JP2015053717A

JP2015053717A - 通信システムにおける同期信号を確立するプログラム

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Publication number: JP2015053717A
Application number: JP2014219994A
Authority: JP
Inventors: ポポヴィック、ブラニスラヴ、エム．; M Popovic Branislav
Original assignee: FAIRWAY TECHNOLOGIES CO Ltd
Current assignee: FAIRWAY TECHNOLOGIES CO Ltd
Priority date: 2007-05-02
Filing date: 2014-10-29
Publication date: 2015-03-19
Anticipated expiration: 2028-04-29
Also published as: DK2090050T3; DE602008004427D1; JP2010517452A; JP5642838B2; PL2090050T5; ES2361108T5; EP2090050A1; US7751490B2; JP2013179684A; EP2090050A4; JP5280376B2; ATE495616T2; PL2090050T3; SI2090050T1; DE202008018579U1; CN101299742A; PT2090050E; US20100034305A1; DK2090050T4; BRPI0807071B1

Abstract

【課題】本発明は、通信システムにおける同期信号を確立する方法に関する。【解決手段】１セットの離散的フーリエ周波数係数が定義され、同期信号として特に有用である離散的時間表現に変換される。本発明の例示的実施形態によれば、信号の対称性が利用される。好適には、ＤＣサブキャリアとも呼ばれる中心周波数は伝送のために使用されない。本発明はまた、通信システムの送信機と受信機とに関する。【選択図】図４

Description

（関連出願への相互参照）
本出願は、その全体が複製されるかのように参照により本明細書に組み込まれている、２００７年５月２日に出願された出願第ＳＥ０７０１０５６．４号に対する優先権を請求する。

本発明は通信および同期に係る。より詳細には本発明は、例えばＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）システムにおける同期に関する。

３ＧＰＰ技術仕様書（３ＧＰＰＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ），３ＧＰＰＴＳ３６．２１１ｖ１．０．０，第３世代パートナーシッププロジェクト（３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ），技術仕様化グループ無線アクセスネットワーク（ＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎＧｒｏｕｐＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＮｅｔｗｏｒｋ），物理チャネル及び変調（ＰｈｙｓｉｃａｌＣｈａｎｎｅｌｓａｎｄＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ），リリース８（Ｒｅｌｅａｓｅ８），フランス，２００７年３月は、発展したＵＴＲＡのための物理チャネルを記載している。

通信システムのための同期方式を指定するときに、ある意味でシステムの性能を最適化するために多くのパラメータが重み付けされなくてはならないのはいうまでもない。これは、おそらく１つの設計パラメータを改善することがもう１つの設計パラメータを悪化させる可能性がある場合の特定の同期性能と選択された同期方式による全体としての通信システムの性能との両方に関して正しい。例えば無線システムに関して消費電力、装置コスト、無線受信感度などの観点から端末に制約が存在し得る。通信システムとそれらの構成要素とに対するこのような制約は、規格規定団体によって、また製品の収益生成パワーを最大にしたいと考えている製造業者自身によって課される可能性がある。同期方式を設計する通信システムの設計者は、これらの設計問題を心に留めておかなくてはならない。

ＬＴＥセル探索のためのＰＳＣ及びＳＳＣのパッケージ（ＰａｃｋａｇｅｏｆＰＳＣａｎｄＳＳＣｐｒｏｐｏｓａｌｓｆｏｒＬＴＥｃｅｌｌｓｅａｒｃｈ），Ｒ１−０７１４９７，マルタ，２００７年３月２６−３０日と題するＲＡＮＷＧ１会議，４８ビス，議題項目７．２に関する文献は、１次同期コードＰＳＣおよび２次同期コードＳＳＣ、ＬＴＥセル探索のための設計のパッケージを提案している。この文献は、ルートインデックスｕ＝１，５，７０を有する長さ７１のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列であるＰＳＣ同期数列を設計する方法の問題に対するソリューションを提示している。

Ｐ−ＳＣＨのための系列及び構造の比較（ＣｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆｓｅｑｕｅｎｃｅａｎｄｓｔｒｕｃｔｕｒｅｆｏｒＰ−ＳＣＨ），Ｒ１−０７１５３１，マルタ，２００７年３月２６−３０日と題するＲＡＮＷＧ１会議，４８ビス，議題項目７．２に関するもう１つの文献は、Ｅ−ＵＴＲＡのための同期を設計する方法に関するもう１つの提案を提示している。この文献では、指定のルートインデックスｕを有さない長さ７２のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列を使用することが提案された。

初期同期及びセル識別のためのセル固有信号（Ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃｓｉｇｎａｌｓｆｏｒｉｎｉｔｉａｌｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎａｎｄｃｅｌｌｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ），Ｒ１−０６０２２５，ヘルシンキ，フィンランド，２００６年１月２３−２５日と題する３ＧＰＰＴＳＧＲＡＮＷＧ１ＬＴＥＡｄＨｏｃ議題項目５．１．３．４に関する更なる文献は、中心対称信号とこれらの信号の正確な波形の知識なしでの信号検出のためのブラインド逆差分相関検出アルゴリズムとを紹介している。この文献はまた、ＰＡＰＲ（ピーク対平均電力比）値の重要性を強調しており、１セットの直交相補ペアからの異なるＧｏｌａｙ数列に基づくすべてのＯＦＤＭ同期信号が小さなＰＡＰＲ値を持ち、この方法で平均伝送電力の最大化すなわちセルエッジにおける受信ＳＮＲの最大化を可能にすると結論付けている。

本発明の例示的実施形態の目的は、通信のための効率的同期化を提供することである。

本発明の一例示的実施形態によればこれは、特に、１セットの離散的フーリエ周波数係数を定義することと、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数を離散的時間表現に変換することと、を含む通信システムにおける整合フィルタ受信機に適した同期信号を確立する方法である。

更に前記通信システムは好適には、前記離散的時間表現を前記通信システムにおける前記同期信号として使用するために準備される。

前記１セットの離散的フーリエ周波数係数は好適には、中心対称であるように定義されるか、あるいは中心対称である数列のマッピングから達成される。

中心対称であるフーリエ周波数係数に基づいて同期信号を指定することは、例えばこのような信号を受信する受信機において相関器の対応するバンクの効率的な実現を可能にするという利点を提供する。

本発明の一実施形態のもう１つの実証された利点は、有利なピーク対平均電力比ＰＡＰＲである。

本発明の好適な例示的実施形態の目的は、整合フィルタ受信機のための改善された、あるいは代替の同期方式を考案することである。

本発明によれば、通信システムのための例示的送信機が提供され、前記送信機は、例えば前記通信システムにおける整合フィルタ受信機に同期信号を送信するように整えられる。同期信号が好適には、１セットの離散的フーリエ周波数係数を定義することと、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数を離散的時間表現に変換することと、から確立される。

更に、送信機は好適には、前記離散的時間表現を前記通信システムにおける前記同期信号として使用するように整えられる。本発明の好適なモードでは、前記離散的時間表現は、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数が中心対称であるようなものである。

本発明のなおもう１つの態様によれば、好適には通信システムのための整合フィルタ型の例示的受信機が開示され、前記受信機は前記通信システムにおける同期信号を受信するように整えられ、また、１セットの離散的フーリエ周波数係数を定義することと、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数を離散的時間表現に変換することと、によって確立される前記同期信号に適応しており、前記受信機は好適には前記離散的時間表現を前記通信システムにおける前記同期信号として受信するように整えられる。

好適なモードでは前記離散的時間表現は、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数が中心対称であるようなものである。

本発明のなおもう１つの態様によれば、本発明は、同期信号を送信するように整えられた送信機と、前記同期信号を受信するように整えられた、好適には整合フィルタ型の受信機と、を含む通信システムを提供し、前記同期信号は、１セットの離散的フーリエ周波数係数が定義されることと、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数が離散的時間表現に変換されることと、から確立され、前記送信機および受信機は好適にはそれぞれ前記離散的時間表現を前記同期信号として送信および受信するように整えられる。

本発明の好適なモードでは、前記送信機および受信機は、前記離散的時間表現を前記同期信号として使用するように整えられ、前記離散的時間表現は前記１セットの離散的フーリエ周波数係数が中心対称であるようなものである。

本発明を例示する実施形態は、下記の付属図面を用いて説明される。
１２８サンプルロング相関器を使用する、ＲＡＮＷＧ１会議，４８ビス，Ｒ１−０７１４９７文献からのＰ−ＳＣＨ信号の非周期性相関関数を示す従来技術の図である。１２８サンプルロング相関器を使用するＲＡＮＷＧ１会議，４８ビス，Ｒ１−０７１５３１文献からのＰ−ＳＣＨ信号の非周期性相関関数を示す従来技術の図である。本発明の一実施形態によるＰ−ＳＣＨ数列のサブキャリアへのマッピングの結果を略図的に示す図である。本発明の一実施形態によるＮ＝Ｌ＋１サンプルの数列長さに関して式５によって定義されたＰ−ＳＣＨ信号のための効率的な整合フィルタを略図的に示す図である。１２８サンプルロング相関器を使用する、式１４で指定されたＰ−ＳＣＨ信号の非周期性相関関数を示す本発明の図である。本発明の一実施形態による例示的通信システムの送信機と受信機とを略図的に示す図である。

例えばＯＦＤＭ伝送技術に基づくＥ−ＵＴＲＡセルラーシステムにおけるダウンリンク信号は、伝送のために利用可能な帯域幅、いわゆるＤＣサブキャリア内の中心周波数を使用しないように指定される。この理由は、基地局の送信機または移動ユーザ装置（ＵＥ）の受信機のいずれかで起こり得る潜在的ローカル発信器漏洩がＤＣサブキャリアに重大な干渉を引き起こし、それによってこの装置を実際に使用できなくする可能性があるということである。

Ｅ−ＵＴＲＡセルラーシステムは、ＵＥにおけるＯＦＤＭ記号タイミング同期化をサポートするためにダウンリンク（ＤＬ）上で伝送される複数（３つ）の１次同期Ｐ−ＳＣＨ信号を使用するように指定される。３つのＰ−ＳＣＨ信号は、セル識別グループ内のセル識別情報に結合されており、この方法でタイミング同期目的と情報伝送との両方のために役立っている。

Ｐ−ＳＣＨ信号は非反復性構造を有しており、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ（ＺＣ）系列に基づいている。Ｐ−ＳＣＨ信号は、ＤＣサブキャリアを中心とする最大７２個のアクティブサブキャリアを有するＯＦＤＭ信号である。アクティブサブキャリアは、ルートインデックスｕ＝ｕ₁，ｕ₂，ｕ₃を有する３個の異なるＺＣ系列の１セットから選択されたセル固有Ｐ−ＳＣＨ数列ｄ_u［ｎ］のエレメントで変調される。利用可能なサブキャリアへの長さＬ＝７２の例示的Ｐ−ＳＣＨ数列ｄ_u［ｎ］，ｎ＝０，・・・，７１の結果として得られたマッピングは、図３に略図的に示されている。同期信号のＵＥにおける受信は、好適には整合フィルタ受信機によって行われる。整合フィルタは、信号の完全な受信の瞬間においてフィルタの出力における信号対雑音比を最大にするように示され得る。相加性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルを通過した信号に関する整合フィルタのインパルス応答は、伝送された信号の時間的逆バージョンに等しい。このような整合フィルタは、非ＡＷＧＮチャネルに関する正確な整合フィルタの良好な近似がチャネル相関関数の知識を必要とするので、伝播チャネルがＡＷＧＮでない場合でも実際に使用される。

ＲＡＮＷＧ１会議，４８ビスからの２つの提案を比較すると、前者の提案で行われたトレードオフは１つの利用可能なサブキャリアが未使用のままに留まることである。これは、信号の周波数ダイバーシチを減らし、信号をフェージング伝播チャネルの効果により影響され易くする。信号帯域幅のより大きな削減は、信号の主要自己相関ローブの拡大に繋がり、これは信号タイミング推定の精度低下を意味する。前者の提案ＰａｃｋａｇｅｏｆＰＳＣａｎｄＳＳＣｐｒｏｐｏｓａｌｓｆｏｒＬＴＥｃｅｌｌｓｅａｒｃｈ，Ｒ１−０７１４９７と比較して後者の提案ＣｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆｓｅｑｕｅｎｃｅａｎｄｓｔｒｕｃｔｕｒｅｆｏｒＰ−ＳＣＨ，Ｒ１−０７１５３１の欠点は、長さ７２のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の異なるルートインデックスから得られた多数の１次同期Ｐ−ＳＣＨ信号の最大相互相関が、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の長さが７１である場合より高いことである。

従来技術を改善するため、または従来技術の代替手段を提供するために本発明の例示的実施形態は、通信システムにおいて整合フィルタ受信機に特によく適した同期信号を確立するための方法、システムおよび装置提案し、本方法は、１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］を定義することと、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］を離散的時間表現ｓｕ［ｋ］に変換することと、前記通信システムにおける前記同期信号としての前記離散的時間表現ｓｕ［ｋ］の使用のために前記通信システムを準備することと、を含む。

「・・・の使用のために通信システムを準備すること」とは例えば、送信または受信時に同期信号を利用するためにシステム内のどこかに在るメモリに信号を記憶させることによって、あるいは通信システムの一部分をプログラムすることによって、指定された同期信号を使用できるように通信システムを準備することを含む。

前記１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈ_u［ｌ］は好適には、中心対称であるように定義される。周波数表現が中心対称の場合、これは離散的時間表現ｓ_u［ｋ］も中心対称であるための必要十分な条件であることが以下に示される。これは、整合フィルタ受信機がＲＡＮＷＧ１会議，４８ビスの前述の提案の場合よりはるかに効率的であるように設計されることが可能であることを意味する。

本発明の一実施形態における信号の中心対称性の１つの動機は、信号波形の正確な知識が必須条件である整合フィルタ受信機等の受信機が効率的に実現されることである。

本発明による例示的方法において離散的フーリエ周波数係数の１セットを定義するための１つの方法は、離散的フーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］の前記１セットを定義するためにこの例示的方法に、数列ｄｕ［ｎ］を定義することと、好適には中心対称である離散的フーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］の前記１セットに到達するように数列ｄｕ［ｎ］のマッピングを行うことと、を含ませることである。

これは、３ＧＰＰＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，３ＧＰＰＴＳ３６．２１１ｖ１．０．０における規格にも準拠する係数Ｈ_u［ｌ］を定義する便利な方法を可能にし、更に中心対称の好適な性質を保持する。

更に、本発明による方法について、数列ｄ_u［ｎ］を定義することは好適にはまた、前記数列ｄ_u［ｎ］を中心対称であるように定義することを含む。

更に、本発明の好適な実施形態では前記マッピングは、ゼロであるＤＣサブキャリアを有する離散的フーリエ周波数係数Ｈ_u［ｌ］の前記１セットを有するように行われる。これは、３ＧＰＰＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，３ＧＰＰＴＳ３６．２１１ｖ１．０．０に在るようなＤＣキャリアがゼロであるための要件を有するシステムにおいて有利である。

一例として本発明の方法によるマッピングは、

によって行われる。ここでＬは前記数列ｄ_u［ｎ］の長さであり、Ｎ＝Ｌ＋１は離散的フーリエ周波数係数Ｈ_u［ｌ］の数である。このマッピングは、中心対称数列を１セットの中心対称周波数係数にマッピングすることと、この１セットの周波数係数がゼロであるＤＣキャリアを有するように前記数列をマッピングすることとの好適な要件両方をみたす。

前記数列を定義することは、例えば、長さがＬであってｄ_u［ｎ］＝ｄ_u［Ｌ−１−ｎ］，ｎ＝０，１，・・・，Ｌ／２−１といった性質を有する中心対称数列ｄ_u［ｎ］として前記数列を定義することを含む。したがってこれは、ｄ_u［ｎ］の中心対称性を与える。前記中心対称数列ｄ_u［ｎ］は、長さＬ／２の数列とその反転レプリカ（ｒｅｖｅｒｔｅｄｒｅｐｌｉｃａ）とを連結することによって定義され得る。これの一例として、ある数列が挙げられ得るが、前記中心対称数列ｄ_u［ｎ］は、

によって与えられるように、ｄ_u［ｎ］が、長さＬ／２のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列とその反転レプリカとを連結することによって得られる。ここで、正の整数ＮについてＷ_N＝ｅ^-j2π/Nである。

中心対称数列を取得するためのもう１つの方法は、ｄ_u［ｎ］が

によって与えられるように、奇数長さＬ＋１のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の中心エレメントをパンクチャすること（ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）（抜き取ること）による。ここで、正の整数ＮについてＷ_N＝ｅ^-j2π/Nである。

数列ｄｕ［ｎ］が

であるように中心対称の場合、式１のＨ_u［ｌ］もまたＤＣを中心として中心対称である。これは

であるように、時間領域同期信号ｓ_u［ｋ］が中心対称であるための必要十分条件である。

これはサンプルｓ_u［０］だけがその対称の相手方を有さないことを意味する。式５の証明は次のとおりである。すなわち、ｓ_u［ｋ］の定義、

からスタートして、

が続く。ここで、変数ｎ＝Ｎ−ｌの変化を導入し、合計を再整理し、ＤＦＴ｛Ｈ_u［ｎ］＝Ｈ_u［ｎ＋Ｎ］｝の周期性を使用した。上記の関係から、これに続いてＨ_u［ｎ］＝Ｈ_u［Ｎ−ｎ］の場合、ｓ_u［ｋ］＝ｓ_u［Ｎ−ｋ］となり、これは十分条件である。これはまた、必要条件でもあって、Ｈ_u［ｎ］の式からスタートすることによって示され得るので、Ｈ_u［ｎ］＝Ｈ_u［Ｎ−ｎ］である場合のみ、ｓ_u［ｋ］＝ｓ_u［Ｎ−ｎ］であることを意味する。

応用ケースでは、前記中心対称数列を長さＬ＝７２を有するように定義する場合、その性能をＲＡＮＷＧ１会議，４８ビスの前述の従来技術提案の数列から達成可能な性能と比較できる。これらの引用された文献の第１のものと比較されると、これはＰ−ＳＣＨ信号のために利用可能なすべてのアクティブサブキャリアの利用を与える。ＲＡＮＷＧ１会議，４８ビスの両引用提案と比較されると、これは以下に論じられるように極めて低いペアワイズ非周期性相互相関と同期信号の極めて低い自己相関サイドローブと低いピーク対平均電力比ＰＡＰＲとを有する同期信号を与える。

ｄ_u［ｎ］の長さＬの選択がこの例示的長さに限定されず、用途に依存することはいうまでもない。一例として前記中心対称数列が長さＬ＝６４を有することは完全に可能である。

本発明による通信システムにおける同期信号を確立する前述の方法は、例えば無線通信システムである通信システムのためにこのような同期信号を確立するある種の同期化を必要とする異なる通信システムにおいて同期信号を確立するために使用され得る。このような無線通信システムの一例は、セルラー通信システムにおけるＯＦＤＭダウンリンクチャネルである。このようなシステムは、３ＧＰＰＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，３ＧＰＰＴＳ３６．２１１ｖ１．０．０に記載されている。

前述の本発明による方法のすべての特徴とそれらすべての異なる代替手段とが、それらの組み合わせが自己矛盾を意味しない限り、任意に組み合わせ可能であることは明記されるべきである。

一例として、ここで、３ＧＰＰＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，３ＧＰＰＴＳ３６．２１１ｖ１．０．０に指定された仕様に準拠するシステムの場合に適用される本発明の識見を使用し、この応用ケースの性能をＲＡＮＷＧ１会議，４８ビスの前記従来技術提案の性能と比較する。３ＧＰＰＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，３ＧＰＰＴＳ３６．２１１ｖ１．０．０に指定され、図３に示されたようにＤＣサブキャリアは数列ｄ_u［ｎ］のエレメントをマップするために使用されることはできないが、ｄ_u［ｎ］のエレメントはＤＣサブキャリアを中心として連続して等間隔に配置された他のすべてのサブキャリアにマップされる。図３からのベースバンドＰ−ＳＣＨ信号ｓ_u［ｋ］，ｋ＝０，１，・・・，Ｎ−１は、例えば、

のように、Ｎ個のフーリエ係数Ｈ_u［ｌ］，ｌ＝０，１，・・・，Ｎ−１のスペクトルのＮポイントＩＤＦＴ（逆離散的フーリエ変換）によって得られる。ここで、ｄ_u［ｎ］，ｎ＝０，１，・・・，Ｌ−１は、長さＬ＝７２の例示的Ｐ−ＳＣＨ数列である。

一例として、ＲＡＮＷＧ１会議，４８ビス，Ｒ１−０７１４９７の提案は、

によって与えられるＰ−ＳＣＨ数列を記述している。

１２８サンプルロング相関器のためのＲＡＮＷＧ１会議，４８ビス，Ｒ１−０７１４９７からのＰ−ＳＣＨ信号の非周期性相互／自己相関関数は図１に示されている。これらの信号のＰＡＰＲ値は３．１４ｄＢ、３．１４ｄＢおよび４．６６ｄＢである。

もう１つの例として提案ＲＡＮＷＧ１会議，４８ビス，Ｒ１−０７１５３１は、

によって与えられるＰ−ＳＣＨ数列によって記述され得る。

１２８サンプルロング相関器のための、またｕ＝１，７１，５に関するＲＡＮＷＧ１会議，４８ビスからの提案Ｒ１−０７１５３１におけるＰ−ＳＣＨ信号の非周期性相互／自己相関関数は図２に示されている。これらの信号のＰＡＰＲ値は２．６１ｄＢ、２．５７ｄＢおよび６．７８ｄＢである。

Ｐ−ＳＣＨ信号のＮ−１個のサンプルの中心対称性は、Ｐ−ＳＣＨ信号に対応する例示的整合フィルタにおける乗算の回数を減らすために使用され得る。例えばＮ＝Ｌ＋１＝７３の場合、Ｐ−ＳＣＨ信号の７２個の中心対称サンプルが存在するので、整合フィルタは、７３回の乗算を必要とする直接実現と比較して約５０％の削減になる１相関当たり１＋７２／２＝３７回の乗算によって実現され得る。これは図４に示されているが、この図で「＊」は複素共役を意味する。

以下では、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列（ＺＣ）に基づく中心対称である例示的Ｐ−ＳＣＨ数列ｄ_u［ｎ］を取得するための２つの手順または方法が論じられる。第１の方法は、長さＬ／２のＺＣ系列とその反転レプリカとを連結することである。対応するＰ−ＳＣＨ数列ｄ_u［ｎ］は式２、

によって与えられる。

第２の方法は、奇数長さＬ＋１のＺＣ系列の中心エレメントをパンクチャすることである。この場合、Ｐ−ＳＣＨ数列ｄ_u［ｎ］は式３、

によって与えられる。

第２の代替手段は、より低い最大相互相関を有する例示的Ｐ−ＳＣＨ信号を与える。

上記の論議から、長さ７３の異なるＺＣ系列の中心エレメントをパンクチャすることによって得られる、すなわち

によって得られる長さ７２の３個の異なる例示的Ｐ−ＳＣＨ数列ｄ_u［ｎ］を定義することが有利であることが続く。

１２８サンプルロング相関器を使用して式１４から得られるＰ−ＳＣＨ信号の非周期性相互／自己相関関数は図５に示されている。本発明にしたがって得られたＰＡＰＲ値は２．９８ｄＢ、２．９８ｄＢおよび４．４３ｄＢであって、すなわち従来技術のＰＡＰＲ値より良好であるか、従来技術のＰＡＰＲ値に相当している。

ルートインデックスｕ₃＝Ｌ＋１−ｕ₁を有する長さＬ＋１のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列はルートインデックスｕ₁を有する同じ長さのＺＣ系列の複素共役バージョンであるから、これら２つの対応する整合フィルタは単に１つのフィルタの乗算の複雑さでもって実現され得る。

中心対称であるフーリエ周波数係数に基づいて同期信号を指定することはＲＡＮＷＧ１会議，４８ビスに関する前述の背景文献において明らかにされなかった識見から利益を得る、すなわちこのような同期信号の伝送は、例えばこのような信号を受信する受信機において相関器の対応するバンクの効率的実現を可能にするという利点を提供する。この利益は、従来技術文献の教示から達成され得るものを考慮すると驚くほどのものである。

本発明の一実施形態によれば、本発明は同期信号を通信システムにおいて例えば整合フィルタ受信機に送信するように整えられる。同期信号は、１セットのフーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］を定義することと、前記１セットのフーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］を離散的時間表現ｓｕ［ｋ］に変換することと、から確立され、送信機が好適には前記離散的時間表現ｓｕ［ｋ］を前記通信システムにおける前記同期信号として使用するように整えられる。

一例示的実施形態では送信機は前記離散的時間表現ｓ_u［ｋ］を前記通信システムにおける前記同期信号として使用するように整えられており、前記離散的時間表現ｓ_u［ｋ］は前記１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈ_u［ｌ］が中心対称であるようなものである。

図６は、本発明による例示的通信システムの送信機Ｔｘ（６１）と受信機Ｒｘ（６５）とを略図的に示している。

基本的に送信機は、ある特定の用途のために所望されるように、上記の本発明の方法の、送信の観点からの如何なる特徴をも実行するように整えられ得る。送信機は、離散的時間表現ｓ_u［ｋ］を前記通信システムにおける前記同期信号として使用するように整えられる。これは、送信機が同期信号を使用するための構造を備えることを意味する。このような構造の非排他的な例は、電子メモリＭ_T（６４）とマイクロプロセッサμ_T（６２）と電気信号を送信するための回路Ｔｃ（６３）とを含む。

本発明の一実施形態において本発明は通信システムのための整合フィルタ型の受信機を包含しており、前記受信機は前記通信システムにおける同期信号を受信するように整えられており、前記同期信号は、１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］を定義することと、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］を離散的時間表現ｓｕ［ｋ］に変換することと、から確立され、前記受信機は好適には前記離散的時間表現ｓｕ［ｋ］を前記通信システムにおける前記同期信号として受信するように整えられている。

一例示的実施形態では、受信機は前記離散的時間表現ｓ_u［ｋ］を前記通信システムにおける前記同期信号として使用するように整えられており、前記離散的時間表現ｓ_u［ｋ］は前記１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈ_u［ｌ］が中心対称であるようなものである。

基本的に受信機は、ある特定の用途のために所望されるように、上記の本発明の方法の、受信の観点からの如何なる特徴をも実行するように整えられ得る。受信機は好適には離散的時間表現ｓ_u［ｋ］を前記通信システムにおける前記同期信号として使用するように整えられる。これは、受信機が同期信号を使用するための構造を備えることを意味する。このような構造の非排他的な例は、電子メモリＭ_R（６８）とマイクロプロセッサμ_R（６６）と電気信号を受信するための回路Ｒｃ（６７）とを含む。

本発明の一例示的実施形態において、本発明は、例示的整合フィルタ受信機に同期信号を送信するように整えられた送信機と、前記同期信号を受信するように整えられた、例示的整合フィルタ型の受信機と、を含む通信システムを包含しており、前記同期信号は、１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］を定義することと、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］を離散的時間表現ｓｕ［ｋ］に変換することと、から確立され、前記送信機は好適には前記離散的時間表現ｓｕ［ｋ］を前記同期信号として送信するように整えられ、前記受信機は好適には前記離散的時間表現ｓｕ［ｋ］を前記同期信号として受信するように整えられる。本発明の好適なモードでは前記通信システムの送信機と受信機は前記離散的時間表現ｓｕ［ｋ］を前記同期信号として使用するように整えられる。前記離散的時間表現ｓｕ［ｋ］は前記１セットの離散的フーリエ周波数係数Ｈｕ［ｌ］が中心対称であるようなものである。

Claims

通信システムにおける伝送のための同期信号を確立する方法であって、
１セットの離散的フーリエ周波数係数を定義し、
前記１セットの離散的フーリエ周波数係数を離散的時間表現に変換し、
前記離散的時間表現を通信システムにおける同期信号として使用する、
ことを含み、
前記１セットの離散的フーリエ周波数係数が中心対称数列の離散的フーリエ周波数係数へのマッピングを表し、
前記１セットの離散的フーリエ周波数係数は中心対称である１セットのフーリエ周波数係数であり、
前記中心対称数列は奇数長さＬ＋１のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の中心エレメントをパンクチャすることに対応する、
方法。
前記１セットの離散的フーリエ周波数係数はゼロであるＤＣキャリアを表す、請求項１に記載の方法。
前記マッピングは

にしたがって実行され、ここで、ｄ_u［ｎ］，ｎ＝０，１，・・・，Ｌ−１が数列を表し、Ｌが前記数列の長さであり、Ｈ_u［ｌ］，ｌ＝０，１，・・・，Ｎ−１が離散的フーリエ周波数係数を表し、Ｎが離散的フーリエ周波数係数の数である、請求項１又は２に記載の方法。
前記数列ｄ_u［ｎ］は、長さＬを有し、ｄ_u［ｎ］＝ｄ_u［Ｌ−１−ｎ］，ｎ＝０，１，・・・，Ｌ／２−１である性質を有する、請求項３に記載の方法。
前記中心対称数列ｄ_u［ｎ］は、奇数長さＬ＋１のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の中心エレメントをパンクチャすることによって得られ、

によって与えられ、ここで、正の整数ＮについてＷ_N＝ｅｘｐ（−ｊ２π／Ｎ）である、請求項１〜４のいずれかに記載の方法。
前記中心対称数列は３つのルートインデックスｕ、ｕ＝ｕ₁、ｕ＝ｕ₂またはｕ＝ｕ₃のうちの一つのルートインデックスのパンクチャされたＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列である、請求項１または５に記載の方法。
第１のルートインデックスｕ₁について、第２のルートインデックスはＬ＋１−ｕ₁である、請求項６に記載の方法。
前記ルートインデックスの各々はセルラー通信システムにおけるセル固有同期数列に対応する、請求項６又は７に記載の方法。
前記１セットの離散的フーリエ周波数係数は、

に対応する離散的時間表現ｓ_u［ｋ］に変換され、ここで、Ｎが前記１セットの離散的フーリエ周波数係数の数であり、フーリエ周波数係数Ｈ_u［ｌ］，ｌ＝０，１，・・・，Ｎ−１である、請求項１〜８のいずれかに記載の方法。
前記同期信号はＯＦＤＭ記号タイミング同期を与える、請求項１〜９のいずれかに記載の方法。
前記同期信号はマルチユーザシステムにおけるＯＦＤＭ記号タイミング同期を与える、請求項１〜１０のいずれかに記載の方法。
前記通信システムにおける同期信号を確立することは、無線通信システムである通信システムのための同期信号を確立することを含む、請求項１〜１１のいずれかに記載の方法。
前記無線通信システムにおける同期信号を確立することは、セルラー通信システムにおけるＯＦＤＭダウンリンクチャネルの同期化のための同期信号を確立することを含む、請求項１２に記載の方法。
前記同期信号はセル識別情報に結合される、請求項１〜１３のいずれかに記載の方法。
通信システムにおいて確立された同期信号を送信するための回路を備える、前記通信システムのための送信機であって、
離散的フーリエ周波数係数の１セットを定義されることと、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数が離散的時間表現に変換されることと、及び前記１セットの離散的フーリエ周波数係数が中心対称数列の離散的フーリエ周波数係数へのマッピングを表すように定義され、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数は中心対称である１セットのフーリエ周波数係数であり、前記中心対称数列は奇数長さＬ＋１のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の中心エレメントをパンクチャすることに対応することと、を表す伝送のための前記同期信号を確立することに適応したマイクロプロセッサを有し、
前記送信するための回路が前記通信システムにおいて前記離散的時間表現に対応する同期信号を送信するために整えられる、
送信機。
前記マイクロプロセッサは請求項１〜１４のいずれかに記載の方法の同期信号を確立することに適応している、請求項１５に記載の送信機。
通信システムにおいて確立された同期信号を受信するための回路を備える、前記通信システムのための受信機であって、
離散的フーリエ周波数係数の１セットを定義されることと、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数が離散的時間表現に変換されることと、及び前記１セットの離散的フーリエ周波数係数が中心対称数列の離散的フーリエ周波数係数へのマッピングを表すように定義され、前記１セットの離散的フーリエ周波数係数は中心対称である１セットのフーリエ周波数係数であり、前記中心対称数列は奇数長さＬ＋１のＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の中心エレメントをパンクチャすることに対応することと、表す前記同期信号に前記受信機を同期させることに適応したマイクロプロセッサを有し、
前記受信するための回路が前記通信システムにおいて前記離散的時間表現に対応する同期信号を受信するために整えられる、
受信機。
前記受信機は整合フィルタ型受信機に対応し、１つだけ減らされたフィルタ係数の数は前記中心対称数列の長さの半分に対応する、請求項１７に記載の受信機。
前記受信機は、フィルタ係数がＺａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列の複数のルートインデックスの１つに対応する整合フィルタ型受信機に対応し、前記複数のルートインデックスに関するフィルタ係数を記憶するように整えられている、請求項１８に記載の受信機。
前記受信機は整合フィルタ型である、請求項１７に記載の受信機。
前記整合フィルタはＡＷＧＮチャネル上で送信された受信信号に整合する、請求項１７〜２０のいずれかに記載の受信機。
マイクロプロセッサは請求項１〜１４のいずれかに記載の方法において確立された同期信号に適応している、請求項１７〜２０のいずれかに記載の受信機。
確立された同期信号を受信機に送信するための回路を備える送信機と前記送信機からの前記同期信号を受信するための回路を備える受信機とを含む通信システムであって、
前記送信機は請求項１５または１６に記載の送信機であり、
前記受信機は請求項１７〜２２のいずれかに記載の受信機であり、
前記受信機は、信号波形の知識から前記送信機に同期するように適応している、
通信システム。