発明の変形例に係る発光モジュール１Ｄのような構成を採用してもよい。すなわち、図１〜図５に示した発光モジュール１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃに比較して、電気ユニット部５の一部或いは全部が、パッケージ上に設けられる入出力端子Ｔ１〜Ｔ６を経由して発光モジュール１Ｄの内部と接続されることにより、発光モジュール１Ｄの外部に設けられるように構成されてもよい。光源が搭載される装置に関する業界規格であるＱＳＦＰ＋規格等では、ＴＯＳＡのパッケージの小型化が常に要請されており、ＴＯＳＡ内に制御系を搭載することが非常に困難である。そのような要請に応えるために、ＴＯＳＡ内には複数個のＬＤ、これに対応するドライバ回路、及びモニタ用ＰＤのみを搭載して、ディザー信号に関する処理をＴＯＳＡ外で行うことも有効である。ＴＯＳＡのパッケージの接続ピン数は増大（少なくともチャネル数の各ＬＤに対するバイアス電流供給用の接続ピン数分は増大）するも、複雑な信号処理系をＴＯＳＡ外に出すことにより、ＴＯＳＡ内部は非常にコンパクトにすることができる。

上述した発光モジュール１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄのように、バイアス電流にＡＣ分を重畳することは、ＬＤ出射光の分散の観点からは、チャープによる線幅が増大してしまうため好ましくはない。従って、重畳するＡＣ分は可能な限り小さくすべきである。すなわち、変調度（ＡＣ電流／ＤＣ電流）は１％或いはそれ以下と設定されることが好ましい。あるいは、ＬＤが直変駆動されているときは、その出射光の消光比、特にオンレベルとオフレベル、特にオンレベルのレベル幅の増大につながる。変調度を小さく設定することは、モニタ光のＡＣ成分も小さくなることを意味する。従って、単にモニタ信号を対象とする高周波信号のみを通過させるバンドパスフィルタを介して検出しただけでは、Ｓ／Ｎ比が低下してしまい、良好なモニタ信号の再生が実現できない。そこで、ロックインアンプの構成を採用する意義が生じる。ロックインアンプは、等価的には超狭帯域バンドパスフィルタとみなすことができる。すなわち、参照信号に対して周波数が実質一致した周波数成分（厳密には参照信号の位相に一致した成分）の強度のみを検出することができるアンプである。つまり、周波数がシフトしている場合は、両者の位相が一致していないので検知しない。本実施形態によれば、互いに異なる波長で発振するＬＤ光源を有する発光モジュールにおいて、個々のＬＤの発光強度を精度よく制御することが可能になる。

以上、本発明に係る好適な実施形態について図示し説明してきたが、本発明は上述した特定の実施形態に限定されるものではない。すなわち、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形及び変更が可能であることは、当業者によって容易に認識される。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ…発光モジュール、３…光学ユニット部、５…電気ユニット部、７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ…ＬＤ（発光素子）、１１…光マルチプレクサ、１７，１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ…ＰＤ（受光素子）、２１…コントローラ（制御回路）、２９…ディザー信号源、３１，３１Ｃ…遅延部（位相調整回路）、３３，３３ｆ，３３ｇ…乗算器、４１…選択回路（出力回路）、３５ａ，３５ｂ，３５ｃ，３５ｄ…ＡＰＣ回路（制御ユニット）。

Claims

互いに異なる波長成分の光を生成する複数の発光素子と、
前記複数の発光素子の出力光を多重化する光マルチプレクサと、
前記光マルチプレクサの出力光を検知する受光素子と、
前記複数の発光素子の出力光の強度を制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、
低周波の信号を生成する信号源と、
前記複数の発光素子それぞれに対応して設けられる複数のバイアス制御回路と、
前記低周波の信号を前記複数のバイアス制御回路のうちの１つの出力に重畳させる出力回路と、を有し、
前記制御回路は、前記複数のバイアス制御回路のうちの１つによって供給されるバイアス電流に前記低周波の信号を重畳し、前記受光素子から出力されたモニタ信号の前記低周波の成分を抽出し、抽出した信号を基に前記バイアス電流を制御する、
多波長光源装置。
前記出力回路は、前記低周波の信号を前記複数の発光素子のうちの１つに選択的に出力する選択回路であり、
前記制御回路は、前記選択回路によって選択された前記発光素子に対応する前記バイアス制御回路によって供給されるバイアス電流を制御する、
請求項１記載の多波長光源装置。
前記制御回路は、前記低周波の信号の位相を調整する位相調整回路をさらに有し、
前記モニタ信号と前記位相調整回路の出力信号の積演算を行うことにより、前記低周波の成分を抽出する、
請求項１又は２に記載の多波長光源装置。
前記位相調整回路は、前記低周波の信号と前記出力信号との位相差を９０度に設定し、
前記制御回路は、前記モニタ信号と前記低周波の信号及び前記出力信号のそれぞれとの積演算を行い、それぞれの積演算結果を加算することにより前記低周波の成分を抽出する、
請求項３記載の多波長光源装置。
互いに異なる波長成分の光を生成する複数の発光素子と、
前記複数の発光素子それぞれの出力光を検知し複数のモニタ信号を出力する複数の受光素子と、
前記複数の発光素子それぞれの出力光の強度を制御する複数の制御ユニットを含む制御回路と、を備え、
前記複数の制御ユニットのそれぞれは、
低周波の信号を生成する信号源と、
バイアス制御回路と、
前記低周波の信号を前記バイアス制御回路の出力に重畳させる出力回路と、を有し、
前記制御ユニットのそれぞれは、前記バイアス制御回路によって供給されるバイアス電流に前記低周波の信号を重畳し、前記発光素子に対応する前記受光素子から出力されたモニタ信号の前記低周波の成分を抽出し、抽出した信号を基に前記バイアス電流を制御する、
多波長光源装置。
前記制御ユニットは、前記低周波の信号の位相を調整する位相調整回路をさらに有し、
前記モニタ信号の位相と前記低周波の信号の位相を一致させて前記低周波の成分を抽出する、
請求項５記載の多波長光源装置。
前記制御ユニットは、前記低周波の信号と位相差が９０度に設定された出力信号を出力する位相調整回路をさらに有し、
前記モニタ信号と前記低周波の信号及び前記出力信号のそれぞれとの積演算を行い、それぞれの積演算結果を加算することにより前記低周波の成分を抽出する、
請求項５記載の多波長光源装置。