JP2015061441A - 電圧フリッカ抑制方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波インバータの制御装置の応答速度を高速化させたことに伴って生ずる電圧フリッカを簡易かつ確実に抑制することができる電圧フリッカ抑制方法を提供する。
【解決手段】コントローラ８は、負荷の使用電力および短絡容量を、負荷の使用電力および短絡容量から高周波インバータの応答速度を決定するテーブルに当てはめることにより、高周波インバータの応答速度を電圧フリッカを抑制するように最適に決定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波インバータを備えた負荷が接続された母線の電圧フリッカを抑制する電圧フリッカ抑制方法に関する。

従来、この種の電圧フリッカ抑制方法としては、下記特許文献１に示すように、スイッチング素子のオン幅を制御するなど、応答速度を高速化させることにより、負荷変動周波数に対する応答性能を改善して電圧フリッカを抑制する方法が知られている。

特開２００５−１７６４８５号公報

しかしながら、高周波インバータの制御装置の応答速度を高速化させた場合には、僅かな電圧変動がっても急激な位相制御が実行されてしまい、系統インピーダンスに流れる高圧電流が急激に変動して、逆に、電圧変動（電圧フリッカ）が発生してしまうという不都合があった。

ここで、無効電力調整装置（ＳＶＣ）等を導入することにより、無効電力の偏差を小さくして、フリッカを改善することも考えられるが装置構成が大掛かりなものとなり現実的ではない。

以上の事情に鑑みて、本発明は、高周波インバータの制御装置の応答速度を高速化させたことに伴って生ずる電圧フリッカを簡易かつ確実に抑制することができる電圧フリッカ抑制方法を提供することを目的とする。

第１発明の電圧フリッカ抑制方法は、高周波インバータを備えた負荷が接続された母線の電圧フリッカを抑制する電圧フリッカ抑制方法であって、
前記負荷の使用電力を取得する受電電力取得ステップと、
前記母線の系統インピーダンスを取得する系統インピーダンス取得ステップと、
前記系統インピーダンス取得ステップにより取得された系統インピーダンスに基づいて、短絡容量を算出する短絡容量算出ステップと、
負荷の使用電力および短絡容量から前記高周波インバータの応答速度を決定するテーブルを備え、前記受電電力取得ステップにより取得された負荷の使用電力と前記短絡容量算出ステップとから該テーブルに基づいて、該高周波インバータの応答速度を決定する応答速度決定ステップと
を備えることを特徴とする。

本願発明者は、鋭意の研究により、高周波インバータの制御装置の応答速度を高速化させたことに伴って生ずる電圧フリッカが、負荷の使用電力および短絡容量で規定されるとの知見に至った。

かかる知見に基づいて、第１発明の電圧フリッカ抑制方法は、予め、受電電力取得ステップにおいて負荷の使用電力を取得すると共に、系統インピーダンス取得ステップにより取得された系統インピーダンスに基づいて、短絡容量算出ステップにより算出された短絡容量を算出する。

次いで、これら負荷の使用電力および短絡容量を、負荷の使用電力および短絡容量から高周波インバータの応答速度を規定するテーブルに当てはめることにより、高周波インバータの応答速度は電圧フリッカを抑制するように最適に決定することができる。

このように、第１発明の電圧フリッカ抑制方法によれば、高周波インバータの制御装置の応答速度を高速化させたことに伴って生ずる電圧フリッカを簡易かつ確実に抑制することができる。

第２発明の電圧フリッカ抑制方法は、第１発明において、
前記負荷が誘導加熱装置であって、
前記応答速度決定ステップは、前記高周波インバータの応答速度として電圧一定制御の応答速度を前記テーブルに基づいて基準値から遅らせることを特徴とする。

第２発明の電圧フリッカ抑制方法によれば、高周波インバータを必要とする負荷として、電圧フリッカ対策が必要な誘導加熱装置において特に好適である。さらに、かかる誘導加熱装置では、出力電圧を目標値に制御する電圧一定制御が採用されるところ、電圧一定制御の応答速度を前記テーブルに基づいて基準値から遅らせることで、簡易かつ確実に電圧フリッカを抑制することができる。

本実施形態の電圧フリッカ抑制方法が採用される誘導加熱装置の構成を示す全体構成図。 図１のコントローラによる電圧フリッカ抑制方法の処理内容を示すフローチャート。 図２のフローチャートの処理内容を示す説明図。 図２のフローチャートの処理内容を示す説明図。 本実施形態の電圧フリッカ抑制方法による実測値を示す図。

図１を参照して、本発明の実施形態について説明する。誘導加熱装置は、誘導炉を備え、その誘導炉内に収容された被加熱材を溶解させる。

本実施形態の誘導加熱装置は、交流電源１に接続された高圧受電盤２と、高調波フィルタ３と、変換装置用変圧器４と、高周波インバータ５と、高周波整合装置６と、誘導炉に備えられた加熱コイル７とを有する。これらの装置構成要素は、コントローラ８により統括的に制御される。なお、高圧受電盤２及び高調波フィルタ３は、動作環境に応じて、設置しても設置しなくともよい。

交流電源１は、定格の交流電源であって、高圧受電盤２に接続されている。本実施形態の交流電源１としては、例えば、交流周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用の三相交流電源を採用する。

高圧受電盤２は、誘導加熱装置への電源通電・停止と故障発生時の電源遮断を行う装置である。高圧受電盤２は、パワーヒューズ９と、遮断器１０とを有する。パワーヒューズ９は、例えば短絡事故時に、交流電源１からの電力を遮断する。遮断器１０は、交流電源１からの交流電力の通電と、通電の停止とを操作により切り替え可能に構成されている。誘導加熱装置の動作時、パワーヒューズ９及び遮断器１０は、導電状態に設定されている。

高調波フィルタ３は、高圧受電盤２に接続されている。高調波フィルタ３は、高周波インバータ５から高調波電流が電力系統に流出しないように抑制する装置である。詳細には、高調波フィルタ３は、限流リアクトル１１と、複数の直列リアクトル１２ａ，１２ｂと、複数の高調波コンデンサ１３ａ，１３ｂとを有する。限流リアクトル１１と変換装置用変圧器４間のノード３ａには、直列リアクトル１２ａと直列リアクトル１２ｂが接続されるとともに、直列リアクトル１２ａと直列リアクトル１２ｂには高調波コンデンサ１３ａと高調波コンデンサ１３ｂとが各々直列に接続されている。

すなわち、本実施形態では、直列リアクトル１２ａと高調波コンデンサ１３ａとで構成される第１のフィルタ部と、直列リアクトル１２ｂと高調波コンデンサ１３ｂとで構成される第２のフィルタ部とが、限流リアクトル１１に並列に接続されている。なお、高調波コンデンサ１３ａ，１３ｂはそれぞれΔ結線されている。

変換装置用変圧器４は、高調波フィルタ３に接続されている。変換装置用変圧器４は、高周波インバータ５で所定の電圧を出力するように、高周波インバータ５への入力電圧を調整する装置である。

高周波インバータ５は、変換装置用変圧器４に接続されている。本実施形態の高周波インバータ５は、交流電源１の三相交流電力を直流電力に変換し、その直流電力から所定周波数の単相交流電力を生成する装置である。この高周波インバータ５は、例えばコントローラ８から送られた運転制御信号，運転停止制御信号等により制御される。本実施形態の高周波インバータ５は、電流型インバータである。

本実施形態の高周波インバータ５は、詳細には、順変換器１４と、逆変換器１５と、直流リアクトル１６と、制御回路１７とを有する。

順変換器１４は、交流／直流変換器であり、交流電力を直流電力に変換する。本実施形態の順変換器１４は、例えば、複数のサイリスタ１４ａを有し、その複数のサイリスタ１４ａが三相ブリッジ構造となっている。

逆変換器１５は、直流／交流変換器であり、直流電力を所定周波数の交流電力に変換する。逆変換器１５は、例えば、複数のサイリスタ１５ａを有し、その複数のサイリスタ１５ａがブリッジ構造となっている。

直流リアクトル１６は、一端部が順変換器１４に接続され、他端部が逆変換器１５に接続されている。この直流リアクトル１６は、順変換器１４による直流電圧に重畳するリプル成分を除去する。また、直流リアクトル１６は、順変換器１４や加熱コイル７等が負荷破損した場合に、高周波インバータ５からの急激な過電流の流出を抑制する。

制御回路１７は、交流電源１の出力波形に応じた同期信号ＶＳＹＮに基づいて、順変換器１４を構成するサイリスタ１４ａの位相を制御する。なお、制御回路１７の詳細は後述する。

高周波整合装置６は、高周波インバータ５に接続され、高周波インバータ５と加熱コイル７とのインピーダンス整合を図る装置である。高周波整合装置６は、詳細には、インピーダンス整合を図るための高周波整合変圧器１８と、加熱コイル７の遅れ力率を進み力率に補償する複数の力率コンデンサ１９とを有する。

加熱コイル７は、誘導炉に備えられており、高周波インバータ５からの高周波の交流電力の供給を受けて、溶解炉内に収容された鉄等の被溶解材に渦電流を発生させ、渦電流により金属材料間に発生するジュール熱で被溶解材を昇温させて溶解させる。なお、高周波整合変圧器１８と力率コンデンサ１９と加熱コイル７それぞれの一端部はノード６ａに電気的に接続され、高周波整合変圧器１８の他端部は逆変換器１５に接続される。

コントローラ８は、例えば、高周波インバータ５の制御、加熱コイル７への交流電力の出力制御、誘導加熱装置の運転及び停止等の制御を行う。このコントローラ８は、上記制御処理を実行するプログラムをメモリ（不図示）に記憶保持し、そのプログラムを実行することにより、上記制御処理を実行するための演算装置（シーケンサ）として機能する。コントローラ８は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）等のハードウェアにより構成されている。また、コントローラ８は、高周波インバータ５に入力される基準電圧や基準電流等の設定を行う。

次に、図１に示された制御回路１７について説明する。この制御回路１７は、位相同期回路（ＰＬＬ）２０、第１全波整流回路２１、第２全波整流回路２２、比較器２３、電圧一定制御回路（定電圧制御回路、ＡＶＲ）２４、ダイオード２５、比較器２６、電流一定制御回路（定電流制御回路、ＡＣＲ）２７、ダイオード２８、加算器２９、および比較器３０を有する。

位相同期回路２０は、交流電源１の出力側のノード２ａに設けられた電圧検出用変圧器ＶＴ１で検出された同期信号ＶＳＹＮに基づいて位相同期制御信号ＲＥＣＰＬＬを生成する。例えば、位相同期回路２０は、同期信号ＶＳＹＮから高調波ノイズを除去し、高調波ノイズが除去された同期信号ＶＳＹＮのレベルのゼロクロス点を検出し、その同期信号ＶＳＹＮのゼロクロス点を基準として、同期信号ＶＳＹＮに同期した位相同期制御信号ＲＥＣＰＬＬを生成する。

第１全波整流回路２１は、逆変換器１５の出力側のノード５ａに設けられた電圧検出用変圧器ＶＴ２で検出された出力電圧ＶＦＢを全波整流し、その出力値を比較器２３に出力する。

比較器２３は、第１全波整流回路２１により全波整流された出力電圧ＶＦＢと、基準電圧設定器３５による基準電圧ＶＲＥＦとを比較する。詳細には、比較器２３は、基準電圧ＶＲＥＦと出力電圧ＶＦＢとの電圧差を示す信号を電圧一定制御回路２４に出力する。

第２全波整流回路２２は、順変換器１４の入力側に設けられた電流検出用変流器ＣＴ１で検出された入力電流ＩＦＢを全波整流し、その出力値を比較器２６に出力する。

比較器２６は、第２全波整流回路２２により全波整流された入力電流ＩＦＢと、基準電流設定器３６による基準電流ＩＲＥＦとを比較する。詳細には、比較器２６は、基準電流ＩＲＥＦと入力電流ＩＦＢとの電流差を示す信号を電流一定制御回路２７に出力する。

電圧一定制御回路２４は、基準電圧設定器３５による基準電圧ＶＲＥＦと、出力電圧ＶＦＢとの差分を０に制御するように、比較器２３からの信号に基づいて所定レベルの電圧信号を生成し、ダイオード２５に出力する。

ここで、第１全波整流回路２１および電圧一定制御回路２４は、高速応答に対応すべく時定数を数十［ｍｓ］と非常に小さく設定している。

電流一定制御回路２７は、基準電流設定器３６による基準電流ＩＲＥＦと、入力電流ＩＦＢとの差分を０に制御するように、比較器２６からの信号に基づいて、所定レベルの電流信号を生成し、ダイオード２５に出力する。

ダイオード２５とダイオード２８の出力信号は、加算器２９によって電圧一定制御回路２４から出力された電圧信号と電流一定制御回路２７からの電圧信号とが一定レベルにクランプし、順変換器制御信号ＲＥＣＥＣを比較器３０に出力する。

比較器３０は、位相同期制御信号ＲＥＣＰＬＬと順変換器制御信号ＲＥＣＥＣとの電圧差を示す信号を生成し、これをゲート信号ＲＥＣＧＡＴＥとして、順変換器１４のサイリスタ１４ａに出力する。なお、正確には、比較器３０からの信号の立上りタイミングを立上りパルス生成回路等で検出し、その立上りタイミングに同期した規定の幅のパルスを有するゲート信号ＲＥＣＧＡＴＥを順変換器１４のサイリスタ１４ａに出力する。

次に、図２を参照して、コントローラ８による電圧一定制御回路２４の時定数の決定方法について説明する。

まず、コントローラ８は、負荷側の使用電力（受電電力）を取得する（図２／ＳＴＥＰ１０）。具体的には、誘導加熱装置を含めた構内使用電力機器の合計電力［ｋＶＡ］を取得する。

例えば、図３に示す誘導加熱装置ユーザの場合には、負荷側の使用電力は１２００［ｋＶＡ］となる。

次に、コントローラ８は、母線の系統インピーダンスを取得する（図２／ＳＴＥＰ２０）。実際には、母線の系統インピーダンスは、例えば、電力会社等から提供されるため、これをコントローラ８に入力する。

例えば、図３に示す誘導加熱装置のユーザの場合には、最寄の変電所の高圧母線リアクタンスＸ_０は、８．２５１［％］であり、変電所から受電点までのリアクタンスＸ_１は、５５．５５５［％］であり、抵抗Ｒ_１は、３６．０３４［％］である。

次に、コントローラ８は、ＳＴＥＰ２０で取得した母線の系統インピーダンスから、短絡容量を算出する（図２／ＳＴＥＰ３０）。

具体的には、短絡容量Ｐｓは、次式に基づいて算出され、図３の例の場合には、Ｐｓは、１３．６７４［ＭＶＡ］と算出される。

次に、コントローラ８は、ＳＴＥＰ３０で算出された短絡容量に基づいて、テーブルから、電圧一定制御回路２４の時定数を決定する（図２／ＳＴＥＰ４０）。

具体的にテーブルは、図４に示すように、横軸が負荷側の使用電力［ｋＶＡ］であって、縦軸が短絡容量［ＭＶＡ］で規定されるマトリックステーブルとなっている。

テーブルにおいて、横軸の負荷側の使用電力が大きくなるほど、基準時定数（網掛け部分）の１５［ｍｓ］から、高使用電力側に向かって５０［ｍｓ］、１００［ｍｓ］、１５０［ｍｓ］と大きくなっている。

また、テーブルにおいて、縦軸の高短絡容量側（網掛け部分）が基準時定数の１５［ｍｓ］となっており、低短絡側に向かって時定数が基準時定数から５０［ｍｓ］、１００［ｍｓ］、１５０［ｍｓ］と大きくなっている。

なお、時定数の１００［ｍｓ］と１５０［ｍｓ］とは、図中の点線Ａによって区分されている。

テーブルは、時定数が過大に大きくなった場合には、過電圧の不都合が逆に生じてしまうところ、時定数が過大に大きくならないように適当な値が設定されている。そのため時定数は１５０［ｍｓ］が限界である。

例えば、図３の例では、横軸の負荷側の使用電力が１２００［ｋＶＡ］であり、縦軸の短絡容量が１３．６［ＭＶＡ］であり、テーブルに基づいて、応答性を基準時定数の１５［ｍｓ］から１００［ｍｓ］まで緩やかにすることで電圧変動ΔＶを抑えて、電圧フリッカを抑制することができる。

時定数は一定時間内での無効電力の変化ΔＱによって電圧変動ΔＶとなる。

以上が、コントローラ８による電圧一定制御回路２４の時定数の決定方法であって、かかる時定数の決定方法によれば、電圧一定制御回路２４の応答速度をテーブルに基づいて基準値から遅らせることで、出力電圧ＶＦＢに僅かな変動が生じても、電圧一定制御回路２４が過敏に反応せず、受電電圧の急激な変動を抑えることができ、簡易かつ確実に電圧フリッカを抑制することができる。

かかる電圧一定制御回路２４の時定数の決定方法を実際の誘導加熱装置のユーザに適用した実測値の時間変化を図５に示す。図５（ａ）は、電圧一定制御回路２４の基準時定数が１５［ｍｓ］の場合であり、図５（ｂ）は、電圧一定制御回路２４の時定数を基準時定数が１５［ｍｓ］から１００［ｍｓ］にした場合である。

図５（ａ）では、電圧変動ΔＶを、正弦波１０［Ｈｚ］の電圧変動に換算したΔＶ_１０が、使用電力Ｐ_０に対応して、規制値の０．４５を上回っている。特に、ΔＶ_１０は、最大で０．７４であり、規制値を大きく上回っている。

一方で、図５（ｂ）では、ΔＶ_１０は、使用電力Ｐ_０に対応するものの、最大で０．４１であり、すべて規制値の０．４５の範囲内となっている。

なお、本実施形態では、負荷側の使用電力［ｋＶＡ］と短絡容量［ＭＶＡ］とで規定されるマトリックステーブルにより、電圧一定制御回路２４の応答速度である時定数を決定する場合について説明したが、高周波インバータ５の応答速度として、他の時定数をかかるテーブルにより変化させるようにしてもよい。

例えば、他の時定数としては、電流一定制御回路２７の時定数を変化させることが考えられる。ここで時定数を変化させた場合には、電圧一定制御回路２４の時定数を変化させた場合と同様に電圧変動ΔＶを抑えて、電圧フリッカを抑制することができる。但し、時定数が大きくなった場合には、過電流との不都合が逆に生じてしまうところ、時定数が過大に大きくならないように適当な値が設定されている。

１…交流電源、２…高圧受電盤、３…高調波フィルタ、４…変換装置用変圧器、５…高周波インバータ、６…高周波整合装置、７…加熱コイル、８…コントローラ、１１…限流リアクトル、１２ａ，１２ｂ…直列リアクトル、１３ａ，１３ｂ…高調波コンデンサ、１４…順変換器、１４ａ…サイリスタ、１５…逆変換器、１５ａ…サイリスタ、１６…直流リアクトル、１７…制御回路、１８…高周波整合変圧器、１９…力率コンデンサ、２０…位相同期回路（ＰＬＬ）、２１…第１全波整流回路、２２…第２全波整流回路、２３…比較器、２４…電圧一定制御回路（ＡＶＲ）、２５…ダイオード、２６…比較器、２７…電流一定制御回路（ＡＣＲ）、２８…ダイオード、２９…加算器、３０…比較器、ＣＴ１…電流検出用変流器、ＩＦＢ…入力電流、ＩＲＥＦ…基準電流、ＲＥＣＥＣ…順変換器制御信号、ＲＥＣＧＡＴＥ…ゲート信号、ＲＥＣＰＬＬ…位相同期制御信号、ＶＦＢ…出力電圧、ＶＲＥＦ…基準電圧、ＶＳＹＮ…同期信号、ＶＴ１…電圧検出用変圧器、ＶＴ２…電圧検出用変圧器。

Claims (2)

1. 高周波インバータを備えた負荷が接続された母線の電圧フリッカを抑制する電圧フリッカ抑制方法であって、
   前記負荷の使用電力を取得する受電電力取得ステップと、
   前記母線の系統インピーダンスを取得する系統インピーダンス取得ステップと、
   前記系統インピーダンス取得ステップにより取得された系統インピーダンスに基づいて、短絡容量を算出する短絡容量算出ステップと、
   負荷の使用電力および短絡容量から前記高周波インバータの応答速度を決定するテーブルを備え、前記受電電力取得ステップにより取得された負荷の使用電力と前記短絡容量算出ステップとから該テーブルに基づいて、該高周波インバータの応答速度を決定する応答速度決定ステップと
   を備えることを特徴とする電圧フリッカ抑制方法。
2. 請求項１記載の電圧フリッカ抑制方法において、
   前記負荷が誘導加熱装置であって、
   前記応答速度決定ステップは、前記高周波インバータの応答速度として電圧一定制御の応答速度を前記テーブルに基づいて基準値から遅らせることを特徴とする電圧フリッカ抑制方法。