JP2015103861A - 歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置 - Google Patents

歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置 Download PDF

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Abstract

【課題】より低コスト化が可能となる歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置を提供する。【解決手段】 歪補償装置１４は、信号ｘを増幅する増幅器２の歪補償を行う歪補償部３と、増幅器２が出力する出力信号ｙをＡＤ変換して歪補償部３に与えるＡＤ変換器１１と、を備えている。ＡＤ変換器１１は、増幅器２に与えられる信号をＤＡ変換するＤＡ変換器４のサンプリングレートよりも低い低サンプリングレートで、出力信号ｙをＡＤ変換する。歪補償部３は、信号ｘと、低サンプリングレートでＡＤ変換された出力信号ｙとに基づいて歪補償を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、歪補償装置、増幅装置、及び無線通信装置に関するものである。
近年、携帯電話等に用いられる無線通信システムにおいては、ＬＴＥ（Long Term Evolution）等の高速かつ広帯域な通信方式が普及しつつある（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１０−２１９８１８
上記ＬＴＥでは、システムの利用帯域が最大で２０ＭＨｚ程度であったが、ＬＴＥの後継システムであるＬＴＥ−Ａ（Advanced）では、システムの利用帯域が１００ＭＨｚ程度にまで拡張されることが予定されている。
このため、上記無線通信システムに用いられる基地局装置の増幅装置においても、広帯域化に対応する必要があり、広帯域化に伴う部品コストの増加が懸念される。
その一方、上記ＬＴＥ−Ａでは、通信容量の増加を目的としてスモールセルが積極的に導入されるため、このスモールセルに対応した小型基地局装置に用いる増幅装置として、低コストな増幅装置が求められている。
上記スモールセルに対応した小型基地局装置用の増幅装置では、ＬＴＥ−Ａの採用による広帯域化によって部品コストの増加が懸念されているにも関わらず、さらなる低コスト化が求められているという問題を有している。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、より低コスト化が可能な増幅装置及び無線通信装置を提供することを目的とする。
本発明に係る歪補償装置は、入力信号を増幅する増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器が出力する出力信号をＡＤ変換して前記歪補償部に与えるＡＤ変換器と、を備え、前記ＡＤ変換器は、前記増幅器に与えられる信号をＤＡ変換する際のサンプリングレートよりも低い低サンプリングレートで、前記出力信号をＡＤ変換し、前記歪補償部は、前記入力信号と、前記低サンプリングレートでＡＤ変換された前記出力信号とに基づいて歪補償を行う。
また、本発明に係る増幅装置は、増幅器と、上記歪補償装置と、を備えている。
また、本発明に係る無線通信装置は、上記増幅装置を通信信号の増幅のために備えている。
本発明の歪補償装置、増幅装置及び無線通信装置によれば、より低コスト化が可能となる。
実施形態に係る増幅装置を備えた無線通信装置の要部を示すブロック図である。 第１実施形態に係る遅延処理部が行う遅延調整処理の手順を示すフローチャートである。 第１実施形態の遅延処理部が動作を開始した直後から遅延誤差推定値を反復して演算した場合についてシミュレーションを行い、得られた結果の一例を示したグラフである。 第２実施形態に係る遅延処理部が行う遅延調整を行う処理の手順を示すフローチャートである。 図４中、遅延調整処理の手順を示すフローチャートである。 第２実施形態の遅延処理部が遅延調整処理を行った場合についてシミュレーションを行い、得られた結果の一例を示したグラフである。 第２実施形態の変形例に係る無線通信装置の要部を示すブロック図である。 他の実施形態に係る増幅装置によって増幅したＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 第１実施形態に係る増幅装置によって増幅したＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 第２実施形態に係る増幅装置によって増幅したＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。
［本願発明の実施形態の説明］
無線通信システムの無線通信装置等に用いられる増幅装置は、一般に、デジタル信号処理によって増幅器の歪補償を行う歪補償装置を備えている。この歪補償装置は、増幅器が出力したアナログの出力信号を帰還信号として取得するため、アナログの出力信号をデジタルの信号に変換するＡＤ変換器を備えている。このＡＤ変換器は、変換する出力信号の帯域幅が大きくなれば、それに応じてよりサンプリングレートの高いものを用いなければならず、無線信号の広帯域化によってＡＤ変換器のコストが増加する可能性がある。
本願発明者は、この点に着目して本願発明を完成させた。
まず最初に本願発明の実施形態の内容を列記して説明する。
（１）本発明の一実施形態である歪補償装置は、入力信号を増幅する増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器が出力する出力信号をＡＤ変換して前記歪補償部に与えるＡＤ変換器と、を備え、前記ＡＤ変換器は、前記増幅器に与えられる信号をＤＡ変換する際のサンプリングレートよりも低い低サンプリングレートで、前記出力信号をＡＤ変換し、前記歪補償部は、前記入力信号と、前記低サンプリングレートでＡＤ変換された前記出力信号とに基づいて歪補償を行う。
上記のように構成された歪補償装置によれば、ＡＤ変換器が、増幅器に与えられる信号をＤＡ変換する際のサンプリングレートよりも低い低サンプリングレートで、出力信号をＡＤ変換し、歪補償部は、入力信号と、低サンプリングレートでＡＤ変換された出力信号とに基づいて歪補償を行うので、広帯域の信号を処理する場合にも、その広帯域の信号に応じてより高いサンプリングレートのＡＤ変換器を用いる必要がないので、低コスト化が可能となる。
（２）出力信号のサンプル数は、低サンプリングレートでＡＤ変換されることで、ＤＡ変換する際のサンプリングレートと同じサンプリングレートでＡＤ変換する場合よりも相対的に少ない場合がある。このため、前記歪補償部は、前記入力信号と、前記低サンプリングレートでＡＤ変換された前記出力信号とに基づいて前記増幅器のモデルを推定し、このモデルに基づいて歪補償を行うことが好ましい。
この場合、出力信号が低サンプリングレートであるとしても、その分観測期間を延ばすことにより、精度を低下させることなく歪補償を行うことができる。
（３）上記歪補償装置が、前記増幅器と前記ＡＤ変換器との間に接続されているフィルタをさらに備えている場合には、前記フィルタの通過帯域幅が、前記入力信号の周波数帯域幅以上に設定されていることが好ましい。
この場合、フィルタの通過帯域幅は、ＡＤ変換器のサンプリングレートである低サンプリングレートよりも大きくなるため、出力信号の内、低サンプリングレートによって取得される帯域の信号成分だけでなくその信号成分の周辺帯域の信号も折り返し成分としてＡＤ変換器に与えられる。これによって、ＡＤ変換器は、低サンプリングレートによって取得される帯域の信号成分の他、その信号成分の周辺帯域の信号も折り返し成分として取得することができる。
これにより、出力信号に生じる歪によって発生する信号成分であって、出力信号の隣接帯域に現れる信号成分の情報を失うことなく取得することができるため、精度を低下させることなく歪補償を行うことができる。
（４）上記歪補償装置において、前記低サンプリングレートでＡＤ変換された前記出力信号のタイミングと、前記入力信号のタイミングとの間に生じる遅延誤差を、前記低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で推定し補正する遅延処理部をさらに備えていることが好ましい。
この場合、出力信号を低サンプリングレートでＡＤ変換したにも関わらず、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で遅延誤差を推定することができるので、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも細かい精度で、より精度よく遅延誤差を補正することができる。
（５）また、上記歪補償装置において、前記遅延処理部は、前記遅延誤差の推定値を、互いに異なる複数の所定期間ごとに求め、前記複数の所定期間ごとの各遅延誤差の推定値から求められる代表値を、前記遅延誤差の推定値として求めてもよい。
この場合、遅延誤差の真値は、経時的に大きく変動しないので、複数の所定期間ごとの各遅延誤差の推定値にばらつきが生じたとしても、各遅延誤差の推定値から代表値を求めれば、ＡＤ変換器のサンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で遅延誤差の推定値を求めることができ、この結果、より精度よく遅延誤差を求めることができる。
（６）（７）上記歪補償装置において、前記遅延処理部は、前記遅延誤差を所定の単位時間ずつ変化させるとともに、前記遅延誤差を前記所定の単位時間ずつ変化させる毎に、前記遅延誤差を変化させた後の前記出力信号と、前記入力信号との間の残差を求め、前記所定の単位時間ずつ変化させた各遅延誤差の中から、前記残差の大きさに基づいて、前記遅延誤差の推定値を決定してもよい。
この場合、単位時間の単位で遅延誤差の推定値を求めることができる。
このため、前記所定の単位時間は、前記低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも短い時間であることが好ましい。
これにより、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で遅延誤差の推定値を求めることができ、より精度よく遅延誤差の推定値を求めることができる。
（８）遅延処理部は、デジタル処理によって、出力信号のタイミングと、入力信号のタイミングとの間の遅延誤差を変化させることもできるが、前記ＡＤ変換器に与えられる動作クロックの位相を調整することによって、前記出力信号のタイミングを調整し、前記遅延誤差を変化させることもできる。
この場合、遅延処理部は、アナログ処理によって、出力信号のタイミングと、入力信号のタイミングとの間の遅延誤差を変化させることができ、遅延処理部の負荷を軽減することとができる。
（９）また、上記歪補償装置において、歪補償部が歪補償を行う際に生じる遅延があると、遅延処理部が求める、出力信号のタイミングと、入力信号のタイミングとの間に生じる遅延誤差の推定値の精度が低下するおそれが生じる。
このため、前記歪補償部は、前記入力信号に対して歪補償を行った補償信号を前記増幅器に与えるように構成され、前記遅延処理部は、前記入力信号のタイミングと、前記補償信号のタイミングとの間に生じる遅延誤差を補正することが好ましい。
この場合、遅延処理部は、入力信号のタイミングと、補償信号のタイミングとの間に生じる遅延誤差を補正することができる。これにより、歪補償の際に生じる遅延が、出力信号のタイミングと、入力信号のタイミングとの間に生じる遅延誤差の推定値の精度に与える影響を抑制することができる。
（１０）上記歪補償装置において、前記低サンプリングレートは、入力信号の周波数帯域幅よりも低く設定されていてもよく、この場合、低サンプリングレートをより低い値に設定することができ、低コスト化により有利である。
（１１）上記歪補償装置において、前記フィルタの通過帯域幅は、前記増幅器が前記入力信号を増幅したことによって前記出力信号に生じる歪成分の周波数帯域幅以上に設定されていてもよく、この場合、出力信号に生じる歪によって発生する信号成分であって、出力信号の隣接帯域に現れる信号成分の情報をより効果的に取得することができる。
（１２）また、本発明の一実施形態である増幅装置は、増幅器と、上記（１）に記載の歪補償装置と、を備えている。
（１３）また、本発明の他の実施形態である無線通信装置は、上記（１２）に記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えている。
上記構成の増幅装置及び無線通信装置によれば、歪補償装置において、広帯域の信号を処理する場合にも、その広帯域の信号に応じてより高いサンプリングレートのＡＤ変換器を用いる必要がないので、低コスト化が可能となる。
［本願発明の実施形態の詳細］
以下、好ましい実施形態について図面を参照しつつ説明する。
〔１． 無線通信装置の要部構成〕
図１は、実施形態に係る増幅装置を備えた無線通信装置の要部を示すブロック図である。図中、無線通信装置は、無線信号として送信される送信信号の増幅を行うための増幅装置１を備えている。なお、この増幅装置１は、受信信号の増幅に用いても良い。
増幅装置１は、高出力増幅器（ＨＰＡ、以下、単に増幅器ともいう）２と、歪補償部３とを備えている。
歪補償部３は、デジタル信号として与えられる送信信号である信号ｘに対して、デジタル信号処理による歪補償処理を行う機能を有している。歪補償部３は、歪補償処理によって、補償信号ｕを出力する。
歪補償部３と、増幅器２の信号入力端との間には、デジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換器（ＤＡＣ）４と、アップコンバータ５とが接続されている。
歪補償部３が出力する補償信号ｕは、ＤＡＣ４に与えられることでアナログ信号に変換され、さらに、アップコンバータ５によって発振器６が生成する無線周波数のローカル信号が乗算されることにより無線周波数にアップコンバートされた後、増幅器２に与えられる。
増幅器２は、入力される補償信号ｕを増幅する。増幅器２の信号出力端には、アンテナ７が接続されており、増幅器２が出力する出力信号ｙは、無線送信信号としてアンテナ７から放射される。
増幅器２の信号出力端と、歪補償部３との間には、増幅器２が出力する出力信号ｙを得るためのカプラ８と、ダウンコンバータ９と、フィルタ部１０と、ＡＤ変換器１１とが接続されている。
カプラ８から得られる増幅器２の出力信号ｙは、ダウンコンバータ９に与えられる。
出力信号ｙは、ダウンコンバータ９によって発振器６が生成するベースバンドの周波数のローカル信号が乗算されることによりベースバンド周波数にダウンコンバートされた後、フィルタ部１０を介してＡＤ変換器（ＡＤＣ）１１に与えられる。
ＡＤＣ１１は、ＤＡＣ４が補償信号ｕをアナログ信号に変換する際のサンプリングレートよりも低いサンプリングレートである低サンプリングレートで、出力信号ｙをデジタル信号に変換する。
本実施形態において、増幅器２が増幅する信号ｘの周波数帯域幅が１００ＭＨｚであるとすると、例えば、ＤＡＣ４のサンプリングレートは、６１４．４ＭＨｚに設定される。よって、ＡＤＣ１１のサンプリングレートである低サンプリングレートは、６１４．４ＭＨｚより低い周波数に設定される。
なお、信号ｘの主信号成分の周波数帯域幅は２０ＭＨｚである。
さらに、低サンプリングレートは、信号ｘの周波数帯域幅よりも低く設定されていることが好ましい。
信号ｘの周波数帯域幅が１００ＭＨｚである場合、ＡＤＣ１１のサンプリングレートである低サンプリングレートとして、例えば、１５．３６ＭＨｚに設定することができる。
またここで、デジタル信号としての信号ｘ、及び出力信号ｙは、所定のサンプリングレートによって離散化されたサンプルデータによって構成される信号である。
よって、デジタル信号に変換される出力信号ｙは、６１４．４ＭＨｚより低い周波数である低サンプリングレートによって離散化されたサンプル列によって構成される。
ＡＤＣ１１の前段に設けられているフィルタ部１０は、ローパスフィルタであり、通過帯域幅が信号ｘの周波数帯域幅以上に設定されている。なお、本実施形態のフィルタ部１０の通過帯域幅は、信号ｘの周波数帯域幅の約６倍に設定されており、信号ｘの５次歪まで通過可能に設定されている。
上記ＤＡＣ４、アップコンバータ５、発振器６、増幅器２、アンテナ７、カプラ８、ダウンコンバータ９、フィルタ部１０、及びＡＤＣ１１は、デジタル信号である補償信号ｕを受け付けてアナログ信号に変換した後、必要なアナログ信号処理を行うアナログ処理部１２に含まれている。
歪補償部３は、デジタル信号である補償信号ｕをアナログ処理部１２に対して与えるデジタル処理部１３に含まれている。
歪補償部３には、増幅器２により増幅される入力信号としての信号ｘと、ＡＤＣ１１がデジタル信号に変換した出力信号ｙとが与えられる。歪補償部３は、これら各信号に基づいて歪補償を行う。
〔２． 歪補償装置について〕
歪補償部３は、カプラ８から得られた出力信号ｙをフィルタ部１０やＡＤＣ１１等を介して帰還信号として受け付け、この出力信号ｙと、信号ｘとに基づいて増幅器２のモデルを推定し、デジタル信号処理によって推定したモデルに基づいて増幅器２の歪補償を行う。
つまり、本実施形態において、歪補償部３と、フィルタ部１０と、ＡＤＣ１１とは、出力信号ｙを帰還信号として受け付けて信号ｘの歪補償を行う歪補償装置１４を構成している。
歪補償部３は、信号ｘに対して前置歪補償（Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）処理を行う補償処理部２０と、増幅器２のモデルにおける係数（歪補償係数）を演算する係数演算部２１と、入出力信号についての遅延誤差を補正するための処理を行う遅延処理部２２と、係数演算部２１に与えられる信号ｘの信号タイミングを調整して遅延調整を行う調整部２３とを備えている。
補償処理部２０は、与えられる信号ｘに対して歪補償を行った補償信号ｕを表すモデルを用いて前置歪補償処理を行う。
具体的に、補償処理部２０は、例えば、下記式（１）に示すモデルを用いて、信号ｘ［ｎ］から補償信号ｕ［ｎ］を求めることで前置歪補償処理を行う。なお、ｎは、所定のサンプリングレートで離散化されたデジタル信号である信号ｘを構成するサンプル列の順序を示す番号である。
上記式（１）は、Ｈａｍｍｅｒｓｔｅｉｎモデルと呼ばれるアンプモデルを一般化したものであり、メモリ多項式型モデルとも呼ばれる。
上記式（１）中、ｈｋ，ｌは、補償信号ｕ［ｎ］の特性を定めるために必要な係数（ＤＰＤ係数）であり、下記式（２）のように表される。
本実施形態の補償処理部２０は、信号ｘ［ｎ］と、上記ＤＰＤ係数とを式（１）に示すモデルに適用して補償信号ｕ［ｎ］を求める。
上記ＤＰＤ係数は、係数演算部２１から与えられる。
補償処理部２０は、係数演算部２１からＤＰＤ係数が与えられると、上記モデルにおけるＤＰＤ係数を、係数演算部２１から与えられた新たなＤＰＤ係数に更新し、補償信号ｕ［ｎ］を求める。
なお、本実施形態では、アンプモデルとして、Ｈａｍｍｅｒｓｔｅｉｎモデルを用いた例を示したが、他のモデル、例えば、Ｗｉｅｎｅｒモデル、又はＷｉｅｎｅｒ−Ｈａｍｍｅｒｓｔｅｉｎモデルを用いることもできる。
係数演算部２１は、ＤＰＤ係数を演算する機能と、演算したＤＰＤ係数を補償処理部２０に与えてＤＰＤ係数を更新させる機能を有している。
係数演算部２１には、ＡＤＣ１１によってデジタル信号に変換された出力信号ｙと、調整部２３を介して与えられる信号ｘとが与えられる。
係数演算部２１は、下記式（３）に示すように、信号ｘと、出力信号ｙとの間の残差Ｒｅｓを求める。
残差Ｒｅｓ ＝ ｙ − ｘ ・・・（３）
なお、信号ｙは、ＤＡＣ４のサンプリングレートよりも低い低サンプリングレートでＡＤ変換されているので、例えば、ＡＤＣ１１のサンプリングレート（低サンプリングレート）が、信号ｘのサンプリングレートよりも低い場合、信号ｘを構成しているサンプル列の内、時間軸上で対応する出力信号ｙのサンプルが存在しないサンプルが存在する可能性がある。本実施形態の係数演算部２１は、信号ｘのサンプル列の内、時間軸上で対応する出力信号ｙのサンプルが存在しないサンプルについては残差を求めず、互いに対応するサンプルが存在する場合に残差Ｒｅｓを求めるように構成されている。
係数演算部２１は、前回演算したＤＰＤ係数を参照しつつ、残差Ｒｅｓの２乗平均を最小としうる新たなＤＰＤ係数、つまり信号ｘと出力信号ｙとの間の歪をできるだけ補償し得るＤＰＤ係数を回帰的に求める。
このように、本実施形態では、増幅器２に増幅される入力信号としての信号ｘと、増幅器２が出力する出力信号ｙとからＤＰＤ係数を求めることで、上述の歪補償のためのモデルを推定する、いわゆる直接学習法を採用している。
上記構成の歪補償装置１４では、ＡＤＣ１１が、低サンプリングレートで出力信号ｙをＡＤ変換し、歪補償部３は、一般的に低サンプリングレートよりも高いサンプリングレートでサンプリングされている信号ｘと、低サンプリングレートでＡＤ変換された出力信号ｙとに基づいて歪補償を行うので、広帯域の信号を処理する場合にも、その広帯域の信号に応じてより高いサンプリングレートのＡＤＣ１１を用いる必要がないので、低コスト化が可能となる。
なお、上述したように、低サンプリングレートは、信号ｘの周波数帯域幅よりも低く設定されていてもよく、この場合、低サンプリングレートをより低い値に設定することができ、低コスト化により有利である。
出力信号ｙのサンプル数は、低サンプリングレートでＡＤ変換されることで、ＤＡ変換する際のサンプリングレートと同じサンプリングレートでＡＤ変換する場合よりも相対的に少ない場合がある。この点、本実施形態では、直接学習法を採用しているので、出力信号が低サンプリングレートであるとしても、その分観測期間を延ばすことにより、精度を低下させることなく歪補償を行うことができる。
さらに、本実施形態では、増幅器２とＡＤＣ１１との間に接続されているフィルタ部１０の通過帯域幅が、信号ｘの周波数帯域幅以下に設定されている。
この場合、フィルタ部１０の通過帯域幅は、ＡＤＣ１１のサンプリングレートよりも大きくなるため、出力信号ｙの内、低サンプリングレートによって取得される帯域の信号成分だけでなくその信号成分の周辺帯域の信号も折り返し成分としてＡＤＣ１１に与えられる。これによって、ＡＤＣ１１は、低サンプリングレートによって取得される帯域の信号成分の他、その信号成分の周辺帯域の信号も折り返し成分として取得することができる。
これにより、出力信号に生じる歪によって発生する信号成分であって、出力信号の隣接帯域に現れる信号成分の情報を失うことなく取得することができるため、精度を低下させることなく歪補償を行うことができる。
なお、本実施形態のフィルタ部１０の通過帯域幅は、上述のように、信号ｘの周波数帯域幅の約６倍に設定されており、信号ｘの５次歪まで通過可能に設定されている。
このように、フィルタ部１０の通過帯域幅は、増幅器２が信号ｘを増幅したことによって出力信号ｙに生じる歪成分（５次歪）の周波数帯域幅以上に設定されていてもよく、この場合、出力信号ｙに生じる歪によって発生する信号成分であって、出力信号ｙの隣接帯域に現れる信号成分の情報をより効果的に取得することができる。
調整部２３は、係数演算部２１に与えられる信号ｘのタイミングを調整する機能を有している。調整部２３は、遅延処理部２２から与えられる遅延誤差の推定値に関する情報に基づいて信号ｘのタイミングを調整する。
係数演算部２１に与えられる信号ｘと、出力信号ｙとは、互いに対応するサンプル同士で処理されるように、両信号のタイミングをできるだけ一致させて係数演算部２１に与える必要がある。互いに対応するサンプル同士で演算しなければ正確なＤＰＤ係数を求めることができないからである。
出力信号ｙは、アナログ処理部１２のフィルタ部１０やＡＤＣ１１を通過して係数演算部２１に到達する。よって、出力信号ｙは、信号ｘよりも、遅延して係数演算部２１に到達する。
このため、調整部２３は、補償処理部２０の前段から信号ｘを取得し、取得した信号ｘのタイミングを調整することによって、係数演算部２１に与えられたときにおける、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間に生じる遅延誤差が解消されるように補正する。
ここで、一般に、歪補償を行う際の増幅される入力信号と、帰還信号との遅延誤差は、周波数帯域幅が１００ＭＨｚの信号であれば、１．６ｎｓ（６１４．４ＭＨｚ）程度の範囲に収まる精度となるように補正する必要があり、このように遅延を補正することによって、歪補償処理において必要な精度を維持することができる。なお、入力信号と、帰還信号との遅延誤差は、両信号の相関値に基づいて求められる。
帰還信号（増幅器の出力信号）が、増幅器により増幅される入力信号をＤＡ変換する際のサンプリングレートと同じサンプリングレートでＡＤ変換される場合、入力信号のタイミングと、帰還信号のタイミングとの遅延誤差については、高い精度で推定し補正することができる。入力信号をＤＡ変換する際のサンプリングレートが、遅延誤差を精度よく補正し得る程度の周波数（例えば、信号の周波数帯域幅の５〜６倍程度）に設定され、遅延誤差も同程度の精度で推定できるからである。
しかし、本実施形態の歪補償装置１４（歪補償部３）では、低サンプリングレートでＡＤ変換された出力信号ｙと、一般的には低サンプリングレートよりも高いサンプリングレートでサンプリングされている信号ｘとを用いて歪補償処理を行うため、信号ｘのタイミングと、出力信号ｙのタイミングとの間の遅延誤差を推定し補正しようとすると、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも細かい精度では遅延誤差を推定し補正できないおそれがある。
例えば、信号ｘの周波数帯域幅が１００ＭＨｚであるとすると、ＤＡＣ４のサンプリングレートは、６００ＭＨｚ程度に設定される。すると、ＡＤＣ１１は６００ＭＨｚよりも低い低サンプリングレートに設定されるので、信号ｘのタイミングと、出力信号ｙのタイミングとの間に生じる遅延誤差を、サンプリングレートが６００ＭＨｚの周期の長さの単位では推定することができない。
この点、本実施形態の遅延処理部２２は、低サンプリングレートでＡＤ変換された出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間に生じる遅延誤差の推定値を、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で求めて補正することができる。
つまり、出力信号ｙを低サンプリングレートでＡＤ変換したにも関わらず、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で遅延誤差の推定値を求めることができるので、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも細かい精度で、より精度よく遅延誤差を補正することができる。
この結果、歪補償処理において必要な精度を維持することができる。
以下、遅延処理部２２について説明する。
〔３． 第１実施形態に係る遅延処理部について〕
遅延処理部２２は、歪補償部３に与えられる出力信号ｙと、信号ｘとの間の遅延誤差の推定値を求める機能を有している。また、遅延処理部２２は、求めた遅延誤差を、遅延誤差に関する情報として調整部２３に与え、当該調整部２３に信号ｘのタイミングを調整させる。このように、遅延処理部２２は、遅延誤差の推定値を求め、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差が解消されるように補正する遅延調整処理を行う。
また、遅延処理部２２は、係数演算部２１を制御し、補償処理部２０におけるＤＰＤ係数の更新を制御する機能を有している。遅延処理部２２は、遅延調整処理を行う上で必要に応じて、係数演算部２１にＤＰＤ係数の出力を中止させて、補償処理部２０におけるＤＰＤ係数の更新を中止させたり、係数演算部２１にＤＰＤ係数の出力を実行させて、補償処理部２０におけるＤＰＤ係数の更新を実行させたりすることができる。
遅延処理部２２には、補償処理部２０の前段部分から取得された信号ｘと、ＡＤＣ１１からの出力信号ｙとが与えられる。また、遅延処理部２２には、補償処理部２０の後段部分から取得された補償信号ｕも与えられる。
遅延処理部２２は、当該遅延処理部２２に与えられる出力信号ｙと、信号ｘとに基づいて、出力信号ｙのタイミングと、入力信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差の推定値（出力信号ｙの遅延誤差の推定値）を演算する第１遅延誤差推定部２２ａを備えている。
また、遅延処理部２２は、信号ｘと、補償信号ｕとに基づいて、補償処理部２０が行う前置歪補償処理に起因する入力信号ｘのタイミングと、補償信号ｕのタイミングとの間の遅延誤差の推定値（ＤＰＤの遅延誤差の推定値）を演算する第２遅延誤差推定部２２ｂを備えている。
図２は、第１実施形態に係る遅延処理部２２が行う遅延調整処理の手順を示すフローチャートである。この図２に示すフローチャートは、無線通信装置（歪補償装置１４）を起動し、遅延処理部２２が動作を開始した直後からの手順を示している。
まず、遅延処理部２２は、動作を開始すると、処理の反復回数を示す反復回数Ｉを「１」に設定する（ステップＳ１０１）。なお、反復回数Ｉは、後述するように、処理のループを終えるごとに「１」ずつ加算されるため、無線通信装置（歪補償部３）を起動してからの経過時間を示している。
次いで、遅延処理部２２は、信号ｘ及び出力信号ｙを取得する（ステップＳ１０２）。このとき、遅延処理部２２は、信号ｘ及び出力信号ｙを取得するために設定された所定期間としての取得期間に含まれる信号ｘ及び出力信号ｙそれぞれのサンプル列を取得する。
次いで遅延処理部２２は、信号ｘ及び出力信号ｙに対してアップサンプリング処理を行う（ステップＳ１０３）。信号ｘ及び出力信号ｙは、後述するように、互いに相関値を求め遅延誤差の推定値を求めるために用いられる。このため、より精度よく相関値を求めることができるように、信号ｘ及び出力信号ｙに対して、ＤＡＣ４のサンプリングレート以上のサンプリングレートとなるようにアップサンプリング処理を行う。
なお、アップサンプリング処理の倍率は、例えば、１００倍程度に設定することができる。ＡＤＣ１１のサンプリングレート（低サンプリングレート）が、１５．３６ＭＨｚである場合、出力信号ｙは、サンプリングレートが約１．６ＧＨｚにアップサンプリングされる。
信号ｘ及び出力信号ｙに対してアップサンプリング処理を行った後、遅延処理部２２は、出力信号ｙのタイミングと、入力信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差推定値Δτを求めるための演算を、第１遅延誤差推定部２２ａに実行させる。
第１遅延誤差推定部２２ａは、ステップＳ１０２で取得された出力信号ｙと、信号ｘとの間の相関値を求め、この相関値に基づいて、出力信号ｙのタイミングと、入力信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差の推定値を演算により求める（ステップＳ１０４）。
出力信号ｙと、信号ｘとの間の相関値は、例えば、下記式（４）のように表される。
相関値Ｒ（τ） ＝ ｘ＊（ｔ−τ） × ｙ（ｔ） ・・・（４）
上記式（４）中、ｔは時間、τは遅延誤差（遅延量）、ｘ＊（ｔ−τ）は、ｘ（ｔ−τ）の複素共役を示している。
第１遅延誤差推定部２２ａは、上記式（４）に基づいて、相関値Ｒ（τ）を求め、下記式（５）に示すように、上記相関値Ｒ（τ）が最大となるτを、出力信号ｙの遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）として求める。
出力信号ｙの遅延誤差推定値Δτ（Ｉ） ＝ ａｒｇｍａｘ｜Ｒ（τ）｜
・・・（５）
上記式（５）中、Δτ（Ｉ）は、反復回数Ｉのときの取得期間で取得した出力信号ｙの遅延誤差の推定値を示している。
次いで、遅延処理部２２は、反復回数Ｉが、予め設定された設定回数Ｗ以上であるか否かを判断する（ステップＳ１０５）。
反復回数Ｉが設定回数Ｗ以上でないと判断すると、遅延処理部２２は、反復回数Ｉに「１」を加え（ステップＳ１０６）、ステップＳ１０２に戻り、前回信号を取得した取得期間とは異なる取得期間の信号ｘ及び出力信号ｙを取得して、再度、出力信号ｙの遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）を求める（ステップＳ１０２〜Ｓ１０４）。
遅延処理部２２は、反復回数Ｉが設定回数Ｗに達するまで、ステップＳ１０２〜Ｓ１０４を繰り返すことで、出力信号ｙの遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）を、互いに異なる複数の取得期間ごとに求める。
一方、ステップＳ１０５において、反復回数Ｉが設定回数Ｗ以上であると判断すると、遅延処理部２２は、さらに、反復回数Ｉが設定回数Ｗであるか否かを判断する（ステップＳ１０７）。
反復回数Ｉが設定回数Ｗであると判断すると、遅延処理部２２は、下記式（６）に基づいて、現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩを求める。遅延処理部２２は、式（６）に示すように、反復回数Ｉが「１」から設定回数Ｗに至るまでに求めた、各反復回数Ｉごとの出力信号ｙの遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）（Ｉ＝１，２，３・・・Ｗ）の平均値を求めることによって、現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩを求める（ステップＳ１０８）。
現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩ
＝ （Δτ（１）＋Δτ（２）＋Δτ（３）＋ ・・・
＋Δτ（Ｗ）） ／ Ｗ ・・・（６）
次いで、遅延処理部２２は、補償処理部２０による処理によって生じる遅延誤差の推定値を、第２遅延誤差推定部２２ｂに求めさせる（ステップＳ１０９）。
第２遅延誤差推定部２２ｂは、信号ｘと、補償信号ｕとの間の相関値を求め、この相関値に基づいて、入力信号ｘのタイミングと、補償信号ｕのタイミングとの間の遅延誤差推定値Δｉを求める。第２遅延誤差推定部２２ｂは、相関値を求めて、ＤＰＤの遅延誤差推定値Δｉを求める。なお、相関値、及び相関値に基づくＤＰＤの遅延誤差推定値の演算は、上記式（４）及び式（５）に示す演算と同様である。
さらに、遅延処理部２２は、下記式（７）に示すように、第２遅延誤差推定部２２ｂが求めたＤＰＤの遅延誤差推定値Δｉを、現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩに加算（減算）し、調整部２３に調整させるべき遅延誤差推定値Δτを求める（ステップＳ１１０）。
遅延誤差推定値Δτ ＝ ΔτＩ−（Ｋｐ × Δｉ） ・・・（７）
このとき、遅延処理部２２は、ＤＰＤの遅延誤差推定値Δｉに対して、補正係数ＫＰを乗じて加算する。この補正係数ＫＰは、ＤＰＤの遅延に対する補正の度合を定める係数であり、出力信号ｙの遅延に対するＤＰＤの遅延の影響が、できるだけ低減することができる値に設定される。具体的には、補正係数ＫＰは、「０」以上、「１」以下の値に設定される。
次いで、遅延処理部２２は、求めた遅延誤差推定値Δτを示す情報を調整部２３に与えて、調整部２３に信号ｘのタイミングを調整させる（ステップＳ１１１）。
調整部２３は、与えられる遅延誤差推定値Δτを示す情報に基づいて信号ｘのタイミングを調整し、係数演算部２１における、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間に生じる遅延誤差が解消されるように補正する。
これによって、補償処理部２０による前置歪補償処理において必要な精度を維持できる程度に、係数演算部２１における、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間に生じる遅延誤差を補正することができる。
調整部２３に信号ｘのタイミングを調整させた遅延処理部２２は、係数演算部２１にＤＰＤ係数の演算を開始させるとともに、補償処理部２０のＤＰＤ係数の更新を開始させる（ステップＳ１１２）。これによって、補償処理部２０による前置歪補償処理が開始される。
その後、遅延処理部２２は、ステップＳ１０６に進み、反復回数Ｉに「１」を加えて（ステップＳ１０６）、ステップＳ１０２に戻り、再度、ステップＳ１０２〜１０５を経て、現状の反復回数Ｉで取得した出力信号ｙの遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）を求め、ステップＳ１０７に進む。
反復回数Ｉが設定回数Ｗであると判断された以降は、反復回数Ｉは、設定回数Ｗより大きくなるので、遅延処理部２２は、ステップＳ１０７において、反復回数Ｉが設定回数Ｗではないと判断する（ステップＳ１０７）。
この場合、遅延処理部２２は、下記式（８）に基づいて、現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩを求める（ステップＳ１１３）。
現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩ
＝ β・ΔτＩ−１＋（１−β）・ａｒｇｍａｘ｜Ｒ（τ）｜
＝ β・ΔτＩ−１＋（１−β）・Δτ（Ｉ） ・・・（８）
上記式（８）において、βは時定数である。遅延処理部２２は、反復回数Ｉが設定回数Ｗ以上となった後は、反復するごとに得られる遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）に時定数βを乗算した値を過去の遅延誤差推定値ΔτＩ−１に加算することで移動平均値を演算する。遅延処理部２２は、この移動平均値を、現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩとして求める。なお、時定数βは、０以上でかつ１未満の数値に設定される。
この時定数βをできるだけ大きく設定すれば、式（８）中において、新たに加算される反復回数Ｉの遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）が、現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩに生じる変動を抑制でき、安定した遅延誤差推定値ΔτＩを得ることができる。
例えば、設定回数Ｗを「１００」に設定したとすると、時定数βは、「０．９９９」に設定される。
その後、遅延処理部２２は、ステップＳ１０９に進み、上記と同様の処理を行うことで、式（７）で表される、調整部２３に調整させるべき遅延誤差推定値Δτを求め、調整部２３に信号ｘのタイミングを調整させる。
以上のように、遅延処理部２２は、遅延調整処理を行うことによって、補償処理部２０による前置歪補償処理において必要な精度を維持できる程度に、係数演算部２１における、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間に生じる遅延誤差の推定値を精度よく求めることができ、精度よく遅延誤差を補正することができる。
本実施形態では、遅延処理部２２は、低サンプリングレートでＡＤ変換された出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）を、互いに異なる複数の取得期間ごとに求め、複数の取得期間ごとの各遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）から求められる平均値を、低サンプリングレートでＡＤ変換された出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差推定値ΔτＩとして求める。
ここで、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差の真値は、経時的に大きく変動しないので、複数の取得期間ごとの各遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）の値にばらつきが生じたとしても、各遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）の値から平均値、又は移動平均値を求めることで、ＡＤＣ１１のサンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で遅延誤差の推定値を求めることができ、この結果、より精度よく遅延誤差の推定値を求めることができる。
このように、出力信号ｙを低サンプリングレートでＡＤ変換したにも関わらず、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で遅延誤差を求めることができるので、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも細かい精度で、より精度よく遅延誤差を補正することができる。
この結果、歪補償処理において必要な精度を維持することができる。
また、補償処理部２０が行う前置歪補償処理に生じる遅延があると、遅延誤差推定値Δτの精度が低下するおそれがある。
この点、本実施形態では、調整部２３に調整させるべき遅延誤差推定値Δτは、現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩに加えて、ＤＰＤの遅延誤差推定値Δｉも加算されて求められるので、遅延処理部２２は、ＤＰＤの遅延誤差推定値Δｉについても補正することができる。これにより、前置歪補償処理の際に生じる遅延が、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間に生じる遅延誤差の精度に与える影響を抑制することができる。
本実施形態において、遅延処理部２２が動作を開始してから反復回数Ｉが設定回数Ｗ未満の範囲では、前置歪補償処理は実行されず、反復回数Ｉが設定回数Ｗ以上となることで、前置歪補償処理が開始される。
これは、反復回数Ｉが設定回数Ｗに到達したときに求められる、上記式（６）に基づいて得られる遅延誤差推定値ΔτＩが、その後ステップＳ１１３及び式（８）にて求められる移動平均値の初期値として用いられるためである。
本実施形態では、移動平均値の初期値を求めた後に、ＤＰＤ係数の更新を開始し前置歪補償処理を開始する。
仮に、移動平均値の初期値を求めることなく、ＤＰＤ係数の更新を開始すると、遅延誤差推定値Δτは、大きく変動することによって誤差を含んでしまい、このような誤差を含んだ遅延誤差推定値Δτによって、ＤＰＤ係数を演算すれば、誤ったＤＰＤ係数を演算し、前置歪補償処理が正常に行うことができないおそれがある。
この点、本実施形態では、遅延処理部２２が動作を開始してから反復回数Ｉが設定回数Ｗまでの間については、前置歪補償処理を実行せずに移動平均値の初期値を求め、その後、前置歪補償処理の実行を開始する。つまり、遅延処理部２２は、前置歪補償処理の開始前に、ステップＳ１０８及び式（６）に基づいて移動平均値の初期値を求めるので、誤ったＤＰＤ係数を求めるのを抑制し、適切に前置歪補償処理を行うことができる。
また、設定回数Ｗは、移動平均値の初期値を安定的に求めるためのウエイトであり、安定した初期値（式（６）に基づいて得られる遅延誤差ΔτＩ）が得られる値に設定される。
図３は、本実施形態の遅延処理部２２が動作を開始した直後から遅延誤差推定値を反復して演算した場合についてシミュレーションを行い、得られた結果の一例を示したグラフである。図中、横軸は反復回数Ｉ、縦軸は遅延誤差を示している。
図中、破線は、出力信号ｙの遅延誤差の真値を示している。また、一点鎖線で示す「従来のサンプリングによって求めた遅延誤差推定値」は、ＤＡＣ４と同じサンプリングレートでサンプリングされた出力信号ｙを用いて求めた、出力信号ｙの遅延誤差の推定値を示している。
また、図３の例では、設定回数Ｗを「１００」に設定した結果を示しており、反復回数Ｉが「１００」までの範囲では、上記式（５）により求められる、取得期間ごとの出力信号ｙの遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）を示しており、反復回数Ｉが「１００」以上の範囲では、上記式（８）により移動平均として求められる、出力信号ｙの遅延誤差推定値ΔτＩを示している。
図３に示すように、本実施形態によって求めた遅延誤差推定値は、反復回数Ｉが「１００」までの範囲における、各取得期間ごとの遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）にはばらつきがみられるが、反復回数Ｉが「１００」以上の範囲でみられる、これらの平均値及びその後に求められる移動平均値は、従来のサンプリングによって求めた場合の遅延誤差推定値と比較して、大きな差異はなく、精度よく遅延誤差を推定できることが確認できる。
上記第１実施形態では、複数の取得期間ごとの各遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）から求められる代表値として、各遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）の平均値、又は移動平均値を求めた場合を示したが、例えば、各遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）のメジアンを代表値とすることもできる。
また、上記第１実施形態では、移動平均値の初期値としての各遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）の平均値を求めた後は、継続的に移動平均値を求めたが、例えば、移動平均を求めることなく、そのまま、各遅延誤差推定値Δτ（Ｉ）全ての平均値を継続的に求めるようにしてもよい。
〔４． 第２実施形態に係る遅延処理部について〕
図４は、第２実施形態に係る遅延処理部２２が行う遅延調整を行う処理の手順を示すフローチャートである。
本実施形態の遅延処理部２２と、第１実施形態に係る遅延処理部２２との相違点は、以下の通りである。すなわち、第１実施形態に係る遅延処理部２２では、複数の取得期間ごとに、信号ｘのタイミングと、出力信号ｙのタイミングとの間の遅延誤差推定値を演算し、その遅延誤差推定値を平均化した値を用いて遅延調整処理を行う場合を例示した。
これに対し、第２実施形態に係る遅延処理部２２では、係数演算部２１に与えられる信号ｘのタイミングを少しずつずらして調整し、その調整ごとに信号ｘと出力信号ｙとの残差Ｒｅｓを係数演算部２１に演算させ、この残差Ｒｅｓに基づいて遅延誤差の推定値を求める点において、第１実施形態と相違している。以下、本実施形態と、第１実施形態との間で相違する点について説明するが、その他の点については、第１実施形態と同様である。
本実施形態において、遅延処理部２２は、まず、無線通信装置（歪補償装置１４）が起動直後であるか否かを判断する（ステップＳ３０１）。
起動直後であると判断する場合、遅延処理部２２は、ＤＰＤ係数の更新を開始させる前に、遅延調整処理を実行する（ステップＳ３０２）。
図５は、図４中、遅延調整処理の手順を示すフローチャートである。
まず、遅延処理部２２は、ステップＳ４０１において、信号ｘ及び出力信号ｙを取得する（ステップＳ４００）。遅延処理部２２は、信号ｘ及び出力信号ｙを取得するために設定された所定期間としての取得期間に含まれる信号ｘ及び出力信号ｙそれぞれのデータ列を取得する。
次いで、遅延処理部２２は、信号ｘ及び出力信号ｙに対してアップサンプリング処理を行う（ステップＳ４０１）。信号ｘ及び出力信号ｙは、後述するように、互いに相関値を求め遅延誤差の推定値を求めるために用いられる。このため、相関値を求めることができるように、信号ｘ及び出力信号ｙに対して、アップサンプリング処理を行う。なお、ここで行う相関値による遅延誤差の推定は、信号ｘの周波数帯域幅と同程度の周波数のサンプリングレートに対応する周期長さ単位で定まる精度で行い、概略の遅延誤差推定値を求める。よって、ステップＳ４０１でのアップサンプリング処理は、信号ｘ及び出力信号ｙが、信号ｘの周波数帯域幅と同程度の周波数のサンプリングレートとなるような倍率で行われる。
例えば、ＡＤＣ１１のサンプリングレート（低サンプリングレート）が１５．３６ＭＨｚである場合、アップサンプリング処理の倍率は、数倍〜１００倍程度に設定される。
次いで、遅延処理部２２は、出力信号ｙのタイミングと、入力信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差の推定値（出力信号ｙの遅延誤差の推定値）を求めるための演算を、第１遅延誤差推定部２２ａに実行させる。
第１遅延誤差推定部２２ａは、ステップＳ４０１で取得された出力信号ｙと、信号ｘとの間の相関値を求め、この相関値に基づいて、出力信号ｙの遅延誤差推定値を演算により求める（ステップＳ４０２）。
なお、相関値、及び相関値に基づく遅延誤差推定値の演算は、上記式（４）及び式（５）に示す演算と同様である。
ここでは、第１遅延誤差推定部２２ａは、信号ｘの周波数帯域幅と同程度の周波数のサンプリングレートとされた出力信号ｙ及び信号ｘを用いて遅延誤差の推定値を求める。このため、ステップＳ４０２において求められる出力信号ｙの遅延誤差は、信号ｘの周波数帯域幅と同程度の周波数のサンプリングレートに対応する周期の長さ単位で定まる精度で求められるため、遅延誤差を補正するために必要な精度よりも低い精度となるが、この遅延誤差の推定値を求めることによって、その低い精度の中で、遅延誤差の真値が含まれる数値範囲を明らかにすることができる。
次いで、遅延処理部２２は、求めた出力信号ｙの遅延誤差の推定値に基づいて、出力信号ｙを基準とした信号ｘの遅延誤差値Ｔの初期値を設定し、調整部２３に、遅延誤差値Ｔに基づいた遅延調整を行わせる（ステップＳ４０３）。
なお、このとき、遅延処理部２２は、遅延誤差の推定値において明らかとなる遅延誤差の真値が含まれる数値範囲の中で、出力信号ｙに対して最も少ない遅延誤差となるように、遅延誤差値Ｔを設定する。
その理由は、後述するように、遅延誤差値Ｔを加算値ΔＴずつ序々に増加させることで、遅延誤差値Ｔが真値に近づくように調整するからである。
比較的低い精度で遅延誤差を補正した後、遅延処理部２２は、係数演算部２１に、信号ｘ及び出力信号ｙを取得させる（ステップＳ４０４）。係数演算部２１は、ステップＳ４０３において行われた遅延誤差の補正が反映された信号を取得する。
次いで、係数演算部２１は、ステップＳ４０４で取得した信号ｘに対してダウンサンプリング処理を行う（ステップＳ４０５）。この信号ｘに対するダウンサンプリング処理は、低サンプリングレートの出力信号ｙとの間で残差Ｒｅｓを求めるために行われる。
このため、係数演算部２１は、信号ｘのサンプリングレートが、より低サンプリングレートに近い値となるようにダウンサンプリング処理を行う。ダウンサンプリング処理の倍率は、例えば、数分の１倍〜数１０分の１倍程度に設定することができる。
信号ｘに対してダウンサンプリング処理を行った後、係数演算部２１は、上記式（３）に示す、出力信号ｙと、信号ｘとの間の残差Ｒｅｓを求める（ステップＳ４０６）。
係数演算部２１は、残差Ｒｅｓを求めると、求めた残差Ｒｅｓを遅延処理部２２に与える。
遅延処理部２２は、残差Ｒｅｓが与えられると、この残差Ｒｅｓ、又は、過去に与えられた残差Ｒｅｓの中において、極小値（最小値）となる残差Ｒｅｓの有無を判断する（ステップＳ４０７）。
極小値となる残差Ｒｅｓが無いと判断すると、遅延処理部２２は、遅延誤差値Ｔに所定の単位時間としての加算値ΔＴを加算し（ステップＳ４０９）、再度、調整部２３に、遅延誤差値Ｔに基づいた遅延調整を行わせ（ステップＳ４１０）、ステップＳ４０４に戻る。
遅延処理部２２は、ステップＳ４０７において、極小値となる残差Ｒｅｓがあると判断するまでステップＳ４０４〜Ｓ４０９を繰り返し実行する。
遅延処理部２２が極小値となる残差Ｒｅｓがあると判断するためには、以下の方法を採用することができる。すなわち、遅延誤差値Ｔを変化させる範囲を、遅延誤差の真値が含まれていると特定された数値範囲全域に設定し、前記数値範囲内に亘って残差Ｒｅｓを演算し、その後残差Ｒｅｓの最小値を極小値として求める。
また他の方法として、ある初期値から順に遅延誤差値Ｔを変化させつつ残差Ｒｅｓを求め、各残差Ｒｅｓ同士の変位から極小点が推定されたときに、その推定された極小点に極小値となる残差Ｒｅｓがあると判断することもできる。
遅延誤差値Ｔに基づいて遅延調整される信号ｘは、遅延誤差値Ｔに加算値ΔＴが加算されることによって、加算値ΔＴずつ遅延する。よって、出力信号ｙの遅延誤差は、加算値ΔＴずつ変化（増加）する。
よって、遅延処理部２２は、ステップＳ４０４〜Ｓ４０９を繰り返し実行することで、出力信号ｙの遅延誤差を、加算値ΔＴずつ変化（増加）させるとともに（ステップＳ４０８，Ｓ４０９）、出力信号ｙの遅延誤差を、加算値ΔＴずつ変化させる毎に、出力信号ｙの遅延誤差を変化させた後の出力信号ｙと、信号ｘを取得し（ステップＳ４０４）、出力信号ｙと、信号ｘとの間の残差Ｒｅｓを求める（ステップＳ４０６）。
遅延処理部２２は、ステップＳ４０７において、ステップＳ４０４〜Ｓ４０９を繰り返し実行し、極小値となる残差Ｒｅｓがあると判断した場合、残差Ｒｅｓが極小値となる遅延誤差値Ｔを特定する（ステップＳ４１１）。残差Ｒｅｓが極小値となる場合、出力信号ｙと、信号ｘとが繰り返し演算した遅延誤差値Ｔの中で最も一致しているといえる。よって、そのときの（残差Ｒｅｓを極小値とする）遅延誤差値Ｔを、現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値として特定する。
次いで、遅延処理部２２は、補償処理部２０による処理によって生じるＤＰＤの遅延誤差推定値Δｉを、第２遅延誤差推定部２２ｂに求めさせる（ステップＳ４１２）。なお、ＤＰＤの遅延誤差推定値Δｉの演算は、第１実施形態と同様の方法で行う。
次いで、遅延処理部２２は、下記式（９）に示すように、第２遅延誤差推定部２２ｂが求めたＤＰＤの遅延誤差推定値Δｉを、残差Ｒｅｓを極小値とする遅延誤差値Ｔに加算（減算）し、調整部２３に調整させるべき遅延誤差推定値Δτを求める（ステップＳ４１３）。
遅延誤差Δτ ＝ Ｔ−（Ｋｐ × Δｉ） ・・・（９）
なお、式（９）中、補正係数ＫＰは、ＤＰＤの遅延に対する補正の度合を定める係数であり、第１実施形態にて説明した通りである。
遅延処理部２２は、求めた遅延誤差推定値Δτを示す情報を調整部２３に与えて、調整部２３に信号ｘのタイミングを調整させる（ステップＳ４１４）。
調整部２３は、与えられる遅延誤差推定値Δτを示す情報に基づいて信号ｘのタイミングを調整し、係数演算部２１における、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間に生じる遅延誤差が解消されるように補正する。
以上のようにして、遅延処理部２２は、遅延調整処理を終える。
このように、本実施形態では、出力信号ｙの遅延誤差を加算値ΔＴずつ変化させるとともに、出力信号ｙの遅延誤差を加算値ΔＴずつ変化させる毎に、出力信号ｙの遅延誤差を変化させた後の出力信号ｙと、信号ｘとの間の残差Ｒｅｓを求め、加算値ΔＴずつ変化させた各遅延誤差（遅延誤差値Ｔ）の中から、残差Ｒｅｓの大きさに基づいて、現状の出力信号ｙの遅延誤差推定値を決定する。
上記実施形態では、加算値ΔＴずつ変化させた各遅延誤差値Ｔの中から、残差Ｒｅｓが極小値となるときの遅延誤差値Ｔを、出力信号ｙの遅延誤差推定値として求める。
この場合、加算値ΔＴの単位で遅延誤差推定値を求めることができる。
このため、加算値ΔＴは、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも短い時間に設定される。
これにより、低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で出力信号ｙの遅延誤差推定値を求めることができ、より精度よく遅延誤差を求めることができる。
また、より好ましくは、加算値ΔＴは、ＤＡＣ４のサンプリングレートに対応する周期の長さよりも短い時間に設定される。この場合、さらに小さい期間の単位で出力信号ｙの遅延誤差推定値を求めることができ、より精度よく遅延誤差を求めることができる。
図６は、本実施形態の遅延処理部２２が遅延調整処理を行った場合についてシミュレーションを行い、得られた結果の一例を示したグラフである。図中、横軸は反復回数、縦軸は、残差Ｒｅｓを電力として示した値を示している。
図中、薄い色の線図は、信号ｘ同士を所定の遅延誤差をもって互いに遅延させて本実施形態による遅延調整処理を行った場合に得られる残差電力を示しており、濃い色の線図は、前記所定の遅延誤差とした出力信号ｙと信号ｘについて本実施形態によって得た残差電力を示している。
また、各線図は、信号ｘの周波数帯域幅と同じ周波数のサンプリングレートの信号における２サンプル分（±１サンプル分）の期間内で求めた残差電力を示している。
各線図には、図中、残差電力（残差Ｒｅｓ）の演算に対応して、残差電力の低数値側に向く鋭いピークが多数見られる。各ピークの低数値側の値は、遅延処理部２２が演算した残差電力（残差Ｒｅｓ）を示している。
残差電力の演算は、反復するごとに加算値ΔＴずつ遅延誤差を変化させるので、遅延誤差をより遅延させる方向に変化させていったときに真値が存在する場合、図６に示すように、残差電力は反復回数が増加するに従って序々に低下し、遅延誤差（遅延誤差値Ｔ）が真値となる付近で極小値となる。極小値を過ぎると残差電力は、再度増加していく。
薄い色の線図は、信号ｘ同士の間で得た残差電力であるため、残差電力が極小値となるタイミングが遅延誤差の真値である。
本実施形態による残差電力の極小値は、真値に対して僅かにずれてはいるが、大きくずれることはなく、精度よく遅延誤差を推定できることが確認できる。
遅延調整処理を終えると、遅延処理部２２は、図４中、ステップＳ３０３に進み、係数演算部２１にＤＰＤ係数の演算を開始させるとともに、補償処理部２０のＤＰＤ係数の更新を開始させる（ステップＳ３０３）。これによって、補償処理部２０による前置歪補償処理が開始され、処理を終える。
ステップＳ３０１において起動直後でないと判断すると、遅延処理部２２は、前回遅延調整処理を実行してから所定期間が経過しているか否かを判断する（ステップＳ３０４）。
前回遅延調整処理を実行してから所定期間が経過していると判断する場合、遅延処理部２２は、補償処理部２０のＤＰＤ係数の更新を停止させ（ステップＳ３０５）、ステップＳ３０２に進んで、遅延調整処理を実行する（ステップＳ３０２）。その後、遅延処理部２２は、ＤＰＤ係数の更新を開始させ（ステップＳ３０３）、処理を終える。
一方、前回遅延調整処理を実行してから所定期間が経過していないと判断する場合、遅延処理部２２は、処理を終える。
このように遅延処理部２２は、所定期間が経過する毎に遅延調整処理を行うように構成されている。
出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの遅延誤差は、経時的変化が小さいが、変化しないわけではないため、ある程度の頻度で調整する必要がある。
このため、本実施形態の遅延処理部２２は、所定期間が経過する毎に遅延調整処理を行う。これによって、長期間に亘って、精度よく遅延誤差を補正することができる。なお、所定期間としては、例えば、１〜２日程度に設定される。
また、遅延処理部２２は、ＤＰＤ係数の更新を停止させた後、遅延調整処理を実行する。
つまり、遅延処理部２２は、ＤＰＤ係数の更新を実行している間には、遅延調整処理を実行せず、ＤＰＤ係数の更新を停止している間に遅延調整処理を実行する。
仮に、ＤＰＤ係数の更新を停止することなく遅延調整処理を実行すると、遅延処理部２２は、遅延誤差を加算値ΔＴずつ変化させるので、遅延誤差に誤差が含まれることとなり、誤ったＤＰＤ係数を演算し、前置歪補償処理が正常に行うことができないおそれがある。
この点、本実施形態では、遅延処理部２２は、ＤＰＤ係数の更新を実行している間には、遅延調整処理を実行せず、ＤＰＤ係数の更新を停止している間に遅延調整処理を実行するので、誤ったＤＰＤ係数を求めるのを抑制し、適切に前置歪補償処理を行うことができる。
上記実施形態では、遅延処理部２２は、デジタル処理によって、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差を変化させ調整した場合を示したが、例えば、アナログ処理部１２側で、出力信号ｙのタイミングを調整することにより、遅延誤差値Ｔに加算値ΔＴを加算して遅延誤差を変化させつつ残差Ｒｅｓを求め、遅延誤差の推定値を求めることができる。
図７は、第２実施形態の変形例に係る無線通信装置の要部を示すブロック図である。
図７に示す無線通信装置が備える歪補償装置１４は、ＡＤＣ１１に与えられる動作クロックの位相を調整するための調整部３０を備えている点において、第２実施形態の無線通信装置と相違する。
この調整部３０は、遅延処理部２２による制御によって、ＡＤＣ１１に与えられる動作クロックの位相を任意に調整する機能を有している。
遅延処理部２２は、調整部３０を制御することにより、ＡＤＣ１１の動作クロックの位相を調整し、ＡＤＣ１１からＡＤ変換されて出力される出力信号ｙのタイミングを調整することができる。
これにより遅延処理部２２は、出力信号ｙのタイミングと、信号ｘのタイミングとの間の遅延誤差を変化させることができる。
従って、図７に示す歪補償装置１４においても、図４及び図５に示した遅延調整処理を実行することができる。
この場合、遅延処理部２２は、アナログ処理によって遅延誤差を変化させることができるので、遅延処理部２２の負荷を軽減することができる。
〔５． 歪補償の評価について〕
本発明者は、本実施形態の歪補償装置１４による歪補償精度が、従来の歪補償装置と比較して遜色がないことを確認するために、本実施形態の歪補償装置１４を備えた増幅装置による信号の入出力特性について検証し評価した。以下、その評価結果について説明する。
評価試験としては、上記第１実施形態に係る増幅装置、及び、上記第２実施形態に係る増幅装置を用いて周波数帯域幅１００ＭＨｚのＯＦＤＭ信号を増幅したときの入出力信号の態様をコンピュータを用いたシミュレーションによって求め、歪補償精度について評価した。
また、第１及び第２実施形態の他、他の実施形態として、図１に示す第１実施形態に係る増幅装置が備える遅延処理部２２が一般的な方法で遅延誤差の推定及び補正を行うように構成された装置についても評価した。なお、上記一般的な方法としては、低サンプリングレートの出力信号ｙと、信号ｘとの間で相関値を求め、この相関値に基づいて得られた遅延誤差の推定値をそのまま用いて遅延誤差の補正を行った。
なお、各増幅装置において、信号ｘとしては、周波数帯域幅１００ＭＨｚのＯＦＤＭ信号を用い、ＤＡＣ４のサンプリングレートを６１４．４ＭＨｚ、ＡＤＣ１１のサンプリングレート（低サンプリングレート）を１５．３６ＭＨｚとした。また、フィルタ部１０の通過帯域幅は、約６００ＭＨｚとした。
図８は、他の実施形態に係る増幅装置によって増幅したＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。
図中、「オリジナルの信号」とは、入力信号（信号ｘ）であり、入力信号の周波数スペクトルを示している。
また、図中、「従来の歪補償処理による出力信号」とは、ＤＡＣ４と同じサンプリングレートでサンプリングされた出力信号ｙを用いて出力信号ｙの遅延誤差推定値を求め、この遅延誤差推定値に基づいて遅延補正を行い歪補償処理を行った場合の出力信号であり、この出力信号の周波数スペクトルを示している。
「歪補償なし」とは、歪補償処理なしで入力信号を増幅したときの出力信号であり、この出力信号の周波数スペクトルを示している。
「他の実施形態による出力信号」とは、上記他の実施形態の増幅装置によって歪補償処理を行った出力信号であり、この出力信号の周波数スペクトルを示している。
図に示すように、他の実施形態による出力信号は、歪補償処理なしの出力信号と比較して、信号帯域の隣接チャネルにおける漏洩電力が改善されていることが判る。
但し、他の実施形態による出力信号は、オリジナルの信号や、従来の歪補償処理による出力信号と比較すると、中心周波数から離れるに従って信号品質が悪化する傾向が見られる。
図９は、第１実施形態に係る増幅装置によって増幅したＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルの一例を示す図であり、図１０は、第２実施形態に係る増幅装置によって増幅したＯＦＤＭ信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。
第１及び第２実施形態による出力信号においても、歪補償処理なしの出力信号と比較して、信号帯域の隣接チャネルにおける漏洩電力が改善されていることが判る。
また、第１及び第２実施形態による出力信号は、オリジナルの信号や、従来の歪補償処理による出力信号と比較しても、ほぼ遜色ない信号品質が得られていることが判る。
以上、上記評価試験によれば、本実施形態の増幅装置は、十分な歪補償精度を有していることを確認することができた。
〔６． その他〕
なお、本発明は、上記各実施形態に限定されるものではない。
例えば、上記各実施形態では、歪補償装置１４の歪補償部３が遅延処理部２２を備えている場合を例示したが、この遅延処理部２２は必ず備えている必要はなく、一般的な方法、例えば、低サンプリングレートの出力信号ｙと、信号ｘとの間で相関値を求め、この相関値に基づいて得られた遅延誤差の推定値をそのまま用いて遅延誤差の補正を行ってもよい。
また、上記各実施形態の歪補償装置１４は、増幅器２に増幅される信号ｘと、増幅器２が出力する出力信号ｙとからＤＰＤ係数を求めることで、上述の歪補償のためのモデルを推定する、いわゆる直接学習法を採用しているが、補償処理部２０からの補償信号ｕと、出力信号ｙとから逆モデルを推定して信号ｘに反映させる間接学習法を採用してもよい。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
１ 増幅装置
２ 増幅器
３ 歪補償部
４ ＤＡ変換器
５ アップコンバータ
６ 発振器
７ アンテナ
８ カプラ
９ ダウンコンバータ
１０ フィルタ部
１１ ＡＤ変換器
１２ アナログ処理部
１３ デジタル処理部
１４ 歪補償装置
２０ 補償処理部
２１ 係数演算部
２２ 遅延処理部
２２ａ 第１遅延誤差推定部
２２ｂ 第２遅延誤差推定部
２３ 調整部
３０ 調整部

Claims (13)

  1. 入力信号を増幅する増幅器の歪補償を行う歪補償部と、
    前記増幅器が出力する出力信号をＡＤ変換して前記歪補償部に与えるＡＤ変換器と、を備え、
    前記ＡＤ変換器は、前記増幅器に与えられる信号をＤＡ変換する際のサンプリングレートよりも低い低サンプリングレートで、前記出力信号をＡＤ変換し、
    前記歪補償部は、前記入力信号と、前記低サンプリングレートでＡＤ変換された前記出力信号とに基づいて歪補償を行う歪補償装置。
  2. 前記歪補償部は、前記入力信号と、前記低サンプリングレートでＡＤ変換された前記出力信号とに基づいて前記増幅器のモデルを推定し、このモデルに基づいて歪補償を行う請求項１に記載の歪補償装置。
  3. 前記増幅器と前記ＡＤ変換器との間に接続されているフィルタをさらに備え、
    前記フィルタの通過帯域幅が、前記入力信号の周波数帯域幅以上に設定されている請求項１又は請求項２に記載の歪補償装置。
  4. 前記低サンプリングレートでＡＤ変換された前記出力信号のタイミングと、前記入力信号のタイミングとの間に生じる遅延誤差を、前記低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも小さい期間の単位で推定し補正する遅延処理部をさらに備えている請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の歪補償装置。
  5. 前記遅延処理部は、前記遅延誤差の推定値を、互いに異なる複数の所定期間ごとに求め、前記複数の所定期間ごとの各遅延誤差の推定値から求められる代表値を、前記遅延誤差の推定値として求める請求項４に記載の歪補償装置。
  6. 前記遅延処理部は、前記遅延誤差を所定の単位時間ずつ変化させるとともに、前記遅延誤差を前記所定の単位時間ずつ変化させる毎に、前記遅延誤差を変化させた後の前記出力信号と、前記入力信号との間の残差を求め、前記所定の単位時間ずつ変化させた各遅延誤差の中から、前記残差の大きさに基づいて、前記遅延誤差の推定値を決定する請求項４に記載の歪補償装置。
  7. 前記所定の単位時間は、前記低サンプリングレートに対応する周期の長さよりも短い時間である請求項６に記載の歪補償装置。
  8. 前記遅延処理部は、前記ＡＤ変換器に与えられる動作クロックの位相を調整することによって、前記出力信号のタイミングを調整し、前記遅延誤差を変化させる請求項６に記載の歪補償装置。
  9. 前記歪補償部は、前記入力信号に対して歪補償を行った補償信号を前記増幅器に与えるように構成され、
    前記遅延処理部は、前記入力信号のタイミングと、前記補償信号のタイミングとの間に生じる遅延誤差を補正する請求項４に記載の歪補償装置。
  10. 前記低サンプリングレートは、信号ｘの周波数帯域幅よりも低く設定されている請求項１に記載の歪補償装置。
  11. 前記フィルタの通過帯域幅は、前記増幅器が前記入力信号を増幅したことによって前記出力信号に生じる歪成分の周波数帯域幅以上に設定されている請求項３に記載の歪補償装置。
  12. 増幅器と、請求項１に記載の歪補償装置と、を備えている増幅装置。
  13. 請求項１２に記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えている無線通信装置。
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