JP2015073372A - モータ制御方法、モータ制御装置および流体機械 - Google Patents

Abstract

【課題】振幅と位相を同時に制御して周期的な負荷変動を効果的に抑制することにより、電動機の騒音や振動を低減するモータ制御方法、モータ制御装置および流体機械を提供する。【解決手段】直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子からなる電力変換回路と、電力変換回路を駆動するドライブ信号を電圧指令に応じて出力する制御器とを備え、電力変換回路により駆動される電動機により機械角１周期の期間に負荷トルクが変化する流体機械を駆動するモータ制御方法であって、電動機に与えられる電圧値は、流体機械の機械角１周期の期間において正弦波状に変化する期間を含むとともに、その一部期間において高次周波数成分を含んでいる。【選択図】図１６

Description

本発明は、モータ制御方法、モータ制御装置および流体機械に関する。

モータ制御装置および流体機械の背景技術として、例えば、特許文献１には、「モータの速度変動を検出し、速度変動を減少させるようにトルク補正電流の振幅及び位相を増減して調整する振幅・位相調整手段とを備えていることを特徴とする。」と記載されている。

特開２０１１−２０００６７号公報

特許文献１には、負荷変動のデータを予め取得せずとも目標速度に高速で追従するようにモータを制御する仕組みが記載されている。しかし、特許文献１のモータ制御装置は、振幅と位相のいずれも同時に制御することについて考慮されていない。

そこで、本発明は、振幅と位相を同時に制御して周期的な負荷変動を効果的に抑制することにより、電動機の騒音や振動を低減するモータ制御方法、モータ制御装置および流体機械を提供する。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。

本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子からなる電力変換回路と、電力変換回路を駆動するドライブ信号を電圧指令に応じて出力する制御器とを備え、電力変換回路により駆動される電動機により機械角１周期の期間に負荷トルクが変化する流体機械を駆動するモータ制御方法であって、電動機に与えられる電圧値は、流体機械の機械角１周期の期間において正弦波状に変化する期間を含むとともに、その一部期間において高次周波数成分を含んでいることを特徴とする。

本発明によれば、振幅と位相を同時に制御して周期的な負荷変動を効果的に抑制でき、電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置を提供することができる。

上記以外の課題、構成、および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

モータ制御装置の全体構成例を示す図。 電力変換回路の構成例を示す図。 回転ロータリー型圧縮機構部の構成例を示す図。 回転子位置に対する負荷トルクの変化の例を示す図。 制御軸の回転角度位置と実際の回転子の回転角度位置の関係を示す図。 固定座標系である３相軸と回転座標系である制御軸との関係を示した図。 電圧指令値と三角波信号とドライブ信号の関係を示す図。 制御部の具体的な構成例を示す図。 電圧指令値演算手段の構成例を示す図。 ＰＬＬ制御器の構成例を示す図。 速度制御器の構成例を示す図。 制御構成を用いて数値解析した圧縮機駆動時の波形例を示した図。 トルク変動が軸誤差として現れる過程を説明するための図。 検知可能な軸誤差からトルク差を推定する機能ブロックを示した図。 周期トルク推定手段の構成例を示す図。 脈動トルク電流指令値作成器の構成例を示す図。 負荷トルク波形の模擬手法を説明するための図。 模擬された負荷トルク波形を示した図。 周期変動抑制器を用いた圧縮機駆動時の波形例を示す図。 高次トルク電流指令値作成器の別な構成例を示す図。 図２０の高次トルク電流指令値作成器による圧縮機駆動時の波形例を示す図。 部分比例制御型高次トルク電流指令作成器の構成例を示す図。 図２２の高次トルク電流指令値作成器による圧縮機駆動時の波形例を示す図。 流体機械の構成例を示す図。 エアコンの構成例を示す図。 温度情報利用型機械角位相算出器を示す図。 圧力情報利用型機械角位相算出器を示す図。 電流情報利用型機械角位相算出器を示す図。

以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお本発明の説明の順番であるが、その前提として一般的なモータ制御システムの構成と、このシステムの負荷変動に起因する振動や騒音の問題について明らかにしておく。この説明を図１から図１２を用いて行い、具体的な本発明の実施例の説明は以降の図１３から図２８を用いておこなうことにする。

図１に本発明を適用可能な一般的なモータ制御装置の全体構成例を示している。

この図に示されているように、モータ制御システムでは、モータ制御装置１が与える交流の電圧または電流により、電動機６を所望の速度やトルクに制御し、電動機６に結合された負荷９を回転駆動する。

この場合、駆動される側の電動機６としては種々のものが適用可能である。本発明は電動機６の動作原理を限定するものではないが、以下の説明では、電動機６は回転子に永久磁石を有する永久磁石同期モータを用いた例で行うものとする。

また本発明の場合に、電動機６により駆動される負荷９は、例えば回転ロータリー型の圧縮機構であり、その負荷トルクの変動は図４に示す傾向を示すものに適用して好適である。本発明はレシプロ型の圧縮機に適用することも可能であるが、ここでは回転ロータリー型の圧縮機構の例で説明を続ける。なお図４の回転ロータリー型の圧縮機構の負荷特性は、機械角１周期内での負荷トルクの変動が急増後に漸減する傾向を示す。回転ロータリー型の圧縮機構では、この期間内で負荷トルクはトルク方向が一定（正負の変動をしない）であるが、レシプロ型の圧縮機構の場合には減少後に負トルクになることがある。本発明は、負荷トルクの変動が急増する部分を改善するものなので、上記圧縮機構の種別を問わず採用可能である。

図１に示したモータ制御装置１の機能を大別して示すと、モータ制御装置１は、出力電圧指令値を出力する制御部２と、直流電圧源を用いて交流電圧を出力する電力変換回路５と、電動機６あるいは電力変換回路５に流れる電流を検出する電流検出手段７から構成される。なお電力変換回路５の詳細な回路構成例が図２に示され、負荷９として回転ロータリー型圧縮機の事例が図３、図４に示され、制御部２の具体的な回路構成例が図８に示されている。

まず図２を参照して電力変換回路の構成例を説明する。

電力変換回路５は、図２に示すように、インバータ２１、直流電圧源２０、ゲートドライバ回路２３を主たる構成機器として構成されている。インバータ２１は、スイッチング素子２２（例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体スイッチング素子）によって構成される。これらのスイッチング素子２２（２２ａ〜２２ｆ）は、２組のスイッチング素子２２が直列に接続されて各相の上下アームを構成しており、図の例では２２ａと２２ｂによりＵ相、２２ｃと２２ｄによりＶ相、２２ｅと２２ｆによりＷ相の上下アームを構成している。

各相の上下アームの接続点は、電動機６へ配線されている。スイッチング素子２２（２２ａ〜２２ｆ）は、図１の制御部２で生成される３相交流電圧指令値を基に、ゲートドライバ回路２３が出力するパルス状のドライブ信号（２４ａ〜２４ｆ）に応じてスイッチング動作をする。直流電圧源２０をスイッチングして電圧を出力することで、任意の周波数の３相交流電圧を電動機６に印加することができ、これによって電動機を可変速駆動することができる。

なお電力変換回路５の直流側にシャント抵抗２５を付加した場合、過大な電流が流れた際にスイッチング素子２２を保護するための過電流保護回路や、後述するシングルシャント電流検出方式などに利用できる。

また図２には、図１に示した電流検出手段７の具体的な実現事例が示されている。図２に示す電流検出手段７は、電動機６または電力変換回路５に流れる３相の交流電流の内、Ｕ相とＷ相に流れる電流を検出する。全相の交流電流を検出しても構わないが、キルヒホッフの法則から、３相のうち２相が検出できれば、他の１相は検出した２相から算出できる。

電動機６または電力変換回路５に流れる交流電流を検出する別方式として、例えば、電力変換回路５の直流側に付加されたシャント抵抗２５に流れる直流電流から、電力変換回路５の交流側の電流を検出するシングルシャント電流検出方式がある。この方式は、電力変換回路５を構成するスイッチング素子の通電状態によって、電力変換回路５の各相の交流電流と同等の電流がシャント抵抗２５に流れることを利用している。シャント抵抗２５に流れる電流は時間的に変化するため、ドライブ信号（２４ａ〜２４ｆ）が変化するタイミングを基準に適切なタイミングで電流検出する必要がある。図示はしていないが、電流検出手段７に、シングルシャント電流検出方式を用いてもよい。

本発明では、電動機６や負荷９などの機械部分において生じる振動や騒音の問題を解消するものであり、そのために負荷９における具体的な課題を明確にしておく。ここでは、負荷９として使用する圧縮機構について説明する。

図３は本発明を適用するに好適な負荷の事例として回転ロータリー型圧縮機構部を示している。

図３において、下側は回転ロータリー型圧縮機構部の側断面図を示し、上側は側断面図のＡ−Ａ断面における圧縮機後部の上断面図を示している。側断面図に示すように、圧縮機構部５００は電動機６のシャフト５０２により回転駆動されている。圧縮機構部５００は、密閉容器５１１の内部のシリンダ５０４内に、電動機６のシャフト５０２からクランクシャフト５０３を介して、偏心して接続されたロータリーピストン５０１を備えている。また上断面図にＡ−Ａ断面を示すように円筒状のシリンダ５０４内には偏心回転するロータリーピストン５０１と、ベーン５０６を備えており、吸込み口５０５と吐出口５０７が形成されている。

上記構成により圧縮機構部５００では、電動機６を動力源としてロータリーピストン５０１を偏心駆動しており、これにより圧縮機としての吸込み、圧縮、吐出、といった一連の工程を行う。なお、電動機６とロータリーピストン５０１の間の動力伝達は、図３の様に機械的に接続することが多いが、潤滑油の給油の構成や、圧縮あるいは搬送対象（例えば有害ガス）によっては、磁気的に接続された機構を含むことで、安全性やメンテナンス性を上げられるという効果がある。

図３の具体的な圧縮機構の工程では、まずシリンダ５０４に設けられた吸込み口５０５から冷媒を吸い込む。その後、電動機６の回転によりロータリーピストン５０１が回転し、ベーン５０６の左側の容積が小さくなることで冷媒が圧縮される。さらにロータリーピストン５０１が回転し、上部に戻るあたりで吐出口５０７から圧縮した冷媒を吐出する。

吸込み、圧縮、吐出、といった一連の工程において、ロータリーピストン５０１にかかる圧力が変化する。圧力変化を、ロータリーピストンの駆動電動機６から見ると、周期的に負荷トルクが変化していることを意味する。

図４は、機械角１回転における、回転子の回転角度位置θｄに対する負荷トルクの変化の例を示している。

図４の特性では、横軸に圧縮機機械軸の１周期（０度から３６０度）を示し、縦軸に負荷トルクの大きさを示している。但し、ここでは、電動機６として４極電動機の例を示しているため、電気角２周期が機械角１周期に相当する。従って例えば、電動機６が６極の場合は、電気角３周期が機械角１周期に相当することになる。また回転子の位置とピストンとの位置関係は組み付けによって決まるが、図４ではロータリーピストン５０１が上部にある位置を０°として、ピストン位置に対する負荷トルクの変化を示している。

この図示によれば、圧縮工程が進むにつれ負荷トルクが急激に大きくなり、吐出工程では、負荷トルクが小さくなっており、１回転中において負荷トルクが変動している事が分かる。また回転する度に回転角度位置に応じて負荷トルクが変動するため、電動機６から見ると周期的に負荷トルクが変動していることになる。

つまり図４のパターンのトルク変化が、電動機の回転の都度生じていることになる。但し、例え同じ圧縮機構部５００を用いても、電動機６の回転数、吸込み口５０５や吐出口５０７の圧力、吸込み口５０５と吐出口５０７の圧力差などによって、負荷トルクのピーク値や、ピーク値となる回転角度位置は変化する。

図４は、回転ロータリー型圧縮機の負荷トルク変動を示しているが、レシプロタイプ圧縮機の負荷トルク変動では、後半の負荷トルク減少において、一時負トルクとなる点で相違している。本発明が適用される負荷は、その負荷トルクが図４の前半の急増特性を有するものであればよい。図４の負荷トルクの形状の特徴をごく簡単に表現すると、これは機械角１周期内での負荷トルクの変動が急増後に漸減する傾向を示し、かつこの期間内において負荷トルクはトルク方向が一定（正負の変動をしない）である。この点について、往復動により駆動されるレシプロ型の圧縮機では、その後半において負荷トルクが過渡的に負の値を示す。本発明が適用される負荷は、機械角１周期内においてその圧縮時に負荷トルクが急増するものが対象であり、本発明ではこの部分の改善を図る。したがって、後半部分で負トルクとなるか、否かは問題としていない。

図３の圧縮機構において、負荷トルク変動と電動機６の発生トルクに差が生じると、振動や騒音の原因となる。特に、前述のように負荷トルクの変動が大きい場合は、制御部２の構成によっては、電動機（モータ）６に流れる電流に跳ね上りが生じたり、電動機６の回転速度変動が生じたりする恐れがある。この結果、振動や騒音が発生する場合もある。そのため、負荷トルク変動を考慮して制御部２を構成する必要がある。

したがって、本願の目的の一つは、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置を提供することである。

目的の達成のために重要なことは、負荷トルク変動と電動機６の発生トルクを一致させることであり、以下、そのために必要なモータ制御装置１の構成について説明する。

モータ制御装置の説明を行うに当たり、最初に軸の定義を明確にしておく。ここでは、永久磁石同期モータを用いているためにモータ制御装置１で検出、推定、あるいは仮定する制御軸の回転角度位置と、実際の回転子の回転角度位置は、基本的に同期しているとして説明する。但し実際には、加減速時や負荷変動時等の過渡状態において、制御軸の位置と回転子の位置にズレ（軸誤差）が生じる場合がある。軸誤差が生じた場合、電動機６が実際に発生するトルクが減少したり、電動機６に流れる電流に歪みや跳ね上がりが生じたりすることもある。

モータ制御装置１内における処理では、電動機６の回転子の回転角度位置情報を利用する。この点について、本実施例では、回転子の回転角度位置情報は、電動機６に流れる電流および電動機６への印加電圧を入力し電動機６の推定回転角度位置を出力する位置推定手段を用いた位置センサレス制御によって得るものとする。

図５は、モータ制御装置１で検出、推定、あるいは仮定する制御軸の回転角度位置と実際の回転子の回転角度位置の関係を示す図である。

図５において、回転子の永久磁石の主磁束方向の位置をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に電気的に９０度（電気角９０度）進んだｑ軸とからなるｄ−ｑ軸を定義する。このｄ−ｑ軸は回転座標系である。

また図５において、回転子の回転角度位置θｄは、ｄ軸の位相を示す。このｄ−ｑ軸（回転座標系）に対し、制御上の仮想回転子位置をｄｃ軸とし、そこから回転方向に電気的に９０度進んだｑｃ軸とからなるｄｃ−ｑｃ軸を定義する。ｄｃ−ｑｃ軸も回転座標系である。

本実施例では、この回転座標系である制御軸上で電圧や電流を制御することを基本として説明しているが、電圧の振幅と位相を調整して電動機を制御することも可能である。これらの座標軸の関係が図５に示されている。なお、これ以降の説明において、ｄ−ｑ軸を実軸、ｄｃ−ｑｃ軸を制御軸、実軸と制御軸のズレである誤差角を軸誤差Δθｃと呼ぶ。

図６は、固定座標系である３相軸と回転座標系である制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）との関係を示した図である。

図６では例えばＵ相を基準に、ｄｃ軸の回転角度位置（推定磁極位置）をθｄｃと定義する。ｄｃ軸は図中の円弧状矢印の方向（反時計方向）に回転している。そのため、回転周波数（後に示す、インバータ周波数指令値ω１）を積分することで、推定磁極位置θｄｃを得られる。

以上、図５、図６により本発明で使用する軸の定義を明確にした。図１に戻り、電動機６に与える交流の電圧または電流を決定するモータ制御装置１内の制御部２について前記軸の定義に従い詳細に説明する。

図１の制御部２は、モータ制御装置１に接続される負荷９の回転速度を一定に制御するためのトルク電流指令値を作成するトルク電流指令値作成器１０と、脈動負荷を抑制するための脈動トルク電流指令値作成器１１と、脈動トルク推定器１６と、トルク電流指令値作成器１０や脈動トルク電流指令値作成器１１等の値を基に電力変換回路５の出力電圧値を作成する電圧指令値作成器３と、電圧指令値作成器３で作成した出力電圧指令値を基に電力変換回路５を駆動するドライブ信号を作成するＰＷＭ信号作成器３３から構成されている。

制御部２における演算結果を受けて、モータ制御装置１は、機械角１周期もしくは機械角１周期の整数倍で負荷が変動する機構部を駆動する電動機６が所望の動作をするように制御する。

制御部２の各構成要素の動作について、以下説明する。なお、モータ制御装置１内の制御部２において、脈動トルク電流指令値作成器１１と脈動トルク推定器１６は本発明により追加設置されたものである。この説明に入る前に、周辺部分の機能や動作を明らかにしておく。

最初に、電圧指令値作成器３とＰＷＭ信号作成器３３についてその概略を説明する。なお詳細説明は図を用いて後述する。電圧指令値作成器３は、後述するトルク電流指令値作成器１０や電圧抑制指令値作成器１１の出力である電流指令値を入力し、電動機に印加する３相の正弦波状の電圧指令値を出力する。電圧指令値作成器３のより具体的な構成例とその動作については、図８などを用いて後述する。

ＰＷＭ信号作成器３３は、電圧指令値作成器３で得られた３相の正弦波状の電圧指令値と、例えばキャリア信号として三角波の比較により、電力変換回路５に与えるドライブ信号を作成する。

図７は、電圧指令値と三角波信号とドライブ信号の関係を示す図である。

図７は、電気角３６０度期間における、１相分の電圧指令値と、三角波キャリア信号と、その結果生成されるドライブ信号Ｇｐ、Ｇｎの関係を示している。電圧指令値と三角波キャリア信号を比較し、大小関係により上アームのドライブ信号Ｇｐおよび下アームのドライブ信号Ｇｎを生成する。

なおゲートドライバ回路やスイッチング素子自体の遅れに起因して、上下アームのスイッチング素子が短絡する恐れがあるため、実際には上下アームの両方がスイッチングオフとなるデッドタイム（数マイクロ秒〜十数マイクロ秒程度）を付加して最終的なドライブ信号とする。しかしながら、デッドタイムに関しては本願の目的や効果には全く影響が無いため、本明細書においては理想的なドライブ信号を示している。もちろん、デッドタイムを付加した構成としてもよい。

図８は、図１の制御部の具体的な構成例を示している。

以下、図８を参照して、制御部２の構成要素について詳細に説明する。ここでは、電動機６を駆動する際の基本動作について説明し、その後、圧縮機構など周期的な負荷トルク変動がある場合の課題についてより明確にする。

制御部２は、図８に示すように、３相軸上の交流電流検出値（ＩｕおよびＩｗ）を制御軸上の電流値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）に座標変換する３φ／ｄｑ変換器８、制御軸上の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）および電動機に印加する電圧指令値（Ｖｄ^＊およびＶｑ^＊）を用いて実軸と制御軸との軸誤差Δθｃ（図５に図示）を演算する軸誤差演算器１２と、軸誤差Δθｃを軸誤差指令値Δθ^＊（通常はゼロ）に追従させるために電動機６に印加する電圧の周波数（インバータ周波数指令値ω１）を調整するＰＬＬ制御器１３と、モータ制御装置に接続される負荷９の平均値および周期的に変動する値に応じたトルク電流指令値を作成するトルク電流指令値作成器１０と、電圧抑制指令値作成器１１と、電圧指令値演算手段３４と、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値（Ｖｄ^＊およびＶｑ^＊）を制御軸から３相軸へ座標変換するｄｑ／３φ変換器４などから構成される。

なお、図を見やすくするために、一部の信号線は結線していない。同じ記号で示した線（例えば、インバータ周波数指令値ω１）は結線されているのと等価である。

制御部２の多くは、マイコン（マイクロコンピュータ）やＤＳＰなどの半導体集積回路（演算制御手段）によって構成され、ソフトウェアなどで実現している。

駆動方法（基本動作）について説明する。先に述べたように電動機６は例えば永久磁石モータであり、これを駆動するために、前述の通りｄｃ−ｑｃ軸（回転座標系）で制御する。回転座標軸上で制御するために３相交流軸から座標変換する必要があるが、回転座標上では電圧や電流を直流量として扱えるという利点がある。

そのため３φ／ｄｑ変換器８では、磁極位置θｄｃを用いて、電流検出手段７で検出した３相交流軸のモータ電流検出値をｄｃ−ｑｃ軸に座標変換し、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）を得る。

同様にｄｑ／３φ変換器４では、磁極位置θｄｃを用いて、電圧指令値演算手段３４で生成したｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令値を３相交流電圧指令値（Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊）に座標変換する。

このように、回転座標軸で電動機に流れる電流を界磁成分とトルク成分に分離し、電動機の回転速度あるいはトルクを制御するために、電圧の位相と大きさを制御することを一般的にベクトル制御と呼んでいる。

図９は、電圧指令値演算手段の構成例を示した図である。

電圧指令値演算手段３４としては、例えば特開２００５−３９９１２号公報に記載の構成がある。これを用いた場合の電圧指令値演算手段３４の構成例が図９である。

図９の電圧指令値演算手段３４では、上位制御系などから得られるｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ^＊およびＩｑ^＊）と、回転角速度指令値ω^＊または後述するインバータ周波数指令値ω１を入力し、（１）式、（２）式の様にベクトル演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を得る。

なお（１）式と（２）式で、Ｒは電動機６の１相あたりの巻線抵抗値、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数である。

図９は、（１）式と（２）式を実現するための機能ブロックである。この機能ブロック図では、最初に（１）式と（２）式で使用するｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊＊をｄ軸電流制御器１４ａおよびｑ軸電流制御器１４ｂで演算している。

図９のｄ軸電流制御器１４ａおよびｑ軸電流制御器１４ｂは、比例器９２ｃ、９２ｄ、９２ｅ、９２ｆ、積分器９４ｃ、９４ｄ、加算器９０ｂ、９０ｃで構成されたいわゆる比例積分演算器を構成しており、電流偏差の比例積分演算により、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊＊を算出している。ここでは、減算器９１で電流指令値（Ｉｄ^＊およびＩｑ^＊）とその検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）の差分を求め、比例器９２で差分に所定のゲインを付加し、積分器９４で差分を積分し、加算器９０で比例分と積分分を加算して比例積分値を求める。この出力がｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄ^＊＊およびＩｑ^＊＊）である。

Ｉｄ^＊＊およびＩｑ^＊＊には乗算器９２ｇ、９２ｉにおいて電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒが乗算されて、（１）式と（２）式の右辺の第１項が求められる。

（１）式と（２）式右辺第２項のｄ軸およびｑ軸電流指令値（Ｉｄｆ^＊＊およびＩｑｆ^＊＊）は、ｑ軸およびｄ軸電流指令値（Ｉｑ^＊＊およびＩｄ^＊＊）を図９のフィルタ回路９８ａ、９８ｂでフィルタリングして得た値である。Ｉｄｆ^＊＊およびＩｑｆ^＊＊に対しては乗算器９２ｈ、９２ｊにおいてｑ軸のインダクタンスＬｑ、ｄ軸のインダクタンスＬｄがそれぞれ乗算されるとともに、インバータ周波数指令値ω１も合わせて乗算して（１）式と（２）式右辺の第２項を求める。さらに乗算器９２ｋでは、インバータ周波数指令値ω１にｄ軸のインダクタンスＬｄを乗算して（２）式右辺の第３項を求める。

減算器９１ｆでは、乗算器９２ｇの出力から、乗算器９２ｈの出力を差し引くことで、（１）式のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を得る。加算器９０ｄでは、乗算器９２ｉの出力と、乗算器９２ｊの出力と、乗算器９２ｋの出力の和を求めることで、（２）式のｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を得る。

図９の回路構成例では、電圧指令値演算手段３４の中に、電流制御器１４ａおよび１４ｂが電圧演算に直列に入っている点、電動機の電気時定数相当の遮断周波数を有する一次遅れフィルタ（低域通過フィルタ）９８ａおよび９８ｂがある点が特長である。これらによって電動機の逆モデルを成立させているため、制御部２の演算周期に制約がある場合においても理想的なベクトル制御を実現できる効果がある。

ここでｄ軸電流指令値について説明する。本実施例の電動機６は、非突極型の永久磁石モータとして説明している。すなわち、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス値は同じである。つまり、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差によって発生するリラクタンストルクは考慮していない。したがって、電動機６の発生トルクはｑ軸を流れる電流に比例する。そのため、本実施例においては、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊はゼロを設定している。

なお、突極型（ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差がある場合。）の場合は、ｑ軸電流によるトルクの他に、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に起因するリラクタンストルクがある。そのため、リラクタンストルクを考慮してｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を設定することで、同じトルクを小さいｑ軸電流で発生できる。つまり、消費エネルギー削減の効果がある。

次に位置推定について説明する。前述のように本実施例では、回転子の回転角度位置情報は、電動機に流れる電流および電動機への印加電圧を入力し電動機の推定回転角度位置を出力する位置推定手段４０を用いた位置センサレス制御によって得るものとしている。

ただし、電動機の回転角度位置は直接的に推定するのではなく、実軸と制御軸のズレである誤差角（軸誤差Δθｃ）を推定し、それをゼロに制御することにより、間接的に推定する。

図８の制御部２の構成において、軸誤差演算器１２は制御軸上の電流検出値（ＩｄｃおよびＩｑｃ）および電動機に印加する電圧指令値（Ｖｄ^＊およびＶｑ^＊）を用いて、（３）式により実軸と制御軸との軸誤差Δθｃを演算する。

図１０は、ＰＬＬ制御器の構成例を示している。

ＰＬＬ制御器１３は、軸誤差Δθｃが軸誤差指令値Δθ^＊（通常はゼロ）になるようにインバータ周波数指令値ω１を調整している。軸誤差指令値Δθ^＊と軸誤差Δθｃの差を減算器９１ａで求め、この誤差に比例ゲインを乗じて比例分を求める比例演算部９２ａの演算結果と、この誤差に積分ゲインを乗じてから積分制御する積分演算部９３ａ（比例器９２ｂと積分器９４ｂで構成）の演算結果とを加算器９０ｃで加算し、インバータ周波数指令値ω１を出力する。

図８のＰＬＬ制御器１３の後段に設けた積分器９４ａによりインバータ周波数指令値ω１を積分する。速度を積分すると位置になるため、同様に、インバータ周波数指令値ω１を積分することで、推定磁極位置θｄｃを得られる。

負荷トルクの変動が大きい場合の駆動方法について説明する。ｑ軸電流指令値は、上位制御系などから得てもよいと前述したが、本実施例では、速度制御器を用いて回転速度を一定に制御するためのｑ軸電流指令値を得る構成について説明する。

図１１は、速度制御器１５の構成例を示す図である。

図１１の速度制御器１５では、周波数指令値ω^＊とインバータ周波数指令値ω１の差を減算器９１ｇで求め、これに比例ゲインＫｐ＿ａｓｒを乗じて比例制御する比例演算部９２ｇの演算結果と、比例器９２ｈで積分ゲインＫｉ＿ａｓｒを乗じてから積分する積分器９４ｅの演算結果とを加算器９０ｅで加算し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を出力する。

通常、上位制御系等から与えられる周波数指令値ω^＊は、インバータ周波数指令値ω１に比べると変化の周期は非常に長く、電動機の一回転中においては一定値と見ても良い。

そのため、速度制御器によって、電動機はほぼ一定周波数で回転する。この時、インバータ周波数指令値ω１を積分することで得られる磁極位置θｄｃは、ほぼ一様に増加する。

図１２は、圧縮機駆動時の波形の例として、上記の制御構成を用いて数値解析した結果を示した図である。

図１２を用いて、駆動波形の例を説明する。図１２では、横軸に時間をとり、縦軸にトルク（ｐ．ｕ）としてモータトルクと負荷トルクを示し、周波数（Ｈｚ）として周波数指令値とインバータ周波数指令値を示し、電流としてｑ軸電流指令値とＵ相モータ電流を図示している。ここで横軸の時間目盛は、図４で示した機械角１周期が０．０４秒の例を示している。

この比較事例によれば、上段のトルク（ｐ．ｕ）は、機械角１周期内での不一致を生じている。モータトルクがこの周期内でほぼ正弦波状に変動して繰り返すのに対し、負荷トルクは前半周期での急増後、後半周期ではやや緩やかな減少を繰り返しており、周期内でのトルク不一致が際立っている。但し回転ロータリー型の圧縮機構の例を示しているので、負荷トルクは負になることはない。２段目の周波数は、周波数指令値が一定であっても、インバータ周波数指令値は正弦波状の変動を繰り返す。また下２段の電流はｑ軸電流指令値もＵ相モータ電流値も脈動している。

図１２の結果から、１回転中における負荷トルクが変動することによって、モータ発生トルク、電動機の実周波数（電動機の回転数）、電動機に流れる電流等が脈動することが分かる。これは、図１０のＰＬＬ制御器１３、図９の電流制御器１４、図１１の速度制御器１５等のフィードバック制御器に設定可能な応答周波数に制約があるためである。

例えば、図１０のＰＬＬ制御器１３は、電動機の電気定数（例えば、電動機６の１相あたりの巻線抵抗値Ｒやｑ軸のインダクタンスＬｑなど）によって設定可能な応答周波数が決まり、その値はインバータ周波数が低いほど、低い応答周波数を設定する必要がある。言い換えると、電動機６が低速で回転するほど、ＰＬＬ制御器１３の応答周波数を低く設定する必要がある。

一方、図９の電流制御器１４は、制御部２の演算時間の制約によって、設定可能な応答周波数が決まる。つまり、電動機が高速で回転するほど電流制御器１４の応答周波数を低く設定する必要がある。

速度制御器１５は、通常ＰＬＬ制御器１３や電流制御器１４よりも外側の制御ループとなる。そのため他の制御器よりも設定可能な応答周波数を低く設定する必要がある。

このように、図９に示したベクトル制御の構成だけでは、広い運転範囲において周期的な負荷変動を抑制することは難しい場合がある。

以上、一般的なモータ制御システムの構成と、このシステムの負荷変動に起因する振動や騒音の問題について明らかにした。次にこれらの見地を基礎として、本発明の実施例について詳細に説明する。

本発明では、負荷変動対応動作を可能とする駆動方法について説明する。ここまでの図１の説明では省略したが、本発明の目的を実現する手段の１つである、図１の脈動トルク電流指令値作成器１１と脈動トルク推定器１６について説明する。

図１３は、トルク変動が軸誤差として現れる過程を説明するための図である。

図１３を用いて、脈動トルク推定器１６の前提となる、モータ発生トルクτｍと負荷トルクτＬの差による軸誤差Δθの発生について説明する。

図１の制御システムによれば、図１１に示した速度制御器１５により、平均速度は上位制御系等から与えられる指令値と一致する。しかし、瞬時速度としては（４）式のように速度変動Δωが生じる。

ここで、τｍは電動機の発生トルク、τＬは瞬時負荷トルク、Ｊは電動機の慣性モーメントである。つまり、モータ発生トルクτｍと負荷トルクτＬの差によって、速度変動が生じる。速度変動が生じるということは、すなわち位置誤差も生じていることを意味している。

トルク差が軸誤差Δθに至るまでのこれらの現象をブロック線図として示したのが図１３である。モータ発生トルクτｍと負荷トルクτＬの差トルクΔτＬ（減算器９１ｈ）に慣性モーメントＪの逆数を掛けて積分（積分器９４ｆ）することで、電動機の回転子の回転速度ωｒ（機械角）が得られる。次いで電動機の回転速度ωｒ（機械角）に電動機６の極対数（＝極数／２）をかける（乗算器９２ｉ）ことにより、電動機の回転速度ω１（電気角）が得られる。さらに回転速度ω１（電気角）を積分（積分器９４ｇ）することにより、回転子の回転角度位置（θｄ）が得られる。回転角度位置の指令値（θｄ^＊）から回転子の回転角度位置（θｄ）を減算（減算器９１ｉ）することにより、その角度誤差（軸誤差Δθｄ）が得られる。

図１３の模式図のような過程を経て、トルク差が軸誤差Δθに至ると考えることができる。このことは逆に言えば、検知可能な軸誤差Δθからトルク差を推定可能であることを意味している。前述の通り、本実施例では、位置センサレス制御による構成としている。そのため、軸誤差Δθｄは直接得られない。そこで、本実施例で検出あるいは推定が可能な値を用いることとする。

図１４は、検知可能な軸誤差Δθからトルク差を推定する機能ブロック図を示した図である。

ブロック線図の特徴として、矢印の方向（すなわち、演算方向）を逆にする場合、乗算は除算に、積分は微分に、それぞれ置き換えることで、等価な関係を維持したまま入出力関係を変えることができる。

図１４に示したブロック図は、軸誤差から差トルクを得られるように、図１３の矢印の方向を逆にし、かつ、本実施例で検出あるいは推定が可能な値を用いるように等価変換した結果である。図１４に示したブロック図の演算を行うことにより、軸誤差演算値Δθｄｃを入力し、差トルク推定値Δτｍ＾を得られる。

つまり、図１３の積分器９４ｇを図１４では微分器９５ａに、乗算器９２ｉの逆数を乗算器９２ｊでは与え、かつ図１３の積分器９４ｆを図１４では微分器９５ｂに変更している。

図１５は図１４の等価変換手順を纏めて示した図である。周期トルク推定手段１６の構成例を示す図である。

図１５では、機械角の１周期あるいは複数周期で変化する脈動負荷トルクに注力しているため、図１４のブロック図の微分（ｓ）をｊω_ｒと置き換えて整理し、脈動トルク推定器１６を構成する演算回路９２ｋを得たものである。ｊは複素数の虚部を示す虚数単位であり、２乗すると（−１）となる。そのため、図１４でΔθｄｃについていた負号が無くなる。このように、図１５の脈動トルク推定器１６は、図８および（３）式で示した軸誤差演算器１２によって得られる軸誤差Δθｃを入力し、差トルク推定値Δτｍ＾を出力することができる。

図１６は、脈動トルク電流指令値作成器の具体的な構成例を示している。

図１５の周期トルク推定手段１６により推定された差トルク推定値Δτｍ＾は、図１２の最上段に示すモータトルクτｍと負荷トルクτＬの差分に相当する時間変動成分として求められている。これに対し、図１６に示した脈動トルク電流指令値作成器１１では、図１５の脈動トルク推定器１６によって得た差トルク推定値Δτ_ｍ＾を、単相座標変換器３２を用いて機械角周波数ωｍで回転する座標系に座標変換を行う。

例えば、電動機６の回転子の磁極の数が４極の場合、電気角２周期が機械角１周期に相当する。そのため、周波数指令値ω^＊（電気角）を電動機６の極対数（＝極数／２）で除算すれば、機械角周波数ωｍを得られる。

なお、本実施例では、機械角周波数を求めるために周波数指令値ω^＊を用いているが、インバータ周波数指令値ω１でも構わない。

図１６に示した脈動トルク電流指令値作成器１１で実施することは、要するに図４に示した負荷トルクの波形を極力忠実に、かつ簡便に再現することである。図１６の脈動トルク電流指令値作成器１１の具体的な構成と動作の説明に入る前に、ここで実施することの概念を明確にしておく。

図１７は、負荷トルク波形の模擬手法を説明するための図である。

図１７に点線で示す負荷トルクτｍの波形３１は、図４の波形を拡大して示したものであり、この波形の特徴は、機械角１周期内での負荷トルクの変動が急増後に漸減する傾向を示していることである。但し図１７には回転ロータリー型の圧縮機構の波形を示しているので、この期間内での負荷トルクはトルク方向が一定（正負の変動をしない）である。

本発明では、この負荷トルク波形の最大値と最小値の中間値をゼロ点とする正弦波Ｗ１を想定する。想定した正弦波Ｗ１は負荷トルクτｍの後半の漸減する傾向をよく模擬しているが、負荷トルクτｍの前半の急増する傾向を模擬できていない。そこで負荷トルクτｍの前半部分に第２高調波形Ｗ２を重ねてみる。正弦波Ｗ１の前半部分に第２高調波形Ｗ２の負の部分を重ねると、負荷トルクτｍの急増する波形に近い波形が得られる。但し、第２高調波形Ｗ２の１周期波形が負荷トルクτｍの再現に貢献するわけではないので、第２高調波形Ｗ２を重ね合わせる期間を限定する。この重畳期間をパルス状波形Ｐにより定める。

図１８は、模擬された負荷トルク波形を示した図である。

負荷トルクの模擬を忠実に再現するためには、第２高調波の位相、大きさ、重ね合わせる期間などを調整すればよい。図１６の脈動トルク電流指令値作成器１１は、負荷トルク波形を機械角上で模擬するためのものであり、この機能は、主に３つの機能ブロックから構成されている。正弦波Ｗ１を作成する機能ブロック３１と、その前半部分に印可される第２高調波形Ｗ２を作成する機能ブロック３１ａと、正弦波Ｗ１に第２高調波形Ｗ２を重ね合わせる期間を定めるパルス状波形Ｐを作成する機能ブロック３５である。

なお図１６では、機能ブロック３１ａと機能ブロック３５を一体にして高次トルク電流指令値作成器１７と呼んでいる。また以降、機能ブロック３１、３１ａを周期変動抑制器と呼ぶことにする。機能ブロック３１と３１ａは、高調波次数が相違する（１と２）のみで基本的には同じ処理を実行している。このため以下の説明では、周期変動抑制器３１を主体に説明し、周期変動抑制器３１ａと相違する部分のみ別途説明することにする。

図１６において、まず、図１６の上部にある機械角１次成分の脈動トルク電流指令値（Ｉｑｓ１^＊）を求める周期変動抑制器３１の動作について説明する。なお、周期変動抑制器３１と３１ａは、いずれも負荷トルクτｍと周波数指令値ω^＊（電気角）を入力している。

最初に、単相座標変換器３２では、（５）（６）式を用いて、差トルク推定値Δτ_ｍ＾を座標変換する。

（５）（６）式により、推定負荷トルクΔτｍ＾の内、機械角周波数ωｍ（機械角１次成分）の余弦成分（Δτｍｃ）と正弦成分（Δτｍｓ）が抽出される。図１７では、正弦値ｃｏｓθｒと余弦値ｓｉｎθｒは、周波数指令値ω^＊（電気角）に乗算器９２ｃで極数の逆数２／Ｐを乗じ、積分器９４ｉで積分したのち、余弦演算器９６と正弦演算器９７を介して求めている。

なお、この部分の処理について周期変動抑制器３１ａとの相違は、第２高調波とするために乗算器９２ｐを設け、正弦値ｃｏｓ２θｒと余弦値ｓｉｎ２θｒを得た点のみである。乗算器９２ｃ、積分器９４ｉが乗算器９２ｑ、積分器９４ｊに対応する。また（５）（６）式の結果として機械角周波数ωｍ（機械角１次成分）の余弦成分（Δτｍｃ２）と正弦成分（Δτｍｓ２）を得ている。

図１６の処理において、負荷トルクの変動の高次成分を除去したい場合や、電流検出値のノイズを除去したい場合には、定域通過フィルタ（ＬＰＦ）（９８ｃ、９８ｄおよび周期変動抑制器３１ａでは９８ｅ、９８ｆ）を追加する。

またこれらの値がゼロになるように制御することで、機械角周波数ωｍ（機械角１次成分）成分のトルク変動を抑制できる。本実施例では、積分器９４（９４ｇ、９４ｈおよび周期変動抑制器３１ａでは９４ｋ、９４ｉ）で構成される積分制御を行う。すなわち、機械角周波数ωｍ（機械角１次成分）の余弦成分（Δτｍｃ）、正弦成分（Δτｍｓ）と、それぞれの指令値（Δτｍｃ^＊＝０、Δτｍｓ^＊＝０）の差を減算器（９１ｊ、９１ｋおよび周期変動抑制器３１ａでは９１ｌ、９１ｍ）で求め、これに比例器（９２ｌ、９２ｍおよび周期変動抑制器３１ａでは９２ｒ、９２ｓ）で積分ゲインＫｉ＿ａｔｒ２を乗じて積分演算部（９４ｇ、９４ｈおよび周期変動抑制器３１ａでは９４ｋ、９４ｌ）で積分制御し、機械角１次成分の脈動トルク電流指令値Ｉｑｓ１^＊の余弦成分Ｉｑｓ１ｓ^＊および正弦成分Ｉｑｓ１ｃ^＊を演算する。

この後、再度、単相座標逆変換器３７で、次式を用いて座標変換を行う。

この座標変換により、差トルク推定値Δτｍ＾の機械角周波数ωｍの成分（Δτｍｍ＾）を抑制するためのｑ軸電流指令値が得られる。適宜乗算器９２ｈでゲイン（Ｋｔｒｑ）乗算することで、機械角１次成分の脈動トルク電流指令値（Ｉｑｓ１^＊）を得る。

ここで改めて、図４に示した負荷トルクの変動に注目する。負荷トルクは前半周期での急増後、後半周期ではやや緩やかな減少となっている。これに、適当な振幅と位相を持った正弦波を併せて図示すると、図１７のようになる。

図１７は、図１６の上部にある機械角１次成分の脈動トルク電流指令値（Ｉｑｓ１^＊）を求める周期変動抑制器３１で制御した場合を模擬している。２つの波形を比較すると、後半周期は非常に波形が一致しているものの、前半周期では差が生じている。このことから、前半周期の負荷が増加する期間において工夫することにより、より差トルクを小さくすることができことが分かる。つまり、本発明の目的をより達成するためには、前半周期の負荷が増加する期間に動作する制御器を追加するのが良いと言える。

そこで、脈動トルク電流指令値作成器１１に、周期変動抑制器３１ａ（図１６の下部に図示）を構成する。基本的な構成は、上述した周期変動抑制器３１と同じだが、入力する周波数が異なる点と、定域通過フィルタ（ＬＰＦ）の遮断周波数や積分制御のゲインを異なる値にする場合があるため、図番を３１ａとしている。

さらに、脈動トルク電流指令値作成器１１に、周期変動抑制器３１ａの出力である、差トルク推定値Δτ_ｍ＾の機械角２次周波数２ωｍの成分を抑制するための機械角２次成分の脈動トルク電流指令値（Ｉｑｓ２^＊）を使用する期間を変化させる機械角位相算出器３６を構成する。

機械角位相算出器３５は、機械角位相θｍを入力し、所定の角度の間において、１を出力し、その他の期間ではゼロを出力する。機械角位相算出器３５の出力は、乗算器９２ｕで周期変動抑制器３１ａの出力と乗算するため、機械角２次成分の脈動トルク電流指令値（Ｉｑｓ２^＊）を機械角１次成分の脈動トルク電流指令値（Ｉｑｓ１^＊）に加算する期間を変化させることができる。

再度、図４に示した負荷トルクの変動と、適当な振幅と位相を持った１次の正弦波に所定の期間２次の正弦波を加えた波形を図示すると、図１８のようにすることができる。図１７と比較すると、高次（本実施例では２次）の正弦波を負荷が増加する前半期間に重畳することにより、負荷トルク波形に非常に一致することが分かる。負荷トルクと電動機の発生トルクが一致すると、速度変動が抑制できるため、本実施例の周期変動抑制器３１を用いることにより、本発明の目的が達成できることが分かる。

本実施例の周期変動抑制器３１を用いて圧縮機駆動時の波形の例として、数値解析した結果を図１９に示す。

図１２と同様に、横軸に時間をとり、モータトルクτｍと負荷トルクτＬ、周波数指令値とインバータ周波数指令値、ｑ軸電流指令値とＵ相モータ電流を図示している。ここで横軸の時間目盛は、図４で示した機械角１周期が０．０４秒の例を示している。

この比較事例によれば、負荷トルクτＬに相当するｑ軸電流指令値が出力されることにより、差トルクが小さくなり、その結果、インバータ周波数指令値は周波数指令値に非常に近い値で一定となる。すなわち、１回転中における負荷トルクτｍの変動に追従するようにモータ発生トルクを制御することにより、電動機の実周波数（電動機の回転数）が一定となる。そのため、本発明の目的である電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置を提供することができる。

モータトルクτｍが以上のように制御されているということは、制御装置が与えた電圧指令の波形が、圧縮機の吸い込み、圧縮、吐出に至る機械角１周期の期間において正弦波状に変化するとともに、その一部期間において高次周波数成分も含んでいることを意味している。このように本発明では、負荷トルクの圧縮時の急増を模擬した電圧指令とすることで、負荷トルク波形を模擬したモータトルクτｍを得ている。

図１６のようにして脈動トルク電流指令を定めたということは、圧縮機の負荷トルクが増加する期間に高次周波数成分を加算器において加算したことである。そして、結果として定まる電圧指令が高次周波数成分も含んでいる期間は、電動機に流れる電流振幅に応じて変化させたことを意味する。また電圧指令が高次周波数成分を含んでいる期間は、圧縮機の吸込または吐出の圧力に応じて変化させたことを意味する。

図２０は、周期変動抑制器の別の構成例として、高次トルク電流指令値作成器の別な構成を示している。

図２０の構成例では、前半周期の負荷が増加する期間において、機械角１次成分の脈動トルク電流指令値（Ｉｑｓ１^＊）に高次の正弦波（図２０では２次として図示）を加算する構成である。なお１８は、正弦波重畳型高次トルク電流指令値作成器であり、例えば関数発生器などにより高次の正弦波とその印可期間を決定する。この構成例では、積分器を用いないため、本発明の目的である電動機の騒音や振動を低減に加え、制御部２の消費メモリ抑制や演算時間短縮といった効果が得られる。

図２０の高次トルク電流指令値作成器１７を用いて圧縮機駆動時の波形の例として、数値解析した結果を図２１に示す。

図１２と同様に、横軸に時間をとり、モータトルクと負荷トルク、周波数指令値とインバータ周波数指令値、ｑ軸電流指令値とＵ相モータ電流を図２１に図示する。ここで横軸の時間目盛は、図４で示した機械角１周期が０．０４秒の例を示している。

この比較事例によれば、負荷トルクの増加と減少の変化の特性が異なる場合に置いてもそれぞれの期間に置いて差トルクを小さくすることができ、その結果、インバータ周波数指令値は周波数指令値に非常に近い値で一定となる。すなわち、１回転中における負荷トルクの変動に追従するようにモータ発生トルクを制御することにより、電動機の実周波数（電動機の回転数）が一定となる。そのため、本発明の目的である電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置を提供することができる。

高次トルク電流指令値作成器の別な構成について、図２２を用いて説明する。この構成例では、前半周期の負荷が増加する期間において、速度偏差に基づき比例制御を行う。この構成例では、高次トルク電流指令作成のための参照データを最小限にすることができるため、本発明の目的である電動機の騒音や振動を低減に加え、制御部２の消費メモリや記憶容量の抑制、演算時間短縮、といった効果が得られる。

この構成例の高次トルク電流指令値作成器１９は、図１１に例示した速度制御器１５の入力と同様に、周波数指令値ω^＊とインバータ周波数指令値ω１の差を減算器９１ｎで求め、これに比例ゲインＫｐ＿ｐａｓｒを乗じて比例制御する比例演算部９２ｖの演算結果を出力する。比例演算部９２ｖの演算結果は、乗算器９２ｗで機械角位相算出器３６の出力の出力と乗算するため、高次トルク電流指令値作成器１９による脈動トルク電流指令値（Ｉｑｓ１^＊）を使用する期間を変化させることができる。

図１２と同様に、横軸に時間をとり、モータトルクと負荷トルク、周波数指令値とインバータ周波数指令値、ｑ軸電流指令値とＵ相モータ電流を図２３に図示する。ここで横軸の時間目盛は、図４で示した機械角１周期が０．０４秒の例を示している。

この比較事例によれば、負荷トルクの増加と減少の変化の特性が異なる場合においてもそれぞれの期間において差トルクを小さくすることができ、その結果、インバータ周波数指令値は周波数指令値に非常に近い値で一定となる。すなわち、１回転中における負荷トルクの変動に追従するようにモータ発生トルクを制御することにより、電動機の実周波数（電動機の回転数）が一定となる。そのため、本発明の目的である電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置を提供することができる。

以上説明した本発明装置を、他の構成例に適用することについて説明する。まず本発明の電動機により駆動される圧縮機について、圧縮機の一工程での吸込み圧力Ｐｓと吐出圧力Ｐｄは、圧縮機が接続されるシステム（例えば、冷凍サイクル）の状態によって変化するが、いずれにしても一工程における負荷トルク変動は発生し、なおかつ、ほとんどの事例で負荷トルクの増加と減少の変化の特性が異なる。そのため、負荷トルク変動を推定し、負荷トルクが増加する期間と減少する期間で異なるｑ軸電流指令値を与えることにより、様々な負荷特性のモータ制御装置へ適用可能である。

なお、圧縮機だけでなく、周期的に変動する負荷トルク特性を有するモータ制御装置（例えば、ポンプなど）にも適用可能で、同様の効果があることは言うまでもない。

本実施例では、高次成分として機械角の２次成分を与える例について説明したが、２次に限らない。また、高次成分は複数の成分を重畳しても同様の効果が得られる。

本実施例では、負荷トルクが増加する期間に注目し、高次トルク電流指令値作成器を付加する構成としたが、負荷トルクの特性によっては、機械角位相算出器の出力値を調整して負荷トルクが減少する期間に、機械角の高次成分が重畳される構成としても何ら問題ない。

本実施例では、圧縮機構部５００のロータリーピストン５０１は、回転することで圧縮する動くロータリー式を例に説明しているが、圧縮機構の別な方式として、ピストンが直線的に動くレシプロ式や、渦巻状の旋回翼からなるスクロール式などがある。

それぞれの圧縮方式によって周期的な負荷変動の特性は異なるものの、いずれの圧縮方式においても圧縮工程に起因する負荷変動がある。これらの負荷トルク変動特性はそれぞれ異なるが、前述の手段を備えるモータ制御装置は圧縮機構が異なる場合にも同様に適用でき、いずれにおいても本発明の目的を達成可能である。つまり、例えばレシプロ式の場合、急増後に緩やかに減少して一時負のトルクを発生するが、急増の部分で本発明の波形模擬が有効である。

以上の説明では、電動機６のシャフトは、クランクシャフト５０３を介して圧縮機構部５００のロータリーピストン５０１に接続されている例を用いた。そのため、圧縮機としての一連の工程は機械角１周期となり、その結果、負荷トルクの変動も機械角１周期であった。例えば、電動機６のシャフトとクランクシャフト５０３の間に、ギアを追加した場合、負荷トルクの変動は、機械角１周期の整数倍で変動する。この場合も、負荷トルクの変動周期があらかじめ分かっていれば、本実施例に記載の内容を適用可能で、同様の効果を得られる。

図２４は、モータ制御装置を用いた流体機械３０２を示す構成図の例である。

なお、既に説明した実施例１に示された同一の符号を付された構成と、同一の機能を有する部分については、説明を省略する。

流体機械３０２は、動力源である電動機６と圧縮機構部５００が、密閉容器５１１の中に配置されている。電動機６の回転子に接続されているシャフト５０２とロータリーピストン５０１は、クランクシャフト５０３を介して接続されている。これにより、電動機６の回転に応じてロータリーピストン５０１が偏心して回転し、吸込み、圧縮、吐出、といった一連の工程を行う。吸込みパイプ５０８は吸込み口５０５に、吐出パイプ５０９は吐出口５０７に、それぞれ接続されており、流体機械３０２に接続される外部のシステムと冷媒を循環する。

シャフト５０２の一方は、軸受け５１０によって支持されている。密閉容器５１１の底部には潤滑油が貯溜されており、軸受け５１０および圧縮機構部５００に潤滑される。シャフト５０２の他方には、バランスウェイト５１２が付加されており、ロータリーピストン５０１の偏心による重量のアンバランスを緩和している。

バランスウェイト５１２の重量を重くすると、慣性モーメントが大きくなり、電動機の発生トルクと負荷トルクの差による速度変動も小さくできる。その反面、電動機の加減速に要する時間もエネルギーも増加する。

したがって、本発明の目的の一つは、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置を提供することに加え、バランスウェイトの使用量削減、慣性モーメント減により起動特性を改善することである。起動特性を改善すると、短時間で吸込パイプと吐出パイプに圧力差を生じさせることができ、流体機械の理想に近づく。

実施例１で説明した機能を有するモータ制御装置３０１は、配線ケーブル３１０によって電動機６と接続されている。モータ制御装置３０１は、負荷トルクの増加と減少の変化の特性が異なる場合においても、それぞれの期間において差トルクを小さくすることができ、その結果、インバータ周波数指令値は周波数指令値に非常に近い値で一定となる。すなわち、１回転中における負荷トルクの変動に追従するようにモータ発生トルクを制御することにより、電動機の実周波数（電動機の回転数）が一定となる。そのため、本発明の目的である電動機の騒音や振動を低減可能な流体機械を提供することができる。

次に本発明をエアコンに適用した事例につい説明する。本発明に関わるモータ制御装置および流体機械の第３の実施形態について、図２５を用いて説明する。図２５は、本発明によるモータ制御装置３０１および流体機械３０２をエアコン３００（空気調和器）に適用した際の模式図である。

エアコンは、室内機３０３と室外機３０４の構成となっており、室内機３０３と室外機３０４は配管３０５で接続され、配管内を冷媒が流れる。室内機３０３は、熱交換器３０６と送風機３０７がある構成となっており、室外機３０４には熱交換器３０８、送風機３０９、流体機械３０２、モータ制御装置３０１の構成となっている。モータ制御装置３０１と流体機械３０２は、配線ケーブル３１０で接続されている。エアコンは、室内機３０３と室外機３０４の間を冷媒が流れ、室内機３０３の熱交換器３０６により、冷風または温風を室内に送り込んでいる。

このような構成において、流体機械３０２には、機械角１回転毎、または負荷の特性によって生じる脈動トルクが存在する。

エアコンにおいては、地球温暖化や電気代削減のために、省エネ化が強く望まれている。そのため、圧縮機をインバータで駆動して可変速することで、冷凍サイクルの起動停止によるロスを削減することが一般的となっている。さらに、住宅の断熱性能の向上により、一旦室内の温度が設定値になったら、後はエアコンの能力を最小化して動作し続けることが望まれている。つまり、モータ制御装置および流体機械に対しては、より低速で駆動することが望まれている。

流体機械を構成する電動機の回転子が高速で駆動している場合は、慣性モーメントの効果により、電動機の発生トルクと負荷トルクに差があっても、振動や騒音への影響は比較的小さい。しかしながら、低速で駆動する場合には、電動機の発生トルクと負荷トルクの差が振動や騒音に与える影響が大きい。流体機械が搭載されるエアコンの室外機は、その名の通り室外に設置されるが、居住空間に近いところに設置されることも多いため、振動や騒音は極力削減するする必要がある。そこで、周期的な負荷変動を抑制し電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置を提供することが本発明の目的の一つである。

エアコンに適用して好適な機械角位相算出器の別な構成について説明する。機械角位相算出器の別な構成例として、図２６のような構成がある。すなわち、機械角位相算出器３５ａに、機械角位相θｍに加え、室内機３０３、室外機３０４、流体機械３０２、あるいはいずれかの箇所の冷媒の温度を入力する構成とする。入力した温度によって、機械角位相算出器から１を出力する機械角位相を変更する。

このように、入力温度によって機械角位相算出器から１を出力する機械角位相を変更することによって、結果として、機械角２次成分の脈動トルク電流指令値（Ｉｑｓ２^＊）を使用する期間を変化させることになる。圧縮機の負荷トルク特性は、冷媒の温度条件によっても影響を受けるため、図２６のような構成により、負荷トルクの増加と減少の変化の特性をより正確に追従することが可能となる。その結果、電動機の実周波数（電動機の回転数）が一定となる。そのため、本発明の目的である電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置および流体機械を提供することができる。

機械角位相算出器の別な構成例として、図２７のような構成がある。この構成例では、機械角位相算出器３６ａに、機械角位相θｍに加え、流体機械の吸込みまたは吐出、あるいはいずれかの箇所の冷媒の圧力を入力する構成とする。圧縮機の負荷トルク特性は、冷媒の圧力条件によっても影響を受けるため、図２６のような構成により、負荷トルクの増加と減少の変化の特性をより正確に追従することが可能となる。そのため、本発明の目的である電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置および流体機械を提供することができる。

機械角位相算出器の別な構成例として、図２８のような構成がある。この構成例では、機械角位相算出器３６ａに、機械角位相θｍに加え、電動機に流れる電流値あるいはｑ軸電流値を入力する構成とする。圧縮機の負荷トルク特性は、電動機に流れる電流に略比例するため、図２７のような構成により、負荷トルクの増加と減少の変化の特性をより正確に追従することが可能となる。そのため、本発明の目的である電動機の騒音や振動を低減可能なモータ制御装置および流体機械を提供することができる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。

モータは、永久磁石モータとして説明したが、その他の電動機（例えば、誘導機、同期機、スイッチトリラクタンスモータ、シンクロナスリラクタンスモータなど）を用いても構わない。その際、電動機によっては電圧指令値作成器での演算方法が変わるが、それ以外については同様に適用でき、本願の目的を達成可能である。

上記の実施例では、フィードバック制御を前提として記載した。そのため、周期的な負荷変動を検出して制御する方式について記載したが、例えば、図４に示した負荷トルクの変化を予めデータとして制御部２に保存し、その情報を基に脈動トルク電流指令値を演算しても、本願の目的を達成可能である。

１：モータ制御装置
２：制御部
３：電圧指令値作成器
５：電力変換回路
６：電動機（モータ）
７：電流検出手段
１０：トルク電流指令値作成器
１１：脈動トルク電流指令値作成器
１２：軸誤差演算器
１３：ＰＬＬ制御器
１４：速度制御器
１５：電流制御器
２０：直流電圧源
３０：周期トルク推定手段
３２：単相座標変換器
３３：ＰＷＭ信号作成器
３４：電圧指令値演算手段
３００：エアコン
３０１：モータ制御装置
３０２：流体機械
５００：圧縮機構部
５０１：ロータリーピストン

Claims (7)

1. 直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子からなる電力変換回路と、前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を電圧指令に応じて出力する制御器とを備え、前記電力変換回路により駆動される電動機により機械角１周期の期間に負荷トルクが変化する流体機械を駆動するモータ制御方法であって、
   前記電動機に与えられる電圧値は、前記流体機械の機械角１周期の期間において正弦波状に変化する期間を含むとともに、その一部期間において高次周波数成分を含んでいることを特徴とするモータ制御方法。
2. 請求項１に記載のモータ制御方法であって、
   前記電圧指令は、前記圧縮機の負荷トルクが増加する期間に高次周波数成分を含んでいることを特徴とするモータ制御方法。
3. 直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子からなる電力変換回路と、前記電力変換回路を駆動するドライブ信号を電圧指令に応じて出力する制御器とを備え、前記電力変換回路により駆動される電動機により、機械角１周期の期間に負荷トルクが変化する流体機械を駆動するモータ制御装置であって、
   前記制御器は、前記流体機械の機械角１周期の期間におけるトルク変動を推定する脈動トルク推定器と、推定されたトルク変動を模擬するために前記機械角１周期の期間の一部において正弦波状に変化する信号を得る第１の手段と高次高調波の信号を得る第２の手段と前記第１の手段の出力に前記第２の手段の出力を加算する加算手段とを備えた指令作成手段を備え、
   前記電動機に与えられる電圧値は、前記流体機械の機械角１周期の期間において正弦波状に変化する期間を含むとともに、その一部期間において高次周波数成分を含んでいることを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項３に記載のモータ制御装置であって、
   前記指令作成手段は、前記流体機械の負荷トルクが増加する期間に前記高次周波数成分を前記加算器において加算する手段を備えることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項３または請求項４に記載のモータ制御装置であって、
   前記電圧指令が高次周波数成分も含んでいる期間は、前記電動機に流れる電流振幅に応じて変化することを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項３から請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
   前記電圧指令が高次周波数成分を含んでいる期間は、前記流体機械の吸込または吐出の圧力に応じて変化することを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項３から請求項６のいずれか１項に記載のモータ制御装置により駆動される流体機械であって、
   前記電力変換回路により駆動される電動機と、該電動機により駆動される圧縮機を含む流体機械。

Images