JP2015073337A - 電気回路 - Google Patents

Abstract

【課題】磁気遮蔽材料あるいは電磁波遮蔽材料などを用いずに高周波コイルを有する電気回路基板からの電磁波ノイズの放射を軽減する。【解決手段】複数の電圧コンバータ回路を含む電気回路であって、第１制御信号に応じて第１コイル(L1)に流れる電流を断続する第１スイッチング素子(T1)を含む第１電圧コンバータ回路と、第２制御信号に応じて第２コイル(L2)に流れる電流を断続する第２スイッチング素子(T2)を含む第２電圧コンバータ回路と、を含み、第１及び第２コイル(L1,L2)は回路基板上に隣り合わせに配置され、該第１及び第２コイルが発生する漏洩磁束(g1,g2)が相殺されるように、第１及び第２コイルの極性又はコイル電流の方向が設定され、第１及び第２スイッチング素子の動作が略同期していることを特徴とする。【選択図】図２

Description

本発明は、電気回路から発生する電磁波ノイズ（ＥＭＩ）の軽減に関し、特に高周波電流が流れるコイルを含む電気回路からの電磁波ノイズの低減を図った電気回路に関する。

ＬＳＩ等の集積回路では内部回路で複数種類の直流電圧を使用している。これ等の電圧値（電源）を得るために直流電圧源の出力をＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）によって昇圧したり、降圧したりして必要な電圧値を得ている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧源、コイル、コンデンサ、ダイオード、スイッチ（トランジスタ）等を備え、コイル電流をトランジスタで断続することによって昇圧電圧あるいは降圧電圧を得て、電源の直流電圧を所望電圧の直流電圧に変換する。

このような、ＤＣ−ＤＣコンバータは高周波信号でスイッチング素子を動作させてコイル電流を断続するが、その際にコイルから周囲に磁束が漏洩する。コイル電流が高周波電流になるとコイルからの漏洩磁束が電磁波として周囲環境に放射されて電磁波ノイズとなる。この電磁波ノイズのレベルが大きくなると他の電子部品にノイズを誘起して影響を与える場合があるので電磁波ノイズ軽減対策が必要になる。例えば、特許文献１に記載のコンバータを有する電力装置では離間して配置された（トランスの）２つの巻き線間に磁化素材を配置し、あるいはトランス全体を磁化素材で覆って外部に磁束が漏れないようにしている（特許文献１の図４０Ａ，図４０Ｂ）。

特開２００４−１５９４８５号公報

しかしながら、コイル全体を磁性材料で覆って磁気遮蔽する場合には、遮蔽材が回路基板上の一定の空間を占有するため、実装回路基板の小型化や占有空間の減少を図ることが難しくなる。また、遮蔽材によって外部空間から遮断されたコイルの放熱対策を別途考慮する必要がある。また、フェライトなどの磁性材料による遮蔽構造体の製作には費用が掛かる。

本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、磁気遮蔽材料あるいは電磁波遮蔽材料などを用いずに高周波コイルを有する電気回路基板からの電磁波ノイズの放射を軽減することを目的とする。

上記課題を解決する本発明の一態様の電気回路は、複数の電圧コンバータ回路を含む電気回路であって、第１制御信号に応じて第１コイルに流れる電流を断続する第１スイッチング素子を含む第１電圧コンバータ回路と、第２制御信号に応じて第２コイルに流れる電流を断続する第２スイッチング素子を含む第２電圧コンバータ回路と、を含み、上記第１及び第２コイルは回路基板上に隣り合わせに配置され、該第１及び第２コイルが発生する漏洩磁束が相殺されるように、第１及び第２コイルの極性又はコイル電流の方向が設定され、上記第１及び第２スイッチング素子の動作が略同期していることを特徴とする。

ここで、「隣り合わせ」とは第１コイル及び第２コイル相互間で漏洩磁束の影響を受ける程度の距離であるが、可及的に近接している方が漏洩磁束相殺のために望ましい。また、「コイルの極性」とは、コイルの中心軸に対して導線が時計方向に巻かれているか、反時計方向に巻かれているかの巻回の方向である。また、「第１及び第２スイッチング素子の動作が略同期している」とは、第１及び第２コイルの漏洩磁束が相殺されるという効果が得られれば、第１及び第２スイッチング素子の動作あるいは第１及び第２制御信号間に多少のずれがあってもよいという意味である。第１及び第２制御信号が同期していても各電圧コンバータの負荷の相違によって２つのコイル電流の位相が同じにはならない（ずれがある）場合がある。そのような場合であっても、２つのコイルの発生磁束の向きが互いに逆方向であれば漏洩磁束が相殺される。

また、１つの電圧コンバータ回路が２つのコイルを備える場合に、同じ原理を適用してこれら２つのコイル間で漏洩磁束が相殺されるようにしてもよい。

かかる構成とすることによって、第１コイルと第２コイルの漏洩磁束が相殺されて、外部に放射される漏洩磁束が減少して電磁波ノイズが減少する。それにより、別途に電磁波遮蔽部品（材料）を用いずとも電圧コンバータのコイルからの漏洩磁束の放射（ＥＭＩ）を軽減することが可能となる。

望ましくは、上記第１及び第２制御信号は共にＰＷＭ信号であり、オンオフ比によって変換電圧を設定する。それにより、第１及び第２コイルに流れる電流波形（発生磁束）を類似波形あるいは近似した波形とし、漏洩磁束の相殺量（相殺効率）を高めることが可能となる。また、スイッチング素子のオンオフ比によって電力（電圧）変換量を調整することが可能である。

望ましくは、上記第１及び第２制御信号の波形の立ち上がり又は立ち下がりが同期している。それにより、可及的に第１及び第２コイルに流れる電流波形（発生磁束）を同期させて漏洩磁束の相殺量（相殺効率）を高めることが可能となる。なお、負荷回路の相違によって２つの電流波形が完全に同期しなくとも、それなりに漏洩磁束相殺の効果が認められる。

望ましくは、上記第１電圧コンバータ回路は昇圧動作（ＤＣ電圧アップ）であり、上記第２電圧コンバータ回路は降圧動作（ＤＣ電圧ダウン）である。このような組み合わせであっても、漏洩磁束相殺の効果が認められ、電磁波ノイズが減少する。

望ましくは、上記第１及び第２電圧コンバータ回路は共に昇圧動作（ＤＣ電圧アップ）である。このような組み合わせであっても、漏洩磁束相殺の効果が認められ、電磁波ノイズが減少する。

望ましくは、上記第１及び第２電圧コンバータ回路は共に降圧動作（ＤＣ電圧ダウン）である。このような組み合わせであっても、漏洩磁束相殺の効果が認められ、電磁波ノイズが減少する。

望ましくは、上記第１及び第２電圧コンバータ回路は上記複数の電圧コンバータ回路のうちスイッチング素子のオン又はオフタイミングが近似している２つのものである。それにより、系の異なる電圧コンバータ回路のスイッチング動作を活用して別途スイッチング動作相互の同期回路などを設けることなく発明を実現することが可能となる。

望ましくは、更に、上記第１制御信号を発生する第１制御回路と上記第２制御信号を発生する第２制御回路とを備え、上記第１及び第２制御回路が共通のクロック信号を利用するものである。それにより、第１電圧コンバータ回路と第２電圧コンバータ回路のスイッチング動作を積極的に同期させることが可能となる。例えば、第１及び第２制御信号をＰＷＭ（パルス幅変調）信号として信号波形の立ち上がり又は立ち下がりを同期させ、オンオフ比を別個に設定することによって第１及び第２電圧コンバータ回路に別々の電力変換量に設定することが可能となる。制御信号のＰＷＭ波形が同じではなくとも似た波形であれば（２つのコイルに逆方向の磁束を発生させれば）漏洩磁束低減の効果がある。

本発明の電気回路によれば、スイッチング動作が類似した２つの電圧コンバータ回路のコイル同士を隣接して配置し、相互の漏れ磁束を逆方向にして相殺することによって外部への磁束漏洩を軽減するので、磁気遮蔽材料や電磁波遮蔽材料などを用いずにコイルからの電磁波（主に磁波）ノイズの放射を軽減することが可能となる。

本発明の複数のＤＣ−ＤＣコンバータを含む電気回路基板を説明する説明図である。 本発明の２つのＤＣ−ＤＣコンバータの各コイルを隣り合わせに配置する例を説明する説明図である。 ２つのコイルによる発生磁束の例を説明する説明図である。 ２つのコイルによる漏洩磁束の相殺を説明する説明図である。 昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの例を説明する回路図である。 降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの例を説明する回路図である。 ２つの昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータで２つのコイルを近接させて配置する例を説明する回路図である。 ２つの降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータで２つのコイルを近接させて配置する例を説明する回路図である。 昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータで２つのコイルを近接させる例を説明する回路図である。 参考例の２つのコイルの磁束変化を説明する波形図である。 実施例の２つのコイルの磁束変化を説明する波形図である。 サンプルの実験結果を説明する説明図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。なお、各図において対応する部分には同一符号を付している。

まず、図１乃至図３を参照して本発明の概念について説明する。図１は、電気回路基板１にＣＰＵ等のＬＳＩ（大規模集積回路）１４が設けられている例を示している。ＣＰＵは回路電源として複数種類の直流電圧源を必要としている。このため、図示しない電源装置から供給される２４ボルト、１２ボルト、５ボルトなどの一定値の直流電圧源をＤＣ−ＤＣコンバータ（あるいはスイッチング電源）によって所望レベルの直流電圧に昇圧し、あるいは降圧して所望レベルの直流電圧を形成する。図１に点線の領域で示すように、複数のＤＣ電圧を得るために電気回路基板１には複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１１が配置されている。各ＤＣ−ＤＣコンバータ１１ではコイルＬが使用されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１を高周波数で動作させる（高周波でスイッチングを行う）と、コイルＬから電磁波が漏洩する場合がある。

そこで、本発明では図２に示すように、コイルＬからの漏洩磁束の波形が似ている２つのコイルＬを抽出し、漏洩磁束同士が相殺し合うように２つのコイルＬが隣り合うように（あるいは隣接するように）配置する。ここで、「隣り合う」とは、２つのコイル間の距離が互いの漏洩磁束を相殺できる程度の距離にあることを言うものとする。漏洩磁束の相殺は隣接した２つのコイル電流の向き、あるいは２つのコイルＬの巻線方向を調整することによってなされる。２つのコイルＬのインダクタンス値は同じ値でなくとも良い。なお、漏洩磁束は計測器のプローブをコイルＬに接近させて計測することが可能である。

図３及び図４は、コイルＬ１及びＬ２における漏洩磁束を説明する図である。図３は、２つのコイルＬ１及びＬ２の各電流が互いに逆方向に流れるときに各コイルに同方向の磁束Φ１及びΦ２が発生する例を示している。図４は、２つのコイルＬ１及びＬ２の各電流が互いに逆方向に流れるときに、一方のコイルの向き（巻線方向）を反転したことによってコイルＬ１及びＬ２に逆方向の磁束Φ１及びΦ２が発生する例を示している。２つのコイルＬ１及びＬ２にそれぞれ逆方向の磁束Φ１及びΦ２が発生する場合には各コイルの漏洩磁束ｇ１及びｇ２も互いに逆向きとなって相殺されて２つのコイルＬ１及びＬ２全体の漏洩磁束は減少する。したがって、両コイルを流れる電流の波形が類似していれば、より望ましくは電流波形が同期していれば、コイルＬ１及びＬ２からの電磁波漏洩が減少する。なお、コイル電流の向きとコイルに発生する磁束の方向はいわゆる右ねじの法則によって説明される。

そこで、実施例では、図１及び図２に示したように、電気回路基板に含まれる複数のＤＣ−ＤＣコンバータの中からコイルＬの磁束波形が近似するもの２つを選択し、一方のコイルＬの巻線方向を変えるなどしてコイル同士を近接配置して２つのコイルからの漏洩磁束が相殺されるようにする。なお、コイルからの漏洩磁束が相殺されればよく、近接して配置されるコイルの数は２つに限定されるものではない。コイルが３つ、４つ…の組み合わせであってもコイルからの漏洩磁束が相殺されればよい。

上記２つのコイルＬを隣接させたＤＣ−ＤＣコンバータの例を説明する前にＤＣ−ＤＣコンバータの２つのタイプについて説明する。

図５（Ａ）及び同（Ｂ）は、上述したコイルＬを備える昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を説明する回路図である。昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧が供給される入力端子ＶINと出力端子ＶOUT間に直列に接続されたコイルＬ及び高周波整流用のダイオード（例えば、ショットキバリアダイオードＳＢＤ）と、コイルＬ及びダイオードとの接続点と接地電位ＧＮＤ間に接続されたＦＥＴトランジスタＴｒと、出力端子ＶOUTと接地ＧＮＤ間に接続された昇圧電圧を保持するコンデンサＣ、等によって構成されている。

トランジスタＴｒのゲートＧには制御回路としての図示しないコントローラ（市販品ＩＣチップ、カスタムＩＣ、ＣＰＵ等に含めたり、トランジスタ等で作成可能である。）からパルス幅変調信号（ＰＷＭ）であるゲート制御信号が供給される。コントローラは出力電圧と目標電圧との差分に対応してパルス幅変調信号のデューティを調整する。各コントローラは独自に内部発振器（ＯＳＣ）を持つがシステム（電気回路基板１）共通のロック信号を利用しても良い。

次に，昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。図５（Ａ）に示すように、ゲートに供給される制御信号によってトランジスタＴｒがオンになると、コイルＬとダイオードとの接続点が接地され、ダイオードは逆バイアスとなって遮断される。それにより、端子電圧ＶINによりコイルＬに電流が流れて電流エネルギーが蓄えられる。

次に、図５（Ｂ）に示すように、制御信号によってトランジスタＴｒがオフになると、接続点の電位が上昇してダイオードが順方向にバイアスされて導通する。端子電圧ＶINにコイルＬに誘起した電圧ＶLが付け加えられて出力端ＶOUTに供給される。それにより、端子電圧ＶINを昇圧した電圧（ＶIN＋ＶL）が出力端ＶOUTに得られる。図５（Ａ）及び同（Ｂ）に示す動作を繰り返して昇圧動作が行われる。トランジスタＴｒのオン時間とオフ時間の比（デューティ）を適宜に設定することによって昇圧電圧が設定される。

図６及び同（Ｂ）は、上述したコイルＬを備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を説明する回路図である。降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧が供給される入力端子ＶINと出力端子ＶOUT間に直列に接続されたトランジスタＴｒ及びコイルＬと、トランジスタＴｒ及びコイルＬとの接続点と接地電位ＧＮＤ間に接続されたダイオードと、出力端子ＶOUTと接地ＧＮＤ間に接続された降圧電圧を保持するコンデンサＣ、等によって構成されている。

トランジスタＴｒのゲートＧには上記昇圧例と同様に図示しないコントローラチップからパルス幅変調信号であるゲート制御信号が供給される。コントローラチップは出力電圧と目標電圧との差分に対応してパルス幅変調信号のデューティを調整する。各コントローラチップは独自に内部発振器（ＯＳＣ）を持つがシステム共通のロック信号を利用しても良いものである。トランジスタＴｒのオン時間とオフ時間の比（デューティ）を適宜に設定することによって昇圧電圧が設定される。

次に、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。図６（Ａ）に示すように、ゲートに供給される制御信号によってトランジスタＴｒがオンになると、ダイオードは逆バイアスとなって遮断し、端子電圧ＶINの電圧が出力端ＶOUTに供給されると共に、コイルＬに電流エネルギーが蓄えられる。

次に、図６（Ｂ）に示すように、制御信号によってトランジスタＴｒがオフになると、コイルＬが直前の電流を維持するように作用してダイオードを導通させる。このとき、コイルＬの左端がダイオードを介して接地されるため端子ＶOUTの電圧は低下する。トランジスタＴｒのオン時間とオフ時間の比（デューティ）を適宜に設定することによって端子電圧ＶINよりも降圧した電圧が出力端子ＶOUTに設定される。図６（Ａ）及び同（Ｂ）の動作を繰り返して降圧動作が行われる。

図７乃至図９は、電気回路基板１に設けられているの２つのＤＣ−ＤＣコンバータのコイルＬを隣り合わせて（隣接して）配置して漏洩磁束を軽減する例を説明する回路図である。

なお、スイッチング素子であるトランジスタＴ１，Ｔ２の制御回路は図示していないが、前述のように市販のＩＣチップ等が使用可能である。ＩＣチップは、検出電圧と目標値との差信号に基づいてスイッチング・トランジスタのゲートに供給する制御信号（ＰＷＭ）のデューティ比を調節する。第１のＤＣ−ＤＣコンバータに対応した第１のＩＣチップによって第１制御信号を発生し、第２のＤＣ−ＤＣコンバータに対応した第２のＩＣチップによって第２制御信号を発生する構成とすることができるが、これらのＩＣチップを既述ＬＳＩ１２に組み込むことができる。このようにした場合には、ＬＳＩ内部の共通クロック信号によって第１及び第２制御信号を同じスイッチング周波数としたり、信号波形を同期させたりすることがより容易になる。

上述したように、第１及び第２制御信号をＰＷＭ（パルス幅変調）信号として信号波形の立ち上がり又は立ち下がりを同期させ、オンオフ比を別個に設定することによって第１及び第２電圧コンバータ回路に別々の電力変換量に設定することが可能となるが、制御信号のＰＷＭ波形が同じではなくとも似た波形であれば（２つのコイルに逆方向の磁束を発生させれば）漏洩磁束低減の効果がある。また、２つのコイルに逆方向の磁束を発生させるのであれば、制御信号はＰＡＭ信号やパルス周波数を変化させる信号、正弦波信号等であっても良い。

図７に示す例は、昇圧型の２つのＤＣ−ＤＣコンバータのコイルＬを隣り合わせで配置した例を示している。第１の昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが、第１制御信号に応じて第１コイル（Ｌ１）に流れる電流を断続する第１スイッチング素子（Ｔ１）を含む第１電圧コンバータ回路に相当する。また、第２の昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが、第２制御信号に応じて第２コイル（Ｌ２）に流れる電流を断続する第２スイッチング素子（Ｔ２）を含む第２電圧コンバータ回路に相当する。第１及び第２コイル（Ｌ１，Ｌ２）は回路基板上に隣り合わせに配置され、第１及び第２コイル（Ｌ１，Ｌ２）が発生する漏洩磁束が相殺されるように、第１及び第２コイル（Ｌ１，Ｌ２）の極性（巻線の方向）又はコイル電流の方向が設定され、望ましくは第１及び第２制御信号は互いに近似した波形である。

図８に示す例は、降圧型の２つのＤＣ−ＤＣコンバータのコイルＬを隣り合わせで配置した例を示している。第１の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが、第１制御信号に応じて第１コイル（Ｌ１）に流れる電流を断続する第１スイッチング素子（Ｔ１）を含む第１電圧コンバータ回路に相当する。また、第２の降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが、第２制御信号に応じて第２コイル（Ｌ２）に流れる電流を断続する第２スイッチング素子（Ｔ２）を含む第２電圧コンバータ回路に相当する。第１及び第２コイル（Ｌ１，Ｌ２）は回路基板上に隣り合わせに配置され、第１及び第２コイル（Ｌ１，Ｌ２）が発生する漏洩磁束が相殺されるように、第１及び第２コイル（Ｌ１，Ｌ２）の極性又はコイル電流の方向が設定され、望ましくは第１及び第２制御信号は互いに近似した波形である。

図９に示す例は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータのコイルＬ１と降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータのコイルＬ２を隣り合わせで配置した例を示している。昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが、第１制御信号に応じて第１コイル（Ｌ１）に流れる電流を断続する第１スイッチング素子（Ｔ１）を含む第１電圧コンバータ回路に相当する。例えば、直流１３．５ボルトを直流３３．１ボルトに昇圧する。また、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが、第２制御信号に応じて第２コイル（Ｌ２）に流れる電流を断続する第２スイッチング素子（Ｔ２）を含む第２電圧コンバータ回路に相当する。例えば、直流３３．１ボルトを直流９ボルトに降圧する。１及び第２コイル（Ｌ１，Ｌ２）は回路基板上に隣り合わせに配置され、第１及び第２コイル（Ｌ１，Ｌ２）が発生する漏洩磁束が相殺されるように、第１及び第２コイル（Ｌ１，Ｌ２）の極性又はコイル電流の方向が設定され、望ましくは第１及び第２制御信号は互いに近似した波形である。

図７乃至図９に示すいずれの構成においても、２つのコイルＬの漏洩磁束が相殺されるように、各コイルＬの巻線の方向（極性）及びコイル電流の方向のうち少なくともいずれかが調整される。

図１０及び図１１は図９に示す例において、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータのコイルＬ１の磁束Φ１及び降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータのコイルＬ２の磁束Φ２の各レベルをオシロスコープで観察した例を示す説明図である。画面の横方向が時間軸、縦方向が信号レベルである。図１０に示す例ではコイルＬ１の磁束Φ１及びコイルＬ２の磁束Φ２が略同相（磁束が同方向の向き）である例（図３参照）を示している。この場合には、２つのコイルからの漏洩磁束が増加する。

一方、図１１に示す例ではコイルＬ１の磁束Φ１及びコイルＬ２のΦ２が略逆相（磁束が逆方向の向き）である例（図４参照）を示している。コイルＬ１の磁束Φ１とコイルＬ２の磁束Φ２が相補的に変化することによって漏洩磁束（放射磁界）が相殺されて電磁波ノイズが大幅に軽減される。

なお、トランジスタのゲートに供給される第１及び第２制御信号については、図示していないが、ＰＷＭ制御信号の波形の体上がり又は立ち下がりが同期し、同じパルス周波数であることが望ましい。それにより、第１及び第２コイルに流れる磁束波形（発生磁束）を同期させて漏洩磁束の相殺量（相殺効率）を高めることが可能となる。もっとも、第１及び第２コイルに流れる２つの磁束波形（あるいは波形の位相）は完全に同期しなくともよく、２つの磁束波形に相補的なレベル変化傾向があれば漏洩磁束相殺の効果が認められる（図１１参照）。

図１２は実施例の効果を説明する説明図である。この例は、本発明を適用した実装回路基板（基板完成品、図示せず）上の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの２つのコイルＬ１，Ｌ２を隣接配置として回路基板（製品）の周囲（例えば、基板の上、左、右、前、後ろ等）の漏洩磁束を計測したものである。２つのＤＣ−ＤＣコンバータをスイッチング周波数１００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの範囲で動作させたときの当該測定場所における最大漏洩値を示している。なお、計測値はコイル周囲の漏洩磁束によってプルーブ（のコイル）に検出された電流値［ｄＢμＡ/ｍ］である。計測にはROHDE & SCHWARZ製のESU26とループアンテナETS・RINDGREN製の7604を使用した。製品からの距離７０［ｍｍ］の距離で計測を行った。

図１２に示すように、漏洩磁束量が動作周波数１００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚにおいて対策前７３．０［ｄＢμＡ/ｍ］であったものが、対策後は５８．５［ｄＢμＡ/ｍ］と良好な値となった。数値は従来の電磁波シールド対策を行わない実装回路基板に比べて１０［ｄＢμＡ/ｍ］程度も改善されている。

上述した電磁波ノイズ対策が施された電気回路基板を含む装置（電気機器）は同基板からのノイズが減少しているので装置からの電磁放射エネルギ（電磁波ノイズ）も減少する利点がある。

以上説明したように、本発明の実施例によれば、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを含む電気回路基板において、コイルが発生する磁束の波形が近似する２つのＤＣ−ＤＣコンバータを選択し、両コンバータのコイルを隣り合わせに配置して互いの漏洩磁束が相殺し合うようにしている。それにより、磁気遮蔽材料、電磁波遮蔽材料、磁気シールド部材などの格別の部品（あるいは追加部品）を用いずにコンバータのコイルからの電磁波ノイズを大幅に軽減することが可能となって具合が良い。

以上述べてきた実施の形態の例は、本発明の好ましい例であって、本明細書に記載されている以外の実施態様も各種の方法で実施又は遂行可能である。特に本願明細書中で限定する主旨の記載がない限り、本発明は本願明細書や添付図面に示した部品の形状、大きさ、種類、及び構成配置等に制約されるものではない。また本願明細書の中に用いられる表現及び用語は説明を目的としたもので、特に限定される主旨のない限り、それらに限定されるものでもない。
例えば、コイルは、導体を巻回したものの他、螺旋状のコイルシートを積層したシートコイルであってもよい。スイッチング素子は、ＤＣ−ＡＣコンバータでも応用可能である。
また、図示しないが、ＤＣ−ＤＣコンバータは昇圧・降圧両用型のものであってもよい。

本発明は複数のＤＣ−ＤＣコンバータが配置される電気回路基板に適用して好都合であり、このような電気回路基板を含む電気機器にも適用することができる。

１ 電気回路基板、１１ ＤＣ−ＤＣコンバータ、１２ ＬＳＩ、Ｌ，Ｌ１，Ｌ２ コイル、Ｔｒ，Ｔ１，Ｔ２ ＦＥＴトランジスタ、ＳＢＤ （ショットキバリア）ダイオード

Claims (6)

1. 複数の電圧コンバータ回路を含む電気回路であって、
   第１制御信号に応じて第１コイルに流れる電流を断続する第１スイッチング素子を含む第１電圧コンバータ回路と、
   第２制御信号に応じて第２コイルに流れる電流を断続する第２スイッチング素子を含む第２電圧コンバータ回路と、を含み、
   前記第１及び第２コイルは回路基板上に隣り合わせに配置され、該第１及び第２コイルが発生する漏洩磁束が相殺されるように、第１及び第２コイルの極性及びコイル電流の方向のうち少なくともいずれかが設定され、前記第１及び第２スイッチング素子の動作が略同期している、電気回路。
2. 前記第１及び第２制御信号は共にＰＷＭ信号であり、オンオフ比によって電圧コンバータ回路の変換電圧を設定する、請求項１に記載の電気回路。
3. 前記第１電圧コンバータ回路は昇圧動作であり、前記第２電圧コンバータ回路は降圧動作である、請求項１又は２に記載の電気回路。
4. 前記第１及び第２電圧コンバータ回路は前記複数の電圧コンバータ回路のうちスイッチング素子のオン又はオフタイミングが近似している２つのものである、請求項１乃至３のいずれかに記載の電気回路。
5. 更に、前記第１制御信号を発生する第１制御回路と前記第２制御信号を発生する第２制御回路とを備え、
   前記第１及び第２制御回路が共通のクロック信号を利用するものである、請求項１乃至４のいずれかに記載の電気回路。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の電気回路を備える装置。