JP2015144426A - デュアルバンド同軸アンテナフィードのためのマッチング及びパターン制御 - Google Patents

Abstract

【課題】デュアルバンド同軸アンテナフィードを提供する。
【解決手段】デュアルバンド同軸アンテナフィード１０は、外側導電管１１５と、内側導電管１２５と、を備える。内側導電管１２５は、外側導電管１１５の内部に位置し、共通軸に対して同軸に整合している。外側導電管１１５の内面１１６と内側導電管１２５の外面１２７との間に形成された同軸導波管１１０は第１周波数帯域をサポートする。内側導電管１２５の内部に形成された円形導波管１２０は第２周波数帯域をサポートする。デュアルバンド同軸アンテナフィード１０はまた、同軸導波管１１０の内部の、少なくとも１つの変換器１６１と、フィルタ１５０と、プラグ１７０と、を備える。プラグ１７０は、同軸アンテナフィードの出力端１８０の近傍に配置される。
【選択図】図１

Description

[1]本願発明は、米国政府によりＮｏｒｔｈｒｏｐ Ｇｒｕｍｍａｎに授与された契約番号Ｈ９４００３−０４−Ｄ−０００５のもとでなされた。米国政府は、本願発明の権利を有し得る。

[2]同軸に配置された同軸導波管及び円形導波管の構造を使用する現在利用可能な複数帯域のアンテナフィードにおいて、同軸開口は、物理的に大きいか、又は、同軸導波管の径よりも大きな径の外側に広がっている。動作の波長と比べて増加した開口サイズは、導波管のインピーダンスマッチングを自由空間インピーダンスへと促進する。しかしながら、物理的に大きなアンテナフィードは、単一のフィード要素として有用であるが、スイッチビームアンテナシステムで使用される共通球形誘電レンズの周囲に配置される複数のフィードに対しては大きすぎる。同軸導波管及び円形導波管を有するデュアルバンド同軸アンテナフィードのコンパクトな波形率が、共通レンズの周囲に動作可能に配置される複数フィードのために、求められる。

[3]本願発明はデュアルバンド同軸アンテナフィードに関する。デュアルバンド同軸アンテナフィードは、内面を有する外側導電管と、外面を有する内側導電管と、を備える。内側導電管は、前記外側導電管の内部に位置し、前記外側導電管及び前記内側導電管の長さに沿って延びる共通軸に対して同軸に整合している。前記外側導電管の前記内面と前記内側導電管の前記外面との間のスペースに形成された同軸導波管は、第１周波数帯域をサポートする。前記内側導電管の内面の内部に形成された円形導波管は、第２周波数帯域をサポートする。デュアルバンド同軸アンテナフィードはまた、前記同軸導波管の内部の、少なくとも１つの変換器と、フィルタと、プラグと、を備える。前記フィルタは、前記少なくとも１つの変換器からオフセットしている。前記フィルタに関連するインピーダンス軌跡は、前記第１周波数帯域における高い周波数で容量性であり前記第１周波数帯域における低い周波数で誘導性である。前記プラグは、前記少なくとも１つの変換器及び前記フィルタからオフセットしており、前記同軸アンテナフィードの開口端の近傍に配置される。

[4]図面は、単に例示の実施形態を示すものであるので、本発明の範囲を制限するものと解釈すべきではない。例示の実施形態は、以下の図面を使用してさらに詳細に説明される。
[5]図１は、デュアルバンド同軸アンテナフィードの実施形態を３次元に切断した断面図である。 [6]図２Ａは、図１のデュアルバンド同軸アンテナフィードの側断面図である。 [7]図２Ｂは、デュアルバンド同軸アンテナフィードの実施形態の側断面図である。 [8]図３Ａは、同軸フィルタのための回路モデルである。 [9]図３Ｂは、図３Ａの同軸フィルタの物理モデルである。 [10]図３Ｃは、図３Ａの同軸フィルタの反射減衰量のプロットである。 [11]図３Ｄは、図３Ａのフィルタの入力インピーダンスを示すスミスチャートである。 [12]図４は、広帯域周波数にわたる図３Ａの同軸フィルタの挿入損失のプロットである。 [13]図５Ａは、直列のプラグ及び変換器を備えるデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域回路モデルである。 [14]図５Ｂは、図５Ａの第１帯域回路モデルに対応する直列のプラグ及び変換器を備えたデュアルバンド同軸アンテナフィードの物理モデルである。 [15]図５Ｃは、図５Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域反射減衰量のプロットである。 [16]図５Ｄは、図５Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域入力インピーダンスを示すスミスチャートである。 [17]図６Ａは、直列のプラグ及び２ステージ変換器を備えるデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域回路モデルである。 [18]図６Ｂは、図６Ａの第１帯域回路モデルに対応する直列のプラグ及び２ステージ変換器を備えたデュアルバンド同軸アンテナフィードの物理モデルである。 [19]図６Ｃは、図６Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域反射減衰量のプロットである。 [20]図６Ｄは、図６Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域入力インピーダンスを示すスミスチャートである。 [21]図７Ａは、直列のプラグ、２ステージ変換器、及びフィルタを備えるデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域回路モデルである。 [22]図７Ｂは、図７Ａの第１帯域回路モデルに対応する直列のプラグ、２ステージ変換器、及びフィルタを備えたデュアルバンド同軸アンテナフィードの物理モデルである。 [23]図７Ｃは、図７Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域反射減衰量のプロットである。 [24]図７Ｄは、図７Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域入力インピーダンスを示すスミスチャートである。 [25]図８Ａは、直列のプラグ（９０電気角度）、フィルタ、及び変換器を備えるデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域回路モデルである。 [26]図８Ｂは、図８Ａの第１帯域回路モデルに対応する直列のプラグ（９０電気角度）、フィルタ、及び変換器を備えたデュアルバンド同軸アンテナフィードの物理モデルである。 [27]図８Ｃは、図８Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域反射減衰量のプロットである。 [28]図８Ｄは、図８Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域入力インピーダンスを示すスミスチャートである。 [29]図９Ａは、直列のプラグ（４０電気角度）、フィルタ、及び変換器を備えるデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域回路モデルである。 [30]図９Ｂは、図９Ａの第１帯域回路モデルに対応する直列のプラグ（４０電気角度）、フィルタ、及び変換器を備えたデュアルバンド同軸アンテナフィードの物理モデルである。 [31]図９Ｃは、図９Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域反射減衰量のプロットである。 [32]図９Ｄは、図９Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域入力インピーダンスを示すスミスチャートである。 [33]図１０Ａは、直列のプラグ（９０電気角度）、変換器、及びフィルタを備えるデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域回路モデルである。 [34]図１０Ｂは、図１０Ａの第１帯域回路モデルに対応する直列のプラグ（９０電気角度）、変換器、及びフィルタを備えたデュアルバンド同軸アンテナフィードの物理モデルである。 [35]図１０Ｃは、図１０Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域反射減衰量のプロットである。 [36]図１０Ｄは、図１０Ａの第１帯域回路モデルから計算されたデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域入力インピーダンスを示すスミスチャートである。 [37]図１１は、レンズとともに配置されたデュアルバンド同軸フィードの側断面図である。 [37]図１２は、レンズとともに配置されたデュアルバンド同軸フィードの側断面図である。 [38]図１３は、図１１及び図１２のデュアルバンド同軸フィード及びレンズの第２帯域アンテナゲインパターンのプロットを示す図である。 [39]図１４は、図１１及び図１２のデュアルバンド同軸フィード及びレンズの第２帯域軸率のプロットを示す図である。 [40]共通の慣習にしたがって、様々な構成は実際の縮尺では描かれておらず、本発明に関連する構成として強調して描かれている。参照符号は、図面及び明細書を通じて要素を示している。

[41]以下の詳細な説明では、本発明が実施された詳細な実施形態における図面に参照符号が付される。これらの実施形態は、当業者が発明を実施することができるように充分に詳細に説明されるが、本発明の範囲から離れずに論理的、機械的、電気的な変更を行って他の実施形態を実現することができることを理解すべきである。したがって、以下の詳細な説明は発明の範囲を制限するものではない。

[42]上記の課題を解決するために、第１周波数帯域における同軸開口のサイズを大きくすることなく同軸開口のインピーダンスマッチング（インピーダンス整合）を行うための特別な技術が求められる。加えて、デュアルバンド同軸フィード及びレンズアンテナのゲインパターンが正確に第２周波数帯域に形成される方法への要望が存在する。

[43]本願は、デュアルバンド同軸アンテナフィードの円形導波管の出力からのパワー放射とともに同軸放射要素のための第１周波数帯域と第２周波数帯域とのインピーダンスマッチングを提供する。本願は、第２周波数帯域におけるアンテナパターンが最適なパターン形状及び軸率（軸比）になることを可能にする。ここに記載されたデュアルバンド同軸アンテナフィードは、マルチフィードが共通レンズの周囲に適合するようにコンパクトなフォームファクタ（波形率）を備える。ここに記載されるコンパクトなデュアルバンド同軸アンテナフィードは、デュアルバンド同軸アンテナフィードの同軸開口における第１周波数帯域のインピーダンスマッチングを提供するとともに、第２周波数帯域の放射のアンテナパターンを最適化することによって、従来のデュアルバンド同軸アンテナフィードの問題を克服する。

[44]図１は、デュアルバンド同軸アンテナフィード１０の３次元断面図である。図２Ａは、図１のデュアルバンド同軸アンテナフィード１０の側断面図である。デュアルバンド同軸アンテナフィード１０は、内面１１６を有する外側導電管１１５と、外面１２７を有する内側導電管１２５と、を備える。内側導電管１２５は、外側導電管１１５の内部に位置する。内側導電管１２５及び外側導電管１１５は、外側導電管１１５及び内側導電管１２５の（Ｚ方向の）長さに沿って延びる共通軸４００（図２Ａ）に対して同軸に整合している。共通軸４００は、図１及び図２Ａに示されたＺｏｕｔ軸と平行している。外側導電管１１５は、筒形状を有している。内側導電管１２５の内面１２６は、滑らかな筒形状である。

[45]同軸導波管１１０は、外側導電管１１５の内面１１６と内側導電管１２５の外面１２７との間のスペースに形成され、第１周波数帯域をサポートする。円形導波管１２０は、内側導電管１２５の内面１２６の内部に形成され、第２周波数帯域をサポートする。

[46]デュアルバンド同軸アンテナフィード１０は、同軸導波管１１０内の少なくとも１つの変換器と、同軸導波管１１０内のフィルタ１５０と、同軸導波管１１０内のプラグ１７０と、を備える。図１及び図２Ａに示すように、少なくとも１つの変換器は、第１変換器１６１と、第２変換器１６２と、を備える。フィルタ１５０は、第１変換器１６１及び第２変換器１６２からオフセットしている。プラグ１７０は、第１変換器１６１、第２変換器１６２、及び、フィルタ１５０からオフセットしている。プラグ１７０は、同軸アンテナフィード１０の全体的に１８０で示されている開口端に、又は開口端の近傍（例えば、数ミリメートル以内）に、位置している。出力端１８０は、“開口端１８０”としても参照される。デュアルバンド同軸アンテナフィード１０の出力端１８０は、出力面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）にわたる。出力面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）は、“開口面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）”としても参照される。

[47]第１変換器１６１、第２変換器１６２、及び、フィルタ１５０は、第１周波数帯域におけるデュアルバンド同軸アンテナフィード１０のインピーダンスマッチングを提供するために、形成される。当業者に理解されるように、デュアルバンド同軸アンテナフィードのリターンロス（反射減衰量）が減少するにしたがって、デュアルバンド同軸アンテナフィードのインピーダンスは、入力伝送路１９１の特性インピーダンスに良くマッチングする。

[48]プラグ１７０は、内側導電管１２５の外面１２７と外側導電管１１５の内面１１６との間のスペースの、デュアルバンド同軸アンテナフィード１０の面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）における同軸開口に形成される（満たされる）。プラグ１７０は、開口面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）からＺ方向にプラグ長Ｌｐを有する。図１及び図２Ａの実施形態では、プラグ長Ｌｐは、第１周波数帯域において約９０度の電気角である。約９０度の電気角のプラグ長Ｌｐは、（ｆ１＋ｆ２／２）に等しい中間周波数において管波長の４分の１（λｇ／４）と同等である。９０度の電気角に対する参照は、中間周波数を参照する。同様に、４０度の電気角に対する参照は、中間周波数を参照する。プラグ１７０は、誘電材料（絶縁材料）で形成される。

[49]図１及び図２Ａに示すように、内側導電管１２５の外面１２７は、全体的に１５０で示された、うねの立った突出部を備える。うねの立った突出部は、フィルタの所望のフィルタリング機能及びインピーダンスマッチング機能を得るために、突出部の領域において同軸導波管１１０の伝達特性を変化させる。うねの立った突出部の領域は、ここでは“フィルタ１５０”、“同軸フィルタ１５０”、又は、“フィルタ／マッチング要素１５０”として参照される。フィルタ１５０は、第１周波数帯域におけるデュアルバンド同軸アンテナフィード１０のインピーダンスマッチングを向上するために使用される。本実施形態の１つの態様では、フィルタ１５０は、内側導電管１２５を形成する導電材料で形成される。本実施形態の他の態様では、フィルタは、内側導電管１２５の同軸導波管１１０内に配置されたリングを備える。このようなリングは、導電材料で形成される。他の態様では、リングは、内側導電管１２５と同じ金属で形成される。

[50]図１及び図２Ａに示すように、内側導電管１２５は、材料１６１及び突出部１６２のリングを備える。突出部１６２は、内側導電管１２５を取り囲み、内側導電管１２５を形成する導電材料で形成される。材料１６１のリングは、第１変換器の所望の特性インピーダンスを得るために、材料１６１のリングの領域において同軸導波管１１０の特性インピーダンスを変化させる。材料１６１のリングの領域は、ここでは、“材料１６１のリング”、“誘電（絶縁）リング１６１”、“第１変換ステージ１６１”、“第１変換器１６１”、及び、“変換器１６１”として参照される。

[51]同様に、内側導電管１２５の外面１２７の突出部１６２は、第２変換器の所望の特性インピーダンスを得るために、突出部１６２の領域において同軸導波管１１０の特性インピーダンスを変化させる。突出部１６２の領域は、ここでは、“第２変換ステージ１６２”及び“第２変換器１６２”として参照される。図２Ａに示すように、第２変換器１６２と外側導電管１１５の内面１１６との間には空隙１２８がある。“隙間”及び“空隙”という用語は、互換的に使用することができる。

[52]本実施形態の一例では、第１変換器１６１は、誘電リング１６１を備える。図２Ａに示すように、誘電リング１６１は、外側導電管１１５の内面１１６に当接する。本実施形態の他の例では、外側導電管１１５の内面１１６と誘電リング１６１との間にわずかな隙間（１又は２ミリ程度）が存在する。

[53]図２Ｂは、デュアルバンド同軸フィード９の側面断面図である。デュアルバンド同軸フィード９は、第１変換器１５９と外側導電管１１５の内面１１６との間に空隙１２９がある点で、図１及び図２Ａのデュアルバンド同軸フィード１０とは異なる。空隙１２９は、ここでは、“第１空隙１２９”及び“第１隙間１２９”として参照される。空隙１２８は、ここでは、“第２空隙１２８”及び“第２隙間１２８”として参照される。

[54]本実施形態の一例では、第１変換器１５９は、同軸導波管１１０内に、内側導電管１２５の外面１２７上の第１突出部１５９として形成され、第２変換器１６２は、同軸導波管１１０内に、内側導電管１２５の外面１２７上の第２突出部１６２として形成される。このような実施形態においては、第１突出部１５９及び第２突出部１６２は、厚さが異なっており、これらは内側導電管１２５の外面１２７上にシームレスに形成される。この実施形態では、第１隙間１２９は、第１突出部１５９と外側導電管１１５の内面１１６との間に形成され、第２隙間１２８は、第２突出部１６２と外側導電管１１５の内面１１６との間に形成される。

[55]この実施形態の他の例では、第１変換器１５９は、誘電材料１５９のリングである。この実施形態の他の例では、第１変換器１５９は、導電材料１５９のリングである。以下、本書面を読む当業者には理解されるように、デュアルバンド同軸フィード１０の参照は、図２Ｂのデュアルバンド同軸フィード９にも同様に適用される。

[56]デュアルバンド同軸フィード１０は、内側導電管１２５の外面１２７と外側導電管１１５の内面１１６との間に形成される同軸導波管１１０を備える。同軸導波管１１０は、第１周波数帯域における電磁場の伝搬をサポートするようになっている。デュアルバンド同軸アンテナフィード１０は、内側導電管１２５の内部に形成された円形導波管１２０も備える。第１周波数帯域は、ここでは、“帯域１”又は“第１帯域”としても参照される。第２周波数帯域は、ここでは、“帯域２”又は“第２帯域”としても参照される。第２周波数帯域は、第１周波数帯域よりも高い周波数である。送信を行う場合には、電磁場は、全体的に１８１で表される入力端から出力面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）における出力端１８０へ伝搬する。出力面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）における出力端１８０は、入力端１８１の面からデュアルバンド同軸フィード１０の長さＬｄｂｃ（図２Ａ）だけオフセットしている。受信を行う場合には、電磁場は、デュアルバンド同軸フィード１０の内部を反対に出力端１８０から入力端１８１の方向に伝搬する。

[57]図１及び図２Ａに示すように、内側導電管１２５は、第２周波数帯域の電磁波が内側導電管１２５の内部を伝搬するように、円形導波管１２０のカットオフ周波数よりも低く選択された誘電材料１２１によって満たされている。当業者に知られているように、誘電材料１２１を使用することによって円形導波管１２０の直径（例えば、内側導電管１２５の内径）が小さくなる。この実施形態の１つの例では、内側導電管１２５は、誘電材料１２１ではなく空気で満たされる。

[58]この実施形態の他の例では、内側導電管１２５は、アルミニウムで形成される。この実施形態の他の例では、外側導電管１１５は、アルミニウムで形成される。この実施形態の他の例では、内側導電管１２５は、他の金属で形成される。この実施形態の他の例では、外側導電管１１５は、他の金属で形成される。

[59]第１変換器１６１及び第２変換器１６２は、誘電リング及び／又は様々な直径の金属部分で構成される。第１変換器１６１及び第２変換器１６２の設計は、デュアルバンド同軸アンテナフィード１０内の利用可能な空間に依存する。本実施形態のある態様では、第１変換器１６１は、誘電リングであり、第２変換器１６２は、内側導電管１２５の同軸導波管１１０（図１及び図２Ａ）内の突起として形成される。同軸フィードの変換の所望の特性インピーダンスを得るためには様々な方法がある。

[60]本実施形態のある態様では、第２変換器１６２が内側導電管１２５の突起となるように第２変換器１６２を形成するために、第２変換領域において内側導電管１２５の外径のステップアウトがある。特定の誘電定数を有する誘電リングは、ステップアウトに隣接して配置されて第１変換器１６１を形成し、内側導電管１２５と外側導電管１１５との間のスペース（図２Ａ）を満たす。

[61]本実施形態の他の態様では、第２変換器１６２は、内側導電管１２５の突起となっている。第１変換器１５９は、同軸導波管の内側導電管１２５の外面１２７と外側導電管１１５との間を誘電リング１５９（図２Ｂ）で部分的に満たすことによって形成される。この場合、誘電リング１５９と外側導電管１１５との間には空隙１２９が形成される。

[62]理論的には、第１変換器１６１及び第２変換器１６２の物理的な構成は、上記の実施形態にしたがって独立に設計される。したがって、第１変換器１６１及び第２変換器１６２の実施形態の多くの組み合わせが考えられる。実際には、第１変換器１６１及び第２変換器１６２は、互いの部品の組み立てにおいて両立できる物理的な設計が必要である。例えば、誘電リングが第２変換器１６２として使用されたら、誘電リングは、第１変換器１６１を備える突起を通過しなくてはならない。ある実施形態では、第１変換器１６１及び第２変換器１６２は、同じ又は異なる内径、及び、同じ又は異なる外径、を有する誘電リングで形成される。後者の場合、第１変換器１６１及び第２変換器１６２は、１つの部品として形成される。さらに他の実施形態では、第１変換器１６１及び第２変換器１６２は、誘電リングで形成され、プラグ１７０としての同じ部品の一部として形成される。

[63]フィルタ１５０、プラグ１７０、第１変換器１６１及び第２変換器１６２の形状、及び、プラグ１７０及び第１変換器１６１の比誘電率は、モデリングによって決定される。モデリング技術は、図３Ａ−図３Ｄ及び図５Ａ−図１０Ｄを参照して説明される。

[64]図３Ａは、ポイント１とポイント２との間の距離によって離されている入力ポート２２０及び出力ポート２２１を備える同軸フィルタ１５５のための回路モデルである。図３Ｂは、図３Ａの同軸フィルタ１５５の物理モデルである。図３Ａの同軸フィルタ１５５の回路モデルは、物理的モデルフィルタ１５０を表している。図３Ｂのフィルタ１５０は、図３Ａの回路モデルの入力ポート２２０に対応する入力ポート１５１、及び、図３Ａの回路モデルの出力ポート２２１に対応する出力ポート１５２、を備える。

[65]図３Ｃは、図３Ａの同軸フィルタ１５５の反射減衰量のプロット２５０である。プロット２５０は、第１周波数の周波数帯域（すなわち、周波数ｆ１と周波数ｆ２との間）に広がっている。図３Ｃに示すように、第１周波数帯域のエッジ（すなわち、周波数ｆ１及び周波数ｆ２の近く）では、反射減衰量は、−２５ｄＢ以下になっている。図３Ｄは、図３Ａのフィルタ１５５の入力インピーダンスを示すスミスチャートである。スミスチャートの実軸は、スミスチャートを２分する水平線である。図３Ｄ，５Ｄ，６Ｄ，７Ｄ，８Ｄ，９Ｄ，１０Ｄに示されているスミスチャートの各プロットは、ここでは、“インピーダンス軌跡”として参照される。図３Ｄのスミスチャートに示されたインピーダンス軌跡２５１は、インピーダンスが周波数ｆ１（すなわち実軸の上側）において誘導性であり、インピーダンスが周波数ｆ２（すなわち実軸の下側）において容量性であることを示している。インピーダンス軌跡２５１は、同軸フィルタ１５５の入力ポート２２０の入力インピーダンスが出力ポート２２１に整合終端されていることを示している。周波数ｆ１とｆ２の中間付近において、インピーダンス軌跡は、スミスチャートの中心を通りほぼ完全にインピーダンスマッチングしていることを示す。したがって、同軸フィルタ１５５は、第１周波数帯域（例えば、ｆ１からｆ２）における高い周波数（例えば周波数ｆ２）で容量性であり、第１周波数帯域における低い周波数（例えば周波数ｆ１）で誘導性である。インピーダンス軌跡２５１のスミスチャートのほぼ中心における比較的短い距離は、周波数ｆ１から周波数ｆ２の間でインピーダンスが比較的良くマッチングしていることを示している。

[66]図４は、広い周波数帯域における図３Ａの同軸フィルタ１５５の挿入損失のプロットである。周波数ｆ１からｆ２の第１周波数帯域は、全体的に２３１で示されている。第２周波数帯域は、全体的に２３２で示されており、周波数ｆ３より高い周波数帯域を備えている。図４に示すように、フィルタ１５０は、第１周波数帯域（第１周波数帯域２３１）のエネルギを通過させ、周波数ｆ３より大きい第２周波数帯域（第２周波数帯域２３２）のエネルギを−４０ｄＢ以下にまで減衰させるローパスフィルタである。第２周波数帯域における−４０ｄＢの減衰は、図３Ａにおいて入力ポート２２０から出力ポート２２１まで（逆も同様）である。

[67]図５Ａから図１０Ｄに関する以下の説明では、図５Ａ，６Ａ，７Ａ，８Ａ，９Ａ，及び１０Ａは、図５Ｂ，６Ｂ，７Ｂ，８Ｂ，９Ｂ，及び１０Ｂのデュアルバンド同軸アンテナフィードの同軸導波フィードの回路モデルを示している。同軸導波フィードは、当業者に知られているデュアルバンド同軸アンテナフィードの同軸コンポーネントである。同様に、図５Ｃ，６Ｃ，７Ｃ，８Ｃ，９Ｃ，１０Ｃは、図５Ｂ，６Ｂ，７Ｂ，８Ｂ，９Ｂ，及び１０Ｂのデュアルバンド同軸アンテナフィードの同軸導波フィードの同軸導波フィードの反射減衰率を示している。図５Ｄ，６Ｄ，７Ｄ，８Ｄ，９Ｄ，及び１０Ｄは、図５Ｂ，６Ｂ，７Ｂ，８Ｂ，９Ｂ，及び１０Ｂのデュアルバンド同軸アンテナフィードの同軸導波フィードスミスチャートを示している。しかしながら、説明を簡略化するために、図５Ａ，６Ａ，７Ａ，８Ａ，９Ａ，１０Ａ，５Ｃ，６Ｃ，７Ｃ，８Ｃ，９Ｃ，１０Ｃ，５Ｄ，６Ｄ，７Ｄ，８Ｄ，９Ｄ，１０Ｄを参照するときには、当業者に知られているように、“デュアルバンド同軸アンテナフィードの同軸導波フィード”の代わりに‘デュアルバンド同軸アンテナフィード“という用語が使用される。上述とは異なり、図５Ａ，６Ａ，７Ａ，８Ａ，９Ａ，１０Ａ，５Ｃ，６Ｃ，７Ｃ，８Ｃ，９Ｃ，１０Ｃ，５Ｄ，６Ｄ，７Ｄ，８Ｄ，９Ｄ，１０Ｄを参照するときには、結果はデュアルバンド同軸アンテナフィードの同軸導波フィードを参照し、デュアルバンド同軸アンテナフィードの円形導波フィード（”同軸“という用語に言及されていなくても）を参照しないことが意図されている。

[68]図５Ａは、直列のプラグ１７５と変換器１６５を有するデュアルバンド同軸アンテナフィードのための第１周波数帯域回路モデルである。図５Ｂは、直列のプラグ１７０と変換器１６１を有するデュアルバンド同軸フィードの物理モデルである。図５Ａの回路モデルの部品１９１，１６５，１７５は、図５Ｂの物理同軸フィードモデルの部分に対応する変換ライン回路要素である。各変換ライン回路要素は、独自の特性インピーダンス、伝搬定数、及び物理長さによって表されている。回路モデルでは、伝搬定数と物理長さは、ｆ１とｆ２の平均から通常選択される特定の周波数における等価の電気長によって置き換えられている。ＴＥ１１モードは、同軸フィードにおける電磁波伝搬の所望モデルであり、全ての特性インピーダンスは、このモデルにしたがって計算される。プラグ１７５及び変換器１６５は、入力ポート２０と同じ特性インピーダンスを有する入力変換ライン１９１とともに直列になっている。これらの変換ライン回路要素１９１，１６５，１７５は、出力面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）において同軸開口の平行開口インピーダンス１９０（Ｚａｐ）を導く。開口（出力）面における平行開口インピーダンス１９０（Ｚａｐ）は、ここでは、“シャント同軸開口インピーダンス１９０”としても参照される。図５Ａに示すように、フィードの入力インピーダンス（Ｚｉｎ）は、入力変換ライン１９１を終端するインピーダンス、つまり、変換器１６５、プラグ１７０、及びシャント同軸開口インピーダンス１９０の等価回路を観察したインピーダンスとして定義される。

[69]図５Ａのプラグ１７５の回路モデルは、図５Ｂのプラグ１７０の物理モデルを示している。同様に、図５Ａの変換器１６５の回路モデルは、図５Ｂの物理モデル変換器１６１を示している。図５Ｂの直列配置されたプラグ１７０及び変換器１６１は、デュアルバンド同軸アンテナフィード２０を形成する。図５Ｂにおける入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の参照面は、図５Ａにおける入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の参照面に関連する。図５Ｂにおける開口インピーダンス（Ｚａｐ）の参照面は、図５Ａにおける開口インピーダンス１９０の参照面に関連する。図５Ｃは、図５Ａの同軸フィード回路モデルの入力ポート２２０の反射減衰量２５２のプロットである。図５Ｃに示すように、第１周波数帯域のエッジ（すなわち、周波数ｆ１及び周波数ｆ２の近く）において、反射減衰量は−２５ｄＢ以下になっている。図５Ｄは、図５Ａの回路モデルの入力インピーダンス（Ｚｉｎ）を示すスミスチャートである。インピーダンス軌跡２５３の比較的短い距離は、周波数ｆ１から周波数ｆ２の間でインピーダンスが比較的良くマッチングしていることを示している。図５Ｄのスミスチャートに示されているインピーダンス軌跡２５３は、インピーダンスが周波数ｆ１において誘導性であり、インピーダンスが周波数ｆ２において容量性であることを示している。単一の変換器１６１では、同軸開口は良くマッチングし、低い周波数（ｆ１）で誘導性であり高い周波数（ｆ２）で容量性である。これはフィルタ１５０について図３Ｄで示されたフィルタインピーダンスと同様である。

[70]図６Ａは、直列のプラグ１７５及び２ステージ変換器１６５、１６６を有するデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域回路モデルである。図６Ｂは、図６Ａのプラグ１７５及び２ステージ変換器１６５、１６６を有するデュアルバンド同軸アンテナフィード２１の物理モデルである。図５Ａの回路モデルにおける部品１９１，１６６，１６５，１７５は、図６Ｂの物理同軸フィードモデルの部分に対応する変換ライン回路要素である。各変換ライン回路要素は、独自の特性インピーダンス、伝搬定数、及び物理長さによって表されている。回路モデルでは、伝搬定数と物理長さは、ｆ１とｆ２の平均から通常選択される特定の周波数における等価の電気長によって置き換えられている。ＴＥ１１モードは、同軸フィードにおける電磁波伝搬の所望モデルであり、全ての特性インピーダンスは、このモデルにしたがって計算される。プラグ１７５、第１変換器１６５、及び、第２変換器１６６は、入力ポート２２０と同じ特性インピーダンスを有する入力変換ライン１９１とともに直列になっている。これらの変換ライン回路要素１９１，１６５，１６６，１７５は、開口（出力）面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）において平行開口インピーダンス１９０（Ｚａｐ）を導く。出力面における同軸開口の平行開口インピーダンス１９０（Ｚａｐ）は、ここでは、“シャント同軸開口インピーダンス１９０”としても参照される。図６Ａに示すように、フィードの入力インピーダンス（Ｚｉｎ）は、入力変換ライン１９１を終端するインピーダンス、つまり、第２変換器１６６、第１変換器１６５、プラグ１７０、及びシャント同軸開口インピーダンス１９０の等価回路を観察したインピーダンスとして定義される。

[71]図６Ａのプラグ１７５の回路モデルは、図６Ｂのプラグ１７０を示している。同様に、図６Ａの第１変換器１６５の回路モデルは、図６Ｂの第１変換器１６１の物理モデルを示し、図６Ａの第２変換器１６６の回路モデルは、図６Ｂの第２変換器１６２の物理モデルを示している。

[72]図６Ｂにおける入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の参照面は、図６Ａにおける入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の参照面に関連する。図６Ｂの直列配置されたプラグ１７０、第１変換器１６１、及び第２変換器１６２は、デュアルバンド同軸アンテナフィード２１の同軸部分を形成する。プラグ１７０は、第１周波数帯域（すなわちｆｍｉｄ＝（ｆ１＋ｆ２）／２）における約９０電気角の長さを有する。

[73]図６Ｃは、プラグ１７５及び２ステージ変換器１６５、１６６を有する図６Ａの同軸フィード回路モデルの入力ポート２２０の反射減衰量のプロット２５４である。図６Ｃに示すように、第１周波数帯域のエッジ（すなわち、周波数ｆ１及び周波数ｆ２の近く）において、反射減衰量は−２５ｄＢ以下になっている。図６Ｄは、図６Ａ及び図６Ｂの同軸フィードの入力インピーダンス（Ｚｉｎ）を示すスミスチャートである。図６Ｄのスミスチャートに示されているインピーダンス軌跡２５５は、インピーダンスが第１周波数帯域（例えば、ｆ１からｆ２）において高い周波数（例えば周波数ｆ２）誘導性であり、インピーダンスが第１周波数帯域において低い周波数（例えば周波数ｆ１）容量性であることを示している。図６Ｄに示されているように、第２変換器１６６、第１変換器１６５、プラグ１７５及びシャント同軸開口インピーダンス１９０の等価回路における入力インピーダンスは、第１周波数帯域における低い周波数で容量性であり、第１周波数帯域における高い周波数で誘導性である。図３Ｄ及び図５Ｄのインピーダンス軌跡２５１，２５３との違いは、インピーダンスが第１周波数帯域における高い周波数（例えば周波数ｆ２）で容量性であり、第１周波数帯域における低い周波数（例えば周波数ｆ１）で誘導性であることである。

[74]図７Ａは、デュアルバンド同軸アンテナフィード１０（図１及び図２Ａ）の第１帯域回路モデルである。デュアルバンド同軸アンテナフィード１０の第１帯域回路モデルは、直列のプラグ１７５、２ステージ変換器１６５，１６６、及び、フィルタ１５５、を備える。図７Ｂは、図７Ａの回路モデルに対応するデュアルバンド同軸アンテナフィード１０の物理モデルである。図７Ｂは、図６Ｂのデュアルバンド同軸アンテナフィード２１にフィルタ１５０を追加した点で図６Ｂと異なる。図７Ａのプラグ１７５の回路モデルは、図７Ｂの物理モデルプラグ１７０を表している。図７Ａの第１変換器１６５の回路モデルは、図７Ｂの第１変換器１６１の物理モデルを表しており、図７Ａの第２変換器１６６の回路モデルは、図７Ｂの第２変換器１６２の物理モデルを表している。図７Ａのフィルタ１５５の回路モデルは、図７Ｂのフィルタ１５０の物理モデルを表している。図７Ｂの直列のプラグ１７０、第１変換器１６１、第２変換器１６２、及び、フィルタ１５０は、図１及び２Ａに示されたデュアルバンド同軸アンテナフィード１０を形成する。第１変換器１６１は、プラグ１７０と第２変換器１６２との間に配置される。第２変換器１６２は、フィルタ１５０と第１変換器１６１との間に配置される。

[75]図７Ｃは、図７Ａのデュアルバンド同軸アンテナフィード１０の反射減衰量のプロット２５６である。図７Ｃに示すように、第１周波数帯域のエッジ（すなわち、周波数ｆ１及び周波数ｆ２の近く）では、反射減衰量は、−３０ｄＢ以下になっている。図７Ｄは、図７Ａのデュアルバンド同軸アンテナフィード１０の第１周波数帯域におけるインピーダンスを示すスミスチャートである。図７Ａ−図７Ｄは、フィルタのインピーダンスが図６Ａ−図６Ｄのフィードインピーダンスを中和するデュアルバンド同軸アンテナフィードを示す。

[76]図７Ｄに示すように、図６Ｂのデュアルバンド同軸アンテナフィード２１へのフィルタ１５０の追加は、スミスチャートのインピーダンス軌跡２５７をほとんどのポイントで潰れさせ、したがって、関心帯域（すなわち、ｆ１からｆ２）にわたって反射減衰量を−３０ｄＢ以下にする。インピーダンス軌跡２５７の潰れは、第１周波数帯域における低い周波数で容量性であり第１周波数帯域における高い周波数で誘導性であるフィード入力インピーダンスをもたらす２つの変換器１６１，１６２（図６Ｂ）、及び、第１周波数帯域における高い周波数で容量性であり第１周波数帯域における低い周波数で誘導性であるインピーダンスを有する、直列接続されたフィルタ１５０、を使用することによって生成される。スミスチャートの中央のインピーダンス軌跡２５７の小径は、周波数ｆ１からｆ２までインピーダンス（すなわち、シャント同軸開口インピーダンス１９０）が良好にマッチングしていることを示す。この場合、第１周波数帯域においてデュアルバンド同軸アンテナフィード１０の良好な性能（例えば、非常に低い入力反射減衰量及び高いインピーダンスマッチング）が得られる。したがって、直列接続されたプラグ１７０、２ステージ変換器１６１，１６２、及びフィルタ１５５によって物理的に構成された同軸フィードの入力インピーダンスは、周波数ｆ１からｆ２の第１周波数帯域２３１の全体にわたって非常に良好にマッチングする。

[77]デュアルバンド同軸アンテナフィードの他の実施形態は、レンズとともに使用されたときに第２帯域アンテナゲインパターンを向上させ、図８Ａ−８Ｄに示した良好な、しかし最適ではない、第１帯域インピーダンスマッチングを提供する。図８Ａは、直列のプラグ１７７（９０電気角度）、フィルタ１５５、及び、変換器１６５を有するデュアルバンド同軸アンテナフィードのための第１帯域回路モデルである。図８Ａのプラグ１７７の回路モデルは、図８Ｂのプラグ１７２の物理モデルを表している。図８Ｂにおける入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の参照面は、図８Ａにおける入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の参照面に関連する。プラグ１７２は、第１周波数帯域において９０電気角度の長さを有する。図８Ａのフィルタ１５５の回路モデルは、図８Ｂの物理モデルフィルタ１５０を表す。同様に、図８Ａの変換器１６５の回路モデルは、図８Ｂの変換器１６１の物理モデルを表している。図８Ｂの直列のプラグ１７２、フィルタ１５０、及び、変換器１６１は、デュアルバンド同軸アンテナフィード４０を形成する。図８Ｂに示すように、フィルタ１５０は、変換器１６１とプラグ１７２との間に配置される。フィルタ／マッチング要素１５０は、直接又はほぼ直接プラグ１７２の後ろ側に配置される。マッチング変換器１６１は、フィルタ／マッチング要素１５０の後に示されている。図８Ｃは、図８Ａ，８Ｂのデュアルバンド同軸アンテナフィード４０の反射減衰量のプロットである。図８に示すように、第１周波数帯域のエッジ（すなわち、周波数ｆ１及び周波数ｆ２の近く）では、反射減衰量は、−２０ｄＢ以下になっている。図８Ｄは、図８Ａのデュアルバンド同軸アンテナフィード４０の入力インピーダンスを示すスミスチャートである。インピーダンス軌跡２５９の比較的短い長さは、インピーダンスが比較的良好にマッチングしていることを示す。

[78]図９Ａは、直列のプラグ１７６、フィルタ１５６、及び、変換器１６５を有するデュアルバンド同軸アンテナフィード４１の第１帯域回路モデルである。図９Ｂは、図９Ａのデュアルバンド同軸アンテナフィードの物理モデルである。図９Ａのプラグ１７６の回路モデルは、図９Ｂのプラグ１６９の物理モデルを表している。プラグ１６９は、第１周波数帯域において４０電気角度の長さを有する。図９Ｃは、図９Ａのデュアルバンド同軸アンテナフィードの反射減衰量のプロットである。図９Ｃに示すように、第１周波数帯域のエッジ（すなわち、周波数ｆ１及び周波数ｆ２の近く）では、反射減衰量は、−１０ｄＢ以下になっており、これは、図７Ｃに示したデュアルバンド同軸アンテナフィード１０の反射減衰量に比べて高い。図９Ｄは、図９Ａのデュアルバンド同軸アンテナフィードの入力インピーダンスを示すスミスチャートである。インピーダンス軌跡２６１の比較的長い長さは、周波数ｆ１からｆ２においてインピーダンスがあまり良好にマッチングしていないことを示す。デュアルバンド同軸アンテナフィード４１の比較的高い反射減衰量及びインピーダンスのミスマッチは、この場合、最適な９０度以下の、例えば４０電気角度のプラグ１６９の長さのせいである。図８Ｂの９０電気角度から図９Ｂの４０電気角度へプラグ長を短くすることによって、デュアルバンド同軸アンテナフィード４１の反射減衰量及びインピーダンス軌跡は、図８Ｂのデュアルバンド同軸アンテナフィード４０の反射減衰量及びインピーダンス軌跡より低下する。入力反射減衰量及びインピーダンス軌跡は、フィルタ１５０とデュアルバンド同軸アンテナフィードの出力開口との間の距離によって著しく影響を受ける。距離は、プラグ長、及び、プラグ１６９又は１７２とフィルタ１５０との間の追加スペース、を含む。

[79]図１０Ａは、直列のプラグ１７７（第１周波数帯域において９０電気角度）、変換器１６５、及び、フィルタ１５６、を有するデュアルバンド同軸アンテナフィードの第１帯域回路モデルである。図１０Ｂは、図１０Ａのデュアルバンド同軸アンテナフィード４２の物理モデルである。図１０Ｃは、図１０Ａのデュアルバンド同軸アンテナフィード４２の反射減衰量のプロットである。図１０Ｃに示すように、第１周波数帯域のエッジ（すなわち、周波数ｆ１及び周波数ｆ２の近く）では、反射減衰量は、−２０ｄＢ以下になっている。図１０Ｄは、図１０Ａのデュアルバンド同軸アンテナフィード４２の入力インピーダンスを示すスミスチャートである。

[80]フィルタ／マッチング要素１５０の１つの目的は、第２周波数帯域の電磁波が同軸導波管１１０を伝搬するのを防ぐことである。フィルタ／マッチング要素１５０の第２機能は、図７Ａ，７Ｂに示された２つの変換器とあわせて同軸開口の最適なマッチングを提供することである。サイズ又はコストの制約によるある適用では、デュアルバンド同軸アンテナフィード設計において１つの変換器のみの場合がある。この場合、フィルタ１５０と関連する１つの変換器の配置による効果を調べることが有用である。これは、図８Ａ−８Ｄと図１０Ａ−１０Ｄとを比較することによって行われる。帯域１の同軸開口におけるインピーダンスマッチングの目的のため、（出力開口端から）順番になっているプラグ、フィルタ、及び変換器のような要素を有する図８Ｂの実施形態は、（出力開口端から）順番になっているプラグ、変換器、及びフィルタのような要素を有する図１０Ｂの実施形態と比べて著しく改善している。図８Ｃは、帯域エッジにおいて−２１から−２２ｄＢの反射減衰量を示している一方、図１０Ｃは、約―２０ｄＢを示している。

[81]図１１及び図１２はそれぞれ、レンズ３００とともに配置されたデュアルバンド同軸アンテナフィード４１，４３の断面を示す。アンテナシステム３５１（図１１）は、デュアルバンド同軸アンテナフィード４１及びレンズ３００によって形成される。アンテナシステム３５２（図１２）は、デュアルバンド同軸アンテナフィード４３及びレンズ３００によって形成される。内側導電管１２５は、誘電材料１２１によって満たされる。図１１のデュアルバンド同軸アンテナフィード４１は、デュアルバンド同軸アンテナフィード４１の共通軸４００（すなわち、図２ＡのＺ軸）が全体的にＲで表されたレンズ３００の半径と平行にオーバーラップするように配置される。同様に、図１２のデュアルバンド同軸アンテナフィード４３は、デュアルバンド同軸アンテナフィード４３の共通軸４００が全体的にＲで表されたレンズ３００の半径と平行にオーバーラップするように配置される。本実施形態のある態様では、複数のデュアルバンド同軸アンテナフィード４１及び／又は４３は、少なくともレンズ３００の外周面の部分の周りに配置される。後述の実施形態では、複数のデュアルバンド同軸アンテナフィード４１及び／又は４３の複数の共通軸４００の延伸は、レンズ３００の中央で交差する。

[82]誘電材料１２１の一部分１２２は、デュアルバンド同軸アンテナフィード４１及び４３の開口面（Ｘｏｕｔ，Ｙｏｕｔ）（図１及び図２Ａ）を超えて伸びる。一部分１２２は、ここでは、誘電端部１２２としても参照される。

[83]図１１は、レンズ３００とともに配置されたプラグ１６８及びデュアルバンド同軸アンテナフィード４１（図９Ａ−図９Ｄ）の断面を示す。デュアルバンド同軸アンテナフィード４１は、第２周波数帯域に対するピークゲイン、クロスオーバーゲイン、及び、軸率のために設計されている。図１１のアンテナビームは、αのパターン角度を有する。

[84]スイッチビームアンテナシステムでは、所望の方向へ最も高いアンテナゲインを生成するフィードが選択可能に複数のフィードが利用可能になっている。２つの隣接するアンテナビームが交差するパターン角度は、１つのアンテナビーム（又はフィード）から次のアンテナビームへ交差するためのアルゴリズムを示すビームのための最も良い角度位置となるので、交差角度となる。クロスオーバーゲインは、これらの交差角度におけるゲインの値である。図１３及び図１４に示すように、例示の交差角度が±Φである。この場合、少なくともレンズ３００の外周面の部分の周りに配置された複数のデュアルバンド同軸アンテナフィードからの（図示されていない）隣接するビームは、同じクロスオーバーゲインから開始する。この実施形態では、グループとされたＮビームパターンは、±ＮΦの角度範囲をカバーする。

[85]図１２は、レンズ３００とともに配置されたプラグ１７０及びデュアルバンド同軸アンテナフィード４３（図１０Ａ−図１０Ｄ）の断面を示す。デュアルバンド同軸アンテナフィード４３は、第２周波数帯域に対するピークゲイン、クロスオーバーゲイン、及び、軸率のために設計されている。図１２のアンテナビームは、αのパターン角度を有する。

[86]図１３は、図１１，１２それぞれのデュアルバンド同軸アンテナフィード及びレンズの第２周波数帯域アンテナゲインパターンのプロット３１０，３１１を示す。図１２に対応するプロット３１１の実線カーブは、図１１に対応するプロット３１０の点線カーブよりも＋Φ及び−Φにおいて高いクロスオーバーゲインを有する。プロット３１１の実線カーブは、プロット３１０の点線カーブよりも０度（°）のパターン角度において低いピークゲインを有する。

[87]図１４は、図１１，１２それぞれのデュアルバンド同軸アンテナフィード及びレンズの理想の円偏光子を介して励起されたときの軸率のプロット３２０，３２１を示す。プロット３２０，３２１は、第２周波数帯域（例えば、図４に示されたｆ３よりも大きい周波数）のものである。（＋Φと−Φのパターン角度における）パターンショルダのゲインレベル、及び、（０°のパターン角度における）ピークゲイン、は、プラグ（例えば、プラグ１６９又はプラグ１７０）に対するフィルタ１５０の位置によって制御される。さらに、プラグ（例えば、プラグ１６９又はプラグ１７０）によって提供された誘電体装荷は、プラグによって占領された領域において、同軸導波管（例えば、図１に示されたデュアルバンド同軸アンテナフィード４１の同軸導波管１１０、又は、図１２に示されたデュアルバンド同軸アンテナフィード４３の同軸導波管１１０）の電波の伝搬定数に影響を与える。したがって、プラグの長さを制御することは、第２周波数帯域におけるデュアルバンド同軸アンテナフィードの同軸導波管の内部でフィルタ１５０の電気位置を制御するための他の方法となる。

[88]第２周波数帯域において、電磁波は、円形導波管１２０を通って伝搬し、誘電端部１２２から放射する。端部１２２の近くの帯域２のエネルギは、プラグの端部の近くの同軸導波管１１０に入り、フィルタ１５０の方向へ伝搬し、帯域２のエネルギは、図４に示すようにフィルタ１５０の優れた帯域２の反射性能によって完全に反射される。反射された帯域２のエネルギは、同軸導波管１１０を通ってフィードの端部（図１及び２Ａに示した出力開口１８０）へ伝搬し、元の伝搬された帯域２の信号と再結合され、レンズ３００によって焦点され、自由空間へ放射する。同軸導波管１１０におけるフィルタ１５０への（例えば、フィルタ１５０と出力開口１８０との間の）帯域２の電波の伝搬及び反射による位相遅延は、周波数帯域２のアンテナゲインパターンの最適化に使用される。

[89]図１４は、レンズ３００に結合されたデュアルバンド同軸アンテナフィード４１又は４３（図１１又は１２）によってフィードされたアンテナの帯域２の軸率を示し、フィルタの位置及びプラグ長さの正しい選択によって顕著に減少されている。図１４は、レンズ３００に結合されたデュアルバンド同軸アンテナフィード４１又は４３（図１１又は１２）によってフィードされたアンテナの軸率も示しており、フィルタの位置及びプラグ長さの正しい選択によって顕著に減少されている。
例示の実施形態

[90]例１のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、内面を有する外側導電管と、外面を有する内側導電管であって、前記外側導電管の内部に位置し、前記外側導電管及び前記内側導電管の長さに沿って延びる共通軸に対して同軸に整合しており、前記外側導電管の前記内面と前記内側導電管の前記外面との間のスペースに形成された同軸導波管が第１周波数帯域をサポートし、前記内側導電管の内面の内部に形成された円形導波管が第２周波数帯域をサポートする、内側導電管と、前記同軸導波管の内部の少なくとも１つの変換器と、前記同軸導波管の内部のフィルタであって、前記少なくとも１つの変換器からオフセットしており、前記フィルタに関連するインピーダンス軌跡が前記第１周波数帯域における高い周波数で容量性であり前記第１周波数帯域における低い周波数で誘導性である、フィルタと、前記同軸導波管の内部のプラグであって、前記少なくとも１つの変換器及び前記フィルタからオフセットしており、前記同軸アンテナフィードの開口端の近傍に配置される、プラグと、を備える。

[91]例２のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例１のデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、さらに、前記内側導電管を満たす誘電材料を備える。

[92]例３のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例２のデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記内側導電管を満たす前記誘電材料の一部分は、誘電端部を形成するために前記開口を超えて伸びる。

[93]例４のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例１〜例３のいずれか１つのデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記同軸導波管内の前記少なくとも１つの変換器は、前記プラグと直列の第１変換器と、前記第１変換器及び前記プラグと直列の第２変換器と、を備え、前記第１変換器、前記第２変換器、前記プラグ、及び、シャント同軸開口インピーダンス、の等価回路を見た入力インピーダンスは、前記第１周波数帯域における低い周波数で容量性であり前記第１周波数帯域における高い周波数で誘導性である。

[94]例５のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例４のデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記第１変換器は、前記プラグと前記第２変換器との間に配置され、前記第２変換器は、前記フィルタと前記第１変換器との間に配置される。

[95]例６のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例５のデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記プラグは、９０電気角度の長さを有し、前記シャント同軸開口インピーダンスは、前記第１周波数帯域にわたって整合（マッチング）している。

[96]例７のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例４〜６のいずれか１つのデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記第１変換器は、誘電リングによって形成され、前記第２変換器は、前記同軸導波管内に、前記内側導電管の前記外面の突出部として形成される。

[97]例８のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例４〜７のいずれか１つのデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記第１変換器は、前記同軸導波管内に、前記内側導電管の前記外面上の第１突出部として形成され、前記第２変換器は、前記同軸導波管内に、前記内側導電管の前記外面上の第２突出部として形成され、第１隙間は、前記第１突出部と前記外側導電管の前記内面との間に形成され、第２隙間は、前記第２突出部と前記外側導電管の前記内面との間に形成される。

[98]例９のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例４〜８のいずれか１つのデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記第１変換器は、誘電リングによって形成され、前記第２変換器は、誘電リングによって形成される。

[99]例１０のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例１〜９のいずれか１つのデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記プラグは、９０電気角度の長さを有し、前記シャント同軸開口インピーダンスは、前記第１周波数帯域にわたって整合（マッチング）している。

[100]例１１のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例１〜１０のいずれか１つのデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記同軸導波管内の前記少なくとも１つの変換器は、変換器を備え、前記フィルタは、前記変換器と前記プラグとの間に配置され、前記プラグの長さは、前記第２周波数帯域におけるクロスオーバーゲインを増加させ、前記第２周波数帯域における軸率を減少させるために、最適化される。

[101]例１２のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例１１のデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記プラグは、前記第１周波数帯域において９０電気角度の長さを有し、前記第１周波数帯域にわたる入力反射減衰量は、−２０ｄＢ以下である。

[102]例１３のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、例１１又は例１２のデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記プラグは、前記第１周波数帯域において４０電気角度の長さを有する。

[103]例１４のアンテナシステムは、内面を有する外側導電管と、外面を有する内側導電管であって、前記外側導電管の内部に位置し、前記外側導電管及び前記内側導電管の長さに沿って延びる共通軸に対して同軸に整合しており、前記外側導電管の前記内面と前記内側導電管の前記外面との間のスペースに形成された同軸導波管が第１周波数帯域をサポートし、前記内側導電管の内面の内部に形成された円形導波管が第２周波数帯域をサポートする、内側導電管と、前記同軸導波管の内部の少なくとも１つの変換器と、前記同軸導波管の内部のフィルタであって、前記少なくとも１つの変換器からオフセットしており、前記フィルタに関連するインピーダンス軌跡が前記第１周波数帯域における高い周波数で容量性であり前記第１周波数帯域における低い周波数で誘導性である、フィルタと、前記同軸導波管の内部のプラグであって、前記少なくとも１つの変換器及び前記フィルタからオフセットしており、前記内側導電管の前記外面と前記外側導電管の前記内面との間のスペースの開口面を満たす、プラグと、を備えるデュアルバンド同軸アンテナフィードを備え、前記アンテナシステムは、さらに、半径を有するレンズを備え、前記開口面と前記レンズとの間の距離は、所望のアンテナビームパターンを提供するように選択され、前記デュアルバンド同軸アンテナフィードの前記共通軸の延長は、前記レンズの前記半径と平行でありオーバーラップする。

[104]例１５のアンテナシステムは、例１４のアンテナシステムを備え、さらに、前記内側導電管を満たす誘電材料を備える。

[105]例１６のアンテナシステムは、例１４又は例１５のアンテナシステムを備え、前記同軸導波管内の前記少なくとも１つの変換器は、前記プラグと直列の第１変換器と、前記第１変換器及び前記プラグと直列の第２変換器と、を備え、前記第１変換器、前記第２変換器、前記プラグ、及び、シャント同軸開口インピーダンス、の等価回路を見た入力インピーダンスは、前記第１周波数帯域における低い周波数で容量性であり前記第１周波数帯域における高い周波数で誘導性である。

[106]例１７のアンテナシステムは、例１６のアンテナシステムを備え、前記第１変換器は、誘電リングによって形成され、前記第２変換器は、前記同軸導波管内の突出部として形成される。

[107]例１８のアンテナシステムは、例１６又は例１７のアンテナシステムを備え、前記第１変換器は、前記同軸導波管内に突出部として形成され、前記第２変換器は、前記同軸導波管内に突出部として形成され、第１隙間は、前記第１変換器と前記外側導電管の前記内面との間に形成され、第２隙間は、前記第２変換器と前記外側導電管の前記内面との間に形成される。

[108]例１９のアンテナシステムは、例１４〜１８のいずれか１つのアンテナシステムを備え、前記同軸導波管内の前記少なくとも１つの変換器は、変換器を備え、前記フィルタは、前記変換器と前記プラグとの間に配置され、前記プラグの長さは、前記第２周波数帯域におけるクロスオーバーゲインを増加させ、前記第２周波数帯域における軸率を減少させるために、最適化される。

[109]例２０のデュアルバンド同軸アンテナフィードは、内面を有する外側導電管と、外面を有する内側導電管であって、前記外側導電管の内部に位置し、前記外側導電管及び前記内側導電管の長さに沿って延びる共通軸に対して同軸に整合しており、前記外側導電管の前記内面と前記内側導電管の前記外面との間のスペースに形成された同軸導波管が第１周波数帯域をサポートし、前記内側導電管の内面の内部に形成された円形導波管が第２周波数帯域をサポートする、内側導電管と、前記同軸導波管の内部の第１変換器と、前記同軸導波管の内部の第２変換器と、前記同軸導波管の内部のフィルタであって、前記フィルタに関連するインピーダンス軌跡が前記第１周波数帯域における高い周波数で容量性であり前記第１周波数帯域における低い周波数で誘導性である、フィルタと、前記同軸導波管の内部のプラグであって、前記内側導電管の前記外面と前記外側導電管の前記内面との間のスペースの開口面を満たす、プラグと、を備え、前記プラグは、前記第１周波数帯域において９０度の電気長を有し、前記第１変換器は、前記プラグと前記第２変換器との間に配置され、前記第２変換器は、前記第１変換器と前記プラグとの間に配置され、前記第１変換器、前記第２変換器、前記プラグ、及び、シャント同軸開口インピーダンス、の等価回路を見た入力インピーダンスは、前記第１周波数帯域における低い周波数で容量性であり前記第１周波数帯域における高い周波数で誘導性である。

[110]詳細な実施形態が説明され図示されたが、当業者であれば、同様の課題を解決するために、図示された詳細な実施形態に適宜の変更を行うことができることを理解すべきである。この出願は、本発明の様々な適応又は変更をカバーすることを意図している。したがって、本発明は、特許請求の範囲及びその均等物によってのみ制限されることを意図している。

Claims (3)

1. デュアルバンド同軸アンテナフィード（１０）であって、
   内面（１１６）を有する外側導電管（１１５）と、
   外面（１２７）を有する内側導電管（１２５）であって、前記外側導電管（１１５）の内部に位置し、前記外側導電管（１１５）及び前記内側導電管（１２５）の長さに沿って延びる共通軸に対して同軸に整合しており、前記外側導電管（１１５）の前記内面（１１６）と前記内側導電管（１２５）の前記外面（１２７）との間のスペースに形成された同軸導波管（１１０）が第１周波数帯域（ｆ１−ｆ２）をサポートし、前記内側導電管（１２５）の内面（１２６）の内部に形成された円形導波管（１２０）が第２周波数帯域（＞ｆ３）をサポートする、内側導電管（１２５）と、
   前記同軸導波管（１１０）の内部の少なくとも１つの変換器（１６１）と、
   前記同軸導波管（１１０）の内部のフィルタ（１５０）であって、前記少なくとも１つの変換器からオフセットしており、前記フィルタ（１５０）に関連するインピーダンス軌跡（２５１）が前記第１周波数帯域における高い周波数で容量性であり前記第１周波数帯域における低い周波数で誘導性である、フィルタ（１５０）と、
   前記同軸導波管（１１０）の内部のプラグ（１７０）であって、前記少なくとも１つの変換器及び前記フィルタ（１５０）からオフセットしており、前記同軸アンテナフィードの開口端（１８０）の近傍に配置される、プラグ（１７０）と、
   を備える、デュアルバンド同軸アンテナフィード（１０）。
2. 請求項１のデュアルバンド同軸アンテナフィード（１０）において、
   前記同軸導波管（１１０）内の前記少なくとも１つの変換器は、
   前記プラグ（１７０）と直列の第１変換器（１６１）と、
   前記第１変換器及び前記プラグ（１７０）と直列の第２変換器（１６２）と、を備え、
   前記第１変換器、前記第２変換器、前記プラグ（１７０）、及び、シャント同軸開口インピーダンス（１９０）、の等価回路を見た入力インピーダンス（Ｚｉｎ）は、前記第１周波数帯域（ｆ１−ｆ２）における低い周波数で容量性であり前記第１周波数帯域（ｆ１−ｆ２）における高い周波数で誘導性であり、前記第１変換器（１６１）は、前記プラグ（１７０）と前記第２変換器（１６２）との間に配置され、前記第２変換器は、前記フィルタ（１５０）と前記第１変換器との間に配置される、
   デュアルバンド同軸アンテナフィード（１０）。
3. 請求項１のデュアルバンド同軸アンテナフィード（１０）において、
   前記プラグ（１７０）は、９０電気角度の長さを有し、前記シャント同軸開口インピーダンス（１９０）は、前記第１周波数帯域（ｆ１−ｆ２）にわたって整合している、
   デュアルバンド同軸アンテナフィード（１０）。

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