JP2015156769A - パワーコンディショナ - Google Patents
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Abstract
【課題】自立運転時に余剰電力を消費させる内部負荷の駆動回路の電力損失を抑制し得るパワーコンディショナを提供する。【解決手段】パワーコンディショナ1の制御部8は、自立運転時の余剰電力が所定電力以上である場合には、内部負荷10への通電を制御するスイッチング素子Q10をON状態に制御するとともに、コンバータ回路部4の出力電圧を可変制御してDCリンク部6の電圧を変化させながら内部負荷10で余剰電力を消費させる。一方、余剰電力が所定電力未満である場合には、制御部8は、コンバータ回路部4の出力電圧を一定に制御してDCリンク部6の電圧を固定し、スイッチング素子Q10のON/OFFデューティ比を制御して内部負荷10で余剰電力を消費させる。【選択図】図1
Description
この発明はパワーコンディショナに関し、より詳細には、電力系統の停電時などに電力系統を切り離して発電を行う自立運転機能を備えたパワーコンディショナに関する。
燃料電池用のパワーコンディショナにおいては、電力系統の停電時などに電力系統との連系を切り離して(解列させて)燃料電池での発電を行う自立運転機能を備えたものが提供されている。
自立運転機能を備えたパワーコンディショナは、自立運転時に燃料電池で発電された電力を自立運転用のコンセントに接続された外部の電気負荷(自立負荷)で消費するように構成されているが、自立負荷で消費しきれない余剰電力がある場合には、パワーコンディショナの内部に備えられた内部負荷(たとえば、電気ヒータなど)で余剰電力を消費させるように構成されている。
ところで、燃料電池は負荷の変動に対する追従性が低いことから、この種のパワーコンディショナでは、自立運転時における燃料電池の出力電力を一定に制限している。そのため、自立負荷で消費しきれない余剰電力の消費にあたっては、パワーコンディショナのDCリンク部(パワーコンディショナにおいてコンバータ回路部とインバータ回路部とを接続するために備えられた電解コンデンサ)からスイッチング素子を介して内部負荷に電力を供給するように構成し、制御部でスイッチング素子のON/OFFデューティ比を制御することで、燃料電池の出力電力が一定に保たれるようにしている(たとえば、特許文献1参照)。
しかしながら、このような従来の構成には以下のような問題があり、その改善が望まれていた。
すなわち、内部負荷での消費電力の調整をスイッチング素子のデューティ比制御で行う構成では、余剰電力が大きい場合、スイッチング素子でのスイッチングロス(電力損失)が大きくなるため、スイッチング素子用の放熱素子などが大型化するといった問題がある。
また、パワーコンディショナのDCリンク部の電圧(DCリンク電圧)を、交流240V出力に必要な電圧(たとえば、380V)に固定制御している場合、スイッチング素子には大電力用のスイッチング素子が必要となり、製造コストの上昇を招くといった問題もある。
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、自立運転時に余剰電力を消費させる内部負荷の駆動回路の電力損失を抑制し得るパワーコンディショナを提供することで、製造コストの安価なパワーコンディショナを提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明の請求項1に記載のパワーコンディショナは、燃料電池で発電された直流電力の電圧を昇圧するコンバータ回路部と、上記コンバータ回路部で昇圧された直流電力を電力系統に連系可能な交流電力に変換するインバータ回路部と、上記コンバータ回路部と上記インバータ回路部とを接続するDCリンク部と、上記コンバータ回路部および上記インバータ回路部を制御する制御部とを備えてなり、上記電力系統との連系を切り離して燃料電池での発電を行う自立運転機能を備え、自立運転時に燃料電池で発電された電力を上記インバータ回路部から電力供給を受ける自立運転用コンセントに接続された自立負荷で消費させるように構成されるとともに、上記DCリンク部にスイッチング素子を介して上記自立負荷で消費しきれない余剰電力を消費させるための内部負荷が接続されたパワーコンディショナにおいて、上記制御部は、余剰電力が所定電力以上である場合には、上記スイッチング素子をON状態に制御するとともに、上記コンバータ回路部の出力電圧を可変制御して上記DCリンク部の電圧を変化させながら内部負荷で余剰電力を消費させる一方、余剰電力が上記所定電力未満である場合には、上記コンバータ回路部の出力電圧を一定に制御して上記DCリンク部の電圧を固定するとともに、上記スイッチング素子のON/OFFデューティ比を制御して上記内部負荷で余剰電力を消費させる制御構成を備えていることを特徴とする。
請求項1に係るパワーコンディショナでは、自立運転時に自立負荷で消費しきれない余剰電力を内部負荷で消費させるにあたり、余剰電力が所定電力以上であるときは、内部負荷に電力を供給するスイッチング素子がON状態(常時ON状態)に制御されるので、スイッチング素子によるスイッチングロスが抑制される。その際、内部負荷で消費させる電力の調整は、コンバータ回路部の出力電圧を変化させることで行われるので、余剰電力はすべて内部負荷で消費される。
一方、余剰電力が所定電力未満であるときは、コンバータ回路の出力電圧が一定に制御されるが、この際は、制御部によってスイッチング素子のON/OFFデューティ比が制御されるので、余剰電力はすべて内部負荷で消費される。
このように、請求項1に係るパワーコンディショナは、余剰電力が大きいときは内部負荷に電力を供給するスイッチング素子がON状態に制御され、余剰電力が小さいときにはスイッチング素子のスイッチングが行われるので、スイッチング素子でのスイッチングロスが少ないパワーコンディショナを提供することができる。そのため、大型の放熱素子や大電力用のスイッチング素子を用いることなく余剰電力の消費を行え、低コストで自立運転機能を備えたパワーコンディショナを提供することができる。
本発明の請求項2に記載のパワーコンディショナは、請求項1に記載のパワーコンディショナにおいて、上記所定電力は、上記コンバータ回路部の出力電圧を、上記自立運転用コンセントから所定電圧の交流電力を出力させるのに必要な出力電圧としたときに、上記内部負荷で消費可能な電力値に基づいて設定されることを特徴とする。
請求項2に係るパワーコンディショナでは、スイッチング素子をON状態に制御するか、スイッチングさせるかの判断基準となる所定電力として、自立運転用コンセントに所定電圧の交流電力(たとえば、AC100V)を出力しているときに内部負荷で消費可能な電力を用いているので、余剰電力が小さいときに、スイッチング素子のスイッチングが行われる。
本発明の請求項3に記載のパワーコンディショナは、請求項1または2に記載のパワーコンディショナにおいて、上記コンバータ回路部が、上記制御部によりスイッチング制御されるブリッジコンバータ回路と、上記ブリッジコンバータ回路の出力側に接続され、上記制御部により直並列デューティ比が制御される直並列回路とを備えてなり、上記制御部は、上記コンバータ回路部の出力電圧の可変制御にあたり、上記ブリッジコンバータ回路に対するスイッチング制御を所定の固定制御にしたまま、上記直並列回路に対する直並列デューティ比を可変制御して上記コンバータ回路部の出力電圧を可変させる一方、上記直並列デューティ比のOFFデューティ期間が所定の限度値に達すると、OFFデューティ期間の伸長を制限するとともに、上記ブリッジコンバータ回路に対するスイッチング制御を可変制御に切り替える制御構成を備えたことを特徴とする。
請求項3に係るパワーコンディショナでは、直並列デューティ比のOFFデューティ期間が所定の限度値(具体的には、OFFデューティ期間が100%にならない範囲で設定される。たとえば、95%)に達するまでは、ブリッジコンバータ回路に対するスイッチング制御は所定の固定制御(たとえば、ON/OFFデューティ比を50:50に固定)を維持し、直並列回路に対する直並列デューティ比を可変制御することでコンバータ回路部の出力電圧が可変させられる。そして、直並列デューティ比のOFFデューティ期間が所定の限度値に達すると、それ以上のOFFデューティ期間の伸長が制限され、ブリッジコンバータ回路に対するスイッチング制御が可変制御に切り替えられる。これにより、ブリッジコンバータ回路のスイッチングロスが増加することになるが、直並列デューティ比のOFFデューティ期間には伸長させる余地が残る(OFFデューティ期間が100%になるまで余裕がある)ので、直並列回路に対する直並列デューティ比を補正する補正回路(たとえば、直並列回路の直並列デューティ比を補正することにより、パワーコンディショナの入力電流リップルを抑制するリップル抑制回路など)を備えさせたときに、当該補正回路の動作を確保することができる。
本発明の請求項4に記載のパワーコンディショナは、請求項1から3のいずれかに記載のパワーコンディショナにおいて、上記内部負荷は、抵抗値が固定された電気ヒータで構成されていることを特徴とする。
請求項4に係るパワーコンディショナでは、余剰電力を消費させる内部負荷が抵抗値が固定された電気ヒータで構成されるので、余剰電力の消費に伴う電気ヒータの発熱を利用して温水を生成させることができる。したがって、コージェネレーションシステムとの組み合わせに適したパワーコンディショナを提供することができる。
本発明によれば、余剰電力が大きいときは内部負荷に電力を供給するスイッチング素子がON状態に制御され、余剰電力が小さいときにスイッチング素子のスイッチングが行われるので、内部負荷を駆動するためのスイッチング素子でのスイッチングロスが少ないパワーコンディショナを提供することができる。
また、これに伴って、大型の放熱素子や大電力用のスイッチング素子を用いることなく余剰電力の消費が行え、自立運転機能を備えたパワーコンディショナを低コストで提供することができる。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
実施形態1
図1は、本発明に係るパワーコンディショナを備えた燃料電池発電システムの概略構成を示している。図1に示すパワーコンディショナ1は、燃料電池2で発電された直流電力を電力系統3に連系可能な交流電力に変換する電力変換装置であって、コンバータ回路部4と、インバータ回路部5と、DCリンク部6と、系統連系切替スイッチ7と、制御部8とを主要部として備えている。
実施形態1
図1は、本発明に係るパワーコンディショナを備えた燃料電池発電システムの概略構成を示している。図1に示すパワーコンディショナ1は、燃料電池2で発電された直流電力を電力系統3に連系可能な交流電力に変換する電力変換装置であって、コンバータ回路部4と、インバータ回路部5と、DCリンク部6と、系統連系切替スイッチ7と、制御部8とを主要部として備えている。
また、このパワーコンディショナ1は、電力系統3との連系を切り離して(解列して)燃料電池2での発電を行う自立運転機能を備えており、自立運転機能に関連して、自立運転用コンセント9と、内部負荷10とを備えている。
ここで、燃料電池2は、周知のとおり、水素(水素リッチガス)と酸素(空気)の電気化学反応によって得られる電気エネルギを直流電力として取り出す発電装置であって、電気化学反応によって発電を行う燃料電池スタック(図示せず)と、燃料電池スタックの補機(燃料電池スタックを動作させるための周辺機器)および補機制御部11を備えている。なお、本実施形態では、燃料電池2として固体酸化物型燃料電池(SOFC)を用いるが、固体高分子型燃料電池(PEFC)など他の形式の燃料電池が用いられてもよい。
また、電力系統3としては、商用電源などの交流電源が用いられる。本実施形態では、電力系統3として、単相3線式交流200Vの電源が用いられる。なお、電力系統3は、このような単相三線式交流200Vに限らず、他の形式の交流電源で構成されていてもよい。
コンバータ回路部4は、燃料電池2から出力される直流電力の電圧を所定の電圧まで昇圧するDC/DCコンバータで構成されている。本実施形態では、図2に示すように、このコンバータ回路部4は、DCリンク部6の電圧を200V〜420Vの範囲で可変できるように、ブリッジコンバータ回路Aと、ブリッジコンバータ回路Aの出力側に接続される直並列回路Bとで構成されている。
ここで、ブリッジコンバータ回路Aは、電流共振型のフルブリッジコンバータで構成されており、図2に示すように、コンデンサC1〜C3と、FETなどのスイッチング素子Q1〜Q4と、昇圧トランスT1,T2と、ブリッジダイオードなどの整流回路BD1,BD2とを主要部として備えている。具体的には、スイッチング素子Q1,Q3とスイッチング素子Q2,Q4とがそれぞれ直列に接続されるとともに、スイッチング素子Q1,Q3およびスイッチング素子Q2,Q4で構成される各直列回路が入力用のコンデンサC1を介して図外の燃料電池スタックに並列に接続されている。
そして、スイッチング素子Q1,Q3間の接続部が昇圧トランスT1,T2の一次側巻線の一端にそれぞれコンデンサC2,C3を介して接続されるとともに、スイッチング素子Q2,Q4間の接続部が昇圧トランスT1,T2の一次巻線の他端にそれぞれ接続されている。なお、このようにフルブリッジ回路を構成する各スイッチング素子Q1〜Q4は、それぞれゲート端子(制御端子)がパワーコンディショナ1の制御部8に接続されており、各スイッチング素子Q1〜Q4のスイッチング動作は制御部8によって制御できるように構成されている(ブリッジコンバータ回路Aのスイッチング制御)。
一方、昇圧トランスT1,T2の二次側巻線にはそれぞれ整流回路BD1,BD2が接続され、これら整流回路BD1,BD2の各出力側がそれぞれ直並列回路Bに接続されている。
直並列回路Bは、回路の直列・並列を切り替えることによってブリッジコンバータ回路Aの出力電圧を1〜2倍の範囲で変更する回路であって、コンデンサC4〜C6と、ダイオードD1,D2と、コイルL1と、FETなどのスイッチング素子Q5とを主要部として備えている。
具体的には、整流回路BD1の出力側の一端がコイルL1を介してDCリンク部(電解コンデンサ)6の一端に接続されるとともに、その他端が直並列回路Bの直列・並列の切替動作を行うスイッチング素子Q5を介して整流回路BD2の出力側の一端に接続され、さらに、整流回路BD2の出力側の他端がDCリンク部6の他端に接続されている。すなわち、この直並列回路Bでは、スイッチング素子Q5をOFFにすると1倍の電圧が、スイッチング素子Q5をONにすると2倍の電圧が出力され、スイッチング素子Q5のゲート端子(制御端子)にPWMのパルス信号を与えることで、コンバータ回路部4の出力電圧を1〜2倍の範囲で調節できるように構成されている。なお、各整流回路BD1,BD2の出力側にはそれぞれコンデンサC4,C5とダイオードD1,D2が並列に接続されている。また、直並列回路Bの出力側には出力用のコンデンサC6が備えられている。
そして、本実施形態に示すパワーコンディショナ1では、制御部8は、図示しないリップル抑制回路を介して直並列回路Bのスイッチング素子Q5にPWMのパルス信号を与えて、直並列回路Bの動作を制御するように構成されている。
リップル抑制回路は、コンバータ回路部4の入力電流のリップル(リップル電流)を監視して、リップル電流が小さくなるように直並列回路Bのスイッチング素子Q5に与えるパルス信号のデューティ比(直並列デューティ比)を補正する回路であって、制御部8で設定される直並列デューティ比を一定範囲(たとえば、±5%の範囲)で補正するように構成されている。
そして、コンバータ回路部4の出力電圧の制御にあたり、制御部8は、スイッチング素子Q1〜Q4のスイッチングロスが少なくなるように、あらかじめ設定された所定のタイミングで各スイッチング素子Q1〜Q4をスイッチングさせるように構成されている。すなわち、このパワーコンディショナ1では、入力電圧が変化しても、制御部8は、スイッチング素子Q1〜Q4に与えるパルス信号のデューティ比を変化させることなく固定してスイッチングさせるように構成されている。
そして、パワーコンディショナ1への入力電圧が変化した場合には、制御部8は、直並列回路Bのスイッチング素子Q5のゲート端子に与えるパルス信号の直並列デューティ比を変化させて、DCリンク部6の電圧を制御する(直並列デューティ比制御を行う)ように構成されている。
インバータ回路部5は、コンバータ回路部4で昇圧された直流電力を電力系統3に連系可能な交流電力に変換するDC/ACインバータで構成されている。本実施形態では、インバータ回路部5は、スイッチング素子Q6〜Q9と、還流ダイオードD3〜D6と、コイルL2,L3で構成される周知の定電圧型のインバータ回路で構成されており、このインバータ回路部5に備えられた各スイッチング素子Q6〜Q9も制御部8により制御されるようになっている。
DCリンク部6は、コンバータ回路部4とインバータ回路部5の間に備えられた電解コンデンサであって、コンバータ回路部4から出力される直流電圧は、このDCリンク部6を介してインバータ回路部5に印加されるように構成されている。
系統連系切替スイッチ7は、燃料電池2で発電された電力を電力系統3に連系させるためのスイッチであって、系統連系時にはこのスイッチ7の接点がインバータ回路部5側に接続されることにより、燃料電池2で発電された電力が電力系統3と連系されるようになっている。そして、電力系統3の解列時にはこのスイッチ7の接点が整流回路部12側に接続され、電力系統3からの電力が整流回路部12に供給できるようになっている。なお、この系統連系切替スイッチ7の接点は制御部8によって制御される。
整流回路部12は、系統連系切替スイッチ7を介して電力系統3から供給される交流電力を直流電力に変換するための整流回路で構成されている。この整流回路部12として、本実施形態ではブリッジダイオード回路が用いられており、このブリッジダイオード回路で整流された直流電力がインバータ回路部5の入力側に供給されるように構成されている。なお、この整流回路部12は、燃料電池2が発電を行っていないときに制御部8や補機および補機制御部11に電力系統3側からの電力を供給するために備えられている。
制御部8は、パワーコンディショナ1の各部(具体的には、コンバータ回路部4やインバータ回路部5など)の動作を制御する制御装置であって、パワーコンディショナ1の制御基板上に搭載されたマイコン(図示せず)を主要部として構成されている。そして、この制御部8は、パワーコンディショナ1の制御に関連して、燃料電池2からの入力電流を検出する入力電流センサ13、燃料電池2からの入力電圧を検出する入力電圧センサ14、インバータ回路部5からの出力電流を検出する出力電流センサ15、系統連系時におけるインバータ回路部5の出力電圧を検出する出力電圧センサ16および自立運転時におけるインバータ回路部5の出力電圧を検出する自立運転出力電圧センサ17を備えており、これらセンサ類で検出される電流値や電圧値を監視できるように構成されている。
自立運転用コンセント9は、パワーコンディショナ1の自立運転時に燃料電池2で発電された電力を図示しない外部の電気負荷(自立負荷)に供給するためのコンセントであって、系統連系切替スイッチ7の上流側においてインバータ回路部5の出力側と接続され、自立運転に伴って系統連系切替スイッチ7が解列されているときに、インバータ回路部5から出力される交流電力が自立運転用コンセント9に接続された自立負荷に供給されるように構成されている。
内部負荷10は、自立運転時に自立負荷で消費しきれない余剰電力を消費させるための電気負荷であって、本実施形態では、この内部負荷10は抵抗値が固定された電気ヒータ(たとえば、抵抗値が150Ωの電気ヒータ)で構成される。この内部負荷10は、図1に示すように、制御部8からの制御信号によってON/OFF制御される2個のスイッチング素子(図示例ではFET)Q10,Q11と直列に接続されており、この直列回路が上記DCリンク部6に並列に接続されている。
ここで、スイッチング素子Q10、Q11は内部負荷10の駆動回路を構成する素子であって、スイッチング素子Q10のON/OFFによって内部負荷10への通電のON/OFFが制御されるようになっている(詳細は後述する)。一方、スイッチング素子Q11は、スイッチング素子Q10の故障検出用に備えられた素子であり、このスイッチング素子Q11は常時ON状態に制御されている。なお、図示例では、内部負荷10の駆動回路を内部負荷10、スイッチング素子Q10,Q11の順で接続して構成しているが、スイッチング素子Q10を介して内部負荷10への通電制御が行われる構成であれば、接続順は適宜変更可能である。
次に、このように構成されたパワーコンディショナ1において、余剰電力を内部負荷10で消費させるための制御を図3に基づいて説明する。
(1)制御部8は、自立運転の開始時に、燃料電池2の発電電力と自立負荷での消費電力を測定して、内部負荷10で消費させる電力(余剰電力)を算出する。
すなわち、自立運転を開始すると、制御部8は、まず、燃料電池2の発電電力P1を測定する(図3ステップS1参照)。発電電力P1の測定は、入力電流センサ13で検出される入力電流と入力電圧センサ14で検出される入力電圧とを乗算して制御部8が算出する。
そして、発電電力P1の測定が完了すると、次に、制御部8は、自立負荷での消費電力P2を測定する(図3ステップS2参照)。自立負荷での消費電力P2の測定は、出力電流センサ15で検出される出力電流と自立運転出力電圧センサ17で検出される出力電圧とを乗算して制御部8が演算する。なお、燃料電池2の発電電力P1の測定と自立負荷での消費電力P2の測定は、いずれを先に行ってもよい。
このようにして、燃料電池2の発電電力P1と自立負荷での消費電力P2とが測定されると、次に制御部8は、これらの測定結果から内部負荷10で消費させる余剰電力P3を測定する。この余剰電力P3の測定は、燃料電池2の発電電力P1から自立負荷での消費電力P2を減算することによって行われる(図3ステップS3参照)。
(2)そして、内部負荷10で消費させる余剰電力P3の測定が完了すると、次に、制御部8は、余剰電力P3があらかじめ制御部8に記憶された所定電力P4以上であるか否かを判断する(図3ステップS4参照)。
ここで、所定電力P4について説明する。この所定電力P4は、後述するように、内部負荷10で余剰電力P3を消費させるにあたり、スイッチング素子Q10をON状態に制御するか、スイッチング動作させるかの判断基準となる電力値であり、本実施形態では、この所定電力P4は、コンバータ回路部4の出力電圧を、自立運転用コンセント9から所定電圧の交流電力を出力させるのに必要な出力電圧としたときに、内部負荷10で消費可能な電力値に基づいて設定される。
具体的には、自立運転用コンセント9から100Vの交流電力を出力させるためにコンバータ回路部4の出力電圧(DCリンク部6の電圧)として200Vが必要である場合において、内部負荷10の抵抗値が150Ωであれば、このときに、内部負荷10で消費できる電力は、200×200÷150≒266Wとなるので、本実施形態では、この266Wを所定電力P4としている。
そして、余剰電力P3が所定電力P4以上である場合には、制御部8は、スイッチング素子Q10をON状態(常時ONの状態)に制御するとともに、コンバータ回路部4の出力電圧を可変制御してDCリンク部6の電圧を変化させ、余剰電力P3が内部負荷10で消費されるようにする(図3ステップS5参照)。
すなわち、たとえば、燃料電池2の最大出力が700Wである場合、DCリンク部6の電圧が324Vでスイッチング素子Q10を常時ONにすると、内部負荷10で消費される電力は、324×324÷150≒700Wとなるので、制御部8は、余剰電力P3のすべてが内部負荷10で消費されるように、コンバータ回路部4の出力電圧(DCリンク部6の電圧)を200V〜324Vの範囲で可変させる制御を行う。
これに対して、余剰電力P3が所定電力P4未満である場合、制御部8は、コンバータ回路部4の出力電圧を一定に制御してDCリンク部6の電圧を固定するとともに、スイッチング素子Q10のON/OFFデューティ比を制御して内部負荷10で余剰電力を消費させる(図3ステップS6参照)。
すなわち、この場合、制御部8は200Vの電圧でスイッチング素子Q10をスイッチングさせてパルス電圧を内部負荷10に印加することにより、余剰電力P3のすべてが内部負荷10で消費されるようにする。なお、この場合、スイッチング素子Q10ではスイッチングに伴うスイッチングロスが発生するが、スイッチング素子Q10の電流量は小さくスイッチングロスも小さいため、電力損失はほとんど問題にはならない。
このように、本実施形態に示すパワーコンディショナ1では、余剰電力P3を内部負荷10で消費させるにあたり、余剰電力P3が大きいときは内部負荷10に電力を供給するスイッチング素子Q10がON状態に制御されスイッチングロスが抑制される一方、余剰電力P3が小さくスイッチングロスが問題とならないときにスイッチング素子Q10によるスイッチングが行われるので、スイッチングロスの少ないパワーコンディショナを提供することができる。そのため、大型の放熱素子や大電力用のスイッチング素子を用いることなく余剰電力P3の消費を行え、低コストで自立運転機能を備えたパワーコンディショナを提供することができる。
実施形態2
次に、本発明に係るパワーコンディショナ1の他の実施形態を図4に基づいて説明する。
次に、本発明に係るパワーコンディショナ1の他の実施形態を図4に基づいて説明する。
この実施形態2に係るパワーコンディショナ1は、上述した実施形態1に係るパワーコンディショナ1のコンバータ回路部4の制御構成を一部改変したものであって、その他の回路構成などは実施形態1と共通する。したがって、構成が共通する部分には同一の符号を付して説明を省略する。
本実施形態に示すパワーコンディショナ1では、直並列回路Bのスイッチング素子Q5に与えられるパルス信号は、上述したように、リップル抑制回路によりデューティ比が補正されることがあるため、この制御との関連で、制御部8は以下のような制御を行うように改変されている。
すなわち、たとえば、パワーコンディショナ1に対する入力電圧が、コンバータ回路部4の設計値(回路設計上想定した最大電圧)以上となった場合、直並列回路Bのスイッチング素子Q5のOFFデューティが100%となって、直並列回路Bがフル並列(常時並列)の状態になる。このようなフル並列の状態を許容すると、リップル抑制回路による直並列デューティ比の補正ができなくなるので、本実施形態に示すパワーコンディショナ1では、リップル抑制回路によるパルス信号の補正範囲を確保するために、制御部8は、直並列回路Bの直並列デューティ比を設定する際に、直並列回路Bがフル並列状態にならない範囲で、直並列回路Bの直並列デューティ比に限度値を設定し、この限度値を超えてOFFデューティ期間が伸長されないように構成されている。
具体的には、たとえば、リップル抑制回路による直並列デューティ比の補正範囲が±5%である場合、少なくとも5%の補正範囲が確保できるように、制御部8は、直並列デューティのOFFデューティ期間が95%を超えないように限度値を設定する。
そのため、本実施形態に示すパワーコンディショナ1では、余剰電力P3を内部負荷10で消費させるにあたって、コンバータ回路部4の出力電圧を可変制御するとき(図4ステップS1参照)には、制御部8は、直並列デューティのOFFデューティ期間が95%以上になるか否かを判断し(図4ステップS2参照)、95%以上になるときには、OFFデューティ期間を限度値である95%に制限して(図4ステップS3参照)、ブリッジコンバータ回路Aのスイッチング素子Q1〜Q4に対するスイッチング制御を固定制御から可変制御に変更する(図4ステップS4参照)。
一方、図4ステップS2の判断において、直並列回路BのOFFデューティ期間が上記限度値未満であれば、ブリッジコンバータ回路Aのスイッチング素子Q1〜Q4に対する可変制御は停止して固定制御とする(図4ステップS4参照)。
このように、本実施形態に係るパワーコンディショナ1では、直並列回路Bの直並列デューティ比のOFFデューティ期間が所定の限度値に達すると、OFFデューティ期間の伸長が制限され、ブリッジコンバータ回路に対するスイッチング制御が可変制御に切り替えられるので、リップル抑制回路の動作を確保することができる。
なお、上述した実施形態は本発明の好適な実施態様を示すものであって、本発明はこれに限定されることなく発明の範囲内で種々の設計変更が可能である。
たとえば、上述した実施形態では、余剰電力P3の測定を、燃料電池2の発電電力P1から自立負荷での消費電力P2を減算することによって行う場合を示したが、自立運転時には、補機および補機制御部11においてもわずかに電力消費P5がある。たとえば、この消費電力P5は、直流24V×1A=24W程度である。そのため、余剰電力P3の演算においては、この補機および補機制御部11の消費電力P5も燃料電池2の発電電力P1から減算するように構成することができる。その場合、この消費電力P5としては、あらかじめ実験によって求めた値を制御部8に記憶させておくか、あるいは、この消費電力P5の測定手段をパワーコンディショナ1に備えさせ、自立運転時にはこの測定手段で消費電力P5を測定するように構成することができる。
また、上述した実施形態では、コンバータ回路部4において直並列回路Bと組み合わされるコンバータとしてフルブリッジコンバータ回路を用いた場合を示したが、ここで使用するコンバータはハーフブリッジコンバータ回路であってもよい。また、上述した実施形態では電流共振型のブリッジコンバータ回路を示したが、電圧共振型のコンバータ回路を用いてもよい。
また、上述した実施形態では、コンバータ回路部4やインバータ回路部5に備えられるスイッチング素子としてFETを用いた場合を示したが、スイッチング素子としてはIGBTなどの他のスイッチング素子を用いることも可能である。また同様に、整流回路BD1,BD2としてブリッジダイオードを用いた場合を示したが、他の整流素子や整流回路を用いることも勿論可能である。
また、上述した実施形態では、本発明に係るパワーコンディショナ1を燃料電池発電システムに使用する場合を示したが、燃料電池2で発生する排熱を利用して温水を生成するコージェネレーションシステムに本発明に係るパワーコンディショナ1を適用することも可能である。その場合、内部負荷10を構成する電気ヒータはコージェネレーションシステムにおいて温水を貯湯するタンク内の湯水の加熱用として利用することができる。
1 パワーコンディショナ
2 燃料電池
3 電力系統
4 コンバータ回路部
5 インバータ回路部
6 DCリンク部
7 系統連系切替スイッチ
8 制御部
9 自立運転用コンセント
10 内部負荷
12 整流回路部
Q10 内部負荷用のスイッチング素子
A ブリッジコンバータ回路
B 直並列回路
2 燃料電池
3 電力系統
4 コンバータ回路部
5 インバータ回路部
6 DCリンク部
7 系統連系切替スイッチ
8 制御部
9 自立運転用コンセント
10 内部負荷
12 整流回路部
Q10 内部負荷用のスイッチング素子
A ブリッジコンバータ回路
B 直並列回路
Claims (4)
- 燃料電池で発電された直流電力の電圧を昇圧するコンバータ回路部と、前記コンバータ回路部で昇圧された直流電力を電力系統に連系可能な交流電力に変換するインバータ回路部と、前記コンバータ回路部と前記インバータ回路部とを接続するDCリンク部と、前記コンバータ回路部および前記インバータ回路部を制御する制御部とを備えてなり、
前記電力系統との連系を切り離して燃料電池での発電を行う自立運転機能を備え、自立運転時に燃料電池で発電された電力を前記インバータ回路部から電力供給を受ける自立運転用コンセントに接続された自立負荷で消費させるように構成されるとともに、前記DCリンク部にスイッチング素子を介して前記自立負荷で消費しきれない余剰電力を消費させるための内部負荷が接続されたパワーコンディショナにおいて、
前記制御部は、余剰電力が所定電力以上である場合には、前記スイッチング素子をON状態に制御するとともに、前記コンバータ回路部の出力電圧を可変制御して前記DCリンク部の電圧を変化させながら内部負荷で余剰電力を消費させる一方、余剰電力が前記所定電力未満である場合には、前記コンバータ回路部の出力電圧を一定に制御して前記DCリンク部の電圧を固定するとともに、前記スイッチング素子のON/OFFデューティ比を制御して前記内部負荷で余剰電力を消費させる制御構成を備えていることを特徴とするパワーコンディショナ。 - 前記所定電力は、前記コンバータ回路部の出力電圧を、前記自立運転用コンセントから所定電圧の交流電力を出力させるのに必要な出力電圧としたときに、前記内部負荷で消費可能な電力値に基づいて設定されることを特徴とする請求項1に記載のパワーコンディショナ。
- 前記コンバータ回路部が、前記制御部によりスイッチング制御されるブリッジコンバータ回路と、前記ブリッジコンバータ回路の出力側に接続され、前記制御部により直並列デューティ比が制御される直並列回路とを備えてなり、
前記制御部は、前記コンバータ回路部の出力電圧の可変制御にあたり、前記ブリッジコンバータ回路に対するスイッチング制御を所定の固定制御にしたまま、前記直並列回路に対する直並列デューティ比を可変制御して前記コンバータ回路部の出力電圧を可変させる一方、前記直並列デューティ比のOFFデューティ期間が所定の限度値に達すると、OFFデューティ期間の伸長を制限するとともに、上記ブリッジコンバータ回路に対するスイッチング制御を可変制御に切り替える制御構成を備えたことを特徴とする請求項1または2に記載のパワーコンディショナ。 - 前記内部負荷は、抵抗値が固定された電気ヒータで構成されていることを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載のパワーコンディショナ。
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JP (1) | JP2015156769A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017184424A (ja) * | 2016-03-30 | 2017-10-05 | 大阪瓦斯株式会社 | 熱電併給システム |
WO2018021349A1 (ja) | 2016-07-27 | 2018-02-01 | 京セラ株式会社 | 発電ユニット及びその制御方法 |
JP2020043085A (ja) * | 2019-11-21 | 2020-03-19 | 大阪瓦斯株式会社 | 熱電併給システム |
KR20230019639A (ko) | 2021-08-02 | 2023-02-09 | 현대자동차주식회사 | 연료전지를 이용한 발전시스템 및 그 제어방법 |
US11677086B2 (en) | 2020-05-29 | 2023-06-13 | Honda Motor Co., Ltd. | Control system, moving body, and control method |
-
2014
- 2014-02-21 JP JP2014031324A patent/JP2015156769A/ja active Pending
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